ES2234939T3 - Gestion de capacidad en un sistema cdma. - Google Patents

Gestion de capacidad en un sistema cdma.

Info

Publication number
ES2234939T3
ES2234939T3 ES02005244T ES02005244T ES2234939T3 ES 2234939 T3 ES2234939 T3 ES 2234939T3 ES 02005244 T ES02005244 T ES 02005244T ES 02005244 T ES02005244 T ES 02005244T ES 2234939 T3 ES2234939 T3 ES 2234939T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
signal
channel
code
power
rcs
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
ES02005244T
Other languages
English (en)
Inventor
Gary R. Lomp
John Kowalski
Fatih M. Ozluturk
Avi Silverberg
Robert T. Regis
Michael Luddy
Alexander Marra
Alexander Jacques
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
InterDigital Technology Corp
Original Assignee
InterDigital Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=21692981&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=ES2234939(T3) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by InterDigital Technology Corp filed Critical InterDigital Technology Corp
Application granted granted Critical
Publication of ES2234939T3 publication Critical patent/ES2234939T3/es
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H04B7/2637—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA] for logical channel control
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F13/00—Interconnection of, or transfer of information or other signals between, memories, input/output devices or central processing units
    • G06F13/14—Handling requests for interconnection or transfer
    • G06F13/36—Handling requests for interconnection or transfer for access to common bus or bus system
    • G06F13/368—Handling requests for interconnection or transfer for access to common bus or bus system with decentralised access control
    • G06F13/374—Handling requests for interconnection or transfer for access to common bus or bus system with decentralised access control using a self-select method with individual priority code comparator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0223—Computation saving measures; Accelerating measures
    • H03H17/0225—Measures concerning the multipliers
    • H03H17/0226—Measures concerning the multipliers comprising look-up tables
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70751—Synchronisation aspects with code phase acquisition using partial detection
    • H04B1/70753—Partial phase search
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70754—Setting of search window, i.e. range of code offsets to be searched
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70755—Setting of lock conditions, e.g. threshold
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70758—Multimode search, i.e. using multiple search strategies
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/708—Parallel implementation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7085—Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H04B1/7093—Matched filter type
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation
    • H04J13/102—Combining codes
    • H04J13/107—Combining codes by concatenation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H04L1/0042—Encoding specially adapted to other signal generation operation, e.g. in order to reduce transmit distortions, jitter, or to improve signal shape
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0059—Convolutional codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
    • H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/1438—Negotiation of transmission parameters prior to communication
    • H04L5/1446—Negotiation of transmission parameters prior to communication of transmission speed
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N1/00—Scanning, transmission or reproduction of documents or the like, e.g. facsimile transmission; Details thereof
    • H04N1/00912—Arrangements for controlling a still picture apparatus or components thereof not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N1/00—Scanning, transmission or reproduction of documents or the like, e.g. facsimile transmission; Details thereof
    • H04N1/32—Circuits or arrangements for control or supervision between transmitter and receiver or between image input and image output device, e.g. between a still-image camera and its memory or between a still-image camera and a printer device
    • H04N1/333—Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor
    • H04N1/3333—Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor during transmission, input or output of the picture signal; within a single document or page
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/06—TPC algorithms
    • H04W52/08—Closed loop power control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/06—TPC algorithms
    • H04W52/14—Separate analysis of uplink or downlink
    • H04W52/143—Downlink power control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/241—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account channel quality metrics, e.g. SIR, SNR, CIR, Eb/lo
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/245—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account received signal strength
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/26—TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service]
    • H04W52/262—TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service] taking into account adaptive modulation and coding [AMC] scheme
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/30—TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/32—TPC of broadcast or control channels
    • H04W52/322—Power control of broadcast channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/30—TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/32—TPC of broadcast or control channels
    • H04W52/325—Power control of control or pilot channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/30—TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/34—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading
    • H04W52/343—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading taking into account loading or congestion level
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/30—TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/34—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading
    • H04W52/346—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading distributing total power among users or channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/30—TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/36—TPC using constraints in the total amount of available transmission power with a discrete range or set of values, e.g. step size, ramping or offsets
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/38—TPC being performed in particular situations
    • H04W52/50—TPC being performed in particular situations at the moment of starting communication in a multiple access environment
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/52—TPC using AGC [Automatic Gain Control] circuits or amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/54—Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/7077—Multi-step acquisition, e.g. multi-dwell, coarse-fine or validation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70702—Intercell-related aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70703—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation using multiple or variable rates
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
    • H04B2201/7071—Efficiency-related aspects with dynamic control of receiver resources
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H04B7/264—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA] for data rate control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H04J13/0048—Walsh
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0077—Multicode, e.g. multiple codes assigned to one user
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation
    • H04J13/12—Generation of orthogonal codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/16—Code allocation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J2013/0037—Multilevel codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N2201/00—Indexing scheme relating to scanning, transmission or reproduction of documents or the like, and to details thereof
    • H04N2201/32—Circuits or arrangements for control or supervision between transmitter and receiver or between image input and image output device, e.g. between a still-image camera and its memory or between a still-image camera and a printer device
    • H04N2201/333—Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor
    • H04N2201/33307—Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor of a particular mode
    • H04N2201/33342—Mode signalling or mode changing; Handshaking therefor of a particular mode of transmission mode
    • H04N2201/3335—Speed or rate
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/06—TPC algorithms
    • H04W52/14—Separate analysis of uplink or downlink
    • H04W52/146—Uplink power control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/247—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters where the output power of a terminal is based on a path parameter sent by another terminal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/26—TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/30—TPC using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/36—TPC using constraints in the total amount of available transmission power with a discrete range or set of values, e.g. step size, ramping or offsets
    • H04W52/367—Power values between minimum and maximum limits, e.g. dynamic range
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/38—TPC being performed in particular situations
    • H04W52/44—TPC being performed in particular situations in connection with interruption of transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/54—Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure
    • H04W52/60—Signalisation aspects of the TPC commands, e.g. frame structure using different transmission rates for TPC commands
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D10/00—Energy efficient computing, e.g. low power processors, power management or thermal management

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Small-Scale Networks (AREA)

Abstract

Un método para gestión de capacidad en un sistema de comunicación de espectro extendido que incluye una estación base (101) y una pluralidad de unidades de abonado (111-118), en el que la estación base (101) transmite a las unidades de abonado (111-118) una pluralidad de canales de espectro extendido que incluye un canal de acceso teniendo un valor de acceso de tráfico que es recibido por cada unidad de abonado (111-118), y una pluralidad respectiva de canales de mensajes; y en el que cada unidad de abonado (111-118) transmite a la estación base (101) un canal asignado que tiene un valor de alarma de potencia y un canal de mensaje de unidad de abonado, estando caracterizado el método por: - medir, mediante la estación base (101), un nivel de potencia de transmisión del canal de acceso y la pluralidad de canales de mensajes; - comparar, mediante la estación base (101), el nivel de potencia de transmisión con un primer valor de potencia predeterminado para producir un valor de salida de comparación de potencias; - bloquear la transmisión de un canal asignado y un canal respectivo de mensaje de unidad de abonado en respuesta al valor de salida de comparación de potencias, disponiendo el valor de acceso de tráfico en un primer valor predeterminado cuando el nivel de potencia de transmisión es equivalente a, o mayor que, el valor predeterminado, en el que una unidad de abonado (SU) de la pluralidad de unidades de abonado (111-118), en respuesta al valor de acceso de tráfico, no transmite el canal asignado ni el canal de mensaje de unidad de abonado; - medir, mediante cada una de las unidades de abonado (111-118), un nivel de potencia de transmisión de la unidad de abonado respectiva para el canal asignado y el canal de mensaje respectivos.

Description

Gestión de capacidad en un sistema CDMA.
Antecedentes de la invención
La presente invención se refiere generalmente a comunicaciones de acceso múltiple por división de código
(CDMA: Code Division Multiple Access), también conocidas como comunicaciones de espectro extendido. Más particularmente, la presente invención se refiere a un sistema y un método para proporcionar un sistema de comunicaciones de acceso múltiple por división de código (CDMA) de gran capacidad que se encarga de uno o más canales portadores simultáneos de usuarios en una radiofrecuencia dada, permitiendo la asignación dinámica de frecuencia de canal portador mientras rechaza la interferencia de trayectos múltiples.
Descripción de la técnica relevante
Proporcionar servicios de telecomunicación de calidad a grupos de usuarios que son clasificados como
remotos, tales como sistemas telefónicas rurales y sistemas telefónicos en países subdesarrollados, ha demostrado ser un desafío en años recientes. Estas necesidades han sido satisfechas parcialmente por radioservicios inalámbricos tales como sistemas fijos o móviles de múltiplex por división de frecuencia (FDM), acceso múltiple por
división de frecuencia (FDMA), múltiplex por división de tiempo (TDM), acceso múltiple por división de tiempo (TDMA), sistemas de acceso múltiple por división de frecuencia y división de tiempo (FD/TDMA), y otros
radiosistemas móviles terrestres. Usualmente, estos servicios remotos se enfrentan con más usuarios potencia-
les que los que pueden ser soportados simultáneamente por su capacidad de anchura de banda de frecuencias o espectral.
Reconociendo estas limitaciones, avances recientes en las comunicaciones inalámbricas han usado técnicas de modulación de espectro extendido para proporcionar la comunicación simultánea por usuarios múltiples. La modulación de espectro extendido se refiere a modular una señal de información con una señal de código de extensión, siendo la señal de código de extensión generada por una generador de código donde el período Tc del código de extensión es sustancialmente menor que el período de la señal de símbolos o bits de datos de información. El código puede modular la frecuencia de portadora en la que se ha enviado la información, denominado extensión de salto de frecuencia, o puede modular directamente la señal multiplicando el código de extensión por la señal de datos de información, denominado extensión de secuencia directa. La modulación de espectro extendido produce una señal con anchura de banda sustancialmente mayor que la requerida para transmitir la señal de información. La recepción sincrónica y la contracción de la señal en el receptor recuperan la información original. Un desmodulador sincrónico en el receptor usa una señal de referencia para sincronizar los circuitos de contracción con la señal modulada de espectro extendido para recuperar las señales de portadora e información. La señal de referencia puede ser un código de extensión que no es modulado por una señal de información.
La modulación de espectro extendido en redes inalámbricas ofrece muchas ventajas porque usuarios múltiples pueden usar la misma banda de frecuencias con interferencia mínima en cada receptor de usuario. La modulación de espectro extendido también reduce los efectos debidos a otras fuentes de interferencia. Además, las técnicas de modulación y desmodulación sincrónicas de espectro extendido pueden ser ampliadas proporcionando canales de mensajes múltiples para un solo usuario, cada uno extendido con un código de extensión diferente, mientras siguen transmitiendo sólo una señal de referencia única al usuario.
Un área en la que se usan técnicas de espectro extendido es en el campo de las comunicaciones celulares móviles para proporcionar servicios de comunicaciones personales (PCS). Tales sistemas soportan deseablemente grandes números de usuarios, controlan el desplazamiento y el desvanecimiento Doppler y suministran señales de datos digitales de alta velocidad con tasas pequeñas de errores de bits. Estos sistemas emplean una familia de códigos de extensión ortogonales o casi ortogonales, con una secuencia de código de extensión piloto sincronizada con la familia de códigos. Cada usuario tiene asignado uno de los códigos de extensión como una función de extensión. Problemas relacionados de tal sistema son: soportar un gran número de usuario con los códigos ortogonales, manejar la potencia reducida disponible para las unidades remotas y manejar los efectos de desvanecimiento por trayectos múltiples. Las soluciones de tales problemas incluyen usar antenas múltiples con elementos en fase para generar haces orientables múltiples, usar secuencias muy largas de códigos ortogonales o casi ortogonales. Estas secuencias pueden ser reutilizadas por desplazamiento cíclico del código sincronizado con una referencia central, y combinación en diversidad de las señales de trayectos múltiples.
Los problemas asociados con los sistemas de técnica anterior se enfocan alrededor de la recepción fiable y la sincronización de los circuitos contractivos del receptor con la señal recibida. La presencia de desvanecimiento por trayectos múltiples introduce un problema particular con los receptores de espectro extendido porque un receptor debe rastrear de algún modo los componentes de trayectos múltiples para mantener el enganche de código de fase de los medios contractivos del receptor con la señal de entrada. Los receptores de técnica anterior rastrean generalmente sólo una o dos de las señales de trayectos múltiples, pero este método no es satisfactorio porque el grupo combinado de componentes de señales de trayectos múltiples de baja potencia puede contener realmente mucha más potencia que el uno o los dos componentes más fuertes de trayectos múltiples. Los receptores de técnica anterior rastrean y combinan los componentes más fuertes para mantener una tasa de errores de (BER) bits predeterminada del receptora. Tal receptor es descrito, por ejemplo, en la Patente de EE.UU. 5.109.390 titulada "Receptor en diversidad en un sistema telefónico celular de acceso múltiple por división de código" de Gilhousen y otros. Un receptor que combina todos los componentes de trayectos múltiples, sin embargo, es capaz de mantener la tasa deseada de errores de bits con una potencia de señal que es menor que la de los sistemas de técnica anterior porque más potencia de señal está disponible para el receptor. Por consiguiente, existe una necesidad de un sistema de comunicación de espectro extendido que emplee un receptor que rastree sustancialmente todos los componentes de señales de trayectos múltiples, de modo que sustancialmente todas las señales de trayectos múltiples pueden ser combinadas en el receptor y, por tanto, puede ser reducida la potencia de transmisión requerida de la señal para una tasa de errores de bits
(BER) dada.
Otro problema asociado con sistemas de comunicación de espectro extendido, acceso múltiple es la necesidad de reducir la potencia transmitida total de usuarios en el sistema puesto que los usuarios pueden tener potencia disponible limitada. Un problema asociado que requiere control de potencia en sistemas de espectro extendido está relacionado con la característica inherente de los sistemas de espectro extendido de que la señal de espectro extendido de un usuario es recibida por el receptor de otro usuario como ruido con un cierto nivel de potencia. Por consiguiente, los usuarios que transmiten con niveles altos de potencia de señal pueden interferir con la recepción de otros usuarios. Asimismo, si un usuario se mueve con respecto a la posición geográfica de otro usuario, el desvanecimiento y la distorsión de señal exigen que los usuarios ajusten su nivel de potencia de transmisión para mantener una calidad particular de señal. Al mismo tiempo, el sistema debería mantener relativamente constante la potencia que la estación base recibe de todos los usuarios. Finalmente, como es posible que el sistema de espectro extendido tenga más usuarios remotos que los que pueden ser soportados simultáneamente, el sistema de control de potencia también debería emplear un método de gestión de capacidad que rechace usuarios adicionales cuando se alcanza el nivel máximo de potencia del
sistema.
Los sistemas de espectro extendido anteriores han empleado una estación base que mide una señal recibida y envía una señal de control adaptable de potencia (APC: adaptive power control) a los usuarios remotos. Los usuarios remotos incluyen un transmisor con un circuito de control automático de ganancia (AGC) que responde a la señal de control adaptable de potencia (APC). En tales sistemas, la estación base supervisa la potencia global del sistema o la potencia recibida de cada usuario, y dispone consiguientemente la señal de control adaptable de potencia (APC). Este comportamiento funcional del sistema en bucle abierto puede ser mejorado incluyendo una medición de la potencia de señal recibida por el usuario remoto desde la estación base y transmitiendo una señal APC de vuelta a la estación base para efectuar un método de control de potencia en bucle cerrado.
Sin embargo, estos sistemas de control de potencia presentan varias desventajas. Primera, la estación base debe realizar algoritmos complejos de control de potencia, incrementando la cantidad de procesamiento en la estación base. Segunda, el sistema experimenta realmente varios tipos de variación de potencia: variación en la potencia de ruido causada por la variación en el número de usuarios y variaciones en la potencia de señal recibida de un canal portador particular. Estas variaciones ocurren con frecuencia diferente, así los algoritmos sencillos de control de potencia pueden ser optimizados para compensar sólo uno de los dos tipos de variación. Finalmente, estos algoritmos de potencia tienden a llevar la potencia total del sistema a un nivel relativamente alto. Por consiguiente, existe necesidad de un método de control de potencia de espectro extendido que responda rápidamente a los cambios en los niveles de potencia de canales portadores mientras efectúa simultáneamente ajustes en la potencia de transmisión de todos los usuarios en respuesta a cambios en el número de usuarios. Asimismo, existen una necesidad de un sistema perfeccionado de comunicación de espectro extendido que emplee un sistema de control de potencia en bucle cerrado que haga mínimas las exigencias de potencia total del sistema mientras mantiene una tasa suficiente de errores de bits en los receptores remotos individuales. Además, tal sistema debería controlar el nivel inicial de potencia de transmisión de un usuario remoto y gestionar la capacidad total del sistema.
Los sistemas de comunicación de espectro extendido deberían soportar deseablemente números grandes de usuarios, cada uno de los cuales tiene al menos un canal de comunicación. Además, tal sistema debería proporcionar canales múltiples de información genérica para difundir información a todos los usuarios y permitir que los usuarios obtengan acceso al sistema. Usando sistemas de espectro extendido de técnica anterior, esto sólo podría conseguirse generando grandes números de secuencias de códigos de extensión.
Además, los sistemas de espectro extendido deberían usar secuencias que sean ortogonales o casi ortogonales para reducir la probabilidad de que un receptor se enganche con la fase o secuencia equivocada de código de extensión. Sin embargo, es difícil generar tales familias grandes de secuencias de códigos. Asimismo, generar grandes familias de códigos requiere generar secuencias que tienen un período largo antes de la repetición. Por consiguiente, se incrementa el tiempo que requiere un receptor para conseguir la sincronización con tal secuencia larga. Los generadores de códigos de extensión de técnica anterior combinan frecuentemente secuencias más cortas para formar secuencias más largas, pero tales secuencias pueden no ser ya suficientemente ortogonales. Por tanto, existe una necesidad de un método perfeccionado para generar fiablemente grandes familias de secuencia de códigos que exhiban características casi ortogonales y tengan un período largo antes de la repetición, pero también incluyan el beneficio de una secuencia corta de código que reduzca el tiempo para adquirir y enganchar el receptor con la fase correcta de código. Además, el método de generación de códigos debería permitir la generación de códigos con cualquier período, puesto que el período de código de extensión es determinado frecuentemente por los parámetros usados tales como la frecuencia de datos o el tamaño de trama.
Otra característica deseable de las secuencias de códigos de extensión es que la transición del valor de datos de usuario ocurre en una transición de los valores de secuencia de código, Como los datos tienen típicamente un período que es divisible por 2^{N}, tal característica requiere usualmente que la secuencia de código tenga una longitud par de 2^{N}. Sin embargo, los generadores de códigos, como es bien conocido en la técnica, usan generalmente registros lineales de desplazamiento con realimentación que generan códigos de longitud 2^{N}-1. Por consiguiente, el sistema de comunicación de espectro extendido también debería generar secuencias de códigos de extensión de longitud
par.
Finalmente, el sistema de comunicación de espectro extendido debería ser capaz de manejar muchos tipos diferentes de datos, tales como FAX (facsímil), datos de banda de voz y Red Digital de Servicios Integrados (ISDN), además del tráfico de voz tradicional. Para aumentar el número de usuarios soportados, muchos sistemas emplean técnicas de comunicación, tal como modulación por codificación de impulsos diferencial adaptable (ADPCM), para conseguir la "compresión" de la señal telefónica. Sin embargo, FAX (facsímil), la Red Digital de Servicios Integrados (ISDN) y otros datos requieren que el canal sea un canal sin codificar. Por consiguiente, existe una necesidad de un sistema de comunicación de espectro extendido que soporte técnicas de compresión que también modifiquen dinámicamente el canal portador de espectro extendido entre un canal codificado y un canal sin codificar en respuesta al tipo de información contenida en la señal de usuario.
El documento US 5.245.629 describe la compensación de sobrecarga de capacidad en un sistema de comunicación de espectro extendido determinando primero el nivel de potencia de señal recibida o el nivel de relación señal/ruido que entonces es comparado con un nivel umbral. Si el nivel es mayor que el nivel umbral, es ajustada la relación señal/ruido inversa para el sistema. En respuesta, los abonados ajustan su potencia transmitida devolviendo la potencia de señal recibida en el emplazamiento base al nivel umbral.
Sumario de la invención
La presente invención proporciona un método para gestión de capacidad en un sistema de comunicación de espectro extendido según la reivindicación.
Descripción breve de los dibujos
La Figura 1 es un esquema de bloques de un sistema de comunicación de acceso múltiple por división de código según la presente invención.
La Figura 2a es un esquema de bloques de un registro lineal de desplazamiento de 36 etapas adecuado para uso con código de extensión largo del generador de códigos de la presente invención.
La Figura 2b es un esquema de bloques de circuito que ilustra el funcionamiento de alimentación directa del generador de códigos.
La Figura 2c es un esquema de bloques de un generador de códigos ejemplar de la presente invención incluyendo circuitos para generar secuencias de códigos de extensión a partir de los códigos de extensión largos y de los códigos de extensión cortos.
La Figura 2d es una realización alternativa del circuito generador de códigos incluyendo elementos de retardo para compensar los retardos de circuito eléctrico.
La Figura 3a es un gráfico de los puntos de constelación de la señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) de código de extensión piloto.
La Figura 3b es un gráfico de los puntos de constelación de la señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura de (QPSK) canal de mensaje.
La Figura 3c es un esquema de bloques de circuito ejemplar que lleva a cabo el método de rastrear la fase de código de extensión recibido de la presente invención.
La Figura 4 es un esquema de bloques del circuito de rastreo que rastrea la mediana de los componentes de señal recibida de trayectos múltiples.
La Figura 5a es un esquema de bloques del circuito de rastreo que rastrea el centroide de los componentes de señal recibida de trayectos múltiples.
La Figura 5b es un esquema de bloques del correlacionador vectorial adaptable.
La Figura 6 es un esquema de bloques de circuito ejemplar que lleva a cabo el método de decisión de adquisición de la fase correcta de código de extensión del código piloto recibido de la presente invención.
La Figura 7 es un esquema de bloques de un filtro ejemplar de rastrillo (rake) de piloto que incluye el circuito de rastreo y el bucle digital enganchado en fase para contraer el código de extensión piloto, y el generador de los factores de ponderación de la presente invención.
La Figura 8a es un esquema de bloques de un correlacionador vectorial adaptable y un filtro equilibrado ejemplares para contraer y combinar los componentes de trayectos múltiples de la presente invención.
