KR100323486B1 - 가변비율디지탈데이타를전송하기위한방법및장치 - Google Patents

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Abstract

가변 비율 데이타를 전송하기 위한 통신 시스템은 리던던시가 반복심볼을 제공하기 위하여 가변 비율에 첨가되는 것이 개시되었다. 반복 심볼 데이타는 가변 비율 데이타가 정상 데이타 비율보다 크거나 같을때 가변 비율 데이타의 비율에 관하여 비교된 심볼 에너지로 전송된다. 가변 비율 데이타가 정상 데이타 비율보다 작을때, 심볼 데이타는 정상 심볼 에너지에서 전송되고 리던던시는 가변 비율 데이타의 비율에 관하여 결정된 전송 심볼 데이타의 부분의 전송 게이팅에 의해 제거된다. 게다가, 가변 비율 데이타를 수신하기 위한 수신기는 전송된 심볼 데이타의 수정된 추정치를 만들기 위하여 전송 데이타 심볼 스트림에서 리던던시를 사용하는 것이 개시된다.

Description

가변 비율 디지탈 데이타를 전송하기 위한 방법 및 장치
발명의 배경
1. 발명의 분야
본 발명은 셀방식 전화 시스템, 특히 확산 스펙트럼 통신 시스템을 사용하는 가변 데이타 비율 정보를 통신하기 위한 새롭고 개선된 시스템 및 방법에 관한 것이다.
2. 관련 기술의 설명
코드 분할 다중 접속(CDMA) 변조 기술의 사용은 다수의 시스템 사용자가 존재하는 통신을 용이하게 하기 위한 몇가지 기술중 하나이다. 시분할 다중 접속(TDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 및 진폭 압축 단일 측파대(ACSSB)같은 AM 변조 계획같은 다른 다중 접속 통신 시스템 기술은 종래에 공지되었다. 그러나 CDMA 확산 스펙트럼 변조 기술은 다중 접속 통신 시스템을 위한 이들 변조 기술 이상의 상당한 장점을 가진다. 다중 접속 통신 시스템에서 CDMA 기술의 사용은 1990년 2월 13일에 공고되고, 명칭이 "위성 또는 지상 중계기를 사용하는 확산 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템"이고, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 그것의 공보가 참조로써 삽입된 미합중국특허 제 4,901,307 호에서 개시되었다.
상기된 특허에서, 다중 접속 기술은 각각 수신기를 가지는 다수의 이동 전화 시스템이 코드 분할 다중 접속(CDMA) 확산 스펙트럼 통신 신호를 사용하여 위성 중계기 또는 지상 기저국(또한 셀-사이트 스테이션, 셀-사이트 또는 요약하여, 셀로 불리우는)을 통하여 통신하는 경우가 공지된다. CDMA통신 사용에서, 주파수 스펙트럼은 재생된 다중 시간일수 있어서 시스템 사용자 용량을 증가시킨다. CDMA의 사용은 다른 다중 접속 기술을 사용하여 이루어질수 있는 것보다 보다 높은 스펙트럼 효과를 유발한다.
통상 위성 채널은 리시안(Rician)같은 특성을 이루는 페이딩(fading)을 경험한다. 따라서 수신된 신호는 레일리 페이딩 통계를 가지는 다중 반사성분과 합산된 직접 성분으로 구성된다. 직접 및 반사된 성분 사이의 전력비율은 이동 유니트 안테나 특성 및 이동 유니트 주위 환경에 따라 통상 6-10dB 정도이다.
위성 채널과 비교하여, 지상 채널은 직접 성분없이 레일리 페이딩 성분으로 통상 구성된 신호 페이딩을 경험한다. 그래서, 지상 채널은 리시안 페이딩이 우성 페이딩 특성인 위성 채널보다 보다 심한 페이딩 환경이 존재한다.
지상 채널 신호에서 레일리 페이딩 특성은 물리적 환경의 많은 다른 특성으로부터 반영된 신호에 의해 유발된다. 결과적으로, 신호는 이동 유니트 수신기에 다른 전송 지연을 가지는 많은 방향으로부터 도착한다. 셀방식 무선 전화 시스템을 포함하는 이동 무선 통신을 위하여 일반적으로 사용된 UHF 주파수에서, 다른 경로상으로 이동하는 신호의 상당한 위상차는 발생할 수 있다. 신호의 파괴적 합산 가능성은 깊은 페이드 발생을 유발한다.
지상 채널 페이딩은 이동 유니트의 물리적 위치에 크게 작용한다. 모빌 유니트의 위치에서 작은 변화는 모든 신호 전달 경로의 물리적 지연을 변화시키고, 각경로를 위한 다른 위상을 유발한다. 그래서, 모빌 유니트의 환경에 대한 이동은 빠른 페이딩 처리를 유발한다. 예를들어, 850㎒ 셀방식 무선 주파수대에서, 이 페이딩은 통상적으로 이동 수단 속도(시간 당 마일)에 대한 초당 1 페이드 만큼의 속도일수 있다. 이 심한 페이딩은 지상 채널에서 나쁜 통신 특성을 유발하는 신호에 대해 극히 파괴적일수 있다. 부가적인 전송기 전력은 페이딩의 문제를 극복하기 위하여 사용될수 있다. 그러나, 그런 전력은 증가된 간섭에 의해 사용자 및 시스템 양쪽에 과도한 전력소비를 증가시킨다.
미합중국특허 4,901,307 호에 공지된 CDMA 변조 기술은 위성 또는 지상 중계기를 사용하는 통신 시스템에서 사용된 좁은 주파수대 변조 기술상에 많은 이점을 제공한다. 지상 채널은 특히 다중 경로 신호에 관한 어떤 통신 시스템에 대한 특정 문제를 가진다. CDMA 기술의 사용은 지상 채널의 특정 문제가 다중경로의 역효과(예를들어, 그것의 장점을 이용하는 동안의 페이딩)를 감소시킴으로써 극복된다.
CDMA 셀방식 전화 시스템에서, 동일 주파수대는 모든 셀에서 통신을 위하여 사용될수 있다. CDMA 파형은 처리 이득을 제공하도록 특성을 이루는 CDMA 파형은 동일 주파수대를 차지하는 신호들 사이를 식별하기 위하여 역시 사용된다. 게다가 고속 의사노이즈(PN) 변조는 경로 지연 초과 PN 칩 주기(즉, 1/주파수대폭)와 다르게 분리되고 제공된 많은 다른 전달 경로를 허용한다. 만약 대략 1㎒의 PN 칩 비율이 CDMA 시스템에서 사용되면, 전체 확산 스펙트럼 처리 이득은 시스템 데이타 비율에 대해 확산 주파수대폭의 비율과 같고, 목표된 경로로부터 경로 지연에서 1 마이크로초보다 큼으로써 다른 경로에 대해 사용될수 있다. 1 마이크로초 경로 지연차는 대략 1000 피트의 경로 거리 차에 대응한다. 도시 환경은 통상적으로 1 마이크로초의 초과시 차동 경로 지연을 제공하고, 10-20 마이코로초까지 어떤 영역에 기록된다.
종래 전화 시스템에 사용된 아날로그 FM 변조같은 좁은 주파수 변조 시스템에서, 다중 경로의 존재는 심한 다중 경로 페이딩을 유발한다. 그러나, 넓은 주파수대 CDMA 변조로, 다른 경로는 복조 처리에 대해 식별될수 있다. 식별은 심한 다중 경로 페이딩을 크게 감소시킨다. 다중 경로 페이딩은 특정 시스템을 위한 PN 칩 주기보다 작게 지연된 차를 가지는 경로가 때때로 존재하기 때문에 CDMA 식별 기술을 사용시 전체적으로 제거되지 않는다. 이 전도의 경로 지연을 가지는 신호는 복조기에 대해 식별될수 없고, 약간의 페이딩 등급을 유발한다.
