JP2003249876A - 符号分割多元接続（ｃｄｍａ）モデム - Google Patents

符号分割多元接続（ｃｄｍａ）モデム

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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 スペクトラム拡散通信システム用符号分
割多元接続モデムを提供する。 【解決方法】 符号発生器と、符号信号のそれぞれと合
成してスペクトラム拡散手段と、グローバルパイロット
符号信号を生ずるグローバルパイロット符号発生器とを
含むモデム送信機、パイロット符号発生器と、パイロッ
ト信号の符号位相遅延出力と受信ＣＤＭＡ信号との間の
相関をとって逆拡散ずみの関連のパイロット信号を生ず
るパイロット符号相関器とを含むモデム受信機を備え
る。パイロット信号の符号位相をパイロット信号の受信
まで捕捉信号値に応答して変化させる。関連のパイロッ
ト符号トラッキング論理回路が捕捉信号に応答して関連
のパイロット符号信号を位相調節して逆拡散ずみの関連
のパイロット符号信号の信号電力レベルが最大になるよ
うにする信号捕捉回路を備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】農村の電話システムや発展途上国におけ
る電話システムなど遠隔地として分類される利用者群に
高品質の電話通信サービスを提供することが近年課題に
なってきた。この種のサービスの創出した需要の一部
は、固定式または移動式の周波数分割多重（ＦＤＭ）シ
ステム、周波数多元接続（ＦＤＭＡ）システム、時分割
多重（ＴＤＭ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）
システム、周波数分割および時分割組合せシステム（Ｆ
Ｄ／ＴＤＭＡ）、およびこれら以外の陸上移動無線シス
テムなどの無線サービスによって満たされてきた。これ
らの遠隔地電話サービスは、周波数帯域幅またはスペク
トル帯域幅容量によって同時並行的にサポートできる数
よりも多数の潜在的利用者に対処しなければならないこ
とが多い。
【０００２】これらの制約を考慮して、無線通信の最近
の進歩は複数の利用者による同時並行の通信を提供する
のにスペクトラム拡散変調手法を用いている。スペクト
ラム拡散変調とは、拡散符号信号、すなわち符号発生器
で生成され情報データビットまたはシンボル信号の周期
よりも短い周期ＴＣの拡散符号信号で情報信号を変調す
ることを意味する。情報信号送信用の搬送波周波数を上
記符号信号で変調して周波数ホッピング拡散とすること
もでき、また情報データ信号を拡散符号信号に乗算して
直接系列拡散（ＤＳ）とすることもできる。スペクトラ
ム拡散変調は情報信号の送信に必要な帯域幅よりも実質
的に大きい帯域幅の信号を生成し、受信信号を同期復調
し逆拡散することによって原情報信号を再生する。同期
復調器は基準信号を用いて逆拡散回路を入力スペクトラ
ム拡散被変調信号に同期させ、搬送波および情報信号を
再生する。この基準信号は、情報信号による変調を受け
ていない拡散符号で構成できる。
【０００３】無線通信網にスペクトラム拡散変調を用い
ると、多数の利用者が相互間干渉を最小限に抑えながら
同一の周波数帯域を利用できるので多くの利点が得られ
る。スペクトラム拡散変調は他の干渉源からの影響も低
減する。また、同期スペクトラム拡散変調復調手法は、
各々が互いに異なる拡散符号でスペクトラム拡散されし
かも単一の基準信号のみを利用者に送信する複数メッセ
ージチャネルをその利用者のために設けることによって
拡張できる。
【０００４】スペクトラム拡散手法を用いる分野の一つ
がパーソナル通信サービス（ＰＣＳ）用のセルラー移動
通信の分野である。この種のシステムは多数の利用者を
サポートし、ドップラー偏移およびフェージングを抑制
し、低ビット誤り率の高速ディジタルデータ信号を生ず
るので望ましい。これらのシステムは、直交または準直
交拡散符号群を用い、パイロット拡散符号系列をこれら
符号群に同期させる。各利用者は上記拡散符号の一つを
拡散機能として割り当てられる。これらシステムの関連
問題として、直交符号により多数の利用者をサポートす
ること、遠隔ユニットに利用可能な節減電力を取り扱う
こと、およびマルチパスフェージング効果を取り扱うこ
となどがある。これらの問題に対する解決法としては、
フェーズドアレイアンテナを用いて多数の応答走査可能
なビームを生成すること、および非常に長い直交符号系
列または準直交符号系列、すなわち市内交換局基準に同
期した符号の循環シフト、およびマルチパス信号のダイ
バーシティ合成に再利用できる系列を利用することなど
が挙げられる。
【０００５】
【発明の概要】本発明によるモデムを含むシステムの一
例は、一つ以上の基地局と複数の遠隔加入者ユニットと
の間の無線リンクを用いて加入回線電話サービス、すな
わち地域集団電話サービスを提供する。実施例において
は無線リンクを固定加入者ユニット（ＦＳＵ）と交信す
る基地局について説明するが、このシステムはＦＳＵお
よび移動加入者ユニット（ＭＳＵ）の両方への無線リン
クを有する複数の基地局を含むシステムにも同様に適用
できる。したがって遠隔加入者ユニットをこの明細書で
は加入者ユニット（ＳＵ）と呼ぶ。図１を参照すると、
このシステム例において基地局（ＢＳ）１０１は加入者
線交換機（ＬＥ）１０３または上記以外の電話網交換イ
ンタフェースに呼接続を提供するものであり、無線搬送
波局（ＲＣＳ）１０４を有する。一つ以上のＲＣＳ１０
４、１０５および１１０がリンク１３１、１３２、１３
７、１３８および１３９経由で無線分配ユニット（ＲＤ
Ｕ）１０２に接続され、ＲＤＵ１０２が電話会社局線１
４１、１４２および１５０経由で呼設定信号、制御信号
および情報信号の送受信によってＬＥ１０３とインタフ
ェースを形成する。ＳＵ１１６および１１９は無線リン
ク１６１、１６２、１６３、１６４および１６５経由で
ＲＣＳ１０４と交信する。ＲＣＳおよびＳＵはこれら無
線リンクを確立するとともに維持するＣＤＭＡモデムを
ともに備える。代替的実施例では、いくつかのＳＵと、
ＳＵ相互間の交信を可能にするようにＲＣＳと同等に機
能する「主」ＳＵとを有する。その実施例では、市内電
話網への接続はあってもなくても差し支えない。
【０００６】この実施例は送受信スペクトラム拡散チャ
ネルに搬送波を中心として互いに異なるスペクトラム拡
散帯域幅を用いているが、本発明の手法は送信チャネル
用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用い受信チャネル
用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用いたシステムに
も容易に拡張できる。スペクトラム拡散通信システムは
一方の利用者の送信が他方の利用者の逆拡散受信機には
雑音に見える本来の特徴を有するので、実施例では送信
経路チャネルおよび受信経路チャネルの両方に同じスペ
クトラム拡散チャネルを用いることもできる。換言する
と、アップリンクおよびダウンリンク伝送に同一の周波
数帯域を用いることができる。
【０００７】スペクトラム拡散ずみ２進シンボル情報を
この実施例ではナイキストパルス成形付きの直交位相偏
移（ＱＰＳＫ）変調により無線リンク１６１乃至１６５
経由で送信する。オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）お
よび最小偏移（ＭＳＫ）など上記以外の変調手法を用い
ることもできる。
【０００８】ＲＣＳおよびＳＵの各々は、情報信号およ
び接続制御信号などの通信信号の送受信のために、この
発明によるＣＤＭＡモデムを備える。この発明の実施例
を含むＣＤＭＡモデムは、関連のパイロット符号信号を
提供し複数のメッセージ符号信号を生ずる符号発生器
と、上記情報信号の各々を上記メッセージ符号信号のそ
れぞれと合成してスペクトラム拡散処理ずみのメッセー
ジ信号を生ずる拡散回路と、上記メッセージ符号信号の
同期基準となるグローバルパイロット符号信号を生ずる
グローバルパイロット符号発生器とを有するモデム送信
機を含む。
【０００９】このＣＤＭＡモデムは関連のパイロット符
号捕捉およびトラッキング論理回路を備えるモデム受信
機をも含む。この関連のパイロット捕捉論理回路は関連
のパイロット符号発生器と、関連のパイロット信号の符
号位相遅延出力・受信ＣＤＭ信号間の相関をとって逆拡
散ずみの関連のパイロット信号を生ずる一群の関連のパ
イロット符号相関器とを含む。この関連のパイロット信
号の符号位相を、捕捉信号値に応答して、捕捉信号値の
変動により逆拡散ずみの関連のパイロット符号信号の存
在を検出器が表示するまで変化させる。この関連のパイ
ロット符号信号は上記グローバルパイロット信号に同期
させる。関連のパイロット符号トラッキング論理回路が
捕捉信号に応答して関連のパイロット符号信号を同相に
調節して、逆拡散ずみの関連のパイロット符号信号の信
号電力レベルが最大になるようにする。最後に、ＣＤＭ
Ａモデム受信機は一群のメッセージ信号捕捉回路を含
む。これらメッセージ信号捕捉回路の各々は、ローカル
な受信メッセージ符号信号とＣＤＭ信号との相関をとっ
てそれぞれの逆拡散ずみの受信メッセージ信号を生ずる
複数の受信メッセージ信号相関器を含む。
【００１０】ＣＤＭＡモデムで用いられる互いにほぼ直
交した符号の大きい群を生成するために、本発明のモデ
ムは符号系列発生器を有する。符号系列は、ＲＦ通信チ
ャネル経由の同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）送信を含
むスペクトラム拡散通信システムの論理チャネルにそれ
ぞれ割り当てられる。系列のひと組は、データ信号によ
る変調なしに送信されるパイロット系列として用いられ
る。符号系列発生回路は、線形帰還シフトレジスタと、
短い均一符号系列を生ずるメモリと、複数の巡回シフト
フィードフォワード部、すなわち各々が符号系列群のそ
れぞれの系列を生ずるフィードフォワード部とを有する
長符号系列発生器を含む。さらに、この符号系列発生器
は、発生した符号系列の各々と短い均一符号系列とを合
成して、互いに比較的低い相関を示す長符号系列のグル
ープまたはファミリーを生成するための一群の符号系列
合成器を有する。
【００１１】
【実施例の説明】図１を参照すると、無線リンク１６１
乃至１６５はアップリンクおよびダウンリンク両方向の
送信モードとして広帯域符号分割多元接続（Ｂ−ＣＤＭ
Ａ）を組み入れる。多元接続システムに用いられるＣＤ
ＭＡ（スペクトラム拡散帯域としても知られる）通信技
術は周知である。この明細書に述べるシステムは、直接
系列（ＤＳ）拡散技術を用いている。モデムの各々にお
いて、一つ以上のＣＤＭＡ変調器は、スペクトラム拡散
符号系列を発生する動作を行う。また、それらモデムは
例えば擬似雑音（ＰＮ）スペクトラム拡散符号系列を発
生し、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号を同相（Ｉ）
チャネルおよび直交位相（Ｑ）チャネルに生ずるように
複素ＤＳ変調する動作を行う。パイロット信号を発生し
変調信号とともに送信する。本実施例のこれらパイロッ
ト信号はデータによる変調を受けない拡散符号である。
パイロット信号は、システム同期、搬送波位相再生、お
よび無線チャネルのインパルス応答の評価に用いられ
る。各ＳＵは、単一のパイロット発生器と、少なくとも
一つのＣＤＭＡ変調器および復調器、すなわちＣＤＭＡ
モデムとを有する。各ＲＣＳ１０４、１０５、１１０は
単一のパイロット発生器と、すべてのＳＵが使うすべて
の論理チャネルに十分なＣＤＭＡ変調器および復調器と
を有する。
【００１２】ＣＤＭＡ復調器はマルチパス伝搬効果の解
消または利用に適切な処理で信号を逆拡散する。受信電
力レベルに関するパラメータを用いて自動電力制御（Ａ
ＰＣ）情報を発生し、この情報を通信リンクの他端に
（すなわちＳＵからＲＣＳへ、またはＲＣＳからＳＵ
へ）送信する。ＡＰＣ情報は順方向電力自動制御（ＡＦ
ＰＣ）リンクおよび逆方向電力自動制御（ＡＲＰＣ）リ
ンクの送信電力を制御するのに用いる。さらに、各ＲＣ
Ｓ１０４、１０５、１１０は、ＡＰＣと同様に保守電力
制御（ＭＰＣ）を実行して各ＳＵ１１１、１１２、１１
５、１１７、１１８の初期送信電力を調整することがで
きる。
【００１３】ＣＤＭＡは拡散帯域幅により周波数ダイバ
ーシティをもともと伴っているのでＲＣＳ１０４、１０
５および１１０のアンテナにおけるダイバーシティ合成
は不要である。しかし、受信機はマルチパス信号を合成
する適応整合フィルタ（ＡＭＦ）（図１には示してな
い）を備えることができる。この実施例においては、Ａ
ＭＦは最大比合成を行う。 ［論理通信チャネル］従来の「チャネル」はインタフェ
ースの一部であり内容に関係なくそのインタフェースの
それ以外の経路と区別できる通信経路と通常見なされ
る。しかし、ＣＤＭＡの場合は互いに別々の通信経路は
その内容だけによって互いに区別される。「論理チャネ
ル」という用語は互いに別々のデータストリームを区別
するために用いられ、論理的には従来の意味でのチャネ
ルと等価である。本発明における論理チャネルおよびサ
ブチャネルはすべて通常の毎秒６４キロシンボル（ksym
/s）のＱＰＳＫストリームにマップされる。いくつかの
チャネルは、システムのグローバルパイロット符号（Ｇ
ＰＣ）と同様に発生しそれと同じ機能をもたらす関連の
パイロット符号と同期している。しかし、システムパイ
ロット信号は論理チャネルとはみなされない。
【００１４】いくつかの論理通信チャネルをＲＣＳとＳ
Ｕとの間のＲＦ通信リンク上で用いる。各論理通信チャ
ネルは、固定の予め定めた拡散符号または動的に割り当
てられた拡散符号を有する。予め定めた符号の場合も割
当て符号の場合も符号位相はパイロット符号と同期して
いる。論理通信チャネルは二つの群に分けられ、グロー
バルチャネル（ＧＣ）群は基地局ＲＣＳから遠隔ＳＵす
べてに、または任意のＳＵからその区別に関係なく基地
局ＲＣＳに送信される。これらのチャネルはメッセージ
通信チャネルにアクセスするためにＳＵが用いるチャネ
ルなど全利用者用の情報を含み得る。割当てチャネル
（ＡＣ）群の中のチャネルはＲＣＳと特定のＳＵとの間
の通信専用のチャネルである。
【００１５】グローバルチャネル（ＧＣ）群は、(1)全
ＳＵへの一斉通報メッセージおよびＳＵへの呼出メッセ
ージを一斉通報する１地点・多地点間通信サービスを提
供する一斉通報制御論理チャネル、および(2)ＳＵがシ
ステムにアクセスし割当てチャネルを得るようにグロー
バルチャネル上に２地点間通信サービスを提供するアク
セス制御論理チャネルを形成する。
【００１６】割当てチャネル（ＡＣ）群はＲＣＳとＳＵ
との間の単一の通信接続を制御する論理チャネルを含
む。ＡＣ群形成時に生じる機能はアップリンク接続およ
びダウンリンク接続の各々について一対の電力制御論理
メッセージチャネルを含み、接続の種類に応じて一つ以
上の対のトラフィックチャネルを含む。ベアラ制御機能
は所要の順方向誤り制御およびベアラ速度変換を行い、
暗号化を行う。ＢＣ群およびＡＣ群を構成する論理チャ
ネルを表１にまとめてある。
【００１７】
【表１】 ＡＰＣデータ速度は６４kb/sである。ＡＰＣ論理チャネ
ルは遅延を避けるためにＦＥＣ符号化せず、ＡＰＣ用の
容量を最小にするために比較的低い電力レベルで送信す
る。代替的にＡＰＣおよびオーダワイヤ（ＯＷ）データ
を複素拡散符号系列を用いて別々に変調することもで
き、また１６kb/sトラフィックチャネルと時分割多重化
することもできる。 ［拡散符号］本発明の論理チャネルの符号化に用いるＣ
ＤＭＡ符号発生器は、この技術分野では周知のとおり、