La Figura 8b es un esquema de bloques de una realización alternativa del correlacionador vectorial adaptable y el filtro equilibrado adaptable para contraer y combinar los componentes de trayectos múltiples de la presente invención.
La Figura 8c es un esquema de bloques de una realización alternativa del correlacionador vectorial adaptable y el filtro equilibrado adaptable para contraer y combinar los componentes de trayectos múltiples de la presente invención.
La Figura 8d es un esquema de bloques del filtro equilibrado adaptable de una realización de la presente invención.
La Figura 9 es un esquema de bloques de los elementos de una estación de portadoras de radio (RCS) ejemplar de la presente invención.
La Figura 10 es un esquema de bloques de los elementos de un multiplexor ejemplar adecuado para uso en la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 11 es un esquema de bloques de los elementos de un controlador de acceso inalámbrico (WAC) ejemplar de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 12 es un esquema de bloques de los elementos de una unidad de interfaz de módems (MIU) ejemplar de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 13 es un esquema de bloques de nivel alto que muestra los circuitos de transmisión, recepción, control y generación de códigos del módem CDMA.
La Figura 14 es un esquema de bloques de la sección transmisora del módem CDMA.
La Figura 15 es un esquema de bloques de un receptor ejemplar de señales de entrada de módem.
La Figura 16 es un esquema de bloques de un codificador de convolución ejemplar como es usado en la presente invención.
La Figura 17 es un esquema de bloques de la sección receptora del módem CDMA.
La Figura 18 es un esquema de bloques de un filtro equilibrado adaptable ejemplar como es usado en la sección receptora de módem de CDMA.
La Figura 19 es un esquema de bloques de un rastrillo (rake) de piloto ejemplar como es usado en la sección receptora de módem CDMA.
La Figura 20 es un esquema de bloques de un rastrillo (rake) de piloto auxiliar ejemplar como es usado en la sección receptora de módem CDMA.
La Figura 21 es un esquema de bloques de un circuito de distribución de vídeo (VCD) ejemplar de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 22 es un esquema de bloques de un transmisor/receptor de RF ejemplar y amplificadores de potencia ejemplares de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 23 es un esquema de bloques de una unidad de abonado (SU) ejemplar de la presente invención.
La Figura 24 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de establecimiento de llamada para una solicitud de llamada entrante, usado por la presente invención para establecer un canal portador entre una RCS y una SU.
La Figura 25 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de establecimiento de llamada para una solicitud de llamada saliente, usado por la presente invención para establecer un canal portador entre una RCS y una unidad de abonado (SU).
La Figura 26 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de control de potencia de mantenimiento de la presente invención.
La Figura 27 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de control directo automático de potencia de la presente invención.
La Figura 28 es un organigrama de un algoritmo ejemplar de control inverso automático de potencia de la presente invención.
La Figura 29 es un esquema de bloques de un sistema ejemplar de control de potencia en bucle cerrado de la presente invención cuando el canal portador está establecido.
La Figura 30 es un esquema de bloques de un sistema ejemplar de control de potencia en bucle cerrado de la presente invención durante el proceso de establecer el canal portador.
\vskip1.000000\baselineskip
1 
\newpage
(Continuación)
3 
\newpage
(Continuación)
5 
\newpage
(Continuación)
7 
\newpage
(Continuación)
9 
\newpage
(Continuación)
11 
\vskip1.000000\baselineskip
Descripción de la realización ejemplar Descripción general del sistema
El sistema de la presente invención proporciona servicio telefónico en bucle local usando radioenlaces entre una o más estaciones base y unidades de abonado remotas múltiples. En la realización ejemplar, es descrito un radioenlace para una estación base que comunica con una unidad fija de abonado (FSU), pero el sistema es igualmente aplicable a sistemas que incluyen estaciones base múltiples con radioenlaces tanto a unidades fijas de abonado (FSUs) como a unidades móviles de abonado (MSUs). Por consiguiente, las unidades remotas de abonado son denominadas aquí como unidades de abonado (SUs).
Refiriéndose a la Figura 1, la estación base (BS) 101 proporciona conexión de llamadas a una central telefónica local (LE) 103 o cualquier otra interfaz de conmutación de red telefónica, tal como una centralita telefónica privada (PBX), e incluye una estación de portadoras de radio (RCS) 104. Una o más estaciones de portadora de radio (RCSs) 104, 105, 110 conectan con una unidad de distribución de radio (RDU) a través de los enlaces 131, 132, 137, 138, 139, y la RDU 102 interconecta con la LE 103 transmitiendo y recibiendo señales de establecimiento de llamadas, control e información a través de los enlaces 141, 142, 150 de la compañía telefónica. Las unidades de abonado 116, 119 comunican con la RCS 104 a través de radioenlaces 161, 162, 163, 164, 165. Alternativamente, otra realización de la invención incluye varias unidades de abonado y una unidad "maestra" de abonado con funcionalidad similar a la RCS. Tal realización puede tener o no conexión con una red telefónica local.
Los radioenlaces 161 a 165 funcionan dentro de las bandas de frecuencias de la norma DCS (Digital Cellular System) 1800 (1,71-1,785 GHz y 1,805-1,880 GHz), la norma US-PCS (United States-Personal Communications System) (1,85-1,99 GHz) y la norma CEPT (Conference of European Postal and Telecommunications Administrations) (2,0-2,7 GHz). Aunque estas bandas son usadas en la realización descrita, la invención es igualmente aplicable a todas las bandas de UHF y SHF, incluyendo las bandas desde 2,7 GHz a 5 GHz. Las anchuras de banda de transmisión y recepción son múltiplos de 3,5 MHz empezando en 7 MHz, y múltiplos de 5 MHz empezando en 10 MHz, respectivamente. El sistema descrito incluye las anchuras de banda de 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. En la realización ejemplar de la invención, la banda de seguridad mínima entre el enlace ascendente y el enlace descendente es 20 MHz, y es deseablemente al menos tres veces la anchura de banda de señal. La separación en dúplex está entre 50 y 175 MHz, con la invención descrita usando 50, 75, 80, 95 y 175 Mhz. También pueden usarse otras
frecuencias.
Aunque la realización descrita usa anchuras de banda de espectro extendido diferentes centradas alrededor de una portadora para los canales de espectro extendido de transmisión y recepción, el presente método es ampliado fácilmente a sistemas que usan anchuras de banda múltiples de espectro extendido para los canales de transmisión y anchuras de banda múltiples de espectro extendido parea los canales de recepción. Alternativamente, como los sistemas de comunicación de espectro extendido tienen la característica inherente de que la transmisión de un usuario aparece como ruido para el receptor contractivo de otro usuario, una realización puede emplear el mismo canal de espectro extendido o ambos canales de trayectos de transmisión y recepción. En otras palabras, las transmisiones de enlace ascendente y enlace descendente pueden ocupar la misma banda de frecuencias. Además, el presente método puede ser ampliado fácilmente a bandas de frecuencias múltiples de CDMA, cada una transportando un conjunto respectivamente diferente de mensajes, enlace ascendente, enlace descendente o enlace ascendente y enlace descendente.
La información extendida de símbolos binarios es transmitida por los radioenlaces 161 a 165 usando modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) con formación de impulsos de Nyquist en la presente realización, aunque pueden usarse otras técnicas de modulación incluyendo, pero no limitadas a, modulación desviada por desplazamiento de fase en cuadratura (OQPSK) y modulación por desplazamiento mínimo (MSK), modulación por desplazamiento de fase gaussiana y modulación por desplazamiento de fase M-aria.
Los radioenlaces 161 a 165 incorporan acceso múltiple por división de código de banda ancha (B-CDMA^{TM}) como el modo de transmisión tanto en las direcciones de enlace ascendente como de enlace descendente. Las técnicas de comunicación de CDMA (también conocidas como espectro extendido) usadas en sistemas de acceso múltiple son bien conocidas y son descritas en la Patente de EE.UU. 5.228.056 titulada "Sistema y método de comunicación de espectro extendido sincrónica" de Donald T. Schilling. El sistema descrito utiliza la técnica de extensión de secuencia directa (DS). El modulador de acceso múltiple por división de código (CDMA) realiza la generación de secuencia de código de extensión de espectro extendido, que puede ser una secuencia de seudo-ruido (PN); y modulación de secuencia directa compleja de las señales QPSK con secuencias de códigos de extensión para los canales en fase (I) y en cuadratura (Q). Señales piloto son generadas y transmitidas con las señales moduladas, y las señales piloto de la presente realización son códigos de extensión no modulados por datos. Las señales piloto son usadas para sincronización, recuperación de fase de portadora y para estimar la respuesta a impulsos del radiocanal. Cada unidad de abonado incluye un solo generador de piloto y al menos un modulador y desmodulador CDMA, conocidos conjuntamente como un módem CDMA. Cada RCS 104, 105, 110 tiene un solo generador de piloto más moduladores y desmoduladores CDMA suficientes para todos los canales lógicos en uso por todas las unidades de abonado
(SUs).
El desmodulador CDMA contrae la señal con procesamiento apropiado para combatir o aprovechar los efectos de propagación de trayectos múltiples. Los parámetros referentes al nivel de potencia recibida son usados para generar la información de control automático de potencia (APC) que, a su vez, es transmitida al otro extremo del enlace de comunicación. La información de APC es usada para controlar la potencia de transmisión de los enlaces de control directo automático de potencia (AFPC) y control inverso automático de potencia (ARPC). Además, cada RCS 104, 105 y 110 puede efectuar el control de potencia de mantenimiento (MPC), de una manera similar al APC, para ajustar la potencia de transmisión inicial de cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118. La desmodulación es coherente donde la señal piloto proporciona la referencia de fase.
Los radioenlaces descritos soportan canales de tráfico múltiples con frecuencias de datos de 8,16, 32, 64, 128 y 144 kb/s. El canal físico al que está conectado un canal de tráfico funciona con una frecuencia de 64 k símbolos/s. Pueden soportarse otras frecuencia de datos y puede emplearse codificación de corrección de errores de reenvío (FEC). Para la realización descrita, es usada FEC con razón de codificación de 1/2 y longitud 7 de constricción. Otras relaciones y longitudes de constricción pueden ser usadas de acuerdo con las técnicas de generación de códigos emplea-
das.
Combinar en diversidad en las antenas de radio de RCS 104, 105 y 110 no es necesario porque CDMA tiene diversidad de frecuencia inherente debido a la anchura de banda extendida. Los receptores incluyen filtros equilibrados adaptables (AMFs) (no mostrados en la Figura 1) que combinan las señales de trayectos múltiples. En la presente realización, los AMFs ejemplares realizan la combinación de relación máxima.
Refiriéndose a la Figura 1, la RCS 104 interconecta con la RDU 102 a través de los enlaces 131, 132, 137 con, por ejemplo, formatos DS1 (señal digital 1) de 1,544 Mb/s, E1 de 2,048 Mb/s o HDSL (High-Rate Digital Subscriber Line = línea digital de abonado de alta velocidad) para recibir y enviar señales de datos digitales. Aunque estas son interfaces normalizadas típicas de compañías telefónicas, la presente invención no está limitada sólo a estos formatos de datos digitales. La interfaz ejemplar de líneas de RCS (no mostrada en la Figura 1) traduce la codificación de línea (tal como HDB3, B8ZS, AMI) y extrae o produce información de formación de tramas, realiza funciones de señalización de alarmas y equipo así como funciones de cierre de bucle y comprobación de paridad específicas de canal. Las interfaces para esta descripción proporcionan canales de tráfico telefónico codificados en PCM de 64 kb/s o codificados en ADPCM de 32 kb/s o canales ISDN a la RCS para procesamiento. Otras técnicas de codificación ADPCM pueden ser usadas de acuerdo con las técnicas de generación de secuencias.
El sistema de la presente invención también soporta la modificación de frecuencia de portador entre la RCS 104 y cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 comunicando con la RCS 104 en la que un canal de mensajes CDMA soportando 64 kb/s puede ser asignado a datos de banda de voz o facsímil (FAX) cuando están presentes frecuencias superiores a 4,8 kb/s. Tal canal portador de 64 kb/s es considerado un canal no codificado. Para la red digital de servicios integrados (ISDN), la modificación de frecuencia de portador puede hacerse dinámicamente basada en los mensajes de canal D.
En la Figura 1, cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 incluye, o interconecta con, un teléfono 170 o interconecta con un equipo conmutador local (PBX) 171. La entrada procedente del teléfono puede incluir voz, datos de banda de voz y señalización. La unidad de abonado convierte las señales analógicas en secuencias digitales, y también puede incluir un terminal 172 de datos o una interfaz 173 de ISDN. La unidad de abonado puede distinguir la entrada de voz, los datos de banda de voz o facsímil (FAX) y los datos digitales. La unidad de abonado codifica los datos de voz con técnicas tales como ADPCM a 32 kb/s o frecuencias inferiores, y detecta los datos de banda de voz o FAX con frecuencias mayores que 4,8 kb/s para modificar el canal de tráfico (modificación de frecuencia de portador) para transmisión no codificada. Asimismo, la compresión/expansión de ley A, ley u o ninguna de la señal puede ser realizada antes de la transmisión. Para datos digitales, técnicas de compresión de datos, tal como eliminación de señalizador inactivo, también pueden ser usadas para conservar la capacidad y hacer mínima la inter-
ferencia.
Los niveles de potencia de transmisión de la interfaz de radio entre la RCS 104 y las unidades de abonado (SUs) 111, 112, 115, 117 y 118 son controlados usando dos método diferentes de control de potencia en bucle cerrado. El método de control directo automático de potencia (AFPC) determina el nivel de potencia de transmisión de enlace descendente, y el método de control inverso automático de potencia (ARPC) determina el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente. El canal de control lógico, mediante el cual la unidad de abonado (SU) 111 y la RCS 104, por ejemplo, transfieren información de control de potencia, funciona al menos a una frecuencia de actualización de 16 KHz. Otras realizaciones pueden usar una frecuencia de actualización mayor o menor, por ejemplo 64 kHz. Estos algoritmos aseguran que la potencia de transmisión de un usuario mantiene una tasa de errores de bits (BER) aceptable, mantiene la potencia del sistema en un mínimo para ahorrar energía y mantiene el nivel de potencia de todas las unidades de abonado 111, 112, 115, 117 y 118, recibida por la RCS 104, en un nivel casi
igual.
Además, el sistema usa un método opcional de control de potencia de mantenimiento durante el modo inactivo de una unidad de abonado. Cuando la unidad 111 de abonado está inactiva o con alimentación reducida para ahorrar energía, la unidad se activa ocasionalmente para ajustar su nivel inicial de potencia de transmisión en respuesta a una señal de control de potencia de mantenimiento procedente de la RCS 104. La señal de potencia de mantenimiento es determinada por la RCS 104 midiendo el nivel de potencia recibida de la unidad 111 de abonado y el nivel actual de potencia del sistema y, a partir de esto, calcula la potencia inicial necesaria de transmisión. El método acorta el tiempo de adquisición de canal de la unidad 111 de abonado para empezar una comunicación. El método también impide que el nivel de potencia de transmisión de la unidad 111 de abonado resulte demasiado alto e interfiera con otros canales durante la transmisión inicial antes de que el control de potencia en bucle cerrado reduzca la potencia de trans-
misión.
La RCS 104 obtiene sincronización de su reloj desde una línea de interfaz tal como, pero no limitada a, las interfaces E1, T1 o HDLS. La RCS 104 también puede generar su propia señal de reloj interno procedente de un oscilador que puede ser regulada por un receptor de Sistema Global de Localización (GPS). La RCS 104 genera un código piloto global, un canal con un código de extensión pero sin modulación de datos, que puede ser adquirido por las unidades de abonado remotas 111 a 118. Todos los canales de transmisión de la RCS son sincronizados con el canal piloto, y las fases de códigos de extensión de los generadores de códigos (no mostrados), usados para canales lógicos de comunicación dentro de la RCS 104, también son sincronizadas con la fase un código de extensión del canal piloto. De modo similar, las unidades de abonado (SUs) 111 a 118, que reciben el código piloto global de la RCS 104, sincronizan las fases de códigos de extensión y contracción de los generadores de códigos (no mostrados) de las unidades de abonado con el código piloto global.
La RCS 104, la SU 111 y la RDU 102 pueden incorporar redundancia de sistema de los elementos del sistema y conmutación automática entre los elementos funcionales internos del sistema en un caso de fallo para impedir la pérdida o desactivación de un radioenlace, fuente de alimentación, canal de tráfico o grupo de canales de tráfico.
Canales lógicos de comunicación
Un "canal" de la técnica anterior es considerado usualmente como un trayecto de comunicaciones que es parte de una interfaz y que puede ser distinguido de otros trayectos de esa interfaz sin considerar su contenido. Sin embargo, en el caso de CDMA, los trayectos de comunicaciones distintos son distinguidos sólo por su contenido. El término "canal lógico" es usado para distinguir los flujos de datos distintos que son lógicamente equivalentes a canales en el sentido convencional. Todos los canales y subcanales lógicos de la presente invención son transformados a un flujo común de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) de 64 kilosímbolos por segundo (ksim/s). Algunos canales son sincronizados con códigos piloto asociados que son generados a partir de, y realizan una función similar que, el código piloto global (GPC) del sistema. Sin embargo, las señales piloto del sistema no son consideradas canales lógicos.
Varios canales lógicos de comunicación son usados por el enlace de comunicación de RF entre la RCS y la unidad de abonado (SU). Cada canal lógico de comunicación tiene un código de extensión predeterminado fijo o un código de extensión asignado dinámicamente. Tanto para códigos predeterminados como asignados, la fase de código es sincronizada con el código piloto. Los canales lógicos de comunicación están divididos en dos grupos: el grupo de canales globales (GC) incluye canales que son transmitidos desde la RCS de estación base a todas las SUs remotas o desde cualquier SU a la RCS de la estación base con independencia de la identidad de la SU. Los canales en el grupo de canales globales (GC) pueden contener información de un tipo dado para todos los usuarios incluyendo los canales usados por las SUs para obtener acceso al sistema. Los canales en el grupo de canales asignados (AC) son los canales dedicados a la comunicación entre la RCS y una SU particular.
El grupo de canales globales (GC) proporciona: 1) canales lógicos de control de radiodifusión que facilitan servicios de punto a multipunto para mensajes de radiodifusión a todas las SUs y mensajes de buscapersonas a las SUs, y 2) canales lógicos de control de acceso que facilitan servicios de punto a punto en canales globales para que las SUs accedan al sistema y obtengan canales asignados.
Las RCS de la presente invención tiene canales lógicos múltiples de control de acceso y un grupo de control de radiodifusión. Una SU de la presente invención tiene al menos un canal de control de acceso y al menos un canal lógico de control de radiodifusión.
Los canales lógicos globales controlados por la RCS son el canal de radiodifusión rápida (FBCH) que difunde información de cambio rápido referente a que servicios y que canales de acceso están disponibles actualmente, y el canal de radiodifusión lenta (SBCH) que difunde información de sistema de cambio lento y mensajes de buscapersonas. El canal de acceso (AXCH) es usado por las SUs para acceder a una RCS y obtener acceso a los canales asignados. Cada canal de acceso (AXCH) está emparejado con un canal de control (CTCH). El CTCH es usado por la RCS para acusar recibo de, y replicar a, los intentos de acceso por las SUs. El piloto de acceso largo (LAXPT) es transmitido sincrónicamente con el AXCH para suministrar a la RCS una referencia de tiempo y fase.
Un grupo de canales asignados (AC) contiene los canales lógicos que controlan una sola conexión de telecomunicación entre la RCS y una SU. Las funciones desarrolladas cuando es formado un grupo de canales asignados (AC) incluyen un par de canales lógicos de mensajes de control de potencia para cada una de las conexiones de enlace ascendente y enlace descendente y, dependiendo del tipo de conexión, uno o más pares de canales de tráfico. La función de control de portador realiza las funciones requeridas de control de errores de reenvío, modificación de frecuencia de portador y cifrado.
Cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 tiene al menos un grupo de canales asignados (AC) formado cuando existe una conexión de telecomunicación, y cada RCS 104, 105 y 110 tiene grupos múltiples de canales asignados (AC) formados, uno para cada conexión en curso. Un grupo de canales asignados (AC) de canales lógicos es creado para una conexión cuando se establece satisfactoriamente la conexión. El grupo de canales asignados (AC) incluye cifrado, codificación de corrección de errores de reenvío (FEC) y multiplexación en transmisión, y descodificación de corrección de errores de reenvío (FEC), descifrado y desmultiplexación en recepción.
Cada grupo de canales asignados (AC) proporciona un conjunto de servicios de punto a punto orientados a conexión y funciona en ambos sentidos entre una RCS específica, por ejemplo la RCS 104, y una SU específica, por ejemplo la SU 111. Un grupo de AC formado para una conexión puede controlar más de un portador por el canal de comunicación de RF asociado con una sola conexión. Portadores múltiples son usados para transportar datos distribuidos tales como, pero no limitados a, red digital de servicios integrados (ISDN). Un grupo de AC puede encargarse de la duplicación de canales de tráfico para facilitar el cambio a modulación por codificación de impulsos (PCM) de 64 kb/s para servicios de módem y facsímil de alta velocidad para la función de modificación de frecuencia de portador.
Los canales lógicos asignados formados en una conexión satisfactoria de llamada e incluidos en el grupo de AC son un canal de señalización dedicado [línea de órdenes (OW)], un canal de control automático de potencia (APC) y uno o más canales de tráfico (TRCH) que son portadores de 8, 16, 32 o 64 kb/s dependiendo del servicio soportado. Para tráfico de voz, fonía codificada de frecuencia moderada, ADPPCM o PCM puede ser soportada en los canales de tráfico. Para tipos de servicio ISDN, dos canales de tráfico de 64 kb/s forman los canales B y un canal de tráfico de 16 kb/s forma el canal D. Alternativamente, el subcanal de APC puede ser modulado separadamente en su propio canal CDMA o puede ser multiplexado por división de tiempo con un canal de tráfico o canal de línea de órdenes
(OW).
Cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 de la presente invención soporta hasta tres canales de tráfico simultáneos. La transformación de los tres canales lógicos para canales de tráfico en los datos de usuario es mostrada a continuación en la Tabla 1:
TABLA 1
12 
\vskip1.000000\baselineskip
La frecuencia de datos de control automático de potencia (APC) es enviada a 64 kb/s. El canal lógico de APC no es codificado en corrección de errores de reenvío (FEC) para evitar retardo y es transmitido en un nivel de potencia relativamente bajo para minimizar la capacidad usada para APC. Alternativamente, el APC y la línea de órdenes (OW) pueden ser modulados separadamente usando secuencias de códigos complejos de extensión, o pueden ser multiplexados por división de tiempo.