그러므로 약간의 다이버서티(diversity) 시스템이 페이딩을 제거하도록 제공된다. 다이버서티는 페이딩의 역 효과를 감소시키기 위한 한가지 접근법이다. 3개의 다른 다이버서티가 존재한다 : 시간, 주파수 및 공간 다이버서티.
시간 다이버서티 반복, 시간 간격, 에러 검출 및 반복 형태의 코딩을 사용으로 가장 얻어질 수 있다. 본 발명은 시간 다이버서티 형태같은 각각의 이들 기술을 사용한다.
대역폭 신호인 고유 성질에 의한 CDMA는 상기 신호 에너지를 광역주파수대상에 스프레딩함으로써 주파수 다이버서티 형태를 제공한다. 그러므로, 주파수 선택 페이딩은 CDMA 신호 대역폭의 작은 부분만을 이룬다.
공간 또는 경로 다이버서티는 2개 이상의 셀-사이즈를 통하여 모빌 사용자로부터 동시 링크를 통하여 다중 신호 경로를 제공함으로써 얻어진다. 게다가, 경로 다이버서티는 다른 전달 지연으로 도착하는 신호가 각각 수신되고 처리됨으로써 확산 스펙트럼 처리를 통하여 다중경로 환경을 이용함으로써 얻어진다. 경로 다이버서티의 예는 명칭이 "CDMA 셀방식 전화 시스템에서 소프트 핸드오프"이고, 1989년 11월 7일에 공고되고, 명칭이 "CDMA 셀방식 전화 시스템에서 다이버서티 수신기" 이고 1989년 11월 7일 공고되고, 본 발명의 양수인에게 양도된 미합중국특허 제 5,101,501 호에 개시되었다.
미합중국특허 제 4,901,307 호에 개시된 바와같은 CDMA 기술은 모빌 위성 통신에서 링크의 양방향을 위한 간섭 변조 및 복조의 사용을 개시한다. 따라서, 여기서 개시된 것은 위성 대 모빌 링크 및 셀 대 모빌 링크에 관한 간섭 위상같은 기준 캐리어 신호의 사용이다. 그러나, 지상 셀방식 환경에서, 채널의 위상 혼란을 일으키는 심각한 다중 경로 페이딩은 모빌 대 셀 링크를 위한 간섭 복조 기술의 사용을 방해한다. 본 발명은 비간섭 변조 및 복조 기술을 사용함으로써 모빌 대 셀 링크에서 다중 경로의 역효과를 극복하기 위한 수단을 제공한다.
미합중국특허 제 4,901,307 호에 개시된 CDMA 기술은 다른 PN 시퀀스가 할당된 각 사용자 채널을 가지는 비교적 긴 PN 시퀀스의 사용을 더 개시하였다. 다른 PN 시퀀스 사이의 크로스 상관관계 및 영과 다른 모든 시간 이동 동안 PN 시퀀스의 자동상관관계 양쪽은 다른 사용자 신호가 수신중 식별되는 영 평균 값을 가진다.
그러나, 그런 PN 신호는 직교하지 않는다. 비록 크로스 상관관계가 평균 0 일지라도, 정보 비트 시간같은 짧은 시간 주기동안, 크로스 상관관계는 2항식 분포를 따른다. 상기와 같이, 신호는 그것들이 동일 전력 스펙트럼 밀도에서 넓은 대역폭 가우스 노이즈처럼 서로 많은 간섭한다. 그래서, 다른 사용자 신호, 또는 상호 간섭 노이즈는 궁극적으로 달성가능한 용량을 제한한다.
다중 경로의 존재는 대역폭 PN CDMA 시스템에 경로 다이버서티를 제공할수 있다. 만약 2이상의 경로가 1 마이크로초 차동 경로 지연보다 크게 이용되면, 2이상의 PN 수신기는 이들 신호를 각각 수신하기 위하여 사용될수 있다. 이들 신호가 다중 경로 페이딩(즉, 그것들이 함께 페이딩한다)과 무관하게 통상적으로 나타나기 때문에, 두개의 수신기 출력은 다이버서티 결합될수 있다. 그러므로, 성능의 손실은 동시에 양쪽 수신기가 페이드를 경험할때만 발생한다. 다이버서티 결합기와 결합하는 두개 이상의 PN 수신기의 설비를 제공하는 시스템 및 경로 다이버서티 결합 동작이 수행될 파형을 생성하기 위한 시스템은 명칭이 "CDMA 셀방식 전화 시스템에서 신호 파형을 생성하기 위한 시스템 및 방법"인 미합중국특허 제 5,103,459 호에 개시된다.
가변 데이타 비율에서 데이타 전송을 유지하기 위하여 일반적으로 입력 데이타 비율에 관한 인코딩, 삽입 및 변조의 비율을 변화시키는 것은 일반적으로 요구된다. 이 비율 변화는 채널 인코딩 및 디코딩 처리의 비교적 복잡한 제어가 통상적으로 요구되어, 시스템 가격, 복잡성을 증가시키고, 부가적으로 전류 파형 신호의 변형을 요구한다.
따라서, 본 발명의 목적은 통신 채널이 정상 시스템 비율보다 높고 낮은 데이타 전송을 이용하는 확산 스펙트럼 통신 시스템을 제공하는 것이다. 본 발명의다른 목적은 공통 형태가 가변 데이타 비율에서 전송될 인코딩, 삽입 및 변조 데이타를 위하여 사용되는 확산 스펙트럼 통신 시스템을 제공하는 것이다.
발명의 요약
본 발명은 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 가변 비율 데이타를 전송하고 수신하기 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치이다.
본 발명의 전송기에서, 다수의 사용자 비트 비율은 전송을 위하여 사용된다. 그런 사용자 비트 비율은 정상 비트 비율보다 같거나 큰 것으로 그룹을 이루고, 그런것들은 정상 비트 비율보다 작다. 사용자 데이타는 반복 코더로부터 제공된 반복 심볼 비율이 모든 사용자 비트 비율을 위하여 같도록 최대 비트 비율 이하의 사용자 비트 비율을 위한 사용자에 리던던시(redundancy)를 제공하는 반복 코더에 제공된다. 반복 코딩 심볼은 전송 전력 증폭기에 제공되고, 그것은 전송 제어기로부터 제공된 신호에 따라 동작한다.
전송 제어기는 제어 신호를 전송 전력 증폭기에 제공하여 사용자 비트 비율에 응답한다. 정상 비트 비율보다 작은 비트 비율을 위하여 전송 제어기는 반복 심볼에서 리던던시의 소정 부분을 제거하기 위하여 반복 심볼의 전송을 게이트한다. 전송 게이팅 심볼은 사용자 비트 데이타가 정상 비트 비율보다 작은 경우 전송된 심볼을 위하여 같은 심볼 에너지로 전송된다. 사용자 비트 비율이 정상 비트 비율보다 크거나 같을 때, 심볼 에너지가 반복 심볼 데이타에서 리던던시량에 대하여 비율이 감소되기는커녕, 리던던시가 제거되지 않는다.