フィードバック論理付きの線形シフトレジスタ（ＬＳ
Ｒ）を用いる。本発明のこの実施例の符号発生器は、６
４の同期固有系列を発生する。各ＲＦ通信チャネルは論
理チャネルの複素拡散（同相および直交位相）のために
これら系列の一対を用い、したがって発生器は３２の複
素拡散系列を生ずる。系列はシフトレジスタ回路に最初
にロードされる一つのシードによって発生される。 ［拡散符号系列の発生およびシード選択］本発明の拡散
符号周期は、シンボル接続時間の整数倍として定義さ
れ、符号周期の始点はシンボルの始点でもある。本発明
の実施例に選ばれた帯域幅とシンボル長との関係は次の
とおりである。
【００１８】 拡散符号長もＩＳＤＮフレームサポートのために６４お
よび９６の倍数である。拡散符号はチップまたはチップ
値と呼ばれるシンボル系列である。ガロア体数学を用い
た擬似ランダム系列の一般の発生方法は当業者には周知
であるが、本発明の発明者は符号系列の特有の組または
群を誘導した。まず、符号系列発生用の線形帰還シフト
レジスタの長さを選び、レジスタの初期値を「シード」
と呼ぶ。次に、符号シードにより発生した符号系列が同
一の符号シードにより発生した別の符号系列の循環シフ
トとなり得ないように制約を加える。最後に、一つのシ
ードから発生した符号系列が別のシードにより発生した
符号系列の循環シフトとなり得ないようにする。
【００１９】本発明の発明者はチップ値の拡散符号長を
以下のとおりに算定した。
【００２０】
【式１】 １２８×２３３４１５＝２９８７７１２０ （１） 拡散符号は周期２３３４１５の線形系列と周期１２８の
非線形系列とを合成することによって発生する。
【００２１】長さ１２８の非線形系列は、帰還接続付き
のシフトレジスタにロードされる固定系列として実働化
される。固定系列は、当該分野で周知のとおり、一つの
余分の論理０、１またはランダム値を埋め込んだ長さ１
２７のｍ−系列によって発生できる。
【００２２】長さＬ＝２３３４１５の線形系列は、３６
段線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路で発生す
る。帰還接続は、３６次既約多項式ｈ(ｎ)に対応する。
本発明の実施例に選んだ多項式ｈ(ｘ)は、
【式２】 ｈ(ｘ)＝ｘ３６＋ｘ３５＋ｘ３０＋ｘ２８＋ｘ２６＋ｘ２５＋ｘ２２＋ｘ２ ０＋ｘ１９＋ｘ１７ ＋ｘ１６＋ｘ１５＋ｘ１４＋ｘ１２＋ｘ１１＋ｘ９＋ｘ８＋ ｘ４＋ｘ３＋ｘ２＋１ （２） である。
【００２３】互いにほぼ直交する符号系列を発生させる
（２）の多項式ｈ(ｘ)を表すＬＦＳＲの「シード」値群
を算定する。シード値の第１の要件は、シード値が互い
に他方の循環シフトに過ぎない二つの符号系列を発生さ
せないことである。
【００２４】本発明は、前に判定された符号系列の特定
の循環シフトを同時に使用し得ることを認めることによ
って、ＣＤＭＡ通信システムに利用可能なシードの数を
増やす方法を含む。本発明のセルサイズおよび帯域幅に
対する往復伝搬遅延は、３０００チップを下回る。本発
明の一つの実施例では、系列の十分に間隔を隔てた循環
シフトは、符号系列の判定を試みる受信機に曖昧さを引
き起こすことなく、同一のセル内で使用できる。この方
法は使用可能な系列の組を拡大する。
【００２５】前述の試験を実働化することにより、合計
３８７９の一次シードを数値計算により算定した。これ
らのシードは数学的に、
【式３】 δｎモジュロｈ(ｘ） （３） で与えられる。ここで、ｎの３８７９の値は、δ＝（０
０，・・・００１１１）を用いて付録に挙げた。
【００２６】すべての一次シードが既知である場合は、
本発明のすべての二次シードを一次シードを４０９５チ
ップモジュロｈ(ｘ）の倍数だけシフトすることによ
り、一次シードから誘導する。一群のシード値を算定す
ると、それらの値をメモリに格納し必要に応じて論理チ
ャネルに割り当てる。割り当てられると、初期シード値
はそのシード値に関連する所要の拡散符号系列を生成す
るようにＬＦＳＲにロードされるだけである。 ［エポック構成およびサブエポック構成］本発明のシス
テムで用いる長複素拡散符号は符号反復に相続く多くの
チップを有する。拡散符号系列の反復周期をエポックと
呼ぶ。論理チャネルをＣＤＭＡ拡散符号にマッピングす
るために、本発明はエポック構成およびサブエポック構
成を用いる。ＣＤＭＡ拡散符号が論理チャネルを変調す
る符号周期は２９８７７１２０チップ／符号周期であ
り、これはすべての帯域幅に対して同じチップ数であ
る。符号周期が本発明のエポックであり、表３はサポー
トされたチップ速度に対するエポック持続時間を定義し
ている。また、拡散符号エポックに対し二つのサブエポ
ックを定義し、それらの長さはそれぞれ２３３４１５チ
ップおよび１２８チップである。
【００２７】長さ２３３４１５チップのサブエポックは
長サブエポックと呼ばれ、暗号化鍵切替やグローバル符
号から割当て符号への変更などのＲＦ通信インタフェー
スでのイベントの同期化に使われる。長さ１２８チップ
の短エポックは、付加的タイミング基準として使用する
ために定義する。単一のＣＤＭＡ符号で使われるシンボ
ル周波数最大値は６４ksym/sである。サポートするシン
ボル速度６４、３２、１６および８ksym/sについて、シ
ンボル持続時間内のチップ数は常に整数である。
【００２８】
【表２】 従来技術の巡回系列は、線形帰還シフトレジスタ（ＬＦ
ＳＲ）回路を用いて生成される。しかし、この方法は均
一な長さの系列を発生しない。すでに発生ずみの符号シ
ードを用いる拡散符号系列発生器の一つの実施例を図２
ａ、図２ｂおよび図２ｃに示す。この実施例のシステム
は３６段ＬＦＳＲ２０１を用いて周期Ｎ'＝２３３４１
５＝３３×５×７×１３×１９の系列を生成する。この
系列は図２ａではＣ０である。図２ａ、図２ｂおよび図
２ｃにおいて符号 は二進法の加算（排他的論理和）を
表す。上述のとおり設計された系列発生器は複素系列組
の同相部分および直交位相部分を発生する。３６段ＬＦ
ＳＲのタップ接続および初期状態がこの回路の発生する
系列を決定する。３６段ＬＦＳＲのタップ係数は系列の
周期が２３３４１５になるように定める。なお、図２ａ
に示すタップ接続は式（２）で与えられる多項式に対応
する。次に、得られた系列の各々を長さ１２８の系列Ｃ
０との二進法加算によってオーバーレイし、エポック周
期２９８７７１２０を得る。
【００２９】図２ｂは符号発生器で用いるフィードフォ
ワード（ＦＦ）回路２０２を示す。信号ｘ（ｎ−１）は
チップ遅延２１１の出力であり、チップ遅延２１１の入
力はｘ（ｎ）である。符号チップｃ（ｎ）は入力ｘ
（ｎ）およびｘ（ｎ−１）から論理加算器２１２によっ
て形成される。図２ｃは、拡散符号発生器全体を示す。
ＬＦＳＲ２０１からは出力信号が図示のとおり縦続接続
された６３個までの単一段ＦＦ２０３のチェーンを通過
する。各ＦＦの出力は周期１２８＝２Ｔの短い偶数符号
系列Ｃ＊にオーバーレイされる。この短い符号系列Ｃ＊
は符号メモリ２２２内に格納され、ＦＦ２０３の供給す
る系列との合成時にエポックＮ＝２９８７７１２０を生
ずるように擬似ランダム系列のスペクトラム特性を示
す。この１２８の系列は、長さ１２７＝２７−１のｍ系
列（ＰＮ系列）を用い、この系列に論理０など一つのビ
ット値を付加して長さを１２８チップに増やすことによ
って決定される。偶数符号系列Ｃ＊は連続して系列を出
力する巡回レジスタである偶数符号シフトレジスタ２２
１に入力される。次に、短系列は排他的論理和演算２１
３、２１４、２２０を用いて長系列とに合成される。
【００３０】図２ｃに示すとおり、６３個までの拡散符
号系列Ｃ０−Ｃ６３を、ＦＦ２０３の出力信号をタップ
して例えば二進法加算器２１３、２１４および２２０で
短系列Ｃ＊を論理加算することによって発生する。当業
者には明らかなとおりＦＦ２０３の実働化によりチェー
ン内の各ＦＦ段で生ずる符号系列に対して累積遅延効果
が生じる。この遅延は、実働化における電子部品に非零
の電気遅延が生じすることによる。この遅延に伴うタイ
ミングの問題は、ＦＦチェーンに追加の遅延要素を挿入
することにより緩和することができる。ＦＦチェーンの
例に付加遅延素子を加えたものを図２ｄに示す。
【００３１】この実施例のシステムにおける符号発生器
はグローバル符号または割当て符号のいずれかを発生す
るように構成される。グローバル符号は、システムの全
利用者が受信または送信できるＣＤＭＡ符号である。割
当て符号は特定の接続に割り当てられるＣＤＭＡ符号で
ある。系列組が上述のものと同じ発生器から発生される
場合は、３６段ＬＦＳＲのシードのみを系列群の発生の
ために特定する。すべてのグローバル符号のための系列
は、同じＬＦＳＲ回路を用いて生成される。したがっ
て、ＳＵはＲＣＳからのグローバルパイロット信号に同
期してグローバルチャネル符号のためのＬＦＳＲ回路の
シードを把握すると、パイロット系列だけではなくＲＣ
Ｓ用の他のグローバル符号すべてを生成することができ
る。
【００３２】ＲＦにアップコンバートされる信号は次の
とおり生成する。上記のシフトレジスタ回路で生じた拡
散系列を正反対の系列に変換する（０は＋１にマッピン
グし、１は−１にマッピングする）。論理チャネルをま
ずＱＰＳＫ信号に変換し、これを当該分野では周知のコ
ンステレーション点にマッピングする。各ＱＰＳＫ信号
の同相チャネルおよび直交位相チャネルが複素データ値
の実部および虚部をそれぞれ形成する。同様に、二つの
拡散符号を複素拡散チップ値の形成に用いる。複素デー
タおよび複素拡散符号を乗算してスペクトラム拡散ずみ
のデータ信号を生ずる。同様に、逆拡散のために、受信
複素データと複素拡散符号の共役値との相関をとりデー
タ信号を再生する。 ［短符号］短符号は、ＳＵがＲＣＳにアクセスするとき
初期立上りプロセスで使用される。短符号の周期はシン
ボル持続時間に等しく、各周期の始点はシンボルの境界
と一致させてある。ＳＵおよびＲＣＳはそのセルのため
のグローバル符号を発生する系列発生器の最後の８個の
フィードフォワード（ＦＦ）部から短符号の実部および
虚部を導き出す。
【００３３】これらの短符号によって表される信号は短
アクセスチャネルパイロット（ＳＡＸＰＴ）として知ら
れる。 ［論理チャネルの拡散符号へのマッピング］拡散符号系
列とＣＤＭＡ論理チャネルおよびパイロット信号との間
の正確な関係を表３ａおよび表３ｂに示す。「−ＣＨ」
で終わる信号名は論理チャネルに対応する。「−ＰＴ」
で終わる信号名はパイロット信号に対応し、それらにつ
いてはあとで詳述する。
【００３４】
【表３ａ】
【００３５】
【表３ｂ】 ［パイロット信号］上述のとおり、パイロット信号は同
期化、搬送波位相の再生および無線チャネルのインパル
ス応答の評価に用いる。ＲＣＳ１０４は順方向リンクパ
イロット搬送波基準を複素パイロット符号系列として送
信し、そのサービスエリア内のＳＵ１１１、１１２、１
１５、１１７および１１８すべてに時間基準および位相
基準を提供する。グローバルパイロット（ＧＬＰＴ）信
号の電力レベルをセルサイズで定まるＲＣＳサービスエ
リア全体にわたる十分な到達範囲をもたらすように設定
する。順方向リンクにパイロット信号一つだけを用いる
と、パイロットエネルギーによるシステム容量の低下は
無視できる。
【００３６】ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７およ
び１１８の各々はパイロット搬送波基準を直交変調ずみ
の（複素値からなる）パイロット拡散符号系列として送
信し、逆方向リンク用のＲＣＳに時間基準および位相基
準を提供する。本発明の一つの実施例のＳＵによって送
信されるパイロット信号は、３２kb/sのＰＯＴＳ（従来
型電話サービス）トラフィックチャネルの電力よりも６
dBだけ低い。反転パイロットチャネルはＡＰＣに依存す
る。特定の接続に関連する反転リンクパイロットは割当
てパイロット（ＡＳＰＴ）と呼ばれる。また、アクセス
チャネルに関連するパイロット信号がある。これらは長
アクセスチャネルパイロット（ＬＡＸＰＴ）と呼ばれ
る。短アクセスチャネルパイロット（ＳＡＸＰＴ）もア
クセスチャネルに関連し、拡散符号捕捉および初期電力
立上りに使用される。
【００３７】パイロット信号は次に定義するとおりすべ
て複素符号から形成される。
【００３８】 複素パイロット信号は、共役拡散符号{(ｃ２ ｃ０)−
ｊ０(ｃ３ ｃ０)}との乗算により逆拡散される。これ
に対してトラフィックチャネルは次の形をとる。
【００３９】 すなわち、パイロット信号コンステレーションに対して
π／４ラジアンを成すコンステレーションを形成する形
を有する。
【００４０】ＧＬＰＴコンステレーションを図３ａに、
ＴＲＣＨ０トラフィックチャネルコンステレーションを
図３ｂに示す。 ［ＦＢＣＨ、ＳＢＣＨおよびトラフィックチャネルの論
理チャネル割当て］高速一斉通報チャネル（ＦＢＣＨ）
はサービスおよびアクセスチャネル（ＡＸＣＨ）の利用
可能性に関する動的情報の一斉通報に使われるグローバ
ル順方向リンクチャネルである。メッセージを連続的に
送り、各メッセージは約１ms継続する。ＦＢＣＨメッセ
ージは１６ビット長であり、連続して反復され、エポッ
クと整合している。ＦＢＣＨは表４に定義するとおりフ
ォーマットしてある。
【００４１】
【表４】 ＦＢＣＨについてはビット０をまず送信する。交通信号
灯はアクセスチャネル（ＡＸＣＨ）に対応し、特定のア
クセスチャネルが現在使用中（赤）または使用中でない
（緑）ことを示す。論理「１」はトラフィック信号灯が
緑であることを示し、論理「０」はトラフィック信号灯
が赤であることを示す。トラフィック信号灯ビット値は
８ビットごとに変化し、各１６ビットメッセージがＡＸ
ＣＨに利用可能なサービスの種類を示す個別のサービス
表示ビットを含む。
【００４２】本発明の一つの実施例はサービスまたはＡ
ＸＣＨの利用可能性を示すように次のとおりサービス表
示ビットを用いる。サービス表示ビット｛４、５、６、
７、１２、１３、１４、１５｝はビット４を最上位ビッ
トとしビット１５を最下位ビットとする符号なしの二進
法数値と解釈する。各サービス種類に伴う増分は、所要
容量の関連名目測定基準を有し、ＦＢＣＨは利用可能な
容量を連続的に一斉通報する。これをできるだけ大きい
単一サービス増分に等価な最大値をもつような大きさに
定める。ＳＵが新しいサービスまたはベアラ数の増大を
必要とするときは、所要容量をＦＢＣＨの示す容量と比
較し、その容量が利用可能でないときは阻止されている
と判断する。ＦＢＣＨおよびトラフィックチャネルはエ
ポックに整合する。
【００４３】低速一斉通報情報フレームはすべてのＳＵ
に利用可能なシステム情報またはそれ以外の一般的な情
報を含み、個別呼出情報フレームは特定のＳＵに対する
呼要求についての情報を含む。低速一斉通報情報フレー
ムおよび個別呼出情報フレームは低速一斉通報チャネル
（ＳＢＣＨ）を形成する単一の論理チャネルに併せて多
重化される。すでに定義したとおり、符号エポックは次
の表５で定義したチップ速度の関数であるエポック持続
時間を有する２９８７７２０チップの系列である。電力
節約を容易にするためにチャネルをＮ個の「スリープ」
サイクルに分割し、各サイクルをＭ個のスロットに再分
割する。スロット長は１８msのスロットを有する10.5MH
z帯域幅の場合を除き１９msである。
【００４４】
【表５】 スリープサイクルスロット＃１は常に低速一斉通報情報
に使われる。スロット＃２乃至＃M-１は延長低速一斉通
報情報の挿入がなければ個別呼出群に使われる。本発明
の一つの実施例ではサイクルおよびスロットのパターン
は１６kb/sで連続する。
【００４５】各スリープサイクル内でＳＵは受信機に電
源投入してパイロット符号を再捕捉し、満足すべき復調
およびViterbi復号化のために十分な精度で搬送波ロッ
クを達成する。この設定時間は、長さ３スロットまでに