El canal lógico de OW es codificado en FEC con un código de convolución de relación 1/2. Este canal lógico es transmitido en ráfagas cuando están presentes datos de señalización para reducir la interferencia. Después de un período inactivo, la señal de OW empieza con al menos 35 símbolos antes del comienzo de la trama de datos. Para datos de llamada silenciosa de mantenimiento, la OW es transmitida continuamente entre tramas de datos. La Tabla 2 resume los canales lógicos usados en la realización ejemplar:
TABLA 2 Canales y subcanales lógicos de la Interfaz B-CDMA/aire
14
Los códigos de extensión
Los generadores de códigos de CDMA usados para codificar los canales lógicos de la presente invención emplean registros lineales de desplazamiento (LSRs) con lógica de realimentación que es un método bien conocido en la técnica. Los generadores de códigos de la presente realización de la invención generan 64 secuencias únicas sincrónicas. Cada canal de comunicación de RF usa un par de estas secuencias para extensión compleja (en fase y en cuadratura) de los canales lógicos, así que el generador proporciona 32 secuencias de extensión compleja. Las secuencias son generadas por una sola simiente que es cargada inicialmente en un circuito de registro de desplazamiento.
Generación de secuencias de códigos de extensión y selección de simiente
El período del código de extensión de la presente invención es definido como un múltiplo entero de la duración de símbolo, y el principio del período de código es también el principio del símbolo. La relación entre las anchuras de banda y las longitudes de símbolo elegidas para la realización ejemplar de la presente invención es:
16
La longitud del código de extensión es también un múltiplo de 64 y de 96 para soporte de trama de ISDN. El código de extensión es una secuencia de símbolos, denominados chips o valores de chips. Los métodos generales para generar secuencias seudoaletorias usando la matemática del cuerpo de Galois son conocidos por los expertos en la técnica; sin embargo, un conjunto único, o familia, de secuencias de códigos ha sido obtenido para la presente invención. Primero, se elige la longitud del registro lineal con desplazamiento de realimentación lineal para generar una secuencia de código, y el valor inicial del registro es denominado una "simiente". Segundo, se impone la limitación de que ninguna secuencia de código generada por una simiente de código puede ser un desplazamiento cíclico de otra secuencia de código generada por la misma simiente de código. Finalmente ninguna secuencia de código generada a partir de una simiente puede ser un desplazamiento cíclico de una secuencia de código generada por otra simiente.
Se ha determinado que la longitud de código de extensión de valores de chips de la presente invención es:
(1)128 x 233415 = 29877120
Los códigos de extensión son generados combinando una secuencia lineal de período 233415 y una secuencia no lineal de período 128.
El canal de radiodifusión rápida (FBCH) de la realización ejemplar es una excepción porque no está codificado con la secuencia de longitud 128, así que el código de extensión de FBCH tiene un período 233415.
La secuencia no lineal de longitud 128 es implementada como una secuencia fija cargada en un registro de desplazamiento con una conexión de realimentación. La secuencia fija puede ser generada por una secuencia m de longitud 127 rellenada con un valor 0,1 o aleatorio lógico extra como es bien conocido en la técnica.
La secuencia lineal de longitud L = 233415 es generada usando un circuito de registro lineal de desplazamiento con realimentación (LFSR) con 36 etapas. Las conexiones de realimentación corresponden a un polinomio irreducible h(n) de grado 36. El polinomio h(x) elegido para la realización ejemplar de la presente invención es:
\hskip1,3cm h(x) = x^{36} + x^{35} + x^{30} + x^{28} + x^{26} + x^{25} + x^{22} + x^{20} + x^{19} + x^{17} + x^{16} + x^{15} + x^{14} + x^{12} + x^{11} + x^{9} + x^{8} + x^{4} + x^{3} + x^{2} + 1
o, en notación binaria
(2)h(x) = (1100001010110010110111101101100011101)
Se determina un grupo de valores de "simientes" para un registro lineal de desplazamiento con realimentación (LFSR) representando el polinomio h(x) de la ecuación (2) que genera secuencias de códigos que son casi ortogonales entre sí. La primera exigencia de los valores de simientes es que los valores de simientes no generan dos secuencias de códigos que sean simplemente desplazamientos cíclicos entre sí.
Las simientes son representadas como elementos de GF(2^{36}) que es el campo de clases de residuos módulo h(x). Este campo tiene un elemento primitivo \delta = x ^{2} + x + 1. La representación binaria de \delta es
(3)\delta = 000000000000000000000000000000000111
Cada elemento de GF(2^{36}) también puede ser escrito como una potencia de \delta módulo h(x) reducido. Por consiguiente, las simientes son representadas como potencias de \delta, el elemento primitivo.
La solución para el orden de un elemento no requiere una búsqueda de todos los valores; el orden de un elemento divide el orden del campo (GF(2^{36})). Cuando \delta es cualquier elemento de GF(2^{36}) con
x^{e} \equiv 1
para cierto e, entonces e | 2^{36}-1. Por tanto, el orden de cualquier elemento en GF(2^{36}) divide 2^{36}-1.
Usando estas limitaciones, se ha determinado que una búsqueda numérica genera un grupo de valores de simientes, n, que son potencias de \delta, el elemento primitivo de h(x).
La presente invención incluye un método para incrementar el número de simientes disponibles para uso en un sistema de comunicación CDMA reconociendo que ciertos desplazamiento cíclicos de las secuencia de códigos determinadas previamente pueden ser usados simultáneamente. El retardo de ida y vuelta para las anchuras de banda y tamaños de células de la presente invención es menor que 3.000 chips. En una realización de la presente invención, desplazamientos cíclicos separados suficientemente de una secuencia pueden ser usados dentro de la misma célula sin causar ambigüedad para un receptor intentando determinar la secuencia de código. Este método aumenta el conjunto de secuencias disponibles para el uso.
Realizando los ensayos descritos previamente, un total de 3.879 simientes primarias fueron determinadas mediante cálculo numérico. Estas simientes son dadas matemáticamente como
\delta^{n} \ módulo \ h(x)
donde 3.879 valores de n están relacionados en el Apéndice A, con \delta = (00....00111) como antes en (3).
Cuando todas las simientes primarias son conocidas, todas las simientes secundarias de la presente invención son obtenidas de las simientes primarias desplazándolas en múltiplos de 4.095 chips módulo h(x). Una vez que una familia de valores de simientes es determinada, estos valores son almacenados en memoria y asignados a canales lógicos como sea necesario. Una vez asignado, el valor inicial de simiente es cargado simplemente en el LFSR para producir la secuencia requerida de código de extensión asociada con el valor de simiente.
Característica de adquisición rápida de códigos largos y cortos
La adquisición rápida de la fase de código correcta por un receptor de espectro extendido es mejorada diseñando códigos de extensión que sean de detección más rápida. La presente realización de la invención incluye un método nuevo para generar secuencias de códigos que tienen propiedades de adquisición rápida usando uno o más de los métodos siguientes. Primero, un código largo puede ser construido a partir de dos o más códigos cortos. La nueva implementación usa muchas secuencias de códigos, una o más de las cuales son secuencias de adquisición rápida de longitud L que tienen búsquedas medias de fases de adquisición de r = log 2L. Secuencias con tales propiedades son bien conocidas por los expertos en la técnica. El número medio de fases de ensayo de adquisición de la secuencia larga resultante es un múltiplo de r = log 2L más bien que la mitad del número de fases de la secuencia
larga.
Segundo, un método para transmitir secuencias de códigos de extensión de valor complejo (secuencias en fase (I) y en cuadratura (Q)) en una señal de código de extensión piloto puede ser usado más bien que transmitir secuencias de valor real. Dos o más secuencias de códigos distintas pueden ser transmitidas por los canales complejos. Si las secuencias tienen fases diferentes, una adquisición puede ser efectuada por circuitos de adquisición en paralelo sobre las secuencias de códigos diferentes cuando es conocido el desplazamiento de fase relativo entre los dos o más canales de códigos. Por ejemplo, para dos secuencias, una puede ser enviada por un canal en fase (I) y una por el canal en cuadratura (Q). Para explorar las secuencias de códigos, los medios de detección de adquisición exploran los dos canales pero empiezan en el canal (Q) con una desviación igual a un medio de la longitud de la secuencia de código de extensión. Con longitud N de secuencia de código, los medios de adquisición empiezan la búsqueda en N/2 en el canal (Q). El número medio de ensayos para hallar la adquisición es N/2 para una sola búsqueda de código pero explorar en paralelo el canal (I) y el canal (Q) retardado en fase reduce el número medio de ensayos a N/4. Los códigos enviados por cada canal podrían ser el mismo código, el mismo código con la fase de código de un canal retardada o secuencias de códigos diferentes.
Estructuras de épocas y subépocas
Los códigos largos de extensión compleja usados para el sistema ejemplar de la presente invención tienen un número de chips después de los cuales el código se repite. El período de repetición de la secuencia de extensión es denominado una época. Para transformar los canales lógicos en códigos de extensión de CDMA, la presente invención usa una estructura de épocas y subépocas. El período de código para el código de extensión de CDMA para modular los canales lógicos es 29877120 chips/período de código que es el mismo número de chips para todas las anchuras de banda. El período de código es la época de la presente invención y la Tabla 3 siguiente define la duración de época para las frecuencias de segmentos soportadas. Además, dos subépocas son definidas en la época de código de extensión y son de 233415 chips y 128 chips de longitud.
La subépoca de 233415 chips es denominada una subépoca larga y es usada para sincronizar sucesos en la interfaz de comunicación de RF tales como conmutación de clave de cifrado y cambio de códigos globales a códigos asignados. La subépoca corta de 128 chips es definida para uso como una referencia de temporización adicional. La frecuencia máxima de símbolos usada con un solo código de CDMA es 64 ksim/s. Siempre hay un número entero de chips en una duración de símbolo para las frecuencias de símbolos soportadas de 64, 32, 16 y 8 ksim/s.
TABLA 3
17
Transformación de los canales lógicos en épocas y subépocas
Los códigos de extensión compleja son diseñados tal que el principio de la época de secuencia coincide con el principio de un símbolo para todas las anchuras de banda soportadas. La presente invención soporta anchuras de banda de 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. Suponiendo una descarga de datos nominal del 20%, estas anchuras de banda corresponden a las frecuencias siguientes de chips en la Tabla 4.
TABLA 4
18 
\vskip1.000000\baselineskip
El número de chips en una época es
(6)N = 29877120 = 2^{7} \ x \ 3^{3} \ x \ 5 \ x \ 7 \ x \ 13 \ x \ 19
Si se usa intercalación, el principio de un período intercalador coincide con el principio de la época de secuencia. Las secuencias de extensión generadas usando un método de la presente invención pueden soportar períodos intercaladores que son múltiplos de 1,5 ms para diversas anchuras de banda.
Las secuencias cíclicas de la técnica anterior son generadas usando circuitos de LFSR. Sin embargo, este método no genera secuencias de longitud par. Una realización del generador de secuencias de códigos de extensión usando las simientes de códigos generadas previamente es mostrada en la Figura 2a, la Figura 2b y la Figura 2c. La presente invención usa un LFSR 201 de 36 etapas para generar una secuencia de período N' = 233415 = 3^{3} x 5 x 7 x 13 x 19, que es C_{o} en la Figura 2a. En las Figuras 2a, 2b y 2c, el símbolo \oplus representa una adición binaria (O exclusiva). Un generador de secuencias diseñado como antes genera las partes en fase y en cuadratura de un conjunto de secuencias complejas. Las conexiones de derivación y el estado inicial del LFSR de 36 etapas determinan la secuencia generada por este circuito. Los coeficientes de derivación en el LFSR de 36 etapas son determinados tal que las secuencias resultantes tienen el período 233415. Obsérvese que las conexiones de derivación mostradas en la Figura 2a corresponden al polinomio dado en la ecuación (2). Entonces, cada secuencia resultante es superpuesta por adición binaria con la secuencia C* de longitud 128 para obtener el período 29877120 de época.
La Figura 2b muestra un circuito 202 de alimentación directa (FF: feed forward) que es usado en el generador de códigos. La señal X[n-1] es extraída del retardo 211 de chip, y la entrada del retardo 211 de chip es X[n]. El chip
C[n] de código es formado por el sumador lógico 212 a partir de la entrada X[n] y X[n-1]. La Figura 2c muestra el generador completo de códigos de extensión. Desde el LFSR 201, las señales de salida pasan a través de una cadena de hasta 63 circuitos 203 de alimentación directa (FF) de etapa única dispuestos en serie como se muestra. La salida de cada circuito de alimentación directa es superpuesta con el período 128 = 2^{7} de secuencia corta par C* de código que es almacenada en la memoria 222 de código y que exhibe características espectrales de una secuencia seudoaleatoria para obtener la época N = 29877120. Esta secuencia de 128 es determinada usando una secuencia m (secuencia de seudo-ruido) de longitud 127 = 2^{7}-1 y añadiendo un valor de bit, tal como 0 lógico, a la secuencia para aumentar la longitud a 128 bits. La secuencia C* de código par es introducida en el registro 221 de desplazamiento de código par, que es un registro cíclico, que extrae continuamente la secuencia. La secuencia corta es combinada entonces con la secuencia larga usando una operación O exclusiva 213, 214,
220.
Como se muestra en la Figura 2c, hasta 63 secuencias C_{0} a C_{63} de códigos de extensión son generadas derivando las señales de salida de los circuito 203 de alimentación directa y sumando lógicamente la secuencia corta C* en los sumadores binarios 213, 214 y 220, por ejemplo. Un experto en la técnica comprenderá que la realización de circuitos 203 de alimentación directa creará un efecto de retardo acumulativo para las secuencias de códigos producidas en cada etapa de alimentación directa en la cadena. Este retardo es debido al retardo eléctrico no nulo en los componentes electrónicos de la realización. Los problemas de temporización asociados con el retardo pueden ser aliviados insertando elementos de retardo adicionales en la cadena de circuitos de alimentación directa en una versión de la realización de la invención. La cadena de circuitos de alimentación directa (FFS) de la Figura 2c con elementos de retardo adicionales es mostrada en la Figura 2d.
Los generadores de códigos en la realización ejemplar de la presente invención están configurados para generar códigos globales o códigos asignados. Los códigos globales son códigos de CDMA que pueden ser recibidos o transmitidos por todos los usuarios del sistema. Los códigos asignados por todos los usuarios del sistema. Los códigos asignados son códigos de CDMA que son asignados para una conexión particular. Cuando un conjunto de secuencias son generadas por el mismo generador como se ha descrito, sólo la simiente del LFSR de 36 etapas es especificada para generar una familia de secuencias. Las secuencias para todos los códigos globales son generadas usando el mismo circuito LFSR. Por tanto, una vez que una unidad de abonado (SU) se ha sincronizado con la señal piloto global procedente de una RCS y conoce la simiente para el circuito LFSR para los códigos de canal global, puede generar no sólo la secuencia piloto sino también todos los demás códigos globales usados por la RCS.
La señal que es convertida elevando la frecuencia a RF es generada como sigue. Las señales de salida de los circuitos de registro de desplazamiento anteriores son convertidos en una secuencia opuesta (0 se transforma en +1, 1 se transforma en -1). Los canales lógicos son convertidos inicialmente en señales QPSK que son transformadas como puntos de constelación como es bien conocido en la técnica. Los canales en fase y en cuadratura de cada señal QPSK forman las partes real e imaginaria del valor de datos complejos. De modo similar, dos códigos de extensión son usados para formar valores de chips de extensión complejos. Los datos complejos son extendidos siendo multiplicados por el código de extensión compleja. De modo similar, los datos complejos recibidos son correlacionados con la conjugada del código de extensión compleja para recuperar los datos contraídos.
Códigos cortos son usados para el proceso inicial de aumento en rampa de potencia cuando una SU accede a una RCS. El período de los códigos cortos es igual a la duración del símbolo y el comienzo de cada período está alineado con un límite de símbolo. Tanto la SU como la RCS obtienen las partes real e imaginaria de los códigos cortos procedentes de las últimas ocho secciones de alimentación directa del generador de secuencias que produce los códigos globales para esa célula.
Los códigos cortos que están en uso en la realización ejemplar de la invención son actualizados cada 3 ms. Pueden usarse otros tiempos de actualización que estén de acuerdo con la frecuencia de símbolos. Por tanto, una conmutación ocurre cada 3 ms empezando en el límite de época. En una conmutación, la porción siguiente de longitud de símbolo de la salida de alimentación directa correspondiente se convierte en el código corto. Cuando la unidad de abonado (SU) necesita usar un código corto particular, espera hasta el primer límite de 3 ms de la época siguiente y almacena la salida de porción siguiente de longitud de símbolo de la sección de alimentación directa correspondiente. Esta debe ser usada como el código corto hasta la conmutación siguiente que ocurre 3 ms después.
Las señales representadas por estos códigos cortos son conocidas como pilotos de canales de acceso corto
(SAXPTs).
Transformación de canales lógicos en códigos de extensión
La relación exacta entre las secuencia de códigos de extensión y los canales lógicos de CDMA y las señales piloto es documentada en la Tabla 5a y la Tabla 5b. Los nombres de señales que terminal en "CH" corresponden a canales lógicos. Los nombres de señales que terminan en "PT" corresponden a señales piloto, que son descritas con detalle a continuación.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
(Tabla pasa a página siguiente)
TABLA 5a
19 
\newpage
(Continuación)
21 
\newpage
(Continuación)
23
TABLA 5b
24 
\newpage
(Continuación)
25
Para códigos globales, los valores de simientes para el registro de desplazamiento de 36 bits son elegidos para evitar usar el mismo código, o cualquier desplazamiento cíclico del mismo código, dentro de la misma área geográfica para impedir la ambigüedad o la interferencia perjudicial. Ningún código asignado es igual a, o un desplazamiento cíclico de, un código global.
Señales piloto
Las señales piloto son usadas para sincronización, recuperación de fase de portadora y para estimar la respuesta a impulsos del radiocanal.
La RCS 104 transmite una referencia de portadora piloto de enlace directo como una secuencia de código piloto complejo para proporcionar referencia de tiempo y fase para todas las SUs 111, 112, 115, 117 y 118 en su área de servicio. El nivel de potencia de la señal piloto global (GLPT) es fijado para proporcionar cobertura adecuada en toda el área de servicio de la RCS, cuya área depende del tamaño de la célula. Con una sola señal piloto en el enlace directo, es despreciable la reducción en la capacidad del sistema debido a la energía de piloto.
Cada una de las SUs 111, 112, 115, 117 y 118 transmite una referencia de portadora piloto como una secuencia de código de extensión piloto modulado en cuadratura (de valor complejo) para proporcionar una referencia de tiempo y fase a la RCS para el enlace inverso. La señal piloto transmitida por la SU de una realización de la invención es 6 dB inferior que la potencia del canal de tráfico del servicio telefónico antiguo (POTS) de 32 kb/s. El canal de piloto inverso está sometido a control automático de potencia (APC). El piloto de enlace inverso asociado con una conexión particular es denominado el piloto antiguo (ASPT). Además, hay señales piloto asociadas con canales de acceso. Estas son denominadas los pilotos de canales de acceso largo (LAXPTs). Pilotos de canales de acceso corto (SAXPTs) también están asociados con los canales de acceso y son usados para adquisición de códigos de extensión y aumento en rampa de potencia inicial.
Todas las señales piloto son formadas a partir de códigos complejos, como se define a continuación:
Piloto global (directo) = {C_{2} \oplusC*) + j. ( C_{3} \oplusC*)} \cdot {(1) + j. (0)}
{código complejo} \cdot {portadora}
Las señales piloto complejas son contraídas por multiplicación por códigos de extensión conjugados: {(C_{2} \oplusC*)*j.
(C_{3} \oplusC*)}. En contraste, los canales de tráfico (TRCH) son de la forma:
TRCH_{n} (directo/inverso) = {C_{k} \oplusC*) + j (C_{l} \oplusC*)} \cdot {(\pm1) + j (\pm1)}
{códigos complejos} \cdot {símbolo de datos}
que forman así una constelación dispuesta en \frac{\pi}{4} radianes con respecto a las constelaciones de señales piloto.
La constelación de piloto global (GLPT) es mostrada en la Figura 3a y la constelación de canales de tráfico TRCH_{n} es mostrada en la Figura 3b.
Asignación de canales lógicos del canal de radiodifusión rápida (FBCH), el canal de radiodifusión lenta (SBCH) y los canales de tráfico
El FBCH es un canal de enlace directo global usado para radiodifundir información dinámica sobre la disponibilidad de servicios y canales de acceso (AXCHs). Los mensajes son enviados continuamente por este canal y cada mensaje dura 1 ms aproximadamente. El mensaje de FBCH es de 16 bits de longitud, repetido continuamente, y es alineado en época. El FBCH es formateado como se define en la Tabla 6.
TABLA 6
26
Para el FBCH, el bit 0 es transmitido primero. Como se usa en la Tabla 6, una luz de tráfico corresponde a un canal de acceso (AXCH) e indica si el canal de acceso particular está en uso actualmente (una roja) o no está en uso (una verde). Un "1" lógico indica que la luz de tráfico es verde y un "0" lógico indica que la luz de tráfico es roja. Los valores de los bits de luces de tráfico pueden cambiar de un octeto a otro, y cada mensaje de 16 bits contiene bits indicadores de servicios distintos que describen los tipos de servicios que están disponibles para los AXCHs.
Una realización de la presente invención usa bits indicadores de servicios como sigue para indicar la disponibilidad de servicios o canales de acceso (AXCHs). Los bits indicadores de servicios {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} tomados conjuntamente pueden ser un número binario sin signo, con el bit 4 como el bit más significativo y el bit 15 como el bit menos significativo. Cada incremento de tipo servicio tiene una medida nominal asociada de la capacidad requerida, y el FBCH radiodifunde continuamente la capacidad disponible. Esta es cambiada de escala para tener un valor máximo equivalente al incremento máximo de servicio único posible. Cuando una SU requiere un servicio nuevo o un incremento en el número de portadores, compara la capacidad requerida con la indicada por el FBCH y después se considera bloqueada si la capacidad no está disponible. El FBCH y los canales de tráfico son alineados con
la época.
Las tramas de información de radiodifusión lenta contienen información del sistema u otra información general que está disponible para todas las unidades de abonado (SUs) y las tramas de información de buscapersonas contienen información sobre solicitudes de llamada para SUs particulares. Las tramas de información de radiodifusión lenta y las tramas de información de buscapersonas son multiplexadas conjuntamente en un solo canal lógico que forma el canal de radiodifusión lenta (SBCH). Como se definió previamente, la época de código es una secuencia de 2987720 chips teniendo una duración de época que es una función de la frecuencia de chips definida en la Tabla 7 siguiente. Para facilitar el ahorro de energía, el canal es dividido en N ciclos "desactivados" y cada ciclo es subdividido en M segmentos de tiempo, que son de 19 ms de longitud, excepto para la anchura de banda de 10,5 MHz que tiene segmentos de tiempo de 18 ms.