본 발명의 수신기에서, 상기된 바와같은 신호는 제공되고 수신된다. 수신된신호는 복조되고 반복 합산기 및 에너지 계산기에 제공된다. 반복 합산기 및 에너지 계산기는 수신된 가상의 에너지에 대응하는 일련의 에너지 값을 제공하기 위하여 수신되고 반복된 심볼의 에너지를 합산하여 반복심볼에서 리던던시를 이용한다. 이들 에너지는 한세트의 메트릭(metric)을 제공하는 메트릭 계산에 제공되고, 그것은 가상의 다른 수신된 신호의 가능성을 가리킨다. 메트릭은 전송된 신호를 추정하는 계산된 메트릭에 응답하는 디코더에 제공된다.
본 발명의 목적 및 특징은 첨부된 도면을 참고로한 이하의 설명으로 부터 보다 쉽게 이해될 것이다.
제 1 도는 본 발명의 전송기의 블록 다이어그램.
제 2 도는 본 발명의 수신기 시스템의 블록 다이어그램.
제 3 도는 본 발명의 수신기 및 복조기의 블록 다이어그램.
제 4도는 본 발명의 반복 합산기 및 에너지 계산기의 블록 다이어그램,
바람직한 실시예의 상세한 설명
본 발명은 어떤 가변 비율 디지탈 통신 시스템에 응용한다. 본 발명은 개인용 통신 시스템에서 역방향 링크(원거리 사용자를 중심 통신 센터로)통신 시스템의 실시예에서 기술된다. 제 1 도는 본 발명의 가변 데이타 비율 전송기의 실시예를 도시한다. 가변 비율 사용자 정보 비트 데이타는 비디오, 팩시밀리, 모뎀 또는 다른 디지탈 데이타같은 디지탈 음성 데이타 또는 디지탈 데이타일수 있다. 사용자 정보 비트 비율은 소정 정상 비트 비율(Rb)(nom) 및 그 이하의 (Rb)(nom) 이상 또는 같게 분할될수 있다. 통신 시스템에 의해 수용된 최대 사용자 정보 비트 비율은 Rb(max)로 나타난다. 실시예에서, 사용자 정보 비트 비율은 1.2, 1.8, 2.4, 3.6, 4.6, 7.2, 9.6, 14.4, 19.2 및 38.4 kbps를 포함하고, 여기서 9.6 kbps는 정상 비트 비율 Rb(nom)이고 38.4 kbps는 최대 비트 비율 Rb(max)이다. 제공된 비트는 실시예를 표현한다. 본 발명의 주제는 어떤 디지탈 전송 비율에 똑같이 적용할수 있다는 것을 계획하는 것이다. 게다가 Rb(nom)같은 9.6 kbps의 선택은 전형적인 목적을 위하여 비율의 전형적인 세트의 환경내에 있다. 전형적인 세트 비율의 상황내에 선택적인 Rb(nom)의 이익은 4.8 kbps이다.
퍼스널 시스템-대-셀 접속에서, 사용자 아날로그 음성 신호는 아날로그 신호를 디지탈 형태로 전환하는 아날로그 대 디지탈(A/D) 변환기(도시되지 않음)에 대한 입력으로서 핸드세트(도시되지 않음)를 통하여 일반적으로 제공된다. 디지탈 신호는 인코딩된 가변 비율 디지탈 보코더(도시되지 않음)에 제공된다. 보코더는 고정된 길이의 프리세트 프레임 포맷내에 전송될 수 있는 디지탈 정보의 어떤 다른 소오스와 결합하고, 여기서 프레임당 정보비트의 수는 변화한다.
사용자 정보 비트 데이타는 비트 비율(Rb)에서 순방향 에러 수정(FEC) 인코터(2)에 제공되고, 바람직한 실시예에서 사용자 정보 비트 데이타는 인코딩 심볼을 제공하기 위하여 컨벌루션(convolution) 인코드된다. 인코더(2)는 수신할 각 사용자 정보 비트를 위한 1/r 인코딩 심볼을 생성하는 것을 의미하는 비율(r) 인코더이다. 그래서, 인코더(2)의 인코딩 심볼 비율은 Rb/r이다. 바람직한 실시예에서, 메시지 인코딩 및 변조 처리는 강제 길이 K=9 및 코드 비율 r=1/3의 컨벌루션 인코더로 시작한다. 코드용 생성기는 G1= 557(octal), G2= 663(octal), 및 G3= 711(octal)이다. 9600 bps의 정상 비트 비율 Rb(nom) 및 코드 비율 r=1/3에서 20 msec에서 코드 심볼의 수는 576이다. 초당 Rb=9600의 정상 데이타 비율에서, 인코더는 초당 28,800 이진 심볼을 생성한다.
인코딩 심볼은 실시예에서 블록 인터리버(interleaver) 스패닝(spanning)20 msec, 주기중 정확히 한 프레임인 인터리버(4)에 제공된다. 코드 심볼은 로우에 의한 인터리버 메모리 어레이에 기입되고 컬럼에 의해 판독된다.
사용자 정보 비트 비율(Rb)이 정상 비트 비율 Rb(nom)보다 작을 때, 또는 선택적으로 인코딩 심볼 비율(Rb/r)이 정상 인코딩 심볼 비율(Rb(nom)/r)보다 작을 때, 인터리버(4)는 인코딩 심볼에 리던던시를 제공하는 제 2 역할을 가진다. 사용자 정보 비트 비율(Rb)이 Rb(nom)보다 작을 때, 인터리버는 인코딩 심볼 리던던시(red1)를 도입한다.
삽입된 심볼은 각 인코딩 심볼의 제 1 버젼 및 각 인코딩 심볼의 red1-1 반복 버젼을 포함한다. 그래서, 삽입된 심볼은 사용자 정보 비트 비율이 정상 비트 비율(Rb(nom))보다 작거나 같을 때 비율(Rb(nom))에 제공된다. 정상 비트 비율(Rb(nom))보다 크거나 같은 사용자 비트 비율을 위하여, 삽입된 심볼 비율은 인코딩 심볼 비율과 같다.
인터리버(4)는 데이타가 n에 의해 분할된 인터리버(4)로부터 제공되는 비율과 n-튜플(tuple) 비율이 같도록 삽입된 심볼의 n-튜플같은 삽입된 심볼 데이타를 제공하는 병렬 소자(6)에 직렬로 삽입된 심볼을 제공한다. 그래서 만약 사용자 정보 비트 비율(Rb)이 정상 비트 비율(Rb(nom))보다 크거나 같다면, n-튜플 비율은 Rb/(r·n)이다. 만약 사용자 정보 비트 비율(Rb)가 정상 비트 비율 Rb(nom)보다 작으면, n·튜플 비율은 인터리버(4)에 의해 유도된 리던던시 때문에 Rb(nom)/(r·n)이다. 실시예에서, n은 6과 같아, 9600의 정상 사용자 비트 비율을 위한 n-튜플 비율은 4800 n-튜플/s이다.
병렬 소자(6)에 대한 직렬은 인코딩 소자(7)에 겹쳐놓기 위한 n-튜플을 제공한다. 겹침 인코딩 소자(7)는 반복 변조 인코더(8) 및 월시(Walsh)인코더(9)를 포함한다. n-튜플은 반복 변조 심볼을 제공하기 위하여 사용자 정보 비트 비율(Rb)을 바탕으로 심볼 반복을 제공하는 반복 변조 인코더(8)에 제공된다. 반복 변조 인코더(8)는 아래 형태의 리던던시(red2)를 제공한다 :
반복 변조 인코더(8)에 제공된 각 n-튜플을 위하여, 반복 변조 인코더(8)는 반복 변조 심보로서 참조된 red2 일치하고 연속적인 n-튜플 출력을 제공하여, 결과 반복 변조 심볼 비율은 모든 입력 데이타 비율(Rb)를 위하여 일정한 Rb(max)/(r·n)이다. 실시예에서, Rb(max)는 38.4 kbps이고 반복 변조심볼 비율을 초당 19,200 반복 심볼이며 여기서 각 반복 심볼은 크기에서 6개의 2진 디지트이다.