達しよう。例えばスロット＃７に割り当てられたＳＵは
スロット＃４の始点で受信機に電源投入する。ＳＵはそ
のスロットの監視を行ったのち個別呼出アドレスを認識
してアクセス要求を開始するか、または個別呼出アドレ
スを認識しない状態に留まる。後者の場合は、ＳＵはス
リープモードに戻る。 ［マルチパスチャネルにおける拡散符号トラッキングお
よびＡＭＦ検出］ ［拡散符号トラッキング］マルチパスフェーディング環
境で受信マルチパススペクトラム拡散信号の符号位相を
トラッキングする三つのＣＤＭＡ拡散符号トラッキング
方法について述べる。第１の方法は出力信号最大値を有
する検出器の拡散符号位相をトラッキングするだけの従
来技術のトラッキング回路を用い、第２の方法はマルチ
パス信号群の符号位相の中間値をトラッキングするトラ
ッキング回路を用い、この発明の第３の方法はマルチパ
ス信号成分の最適化した最小二乗加重平均の符号位相を
トラッキングする重心トラッキング回路である。受信Ｃ
ＤＭＡ信号の拡散符号位相をトラッキングするアルゴリ
ズムについて次に述べる。
【００４６】トラッキング回路は時間誤差と拡散位相ト
ラッキング回路の電圧制御発振器（ＶＣＯ）を駆動する
制御電圧との間の関係を表す動作特性を有する。正のタ
イミング誤差があるときは、この実施例のトラッキング
回路はタイミング誤差を打ち消す負の制御電圧を発生す
る。負のタイミング誤差があるときは、この実施例のト
ラッキング回路はタイミング誤差を打ち消す正の制御電
圧を発生する。トラッキング回路が零値を発生するとき
は、この値は「ロック点」と呼ばれる完全な時間整合に
対応する。図３ｃは基本的なトラッキング回路を示す。
受信信号ｒ（ｔ）は整合フィルタ３０１に加えられ、こ
のフィルタはｒ（ｔ）と符号発生器３０３の発生するロ
ーカル符号系列ｃ（ｔ）との相関をとる。整合フィルタ
の出力信号ｘ（ｔ）をサンプリング回路３０２でサンプ
リングし、サンプルｘ（ｎＴ）およびｘ（ｎＴ＋Ｔ／
２）を生成する。サンプルｘ（ｎＴ）およびｘ（ｎＴ＋
Ｔ／２）は、符号発生器３０３の拡散符号ｃ（ｔ）の位
相が正確か否かを判定するためにトラッキング回路３０
４が用いる。トラッキング回路３０４は誤差信号ｅ
（ｔ）を符号発生器３０３への入力として生成する。符
号発生器３０３はこの信号ｅ（ｔ）を入力信号として用
いて、自らの発生する符号位相を調節する。
【００４７】ＣＤＭＡシステムでは基準の利用者が送信
する信号は次のような低域通過表示で書き込まれる。
【００４８】
【式４】 ここで、ｃｋは拡散符号係数を表し、ＰＴｃ（ｔ）は拡
散符号チップ波形を表し、Ｔｃはチップ持続時間を表
す。基準利用者がデータを送信しておらず、拡散符号の
みで搬送波が変調されると仮定する。図３に示すとおり
受信信号は次のとおり表される。
【００４９】
【式５】 ここで、ａｉはｉ番目の経路上のマルチパスチャネルの
フェーディング効果に応じて変化し、τｉは同じ経路に
関連するランダム時間遅延である。受信機は受信信号を
整合フィルタ、すなわち相関受信機として実働化される
整合フィルタを通す。これについて次に述べる。この動
作は２つの過程で行われる。まず、信号をチップ整合フ
ィルタに通してサンプリングし、拡散符号チップ値を再
生する。次に、このチップ系列とローカルに発生した符
号系列との相関をとる。
【００５０】図３ｃは、チップ波形ＰＴｃ（ｔ）に整合
したチップ整合フィルタ３０１およびサンプリング回路
３０２を示す。チップ整合フィルタの出力端子での信号
ｘ（ｔ）は次の式で表される。
【００５１】
【式６】 ここで、
【式７】 ｇ（ｔ）＝ＰＴｃ（ｔ）＊ｈＲ（ｔ） （７） である。ここで、ｈＲ（ｔ）はチップ整合フィルタのイ
ンパルス応答であり、（＊）は畳込みを表す。加算の順
序は次のとおり書き直すことができる。
【００５２】
【式８】 ここで、
【式９】 上述のマルチパスチャネルでは、サンプリング回路は整
合フィルタの出力信号をサンプリングして、ｇ（ｔ）の
最大電力レベル点でｘ（ｎＴ）を生成する。しかし、実
際には波形ｇ（ｔ）はマルチパス信号受信の影響により
激しく歪むので、信号の完全な時間整合は得られない。
【００５３】チャネル内のマルチパス歪みが無視でき、
タイミングの完全な評価が可能である場合、すなわちａ
ｉ＝１、τｉ＝０およびａｉ＝０、ｉ＝２、・・・、Ｍ
である場合は受信信号はｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）である。こ
のとき、この理想的なチャネルモデルではチップ整合フ
ィルタの出力は次のとおりとなる。
【００５４】
【式１０】 しかし、マルチパスフェーディングがあるときは、受信
拡散符号チップ値波形は歪み、チャネル特性に依存して
サンプリング間隔をいろいろな値に変動させ得る多くの
局部的最大値を持つ。
【００５５】チャネル特性が迅速に変化するマルチパス
フェーディングチャネルでは、チップ周期間隔で波形ｆ
（ｔ）の最大値の位置特定を行うことは実際的でない。
代わりに、迅速には変化しないｆ（ｔ）の特性から時間
基準を得ることができる。三つのトラッキング方法をｆ
（ｔ）の互いに異なる特性に基づいて次に述べる。 ［従来技術の拡散符号トラッキング方法］従来技術のト
ラッキング方法は、受信機がチップ波形の整合フィルタ
出力の最大値の生じるタイミングを判定して信号を適切
にサンプリングしようと試みる符号トラッキング回路を
含む。しかし、マルチパスフェーディングチャネルで
は、受信機の逆拡散符号波形はとくに移動通信環境で多
くの局部的最大値をもち得る。ｆ（ｔ）がチャネルイン
パルス応答で畳み込まれた拡散符号チップの受信信号波
形を表すものとすると、ｆ（ｔ）の形およびこの特性の
最大値の生ずる点は迅速に変化し得るので、ｆ（ｔ）の
最大値をトラッキングするのは実際的でなくなる。
【００５６】τをトラッキング回路が特定のサンプリン
グ間隔期間中に計算した時間見積値であると定義する。
また、次の誤差関数、すなわち
【式１１】 を定義する。
【００５７】従来技術のトラッキング回路は、誤差εを
最小にする入力信号の値を計算する。これらは次の式、
すなわち
【式１２】 で表現できる。
【００５８】ｆ（τ）が所定の値において円滑な形状を
備えるものとすると、ｆ（τ）を最大にするτの値が誤
差εを最小にし、これによりトラッキング回路はｆ
（τ）の最大点をトラッキングする。 ［中央加重値トラッキング方法］本発明の一つの実施例
の中央値加重トラッキング方法は、次の式で定義される
絶対加重誤差を最小にする、すなわち
【式１３】 このトラッキング方法は、すべての経路から情報を集め
ることによってｆ（ｔ）の「中央」信号値を計算する。
ここでｆ（τ）は式（９）で表されるとおりである。マ
ルチパスフェーディング環境では、波形ｆ（ｔ）は多数
の局部的最大値をもち得るが、中央値は１つだけであ
る。
【００５９】εを最小にするためには、τについて式
（１３）の導関数を求め、結果を零に等しくする。これ
は次の式で表される。
【００６０】
【式１４】 式（１４）を満足するτの値をｆ（ｔ）の「中央値」と
呼ぶ。したがって、この実施例の中央値トラッキング方
法はｆ（ｔ）の中央値をトラッキングする。図４は上に
定義した絶対加重誤差の最小化に基づいたトラッキング
回路の実働化を示す。信号ｘ（ｔ）およびこれを１／２
チップずらした信号ｘ（ｔ＋Ｔ／２）を速度１／ＴでＡ
／Ｄ４０１によりサンプリングする。以下の等式は図４
の回路の動作特性を決定する。
【００６１】
【式１５】 マルチパス信号群の中央値をトラッキングすることによ
り、マルチパス信号成分の受信エネルギーをローカルに
発生された正確な拡散符号位相ｃｎの中央値の進相側お
よび遅相側で等しく保つ。トラッキング回路は入力信号
ｘ（ｔ）をサンプリングするＡ／Ｄ４０１からなり、半
チップずれサンプルを形成する。半チップずれサンプル
は、進相サンプル組ｘ（ｎＴ＋τ）と呼ばれる偶数サン
プルと、遅相サンプル組ｘ（ｎＴ＋（Ｔ／２）＋τ）と
呼ばれる奇数サンプルとに二者択一的にグループ分けさ
れる。第１の相関バンク適応整合フィルタ４０２は各進
相サンプルに拡散符号位相ｃ（ｎ＋１）、ｃ（ｎ＋
２）、・・・、ｃ（ｎ＋Ｌ）を乗算する。ここで、Ｌは
符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマルチパス
信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間の遅延の
チップ数にほぼ等しい。各相関器の出力をそれぞれの第
１の加算／ダンプバンク４０４に加える。Ｌ個の加算／
ダンプの出力値の大きさを計算器４０６で計算し、次に
加算器４０８で加算して、進相マルチパス信号の信号エ
ネルギーに比例した出力値を生ずる。同様に、第２の相
関バンク適応整合フィルタ４０３が符号位相ｃ（ｎ−
１）、ｃ（ｎ−２）、・・・、ｃ（ｎ−Ｌ）を用いて遅
相サンプルに作用し、各出力信号を積分器４０５の中の
それぞれの加算／ダンプ回路に加える。Ｌ個の加算／ダ
ンプ出力の大きさは計算器４０７で計算され、次に加算
器４０９で加算されて、遅相マルチパス信号エネルギー
の値を生ずる。最後に、減算器４１０で差を計算し、進
相および遅相信号エネルギー値の誤差信号ε（ｔ）を生
ずる。
【００６２】トラッキング回路はローカルに発生した符
号位相ｃ（ｔ）を誤差信号ｃ（τ）によって調節し、前
記進相値および遅相値の間の差をゼロに近づけるように
する。 ［重心トラッキング方法］本発明の一つの実施例のもう
一つの拡散符号トラッキング回路は二乗加重（または重
心）トラッキング回路と呼ばれる。τをｆ（ｔ）のある
特性に基づきトラッキング回路の計算した時間概算値を
表すと定義すると、重心トラッキング回路は次式で定義
される二乗加重誤差を最小にする。
【００６３】
【式１６】 積分記号内のこの関数は二次式であり、単一の最小値を
有する。εを最小にするτの値は、上式のτについての
導関数をとりゼロに等しくすることによって算出でき、
これは次の式で示される。
【００６４】
【式１７】 したがって、式（１８）、すなわち
【式１８】 を満たすτの値はトラッキング回路が計算するタイミン
グ概算値であり、ここでβは定数値である。
【００６５】これらの検討に基づいて、二乗加重誤差を
最小にするトラッキング回路の具体例を図５ａに示す。
次式により、重心トラッキング回路の誤差信号ε（τ）
が定まる。
【００６６】
【式１９】 ε（τ）＝０を満足する値がタイミングの完全な概算値
である。
【００６７】重心点の進相側および遅相側の各々におけ
るマルチパス信号エネルギーは互いに等しい。図５に示
す重心トラッキング回路は、図４を参照して上に述べた
とおり入力信号ｘ（ｔ）をサンプリングして半チップず
れたサンプルを形成するＡ／Ｄ変換器５０１からなる。
半チップずれたサンプルを進相サンプル組ｘ（ｎＴ＋
τ）および遅相サンプル組ｘ（ｎＴ＋（Ｔ／２）＋τ）
に二者択一的にグループ分けする。第１の相関バンク適
応整合フィルタ５０２は、各進相サンプルおよび各遅相
サンプルに正の拡散符号位相ｃ（ｎ＋１）、ｃ（ｎ＋
２）、・・・、ｃ（ｎ＋Ｌ）を乗算する。ここで、Ｌは
符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマルチパス
信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間の遅延の
チップ数にほぼ等しい。各相関器の出力信号を第１の加
算／ダンプバンク５０４のＬ個の加算／ダンプ回路のそ
れぞれに加える。加算／ダンプバンク５０４の加算／ダ
ンプ回路の大きさを計算器バンク５０６の各計算器で計
算し、第１の重みバンク５０８の対応の重みづけ増幅器
に加える。各重みづけ増幅器の出力信号はマルチパス成
分信号内の重みづけエネルギーを表す。
【００６８】重み付けした進相マルチパス信号エネルギ
ー値をサンプル加算器５１０で加算し、進相マルチパス
信号である正の符号位相対応のマルチパス信号群の信号
エネルギーに比例する出力値を生ずる。同様に、第２の
相関バンク適応整合フィルタ５０３は、負の拡散符号位
相ｃ（ｎ−１）、ｃ（ｎ−２）、・・・、ｃ（ｎ−Ｌ）
を用いて進相サンプルおよび遅相サンプルに作用し、各
出力信号を個別積分器５０５のそれぞれの加算／ダンプ
回路に供給する。Ｌ個の加算／ダンプ出力信号の大きさ
を計算器バンク５０７のそれぞれの計算器で計算し、次
に重みづけバンク５０９で重み付けする。重み付けした
遅相マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器５１
１で加算され、遅相マルチパス信号である負の符号位相
対応のマルチパス信号群のエネルギー値を生ずる。最後
に、加算器５１２は進相信号エネルギー値と遅相信号エ
ネルギー値との差を計算して誤差サンプル値ε（τ）を
生ずる。
【００６９】図５のトラッキング回路はローカルに発生
した符号位相ｃ（ｎＴ）を進相および遅相マルチパス信
号群の加重平均エネルギーを等しく保つように調節する
のに用いる誤差信号ε（τ）を生ずる。図示の実施例
は、重心からの距離の増大とともに増大する重み値を用
いる。最も位相の進んだマルチパス信号および最も位相
の遅れたマルチパス信号の信号エネルギーは重心近くの
マルチパス信号値よりおそらく小さいであろう。したが
って、加算器５１０で計算した差は、最も位相の進んだ
マルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号の遅
延の変動に対してより左右されやすい。 ［トラッキングのための直交位相検出器］トラッキング
方法のもう一つの実施例では、トラッキング回路がサン
プリング位相をマルチパスに対して「最適」で安定する
ように調節する。ｆ（ｔ）が式（９）に示したとおりの
受信信号波形を表すものとする。この特定の最適化方法
は遅延ロックループにこのループ駆動用の誤差信号ε
（τ）を加えて開始する。関数ε（τ）は、τ＝τ０
においてただ一つの０をとらなければならない。ここで
τ０は最適値である。ε（τ）に最適な形成は次式の正
準形を備える。
【００７０】
【式２０】 ここで、ｗ（ｔ，τ）はｆ（ｔ）を誤差ε（τ）に関連
づける重みづけ関数であり、次の等式（２４）の関係も
成り立つ。
【００７１】
【式２１】 式（２１）からｗ（ｔ，τ）がｗ（ｔ−τ）に等価であ
ることがわかる。ロック点の近傍における誤差信号の傾
斜Ｍを考慮すると、
【式２２】 が得られる。ここで、ｗ’（ｔ，τ）はτについてのｗ
（ｔ，τ）の導関数であり、ｇ（ｔ）は｜ｆ（ｔ）｜２
の平均である。
【００７２】誤差ε（τ）は決定論部分と雑音部分とを
有する。ｚがε（τ）の雑音成分を示すとすると、｜ｚ
｜２は誤差関数ε（τ）の平均雑音電力である。したが
って、最適トラッキング回路は次の比
【式２３】 を最大にする。
【００７３】次に直交位相検出器の実働化について述べ
る。誤差信号ε（τ）の誤差の離散値ｅは次の演算
【式２４】ｅ＝ｙＴＢｙ （２４） を行うことによって発生する。ここで、ベクトルｙは、
図５ｂに示すとおり受信信号成分ｙｉ、ｉ＝０、１、・
・・、Ｌ−１を表す。マトリックスＢはＬ×Ｌ行列であ
り、各要素は等式（２３）の比率Ｆが最大となるように
値を計算することによって決定される。 ［必要なＬの最小値の算定］前項のＬの値は相関器およ
び加算／ダンプ要素の最小数を決定する。Ｌはトラッキ
ング回路の機能性を損なうことなく可能な限り小さい値
になるように選ぶ。
【００７４】チャネルのマルチパス特性は受信チップ波
形ｆ（ｔ）がＱＴｃ秒にわたって拡散されるか、または
マルチパス成分がＱチップの持続時間を占有するように
した特性である。選択されたＬの値はＬ＝Ｑである。Ｑ
は最も位相の進んだマルチパス成分信号および最も位相
の遅れたマルチパス成分信号の伝搬遅延を算定するよう
に特定のＲＦチャネルの伝送特性を測定することによっ