TABLA 7
27 
\vskip1.000000\baselineskip
El segmento nº 1 de tiempo de ciclo desactivado es usado siempre para información de radiodifusión lenta. Los segmentos de tiempo nº 2 a nº M-1 son usados para grupos de buscapersonas a no ser que se inserte información de radiodifusión lenta. El modelo de ciclos y segmentos de tiempo en una realización de la presente invención funciona continuamente a 16 kb/s.
Dentro de cada ciclo desactivado, la unidad de abonado (SU) enciende el receptor y readquiere el código piloto. Después, consigue el enganche de portadora con una precisión suficiente para desmodulación y descodificación de Viterbi satisfactorias. El tiempo de estabilización para conseguir el enganche de portadora puede tener una duración de hasta 3 segmentos de tiempo. Por ejemplo, una SU asignada al segmento nº 7 de tiempo enciende el receptor al comienzo del segmento nº 4 de tiempo. Habiendo supervisado su segmento de tiempo, la SU habrá reconocido su dirección de buscapersonas e iniciado una solicitud de acceso, o habrá fallado en reconocer su dirección de buscapersonas en cuyo caso vuelve al modo desactivado. La Tabla 8 muestra los ciclos de servicio para las anchuras de banda diferentes, suponiendo una duración de activación de 3 segmentos de tiempo.
TABLA 8
28 
\vskip1.000000\baselineskip
Rastreo de código de extensión y detección por filtro equilibrado adaptable en canales de trayectos múltiples Rastreo de código de extensión
Se describen tres métodos de rastreo de código de extensión de CDMA, en ambientes de desvanecimiento por trayectos múltiples, que rastrean la fase de código de una señal recibida de espectro extendido de trayectos múltiples. El primero es el circuito rastreador de técnica anterior que rastrea simplemente la fase de código de extensión con el valor máximo de señal de salida del detector, el segundo es un circuito rastreador que rastrea el valor de mediana de la fase de código del grupo de señales de trayectos múltiples, y el tercero es el circuito rastreador de centroide que rastrea la fase de código de una media optimizada ponderada en media cuadrática mínima de los componentes de señales de trayectos múltiples. Lo siguiente describe los algoritmos mediante los cuales es rastreada la fase de código de extensión de la señal recibida de CDMA.
Un circuito rastreador tiene características operativas que revelan la relación entre el error de tiempo y la tensión de control que excita un oscilador controlado por tensión (VCO) de un circuito rastreador de fase de código de extensión. Cuando hay un error de temporización positivo, el circuito rastreador genera una tensión negativa de control para compensar el error de temporización. Cuando hay un error de temporización negativo, el circuito rastreador genera una tensión positiva de control para compensar el error de temporización. Cuando el circuito rastreador genera un valor cero, este valor corresponde al ajuste perfecto de tiempo denominado el "punto de enganche". La Figura 3c muestra el circuito rastreador básico. La señal r(t) recibida es aplicada a un filtro equilibrado 301 que correlaciona r(t) con una secuencia c(t) de código local generada por el generador 303 de código. La señal x(t) de salida del filtro equilibrado es muestreada en el circuito 302 de muestreo para producir las muestras x[nT] y x[nT + T/2]. Las muestras x[nT] y
x[nT + T/2] son usadas por un circuito rastreador 304 para determinar si es correcta la fase del código c(t) de extensión del generador 303 de código. El circuito rastreador 304 produce una señal e(t) de error como una entrada al generador 303 de código. El generador 303 de código usa esta señal e(t) como una señal de entrada para ajustar la fase de código que genera.
En un sistema CDMA, la señal transmitida por el usuario de referencia es escrita en la representación de paso bajo como
(7)s(t) = \sum\limits_{k = - \infty}^{\infty}c_{k}P_{Tc}(t - kT_{c})
donde c_{k} representa los coeficientes de código de extensión, P_{Tc}(t) representa la forma de onda de chips de código de extensión, y T_{c} es la duración de chip. Suponiendo que el usuario de referencia no está transmitiendo datos de modo que sólo el código de extensión modula la portadora. Refiriéndose a la Figura 3c, la señal recibida es
(8)r(t) = \sum\limits_{i = 1}^{M}a_{i} s (t - \tau_{i})
Aquí, a_{i} es debido al efecto de desvanecimiento del canal de trayectos múltiples en el trayecto i-simo y \tau_{i} es el retardo aleatorio de tiempo asociado con el mismo trayecto. El receptor pasa la señal recibida a través de un filtro equilibrado que es realizado como un receptor de correlación y es descrito después. Esta operación es efectuada en dos pasos: primero, la señal es pasada a través de un filtro equilibrado de chips y es muestreada para recuperar los valores de chips de código de extensión, y después esta secuencia de chips es correlacionada con la secuencia de código generada localmente.
La Figura 3c muestra el filtro 301 equilibrado de chips, adaptado a la forma de onda P_{Tc}(t) de chips, y el circuito 302 de muestreo. Idealmente, la señal x(t) en el terminal del filtro equilibrado de chips es
(9)x(t) = \sum\limits_{i = k}^{M} \ \sum\limits_{k = - \infty}^{\infty} a_{i}c_{k}g(t - \tau_{i} - kT_{c})
donde
(10)g(t) = P_{Tc}(t)*h_{R}(t)
Aquí, h_{R}(t) es la respuesta a impulsos del filtro equilibrado de chips y | * | indica convolución. El orden de las sumas puede reescribirse como
(11)x(t) = \sum\limits_{k = -\infty}^{\infty} c_{k}f(t - kT_{c})
donde
(12)f(t) = \sum\limits_{i = 1}^{M} a_{i}g(t - k\tau_{i})
En el canal de trayectos múltiples descrito anteriormente, el circuito de muestreo muestrea la señal de salida del filtro equilibrado para producir x(nT) en los puntos de nivel máximo de potencia de g(t). En la práctica, sin embargo, la forma de onda g(t) es distorsionada fuertemente debido al efecto de la recepción de señales de trayectos múltiples y no está disponible un ajuste perfecto de tiempo de la señales.
Cuando la distorsión de trayectos múltiples en el canal es despreciable y está disponible una estimación perfecta de la temporización, o sea, a_{1} = 1, \tau_{1} = 0, y a_{i} = 0, i = 2,...,M, la señal recibida es r(t)=s(t). Entonces, con este modelo de canal ideal, la salida del filtro equilibrado de chips resulta
(13)x(t) = \sum\limits_{k = -\infty}^{\infty}c_{k}g(t - kT_{c})
Cuando hay desvanecimiento de trayectos múltiples, sin embargo, la forma de onda recibida de valores de chips de código de extensión es distorsionada y tiene un número de máximos locales que pueden cambiar de un intervalo de muestreo a otro dependiendo de las características del canal.
Para canales de desvanecimiento de trayectos múltiples con características de canales rápidamente cambiantes, no es práctico intentar localizar el máximo de la forma de onda f(t) en cada intervalo de período de chips. En cambio, una referencia de tiempo puede ser obtenida de las característica de f(t) que no pueden cambiar tan rápidamente. Se describen tres métodos de rastreo basados en características diferentes de f(t).
Método de rastreo de código de extensión de técnica anterior
Los métodos de rastreo de técnica anterior incluyen un circuito de rastreo de código en el que el receptor intenta determinar la temporización del valor máximo de salida del filtro equilibrado de la forma de onda de chips y muestrea la señal consiguientemente. Sin embargo, en canales de desvanecimiento de trayectos múltiples, la forma de onda de código contraído del receptor puede tener un número de máximos locales, especialmente en un entorno móvil. En lo siguiente, f(t) representa la forma de onda de señal recibida de los chips de código de extensión convolucionada con la respuesta a impulsos del canal. La característica de respuesta de frecuencia de f(t) y el máximo de esta característica pueden cambiar bastante rápidamente, haciendo imposible rastrear el máximo de f(t).
Defínase \tau como la estimación de tiempo que el circuito de rastreo calcula durante un intervalo de muestreo particular. Asimismo, defínase la función de error siguiente.
29
Los circuitos de rastreo de la técnica anterior calculan un valor de la señal de entrada que hace mínimo el error \epsilon. Se puede escribir
\vskip1.000000\baselineskip
290 
\vskip1.000000\baselineskip
Suponiendo que f(\tau) tiene una forma lisa en los valores dados, el valor de \tau para el que f(\tau) es máxima hace mínimo el error \epsilon, así que el circuito rastreador rastrea el punto máximo de f(t).
Método de rastreo de valor ponderado de mediana
El método de rastreo ponderado de mediana de una realización de la presente invención hace mínimo el error ponderado absoluto definido como
(16)\varepsilon = \int_{ - \infty}^{\infty} \ | \ t - \tau \ | \ f(t)dt
Este método de rastreo calcula el valor de señal de "mediana" de f(t) recogiendo información de todos los trayectos, donde f(\tau) es como en la ecuación 12. En un entorno de desvanecimiento de trayectos múltiples, la forma de onda f(t) puede tener máximos locales múltiples pero sólo una mediana.
Para hacer mínimo e, la derivada de la ecuación (16) es calculada con respecto a \tau y el resultado es igualado a cero, lo que proporciona
(17)\int_{- \infty}^{\tau} f(t)dt = \int_{\tau}^{\infty}f(t)dt
El valor de \tau que satisface (17) es denominado la "mediana" de f(t). Por tanto, el método de rastreo de mediana de la presente realización rastrea la mediana de f(t). La Figura 4 muestra una realización del circuito rastreador basada en hacer mínimo el error ponderado absoluto definido anteriormente. La señal x(t) y su versión x(t + T/2) desplazada en medio chip son muestreadas por el convertidor analógico/digital (A/D) 401 a una frecuencia 1/T. La ecuación siguiente determina la característica operativa del circuito en la Figura 4:
(18)\varepsilon(\tau) = \sum\limits_{n = 1}^{2L} \ | \ (\tau-nT/2) \ | \ - \ | \ f(\tau + nT/2) \ |
Rastrear la mediana de un grupo de señales de trayectos múltiples mantiene la energía recibida de los componentes de señales de trayectos múltiples sustancialmente igual en los lados adelantado y retrasado del punto de mediana de la fase c_{n} correcta de código de extensión generado localmente. El circuito rastreador consiste en un convertidor analógico/digital 401 que muestrea una señal x(t) de entrada para formar las muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en medio chip están agrupadas alternativamente en muestras pares denominadas un conjunto adelantado de muestras x(nT + \tau) y muestras impares denominadas un conjunto atrasado de muestras x(nT + (T/2) + \tau). El primer filtro 402 equilibrado adaptable de serie de correlación multiplica cada muestra adelantada por las fases c(n + 1), c(n + 2),..., c(n + L) de código de extensión, donde L es pequeño comparado con la longitud de código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre las señales de trayectos múltiples más adelantada y más atrasada. La salida de cada correlacionador es aplicada a una primera serie 404 respectiva de suma y vaciado (\Sigma/\Delta). Las magnitudes de los valores de salida de las L sumas y vaciados son calculadas en el calculador 406 y sumadas después en el sumador 408 para proporcionar un valor de salida proporcional a la energía de señal en las señales anticipadas de trayectos múltiples. De modo similar, un segundo filtro 403 equilibrado adaptable de serie de correlación opera sobre las muestras atrasadas, usando las fases de código c(n - 1), c(n - 2), ..., c(n - L), y cada señal de salida es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado en un integrador 405. Las magnitudes de las L señales de salida de suma y vaciado son calculadas en el calculador 407 y sumadas después en el sumador 409 para proporcionar un valor de la energía de señales atrasadas de trayectos múltiples. Finalmente, el sustractor 410 calcula la diferencia y produce la señal \epsilon(t) de error de los valores de energía de señales adelantadas y atrasadas.
El circuito rastreador ajusta por medio de la señal \epsilon(\tau) de error las fases c(t) de código generadas localmente para causar que la diferencia entre los valores adelantados y atrasados tienda hacia 0.
Método de rastreo de centroide
El circuito óptimo rastreador de código de extensión de una realización de la presente invención es denominado el circuito de rastreo ponderado cuadrado (o centroide). Definiendo \tau para indicar la estimación de tiempo que calcula el circuito rastreador, basado en alguna característica de f(t), el circuito de rastreo de centroide reduce al mínimo el error ponderado cuadrado definido como
(19)\varepsilon = \int_{- \infty}^{\infty} \ | \ t - \tau \ |^{2}f(t)dt
Esta función dentro de la integral tiene una forma cuadrática que tiene un mínimo único. El valor de \tau que hace mínimo \epsilon puede ser hallado calculando la derivada de la ecuación anterior con respecto a \tau e igualando a cero, lo que proporciona
(20)\int_{- \infty}^{\infty}(-2t + 2\tau)f(t)dt = 0
Por tanto, el valor de \tau que satisface la ecuación (21)
(21)\tau - \frac{1}{\beta} \int_{- \infty}^{\infty} tf(t)dt = 0
es la estimación de temporización que calcula el circuito rastreador, donde \beta es un valor constante.
Basada en estas observaciones, en la Figura 5a se muestra una realización de un circuito rastreador ejemplar que hace mínimo el error ponderado cuadrado. La ecuación siguiente determina la señal \epsilon(\tau) de error del circuito de rastreo de centroide:
(22)\varepsilon(\tau) = \sum\limits_{n = 1}^{2L} n[ \ | \ f(\tau - nT/2) \ | \ - \ | \ f(\tau + nT/2) \ | \ ] = 0
el valor que satisface \epsilon(\tau)=0 es la estimación perfecta de la temporización.
Las energías de señales adelantadas y atrasadas de trayectos múltiples a cada lado del punto de centroide son iguales. El circuito de rastreo de centroide mostrado en la Figura 5a consiste en un convertidor analógico/digital (A/D) 501 que muestrea una señal x(t) de entrada para formar las muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en medio chip son agrupadas alternativamente como un conjunto adelantado de muestras x(nT + \tau) y un conjunto atrasado de muestras x(nT + (T/2) + \tau). El primer filtro 502 equilibrado adaptable de serie de correlación multiplica cada muestra adelantada y cada muestra atrasada por las fases positivas c(n + 1), c(n + 2), ..., c(n + L) de código de extensión, donde L es pequeño comparado con la longitud de código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre la señal más adelantada y la señal más atrasada de trayectos múltiples. La señal de salida de cada correlacionador es aplicada a uno respectivo de los L circuitos de suma y vaciado (\Sigma/\Delta) de la primera serie 504 de suma y vaciado. El valor de magnitud de cada circuito de suma y vaciado de la serie 504 de suma y vaciado es calculado por el calculador respectivo en la serie 506 de calculadores y aplicado a un amplificador de ponderación correspondiente de la primera serie 508 de ponderación. La señal de salida de cada amplificador de ponderación representa la energía de señal ponderada en una señal de componentes de trayectos múlti-
ples.
Los valores de energía de señales adelantadas ponderadas de trayectos múltiples son sumados en el sumador 510 de muestras para proporcionar un valor de salida proporcional a la energía de señal en el grupo de señales de trayectos múltiples correspondientes a fases de código positivas que son las señales adelantadas de trayectos múltiples. De modo similar, un segundo filtro 503 equilibrado adaptable de serie de correlación funciona sobre las señales adelantadas y atrasadas usando las fases negativas c(n - 1), c(n - 2), ..., c(n - L) de código de extensión; cada señal de salida es suministrada a un circuito respectivo de suma y vaciado del integrador discreto 505. Los valores de magnitud de las L señales de salida de suma y vaciado son calculados por el calculador respectivo de la serie 507 de calculadores y después ponderados en la serie 509 de ponderación. Los valores de energía de señales atrasadas ponderadas de trayectos múltiples son sumados en el sumador 511 de muestras para suministrar un valor de energía para el grupo de señales de trayectos múltiples correspondientes a las fases de código negativas que son las señales atrasadas de trayectos múltiples. Finalmente, el sumador 512 calcula la diferencia de los valores de energía de señales adelantadas y atrasadas para producir el valor \epsilon(\tau) de muestra de error.
El circuito rastreador de la Figura 5a produce la señal \epsilon(\tau) de error que es usada para ajustar la fase c(nT) de código generado localmente para mantener igual la energía media ponderada en los grupos de señales adelantadas y atrasadas de trayectos múltiples. La realización mostrada usa valores de ponderación que aumentan a medida que aumenta la distancia desde el centroide. La energía de señal en las señales más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples es probablemente menor que los valores de señales de trayectos múltiples cerca del centroide. Por consiguiente, la diferencia calculada por el sumador 512 es más sensible a las variaciones en retardo de las señales más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples.
Detector cuadrático para rastreo
En la nueva realización del método de rastreo, el circuito rastreador ajusta la fase de muestreo para que sea "óptima" y robusta para trayectos múltiples. Supóngase que f(t) representa la forma de onda de señal recibida como en la ecuación 12 anterior. El método particular para optimizar empieza con un bucle enganchado en retardo con una señal \epsilon(\tau) de error que excita el bucle. La función \epsilon(\tau) debe tener sólo un cero en \tau = \tau_{0} donde \tau_{0} es óptimo. La forma óptima para \epsilon(\tau) tiene la forma canónica:
(23)\varepsilon(\tau) = \int\limits_{- \infty}^{\infty}w(t,\tau) \ | \ f(t) \ |^{2}dt
donde w(t,\tau) es una función de ponderación que relaciona f(t) con el error \epsilon(\tau), y también vale la relación indicada por la ecuación (24)
(24)\varepsilon(\tau + \tau_{0}) = \int\limits_{- \infty}^{\infty}w(t,\tau + \tau_{0}) \ | \ f(t) \ |^{2}dt
De la ecuación (24) se deduce que w(t,\tau) es equivalente a w(t-\tau). Considerando la pendiente M de la señal de error en la proximidad de un punto \tau_{0} de enganche:
(25)M = \frac{d\varepsilon(\tau)}{d\tau} \ |_{\tau_{0}}= - \int\limits_{-\infty}^{\infty} w'(t-\tau_{0})g(t)dt
donde w'(t,\tau) es la derivada de w(t,\tau) con respecto a \tau, y g(t) es la media de | f(t) |^{2}.
El error \epsilon(\tau) tiene una parte determinista y una parte de ruido. Supóngase que z indica el componente de ruido en \epsilon(\tau), entonces | z |^{2} es la potencia media de ruido en la función \epsilon(\tau) de error. Por consiguiente, el circuito rastreador óptico hace máxima la relación.
(26)F = \frac{M^{2}}{ \ | \ z \ |^{2}}
Ahora se describe la realización del detector cuadrático. El valor e de error discreto de una señal \epsilon(\tau) de error es generado realizando la operación
(27)e = y^{T} By
donde el vector y representa los componentes yi de señal recibida, i = 0,1, ..., L - 1, como se muestra en la Figura 5b. La matriz B es una matriz de L por L y los elementos son determinados calculando valores tales que se hace máxima la relación F de la ecuación (26).
El detector cuadrático antes descrito puede ser usado para realizar el sistema de rastreo de centroide descrito anteriormente con referencia a la Figura 5a. Para esta realización, el vector y es la señal de salida de los circuitos 504 de suma y vaciado: y = {f(\tau-LT), f(\tau-LT + T/2), f(\tau-(L - 1)T), \bullet\bullet\bullet f(\tau), f(\tau + T/2), f(\tau + T), \bullet\bullet\bullet f(\tau+LT)}, y la matriz B se expone en la Tabla 9
TABLA 9 Matriz B para forma cuadrática del sistema de rastreo de centroide
30
Determinar el valor mínimo de L necesario
El valor de L en la sección anterior determina el número mínimo de correlacionadores y elementos de suma y vaciado. L es elegido lo más pequeño posible sin comprometer la funcionalidad del circuito rastreador.
La característica de trayectos múltiples del canal es tal que la forma de onda f(t) de chips recibida está extendida sobre QT_{c} segundos, o los componentes de trayectos múltiples ocupan un período de tiempo de Q chips de duración. El valor de L elegido es L = Q. Q se halla midiendo las características particulares de transmisión de canal de RF para determinar el retardo de propagación de las señales de componentes más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples. QT_{c} es la diferencia entre los tiempos de llegada de los componentes más adelantados y más atrasados de trayectos múltiples a un receptor.
Correlacionador vectorial adaptable
Una realización de la presente invención usa un correlacionador vectorial adaptable (AVC) para estimar la respuesta a impulsos del canal y obtener un valor de referencia para combinación coherente de los componentes recibidos de señales de trayectos múltiples. La realización descrita emplea un conjunto de correlacionadores para estimar la respuesta compleja de canal que afecta a cada componente de trayectos múltiples. Este método es denominado la combinación de relación máxima.
Refiriéndose a la Figura 6, la señal x(t) de entrada al sistema incluye ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos múltiples de los canales de mensajes, ruido térmico y señales de trayectos múltiples de la señal piloto. La señal es suministrada al correlacionador vectorial adaptable (AVC) 601 que, en la realización ejemplar, incluye unos medios contractivos 602, medios 604 de estimación de canal para estimar la respuesta de canal, medios 603 de corrección para corregir una señal para efectos de la respuesta de canal, y el sumador 605. Los medios contractivos 602 del correlacionador vectorial adaptable (AVC) están compuestos por correlacionadores múltiples de código, con correlacionador usando una fase diferente del código piloto c(t) suministrado por el generador 608 de código piloto. La señal de salida de estos medios contractivos corresponde a un nivel de potencia de ruido si el código piloto local de los medios contractivos no está en fase con la señal de código de entrada. Alternativamente, corresponde a un nivel de potencia de señal piloto recibida más el nivel de potencia de ruido si las fases del código piloto de entrada y del código piloto generado localmente son iguales. La señales de salida de los correlacionadores de los medios contractivos son corregidas respecto a la respuesta de canal por los medios 603 de corrección y son aplicadas al sumador 605 que recoge toda la potencia de señal piloto de trayectos múltiples. Los medios 604 de estimación de respuesta de canal reciben la señal piloto combinada y las señales de salida de los medios contractivos 602 y suministran una señal w(t) de estimación de respuesta de canal a los medios 603 de corrección de correlacionador vectorial adaptable (AVC), y la señal w(t) de estimación también está disponible para el filtro equilibrado adaptable (AMF) descrito después. La señal de salida de los medios contractivos 602 también es suministrada a los medios 606 de decisión de adquisición que deciden, basados en un algoritmo particular tal como un ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT), si los niveles de salida presentes de los circuitos contractivos corresponden a la sincronización del código generado localmente con la fase deseada de código de entrada. Si el detector no halla sincronización, entonces los medios de decisión de adquisición envían una señal a(t) de control al generador 608 de código piloto local para desplazar su fase en uno o más períodos de chip. Cuando se encuentra la sincronización, los medios de decisión de adquisición informan al circuito rastreador 607 que consigue y mantiene una sincronización estrecha entre las secuencia de códigos recibido y generado localmente.