역방향 링크로서 불리우는 퍼스널 통신 시스템-대-셀 링크에서, 채널 특성은 변조 기술이 변조되는 것을 나타낸다. 특히, 셀-대-퍼스널 시스템 링크에서 사용된 바와같은 기준 캐리어의 사용은 더이상 실행할수 없다. 기준 캐리어는 데이타 변조를 위한 좋은 위상 기준을 제공하기 위하여 전력이 공급되어야 한다. 퍼스널 시스템에 대한 많은 동시 전송을 전송하는 셀-사이트 전송으로, 단일 기준 신호는 모든 퍼스널 시스템에 의해 나뉘어진다. 그러므로, 능동 퍼스널 시스템당 기준 신호 전력은 아주 작다.
그러나, 퍼스널 시스템-대-셀 링크에서, 각 퍼스널 시스템은 그 자신의 위상 기준을 가진다. 만약 기준이 사용되면, 각 퍼스널 시스템은 그 자신의 기준을 전송하기를 요구한다. 이 상황은 보다 많은 높은 전력 기준 신호의 존재에 의해 유발된 간섭 때문에 전체 시스템 용량이 크게 감소하므로 목표되지 않는다. 그러므로, 기존 신호없이 효과적인 복조를 할 수 있는 변조는 사용되어야 한다.
레일리 페이딩에 의해 틀려진 퍼스널 시스템-대-셀 채널로, 빠르게 변화하는 채널 위상을 유발하고,수신된 신호로부터 위상을 유도하는 코스타스 루프(Costas loop)같은 간섭 복조 기술은 가능하지 않다. 차동 간섭 PSK같은 다른 기술은 사용될수 있지만 신호-대-노이즈 비율 수행의 목표된 레벨을 제공하기에는 부족하다.
그래서, 실시예에서, 반복 변조 심볼은 6개의 2진 디지트 반복 변조 심볼을 직교 신호 세트에 맵핑하는 직교 파형 코더에 제공된다. 한세트의 n직교 2진 시퀀스는 종래에 잘 공지되었고, S.W. Golomb 등에 의한 공간 응용과 디지탈 통신, 프렌디스 홀, 인코포레이티드, 1964년, pp. 45-64를 보면, 2의 어떤 전력 n을 위한,각각의 길이 n는 구성될수 있다. 실제적으로, 직교 2진 시퀀스 세트는 다수의 4백 및 2백보다 작은 가장 긴 길이다. 생성하기에 쉬운 그런 시퀀스의 하나의 종류는 월시 함수로 불리고, 역시 하다마드 매트릭스로서 공지되었다.
차수 n의 월시 함수는 다음과 같이 반복적으로 정의된다 :
여기서 W' 은 W의 논리 보수를 나타내고, W(1) = ｜0｜.
W(8)은 다음과 같다 :
월시 시퀀스는 월시 함수 매트릭스의 로우중 하나이다. 차수 n의 월시 함수는 n 시퀀스, 각각의 길이 n 비트를 포함한다.
차수 n(다른 직교 함수뿐 아니라) 월시 함수는 n 코드 심볼의 간격이상의 특성을 가지며, 세트내의 모든 다른 시퀀스 사이의 크로스 상관관계는 영이고, 시퀀스가 서로 정렬되는 시간이 제공된다. 이것은 모든 시퀀스가 그 비트의 정확히 반에서 모든 다른 시퀀스와 다르다는 것을 나타냄으로써 도시된다. 모든 영을 포함하는 항상 하나의 시퀀스가 있고 모든 다른 시퀀스는 1/2 및 절반의 영을 포함하는 것이 나타난다.
이웃 셀 및 섹터는 이웃 셀 및 섹터에서 사용된 외부 PN 코드가 별개이기 때문에 월시 시퀀스를 재사용할수 있다. 특정 퍼스널 시스템의 위치 및 두개 이상의 다른 셀 사이의 신호를 위한 전달 시간이 다르기 때문에, 한번에 양쪽 셀을 위한 월시 함수 직교성이 요구되는 시간 정렬 상태를 만족시키는 것은 불가능하다. 그래서, 다른 셀로부터 퍼스널 시스템에 도달하는 신호들 사이의 식별을 제공하기 위하여 외부 PN 코드상에 신뢰있게 배치되어야 한다.
제 1 도를 참조하여, 각 반복 변조 심볼은 M-ary 월시 인코더(9)에 제공되고, 실시예에서 M=2n=64. 응답하여, 각 반복 변조 심볼을 위한, 각각 n=6 2진 심볼을 포함하는 M-ary 월시 인코더(9)는 M 월시 칩을 포함하는 월시 심볼을 생성한다. 결과 월시 칩 비율은 M-ary 월시 인코더(9)((M ·Rb(max))/(r·n)) 범위 또는 실시예 1,228.8 ksps내에 있다. 월시 칩은 데이타 버스트 랜더마이저(randomizer)(30)에 제공되고, 그것은 데이타 비율 제어소자(32)에 의해 제공된 신호에 응답한다.
데이타 버스트 랜더마이저(30)는 Rb(nom)보다 작은 입력 비율(Rb)에서 데이타를 위하여 몇몇의 유도된 리던던시를 선택적으로 제거한다. 데이타 버스트 랜더마이저의 바람직한 방법 및 장치는 명칭이 "데이타 버스트 랜더마이저"이고, 1992년 1월 16일 출원된 07/846,312 호이고, 본 발명의 양수인에게 양도된 공동 계류중인 미합중국특허에 개시되었다. Rb(nom)보다 작은 비율의 데이타를 위하여, 데이타 버스트 랜더마이저(30)는 인터리버(4)에 의해 유도된 리던던시량을 제거한다. 즉 Rb(nom)보다 작은 사용자 정보 비트 비율(Rb)을 위하여, 데이타 버스트 랜더마이저(30)는 수신된 모든 red1 월시 칩의 red-1 리던던시 월시 칩을 제거한다. 데이타 버스트 랜더마이저(30)는 임의의 심볼을 제공하기 위하여 의사랜덤 코드에 관한 월시 칩을 무작위로 재 정렬한다. 정상 비트 비율 Rb(nom)보다 작은 사용자 정보 비트 비율(Rb)을 위하여, 평균 무작위 월시 칩 비율은 (M ·Rb(max) · Rb)(r ·n ·Rb(nom))이다. 정상 비트 비율보다 크거나 같은 사용자 정보 비트 비율을 위하여, 심볼 비율은 변화하지 않는다.
무작위 월시 칩은 익스클루시브-OR 게이트(12)에 대한 한 입력에 제공된다. 이 PN 시퀀스는 통화 기간동안만 할당되거나 퍼스널 시스템 유니트에 영구적으로 할당된다. 실시예에서 PNU는 각 월시 칩을 위한 정확히 하나의 PN 칩이도록 Rc=1.2288의 비율에서 제공되는 사용자 특정 42-비트 시퀀스이다. PNU는 기준 시퀀스로 불리우는 영-쉬프트 시퀀스이다. PNU는 제 2 입력을 익스클루시브-OR 게이트(12)에 제공한다. 무작위 월시 칩 및 PNU 시퀀스는 익스클루시브-OR 게이트(12)에서 익스클루시브-OR이고 익스클루시브-OR 게이트(16 및 18)의 양쪽에 입력으로서 제공된다.