て得られる。ＱＴｃは、受信機での最初および最後のマ
ルチパス成分の到着時間の差である。
【００７５】上述の２乗検波器は、図５ａに関連して上
に述べた重心トラッキングシステムの実働化のために用
いることができる。この実働化において、ベクトルｙは
加算／ダンプ回路５０４の出力信号、ｙ＝｛ｆ（τ−Ｌ
Ｔ）、ｆ（τ−ＬＴ＋Ｔ／２）、ｆ（τ−（Ｌ−１）
Ｔ）、・・・、ｆ（τ）、ｆ（τ＋Ｔ／２）、ｆ（τ＋
Ｔ）、・・・、ｆ（τ＋ＬＴ）｝であり、マトリックス
Ｂは表６に示すとおりである。
【００７６】
【表６】 ［適応ベクトル相関器］本発明の一つの実施例はチャネ
ルインパルス応答を概算し、受信マルチパス信号成分の
コヒーレント合成のための基準値を生ずるように適応ベ
クトル相関器（ＡＶＣ）を用いる。この実施例は、各マ
ルチパス成分に影響を与える複素チャネル応答の概算の
ために相関器列を用いている。受信機はチャネル応答を
補償し、受信マルチパス信号成分をコヒーレントに合成
する。この手法は最大比率合成と呼ばれる。
【００７７】図６を参照すると、このシステムへの入力
信号ｘ（ｔ）は、他のメッセージチャネルの干渉雑音、
メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、および
パイロット信号のマルチパス信号を含む。この信号をＡ
ＶＣ６０１、すなわちこの実施例では逆拡散手段６０２
と、チャネル応答を評価するチャネル評価手段６０４
と、チャネル応答の影響に対して信号を補正する補正手
段６０３と、加算器６０５とから成るＡＶＣ６０１に加
える。ＡＶＣ逆拡散手段６０２は多数の符号相関器、す
なわち各々がパイロット符号発生器６０８からのパイロ
ット符号ｃ（ｔ）の異なる位相を用いる多数の符号相関
器から成る。この逆拡散手段の出力信号は、逆拡散手段
のローカルパイロット符号が入力符号信号と同位相でな
い場合は雑音電力レベルに対応する。入力パイロット符
号とローカルに発生されたパイロット符号とが同位相で
ある場合は、上記出力信号は受信パイロット信号電力レ
ベルでプラス雑音電力レベルに対応する。逆拡散手段の
相関器の出力信号は補正手段６０３によってチャネル応
答に対して補正され、すべてのマルチパスパイロット信
号電力を集める加算器６０５に加えられる。チャネル応
答評価手段６０４はパイロット信号と逆拡散手段６０２
の出力信号との合成信号を受け、チャネル応答評価信号
ｗ（ｔ）をＡＶＣの補正手段６０３に供給する。評価信
号ｗ（ｔ）は後述の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）にも利
用可能である。逆拡散手段６０２の出力信号は捕捉判定
手段６０６、すなわち逐次確率比試験（ＳＰＲＴ）など
特定のアルゴリズムに基づき逆拡散回路の現在の出力レ
ベルがローカルに発生された符号の所望の入力符号位相
への同期化に対応するかどうかを判定する捕捉判定手段
６０６にも供給される。この検出器が同期化を見出せな
い場合は、捕捉判定手段は制御信号ａ（ｔ）をローカル
パイロット符号発生器６０８に送ってその位相をチップ
周期一つ以上分だけずらす。同期化が見出せた場合は、
捕捉判定手段はトラッキング回路６０７に通知し、この
トラッキング回路は受信符号系列とローカルに発生した
符号系列との間の緊密な同期関係を達成し、これを維持
する。
【００７８】パイロット拡散符号を逆拡散するのに使わ
れるパイロットＡＶＣの実働化例を図７に示す。この実
施例では、入力信号ｘ（ｔ）をサンプリング周期Ｔでサ
ンプリングしてサンプルｘ（ｎＴ＋τ）を形成し、また
この入力信号が他のメッセージチャネルの干渉雑音、メ
ッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパ
イロット符号のマルチパス信号から成るものと仮定して
いる。信号ｘ（ｎＴ＋τ）をＬ個の相関器に加える。こ
こで、Ｌはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号
位相の数である。各相関器７０１、７０２、７０３は入
力信号をパイロット拡散符号信号ｃ（(n+i)Ｔ）の特定
の位相で乗算する乗算器７０４、７０５、７０６と加算
／ダンプ回路７０８、７０９、７１０とを有する。各乗
算器７０４、７０５、７０６の出力信号はそれぞれの加
算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０に加えられ、個
別の積分演算を行う。相関器の出力に含まれる信号エネ
ルギーを加算する前に、ＡＶＣがチャネル応答および互
いに異なるマルチパス信号の搬送波位相回転を補償す
る。各加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０の各出
力はそれぞれの乗算器７１４、７１５、７１６でデジタ
ル位相同期ループ（ＤＰＬＬ）７２１からの逆回転位相
器[ｅｐ（ｎＴ）の複素共役］と乗算され、搬送波信号
の位相ずれおよび周波数ずれを表す。パイロットレーキ
ＡＭＦは、各乗算器７１４、７１５、７１６の出力を低
域フィルタ（ＬＰＦ）７１１、７１２、７１３に通すこ
とによって、各マルチパス信号に対する重みづけ係数ｗ
ｋ、ｋ＝１、・・・、Ｌを計算する。逆拡散マルチパス
信号は、それぞれの乗算器７１７、７１８、７１９で対
応の重みづけ係数と乗算される。乗算器７１７、７１
８、７１９の出力信号は主加算器７２０で加算され、加
算器７２０の出力信号ｐ（ｎＴ）は雑音中の逆拡散マル
チパスパイロット信号の合成成分から成る。出力信号ｐ
（ｎＴ）は搬送波位相のトラッキングのための誤差信号
ｅｐ（ｎＴ）の発生のためにＤＰＬＬ７２１にも入力さ
れる。
【００７９】図８ａおよび図８ｂは検出およびマルチパ
ス信号成分の合成に使えるＡＶＣの代替的実施例を示
す。図８ａおよび図８ｂのメッセージ信号ＡＶＣは、メ
ッセージデータマルチパス信号の補正のためにパイロッ
トＡＶＣの発生する重みづけ係数を用いる。拡散符号信
号ｃ（ｎＴ）は、特定のメッセージチャネルの用いる拡
散符号拡散シーケンスであり、パイロット拡散符号信号
と同期している。値ＬはＡＶＣ回路内の相関器の数であ
る。
【００８０】図８ａの回路は、次式で与えられる決定変
数Ｚを計算する。
【００８１】
【式２５】 ここで、Ｎは相関ウィンドウ内のチップ数である。同じ
く、判定の統計は次式で与えられる。
【００８２】
【式２６】 式（２６）から得られる代替的実働化を図８ｂに示す。
【００８３】図８ａを参照すると、入力信号ｘ（ｔ）は
サンプリングされてｘ（ｎＴ＋τ）を形成し、他のメッ
セージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマル
チパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパ
ス信号から成る。信号ｘ（ｎＴ＋τ）はＬ個の相関器に
加えられる。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確定性
が存在する符号位相の数である。相関器８０１、８０
２、８０３は入力信号をメッセージチャネル拡散符号信
号の特定の位相とそれぞれ乗算する乗算器８０４、８０
５、８０６と、それぞれの加算／ダンプ回路８０８、８
０９、８１０とをそれぞれ有する。乗算器８０４、８０
５、８０６の出力信号は加算／ダンプ回路８０８、８０
９、８１０にそれぞれ加えられ、ここでそれぞれ個別に
積分される。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギ
ーを加算する前に、ＡＶＣは互いに異なるマルチパス信
号について補償する。各逆拡散マルチパス信号とパイロ
ットＡＶＣの対応のマルチパス重みづけ係数から得られ
るその対応の重みづけ係数をそれぞれの乗算器８１７、
８１８、８１９でそれぞれ乗算する。乗算器８１７、８
１８、８１９の出力信号を主加算器８２０で加算し、し
たがって累算器８２０の出力信号ｚ（ｎＴ）は雑音中の
逆拡散ずみメッセージ信号のサンプリングされたレベル
から成る。
【００８４】本発明のこの代替的実施例は、各マルチパ
ス信号成分の加算／ダンプを同時並行に行うメッセージ
チャネルのためのＡＶＣ逆拡散回路の新規な実働化を含
む。この回路の利点は、加算／ダンプ回路一つだけと加
算器一つだけとで構成できることである。図８ｂを参照
すると、メッセージ符号シーケンス発生器８３０がメッ
セージ符号シーケンスを長さＬのシフトレジスタ８３１
に供給する。シフトレジスタ８３１の各レジスタ８３
２、８３３、８３４、８３５の出力信号は１チップだけ
位相シフトしたメッセージ符号シーケンスに対応する。
各レジスタ８３２、８３３、８３４、８３５の出力値は
乗算器８３６、８３７、８３８、８３９でパイロットＡ
ＶＣからの対応の重みづけ係数ｗｋ、ｋ＝１、・・・、
Ｌと乗算される。Ｌ個の乗算器８３６、８３７、８３
８、８３９の出力信号は加算回路８４０で加算する。次
に、加算回路出力信号および受信機入力信号ｘ（ｎＴ＋
τ）を乗算器８４１で乗算し、加算／ダンプ回路８４２
で積分してメッセージ信号ｚ（ｎＴ）を生ずる。
【００８５】適応ベクトル相関器の第３の実施例を図８
ｃに示す。図示の実施例は、最小二乗平均（ＬＭＳ）統
計法を用いてベクトル相関器を実働化し、受信マルチパ
ス信号から各マルチパス成分のための逆回転係数を算定
する。図８ｃのＡＶＣは、図７に示すパイロット拡散符
号の逆拡散に使われるパイロットＡＶＣの実働化と同様
である。デジタル位相同期ループ７２１を、電圧制御発
振器８５１とループフィルタ８５２とリミタ８５３と虚
数成分分離器８５４とを有する位相同期ループ８５０に
置換する。補正ずみの逆拡散出力信号ｄｏｓと理想的な
逆拡散出力信号との間の差が加算器８５５によって生
じ、その差信号が逆拡散ずみの誤差値ｉｄｅであり、こ
の値が逆回転係数の誤差の補償のために逆回転回路でさ
らに使われる。
【００８６】マルチパス信号環境では、送信されてきた
シンボルの信号エネルギーはマルチパス信号成分全体に
わたって拡散される。マルチパス信号加算の利点は、信
号エネルギーの実質的な部分がＡＶＣからの出力信号で
再生されることである。したがって検出回路はより大き
い信号対雑音比のＡＶＣからの入力信号を受け、そのた
めにシンボルの検出をより低いビット誤り率（ＢＥＲ）
で行うことができる。さらに、ＡＶＣの出力の測定は、
送信機の送信電力を良好に表示し、またシステムの干渉
雑音の良好な測定を提供する。 ［適応整合フィルタ］本発明の一つの実施例は受信スペ
クトラム拡散メッセージ信号中のマルチパス信号成分を
最適に合成するように適応整合フィルタ（ＡＭＦ）を備
える。ＡＭＦは、サンプリングされたメッセージ信号の
シフト値を保持し、それらシフト値をチャネル応答に対
する補正ののち合成するタップ付き遅延線である。チャ
ネル応答に対する補正は、パイロットシーケンス信号で
動作するＡＶＣで計算されたチャネル応答推定値を用い
て行う。ＡＭＦの出力信号は最大値を与えるように加算
されるマルチパス成分の合成値である。この合成がマル
チパス信号受信の歪みに対して補正を行う。種々のメッ
セージ逆拡散回路がＡＭＦからのこの合成マルチパス成
分信号で動作する。
【００８７】図８ｄはＡＭＦの一つの実施例を示す。Ａ
／Ｄ変換器８７０からのサンプリング出力信号をＬ段遅
延線８７２に加える。この遅延線８７２の各段は異なる
マルチパス信号成分に対応する信号を保持する。チャネ
ル応答に対する補正を、乗算器バンク８７４のそれぞれ
の乗算器で成分と遅延ずみの信号成分対応のＡＶＣから
の重みづけ係数ｗ１、ｗ２、・・・、ｗＬとを乗算する
ことによって各遅延ずみ信号成分に加える。すべての重
みづけ信号成分を加算器８７６で加算して合成マルチパ
ス成分信号ｙ（ｔ）を生ずる。
【００８８】合成マルチパス成分信号ｙ（ｔ）は搬送波
信号の位相および周波数ずれによる補正を含まない。搬
送波信号の位相および周波数ずれに対する補正は、乗算
器８７８において搬送波位相および周波数補正値（逆回
転位相器）をｙ（ｔ）に乗算することによってｙ（ｔ）
に対して行う。上述のとおり、位相および周波数補正値
はＡＶＣで生成する。図８ｄは補正値を逆拡散回路８８
０の前に加えるように示しているが、本発明の代替的実
施例では、補正値は逆拡散回路のあとで加えることがで
きる。 ［無線搬送波局（ＲＣＳ）］本発明の無線搬送波局（Ｒ
ＣＳ）は、ＳＵと無線配信ユニット（ＲＤＵ）などの遠
隔処理制御回路網要素との間の電話局インタフェースと
して作用する。本実施例のＲＤＵへのインタフェースは
G.704標準およびDECT V5.1の改良版によるインタフェー
スに準拠するが、本発明は呼制御チャネルおよびトラフ
ィックチャネルを交換できる任意のインタフェースをサ
ポートできる。ＲＣＳは呼制御データおよび３２kb/s
ＡＤＰＣＭ、６４kb/s ＰＣＭ、およびＩＳＤＮなどの
トラフィックチャネルデータ、およびシステム構成およ
び保守データなどの情報チャネルをＲＤＵから受ける。
また、ＲＣＳはＳＵとのＣＤＭＡ無線インタフェースベ
アラチャネルの終端を形成する。これらベアラチャネル
は制御データおよびトラフィックチャネルデータの両方
を含む。ＲＤＵまたはＳＵからの呼制御データに応答し
て、ＲＣＳはトラフィックチャネルをＲＦ通信リンク上
のベアラチャネルに割り当て、ＳＵと電話網との間の通
信接続をＲＤＵ経由で形成する。
【００８９】図９に示すとおり、ＲＣＳはＭＵＸ９０
５、９０６および９０７への呼制御情報データおよびメ
ッセージ情報データをインタフェース線路９０１、９０
２および９０３経由で受ける。図にはＥ１フォーマット
を示すが、それ以外の同様の通信フォーマットも後述の
とおり同様にサポートできる。各ＭＵＸはＰＣＭハイウ
ェイ９１０経由の無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）
９２０への接続を提供する。図１に示した実施例のシス
テムはＥ１インタフェースを用いているが、Ｔ１回線や
私設交換機（ＰＢＸ）とのインタフェースを形成するそ
れ以外の回線など多数の呼を伝送する上記以外の種類の
電話回線も利用することを想定している。
【００９０】無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）９２
０は、呼制御機能およびＭＵＸ９０５、９０６、９０７
とモテ゛ムインタフェースユニット（ＭＩＵ）９３１、９３
２、９３３との間のデータストリームの相互接続を管理
するＲＣＳシステムコントローラである。また、ＷＡＣ
９２０はＶＤＣ９４０、ＲＦ９５０および電力増幅器９
６０など上記以外のＲＣＳ構成要素を制御し監視する。
【００９１】ＲＦ送／受信機９５０、ＶＤＣ９４０およ
び電力増幅器９６０相互間の制御信号およびステータス
信号の転送のためにＷＡＣ９２０に低速バス９１２が接
続してある。ＷＡＣ９２０は制御信号を供給し、それに
よってＲＦ送／受信機９５０または電力増幅器９６０を
イネーブルしまたはディスエーブルし、ステータス信号
がＲＦ送／受信機９５０または電力増幅器９６０から返
送されて故障状態の有無を監視する。
【００９２】実施例のＲＣＳは図１０に示した後述のＭ
ＩＵ９３１を少なくとも一つ含む。この実施例のＭＩＵ
は六つのＣＤＭＡモデムを備えるが、本発明はモデムの
数を６に限定するわけではない。このＭＩＵは、ＰＣＭ
インタフェース１２２０経由でＣＤＭＡモデム１２１
０、１２１１、１２１２および１２１５の各々に接続し
たシステムＰＣＭハイウェイ１２０１と、ＭＩＵコント
ローラ１２３０並びにＣＤＭＡモデム１２１０、１２１
１、１２１２および１２１３の各々に接続した制御チャ
ネルバス１２２１と、ＭＩＵクロック信号発生器（ＣＬ
Ｋ）１２３１と、モデム出力合成器１２３２とを含む。
ＭＩＵはＲＣＳに次の機能、すなわち：ＭＩＵコントロ