En la Figura 7 se muestra una realización ejemplar del AVC de piloto usado para contraer el código de extensión piloto. La realización descrita supone que la señal x(t) de entrada ha sido muestreada con período T de muestreo para formar las muestras x(nT + \tau), y está compuesta por ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos múltiples de canales de mensajes, ruido térmico y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal x(nT + \tau) es aplicada a L correlacionadores, donde L es el número de fases de código sobre las que existe incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada correlacionador 701, 702, 703 comprende un multiplicador 704, 705, 706, que multiplica la señal de entrada por una fase particular de la señal c((n + i)T) de código de extensión piloto, y circuitos de suma y vaciado (\Sigma/D) 708, 709, 710. La señal de salida de cada multiplicador 704, 705, 706 es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado 708, 709, 710 para efectuar la integración discreta. Antes de sumar la energía de señales contenida en las salidas de los correlacionadores, el AVC compensa la respuesta de canal y la rotación de fase de portadora de las diferentes señales de trayectos múltiples. Cada salida de cada circuito de suma y vaciado 708, 709, 710 es multiplicada por un fasor de desrotación [conjugada compleja de ep(nT)] procedente del bucle digital 721 de enganche de fase (DPLL) por el multiplicador respectivo 714, 715, 716 para tener en cuenta la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora. El filtro equilibrado adaptable (AMF) de rastrillo (rake) de piloto calcula los factores wk de ponderación, k = 1, ..., L, para cada señal de trayectos múltiples pasando la salida de cada multiplicador 714, 715, 716 a través de un filtro de paso bajo 711, 712, 713. Cada señal contraída de trayectos múltiples es multiplicada por su factor de ponderación correspondiente en un multiplicador respectivo 717, 718, 719. Las señales de salida de los multiplicadores 717, 718, 719 son sumadas en un sumador maestro 720, y la señal p(nT) de salida del acumulador 720 consta de las señales piloto contraídas combinadas de trayectos múltiples en ruido. La señal p(nT) de salida también es introducida en el bucle digital 721 de enganche de fase (DPLL) para producir la señal ep(nT) de error para rastreo de la fase de portadora.
Las Figuras 8a y 8b muestran realizaciones alternativas del correlacionador vectorial adaptable (AVC) que pueden ser usadas para detección y combinación de componentes de señales de trayectos múltiples. Los AVCs de señales de mensajes de las Figuras 8a y 8b usan los factores de ponderación producidos por el AVC de piloto para corregir las señales de trayectos múltiples de datos de mensajes. La señal c(nT) de código de extensión es la secuencia de código de extensión usada por un canal de mensaje particular y es sincrónica con la señal de código de extensión piloto. El valor L es el número de correlacionadores en el circuito de AVC.
El circuito de la Figura 8a calcula la variable Z de decisión que es dada por
Z = w_{1}\sum\limits_{i = 1}^{N}x(iT + \tau)c(iT) + w_{2}\sum\limits_{i = 1}^{N} x (iT + \tau)c((i + 1)T)
(28)+ \bullet\bullet\bullet + w_{L}\sum\limits_{i = 1}^{L} x (iT + \tau) + c((i + L)T)
donde N es el número de chips en la ventana de correlación. De modo equivalente, la estadística de decisión es dada por
Z = x(T + \tau)\sum\limits_{i = 1}^{L} w_{1}c(iT) + x (2T + \tau)\sum\limits_{i = 1}^{L} w_{2}c((i + 1)T)
(29) + \bullet\bullet\bullet + x (NT + \tau)\sum\limits_{i = 1}^{L}w_{N}c((i + N)T)
= \sum\limits_{k = 1}^{N} x (kT - \tau)\sum\limits_{i = 1}^{L}w_{k} c((i + k - 1)T)
En la Figura 8b se muestra la realización alternativa que resulta de la ecuación (29).
Refiriéndose a la Figura 8a, la señal x(t) de entrada es muestreada para formar x(nT + \tau), y está compuesta por ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos múltiples de canales de mensajes, ruido térmico y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal x(nT + \tau) es aplicada a L correlacionadores, donde L es el número de fases de código sobre las que existe la incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada correlacionador 801, 802, 803 comprende un multiplicador 804, 805, 806 que multiplica la señal de entrada por una fase particular de la señal de código de extensión de canal de mensaje, y un circuito respectivo de suma y vaciado (\Sigma/D) 808, 809, 810. La señal de salida de cada multiplicador 804, 805, 806 es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado 808, 809, 810 que realiza la integración discreta. Antes de sumar la energía de señales contenida en las señales de salida de los correlacionadores, el AVC compensa las diferentes señales de trayectos múltiples. Cada señal contraída de trayectos múltiples y su factor de ponderación correspondiente, que es obtenido del factor de ponderación correspondiente de trayectos múltiples del AVC de piloto, son multiplicados en un multiplicador respectivo 817, 818, 819. Las señales de salida de los multiplicadores 817, 818, 819 son sumadas en un sumador maestro 820, y la señal Z(nT) de salida del acumulador 820 consta de niveles muestreados de una señal contraída de mensaje en ruido.
La realización alternativa de la invención incluye una implementación nueva del circuito contractivo de AVC para los canales de mensajes que realiza la suma y vaciado para cada componente de señal de trayectos múltiples simultáneamente. La ventaja de este circuito es que sólo es necesario un circuito de suma y vaciado y un sumador. Refiriéndose a la Figura 8b, el generador 830 de secuencia de código de mensaje suministra una secuencia de código de mensaje al registro 831 de desplazamiento de longitud L. La señal de salida de cada registro 832, 833, 834, 35 del registro 831 de desplazamiento corresponde a la secuencia de código de mensaje desplazada en fase en un chip. El valor de salida de cada registro 832, 833, 834, 835 es multiplicado en los multiplicadores 836, 837, 838, 839 por el factor w_{k} de ponderación correspondiente, k = 1, ..., L, obtenido del AVC de piloto. Las señales de salida de los L multiplicadores 836, 837, 838, 839 son sumadas por el circuito sumador 840. La señal de salida del circuito sumador y la señal x(nT + \tau) de entrada del receptor son multiplicadas después en el multiplicador 841 e integradas por el circuito 842 de suma y vaciado (\Sigma/D) para producir la señal z(nT) de mensaje.
En la Figura 8c se muestra una tercera realización del correlacionador vectorial adaptable (AVC). La realización mostrada usa la estadística de media cuadrática mínima para implementar el correlacionador vectorial y determina los factores de desrotación para cada componente de trayectos múltiples procedente de la señal recibida de trayectos múltiples. El AVC de la Figura 8c es similar a la implementación ejemplar del AVC de piloto usado para contraer el código de extensión piloto, mostrada en la Figura 7. El bucle digital 721 enganchado en fase es sustituido por el bucle 850 enganchado en fase que tiene el oscilador 851 controlado por tensión, el filtro 852 en bucle, el limitador 853 y el separador 854 de componente imaginario. La diferencia entre la señal dos de salida contraída corregida y una señal de salida contraída ideal es suministrada por el sumador 855, y la señal de diferencia es un valor ide de error contraído que es usado además por los circuitos de desrotación para compensar los errores en los factores de desrotación.
En un entorno de señal de trayectos múltiples, la energía de señal de un símbolo transmitido está extendida sobre los componentes de señal de trayectos múltiples. La ventaja de la adición de señales de trayectos múltiples es que una porción sustancial de la energía de señal es recuperada en una señal de salida del AVC. Por consiguiente, un circuito de detección tiene una señal de entrada procedente del AVC con una relación señal/ruido mayor y así puede detectar la presencia de un símbolo con una tasa menor de errores de bits. Además, medir la salida del AVC es una buena indicación de la potencia de transmisión del transmisor, y una buena medida del ruido de interferencia del sistema.
Filtro equilibrado adaptable
Una realización de la invención actual incluye un filtro equilibrado adaptable (AMF) para combinar óptimamente los componentes de señal de trayectos múltiples en una señal recibida de mensaje de espectro extendido. El AMF es una línea de retardo con derivaciones que contiene valores desplazados de la señal de mensaje muestreada y combina estos después de corregir la respuesta de canal. La corrección de la respuesta de canal es efectuada usando la estimación de respuesta de canal calculada en el AVC que opera sobre la señal de secuencia piloto. La señal de salida del AMF es la combinación de los componentes de trayectos múltiples que son sumados para proporcionar un valor máximo. Esta combinación corrige la distorsión de recepción de señal de trayectos múltiples. Los diversos circuitos de contracción de mensaje operan sobre esta señal combinada de componentes de trayectos múltiples procedente del AMF.
La Figura 8d muestra una realización ejemplar del AMF. La señal muestreada procedente del convertidor analógico/digital (A/D) 870 es aplicada a la línea 872 de retardo de L etapas. Cada etapa de esta línea 872 de retardo contiene la señal correspondiente a un componente diferente de señal de trayectos múltiples. La corrección de la respuesta de canal es aplicada a cada componente retardado de señal multiplicando el componente en el multiplicador respectivo de la serie 874 de multiplicadores por el factor de ponderación respectivo w_{1}, w_{2}, ..., w_{L} procedente del AVC correspondiente al componente retardado de señal. Todos los componentes ponderados de señal son sumados en el sumador 876 para proporcionar la señal y(t) combinada de componentes de trayectos múltiples.
La señal y(t) combinada de componentes de trayectos múltiples no incluye la corrección debida a la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora. La corrección de la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora es efectuada en y(t) multiplicando y(t) por la corrección de fase y frecuencia de portadora (fasor de desrotación) en el multiplicador 878. La corrección de fase y frecuencia es producida por el AVC como se describió previamente. La Figura 8d muestra la corrección como siendo aplicada antes de los circuitos 880 de contracción, pero realizaciones alternativas de la invención pueden aplicar la corrección después de los circuitos de contracción.
Método para reducir el tiempo de readquisición con ubicación virtual
Una consecuencia de determinar la diferencia en fase de código entre la secuencia de código piloto generada localmente y una secuencia recibida de código de extensión es que puede ser calculado un valor aproximado de la distancia entre la estación base y una unidad de abonado (SU). Si la SU tiene una posición relativamente fija con respecto a la RCS de la estación base, la incertidumbre de la fase de código de extensión recibido es reducida para intentos subsiguientes en la readquisición por la SU o la RCS. El tiempo necesario para que la estación base adquiera la señal de acceso de una SU que ha sido "descolgada" contribuye al retardo entre la SU que se descuelga y la recepción de un tono de marcar procedente de la Red Telefónica Conmutada Pública (PSTN). Para sistemas que requieren un retardo corto, tal como 150 ms para tono de marcar después de que se detecta la situación de descolgado, es deseable un método que reduzca el tiempo de adquisición y establecimiento de canal portador. Una realización de la presente invención usa un método tal para reducir la readquisición mediante el uso de ubicación virtual.
La RCS adquiere la señal CDMA de la unidad de abonado (SU) buscando sólo las fases de código recibido correspondientes al retardo máximo de programación del sistema particular. En otras palabras, la RCS supone que todas las SUs están a una distancia fija predeterminada de la RCS. La primera vez que la SU establece un canal con la RCS, el modelo de búsqueda normal es efectuado por la RCS para adquirir el canal de acceso. El método normal empieza buscando las fases de código correspondientes al retardo posible máximo y gradualmente ajusta la búsqueda a las fases de código con el retardo posible mínimo. Sin embargo, después de la adquisición inicial, la SU puede calcular el retardo entre la RCS y la SU midiendo la diferencia de tiempo entre enviar un mensaje corto de acceso a la RCS y recibir un mensaje de acuse de recibo, y usando el canal recibido de piloto global como una referencia de temporización. La SU también puede recibir el valor de retardo haciendo que la RCS calcule la diferencia de retardos de ida y vuelta a partir de la diferencia de fases de códigos entre el código piloto global generado en la RCS y la secuencia piloto asignada recibida procedente de la SU, y enviando después a la SU el valor por un canal de control predeterminado. Una vez que el retardo de ida y vuelta es conocido por la SU, la SU puede ajustar la fase de código de las secuencias piloto asignada generada localmente y de código de extensión sumando el retardo requerido para hacer que la SU aparezca para la RCS que está a la distancia fija predeterminada de la RCS. Aunque el método se explica para el retardo máximo, puede usarse un retardo correspondiente a cualquier ubicación predeterminada en el sistema.
Una segunda ventaja del método para reducir la readquisición por ubicación virtual es que puede conseguirse un ahorro en el uso de energía de la SU. Obsérvese que una SU que está "apagada" o en un modo desactivado necesita empezar el proceso de adquisición de canal portador con un nivel bajo de potencia de transmisión y aumentar en rampa la potencia hasta que la RCS pueda recibir su señal para hacer mínima la interferencia con otros usuarios. Como el tiempo de readquisición subsiguiente es más corto y como la ubicación de SU es relativamente fija con relación a la RCS, la SU puede aumentar en rampa la potencia de transmisión más rápidamente porque la SU esperará un período más corto de tiempo antes de incrementar la potencia de transmisión. La SU espera un período más corto porque conoce, dentro de un margen pequeño de error, cuando debería recibir una respuesta de la RCS si la RCS ha adquirido la señal de SU.
Sistema de comunicación de espectro extendido Estación de portadoras de radio(RCS)
La estación de portadoras de radio(RCS) de la presente invención actúa como una interfaz central entre la SU y el elemento remoto de red de control de procesamiento, tal como una unidad de distribución de radio (RDU). La interfaz con la RDU de la presente realización sigue la norma G.704 y una interfaz según una versión modificada de la norma DECT V5.1, pero la presente invención puede soportar cualquier interfaz que pueda intercambiar canales de tráfico y control de llamada. La RCS recibe canales de información procedentes de la RDU incluyendo datos de control de llamadas y datos de canales de tráfico tales como, pero no limitados a, ADPCM de 32 kb/s, PCM de 64 kb/s e ISDN así como datos de configuración y mantenimiento del sistema. La RCS también termina los canales portadores de interfaz de radio CDMA con SUs, cuyos canales incluyen tanto datos de control como datos de canales de tráfico. En respuesta a los datos de control de llamadas procedentes de la RDU o de una SU, la RCS asigna canales de tráfico a canales portadores por el enlace de comunicación de RF y establece una conexión de comunicación entre la SU y la red telefónica a través de una RDU.
Como se muestra en la Figura 9, la RCS recibe datos de información de mensajes y control de llamadas dentro de los multiplexores 905, 906 y 907 por las líneas de interfaz 901, 902 y 903. Aunque se muestra el formato E1, otros formatos de telecomunicación similares pueden ser soportados de la misma manera que se describe después. Los multiplexores mostrados en la Figura 9 pueden ser implementados usando circuitos similares al mostrado en la Figura 10. El multiplexor mostrado en la Figura 10 incluye el generador 1001 de señales de reloj del sistema que consta de osciladores enganchados en fase (no mostrados) que generan señales de reloj para el enlace común 1002 de PCM de línea (que forma parte del enlace común 910 de PCM), y el bus de alta velocidad (HSB) 970; y el controlador 1010 de multiplexor que sincroniza el reloj 1001 del sistema con la línea 1004 de interfaz. Se considera que los osciladores enganchados en fase pueden suministrar señales de temporización para la RCS en ausencia de sincronización con una línea. La interfaz 1011 de línea de multiplexor separa los datos de control de llamadas de los datos de información de mensajes. Refiriéndose a la Figura 9, cada multiplexor proporciona una conexión con el controlador de acceso inalámbrico (WAC) 920 a través del enlace común 910 de PCM. El controlador 1010 de multiplexor también supervisa la presencia de tonos diferentes presentes en la señal de información por medio del detector 1030 de tonos.
Adicionalmente, el controlador 1010 de multiplexor suministra localmente la señalización de red de canales D de ISDN a la RDU. La interfaz 1011 de línea de multiplexor, tal como una FALC 54 (Frame and Line Interface Component = componente de interfaz de bastidor y línea), incluye una interfaz E1 1012 que consta de un par de conexión de transmisión (no mostrado) y un par de conexión de recepción (no mostrado) del multiplexor conectado a la RDU o equipo conmutador ISDN de central telefónica pública (CO) a la frecuencia de datos de 2,048 Mb/s. Los pares de conexión de transmisión y recepción están conectados a la interfaz E1 1012 que convierte los pares codificados diferenciales de transmisión/recepción de tres niveles en niveles para uso por al formador 1015 de tramas. La interfaz 1011 de línea usa bucles enganchados en fase internos (no mostrados) para producir señales de reloj de 2,048 MHz y 4,096 MHz obtenidos de la interfaz E1 así como un impulso de sincronización de trama de 8 kHz. La interfaz de línea puede funcionar en el modo de reloj maestro o de reloj subordinado. Aunque la realización ejemplar se muestra usando una interfaz E1, se considera que pueden usarse otros tipos de líneas telefónicas que transportan llamadas múltiples, por ejemplo, líneas T1 o líneas que interconectan con una central telefónica privada (PBX).
El formador 1015 de tramas de interfaz de línea forma en tramas los flujos de datos identificando los modelos de formación de tramas en el canal 1 (segmento 0 de tiempo) de la línea entrante, e inserta y extrae bits de servicio, genera/comprueba la información de calidad de servicio de línea.
Mientras una señal E1 válida aparece en la interfaz E1 1012, la FALC 54 recupera una señal de reloj PCM de 2,048 MHz procedente de la línea E1. Esta señal de reloj, por vía del reloj 1001 del sistema, es usada en todo el sistema como una señal de reloj de enlace común de PCM. Si la línea E1 falla, la FALC 54 continúa suministrando una señal de reloj PCM obtenida de una señal o(t) de oscilador conectada a la entrada de sincronización (no mostrada) de la FALC 54. Este reloj de PCM sirve al sistema de RCS hasta que otro multiplexor con una línea E1 operativa asume la responsabilidad de generar las señales de reloj del sistema.
El formador 1015 de tramas genera un impulso de sincronización de trama recibida que, a su vez, puede ser usado para activar la interfaz 1016 de PCM para transferir datos al enlace común 1002 de PCM de línea y al interior del sistema de RCS para uso por otros elementos. Como todas las líneas E1 son sincronizadas en tramas, todos los enlaces comunes de PCM de línea también son sincronizados en tramas. A partir de este impulso de sincronización PCM de 8 kHz, el generador 1001 de señales de reloj de sistema del multiplexor usa un bucle enganchado en fase (no mostrado) para sintetizar el reloj de seudo-ruido x 2 [por ejemplo, 15,96 MHz (W_{0}(t)]. La frecuencia de esta señal de reloj es diferente para anchuras de banda diferentes de transmisión, como se describió en la Tabla 7.
El multiplexor incluye un controlador 1010 de multiplexor, tal como un controlador de comunicaciones integrado cuádruple de 25 MHz, que contiene un microprocesador 1020, la memoria 1021 de programa y el multiplexor por división de tiempo (TDM) 1022. El TDM 1022 está acoplado para recibir la señal suministrada por el formador 1015 de tramas y extrae la información situada en los segmentos de tiempo 0 y 16. La información extraída gobierna como el controlador 1010 de multiplexor procesa el enlace de datos de protocolo D de acceso de enlace (LAPD). Los mensajes de modificación de portadores y control de llamadas, tales como los definidos como mensajes de capas de la red V5.1, son pasados al controlador de acceso inalámbrico (WAC) o usados localmente por el controlador 1010 de multi-
plexor.
El enlace común 1002 de PCM de línea de RCS está conectado a, y se origina en, el formador 1015 de tramas a través de la interfaz 1016 de PCM, y comprende un flujo de datos de 2,048 MHz en ambas direcciones de transmisión y recepción. La RCS también contiene un bus de alta velocidad (HSB) 970 que es el enlace de comunicación entre los multiplexores (MUX), el WAC y las unidades de interfaz de módems (MIUs). El HSB 970 soporta una frecuencia de datos, por ejemplo, de 100 Mb/s. Cada uno de los MUX, WAC y MIU accede al bus de alta velocidad (HSB) usando arbitraje. La RCS de la presente invención también puede incluir varios multiplexores (MUXs) requiriendo que una placa sea un "maestro" y el resto "subordinados".
Refiriéndose a la Figura 9, el controlador de acceso inalámbrico (WAC) 920 es el controlador del sistema de RCS que gestiona las funciones de control de llamadas y la interconexión de flujos de datos entre los MUXs 905, 906, 907 y la MIUs 931, 932, 933. El WAC 920 también controla y supervisa otros elementos de RCS tales como el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940, la unidad de radiofrecuencia (RF) 950 y los amplificadores 960 de potencia. Como se muestra en la Figura 11, el WAC 920 asigna canales portadores a los módems en cada MIU 931, 932, 933 y asigna los datos de mensajes POR el enlace común 910 de PCM de línea, procedentes de los MUXs 905, 906, 907, a los módems en las MIUs 931, 932, 933. Esta asignación es efectuada a través del enlace común 911 de PCM del sistema por medio de un intercambio de segmentos de tiempo en el WAC 920. Si más de un WAC está presente con fines de redundancia, el WAC determina la relación maestro-subordinado con un segundo WAC. El WAC 920 también genera mensajes e información de buscapersonas en respuesta a señales de control de llamadas procedentes de los multiplexores (MUXs), 905, 906, 907 recibidas de un procesador remoto tal como una unidad de distribución de radio (RDU); genera datos de radiodifusión que son transmitidos al módem maestro 934 de MIU; y controla la generación por el módem maestro (MM) 934 de MIU de la secuencia de código de extensión piloto de sistema global. El WAC 920 también está conectado a un gestor de red (Network Manager: NM) 980 externo para acceso de un técnico especialista o usuario.
Refiriéndose a la Figura 11, el WAC incluye un intercambiador de segmentos de tiempo (TSI) 1101 que transfiere información desde un segmento de tiempo, en un enlace común de PCM de línea o enlace común de PCM de sistema, a otro segmento de tiempo en el mismo o diferente enlace común de PCM de línea o enlace común de PCM de sistema. El TSI 1101 está conectado al controlador 1111 de WAC de la Figura 11 que controla la asignación o transferencia de información desde un segmento de tiempo a otro segmento de tiempo y almacena esta información en la memoria 1120. La realización ejemplar de la invención tiene cuatro enlaces comunes de PCM 1102, 1103, 1104, 1105 conectados al TSI. El WAC también está conectado al HSB 970, a través del cual el WAC comunica con un segundo WAC (no mostrado), con los MUXs y con las MIUs.