PN 생성기(14 및 22)는 각각 PNI, 및 PNQ시퀀스를 생성한다. 실시예에서 PNI및 PNQ시퀀스는 기준 시퀀스로서 불리우는 영-쉬프트 시퀀스이다. 실시예에서, 모든 퍼스널 통신 스테이션은 동일한 PNI및 PNQ시퀀스를 사용한다. 익스클루시브-OR 게이트(16 및 18)의 다른 입력은 PN 생성기(14 및 22)로부터 PNI및 PNQ시퀀스 출력으로 각각 제공된다. PNI, 및 PNQ시퀀스는 I 및 Q 변조 심볼을 제공하기 위하여 익스클루시브-OR 게이트(12)를 가지는 각각의 익스클루시브-OR 게이트에서 익스클루시브-OR이다.
선택적인 실시예에서, 사용자 PN 코드의 두개의 다른 위상은 길이 32768 시퀀스를 사용하기 위한 필요성을 분배하는 4개 위상 파형중 두개의 캐리어 위상을 변조하기 위하여 생성되고 사용된다. 퍼스널 시스템-대-셀 링크를 위한 다른 선택적인 변조 계획에서, 동일 변조 계획은 셀-대-퍼스널 시스템 링크에서 처럼 사용된다. 각 퍼스널 시스템은 외부 코드로서 32768길이 섹터 코드의 쌍을 이용한다. 내부 코드는 섹터내에 있는 동안 사용하기 위한 퍼스널 시스템에 할당된 길이 M(M=64) 월시 시퀀스를 이용한다. 통상적으로, 동일 월시 시퀀스는 셀-대-퍼스널 시스템 링크를 위하여 사용된 바와같은 퍼스널 시스템-대-셀 링크를 위한 퍼스널 시스템에 할당된다.
두개의 결과 변조 시퀀스(I 및 Q)는 시퀀스 2상이 4쌍의 사인파를 변조하고 합산하는 OQPSK 변조기(23)에 제공된다. 결과 신호는 대역필터 필터링되고, 최종 PN 주파수로 전환되고, 전력 증폭기(24)를 전달하기 위하여 필터되고 제공된다. 필터링의 지시, 전환 및 변조 동작은 호환될수 있다.
변조 신호는 전력 증폭기(24)를 전달하기 위하여 제공되고, 이것은 이득 조절 소자(26)를 전송하여 제어된 가변 이득 증폭기이다. 전달 이득 조절 소자는 데이타 비율 제어기(32)로부터 전송을 위한 신호의 데이타 비율을 가리키는 신호에 응답하고 데이타 비율 제어기(32)는 전력 증폭기(24)를 전달하기 위한 이득을 결정한다. 전달 이득 조절 소자(26)는 아래와같은 식에 관한 각 심볼의 전달 에너지를 결정한다 :
여기서 Eb는 고정된 비트 에너지이다. 바람직한 실시예에서, 전송 이득 조절 소자(26)는 역방향 링크 전력 제어 신호에 추가로 응답한다. 증폭된 변조 신호는 공기를 통한 전달을 위하여 안테나(28)에 제공된다.
심볼 비율 및 실시예를 위한 전송 에너지의 합은 아래 테이블에 제공된다.
실시예에서, 각 셀-사이트는 분리된 안테나 및 공간 다이버서티 수신을 위한 아날로그 수신기를 각각 가지는 두개의 수신기 시스템을 사용한다.
제 2 도를 참조하여, 수신기는 제 1 도의 전송에 의해 보내진 데이타를 수신 및 복조하는 것이 기술된다. 안테나(28)에 의해 전송된 신호는 채널의 가능한 역효과에 의해 동반된 안테나(60)에 의해 수신된다. 안테나(60)상에 수신된 신호는 아날로그 수신기(61)에 제공된다. 수신기(61)의 상세한 설명은 제 3도에서 추가로 기술된다.
안테나(60)상에 수신된 신호는 RF 증폭기(80) 및 혼합기(82)로 구성된 다운컨버터(84)에 제공된다. 수신된 신호는 그것들이 증폭되고 혼합기(82)의 입력에 출력하는 RF 증폭기에 대한 입력으로서 제공된다. 혼합기(82)의 제 2 입력은 주파수 합성기(86)로부터 출력에 결합된다. 증폭된 RF신호는 혼합기(82)에서 주파수 합성기 출력 신호와 혼합하여 IF 주파수로 변환된다.
IF 신호는 혼합기(82)로부터 대역폭 필터(BPF), 통상적으로 1.25 ㎒의 통과 주파수대를 가지는 표면 음향파(SAW)에 출력하고, 여기서 그것들은 대역 필터링된다. 필터링 신호는 BPF(88)로부터 신호가 증폭되는 IF 증폭기(90)로 출력된다. 증폭 IF 신호는 IF 증폭기(90)로부터 그것들이 약 8Rc 또는 4Rc(9.8304 또는 4.9152 ㎒ 클럭)에서 디지탈화되는 아날로그 대 디지탈(A/D) 변환기(92)로 출력된다. 디지탈화 IF 신호는 (A/D) 변환기(92)로부터 복조기(62)로 출력된다. 수신기(61)로부터의 신호는 I' 및 Q' 채널 신호이다. 비록 A/D 변환기(92)로 기술된 것이 I' 및 Q' 채널 신호의 추후 분할을 가지는 단일 장치일지라도, 채널 분할이 I' 및 Q' 채널을 디지탈하기 위하여 제공된 두개의 분리된 A/D 변환기로 디지탈화하기 전에 수행된다. RF-IF-베이스주파수대 주파수 다운컨버션을 위한 계획 및 I' 및 Q' 채널을 위한 아날로그 디지탈 변환은 종래 기술에서 잘 공지되었다.
각 데이타 수신기는 수신된 신호의 시간을 추적한다. 이것은 약간 빠른 로컬 기준 PN에 의해 수신된 신호 및 약간 늦은 로컬 기준 PN으로 수신된 신호를 상호 관련시키는 종래 공지된 기술에 의해 이루어진다. 이들 두개의 상호 관련 사이의 차는 시간 에러가 없다면 영으로 평균될 것이다. 역으로, 만약 시간 에러가 있다면, 이 차이는 에러의 크기 및 사인을 가리키고 따라서 수신기의 시간은 조절된다.
제 3 도에 도시된 바와같이, 수신기(62)는 두개의 PN 생성기(PN 생성기 104 및 106)를 포함하고, 그것은 동일 길이의 두개의 다른 짧은 코드 PN 시퀀스를 생성한다. 이들 두개의 PN 시퀀스는 모든 셀-사이트 수신기 및 변조 계획의 다른 코드에 관한 모든 퍼스널 시스템 유니트에 공유된다. PN 생성기(104 및 106)는 각각 출력 시퀀스(PNI'및 PNQ')를 제공한다. PNI'및 PNQ'시퀀스는 In-위상(I') 및 쿼드러쳐(Q') 채널 PN 시퀀스로 불리운다.