ーラがＷＡＣからＣＤＭＡチャネル割当て命令を受けて
モデムをＭＵＸの回線インタフェースへのユーザ情報信
号に割り当てるとともにＳＵからのＣＤＭＡチャネル受
信用のモデムを割り当てる；ＭＩＵＣＤＭＡモデムの各
々についてＣＤＭＡ送信モデムデータを合成する；ＶＤ
Ｃへの送信のためにＣＤＭＡモデムからのＩおよびＱ送
信メッセージデータを多重化する；ＶＤＣからのアナロ
グＩおよびＱ受信メッセージを受信する；これらＩおよ
びＱデータをＣＤＭＡモデムに分配する；デジタルＡＧ
Ｃデータを送受信する；ＡＧＣデータをＣＤＭＡモデム
に分配する；およびＭＩＵボード状態および保守情報を
ＷＡＣ９２０に送る、などの機能をもたらす。
【００９３】本発明の実施例のＭＩＵコントローラ１２
３０はMC68360「QUICC」プロセッサなどの通信マイクロ
プロセッサ１２４０を１個備え、フラッシュＰＲＯＭ１
２４３およびＳＲＡＭ１２４４を備えるメモリ１２４２
を含む。フラッシュＰＲＯＭ１２４３は、マイクロプロ
セッサ１２４０のためのプログラム符号の格納のために
備えてあり、メモリ１２４３はプログラムの新たなヴァ
ージョンのサポートのためにダウンロードおよび再プロ
グラミングが可能である。ＳＲＡＭ１２４４はＭＩＵコ
ントローラ１２３０によるデータ読出し／書込み時にMC
68360マイクロプロセッサ１２４０が必要とする一時的
なデータスペースを備えるように設けてある。
【００９４】ＭＩＵ ＣＬＫ回路１２３１はＭＩＵコン
トローラ１２３０にタイミング信号を供給するとともに
ＣＤＭＡモデムにもタイミング信号を供給する。ＭＩＵ
ＣＬＫ回路１２３１はシステムクロック信号ｗ０（ｔ）
を受けてその信号に同期する。また、コントローラクロ
ック信号発生器１２３１はＭＵＸからＣＤＭＡモデム１
２１０、１２１１、１２１２および１２１５に分配され
る拡散符号クロック信号ｐｎ（ｔ）も受けてその信号に
同期する。
【００９５】本実施例のＲＣＳは一つのＭＩＵに設けた
システムモデム１２１０を含む。システムモデム１２１
０は一斉通報拡散器（図示せず）およびパイロット発生
器（図示せず）を備える。一斉通報モデムは、この実施
例のシステムが用いる一斉通報情報を供給し、この一斉
通報メッセージデータをＭＩＵコントローラ１２３０か
らシステムモデム１２１０に転送する。システムモデム
は信号ＣＴ１乃至ＣＴ４および信号ＡＸ１乃至ＡＸ４の
送信に用いる四つの追加のモデム（図示せず）も備え
る。システムモデム１２１０はＶＤＣに供給される重み
づけなしのＩおよびＱ一斉通報メッセージデータ信号を
供給する。ＶＤＣは一斉通報メッセージデータ信号をＣ
ＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２
１５すべてのＭＩＵ ＣＤＭＡモデム送信データおよび
グローバルパイロット信号に加える。
【００９６】パイロット発生器（ＰＧ）１２５０は本発
明に用いるグローバルパイロット信号を供給し、このグ
ローバルパイロット信号はＭＩＵコントローラ１２３０
によってＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２
および１２１５に供給される。しかし、本発明の他の実
施例ではＭＩＵコントローラでグローバルパイロット信
号を発生する必要はなく、任意の形式のＣＤＭＡ符号系
列発生器の発生したグローバルパイロット信号を用い
る。この実施例においては、重みづけなしのＩおよびＱ
グローバルパイロット信号をもＶＤＣに送り、そのＶＤ
Ｃで重み付けしてＭＩＵ ＣＤＭＡモデム送信データお
よび一斉通報メッセージデータ信号に加える。
【００９７】ＲＣＳにおけるシステムタイミングはＥ１
インタフェースから抽出する。ＲＣＳには四つのＭＵＸ
があり、そのうちの三つ（９０５、９０６および９０
７）が図９に示してある。各シャーシには二つのＭＵＸ
が設けてある。各シャーシに設けた二つのＭＵＸの一方
をマスターに指定し、マスターの一つをシステムマスタ
ーに指定する。システムマスターを構成するＭＵＸは位
相同期ループ（図示せず）を用いてＥ１インタフェース
から2.048MHzのＰＣＭクロック信号を抽出する。システ
ムマスターＭＵＸはこの2.048MHzのＰＣＭクロック信号
を１６で分周して１２８KHz基準クロック信号を生ず
る。この１２８KHz基準クロック信号をシステムマスタ
ーであるＭＵＸからすべての他のＭＵＸに分配する。各
ＭＵＸは１２８KHz基準クロック信号を周波数乗算し、
ＰＮクロック信号の２倍の周波数のシステムクロック信
号を合成する。また、ＭＵＸは１２８KHzのクロック信
号を１６分の１に分周してＭＩＵ向けの８KHzフレーム
同期信号を生ずる。この実施例のためのシステムクロッ
ク信号は帯域幅７MHzのＣＤＭＡチャネルについては11.
648MHzの周波数を有する。また、各ＭＵＸはシステムク
ロック信号を２分の１に分周しＰＮクロック信号を生
じ、そのＰＮクロック信号を２９ ８７７ １２０（ＰＮ
系列長）でさらに分周し、エポック境界指示用のＰＮ同
期信号を生ずる。システムマスターＭＵＸからのＰＮ同
期信号もすべてのＭＵＸに分配し、それによって各ＭＵ
Ｘについて内部発生クロック信号の位相整合を維持す
る。ＰＮ同期信号とフレーム同期信号とは同期状態にな
る。次に、各シャーシでマスターＭＵＸに指定された二
つのＭＵＸはシステムクロック信号およびＰＮクロック
信号の両方をＭＩＵおよびＶＤＣに分配する。
【００９８】ＰＣＭハイウェイインタフェース１２２０
はシステムＰＣＭハイウェイ９１１をＣＤＭＡモデム１
２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に接続す
る。ＷＡＣコントローラは、各対応ユーザ情報信号につ
いてのトラフィックメッセージ制御信号を含むモデムを
制御情報をＨＳＢ９７０経由でＭＩＵコントローラ１２
３０に送信する。ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、
１２１２、１２１５の各々はＭＩＵコントローラ１１１
１からシグナリング情報などのトラフィックメッセージ
制御信号を受ける。トラフィックメッセージ制御信号は
呼制御（ＣＣ）情報と拡散符号および逆拡散符号系列情
報とを含む。
【００９９】ＭＩＵはＭＩＵの中のＣＤＭＡモデム１２
１０、１２１１、１２１２、１２１５からの同相（Ｉ）
および直交位相（Ｑ）モデム送信データを含む重みづけ
ずみのＣＤＭＡモデム送信データを加算する送信データ
合成器１２３２を含む。この同相（Ｉ）モデム送信デー
タを直交位相（Ｑ）モデム送信データとは別に加算す
る。送信データ合成器１２３２からの結合ずみのＩおよ
びＱモデム送信データ出力信号をＩおよびＱマルチプレ
クサ１２３３に加え、デジタルデータストリームの形に
多重化されるＩおよびＱモデム送信データから成る単一
のＣＤＭＡ送信メッセージチャネルを生ずる。
【０１００】受信データ入力回路（ＲＤＩ）１２３４は
図９に示したビデオ分配回路（ＶＤＣ）９４０からアナ
ログ差動ＩおよびＱデータを受け、それらアナログ差動
ＩおよびＱデータをＭＩＵのＣＤＭＡモデム１２１０、
１２１１、１２１２、１２１５の各々に分配する。自動
利得制御分配回路（ＡＧＣ）１２３５はＶＤＣからＡＧ
Ｃデータ信号を受け、そのＡＧＣデータをＭＩＵのＣＤ
ＭＡモデムの各々に分配する。ＴＲＬ回路１２３３はト
ラフィック信号灯情報受け、そのトラフィック信号灯デ
ータをモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５
の各々に同様に分配する。 ［ＣＤＭＡモデム］ＣＤＭＡモデムはＣＤＭＡ拡散符号
系列を発生し送信機と受信機との間の同期をとる。ま
た、ＣＤＭＡは特定の電力レベルでのスペクトラム拡散
および送信に備えて６４ksym／秒、３２ksym／秒、１６
ksym／秒および８ksym／秒にそれぞれプログラム可能な
四つの全二重チャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２および
ＴＲ３）を提供する。ＣＤＭＡモデムは自動電力制御を
可能にするように受信信号強度を測定し、パイロット信
号の発生および送信を行い、前向き誤り補正（ＦＥＣ）
用の信号により符号化および復号化を行う。ＳＵの中の
モデムはＦＩＲフィルタを用いて送信機拡散符号パルス
の整形を行う。ＣＤＭＡモデムは加入者ユニット（Ｓ
Ｕ）で使われ、以下の説明においてＳＵのみで使う特徴
についてはその旨を明確に指摘する。ＣＤＭＡモデムの
動作周波数を表７に示す。
【０１０１】
【表７】 図１０のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１
２、１２１５の各々は、図１１に示すとおり、送信部１
３０１および受信部１３０２から構成される。ＣＤＭＡ
モデムは外部システムから制御メッセージＣＮＴＲＬを
受信する制御部１３０３も備える。これらの制御メッセ
ージは、例えば特定の拡散符号の割当てや、拡散または
逆拡散の起動や、送信速度の割当てなどに用いられる。
また、ＣＤＭＡモデムはそのＣＤＭＡモデムの用いる種
々の拡散符号および逆拡散符号の発生に用いる符号発生
器１３０４を有する。送信部１３０１は入力情報および
制御信号ｍｉ（ｔ）、ｉ＝１、２、・・・、Ｉをスペク
トラム拡散処理ずみのユーザ情報信号ｓｃｊ（ｔ）、ｊ
＝１、２、・・・、Ｊとして送信するためのものであ
る。送信部１３０１は制御手段１３０３によって制御さ
れる符号発生器１３０４からグローバルパイロット符号
を受ける。スペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号
は同様に処理された他の信号に加えられ、ＣＤＭＡ Ｒ
Ｆ順方向メッセージリンク経由でＣＤＭＡチャネルとし
て例えばＳＵに送信される。受信部１３０２は、ｒ
（ｔ）としてのＣＤＭＡチャネルを受信し、例えばＳＵ
からＲＣＳにＣＤＭＡ ＲＦ逆方向メッセージリンク経
由で送信されてきた利用者情報および制御信号ｒｃｋ
（ｔ）、ｋ＝１、２、・・・、Ｋを逆拡散し、再生す
る。 ［ＣＤＭＡモデム送信部］図１２を参照すると、符号発
生手段１３０４は送信同期制御ロジック１４０１および
拡散符号ＰＮ発生器１４０２を含み、送信部１３０１は
モデム入力信号受信装置（ＭＩＳＲ）１４１０と畳込み
符号化装置１４１１、１４１２、１４１３および１４１
４と、拡散装置１４２０、１４２１、１４２２、１４２
３および１４２４と、合成器１４３０とを含む。送信部
１３０１は、メッセージデータチャネルＭＥＳＳＡＧＥ
を受信し、各メッセージデータチャネルをそれぞれの畳
込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３、１４１
４において畳込み符号化し、それぞれの拡散装置１４２
０、１４２１、１４２２、１４２３、１４２４において
ランダム拡散符号系列でそれらのデータを変調し、この
実施例では符号発生器からの受信パイロット符号を含む
すべてのチャネルからの被変調データを合成器１４３０
で合成し、ＲＦ送信のためのＩおよびＱ成分を生ずる。
この実施例の送信部１３０１は、６４kb/s、３２kb/s、
１６kb/s、および８kb/sの四つのプログラム可能なチャ
ネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）をサポー
トする。メッセージチャネルデータはＰＣＭインタフェ
ース１２２０経由でＰＣＭハイウェイ１２０１から受信
された時間多重化信号であり、ＭＩＳＲ１４１０に入力
される。
【０１０２】図１３は、ＭＩＳＲ１４１０の例のブロッ
ク図である。本発明の実施例では、カウンタを８KHzの
フレーム同期信号ＭＰＣＭＳＹＮＣでセットし、タイミ
ング回路１４０１からの2.048MHzのＭＰＣＭＣＬＫで増
分計数する。カウンタ出力をＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２、
ＴＲ３のメッセージデータへのスロット時間位置対応の
ＴＲＣＦＧ値と比較器１５０２で比較し、ＴＲＣＦＧ値
はＭＣＴＲＬの中のＭＩＵコントローラ１２３０から受
ける。比較器はシステムクロックから得られるＴＸＰＣ
ＮＣＬＫタイミング信号を用いて、メッセージチャネル
データをバッファ１５１０、１５１１、１５１２、１５
１３に同期入力するレジスタ１５０５、１５０６、１５
０７、１５０８にカウント出力を送る。メッセージデー
タは、タイミング制御ロジック１４０１からのイネーブ
ル信号ＴＲ０ＥＮ、ＴＲ１ＥＮ、ＴＲ２ＥＮ、ＴＲ３Ｅ
Ｎが活性状態のときＰＣＭハイウェイ信号ＭＥＳＳＡＧ
Ｅからの信号ＭＳＧＤＡＴから供給される。他の実施例
では、ＭＥＳＳＡＧＥは暗号化速度またはデータ速度に
応じてレジスタをイネーブルする信号を含めることもで
きる。カウンタ出力がチャネル位置アドレスの一つと等
しい場合は、レジスタ１５１０、１５１１、１５１２、
１５１３の中の特定の送信メッセージデータを図１２に
示した畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１
３、１４１４に入力する。
【０１０３】畳込み符号化装置はこの技術分野で周知の
前向き誤り訂正（ＦＥＣ）手法の利用を可能にする。Ｆ
ＥＣ手法は、符号化ずみの形式でデータを発生する際の
冗長度の導入に依存する。符号化ずみのデータは送信さ
れ、データの冗長度は受信復号化装置による誤り検出お
よび誤り訂正を可能にする。本発明の一つの実施例は畳
込み符号化を用いる。追加データビットを符号化処理の
段階でデータに加え、符号化オーバーヘッドとする。符
号化速度は送信ずみの全ビット（符号データ＋冗長デー
タ）に対する送信ずみのデータビットの割合で表され、
符号速度「Ｒ」と呼ばれる。
【０１０４】畳込み符号はすでに符号化ずみの多数のビ
ットで新たな未符号化ビットの各々を畳み込むことによ
って各符号ビットを生じさせた符号である。符号化処理
で使われるビットの総数を符号の拘束長「Ｋ」と呼ぶ。
畳込み符号化では、データをＫビット長のシフトレジス
タにクロックで１ビットごとに格納し、入来ビットとそ
の時点で格納ずみのＫ−１ビットとを畳込み符号化して
新たなシンボルを生ずる。畳込み処理は、利用可能なビ
ットの特定のパターン、すなわち少なくとも一つのシン
ボルにおける最初のビットおよび最後のビットを常に含
むビットの特定のパターンのモジュロ−２和から成るシ
ンボルを生ずる処理である。
【０１０５】図１４は、図１２の符号化装置１４１１と
して用いるのに適したＫ＝７、Ｒ＝１／２畳込み符号化
装置のブロック図を示す。この回路は本発明の一つの実
施例で用いたＴＲ０チャネルを符号化する。レジスタ段
Ｑ１乃至Ｑ７から成る７ビットレジスタ１６０１はＴＲ
０ＥＮ信号のアサート時に信号ＴＸＰＮＣＬＫを用いて
ＴＲ０データをクロックごとに１ビットずつ格納する。
レジスタ段Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６およびＱ７の
出力値を排他的論理和回路１６０２および１６０３でそ
れぞれ合成し、それによってＴＲ０チャネルＦＥＣＴＲ
０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱについてのそれぞれのＩ
チャネルＦＥＣデータおよびＱチャネルＦＥＣデータを
生ずる。
【０１０６】二つの出力シンボルストリームＦＥＣＴＲ
０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱを生ずる。シンボルスト
リームＦＥＣＴＲ０ＤＩはビット６、５、４、３および
０（８進法１７１）に対応するシフトレジスタの出力の
排他的論理和回路１６０２によって生成され、送信メッ
セージチャネルデータの同相成分「Ｉ」となる。同様