Refiriéndose a la Figura 11, el WAC 920 incluye un controlador 1111 de WAC que emplea, por ejemplo, un microprocesador 1112, tal como un Motorola MC 68040, y un procesador 1113 de comunicaciones, tal como el procesador de comunicaciones Motorola MC68360 QUICC, y un oscilador de reloj 1114 que recibe una señal wo(t) de señal de sincronización de reloj desde el generador de señales de reloj del sistema. El generador de señales de reloj está situado en un multiplexor (no mostrado) para suministrar temporización al controlador 1111 de WAC. El controlador 1111 de WAC también incluye la memoria 1120 incluyendo una memoria flash 1121 de sólo lectura programable (PROM) y una memoria estática de escritura-lectura (SRAM) 1122. La memoria flash PROM 1121 contiene el código de programa para el controlador 1111 de WAC, y es reprogramable para programas nuevos de soporte lógico descargados desde una fuente externa. La memoria SRAM 1122 está provista para contener los datos temporales escritos en, y leídos de, la memoria 1120 por el controlador 1111 de WAC.
Un bus 912 de baja velocidad está conectado al WAC 920 para transferir señales de control y estatus entre el transmisor/receptor 950 de RF, el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940, la unidad 950 de RF y el amplificador 960 de potencia, como se muestra en la Figura 9. Las señales de control son enviadas desde el WAC 920 para habilitar o inhabilitar los transmisores/receptor 950 de RF o el amplificador 950 de potencia, y las señales de estatus son enviadas desde los transmisores/receptor 950 de RF o el amplificador 950 de potencia para supervisar la presencia de un estado de fallo.
Refiriéndose a la Figura 9, la RCS ejemplar contiene al menos una MIU 931 que es mostrada en la Figura 12 y descrita ahora con detalle. La MIU de la realización ejemplar incluye seis módems CDMA pero la invención no está limitada a este número de módems. La MIU incluye un enlace común 1201 de PCM del sistema conectado a cada uno de los módems CDMA 1210,1211, 1212, 1215 a través de una interfaz 1220 de PCM, un bus 1221 de canal de control conectado al controlador 1230 de MIU y a cada uno de los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, un generador (CLK) 1231 de señales de reloj de MIU y un combinador 1232 de salidas de módems. La MIU suministra a la RCS las funciones siguientes: el controlador de MIU recibe instrucciones de asignación de canales CDMA desde el WAC y asigna un módem a una señal de información de usuario que es aplicada a la interfaz de líneas del MUX y un módem para recibir el canal CDMA desde la SU; también combina los datos de módem de transmisión CDMA para cada uno de los módems CDMA de la MIU; multiplexa los datos de mensajes de transmisión CDMA para cada uno de los módems CDMA de MIU; multiplexa los datos de mensajes de transmisión en fase (I) y en cuadratura (Q) procedentes de los módems CDMA para transmisión al VDC; recibe datos de mensajes analógicos de recepción en fase (I) y en cuadratura (Q) desde el VDC; distribuye los datos I y Q a los módems CDMA; transmite y recibe datos digitales de control automático de ganancia (AGC); distribuye los datos de control automático de ganancia (AGC) a los módems CDMA; y envía información de estatus y mantenimiento de placas de la MIU al WAC 920.
El controlador 1230 de MIU de la realización ejemplar de la presente invención contiene un microprocesador 1240 de comunicación, tal como el procesador MC68360 "QUICC", e incluye una memoria 1242 que tiene una memoria flash PROM 1243 y una memoria SRAM 1244. La memoria flash PROM 1243 es provista para contener el código de programa para los microprocesadores 1240, y la memoria 1243 es descargable y reprogramable para soportar nuevas versiones de programa. La memoria SRAM 1244 es provista para contener el espacio de datos temporales precisado por el microprocesador MC68360 1240 cuando el controlador 1230 de MIU lee o escribe datos en memoria.
El circuito CLK 1231 de la MIU suministra una señal de temporización al controlador 1230 de MIU y también suministra una señal de temporización a los módems CDMA. El circuito CLK 1231 de MIU recibe y es sincronizado con la señal wo(t) de reloj del sistema. El generador 1231 de señales de reloj del controlador también recibe y sincroniza con la señal pn(t) de reloj de código de extensión que es distribuida a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 desde el multiplexor (MUX).
La RCS de la presente realización incluye un módem 1210 de sistema contenido en una MIU. El módem 1210 de sistema incluye un circuito extensor de radiodifusión (no mostrado) y un generador de piloto (no mostrado). El módem 1210 de radiodifusión suministra la información de radiodifusión usada por el sistema ejemplar, y los datos de mensajes de radiodifusión son transferidos desde el controlador 1230 de MIU al módem 1210 de sistema. El módem de sistema también incluye cuatro módems adicionales (no mostrados) que son usados para transmitir las señales CT1 a CT4 y AX1 a AX4. El módem 1210 de sistema suministra señales no ponderadas de datos de mensajes de radiodifusión en fase (i) y en cuadratura (Q) que son aplicadas al VDC. El VDC suma la señal de datos de mensajes de radiodifusión a los datos de transmisión de módems CDMA de MIU de todos los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, y la señal piloto global.
El generador de piloto (PG) 1250 suministra la señal piloto global que es usada por la presente invención, y la señal piloto global es suministrada a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 por el controlador 1230 de MIU. Sin embargo, otras realizaciones de la presente invención no requieren que el controlador de MIU genere la señal piloto global sino que incluyen una señal piloto global generada por cualquier forma de generador de secuencia de código CDMA. En la realización descrita de la invención, la señal piloto global no ponderada en fase (I) y en cuadratura (Q) también es enviada al VDC donde se la asigna una ponderación, y es sumada a los datos de transmisión de módems CDMA de MIU y a la señal de datos de mensajes de radiodifusión.
La temporización del sistema en la RCS es obtenida de la interfaz E1. Hay cuatro multiplexores en la RCS, tres de los cuales (905, 906 y 907) son mostrados en la Figura 9. Dos multiplexores están situados en cada chasis. Uno de los dos multiplexores en cada chasis es designado como el maestro y uno de los maestros es designado como el maestro del sistema. El multiplexor que es el maestro del sistema obtiene una señal de reloj PCM de 2,048 MHz de la interfaz E1 usando un bucle enganchado en fase (no mostrado). A su vez, el multiplexor maestro del sistema divide la señal de reloj PCM de 2.048 MHz en frecuencia por 16 para obtener una señal de reloj de referencia de 128 kHz. La señal de reloj de referencia de 128 kHz es distribuida desde el multiplexor que es el maestro del sistema a todos los demás multiplexores. A su vez, cada multiplexor multiplica la señal de reloj de referencia de 128 kHz en frecuencia para sintetizar la señal de reloj del sistema que tiene una frecuencia que es el doble que la frecuencia de la señal de reloj de seudo-ruido. El multiplexor también divide la señal de reloj de 128 kHz en frecuencia por 16 para generar la señal de sincronización de tramas de 8 kHz que es distribuida a las unidades de interfaz de módems (MIUs). La señal de reloj del sistema para la realización ejemplar tiene una frecuencia de 11,648 MHz para un canal CDMA de anchura de banda de 7 MHz. Cada multiplexor también divide la señal de reloj del sistema en frecuencia por 2 para obtener la señal de reloj de seudo-ruido y divide además la señal de reloj de seudo-ruido en frecuencia por 29.877.120 (la longitud de secuencia de seudo-ruido) para generar la señal de sincronización de seudo-ruido que indica los límites de épocas. La señal de sincronización de seudo-ruido procedente del multiplexor maestro del sistema también es distribuida a todos los multiplexores para mantener la alineación de fase de las señales de reloj generadas internamente para cada multiplexor. La señal de sincronización de seudo-ruido y la señal de sincronización de tramas están alineadas. Los dos multiplexores que son designados como los multiplexores maestros para cada chasis distribuyen después tanto la señal de reloj del sistema como la señal de reloj de seudo-ruido a las MIUs y al VDC.
La interfaz 1220 de enlace común PCM conecta el enlace común 911 PCM del sistema con cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215. El controlador de WAC transmite información de control de módems, incluyendo señales de control de mensajes de tráfico para cada señal respectiva de información de usuario, al controlador 1230 de MIU a través del HSB 970. Cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 recibe una señal de control de mensajes de tráfico, que incluye información de señalización, desde el controlador 1111 de MIU. Las señales de control de mensajes de tráfico también incluyen información de control de llamadas e información de secuencias de código de extensión y de código de contracción.
La MIU también incluye el combinador 1232 de datos de transmisión que suma los datos ponderados de transmisión de módems CDMA incluyendo los datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) procedentes de los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 en la MIU. Los datos de transmisión de módems en fase (I) son sumados separadamente de los datos de transmisión de módems en cuadratura (Q). La señal combinada de salida de datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) del combinador 1232 de datos de transmisión es aplicada al multiplexor 1233 I y de Q que crea un solo canal de mensajes de transmisión CDMA compuesto por los datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) multiplexados en un flujo de datos digitales.
El circuito 1234 de entrada de datos de receptor (RDI) recibe los datos diferenciales analógicos I y Q desde el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940 mostrado en la Figura 9 y distribuye datos diferenciales analógicos I y Q a cada uno de los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la MIU. El circuito 1235 de distribución de control automático de ganancia (AGC) recibe la señal de datos de control automático de ganancia (AGC) procedente del VDC y distribuye los datos de AGC a cada uno de los módems CDMA de la MIU. El circuito TRL (traffic lights) 1233 recibe la información de luces de tráfico y distribuye de modo similar los datos de luces de tráfico a cada uno de los módems 1210, 1211, 1212, 1215.
Módem de acceso múltiple por división de código (CDMA)
El módem CDMA se encarga de la generación de secuencias de códigos de extensión CDMA y de la sincronización entre el transmisor y el receptor. También proporciona cuatro canales dúplex (TR0, TR1, TR2, TR3) programables en 64, 32, 16 y 8 kilosímbolos/s cada uno, para extensión y transmisión en un nivel específico de potencia. El módem CDMA mide la intensidad de señal recibida para permitir el control automático de potencia (APC), genera y transmite señales piloto, y codifica y descodifica usando la señal para corrección de errores de reenvío (FEC). El módem en una unidad de abonado (SU) también realiza la formación de impulsos de código de extensión de transmisor usando un filtro de respuesta finita a impulsos (FIR). El módem CDMA también es usado por la SU y, en la discusión siguiente, las características que sólo son usadas por la SU son señaladas claramente. Las frecuencias operativas del módem CDMA son dadas en la Tabla 10.
TABLA 10
31
Cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la Figura 12, y como se muestra en la Figura 13, está compuesto por una sección transmisora 1301 y una sección receptora 1302. En el módem CDMA también está incluido un centro 1303 de control que recibe mensajes CNTRL de control desde el sistema externo. Estos mensajes son usados, por ejemplo, para asignar códigos de extensión particulares, activar la extensión y contracción o asignar frecuencias de transmisión. Además, el módem CDMA tiene unos medios 1304 generadores de códigos usados para generar los diversos códigos de extensión o contracción usados por el módem CDMA. La sección transmisora 1301 es para transmitir la información de entrada y la señales de control de entrada m_{i}(t), i = 1,2, ..., I, como señales sc_{j}(t) de información de usuario procesadas, de espectro extendido, j = 1,2, ..., J. La sección transmisora 1301 recibe el código piloto global desde el generador 1304 de códigos que es controlado por los medios 1303 de control. Las señales de información de usuario procesadas, de espectro extendido son sumadas finalmente a otras señales procesadas similares y transmitidas como canales CDMA por el enlace directo de mensajes de RF de CDMA, por ejemplo a las unidades de abonado (SUs). La sección receptora 1302 recibe canales CDMA como r(t) y contrae y recupera la información de usuario y las señales de control rc_{k}(t), k = 1,2, ..., K, transmitidas por el enlace inverso de mensajes de RF de CDMA, por ejemplo a la RCS desde las SUs.
Sección transmisora de módem de acceso múltiple por división de código (CDMA)
Refiriéndose a la Figura 14, los medios 1304 generadores de códigos incluyen la lógica 1401 de control de temporización de transmisión y el generador 1402 de seudo-ruido de códigos de extensión, y la sección transmisora 1301 incluye el receptor de señales de entrada de módems (MISR) 1410, los codificadores de convolución 1411, 1412, 1413, 1414, los circuitos extensores 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 y el combinador 1430. La sección transmisora 1301 recibe los canales MENSAJE de datos de mensajes, codifica por convolución cada canal de datos de mensajes en el codificador de convolución respectivo 1411, 1412, 1413, 1414, modula los datos con secuencia aleatoria de código de extensión en el circuito extensor respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 y combina los datos modulados procedentes de todos los canales, incluyendo el código piloto recibido desde el generador de códigos en la realización descrita, en el combinador 1430 para generar los componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) para transmisión de RF. La sección transmisora 1301 de la presente realización soporta cuatro canales programables (TR0, TR1, TR2, TR3) de 64, 32, 16, 8 kb/s. Los datos de canales de mensajes son una señal multiplexada en tiempo recibida desde el enlace común 1201 de PCM a través de la interfaz 1220 de PCM e introducida en el MISR 1410.
La Figura 15 es un esquema de bloques de un receptor de señales de entrada de módems (MISR) 1410 ejemplar. Para la realización ejemplar de la presente invención, un contador es dispuesto por la señal MPCM SYNC de sincronización de tramas de 8 kHz y es incrementado por la señal MPCMCLK de 2,048 MHz procedente del circuito 1401 de temporización. La salida del contador es comparada por el comparador 1502 con los valores TRCFG correspondientes a la ubicación cronológica de segmentos para los datos de canales de mensajes TR0, TR1, TR2, TR3; y los valores TRCFG son recibidos desde el controlador 1230 de MIU en la señal MCTRL. El comparador envía la señal de cuenta a los registros 1505, 1506, 1507 y 1508 que temporiza los datos de canales de mensajes al interior de las memorias intermedias 1510, 1511, 1512, 1513 usando la señal de temporización TXPCNCLK obtenida del reloj de sistema. Los datos de mensajes son suministrados desde la señal MSGDAT procedente de la señal MENSAJE de enlace común PCM cuando son activas las señales habilitadoras TR0EN, TR1EN,TR2EN y TR3EN procedentes de la lógica 1401 de control de temporización. En realizaciones adicionales, MENSAJE también puede incluir señales que habilitan los registros dependiendo de una frecuencia de cifrado o frecuencia de datos. Si la salida del contador es igual a una de las direcciones de ubicación de canales, los datos especificados de mensajes de transmisión en los registros 1505, 1506, 1507, 1508 son introducidos en los codificadores de convolución 1411, 1412, 1413, 1414 mostrados en la Figura 14.
El codificador de convolución permite el uso de técnicas de corrección de errores de reenvío (FEC) que son bien conocidas en la técnica. Las técnicas de FEC dependen de introducir redundancia en la generación de datos en forma codificada. Los datos codificados son transmitidos y la redundancia en los datos permite que el dispositivo descodificador de receptor detecte y corrija los errores. Una realización de la presente invención emplea codificación de convolución. Bits adicionales de datos son añadidos a los datos en el proceso de codificación y son el campo suplementario de codificación. La razón de codificación es expresada como la relación de los bits de datos transmitidos a los bits totales (datos de código + datos redundantes) transmitidos y es denominada la razón "R" del código.
Los códigos de convolución son códigos donde cada bit de código es generado por la convolución de cada bit nuevo no codificado con un número de bits codificados previamente. El número total de bits usados en el proceso de codificación es denominado como la longitud "K" de constricción del código. En la codificación de convolución, los datos son temporizados al interior de un registro de desplazamiento de K bits de longitud de modo que un bit entrante es temporizado al interior del registro, y él y los K-1 bits existentes son codificados por convolución para crear un símbolo nuevo. El proceso de convolución consiste en crear un símbolo compuesto por una suma de módulo 2 de un cierto modelo de bits disponibles, incluyendo siempre el primer bit y el último bit en al menos uno de los símbolos.
La Figura 16 muestra el esquema de bloques de un codificador de convolución de K = 7, R = 1/2, adecuado para uso como el codificador 1411 mostrado en la Figura 14. Este circuito codifica el canal TR0 como es usado en una realización de la presente invención. El registro 1601 de siete bits con las etapas Q1 a Q7 usa la señal TXPNCLK para temporizar de entrada los datos de TR0 cuando la señal TR0EN es afirmada. Cada uno de los valores de salida de las etapas Q1, Q2, Q3, Q4, Q6 y Q7 es combinado usando lógica O exclusiva (XOR) 1602, 1603 para producir datos respectivos de FEC de canales I y Q para las señales FECTR0DI y FECTR0DQ de canal TR0.
Dos flujos de símbolos de salida FECTR0DI y FECTR0DQ son generados. El flujo de símbolos FECTR0DI es generado por la lógico O exclusiva (XOR) 1602 de las salidas del registro de desplazamiento correspondientes a los bits 6, 5, 4, 3 y 0 (171 octal) y es designado como el componente "I" en fase de los datos de canal de mensaje de transmisión. El flujo de símbolos FECTR0DQ es generado igualmente por la lógica O exclusiva (XOR)1603 de las salidas del registro de desplazamiento correspondientes a los bits 6, 4, 3, 1 y 0 (133 octal) y es designado como componente "Q" en cuadratura de los datos de canal de mensaje de transmisión. Dos símbolos son transmitidos para representar un bit codificado único, creando la redundancia necesaria para permitir que la corrección de errores tenga lugar en el extremo receptor.
Refiriéndose a la Figura 14, la señal de reloj habilitadora de desplazamiento para los datos de canal de mensaje de transmisión es generada por la lógica 140 de temporización de control. Los datos de salida de canal de mensaje de transmisión codificados por convolución para cada canal son aplicados al circuito extensor respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 que multiplica los datos de canal de mensaje de transmisión por su secuencia preasignada de código de extensión procedente del generador 1402 de códigos. Esta secuencia de código de extensión es generada por el control 1303 como se describió previamente, y es denominada una secuencia aleatoria de firma de seudo-ruido (código de seudo-ruido).
La señal de salida de cada circuito extensor 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 es un canal de datos de transmisión extendidos. El funcionamiento del circuito extensor es como sigue: la extensión de la salida (I + jQ) de canal multiplicada por una secuencia aleatoria (PNI + jPNQ) produce que la componente I en fase del resultado esté compuesta por (I O exclusiva PNI) y (- Q exclusiva PNQ). El componente Q en cuadratura del resultado es (Q 0 exclusiva PNI) y (I O exclusiva PNQ). Como no hay entrada de datos de canal a la lógica de canal de piloto (I = 1, valores de Q son prohibidos), la señal de salida extendida para canales de piloto produce las secuencias respectivas PNI para el componente I y PNQ para el componente Q.
El combinador 1430 recibe los canales de datos de transmisión extendidos en fase (I) y en cuadratura (Q) y combina los canales en una señal de datos de transmisión de módem en fase (I) (TXIDAT) y una señal de datos de transmisión de módem en cuadratura (Q) (TXQDAT). Los datos de transmisión extendidos en fase (I) y los datos de transmisión extendidos en cuadratura (Q) son sumados separadamente.
Para una unidad de abonado (SU), la sección transmisora 1301 de módem CDMA incluye los filtros de respuesta finita a impulsos (FIR) para recibir los canales I y Q procedentes del combinador para proporcionar formación de impulsos, control espectral próximo y corrección de x/sen(x) para la señal transmitida. Filtros FIIR separados pero idénticos reciben los flujos de datos de transmisión extendidos I y Q a la frecuencia de chips, y la señal de salida de cada uno de los filtro está al doble de la frecuencia de chips. Los filtros FIR ejemplares son filtros simétricos pares de 28 tomas que sobremuestrean (interpolan) por 2. El sobremuestreo ocurre antes de la filtración, de modo que 28 tomas se refiere a 28 tomas al doble de la frecuencia de chips, y el sobremuestreo es efectuado disponiendo un cero en una muestra si y otra no. Los coeficientes ejemplares son mostrados en la Tabla 11.
TABLA 11
32 
\vskip1.000000\baselineskip
Sección receptora de módem de acceso múltiple por división de código (CDMA)
Refiriéndose a las Figuras 9 y 12, el receptor 950 de RF de la presente realización acepta los canales CDMA I y Q de entrada analógica, que son transmitidos a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, a través de las MIUs 931, 932, 933, desde el VDC 940. Estas señales de canales CDMA en fase (I) y en cuadratura (Q) son muestreadas por la sección receptora 1302 de módem CDMA (mostrada en la Figura 13) y convertidas en señales digitales de mensajes de recepción en fase (I) y en cuadratura (Q) usando un convertidor analógico/digital (A/D) 1730 mostrado en la Figura 17. La frecuencia de muestreo del convertidor A/D de la realización ejemplar de la presente invención es equivalente a la frecuencia de código de contracción. Las señales digitales de mensajes de recepción I y Q son contraídas después con correlacionadores usando seis secuencias diferentes de códigos de extensión complejos correspondientes a las secuencias de códigos de contracción de los cuatro canales (TR0, TR1, TR2, TR3), a la información de APC y al código piloto.
La sincronización de tiempo del receptor con la señal recibida es separada en dos fases; hay una fase de adquisición inicial y después una fase de rastreo después de que la temporización de señal ha sido adquirida. La adquisición inicial es efectuada desplazando la fase de la secuencia de código piloto generada localmente con respecto a la señal recibida y comparando la salida del circuito contractivo de piloto con un umbral. El método usado es denominado búsqueda secuencial. Dos umbrales (emparejar y rechazar) son calculados a partir del circuito contractivo auxiliar. Una vez que la señal es adquirida, el proceso de búsqueda es detenido y empieza el proceso de rastreo. El proceso de rastreo mantiene el generador 1304 de códigos (mostrado en las Figuras 13 y 17), usado por el receptor, en sincronización con la señal entrante. El bucle de rastreo usado es el bucle enganchado en retardo (DLL) y es realizado en los bloques 1701 de adquisición y rastreo y 1702 de IPM (Incremental Phase Modulation = modulación de fase por incrementos) de la Figura 17.