두개의 PN 시퀀스(PNI'및 PNQ')는 일반적으로 형성된 32767보다 오히려 길이 32768의 시퀀스를 형성하기 위하여 증가된 정도(15)의 다른 다른 다항식에 의해 형성된다. 예를들어, 증가는 15정도의 모든 최대 선형 시퀀스에서 하나의 시간을 나타내는 로우에서 14개의 0's의 운용에 하나의 영의 추가 형태시 나타난다. 다른말로, PN 생성기의 하나의 형태는 시퀀스의 생성시 반복된다. 그래서, 변경된 시퀀스는 15개의 1's의 하나의 운용 및 15개의 0's의 하나의 운용을 포함한다. 그런 PN 생성기 회로는 명칭이 "빠른 오프셋 조절로 두개의 길이 의사 노이즈 시퀀스 생성기의 전력"이고, 1992년 4월 3일 출원되었고, 본 발명의 양수인에게 양도된 미합중국특허 제 5,228,054 호에서 개시된다.
실시예에서 복조기(62)는 퍼스널 시스템 대 셀 링크에서 퍼스널 시스템 유니트에 의해 생성된 PN 시퀀스에 대응하는 PNu 시퀀스를 생성하는 긴 코드 PN 생성기(108)을 역시 포함한다. PN 생성기(124)는 사용자 사이의 식별을 제공하기 위하여 퍼스널 시스템 유니트 어드레스 또는 사용자 ID같은 추가의 인자에 관하여시간 이동된 예를들어 42 정도로 긴 사용자 PN 코드를 생성하는 최대 선형 시퀀스 생성기일수 있다. 그래서 셀 사이트 수신 신호는 긴 코드 PNu 시퀀스 및 짧은 코드 PNI및 PNQ시퀀스 양쪽에 의하여 변조된다. 선택적으로, 사용자 특정 키를 사용하는 공통 시판의 M-심볼 표현을 인코드하기 위하여 데이타 인코드 표준(DES)을 사용하는 인코더 같은 비선형 인코드 생성기는 PN 생성기(108) 대신 사용될수 있다. PN 생성기(108)로부터 PNu 시퀀스 출력은 시퀀스(PNI'및 PNQ')를 제공하기 위하여 혼합기(100 및 102)에서 각각 PNI및 PNQ시퀀스와 혼합된다.
시퀀스(PNI'및 PNQ')는 수신기(61)로부터 I 및 Q 채널 신호 출력을 따와 PN QPSK 상관기(94)에 제공된다. 실시예에서 상관기(94)는 샘플 데시메터(decimator) 또는 보간 필터(도시되지 않음)와 관련하여 동작한다. 샘플 데시메터 또는 보간 필터는 상관관계 측정 소자(도시되지 않음)에 대한 월시 칩 비율과 같은 비율에서 샘플을 제공하기 위하여 시간 신호(도시되지 않음)와 관련하여 작동한다. 상관기(94)내의 상관관계 소자는 PNI'및 PNQ'시퀀스을 가지는 I' 및 Q' 채널 데이타와 상관하기 위하여 사용된다. 상관된 I' 및 Q' 는 버퍼(64)에 입력으로서 제공된다. 버퍼(64)는 I' 블록 및 Q 블록, 각각의 M 소자(여기서 실시예는 M=64)를 제공한다.
셀 사이트에서 복조기는 명칭이 "버스트 디지탈 전달에 응용할수 있는 PSK 변조 캐리어의 비선형 추정"이고, 앤드류 제이. 비터비 및 아우드레이 M. 비터비에 의하며, 정보 이론상의 IEEE 트랜잭션, IT-29권, 제 4 번, 1993년 7월 4일자에 기술된 기술을 사용하여 짧은 간격상에 위상 기준을 세울수 있다. 예를들어, 위상 기준은 상기된 논문에 기술된 바와같은 약간의 연속적인 심볼만 평균될수 있다.
상기된 선택 계획의 수행은 그러나, 심한 레일리 페이팅 및 다중경로 상태의 존재시 바람직한 실시예 보다 못할 것이다. 그러나, 페이딩 및 다중경로가 예를들어, 옥내 퍼스널 통신 시스템, 낮은 이동 퍼스널 통신 시스템 위성 대 퍼스널 통신 시스템 채널 및 어떤 지역에서 위성 대 퍼스널 통신 시스템 채널의 덜 심하거나 천천히 변화하는 어떤 환경에서, 선택적인 시스템의 수행은 실시예보다 나을 것이다.
본 발명의 전송기 및 수신기 사이의 시간 정렬을 유지하는 선택적인 방법에서 각 셀 수신기는 각 수신 신호의 정상 시간으로부터 시간 에러를 결정한다. 만약 주어진 수신 신호가 시간중에 지연되면, 관련 셀 변조기 및 전송기는 작은 이득에 의해 그것의 전송 시간을 앞당기기 위한 명령을 퍼스널 통신 시스템에 전달한다. 역으로, 만약 퍼스널 통신 시스템의 수신 신호가 정상 시간보다 앞서면, 작은 이득에 의한 늦추기 위한 명령은 퍼스널 통신 시스템에 전달된다. 시간 조절 이득은 1/8 PN 칩 또는 101.7 나노세크 정도로 이루어진다. 명령은 10 내지 50 Hz 정도로 비교적 낮은 비율에서 전송되고 디지탈 음성 데이타 흐름에 삽입된 단일 비트로 구성된다.
만약 피스널 통신 시스템 신호를 수신하는 각 셀 수신기가 시간 에러측정 및 수정 전송 동작시 수행되면, 모든 퍼스널 통신 시스템 수신 신호는 대략 동일 시간으로 수신되고, 간섭을 감소시킨다.
FHT 소자(66)는 2M 도트 프로덕트 값을 제공하기 위하여 각각의 가능한 M 월시 심볼 및 I' 및 Q' 블록 사이의 도트 프러덕트를 계산한다. I' 및 Q' 블록 및 주어진 월시 심볼(Wi) 사이의 도트 프러덕트는 I' (Wi) 및 Q' (Wi)로 각각 나타낸다. 도트 프러덕트는 반복 합산기 및 에너지 계산기(RSEC)(68)에 제공된다.
RSEC(68)는 반복 변조 인코더(8)에 의해 유도된 리던던시를 이용하기 위하여 동작한다. 제 4도는 실시예 RSEC(68)를 도시한다. 제 4도에 기술된 RSEC는 반복 변조 인코더(8)가 1, 2 또는 4(즉 red2=1,2 또는 4) 정도의 리던던시를 제공하고, E1(Wi), E2(Wi) 및 E3(Wi)는 Wi가 각각 1, 2 및 4와 같은 red2로 보내진 가정치에 대응하는 에너지 값인 경우 사용된 통상적인 설계이다.
Ei(Wi)의 계산에서, 수신된 변조 심볼(I' 및 Q')에서 리던던시가 없는 경우 red2=1인 가정하에서 수행되어, 에너지 계산은 제공을 더하는 것이다. I' (Wi) 심볼은 입력, (I' (Wi))2및 (Q' (Wi))2의 제곱을 제공하는 제곱소자(150)에 제공되고 Q' (Wi)는 제곱 소자(152)에 제공된다. (I' (Wi))2및 (Q' (Wi))2은 (I' (Wi))2+ (Q' (Wi))2인 입력의 제공 합을 제공하는 합산 소자(154)에 제공된다. 스위치(156)는 비율 Rb(max)/(r ·logM)에 있는 합산 소자(154)로부터 계산된 에너지 값이 적당할때 닫힌다.