に、シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＱはビット６、
４、３、１および０（８進法１３３）からのシフトレジ
スタ出力の排他的論理和回路１６０３によって生成さ
れ、送信メッセージチャネルデータの直交位相成分
「Ｑ」となる。受信側での誤差補正を可能にするのに必
要な冗長度を生ずる、単一の符号化ずみビットを表すよ
うに二つのシンボルを送信する。
【０１０７】図１４を参照すると、送信メッセージチャ
ネルデータのためのシフトイネーブルクロック信号を制
御タイミングロジック１４０１で発生する構成が示して
ある。各チャネルについての畳込み符号化ずみの送信メ
ッセージチャネル出力データは、送信メッセージチャネ
ルデータを符号発生器１４０２からの予め割当てずみの
拡散符号系列と乗算するそれぞれの拡散器１４２０、１
４２１、１４２２、１４２３および１４２４に加える。
この拡散符号系列は上述のとおり制御回路１３０３で生
成され、ランダム擬似雑音シグネチャ系列（ＰＮ−符
号）と呼ばれる。
【０１０８】拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１
４２３、１４２４の各々の出力信号は、スペクトラム拡
散ずみの送信データチャネルである。拡散器の動作は次
のとおりである：すなわち、ランダム系列（ＰＮＩ＋ｊ
ＰＮＱ）を乗算したチャネル出力（Ｉ＋ｊＱ）のスペク
トラム拡散により（ＩｘｏｒＰＮＩ）および（−Ｑｘｏ
ｒＰＮＱ）から成る出力の同相成分Ｉが得られる。な
お、この出力の直交位相成分Ｑは、（ＱｘｏｒＰＮＩ）
および（ＩｘｏｒＰＮＱ）である。パイロットチャネル
ロジック（Ｉ＝１、Ｑの値は禁止されている）へのチャ
ネルデータ入力は存在しないので、パイロットチャネル
についての拡散ずみ出力信号はＩ成分についての系列Ｐ
ＮＩおよびＱ成分についての系列ＰＮＱを生ずる。
【０１０９】合成器１４３０はＩおよびＱ拡散送信デー
タチャネルを受信し、それらチャネルを合成してＩモデ
ム送信データ信号（ＴＸＩＤＡＴ）およびＱモデム送信
データ信号（ＴＸＱＤＡＴ）にする。Ｉ拡散送信データ
およびＱ拡散送信データは別々に加算する。
【０１１０】ＳＵについては、ＣＤＭＡモデム送信部１
３０１が合成器からＩおよびＱチャネルを受信して、送
信されてきた信号のパルス整形、隣接スペクトラム制御
およびｘ／ｓｉｎ（ｘ）補正を行うためのＦＩＲフィル
タを含む。互いに別個ではあるが互いに同一のＦＩＲフ
ィルタがＩおよびＱ拡散ずみ送信データストリームをチ
ップ速度で受け、各フィルタの出力信号はチップ速度の
２倍になる。これらＦＩＲフィルタの一つの例は２倍の
アップサンプリング（補間）を行う２８タップの偶数対
称フィルタである。アップサンプリングはフィルタ処理
の前に行うので、２８個のタップはチップ速度の２倍で
の２８個のタップを意味し、アップサンプリングは一つ
おきのサンプルを０に設定することにより達成する。係
数の例を表８に示す。
【０１１１】
【表８】 ［ＣＤＭＡモデム受信部］図９および１０を参照する
と、本実施例のＲＦ受信機９５０は、ＶＤＣ９４０から
ＭＩＵ９３１、９３２、９３３経由でＣＤＭＡモデム１
２１０、１２１１、１２１２、１２１５に送信されてき
たアナログ入力ＩおよびＱＣＤＭＡチャネルを受ける。
これらのＩおよびＱＣＤＭＡチャネル信号をＣＤＭＡモ
デム受信部１３０２（図１１に示す）でサンプリング
し、図１５に示すＡ−Ｄ変換器１７３０によりＩおよび
Ｑデジタル受信メッセージ信号に変換する。本発明の実
施例のＡ−Ｄ変換器のサンプリング速度は、逆拡散符号
速度と等価である。次に、ＩおよびＱデジタル受信メッ
セージ信号を四つのチャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２
およびＴＲ３）の逆拡散符号系列、ＡＰＣ情報およびパ
イロット符号に対応する六つの互いに異なる複素拡散符
号系列を用いて相関器で逆拡散する。
【０１１２】受信信号への受信機の同期引込みは、２つ
の段階に分けられる。すなわち、まず初期捕捉段階があ
り、次に信号タイミング捕捉のあとのトラッキング段階
がある。初期捕捉は受信機でローカルに発生したパイロ
ット符号系列の位相を受信信号に対してシフトさせ、パ
イロット逆拡散器の出力をしきい値と比較することによ
って行う。この手法は逐次サーチと呼ばれる。二つのし
きい値（整合および却下）を補助逆拡散装置から計算す
る。信号を捕捉すると、サーチ処理を中止してトラッキ
ング処理を開始する。トラッキング処理は受信機の用い
る符号発生器１３０４（図１１および１５に示す）を入
来信号と同期した状態に維持する。この実施例で用いる
トラッキングループは遅延同期ループ（ＤＬＬ）であ
り、図１５の捕捉およびトラックブロック１７０１およ
びＩＰＭブロック１７０２で実働化する。
【０１１３】図１１において、モデムコントローラ１３
０３は送信信号に対する受信信号の位相シフトおよび周
波数シフトを計算する図１５のＳＷＰＬＬロジック１７
２４中のソフトウェアアルゴリズムとして位相同期ルー
プ（ＰＬＬ）を実働化する。位相シフトの計算値をマル
チパスデータ信号位相回転合成ブロック１７１８、１７
１９、１７２０、１７２１で位相シフトを逆転させるの
に用い、受信チャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’お
よびＴＲ３’対応の出力信号の生成のための合成に備え
る。次に、データをViterbi復号器１７１３、１７１
４、１７１５、１７１６でViterbi復号し、受信メッセ
ージチャネルの各々における畳込み符号化を除去する。
【０１１４】図１５は、符号発生器１３０４が受信チャ
ネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０
６、１７０７、１７０８、１７０９の用いる符号系列Ｐ
Ｎｉ（ｔ）（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）を供給すること
を示す。生成される上記符号系列はシステムクロック信
号のＳＹＮＫ信号に応答して同期を確保してあり、図１
１のモデムコントローラ１３０１からのＣＣＮＴＲＬ信
号で定まる。図１５を参照すると、ＣＤＭＡモデム受信
部１３０２は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０と、
チャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１
７０６、１７０７、１７０８、１７０９と、パイロット
ＡＶＣ１７１１と、補助ＡＶＣ１７１２と、Viterbi復
号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６と、モデ
ム出力インタフェース（ＭＯＩ）１７１７と、位相回転
および合成ロジック１７１８、１７１９、１７２０、１
７２１と、ＡＭＦ重み発生器１７２２と、量分位数推算
ロジック１７２３とを含む。
【０１１５】本発明の別の実施例では、ＣＤＭＡモデム
受信機にチャネルのＢＥＲおよびViterbi復号器１７１
３、１７１４、１７１５、１７１６とＭＯＩ１７１７と
の間の空き符号挿入ロジックのＢＥＲを測定するビット
エラー積分器を併せて含み、メッセージデータ喪失時の
空き符号の挿入に備える。
【０１１６】適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０は無
線チャネルに起因するマルチパス干渉を解消する。実施
例のＡＭＦ１７１０は図１６に示すとおり１１段の複素
ＦＩＲフィルタを用いる。受信したＩおよびＱデジタル
メッセージ信号を図１５のＡ−Ｄ変換器１７３０からレ
ジスタ１８２０に受け、乗算器１８０１、１８０２、１
８０３、１８１０、１８１１において図１５のＡＭＦ重
み発生器１７２２からのＩおよびＱチャネル重み係数Ｗ
１乃至Ｗ１１と乗算する。図示の実施例では、Ａ−Ｄ変
換器１７３０は、２の補数値としてＩおよびＱデジタル
受信メッセージ信号データ、すなわち、受信拡散符号ク
ロック信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答する１１段シフトレジ
スタ１８２０を通じてクロック歩進するＩデータ６ビッ
トおよびＱデータ６ビットが供給される。信号ＲＸＰＮ
ＣＬＫは符号発生ロジック１３０４のタイミング部１４
０１によって生成する。上記シフトレジスタの各段には
タップ接続を設け、各段の出力を乗算器１８０１、１８
０２、１８０３、１８１０、１８１１で個々の（６ビッ
トＩおよび６ビットＱ）重み係数と複素乗算し、それに
よって１１個のタップでそれぞれ重みづけられた積を発
生し、それら積を加算器１８３０で加算して７ビットの
Ｉ値および７ビットのＱ値に限定した出力を生ずる。
【０１１７】ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１１に
示す）はメッセージチャネルを逆拡散するための独立し
たチャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、
１７０６、１７０７、１７０８、１７０９（図１５に示
す）を備える。この実施例は七つのメッセージチャネル
を逆拡散し、各逆拡散装置は１ビットＩ逆拡散符号信号
および１ビットＱ逆拡散符号信号を受けてこれら符号と
８ビットＩデータ入力×８ビットＱデータ入力との間の
複素相関をとる。これら七つの逆拡散装置が七つのチャ
ネル、すなわちトラフィックチャネル０（ＴＲ０’）、
ＴＲ１’、ＴＲ２’、ＴＲ３’、補助チャネルＡＵＸ、
自動電力制御ＡＰＣチャネルおよびパイロットチャネル
ＰＬＴにそれぞれ対応する。
【０１１８】図１７に示すパイロットＡＶＣ１７１１は
タイミング信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答してＩおよびＱパ
イロット拡散符号系列値ＰＣＩおよびＰＣＱをシフトレ
ジスタ１９２０に受けるものであるが、このパイロット
ＡＶＣ１７１１は、各々がＩおよびＱデジタル受信メッ
セージ信号データと同じパイロット符号系列の１チップ
遅延出力との間の相関をとる１１個の個別の逆拡散装置
１９０１乃至１９１１を含む。信号ＯＥ１、ＯＥ２、・
・・、ＯＥ１１をモデム制御１３０３が用いて逆拡散動
作をイネーブルする。逆拡散装置の出力信号を合成器１
９２０で合成し、ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１
（図１５に示す）で受け、最終的にモデムコントローラ
１３０３（図１１に示す）で受けるパイロットＡＶＣ１
７１１の相関信号ＤＳＰＲＤＡＴを形成する。捕捉＆ト
ラックロジック１７０１はこの相関信号値を用いて市内
局に近い方の受信機が遠い方の送信機と同期しているか
どうかを判定する。
【０１１９】補助ＡＶＣ１７１２はＩおよびＱデジタル
受信メッセージ信号データをも受信し、この実施例では
図１８に示すとおり四つの個別の逆拡散装置２００１、
２００２、２００３、２００４を含む。各逆拡散装置は
ＩおよびＱデジタル受信メッセージデータを受け、これ
らのメッセージデータと、シフトレジスタ２０２０に入
力され格納されている符号発生器１３０４供給の同じ逆
拡散符号系列ＰＡＲＩおよびＰＡＲＱの遅延出力との間
の相関をとる。逆拡散装置２００１、２００２、２００
３、２００４の出力信号は雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤ
ＡＴを生ずる合成器２０３０で合成する。補助ＡＶＣ拡
散符号系列はシステムの送信拡散符号系列のいずれにも
対応しない。信号ＯＥ１、ＯＥ２、・・・、ＯＥ４は逆
拡散動作をイネーブルするようにモデム制御回路１３０
３が用いる。補助ＡＶＣ１７１２は量分位数推算値を量
分位数推算器１７３３で計算するもととなる雑音相関信
号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを生ずるとともに、捕捉＆トラッ
クロジック１７０１（図１５に示す）およびモデムコン
トローラ１３０３（図１１に示す）への雑音レベル測定
値を提供する。
【０１２０】受信メッセージチャネルＴＲ０’、ＴＲ
１’、ＴＲ２’、ＴＲ３’に対応する逆拡散チャネル出
力信号の各々は畳込み符号化されたデータに前向き誤り
訂正を加える図１５の対応Viterbi復号器１７１３、１
７１４、１７１５、１７１６に入力する。この実施例の
Viterbi復号器は、制約長Ｋ＝７および比Ｒ＝１／２を
有する。復号化した逆拡散メッセージチャネル信号はＭ
ＯＩ１７１７経由でＣＤＭＡモデムからＰＣＭハイウェ
イ１２０１に転送される。ＭＯＩの動作は、逆方向動作
であることを除き、送信部１３０１（図１１に示す）の
ＭＩＳＲの動作と実質的に同じである。
【０１２１】ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は受信ＣＤ
ＭＡメッセージ信号の捕捉、トラッキングおよび逆拡散
の互いに異なる段階の間にいくつかの互いに異なるアル
ゴリズムを実働化する。
【０１２２】受信信号が一時的に途切れた（または甚だ
しく劣化した）場合は、空き符号挿入アルゴリズムがそ
れら途切れたり劣化したりした受信メッセージデータの
代わりに空き符号を挿入し、大きい雑音バーストが音声
呼進行中にユーザに聞こえることがないようにする。空
き符号は、Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１
５、１７１６からの復号化ずみメッセージチャネル出力
信号の代わりにＭＯＩ１７１７（図１５に示す）に送
る。各トラフィックチャネルに用いられる空き符号は適
切なパターンＩＤＬＥ、すなわちこの実施例では６４kb
/sストリームについて８ビットワードで、３２kb/sスト
リームについて４ビットワードで構成するパターンＩＤ
ＬＥをＭＯＩに書き込むことによりモデムコントローラ
１３０３がプログラムする。 ［受信パイロット信号の捕捉およびトラッキングのため
のモデムアルゴリズム］捕捉およびトラッキングアルゴ
リズムは、受信信号のおおよその符号位相の算定、ロー
カルモデム受信機逆拡散装置の入来パイロット信号への
同期、および受信パイロット符号系列位相のトラッキン
グのために受信機で用いる。図１１および１５を参照す
ると、このアルゴリズムは符号発生器１３０４にクロッ
ク調整信号を供給するモデムコントローラ１３０３が実
行する。これらの調整信号により、逆拡散装置用符号発
生器がパイロットレーキ１７１１の測定出力値および量
分位数推算装置１７２３Ｂからの量分位数の値に応答し
てローカル生成符号系列を調整するようにする。量分位
数の値はＡＵＸベクトル相関器１７１２（図１５に示
す）の出力値からの同相チャネルおよび直交位相チャネ
ルで測定した雑音統計値である。受信機を受信信号に同
期させることは初期捕捉段階とトラッキング段階との二
つの段階に分けられる。初期捕捉段階は、ローカル生成
パイロット拡散符号系列を受信信号の拡散符号速度より
も高速度または低速度でクロックし、ローカル生成パイ
ロット拡散符号系列をスライドさせ、パイロットベクト
ル相関器１７１１の出力について逐次確率比率試験（Ｓ
ＰＲＴ）を行うことによって達成する。トラッキング段
階はローカル生成拡散符号パイロット系列を入来パイロ
ット信号と同期した状態に維持する。
【０１２３】ＳＵのコールド捕捉アルゴリズムは、ＳＵ
ＣＤＭＡモデムが電源オンになったとき、したがって正
しいパイロット拡散符号位相が未知であるとき、または
ＳＵが入来パイロット信号との同期の再捕捉を試みたも
のの所要時間が長すぎたとき、ＳＵＣＤＭＡモデムが用
いる。このコールド捕捉アルゴリズムは二つの下位段階
に分けられる。第１の下位段階は、ＦＢＣＨが用いる長