En la Figura 13, el controlador 1303 de módem implementa el bucle enganchado en fase (PLL) como un algoritmo de soporte lógico en la lógica 1724 de bucle enganchado en fase de soporte lógico (SW PLL) de la Figura 17 que calcula el desplazamiento de fase y frecuencia en la señal recibida con respecto a la señal transmitida. Los desplazamientos de fase calculados son usados para deshacer el giro de los desplazamientos de fase en los bloques de giro y combinación 1718, 1719, 1720, 1721 de las señales de datos de trayectos múltiples para combinación a fin de producir las señales de salida correspondientes a los canales receptores TR0', TR1', TR2', TR3'. Después, los datos son descodificados según Viterbi en los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 para eliminar la codificación por convolución en cada uno de los canales de mensajes recibidos.
La Figura 17 indica que el generador 1304 de códigos suministra las secuencias de códigos Pn_{i}(t), i = 1,2, ..., I, usadas por los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales receptores. Las secuencias de códigos generadas son temporizadas en respuesta a la señal SYNK de la señal de reloj del sistema y son determinadas por la señal CCNTRL procedente del controlador 1303 de módem mostrado en la Figura 13. Refiriéndose a la Figura 17, la sección receptora 1302 de módem CDMA incluye el filtro equilibrado adaptable (AMF) 1710, los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales, el correlacionador vectorial adaptable (AVC) 1711 de piloto, el AVC auxiliar 1712, los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716, la interfaz de salida de módem (MOI) 1717, la lógica de giro y combinación 1718, 1719, 1720, 1721, el generador 1722 de ponderaciones de AMF, y la lógica 1723 de estimación de cuantiles.
En otra realización de la invención, el receptor de módem CDMA también incluye un integrador de errores de bits para medir la tasa de errores de bits (BER) de canal y lógica de inserción de códigos inactivos entre los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 y la interfaz de salida de módem (MOI) 1717 para insertar códigos inactivos en el caso de pérdida de los datos de mensaje.
El filtro equilibrado adaptable (AMF) 1710 separa la interferencia de trayectos múltiples introducida por el canal aéreo. El AMF 1710 ejemplar usa un filtro FIR complejo de 11 etapas como se muestra en la Figura 18. Las señales de mensajes digitales I y Q recibidas son recibidas en el registro 1820 procedentes del convertidor A/D 1730 de la Figura 17 y son multiplicadas en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por las ponderaciones W1 a W11 de canales I y Q recibidas desde el generador 1722 de ponderaciones de AMF de la Figura 17. En la realización ejemplar, el convertidor A/D 1730 suministra los datos de señales de mensajes de recepción digitales I y Q como valores de complementos de 2, 6 bits para I y 6 bits para Q, que son temporizados a través de un registro de desplazamiento 1820 de 11 etapas en respuesta a la señal RXPNCLK de reloj de código de extensión de recepción. La señal RXPNCLK es generada por la sección 1401 de temporización de la lógica 1304 de generación de códigos. Cada etapa del registro de desplazamiento es derivada y multiplicada en complejo en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por valores de ponderación individuales (I de 6 bits y Q de 6 bits) para suministrar 11 productos ponderados en derivación que son sumados en el sumador 1830 y limitados a valores de I de 7 bits y Q de 7 bits.
La sección receptora 1302 de módem CDMA (mostrada en la Figura 13) proporciona los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales independientes (mostrados en la Figura 17) para contraer los canales de mensajes. La realización descrita contrae 7 canales de mensajes, aceptando cada circuito contractivo una señal de código de contracción de I de 1 bit por Q de 1 bit para realizar una correlación compleja de este código respecto a una entrada de datos de I de 8 bits por Q de 8 bits. Los 7 circuitos contractivos corresponden a los 7 canales: canal 0 de tráfico (TR0'), TR1', TR2', TR3', auxiliar (un canal de reserva), control automático de potencia (APC) y piloto (PLT).
El AVC 1711 de piloto mostrado en la Figura 19 recibe los valores PCI y PCQ de secuencias de códigos de extensión piloto en fase (I) y en cuadratura (Q) dentro del registro 1920 de desplazamiento en respuesta a la señal RXPNCLK de temporización, e incluye 11 circuitos contractivos individuales 1901 a 1911, cada uno correlacionando los datos digitales de señales de mensajes de recepción I y Q con una versión retardad en un chip de la misma secuencia de código piloto. Las señales OE1, OE2, ..., OE11 son usadas por el control 1303 para permitir la operación de contracción. Las señales de salida de los circuitos contractivos son combinadas en el combinador 1921 formando la señal DSPRDAT de correlación del AVC 1711 de piloto, que es recibida por la lógica 1701 de adquisición y rastreo (mostrada en la Figura 17), y finalmente por el controlador 1303 de módem (mostrado en la Figura 13). La lógica 1701 de adquisición y rastreo usa el valor de señal de correlación para determinar si el receptor local está sincronizado con su transmisor remoto.
El AVC auxiliar 1712 también recibe los datos digitales de señales de mensajes de recepción I y Q y, en la realización descrita, incluye cuatro circuitos contractivos distintos 2001, 2002, 2003, 2004 como se muestra en la Figura 20. Cada circuito contractivo recibe y correlaciona los datos digitales de mensajes de recepción I y Q con versiones retardadas de la misma secuencia de código de contracción PARI y PARQ que son suministradas por el generador 1304 de códigos, introducidas y contenidas en el registro 2020 de desplazamiento. Las señales de salida de los circuitos contractivos 2001, 2002, 2003, 2004 son combinadas en el combinador 2030 que suministra la señal ARDSPRDAT de correlación de ruido. La secuencia de código de extensión de AVC auxiliar no corresponde a ninguna secuencia de código de extensión de transmisión del sistema. La señales OE1, OE2, ..., OE4 son usadas por el control 1303 de módem para habilitar la operación de contracción. El AVC auxiliar 1712 suministra una señal ARDSPRDAT de correlación de ruido a partir de la cual estimaciones de cuantiles son calculadas por el calculador 1733 de cuantiles, y proporciona una medición del nivel de ruido a la lógica 1701 de adquisición y rastreo (mostrada en la Figura 17) y al controlador 1303 de módem (mostrado en la Figura 13).
Cada señal contraída de salida de canal correspondiente a los canales de mensajes recibidos TR0', TR1', TR2' y TR3' es introducida en un descodificador Viterbi correspondiente 1713, 1714, 1715, 1716, mostrados en la Figura 17, que realiza la corrección de errores de reenvío sobre los datos codificados por convolución. Los descodificadores Viterbi de la realización ejemplar tienen una longitud de constricción de K = 7 una razón de R = 1/2. Las señales de canales de mensajes contraídas descodificadas son transferidas desde el módem CDMA al enlace común 1201 de PCM a través de la interfaz de salida de módem (MOI) 1717. El funcionamiento de la MOI es esencialmente igual que el funcionamiento del receptor de señales de entrada de módem (MISR) de la sección transmisora 1301 (mostrada en la Figura 13) pero a la inversa.
La sección receptora 1302 de módem CDMA lleva a cabo varios algoritmos diferentes durante fases diferentes de la adquisición, rastreo y contracción de la señal de mensaje CDMA de recepción.
Cuando la señal recibida es perdida momentáneamente (o degradada fuertemente), el algoritmo de inserción de códigos inactivos inserta códigos inactivos en lugar de los datos de mensajes de recepción perdidos o degradados para impedir que el usuario oiga ráfagas de ruido fuerte en una comunicación de voz. Los códigos inactivos son enviados al MOI 1717 (mostrado en la Figura 17) en lugar de la señal de salida descodificada de canales de mensajes procedente de los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716. El código inactivo usado para cada canal de tráfico es programado por el controlador 1303 de módem escribiendo el modelo INACTIVO apropiado para la MOI, que en la presente realización es una palabra de 8 bits para un flujo de 64 kb/s, y una palabra de 4 bits para un flujo de 32 kb/s.
Algoritmos de módem para adquisición y rastreo de la señal piloto recibida.
Los algoritmos de adquisición y rastreo son usados por el receptor para determinar la fase de código aproximada de una señal recibida, sincronizar los circuitos contractivos locales de receptor de módem con la señal piloto entrante y rastrear la fase de la secuencia de código piloto generada localmente con la secuencia de código piloto recibida. Refiriéndose a las Figuras 13 y 17, los algoritmos son realizados por el controlador 1303 de módem que suministra señales de ajuste de reloj al generador 1304 de códigos. Estas señales de ajuste causan que el generador de códigos para los circuitos contractivos ajuste las secuencias de códigos generadas localmente en respuesta a los valores de salida medidos del rastrillo (rake) 1711 de piloto y a los valores de cuantiles procedentes de los calculadores 1723B de cuantiles. Los valores de cuantiles son estadísticas de ruido medidas a partir de los canales en fase y en cuadratura procedentes de los valores de salida del correlacionador vectorial auxiliar 1712 (mostrado en la Figura 17). La sincronización del receptor con la señal recibida es separada en dos fases: una fase de adquisición inicial y una fase de rastreo. La fase de adquisición inicial es efectuada temporizando la secuencia de código de extensión piloto generada localmente a una frecuencia mayor o menor que la frecuencia de código de extensión de la señal recibida, haciendo correr la secuencia de código de extensión piloto generada localmente y realizando el ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) sobre la salida del correlacionador vectorial 1711 de piloto. La fase de rastreo mantiene la secuencia de código piloto de extensión generada localmente en sincronización con la señal piloto entrante.
El algoritmo de adquisición en frío de la unidad de abonado (SU) es usado por el módem CDMA de SU cuando es encendida primero y, por tanto, no conoce la fase correcta de código de extensión piloto, o cuando una SU intenta readquirir la sincronización con la señal piloto entrante pero ha requerido un tiempo excesivo. El algoritmo de adquisición en frío es dividido en dos subfases. La primera subfase consiste en una búsqueda sobre el código de longitud 233415 usado por canal de radiodifusión rápida (FBCH). Una vez que es adquirida esta fase de subcódigo, el código piloto de longitud 233415x128 es conocido dentro de una ambigüedad de 128 fases posibles. La segunda subfase es una búsqueda de estas 128 fases posibles restantes. Para no perder la sincronización con el canal de radiodifusión rápida (FBCH), en la segunda fase de la búsqueda, es deseable oscilar entre el rastreo del código de FBCH e intentar la adquisición del código piloto.
La adquisición por la estación de portadoras de radio(RCS) del algoritmo de piloto de acceso corto (SAXPT) es usada por el módem CDMA de RCS para adquirir la señal de SAXPT de una SU. El algoritmo es un algoritmo de búsqueda rápida porque el SAXPT es una secuencia de código corta de longitud N, donde N = chips/símbolo, y varía de 45 a 195 dependiendo de la anchura de banda del sistema. La búsqueda realiza un ciclo a través de todas las fases posibles hasta que la adquisición es completa.
La adquisición por la RCS del algoritmo de piloto de acceso largo (LAXPT) empieza inmediatamente después de la adquisición de SAXPT. La fase de código de SU es conocida dentro de un múltiplo de una duración de símbolo, así que en la realización ejemplar de la invención puede haber 7 a 66 fases para búsqueda dentro del retardo de ida y vuelta desde la RCS. Este límite es un resultado de la señal piloto de SU siendo sincronizada con la señal piloto global de RCS.
El algoritmo de readquisición empieza cuando ocurre la pérdida de enganche de código (LOL). Un algoritmo de búsqueda Z es usado para acelerar el proceso sobre la hipótesis de que la fase de código no se ha desviado mucho de donde estaba la última vez que el sistema fue enganchado. La RCS usa una anchura máxima de las ventanas de búsqueda Z limitada por el retardo máximo de propagación de ida y vuelta.
El período de prerrastreo sigue inmediatamente a los algoritmos de adquisición o readquisición y precede inmediatamente al algoritmo de rastreo. El prerrastreo es un período de duración fija durante el cual los datos de recepción suministrados por el módem no son considerados válidos. El período de prerrastreo permite que otros algoritmos de módem, tales como los usados por la lógica SW PLL 1724, la lógica de adquisición y rastreo, y el generador 1722 de ponderaciones de AMF, se preparen y adapten al canal actual. El período de prerrastreo tiene dos partes. La primera parte es el retardo mientras el bucle de rastreo de código engancha. La segunda parte es el retardo mientras los cálculos de ponderaciones de tomas del AMF son realizados por el generador 1722 de ponderaciones del AMF para producir coeficientes de ponderación estabilizados. Asimismo, en la segunda parte del período de prerrastreo, el bucle de rastreo de portadora es permitido enganchar por la lógica 1724 de bucle enganchado en fase de soporte lógico (SW PLL), y las estimaciones de cuantiles escalares son realizadas en el calculador 1723A de cuantiles.
En el proceso de rastreo se entra después de que termina el período de prerrastreo. Este proceso es realmente un ciclo repetitivo y es la única fase de proceso durante la que los datos de recepción suministrados por el módem pueden ser considerados válidos. Las operaciones siguientes son realizadas durante esta fase: actualización de ponderaciones de tomas de AMF, rastreo de portadora, rastreo de código, actualización de cuantiles vectoriales, actualización de cuantiles escalares, comprobación de enganche de código, desrotación y suma de símbolos y control de potencia (directo o inverso).
Si se detecta pérdida de enganche de código (LOL), el receptor de módem finaliza el algoritmo de rastreo y entra automáticamente en el algoritmo de readquisición. En la SU, una LOL causa que el transmisor sea apagado. En la RCS, la LOL causa que el control directo de potencia sea inhabilitado con la potencia de transmisión mantenida constante en el nivel inmediatamente anterior a la pérdida de enganche. También causa que la información de control de potencia de retorno sea transmitida para adoptar un modelo de 010101 ..., causando que la SU mantenga constante su potencia de transmisión. Esto puede ser realizado usando la función de comprobación de enganche de señal que genera la señal de reposición al circuito 1701 de adquisición y rastreo.
Son mantenidos dos conjuntos de estadísticas de cuantiles, uno por el calculador 1723B de cuantiles vectoriales y el otro por el calculador 1723A de cuantiles escalares. Ambos son usados por el controlador 1303 de módem. El primer conjunto es la información de cuantiles "vectoriales", denominada así porque es calculada a partir del vector de cuatro valores complejos generados por el receptor 1712 de AVC auxiliar. El segundo conjunto es la información de cuantiles escalares que es calculada a partir de la señal auxiliar (AUX) única de valor complejo que es extraída del circuito contractivo auxiliar 1707. Los dos conjuntos de información representan conjuntos diferentes de estadísticas de ruido usadas para mantener una probabilidad de alarma falsa (P_{fa}) predeterminada. Los datos de cuantiles vectoriales son usados por los algoritmos de adquisición y readquisición llevados acabo por el controlador 1303 de módem para determinar la presencia de una señal recibida en ruido, y la información de cuantiles escalares es usada por el algoritmo de comprobación de enganche de código.
Para ambos casos vectorial y escalar, la información de cuantiles consiste en valores calculados de lambda 0 a lambda 2 que son valores de límite usados para estimar la función de distribución de probabilidad de la señal de recepción contraída y determinar si el módem está enganchado al código de seudo-ruido. El valor de Aux_Power (potencia auxiliar) usado en la subrutina siguiente de lenguaje C es la magnitud elevada al cuadrado de la salida de señal auxiliar (AUX) del conjunto de correlacionadores escalares para los cuantiles escalares, y la suma de las magnitudes elevadas al cuadrado para el caso vectorial. En ambos casos, los cuantiles son calculados después usando la subrutina siguiente de lenguaje C.
for (n = 0; n < 3; n ++){
lambda[n] + = (lambda[n] < Aux_Power)?CG[n] : GM[n];
}
donde CG[n] son constantes positivas y GM[n] son constantes negativas (valores diferentes son usados para cuantiles escalares y vectoriales).
Durante la fase de adquisición, la búsqueda de la señal piloto entrante con la secuencia de código piloto generada localmente emplea una serie de ensayos secuenciales para determinar si el código piloto generado localmente tiene la fase de código correcta con respecto a la señal recibida. Los algoritmos de búsqueda usan el ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) para determinar si las secuencias de códigos recibidas y generadas localmente están en fase. La velocidad de adquisición es incrementada por paralelismo producido por tener un receptor de dedos múltiples. Por ejemplo, en la realización descrita de la invención, el rastrillo (rake) 1711 de piloto principal tiene un total de 11 dedos que representan un período de fase total de 11 períodos de chip. Para adquisición, son efectuados 8 ensayos distintos de relación de probabilidad secuencial (SPRTs), con cada SPTR observando una ventana de 4 chips. Cada ventana está desplazada respecto a la ventana anterior en un chip y, en una secuencia de búsqueda, cualquier fase dada de código es cubierta por 4 ventanas. Si todos los 8 SPRTs son rechazados, entonces el conjunto de ventanas es movido en 8 chips. Si cualquiera de los SPRTs es aceptado, entonces la fase de código de la secuencia de código piloto generada localmente es ajustada para intentar centrar la fase de SPRT aceptado dentro del AVC de piloto. Es probable que más de un SPRT alcance el umbral de aceptación al mismo tiempo. Una consulta de tabla es usada para cubrir todas las 256 combinaciones posibles de aceptación/rechazo y el controlador de módem usa la información para calcular la fase central correcta de código dentro del rastrillo (rake) 1711 de piloto. Cada SPRT es realizado como sigue (todas las operaciones ocurren a frecuencia de 64 kilosímbolos/s): Indíquese los valores de niveles de salida de los dedos como I_Dedo[n] y Q_Dedo[n], donde n)0, ..., 10 (inclusive, 0 es el dedo más adelantado (mas avanzado)), entonces la potencia de cada ventana es:
330
Para efectuar los SPRTs, el controlador de módem realiza entonces para cada una de las ventanas de cálculos siguientes que son expresados como una subrutina de seudocódigo:
33
34
donde lambda[k] son como se definen en la sección anterior de cálculo de cuantiles y SIGMA[k], ACCEPTANCE_THRESHOLD (UMBRAL DE ACEPTACIÓN) y DISMISSAL_THRESHOLD (UMBRAL DE RECHAZO) son constantes predeterminadas. Obsérvese que SIGMA[k] es negativa para valores reducidos de k y positiva para valores correctos de k, tal que los umbrales de aceptación y rechazo pueden ser constantes más bien que una función de cuantos símbolos de valor de datos han sido acumulados en la estadística.
El controlador de módem determina en que compartimento delimitado por los valores de lambda[k] cae el nivel de potencia que permite que el controlador de módem desarrolle una estadística aproximada.
Para el presente algoritmo, la tensión de control es formada como \epsilon = y^{T}By, donde y es un vector formado a partir de los valores de salida complejos del correlacionador vectorial 1711 de piloto, y B es una matriz compuesta por los valores constantes predeterminados para hacer máximas las características operativas mientras hace mínimo el ruido como se describió previamente con referencia al detector cuadrático.
Para comprender el funcionamiento del detector cuadrático, es útil considerar lo siguiente. Una señal s(y) de espectro extendido (CDMA) es pasada a través de un canal de trayectos múltiples con una respuesta h_{c}(t) a impulsos. La señal extendida de banda base es descrita por la ecuación (30).
(30)s(t) = \sum\limits_{i}C_{i}p(t - iT_{c})
donde C_{i} es un símbolo complejo de código de extensión, p(t) es un impulso de chip predefinido y T_{c} es la separación temporal de chips, donde T_{c} = 1/R_{c} y R_{c} es la frecuencia de chips.
La señal de banda base recibida es representada por la ecuación (31).
(31)r(t) = \sum\limits_{i}C_{i}q(t - iT_{c} - \tau) + n(t)
donde q(t) = p(t)*h_{c}(t),\tau es un retardo desconocido y n(t) es ruido aditivo. La señal recibida es procesada por un filtro, h_{R}(t), así que la forma de onda x(t) que ha de ser procesada es dada por la ecuación (32).
(32)x(t) = \sum\limits_{i}C_{i}f(t - iT_{c} - \tau) + z(t)
donde f(t) = q(t)*h_{R}(t) y z(t) = n(t)*h_{R}(t).
En el receptor ejemplar, muestras de la señal recibida son tomadas a la frecuencia de chips, es decir 1/T_{c}. Estas muestras x(mT_{c} + \tau') son procesadas por un conjunto de correlacionadores que calculan, durante el r-simo período de correlación, las cantidades dadas por la ecuación (33).
(33)v_{k}^{(r)} = \sum\limits_{m = rL}^{rL + L-1} x (mT_{c} + \tau')C_{m + k}^{\bullet}
Estas cantidades están compuestas por un componente w_{k}^{(r)} de ruido y un componente determinista y_{k}^{(r)} dado por la ecuación (34)
(34)y_{k}^{(r)} = E \ \lfloor v_{k}^{(r)} \rfloor = Lf(kT_{c} + \tau' - \tau)
Como consecuencia, el índice r de tiempo puede ser suprimido por facilidad de escritura, aunque ha de observarse que la función f(t) cambia lentamente con el tiempo.
Las muestras son procesadas para ajustar la fase \tau' de muestreo de una forma óptima para procesamiento adicional por el receptor, tal como filtración equilibrada. Este ajuste es descrito a continuación. Para simplificar la representación del proceso, es útil describirlo en términos de la función f(t + \tau), donde ha de ajustarse el desplazamiento \tau de tiempo. Se observa que la función f(t + \tau) es medida en la presencia de ruido. Así, puede ser problemático ajustar la fase \tau' basada en mediciones de la señal f(t + \tau). Para tener en cuenta el ruido, es introducida la función v(t) = f(t) +
m(t), donde el término m(t) representa un proceso de ruido. El procesador del sistema puede ser obtenido basado en consideraciones de la función v(t).
El proceso es incoherente y, por tanto, está basado en la función | v(t + \tau) |^{2} de potencia de envolvente. La función e(\tau') dada en la ecuación (35) es útil para describir el proceso
(35)e(\tau') = \int_{-\infty}^{0} \ | \ v(t + \tau'-\tau) \ |^{2}dt-\int_{0}^{\infty} \ | \ \nu(t + \tau'-\tau) \ |^{2}dt
El parámetro de desplazamiento es ajustado para e(\tau') = 0, lo que ocurre cuando la energía en el intervalo (-\infty,\tau'-\tau] es igual a energía en el intervalo [\tau'-\tau,\infty). La característica de error es monótona y por tanto tiene un solo punto de cruce por cero. Esta es la cualidad deseable de la función. Una desventaja de la función es que está mal definida porque las integrales son indefinidas cuando hay ruido presente. No obstante, la función e(\tau') puede ser modelada en la forma dada por la ecuación (36)
(36)e(\tau') = \int_{- \infty}^{\infty}w(t) \ | \ v(t + \tau' - \tau) \ |^{2}dt
donde la función característica w(t) es igual a sgn(t), la función de signo.