E2(Wi)의 계산에서 변조 심볼(I' 및 Q')에서 차수 2의 추정 리던던시에 있어서, 에너지 계산은 차수 2의 리던던시 가정하에서 같아야하는 두개의 연속적인 모듈 심볼을 합산하는 것을 포함한다. 지연 소자(158 및 163)는 하나의 변조 심볼 주기에 의한 그것의 입력을 지연시키기 위하여 사용한다. 그래서, 합산기(160)에서 즉각적으로 진행될 전류 변조 심볼(I' (Wi)(t)) 및 변조 심볼(I' (Wi)(t-Tw)(여기서 Tw는 r·logM/Rb(max)와같은 월시 심볼 주기이다)은 합산된다. 유사하게, 합산기(164)에서 즉각적으로 진행될 전류 변조심볼(Q' (Wi)(t)) 및 변조 심볼(Q' (Wi)(t-Tw)는 합산된다. 각 변조 심볼(I' (Wi) 및 (Q' (Wi)은 각각 제곱 소자(162 및 165)에 의해 제곱되고 제공은 합 산기(166)에서 합산된다. 스위치(168)은 계산된 에너지 값이 (0.5 · Rb(max))/(r ·logM) 비율에서 적당할때 닫힌다.
E3(Wi)의 계산에서, 수신된 변조 심볼(I' 및 Q')에서의 차수 4 리던던시가 있다는 것이 가정되어, 에너지 계산은 모두 같아야하는 4개의 연속변조 심볼을 포함한다. 제 3 도에 도시된 구조는 두개의 연속적인 심볼의 합이 합산기(160 및 164)에 의해 계산되는 사실을 나타낸다. 그래서, 4개의 연속 심볼의 합을 결정하기 위하여 두개 심볼의 두개의 연속 합의 합이 계산된다. 지연 소자(170)는 Tw가 상기된 바와같이 정의되는 경우두개의 변조 심볼 주기(2 ·Tw)에 의해 입력을 지연시키기 위하여 사용한다. 그래서, 합산기(171)에서 가상치(Wi)를 위한 두개의 가장큰 전류 I' (Wi) 변조 심볼의 합 및 동일 가상의 두개의 심볼 주기동안 두개의 I' (Wi) 변조 심볼의 합은 계산된다.
유사하게, 합산기(173)에서 두개의 가장 큰 전류 Q' (Wi) 변조 심볼의 합 및 두개의 Q' (Wi) 변조 심볼 두개의 심볼 주기의 합은 계산된다. 변조 심볼 I' (Wi) 및 Q' (Wi)을 위한 4개의 연속적인 심볼의 합은 각각 제곱소자(174 및 176)에 의해 제곱되고 제곱은 합산기(178)에서 합산된다. 스위치(180)는 (0.25 ·Rb(max))/(r ·logM)의 비율에서 에너지 데이타가 적당할때 닫힌다. 계산된 에너지 값은 핑거 결합 논리(72)에 제공된다. E3(Wi)를 계산하기 위한 선택적인 방법은 스위치(168)를 통하여 제공된 E2(Wi) 출력이 E3(Wi)를 제공하기 위한 쌍에서 합산되는 부분 적분에 의해서이다. 부분 적분 기술은 높은 이동성 환경에서 특히 유용하다.
RSEC(68)의 에너지 출력은 제 1 핑거 또는 수신기 시스템(70)의 출력이다. 제 2 수신기 시스템은 제 2, 3 및 4도의 제 1 수신기 시스템에 관하여 논의된 바와 비슷한 방식으로 수신된 신호를 처리한다. 가상 L 비율의 각각을 위한 에너지 값 및 가상의 대응 M 월시 코드는 핑거 결합 논리(72)에 제공된다. 유사하게, 어떤수의 추가의 수신기 장치는 다중 경로 신호의 수신인 경우에서처럼, 임시적으로 미분된 것을 제외한 동일 안테나에 의해 수신된 신호 또는 다른 안테나에 의해 수신된 신호로부터 추가의 에너지 데이타를 제공하기 위하여 병렬로 배치될수 있다.
제 1 핑거 복조 장치(70) 및 다른 모든 핑거로부터의 에너지 값은 핑거 결합 논리(72)에 제공된다. 핑거 결합 논리는 웨이팅 합같은 다양한 핑거의 신호를 결합하고 누적 계산 값을 메트릭 생성기(74)에 제공한다.
에너지 값에 응당하는 메트릭 생성기(74)는 각 비율을 위한 한세트의 메트릭를 결정하고, 그런 메트릭 생성기의 실시예는 공동계류중인 명칭이 "이중 최대 메트릭 생성"이고, 일련번호 제 08/083,110이고, 본 발명의 양수인에게 양도된 미합중국특허에 개시된다. 메트릭의 세트는 디-인터리(76)에 제공된다. 디-인터리버(76)는 인터리버(4)의 인버스같은 기능을 수행한다.
디인터리버된 메트릭은 수신 메트릭에 관해 전송된 정보 데이타 비트의 추정을 생성하는 가변 비율 디코더(78)에 제공된다. 디크더(78)의 통상적인 실행은 강제적 길에 K=9, 및 코드 비율 r=1/3을 가지는 퍼스널 시스템 유니트에서 인코드된 데이타를 디코딩할수 있는 형태의 비터비 디코더이다. 비터비 디코더는 정보 비트 시퀀스를 결정하는 것에 이용된다, 주기적으로, 정상적으로 1.25 msec, 신호 질의 추정은 퍼스널 시스템 유니트에 데이타를 따른 퍼스널 시스템 유니트 전력 조절 명령으로 얻어지고 전송된다. 이 질의 추정의 생성중 후가의 정보는 상기된 공동계류중인 출원에서 더 상세히 논의된다. 이 질의 추정은 1.25 msec 주기 이상의 평균 신호 대 노이즈 비율이다. 디코더의 실시예는 공동계류중인 명칭이 "비율 결정"이고, 일련번호 08/079,196인 미합중국특허에서 개시된다.
바람직한 실시예의 이전 설명은 본 발명을 이루거나 사용하는 당업자에게 제공될수 있다. 당업자는 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않고 본 발명을 변형할수 있다. 따라서, 본 발명은 청구범위의 사상 및 범위에 의해서만 제한된다.