さ２３３４１５の符号にわたる検索から成る。このサブ
符号位相が捕捉されると、このパイロットの２３３４１
５×１２８長の符号が１２８の可能な位相の曖昧さの中
にあることが把握される。第２の下位段階はこれら残り
の１２８の可能な位相の検索である。ＦＢＣＨとの同期
が外れないようにするために、この検索の第２段階では
ＦＢＣＨ符号のトラッキングとパイロット符号の捕捉の
試みとを相互に切り替えるのが望ましい。
【０１２４】短アクセスパイロット（ＳＡＸＰＴ）アル
ゴリズムのＲＣＳ捕捉はＳＵのＳＡＸＰＴパイロット信
号の捕捉のためにＲＣＳＣＤＭＡモデムが用いる。この
アルゴリズムはＳＡＸＰＴが長さＮの短符号系列（ただ
し、Ｎ＝チップ／シンボル）、すなわちシステムの帯域
幅に応じてその長さが４５から１９５の範囲にわたる短
符号系列であるために高速検索アルゴリズムである。こ
のサーチは捕捉完了まですべての可能な位相を通じて巡
回する。
【０１２５】長アクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）アル
ゴリズムのＲＣＳ捕捉はＳＡＸＰＴの捕捉の直後に開始
する。ＳＵの符号位相は複数のシンボル持続時間内で既
知であり、この発明の実施例ではＲＣＳからの往復遅延
内にサーチすべき位相は７乃至６６あり得る。この範囲
はＳＵパイロット信号がＲＣＳグローバルパイロット信
号に同期している結果である。
【０１２６】再捕捉アルゴリズムは符号ロック（ＬＯ
Ｌ）外れが生じたときに開始される。Ｚ検索アルゴリズ
ムはシステムのロック外れ直前の状態から符号位相があ
まり大きくドリフトしていないことを前提として処理を
高速化するのに用いる。ＲＣＳは最大往復伝搬遅延で画
されるＺ検索窓の最大幅を用いる。
【０１２７】プレトラック期間を捕捉アルゴリズムまた
は再捕捉アルゴリズムの直後からトラッキングアルゴリ
ズムの直前までに設ける。プレトラックはモデムの供給
する受信データが有効とは考えられない固定の期間であ
る。このプレトラック期間により、ＩＳＷＰＬＬ１７２
４、捕捉およびトラッキング１７０１、ＡＭＦ重み発生
器１７２２の用いるものなど上記以外のモデムアルゴリ
ズムが現用のチャネルを準備しそれに適応することを可
能にする。プレトラック期間は二つの部分から成る。第
１の部分は符号トラッキングループの引込み時の遅延で
ある。第２の部分は決定ずみの重みづけ係数を生ずるよ
うにＡＭＦ重み発生器１７２２が行うＡＭＦタップ重み
計算に伴う遅延である。また、プレトラック期間の第２
の部分において、搬送波トラッキングループがＳＷＰＬ
Ｌ１７２４によって引込み可能になり、スカラー量分位
数推算が量分位数推算器１７２３Ａで行われる。
【０１２８】プレトラック期間の終了ののちトラッキン
グ処理に入る。この処理は実際には反復的サイクルであ
り、モデムの供給する受信データが有効と見られる唯一
の処理段階である。下記の動作、すなわちＡＭＦタップ
重み更新、搬送波トラッキング、符号トラッキング、ベ
クトル量分位数更新、スカラー量分位数更新、符号同期
チェック、逆転およびシンボル加算、および電力制御
（順方向および逆方向）はこの段階で行われる。
【０１２９】ロック外れ（ＬＯＬ）が検出されると、モ
デム受信機はトラックアルゴリズムを終了させ、自動的
に再捕捉アルゴリズムに入る。ＳＵにおいては、ＬＯＬ
が送信機を遮断状態にする。ＲＣＳでは、ＬＯＬはロッ
ク外れの直前のレベルに送信電力を固定した状態で順方
向電力制御をディスエーブルする。また、ＬＯＬは送信
中の応答電力制御情報が０１０１０１・・・パターンに
なるようにし、それによってＳＵが送信電力を一定に保
つようにする。この動作は捕捉およびトラッキング回路
１７０１へのリセット信号を発生する信号ロックチェッ
ク機能を用いて行うことができる。
【０１３０】ふた組の量分位数統計の値を一方は量分位
数推算器１７２３Ｂで維持し、もう一方はスカラー量分
位数推算器１７２３Ａで維持する。これら推算器はとも
にモデムコントローラ１３０３が用いる。上記第１の組
の統計値はＡＵＸＡＶＣ受信機１７１２の生成する四つ
の複素数のベクトルから計算される「ベクトル」量分位
数情報と呼ばれる。上記第２の組の統計値は、補助逆拡
散装置１７０７から出力される単一の複素数ＡＵＸ信号
から計算されるスカラー量分位数情報である。これらふ
た組の情報は予め定めた誤警報確率（Ｐｆａ）の維持に
用いる雑音統計の互いに異なる組を表す。ベクトル量分
位数データは雑音中に受信信号があることを判定するた
めにモデムコントローラ１３０３が実働化する捕捉およ
び再捕捉アルゴリズムが用い、スカラー量分位数情報は
符号ロックチェックアルゴリズムが用いる。
【０１３１】ベクトルの場合もスカラーの場合も、量分
位数情報はラムダ０乃至ラムダ２の算出値、すなわち逆
拡散受信信号の確率分布関数（ｐ．ｄ．ｆ）の推算およ
びモデムのＰＮ符号へのロックの有無判定に用いる境界
値から成る。次に述べるＣサブルーチンに用いるＡｕｘ
＿Ｐｏｗｅｒ値は、スカラー量分位数のためのスカラー
相関器アレーのＡＵＸ信号出力を二乗した大きさであ
り、ベクトルについては二乗した大きさの和である。い
ずれの場合も、量分位数を次のＣサブルーチンを用いて
計算する： ただし、ＣＧ［ｎ］は、正の定数であり、ＧＭ［ｎ］は
負の定数である（スカラー量分位数およびベクトル量分
位数について互いに異なる値を用いている）。
【０１３２】捕捉段階の期間中は、ローカルに生成され
たパイロット符号系列を用いた入来パイロット信号のサ
ーチは、ローカル発生パイロット符号が受信信号に対し
て正しい符号位相を有するかどうかの判定のために、一
連の逐次試験を用いる。サーチアルゴリズムは受信符号
系列とローカル発生符号系列との位相が合っているかど
うかの判定のための逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を用
いる。捕捉はマルチフィンガー受信機を有することから
生じる並行処理によって高速化する。例えば、本発明の
この実施例では、主パイロットレーキ１７１１が１１チ
ップ期間相当の全位相期間を表す合計１１のフィンガー
を有する。捕捉のために八つの個別の逐次確率比率試験
（ＳＰＲＴ）を各ＳＰＲＴが四つのチップウィンドウを
監視する形で実働化する。各ウィンドウは先行のウィン
ドウからずれており、サーチ系列では所与の符号位相は
四つのウィンドウでカバーする。八つのＳＰＲＴ試験が
すべて拒絶されると、ウィンドウ組を８チップ分だけ動
かす。ＳＰＲＴのいずれかが許容されれば、ローカル発
生パイロット符号系列の符号位相をパイロットＡＶＣ内
で許容ＳＰＲＴ位相を中心におくように調整する。二つ
以上のＳＰＲＴが同時に許容しきい値に達する可能性が
ある。あり得る３５６種類の許容／拒絶の組合せをカバ
ーするように参照テーブルを用い、モデムコントローラ
はパイロットレーキ１７１１内で正しい中心符号位相を
推定するのにその情報を用いる。各ＳＰＲＴは、次のと
おり実働化される（すべての動作は、６４ｋシンボル速
度で行う）：フィンガー出力レベル値をＩ＿Ｆｉｎｇｅ
ｒ［ｎ］およびＱ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］で表す、ただし
ｎ＝０・・・１０（包括的、０は最先の（最も進んだ）
フィンガーである）。その場合、各ウィンドウの電力
は： ＳＰＲＴを実働化するために、モデムコントローラは各
ウィンドウについて擬似符号サブルーチンとして表され
る次の計算を行う： /＊ find bin for Power＊/ tmp = SIGMA[0]; for (k=0; k<3; k++){ if (Power > lambda[k]) tmp = SIGMA[k+1]; } test_statistic + = tmp;/＊update statistic＊/ if (test_statistic > ACCEPTANCE_THRESTHOLD) you've got ACQ; else if (test_statistic < DISMISSAL_THRESHOLD){ forget this code phase; } else keep trying - get more statistics; ただし、lambda［ｋ］は量分位数推算に関して上に定義
したとおりであり、SIGMA［ｋ］、ACCPECTANCE_THRESHO
LD、DISMISSAL_THRESHOLDは、予め定めた定数である。
なお、SIGMA［ｋ］は小さいｋの対応の値については負
であり、ｋの正しい値については正であり、許可および
拒否しきい値が統計上シンボル何個分のデータが累算さ
れたかの関数ではなく定数となり得るようにしてある。
【０１３３】モデムコントローラは、lambda［ｋ］の値
で範囲の定まるどのbinに電力レベルが入るかを判定
し、これによって概算の統計値を生ずることが可能にな
る。
【０１３４】このアルゴリズムについては、制御電圧を
ε＝ｙＴＢｙとして形成する。ただし、ｙはパイロット
ベクトル相関器１７１１の複素出力値から形成されるベ
クトルであり、Ｂは二乗検波器を参照して上述したとお
り雑音を最小限に抑えながら動作特性を最適化するよう
に予め定めた定数値で形成したマトリクスである。
【０１３５】二乗検波器の動作の理解には次の点を考慮
することが有用である。すなわち、スペクトラム拡散
（ＣＤＭＡ）信号ｓ（ｔ）はインパルス応答ｈｃ（ｔ）
を有するマルチパスチャネルを通過する。ベースバンド
スペクトラム拡散信号は式（２７）、すなわち
【式２７】 で表される。ただし、Ｃｉは複素拡散符号シンボルであ
り、ｐ（ｔ）は予め規定されたチップパルスであり、Ｔ
Ｃはチップ時間間隔であり、ＴＣ＝１／ＲＣ、ＲＣはチ
ップ速度である。
【０１３６】受信されたベースバンド信号は式（２
８）、すなわち
【式２８】 で表される。ただし、ｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）＊ｈｃ（ｔ）
であり、τは未知の遅延量であり、ｎ（ｔ）は付加雑音
である。この受信信号は、フィルタｈＲ（ｔ）で処理さ
れ、処理すべき波形ｘ（ｔ）は式（２９）、すなわち
【式２９】 で表される。ただし、ｆ（ｔ）＝ｑ（ｔ）＊ｈＲ（ｔ）
およびｚ（ｔ）＝ｎ（Ｔ）＊ｈＲ（ｔ）である。
【０１３７】受信機の例においては、受信信号をチップ
速度、すなわち１／ＴＣでサンプリングする。これらの
サンプル、すなわちｘ（ｍＴＣ＋τ’）は、ｒ番目の相
関動作期間中に式（３０）で表される量分位数を計算す
る相関器アレイで処理される。
【０１３８】
【式３０】 これらの量分位数は、式（３１）で与えられる雑音成分
ｗｋ（ｒ）および決定論成分ｙｋ（ｒ）から成る。
【０１３９】
【式３１】 なお、関数ｆ（ｔ）は時間とともに低速で変化するが式
の表現を容易にするために時間指数ｒは消去してもよ
い。
【０１４０】上記サンプルを整合フィルタ処理など受信
機における後続の処理に最適な形でサンプリング位相
τ’の調整のために処理する。この調整を次に説明す
る。この処理の表示を単純化するために、関数ｆ（ｔ＋
τ）（ただし、τは調整すべき時間シフト）について説
明するのが便利である。なお、関数ｆ（ｔ＋τ）は、雑
音を伴う中で測定したものである。したがって、位相
τ’を信号ｆ（ｔ＋τ）の測定に基づいて調整すること
は問題になり得る。雑音を説明するために関数ｖ
（ｔ）：ｖ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｍ（ｔ）を導入する（た
だし、項ｍ（ｔ）は、雑音処理を表す）。このシステム
プロセッサは、関数ｖ（ｔ）の考慮に基づいて形成でき
る。
【０１４１】この処理は非コヒーレントであり、したが
って包絡線電力関数｜ｖ（ｔ＋τ）｜２に基づく。式
（３２）で与えられる関数ｅ（τ’）は、この処理の説
明に役立つ。
【０１４２】
【式３２】 シフトパラメータを区間（−∞、τ’−τ）上のエネル
ギーが区間［τ’−τ、∞］上のエネルギーに等しい場
合に生じるｅ（τ’）＝０について調整する。誤り特性
は単調であり、したがって単一の零交差点を有する。こ
れはこの特性の望ましい点である。この特性の不利な点
は、雑音が伴う場合に積分が制限されないため十分に規
定されない点である。しかし関数ｅ（τ’）は式（３
３）で与えられる形に表現できる。
【０１４３】
【式３３】 ただし、特性関数ｗ（ｔ）は、signum関数、すなわちｓ
ｇｎ（ｔ）に等しい。
【０１４４】特性関数ｗ（ｔ）の最適化には式（３４）
に示す指数Ｆを規定するのが有用である。
【０１４５】
【式３４】 Ｆの分子はトラックずみの値τ０’の前後の区間［−Ｔ
Ａ、ＴＡ］についての平均誤り特性の数値勾配である。
統計平均値を雑音およびランダムチャネルｈｃ（ｔ）に
ついてとる。この統計平均値の算出には、チャネルの統
計特性を指定するのが望ましい。例えば、チャネルをイ
ンパルス応答ｈｃ（ｔ）と式（３５）に示すとおりの強
度関数ｇ（ｔ）を有する白色雑音処理Ｕ（ｔ）とを備え
る広方向定常無相関散乱チャネルとして形成することも
できる。
【０１４６】
【式３５】 ｅ（τ）の分散は、変動の自乗平均値として計算され
る。
【０１４７】
【式３６】 ｅ'(τ)＝ｅ(τ)−<ｅ(τ)> （３６） ただし、＜ｅ（τ）＞は雑音に対するｅ（τ）の平均で
ある。
【０１４８】関数ｗ（ｔ）に対する指数Ｆの最適化は周
知の最適化の変分的方法を用いて行うことができる。
【０１４９】最適のｗ（ｔ）が算定されると、その結果
生じるプロセッサは次のとおり誘導される直交サンプル
プロセッサにより正確に近似できる。
【０１５０】サンプリング定理により、帯域幅Ｗに帯域
制限した信号ｖ（ｔ）は、式（３７）で示すとおり、そ
の信号のサンプルで表現できる。
【０１５１】
【式３７】 この展開式を式（ｚ＋６）に代入することにより、サン
プルｖ（ｋ／Ｗ＋τ’−τ）の中の無限二次式が得られ
る。信号帯域幅がチップ速度に等しいと仮定することに
より、チップクロック信号でクロックしたサンプリング
をサンプルの生成に使用できる。これらのサンプルｖｋ
は、式（３８）で表される。
【０１５２】
【式３８】 この仮定によって実働化が単純になる。エイリアシング
誤差が小さければ、これは有効である。
【０１５３】実際には、ここに誘導された二次形式は切
り捨てられる。正規化したＢマトリクスの例を表１２に
示す。この例ではτが１チップに等しいとして指数関数
的遅延拡散プロフィールｇ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／τ）
を仮定している。また、1.5チップに等しい開口パラメ
ータＴＡを仮定している。基礎となるチップパルスは２
０％余分の帯域幅を有する余弦帯域を有する。
【０１５４】
【表１２】 符号トラッキングは次のとおり実働化したループ位相検
出器経由で実働化している。ベクトルｙはパイロットＡ
ＶＣ１７１１の１１個の複素出力レベル値を表す列ベク
トルと定義し、Ｂは非コヒーレントパイロットＡＶＣ出
力値ｙで性能を最適化する所定値を有する１１×１１の
対称実数値係数マトリクスを示す。位相検出器の出力信
号εは式（３９）で与えられる。
【式３９】 ε＝ｙＴＢｙ （３９） 次に、比例プラス積分のループフィルタおよびＶＣＯの
実働化のために、特定の送信チャネルおよび用途につい
てのシステム性能の最適化をめざしてシステムを構成す
ることにより選択した定数αおよびβについて、以下の
計算を行う。
【０１５５】ｘ［ｎ］＝ｘ［ｎ−１］＋βε ｚ［ｎ］＝ｚ［ｎ−１］＋ｘ［ｎ］＋αε ただし、ｘ［ｎ］はループフィルタの積分器出力値であ
り、ｚ［ｎ］はＶＣＯ出力値である。符号位相調整はモ
デムコントローラが次のＣ−サブルーチンを実行するこ
とによって行う。
【０１５６】 本発明と整合した上記擬似符号には、別の遅延位相を用
いることもできる。
【０１５７】ＡＭＦ重み発生器１７２２（図１５に示
す）のＡＭＦタップ重み更新アルゴリズムは、パイロッ
トレーキ１７１１の各フィンガー値の位相の逆転、およ
びメモリ付けのために、パイロットＡＶＣフィンガー値
と搬送波トラッキングループの現在の出力値の複素共役
値との複素乗算を行い、その値を低域フィルタに加える
とともにＡＭＦタップ重み値、すなわちＣＤＭＡモデム
のＡＭＦフィルタに周期的に書き込まれるＡＭＦタップ
重み値を生ずるようにフィルタ値の複素共役値を形成す
ることによって周期的に起動する。
【０１５８】図１５に示したロックチェックアルゴリズ
ムは、スカラー相関器アレーの出力信号に対してＳＰＲ
Ｔ動作を行うモデムコントローラ１３０３によって実働
化する。ＳＰＲＴ手法はロックの検出確率の向上のため
に許可および拒否しきい値を変化させること以外は、捕
捉アルゴリズムの手法と同じである。
【０１５９】搬送波トラッキングはスカラー相関アレー
のパイロット出力値に対して作動する２次ループ経由で
達成される。位相検出器出力はスカラー相関アレーの
（複素数）パイロット出力信号とＶＣＯ出力信号との積
の直交成分の厳格限定出力である。ループフィルタは比
例および積分構成を備える。ＶＣＯは純粋に加算累計さ
れた位相φを伴い、この誤差はメモリ中の参照テーブル
により複素位相ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφに変換される。
【０１６０】捕捉およびトラッキングアルゴリズムに関
する上述の説明は、捕捉の期間中はＡＭＦ、パイロット
ＡＶＣ、ＡｕｘＡＶＣ、およびＤＰＬＬが平衡状態にな
るまでコヒーレント基準が得られないため非コヒーレン
トトラッキングによる非コヒーレント捕捉追従を捕捉お
よびトラッキングアルゴリズムが必要とするので非コヒ
ーレント手法に絞っている。しかし、この技術分野で周
知のとおり、非コヒーレントトラッキングおよび非コヒ
ーレント合成においては各パイロットＡＶＣフィンガー
の出力位相情報がなくなるのでコヒーレントトラッキン
グおよびコヒーレント合成が常に最適である。したがっ
て、本発明のもう一つの実施例は二段階捕捉およびトラ
ッキングシステム、すなわち上述の非コヒーレントトラ
ッキング手法に切り換える二段階捕捉およびトラッキン
グシステムを採用している。コヒーレント合成およびト
ラッキング手法はトラックずみの誤差信号が次の式で表
される形をとることを除き上述のものと同じである。す
なわち、
【式４０】 ε＝ｙＴＡｙ （４０） ただし、ｙはパイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出
力レベル値を表す縦ベクトルを表し、Ａはコヒーレント
パイロットＡＶＣ出力ｙで動作を最適化するための予め
定めた値を有する１１×１１対称実数値係数マトリクス
を表す。マトリクスＡの例を次に示す。
【０１６１】
【式４１】 本発明を複数の実施例について説明してきたが、本発明
が請求の範囲記載の本発明の範囲から逸脱することなく
上記実施例への改変を伴って実施され得ることは当業者
には理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による符号分割多元接続通信システムの
ブロック図。
【図２ａ】本発明の符号発生器の長拡散符号に用いるの
に適した３６段線形帰還シフトレジスタのブロック図。
【図２ｂ】この符号発生器のフィードフォワード動作を
図解する回路ブロック図。
【図２ｃ】長拡散符号および短拡散符号から拡散符号系
列を生ずるための回路を有する本発明の符号発生器の例
のブロック図。
【図２ｄ】電気回路遅延を補償する遅延素子を含む符号
発生回路の代替の実施例。
【図３ａ】パイロット拡散符号ＱＰＳＫ信号のコンステ
レーション点のグラフ。
【図３ｂ】メッセージチャネルＱＰＳＫ信号のコンステ
レーション点のグラフ。
【図３ｃ】本発明の受信ずみ拡散用符号位相をトラック
する方法を実行する回路の例のブロック図。
【図４】受信したマルチパス信号成分の中央値をトラッ
クするトラッキング回路のブロック図。
【図５ａ】受信したマルチパス信号成分の中心軌跡をト
ラックするトラッキング回路のブロック図。
【図５ｂ】適応ベクトル相関器のブロック図。
【図６】受信したパイロット符号の正しい拡散符号位相
の捕捉決定方法を実行する本発明の回路の例のブロック
図。
【図７】パイロット拡散符号を逆拡散するためのトラッ
キング回路およびディジタル位相同期ループ、およびこ
の発明の逆回転係数の発生器を有するパイロットレーキ
（rake）フィルタの例のブロック図。
【図８ａ】マルチパス成分を逆拡散して合成する本発明
の適応ベクトル相関器および整合フィルタの例のブロッ
ク図。
【図８ｂ】マルチパス成分を逆拡散し合成する本発明の
適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実
施例のブロック図。
【図８ｃ】マルチパス成分を逆拡散し合成する本発明の
適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実
施例のブロック図。
【図８ｄ】本発明の一つの実施例の適応整合フィルタの
ブロック図である。
【図９】本発明の無線搬送波局（ＲＣＳ）の例の構成要
素のブロック図。
【図１０】図９に示すＲＣＳのモデムインタフェースユ
ニット（ＭＩＵ）の例の構成要素のブロック図。
【図１１】ＣＤＭＡモデムの送信、受信、制御および符
号生成回路を示す高レベルブロック図。
【図１２】ＣＤＭＡモデムの送信部のブロック図。
【図１３】モデム入力信号受信機の例のブロック図。
【図１４】本発明に用いる畳込み符号化装置の例のブロ
ック図。
【図１５】ＣＤＭＡモデムの受信部のブロック図。
【図１６】ＣＤＭＡモデム受信部に用いた適応整合フィ
ルタの例のブロック図。
【図１７】ＣＤＭＡモデム受信部に用いたパイロットレ
ーキの例のブロック図。
【図１８】ＣＤＭＡモデム受信部に用いた補助パイロッ
トレーキの例のブロック図。
【符号の説明】
１０１ 基地局（ＢＳ） １０２ 無線分配ユニット（ＲＤＵ） １０３ 加入者線交換機（ＬＥ） １０４、１０５、１１０ 無線搬送波局（ＲＣＳ） １１１、１１２、１１５ 固定加入者局ユニット １１７、１１８ 移動加入者局ユニット １６１−１６５ 無線リンク ２０１ ３６段線形帰還シフトレジスタ
（ＬＦＳＲ） ２０２ フィードフォワード（ＦＦ）回路 ２１３−２２０ 二進法加算器 ３０１ 整合フィルタ ３０２ サンプリング回路 ３０３ チップ符号発生器 ３０４ トラッキング回路 ４０１、５０１ Ａ−Ｄ変換機 ４０２、４０３、５０２、５０３ 相関バンク適応整
合フィルタ ４０４、４０５、５０４、５０５ 加算／ダンプバン
ク ４０６、４０７、５０６、５０７ 計算器バンク ４０８、４０９、５１０、５１１ 加算器 ４１０、５１２ 減算器 ５０８、５０９ 重みづけバンク ６０１ 相関器 ６０２ 逆拡散器 ６０３ 補正手段 ６０４ チャネル評価手段 ６０５ 加算器 ６０６ 捕捉判定手段 ６０７ トラッキング回路 ６０８ ローカルパイロット符号発生器 ７０１、７０２、７０３、８０１、８０２、８０３
相関器 ７０４、７０５、７０６、８０４、８０５、８０６
乗算器 ７０８、７０９、７１０、８０８、８０９、８１０
加算／ダンプ回路 ７１１、７１２、７１３ 低域フィルタ ７１４、７１５、７１６、７１７、７１８、７１９、８
１７、８１８、８１９ 乗算器 ７２０、８２０ 主加算器 ８３０ 符号系列発生器 ８３１ シフトレジスタ ８４０ 加算回路 ８４１ 乗算器 ８４２ 加算／ダンプ回路 ８５０ 位相同期ループ ８７０ Ａ−Ｄ変換器 ８７２ Ｌ段遅延線 ８７４ 乗算器バンク ８７６ 加算器 ８７８ 乗算器 ９２０ 無線アクセスコントローラ（ＷＡ
Ｃ） ９３１、９３２、９３３ モデムインタフェースユ
ニット（ＭＩＵ） ９４０ ビデオ分配回路（ＶＤＣ） １２１０−１２１５ ＣＤＭＡモデム １２３０ ＭＩＵコントローラ １２３２ 送信データ合成器 １２３３ ＩおよびＱマルチプレクサ １２３４ 受信データ入力回路（ＲＤＩ） １２３５ 自動利得制御分配回路（ＡＧ
Ｃ） １３０４ 符号発生手段 １４１０ モデム入力信号受信装置（ＭＩ
ＳＲ） １４１１−１４１４ 畳込み符号化装置 １４２０−１４２４ 拡散装置 １４３０ 被変調データ合成器 １６０１ ７ビットシフトレジスタ １６０２、１６０３ 排他的論理和回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 オズルターク，ファティ アメリカ合衆国 ニューヨーク州 11050 ポート ワシントン，ミドル ネック ロード 1474 (72)発明者 シルバーバーグ，アビ アメリカ合衆国 ニューヨーク州 11725 コマック，コットンウッド ドライブ 40 Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE21 EE31 5K067 BB02 CC10 DD17 DD25 EE02 EE10 EE61 JJ11

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１のパイロット符号信号およびこの第１
    のパイロット符号信号と同期した第２のパイロット符号
    信号をそれぞれ有する送信チャネルおよび受信チャネル
    経由で、情報信号および接続制御信号を含む通信信号を
    送受信する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モデムにおい
    て、 モデム送信機であって、 ａ）複数の個別のパイロット符号信号から選んだ前記第
    １のパイロット符号信号を生ずる第１のパイロット符号
    手段と、前記第１のパイロット符号信号に関連しこのパ
    イロット符号信号に同期した複数の個別のメッセージ符
    号信号を発生するメッセージ手段とを備える符号発生手
    段、および ｂ）前記メッセージ手段に結合され、前記情報信号の各
    々を前記複数のメッセージ符号信号のそれぞれと合成し
    て、前記送信チャネル経由で送信するための送信符号分
    割多重（ＣＤＭ）信号と前記第１のパイロット符号信号
    とを含み各々が前記第１のパイロット符号信号と同期し
    ている複数のスペクトラム拡散処理ずみのメッセージ符
    号信号を発生する拡散手段を備えるモデム送信機と、 モデム受信機であって、 ａ）前記第１のパイロット符号信号に関連づけられた前
    記第２のパイロット符号信号を生ずる第２のパイロット
    符号手段と、前記第２のパイロット符号信号に関連づけ
    られた複数のローカル受信メッセージ符号信号を発生す
    るローカルメッセージ符号手段、すなわち前記第２のパ
    イロット符号手段と同期したローカルメッセージ手段と
    を備えるローカル符号発生手段、 ｂ）前記第２のパイロット符号信号、すなわち捕捉信号
    に応答して変化する符号位相を有する第２のパイロット
    符号信号を捕捉しトラッキングするパイロット符号捕捉
    およびトラッキング手段であって、前記第２のパイロッ
    ト符号信号のそれぞれの位相遅延出力と前記受信チャネ
    ルからの受信ＣＤＭ信号との相関をとり逆拡散ずみの第
    ２のパイロット信号を生成する複数の第２のパイロット
    符号位相遅延相関手段と、前記逆拡散ずみの第２のパイ
    ロット信号の存在を検出して捕捉信号、すなわち前記第
    ２のパイロット符号信号、前記受信した第２のパイロッ
    ト信号および前記第１のパイロット符号信号の間の同期
    の度合を示す捕捉信号を生成する手段とを備えるパイロ
    ット符号捕捉およびトラッキング手段、 ｃ）前記捕捉信号に応答して、前記逆拡散ずみの第２の
    パイロット信号のレベルを増大させる方向に前記第２の
    パイロット符号信号を位相調節する手段を含む第２のパ
    イロット符号トラッキング手段、および ｄ）複数の逆拡散ずみの受信メッセージ信号を生ずる複
    数のメッセージ信号捕捉手段、すなわち各々が前記ロー
    カル受信メッセージ符号信号の一つと前記受信したＣＤ
    Ｍ信号との相関をとってそれぞれの逆拡散ずみの受信メ
    ッセージ信号を生成する受信メッセージ信号相関器を備
    える複数のメッセージ信号捕捉手段を備えるモデム受信
    機とを含むＣＤＭＡモデム。
  2. 【請求項２】前記モデム受信手段の前記パイロット符号
    捕捉およびトラッキング手段が、 Ａ）パイロットベクトル相関器であって、前記複数の第
    ２のパイロット符号位相遅延相関手段が前記第２のパイ
    ロット信号と前記受信したＣＤＭ信号との相関をとって
    複数の逆拡散ずみのマルチパスパイロット信号を生成
    し、各々が前記逆拡散ずみのマルチパスパイロット信号
    のそれぞれのマルチパス搬送波対応のマルチパス重みづ
    け信号を生ずるパイロットベクトル相関器と、 Ｃ）各々が前記マルチパス重みづけ信号のそれぞれに応
    答して前記逆拡散ずみのそれぞれのマルチパスパイロッ
    ト信号の大きさをスケーリングし位相を回転させる複数
    の信号重みづけ手段であって、複数の重みづけした逆拡
    散ずみのマルチパスパイロット信号を生ずる複数の信号
    重みづけ手段と、前記複数の重みづけした逆拡散ずみの
    マルチパスパイロット信号を合算して逆拡散ずみの第２
    のパイロット信号を形成する合算手段とを含むパイロッ
    ト適応整合フィルタと、 Ｄ）前記パイロットベクトル相関器に接続され、前記逆
    拡散ずみの第２のパイロット信号を検出して捕捉信号、
    すなわち前記逆拡散ずみの第２パイロット符号信号の信
    号エネルギーに比例する大きさの信号エネルギーを有し
    その大きさが前記第２のパイロット符号信号と前記第１
    のパイロット符号信号との間の同期の度合いを示す捕捉
    信号を生ずる手段と、 Ｅ）前記捕捉信号に応答して前記逆拡散ずみの第２のパ
    イロット信号の信号エネルギーを増加させる向きに前記
    第２のパイロット符号信号を符号位相調節する手段を含
    む関連パイロット符号トラッキング手段とをさらに含
    み、 ｂ）複数の逆拡散ずみの受信メッセージ信号を生ずる複
    数のメッセージ信号捕捉手段であって、各々が、 Ａ）前記受信メッセージ符号信号と前記ＣＤＭ信号との
    相関をとり、複数の逆拡散ずみのマルチパス受信メッセ
    ージ信号をそれぞれ生成する複数の受信メッセージ信号
    相関器と、 Ｂ）前記マルチパス重みづけ信号に応答して、前記逆拡
    散ずみのマルチパス受信メッセージ信号のそれぞれを搬
    送波位相に整合させる複数の信号重みづけ手段であっ
    て、複数の重みづけした逆拡散ずみのマルチパス受信メ
    ッセージ信号を生ずる複数の信号重みづけ手段と、前記
    重みづけした逆拡散ずみのマルチハ゜ス受信メッセージ信号を
    形成する合算手段とを含むメッセージ適応整合フィルタ
    とを含む複数のメッセージ捕捉手段をさらに含み、 ｃ）前記複数の逆拡散ずみ受信メッセージ信号が少なく
    とも一つの逆拡散ずみの情報信号および複数の呼制御信
    号を含む請求項１記載のＣＤＭＡモデム。
  3. 【請求項３】前記複数の呼制御信号が、それぞれの逆拡
    散ずみの情報信号について利用者を識別する利用者識別
    信号と、前記逆拡散ずみの情報信号についてその種類お
    よび情報速度を示すメッセージ種類信号とを含む、請求
    項２記載のＣＤＭＡモデム。
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