Claims (29)

  1. 데이타 심볼들의 가변 비율 데이타 패킷을 전송하는 장치에 있어서,
    상기 패킷을 수신하며, 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 제 1 값 보다 작으면 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 생성하고 상기 패킷의 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 결합시키는 반복 생성기 수단; 그리고
    상기 반복 생성기 수단으로부터 상기 패킷을 전송하는 전송기 수단을 포함하는데, 상기 전송기 수단은 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값과 같으면 상기 패킷을 제 1 에너지 레벨로 전송하고 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값보다 작고 제 2 값보다 크면 상기 패 킷을 상기 제 1 에너지 레벨보다 낮은 제 2 에너지 레벨로 전송하고 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 2 값보다 작으면 상기 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들 중 하나씩을 게이트하고 상기 패킷을 제 3 에너지 레벨로 전송하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 반복 생성기 수단과 상기 전송기 수단 사이에 삽입되어 있으며, 상기 패킷을 수신하고 확산 스펙트럼 변조 포맷에 따라 상기 패킷을 변조하는 확산 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 확산 수단은,
    제 1 PN 시퀀스를 생성하는 제 1 PN 생성기 수단; 그리고
    상기 패킷과 상기 제 1 PN 시퀀스를 수신하고, 상기 제 1 PN 시퀀스에 따라 상기 패킷을 확산하여 확산 패킷을 생성하는 제 1 혼합 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 확산 수단은,
    제 2 PN 시퀀스를 생성하는 제 2 PN 생성기 수단;
    상기 확산 패킷과 상기 제 2 PN 시퀀스를 수신하고, 상기 확산 패킷과 상기 제 2 PN 시퀀스를 디지털 적으로 혼합하는 제 2 혼합 수단;
    제 3 PN 시퀀스를 생성하는 제 3 PN 생성기 수단; 그리고
    상기 확산 패킷과 상기 제 3 PN 시퀀스를 수신하고, 상기 확산 패킷과 상기 제 3 PN 시퀀스를 디지털 적으로 혼합하는 제 3 혼합 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 확산 수단과 상기 전송기 수단 사이에 삽입되어 있으며, 상기 확산 패킷을 수신하고 오프셋 쿼드러쳐 페이스 쉬프트 키잉(OQPSK) 변조 포맷에 따라 상기확산 패킷을 변조하는 OQPSK 변조 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 전송기 수단은 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 2값보다 작으면 유사 임의 재배열 포맷에 따라 상기 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 재배열하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 반복 생성기 수단의 앞에 위치하며, 상기 패킷을 수신하고 에러 정정 인코딩 포맷에 따라 상기 데이타 심볼들을 인코딩하는 인코더 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 인코더 수단과 상기 반복 생성기 수단 사이에 위치하며, 상기 인코더 수단으로부터 상기 패킷을 수신하고, 인터리빙 포맷에 따라 상기 패킷의 데이타 심볼들을 재배열하는 인터리빙 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 에너지 레벨은 가능한 제 2 에너지 레벨 집합 중의 하나이며, 상기 제 3 에너지 레벨은 상기 가능한 제 2 에너지 레벨 집합 중의 최소 에너지 레벨인 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 에너지 레벨 과 상기 제 1 에너지 레벨 사이의 비율은 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수와 상기 제 1 값 사이의 비율과 동일한 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  11. 데이타 심볼들의 가변 비율 데이타 패킷을 전송하는 방법에 있어서,
    상기 패킷을 수신하는 단계;
    상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 제 1 값보다 작으면 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 생성하고 상기 패킷의 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 결합시키는 단계;
    상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값과 같으면 상기 패킷을 제 1 에너지 레벨로 전송하는 단계;
    상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값보다 작고 제 2 값보다 크면 상기 패킷을 상기 제 1 에너지 레벨보다 낮은 제 2 에너지 레벨로 전송하는 단계: 그리고
    상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 2 값보다 작으면 상기 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들 중 하나씩을 게이트하고 상기 패킷을제 3 에너지 레벨로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    화산 스펙트럼 변조 포맷에 따라 상기 패킷을 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 변조 포맷에 따라 상기 패킷을 변조하는 상기 단계는,
    제 1 PN 시퀀스를 생성하는 단계; 그리고
    상기 제 1 PN 시퀀스에 따라 상기 패킷을 확산하여 확산 패킷을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 진송 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 변조 포맷에 따라 상기 패킷을 변조하는 상기 단계는,
    제 2 PN 시퀀스를 생성하는 단계;
    상기 확산 패킷과 상기 제 2 PN 시퀀스를 디지털 적으로 혼합하는 단계;
    제 3 PN 시퀀스를 생성하는 단계; 그리고
    상기 확산 패킷과 상기 제 3 PN 시퀀스를 디지털 적으로 혼합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    OQPSK 변조 포맷에 따라 상기 패킷을 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 2 값보다 작으면 유사임의 재배열 포맷에 따라 상기 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 재배열하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  17. 제 11 항에 있어서,
    에러 정정 인코딩 포맷에 따라 상기 데이타 심볼들을 인코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    인터리빙 포맷에 따라 상기 패킷의 데이타 심볼들을 재배열하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  19. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 2 에너지 레벨은 가능한 제 2 에너지 레벨 집합 중의 하나이며, 상기 제 3 에너지 레벨은 상기 가능한 제 2 에너지 레벨 집합 중의 최소 에너지 레벨인 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  20. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 2 에너지 레벨 과 상기 제 1 에너지 레벨 사이의 비율은 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수와 상기 제 1 값 사이의 비율과 동일한 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  21. 데이타 심볼들의 가변 비율 데이타 패킷을 전송하는 시스템에 있어서,
    입력, 그리고 출력을 가진 반복 생성기;
    상기 반복 생성기 출력에 연결된 입력, 그리고 출력을 가진 전송기;
    상기 반복 생성기와 상기 전송기의 사이에 위치하며, 상기 반복 생성기 출력에 연결된 입력, 그리고 상기 전송기 입력에 연결된 출력을 가지는 확산 스펙트럼 변조기를 포함하는데,
    상기 확산 스펙트럼 변조기는,
    출력을 가진 제 1 PN 생성기; 그리고
    상기 반복 생성기 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 1 PN 생성기 출력에 연결된 제 2 입력, 그리고 출력을 가지는 제 1 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 변조기는,
    출력을 가진 제 2 PN 생성기;
    상기 제 1 혼합기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 2 PN 생성기의 출력에 연결된 제 2 입력을 가지는 제 2 혼합기;
    출력을 가진 제 3 PN 생성기; 그리고
    상기 제 1 혼합기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 3 PN 생성기의 출력에 연결된 제 2 입력을 가지는 제 3 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 2 혼합기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 3 혼합기의 출력에 연결된 제 2 입력, 그리고 상기 전송기의 입력에 연결된 출력을 가지는 OQPSK 변조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  24. 데이타 심볼들의 가변 비율 데이타 패킷을 전송하는 시스템에 있어서,
    상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 제 1 값보다 작으면 상기 데이타 심볼들의 복제 심볼들을 생성하기 위해 상기 데이타 심볼 패킷을 수신하도록 연결된 입력, 그리고 상기 패킷의 데이타 심볼들과 상기 데이타 심볼들의 상기 복제 심볼들의 결합이 데이타 패킷으로 제공되는 출력을 가지는 반복 생성기; 그리고
    상기 반복 생성기의 출력을 수신하도록 연결된 입력, 그리고 상기 반복 생성기로부터 수신된 데이타 심볼들이 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값과 동일하면 제 1 에너지 레벨로 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값보다 작으면 상기 제 1 레벨 보다 낮은 제 2 에너지 레벨로 전송되는 출력을 가지는 전송기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  25. 제 24항에 있어서,
    상기 전송기는 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 1 값보다 작고 상기 제 2 값보다 크면 상기 데이타 심볼들을 상기 제 2 에너지 레벨로 전송하고 상기 패킷의 데이타 심볼들의 개수가 상기 제 2 값보다 작으면 상기 데이타 심볼들을 제 3 에너지 레벨로 전송하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  26. 제 24 항에 있어서,
    상기 반복 생성기와 상기 전송기 사이에 삽입되어 있으며, 상기 반복 생성기의 출력에 연결된 입력, 그리고 상기 전송기의 입력에 연결된 출력을 가지는 확산 스펙트럼 변조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 변조기는,
    출력을 가진 제 1 PN 생성기; 그리고
    상기 반복 생성기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 1 PN 생성기의 출력에 연결된 제 2 입력, 그리고 출력을 가지는 제 1 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 확산 스펙트럼 변조기는,
    출력을 가진 제 2 PN 생성기;
    상기 제 1 혼합기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 2 PN 생성기의 출력에 연결된 제 2 입력을 가지는 제 2 혼합기;
    출력을 가지는 제 3 PN 생성기; 그리고
    상기 제 1 혼합기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 3 PN 생성기 출력에 연결된 제 2 입력을 가지는 제 3 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
  29. 제 27 항에 있어서,
    상기 제 2 혼합기의 출력에 연결된 제 1 입력, 그리고 상기 제 3 혼합기의 출력에 연결된 제 2 입력, 그리고 상기 전송기의 입력에 연결된 출력을 가지는 OQPSK 변조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 시스템.
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