Para optimizar la función característica w(t), es útil definir una cifra F de mérito, como se expone en la ecuación (37).
(37)F = \frac{\left[ \ \overline{e(\tau'_{0} + T_{A}) - e(\tau'_{0} - T_{A})} \ \right]^{2}}{VAR\{e(\tau'_{0})\}}
El numerador de F es la pendiente numérica de la característica de error medio en el intervalo [-T_{A},T_{A}] que rodea al valor rastreado \tau'_{0}. La media estadística es tomada con respecto al ruido así como al canal aleatorio h_{c}(t). Es deseable especificar una característica estadística del canal para efectuar esta media estadística. Por ejemplo, el canal puede ser modelado como un canal de dispersión no correlacionada fija de sentido amplio con respuesta h_{c}(t) a impulsos y un proceso U(t) de ruido blanco que tiene una función g(t) de intensidad como se muestra en la ecuación (38)
(38)h_{c}(t) = \sqrt{g(t)}U(t)
La varianza de e(\tau) es calculada como el valor medio cuadrático de la fluctuación
(39)e'(t) = e(\tau) - \langle e(\tau)\rangle
donde <e(\tau)> es la media de e(\tau) con respecto al ruido.
La optimización de la cifra F es mérito con respecto a la función w(t) puede ser llevada a cabo usando métodos de variaciones de optimización bien conocidos.
Una vez que el óptimo w(t) es determinado, el procesador resultante puede ser aproximado exactamente por un procesador de muestras cuadrático que es obtenido como sigue.
Por el teorema de muestreo, la señal v(t), limitada en banda a una anchura W de banda, puede ser expresada en términos de sus muestras como se enseña en la ecuación (40).
(40)v(t) = \sum v(k/W)sinc [(Wt - k)\pi]
sustituir esta expansión en la ecuación (z + 6) produce una forma cuadrática infinita en las muestras v(k/W + \tau'-\tau). Hacer la hipótesis de que la anchura de banda de señal es igual a la frecuencia de chips permite el uso de un esquema de muestreo que es temporizado por la señal de reloj de chips que ha de ser usada para obtener las muestras. Estas muestras v_{k} son representadas por la ecuación (41).
(41)v_{k} = v(kT_{c} + \tau' - \tau)
Esta hipótesis conduce a una simplificación de la implementación. Es válida si el error por distorsión de alias es pequeño.
En la práctica, la forma cuadrática que es obtenida es truncada. Una matriz B normalizada ejemplar es dada a continuación en la Tabla 12. Para este ejemplo, se supone un perfil extendido de retardo exponencial: g(t) = exp
(- t/\tau), con \tau igual a un chip. También se ha supuesto un parámetro T_{A} de abertura igual a 1,5 chips. El impulso de chip subyacente tiene un espectro cosinusoidal elevado con una anchura de banda de 20% en exceso.
TABLA 12
35
El rastreo de código es efectuado por medio de un detector de fase en bucle que es realizado como sigue. El vector y es definido como un vector de columna que representa los 11 valores complejos de niveles de salida del AVC 1711 de piloto, y B indica una matriz de 11x11 coeficientes de valores reales simétricos con valores predeterminados para optimizar el comportamiento funcional con los valores y incoherentes de salida del AVC de piloto. La señal \epsilon de salida del detector de fase es dada por la ecuación(42):
(42)\varepsilon = y^{T}By
Los cálculos siguientes son efectuados después para realizar un filtro en bucle proporcional más integral y el oscilador controlado por tensión (VCO):
x[n] = x[n-1] + \beta\varepsilon
z[n] = z[n-1] + x [n] + \alpha\varepsilon
para \beta y \alpha que son constantes elegidas del modelado del sistema para optimizar el comportamiento funcional del sistema para el canal de transmisión y la aplicación particulares, y donde x[n] es el valor de salida de integrador de filtro en bucle y z[n] es el valor de salida del oscilador controlado por tensión (VCO). Los ajustes de fase de código son efectuados por el controlador de módem con la subrutina de lenguaje C siguiente:
36
Una fase de retardo diferente podría ser usada en el seudocódigo anterior de acuerdo con la presente invención.
El algoritmo de actualización de ponderaciones de tomas del filtro equilibrado adaptable (AMF) del generador 1722 de ponderaciones de AMF ocurre periódicamente para deshacer el giro y cambiar de escala la fase de cada valor de dedo del rastrillo 1711 de piloto realizando una multiplicación compleja del valor de dedo del AVC de piloto por la conjugada compleja del valor de salida actual del bucle de rastreo de portadora y aplicando el producto a un filtro de paso bajo y formar la conjugada compleja de los valores de filtro para producir valores de ponderaciones de tomas de AMF, que son escritos periódicamente en los filtros de AMF del módem CDMA.
El algoritmo de comprobación de enganche, mostrado en la Figura 17, es efectuado por el controlador 1303 de módem realizando operaciones de ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) sobre la señal de salida del conjunto de correlacionadores escalares. La técnica de SPRT es igual que la de los algoritmos de adquisición excepto en que los umbrales de aceptación y rechazo son cambiados para incrementar la probabilidad de detección de enganche.
El rastreo de portadora es efectuado por medio de un bucle de segundo orden que opera sobre los valores de salida de piloto del conjunto correlacionado escalar. La salida del detector de fase es la versión muy limitada del componente en cuadratura del producto de la señal de salida piloto (de valor complejo) del conjunto correlacionado escalar por la señal de salida del VCO. El filtro en bucle es un diseño proporcional más integral. El VCO es un error \Phi de fase acumulado, de suma pura, que es convertido en el fasor complejo cos\Phi + jsen\Phi usando una tabla de consulta en memoria.
La descripción anterior del algoritmo de adquisición y rastreo se enfoca en un método incoherente porque el algoritmo de adquisición y rastreo descrito requiere adquisición incoherente seguida por rastreo incoherente porque, durante la adquisición, una referencia coherente no está disponible hasta que el AMF, el AVC de piloto, el AVC auxiliar y el DPLL están en un estado de equilibrio. Sin embargo, en la técnica es conocido que el rastreo y combinación coherente es siempre óptimo porque en rastreo y combinación incoherente se pierde la información de fase de salida de cada dedo del AVC de piloto. Por consiguiente, otra realización de la invención emplea un sistema de adquisición y rastreo de dos pasos en el que el algoritmo de adquisición y rastreo incoherente descrito previamente es efectuado primero y después el algoritmo cambia a un método de rastreo coherente. El método de combinación y rastreo coherente es similar al descrito previamente, excepto en que la señal de error rastreada es de la forma:
(43)\varepsilon = y^{T} Ay
donde y es definido como un vector de columna que representa los 11 valores de niveles de salida complejos del AVC 1711 de piloto, y A designa una matriz de 11x11 coeficientes de valores reales simétricos con valores predeterminados para optimizar el comportamiento funcional con las salidas y coherentes de AVC piloto. Una matriz A ejemplar es mostrada a continuación
37
Refiriéndose a la Figura 9, la placa 940 de controlador de distribución de vídeo (VDC) de la RCS está conectada a cada MIU 931, 932, 933 y a los transmisores/receptores 950 de RF. El VDC 940 es mostrado en la Figura 21. El circuito de combinador de datos (DCC) 2150 incluye un desmultiplexor 2101 de datos, el sumador 2102 de datos, los filtros FIR 2103, 2104 y una unidad 2111 de control. El DCC 2150: 1) recibe la señal MDAT ponderada de datos I y Q de módem CDMA desde cada una de las MIUs 931, 932, 933, 2) suma los datos I y Q con los datos digitales de canal portador procedentes de cada MIU 931, 932, 933, 3) y suma el resultado con la señal BCAST de mensaje de datos de radiodifusión y el código GPILOT de extensión piloto global suministrado por el módem 1210 de MIU maestro, 4)forma en banda las señales sumadas para transmisión, y 5) produce la señal analógica de datos para transmisión al transmisor/receptor de RF.
Los filtros FIR 2103, 2104 son usados para modificar los datos de módem en fase (I) y en cuadratura (Q) de transmisión CDMA de MIU antes de la transmisión. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) transfiere los datos de coeficientes de filtros FIR a través del enlace 912 de puerto en serie, a través del controlador 2120 de VDC y a los filtros FIR 2103, 2104. Cada filtro FIR 2103, 2104 es configurado separadamente. Los filtros FIR 2103, 2104 emplean sobremuestreo para funcionar al doble de la frecuencia de bits así que valores de datos nulos son enviados después de cada valor de DATI y DATQ de módem de transmisión CDMA de MIU para producir FTXI y FTXQ.
El VDC 940 distribuye la señal AGCDATA de control automático de ganancia (AGC) desde el AGC 1750 de las MIUs 931, 932, 933 al transmisor/receptor 950 de RF a través de la interfaz de distribución (DI) 2110. La DI 2110 de VDC recibe los datos RXI y RXQ desde el transmisor/receptor de RF y distribuye la señal como VDATAI y VDATAQ a las MIUs 931, 932, 933.
Refiriéndose a la Figura 21, el VDC 940 también incluye un controlador 2120 de VDC que supervisa las señales MIUSTAT de información de estatus y fallos procedentes de las MIUs y se conecta el enlace 912 en serie y al HSBS 970 para comunicar con el WAC 920 mostrado en la Figura 9. El controlador 2120 de VDC incluye un microprocesador, tal como un microcontrolador Intel 8032, un oscilador (no mostrado) que suministra señales de temporización, y memoria (no mostrada). La memoria del controlador de VDC incluye una memoria flash PROM (no mostrada) para contener el código de programa de controlador para el microprocesador 8032, y una memoria SRAM (no mostrada) para contener los datos temporales escritos en, y leídos de, la memoria por el microprocesador.
Refiriéndose a la Figura 9, la presente invención incluye un transmisor/receptor 950 de RF y la sección 960 amplificadora de potencia. Refiriéndose a la Figura 22, el transmisor/receptor 950 de RF está dividido en tres secciones: el modulo 2201 de transmisor, el módulo 2202 de receptor y el sintetizador 2203 de frecuencia. El sintetizador 2203 de frecuencias produce una frecuencia TFREQ de potadora de transmisión y una frecuencia RFREQ de portadora de recepción en respuesta a una señal FREQCTRL de control de frecuencia recibida desde el WAC 920 por el enlace 912 en serie. En el módulo 2201 de transmisor, las señales analógicas TXI y TXQ de datos I y Q de entrada procedentes del VDC son aplicadas al modulador 2220 en cuadratura que también recibe una señal TFREQ de frecuencia de portadora de transmisión desde el sintetizador 2203 de frecuencias para producir una señal TX de portadora de transmisión modulada en cuadratura. La señal analógica TX modulada de portadora de transmisión, una señal de RF de frecuencia incrementada, es aplicada entonces al amplificador 2252 de potencia de transmisión del amplificador 960 de potencia. La señal de portadora de transmisión amplificada es pasada después, a través de los componentes pasivos de alta potencia (HPPC) 2253, a la antena 2250 que transmite la señal de RF de frecuencia incrementada al canal de comunicación como una señal de RF de CDMA. En una realización de la invención, el amplificador 2252 de potencia de transmisión comprende ocho amplificadores de 60 W pico a pico aproximadamente cada uno.
Los HPPC 2253 comprenden un pararrayos, un filtro de salida, un acoplador direccional de 10 dB, un aislador y una terminación de alta potencia unida al aislador.
Una señal de RF CDMA de recepción es recibida en la antena 2250 desde el canal de RF y pasada, a través de los HPPC 2253, al amplificador 2251 de potencia de recepción. El amplificador 2251 de potencia de recepción incluye, por ejemplo, un transmisor de potencia de 30 W excitado por un transistor de 5W. El módulo 2202 de recepción de RF recibe la señal RX de portadora de recepción modulada en cuadratura desde el amplificador de potencia de recepción. El módulo 2202 de recepción incluye un desmodulador 2210 en cuadratura que recibe la señal RX de portadora de recepción modulada y la señal RFREQ de frecuencia de portadora de recepción desde el sintetizador 2203 de frecuencias, desmodula sincrónicamente la portadora y suministra los canales analógicos I y Q. Estos canales son filtrados para producir las señales RXI y RXQ que son transferidas al VDC 940.
La unidad de abonado
La Figura 23 muestra la unidad de abonado (SU) de una realización de la presente invención. Como se muestra, la SU incluye una sección 2301 de RF comprendiendo un modulador 2302 de RF, un desmodulador 2303 de RF y un divisor/aislador 2304 que reciben canales lógicos globales y asignados incluyendo mensajes de tráfico y control y señales piloto global en la señal de canal de RF CDMA de enlace directo, y transmiten canales asignados y señales piloto inverso en el canal de RF CDMA de enlace inverso. Los enlaces directo e inverso son recibidos y transmitidos respectivamente a través de la antena 2305. La sección de RF emplea, en una realización ejemplar, un receptor superheterodino de conversión doble convencional que tiene un desmodulador sincrónico sensible a la señal ROSC. La selectividad de tal receptor es proporcionada por un filtro SAW (Surface Acoustic Wave = onda acústica superficial) transversal de 70 MHz (no mostrado). El modulador de RF incluye un modulador sincrónico (no mostrado) sensible a la señal TOSC de portadora para producir una señal de portadora modulada en cuadratura. Esta señal es incrementada en frecuencia por un circuito mezclador de desviación (no mostrado).
La SU incluye además una interfaz 2310 de línea de abonado, incluyendo la funcionalidad de un generador de control (CC), una interfaz 2320 de datos, un codificador 2321 de ADPCM, un descodificador 2322 de ADPCM, un controlador 2330 de SU, un generador 2331 de señales de reloj de SU, la memoria 2332 y un módem CDMA 2340 que es esencialmente el mismo que el módem CDMA 1210 descrito anteriormente con referencia a la Figura 13. Se observa que la interfaz 2320 de datos, el codificador 2321 de ADPCM y el descodificador 2322 de ADPCM son provistos típicamente como un circuito integrado estándar de codificador/descodificador de ADPCM.
La señal de canal de RF CDMA de enlace directo es aplicada al desmodulador 2303 de RF para producir la señal CDMA de enlace directo. La señal CDMA de enlace directo es suministrada al módem CDMA 2340, que adquiere la sincronización con la señal piloto global, produce la señal de sincronización de piloto global al reloj 2331, para generar las señales de temporización del sistema, y contrae la pluralidad de canales lógicos. El módem CDMA 2340 también adquiere los mensajes de tráfico RMESS y los mensajes de control RCTRL y suministra las señales de mensajes de tráfico RMESS a la interfaz a la interfaz 2320 de datos y las señales RCTRL de mensajes de control de recepción al controlador 2330 de SU.
Las señales RCTRL de mensajes de control de recepción incluyen una señal de identificación de abonado, una señal de codificación y señales de modificación de portador. Las señales RCTRL también pueden incluir información de control y otra información de señalización de telecomunicación. La señal RCTRL de mensaje de control de recepción es aplicada al controlador 2330 de SU que verifica que la llamada es para la SU a partir del valor de identificación de abonado obtenido para la señal RCTRL. El controlador 2330 de SU determina el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensaje de tráfico a partir de la señal de codificación y la señal de modificación de frecuencia de portador. Si la señal de codificación indica que el mensaje de tráfico es codificado en ADPCM, el mensaje de tráfico RVMESS es enviado al descodificador 2322 de ADPCM enviando un mensaje de selección a la interfaz 2320 de datos. El controlador 2330 de SU extrae una señal de codificación de ADPCM y la señal de frecuencia de portador, obtenidas de la señal de codificación, al descodificador 2322 de ADPCM. La señal RVMESS de mensaje de tráfico es la señal de entrada al descodificador 2322 de ADPCM donde la señal de mensaje de tráfico es convertida en una señal RINF de información digital en respuesta a los valores de la señal de codificación ADPCM de entrada.
Si el controlador 2330 de SU determina que el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensaje de tráfico procedente de la señal de codificación no está codificada en ADPCM, entonces la señal RDMESS pasa de modo transparente a través del codificador de ADPCM. El mensaje RDMESS de tráfico es transferido directamente desde la interfaz 2320 de datos al controlador de interfaz (IC) 2312 de la interfaz 2310 de línea de abonado.
La señal RINF de información digital o la señal RDMESS es aplicada a la interfaz 2310 de línea de abonado que incluye un controlador de interfaz (IC)2312 y una interfaz de línea (LI) 2313. Para la realización ejemplar, el IC es un controlador de interfaz de PCM ampliada (EPIC) y la LI es un circuito de interfaz de línea de abonado (SLIC) para servicio telefónico antiguo (POTS) que corresponde a señales de tipo RINF, y una interfaz de ISDN para ISDN que corresponde a señales de tipo RDMESS. Los circuitos EPIC y SLIC son bien conocidos en la técnica. La interfaz 2310 de línea de abonado convierte la señal RINF de información digital o la señal RDMESS en el formato definido por el usuario. El formato definido por el usuario es proporcionado al IC 2312 desde el controlador 2330 de SU. La LI 2310 incluye circuitos para realizar funciones tales como conversión de ley A o ley \mu, generar tono de marcar y generar o interpretar bits de señalización. La interfaz de línea también produce la señal de información de usuario al usuario 2350 de SU como es definido por la interfaz de línea de abonado, por ejemplo, servicio de voz de POTS, de datos de banda de voz o de datos de ISDN.
Para un canal de RF CDMA de enlace inverso, una señal de información de usuario es aplicada a la LI 2313 de la interfaz 2310 de línea de abonado que extrae una señal de tipo de servicio y una señal de tipo de información al controlador de SU. El IC 2312 de la interfaz 2310 de línea de abonado produce una señal TINF de información digital que es la señal de entrada al codificador 2321 de ADPCM si la señal de información de usuario ha de ser codificada en ADPCM, tal como para servicio de servicio telefónico antiguo (POTS). Para datos u otra información de usuario no codificada en ADPCM, el IC 2312 pasa el mensaje TDMESS de datos directamente a la interfaz 2320 de datos. El módulo de control de llamada (CC), incluido en la interfaz 2310 de línea de abonado, obtiene la información de control de llamada de la señal de información de usuario y pasa la información CCINF de control de llamada al controlador 2330 de SU. El codificador 2321 de ADPCM también recibe la señal de codificación y la señales de modificación de portador desde el controlador 2330 de SU y convierte la señal de información digital de entrada en la señal TVMESS de tráfico de mensaje de salida en respuesta a la señales de codificación y de modificación de portadora. El controlador 2330 de SU también extrae la señal de control inverso, que incluye la información de control de llamada de señal de codificación, y la señal de modificación de canal portador, al módem CDMA. La señal TVMESS de mensaje de salida es aplicada a la interfaz 2320 de datos. La interfaz 2330 de datos envía la información de usuario al módem CDMA 2340 como señal TMESS de mensaje de transmisión. El módem CDMA 2340 extiende los canales TCTRL de control inverso y mensaje de salida recibidos del controlador 2330 de SU, y produce la señal CDMA de enlace inverso. La señal CDMA de enlace inverso es suministrada a la sección 2301 de RF y modulada por el modulador 2302 de RF para producir la señal de canal de RF CDMA de enlace inverso de salida transmitida desde la antena 2305.
Procedimiento de conexión y establecimiento de llamada
El proceso de establecimiento de canal portador consta de dos procedimientos: el proceso de conexión de llamada para una conexión de llamada entrante desde una unidad remota de procesamiento de llamadas tal como una RDU (conexión de llamada entrante), y el proceso de conexión de llamada para una llamada saliente de la SU (conexión de llamada saliente). Antes de que cualquier canal portador pueda ser establecido entre una RCS y una SU, la SU debe registrar su presencia en la red con el procesador remoto de llamadas tal como la RDU. Cuando la señal de descolgado es detectada por la SU, la SU no sólo empieza a establecer un canal portador sino que también inicia el procedimiento para que una RCS obtenga un enlace terrestre entre la RCS y el procesador remoto. El proceso de establecer la conexión de la RCS y la RDU es detallado en la norma DECT V5.1.
Para el procedimiento de conexión de llamada entrante mostrado en la Figura 24, primero en 2401, el WAC 920 (mostrado en la Figura 9) recibe, por vía de uno de los multiplexores 905, 906 y 907, una solicitud de llamada entrante desde una unidad remota de procesamiento de llamadas. Esta solicitud identifica la SU objetivo y que es deseada una conexión de llamada con la SU. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) extrae periódicamente el canal de radiodifusión lenta (SBCH) con indicadores de buscapersonas para cada SU y extrae periódicamente las luces de tráfico de canal de radiodifusión rápida (FBCH) para cada canal de acceso. En respuesta a la solicitud de llamada entrante, en el paso 2420, el WAC comprueba primero para ver si la SU identificada ya está activa con otra llamada. Si es así, el WAC devuelve una señal de ocupada para la SU a la unidad remota de procesamiento a través del multiplexor (MUX), en caso contrario es dispuesto el indicador de buscapersonas para el canal.
A continuación, en el paso 2402, el WAC comprueba el estatus de los módems de RCS y, en el paso 2421, determina si hay un módem disponible para la llamada. Si un módem está disponible, las luces de tráfico en el FBCH indican que uno o más canales de acceso (AXCH) están disponibles. Si no está disponible ningún canal después de un cierto período de tiempo, entonces el WAC devuelve una señal de ocupada para la SU a la unidad remota de procesamiento a través del multiplexor. Si un módem de RCS está disponible y la SU no está activa (en modo desactivado), el WAC dispone el indicador de buscapersonas para la SU identificada en el SBCH para indicar una solicitud de llamada entrante. Mientras tanto, los módems de canales de acceso buscan continuamente la señal piloto de acceso corto (SAXPT) de la SU.
En el paso 2403, una SU en modo desactivado entra periódicamente en el modo activado. En el modo activado, el módem de SU sincroniza con la señal piloto de enlace descendente, espera que se estabilicen los filtros AMF del módem de SU y el bucle enganchado en fase, y lee el indicador de buscapersonas en el segmento de tiempo asignado a él en el SBCH para determinar si hay una llamada para la SU 2422. Si no está dispuesto ningún indicador de buscapersonas, la SU para el módem de SU y vuelve al modo desactivado. Si un indicador de buscapersonas está dispuesto para una conexión de llamada entrante, el módem de SU comprueba el tipo de servicio y las luces de tráfico en el FBCH para un AXCH disponible.
A continuación, en el paso 2404, el módem de SU selecciona un AXCH disponible y comienza un aumento en rampa rápido de potencia de transmisión en el SAXPT correspondiente. Durante un período, el módem de SU continúa el aumento rápido en rampa de potencia en el SAXPT y los módems de acceso continúan buscando el SAXPT.
En el paso 2405, el módem de RCS adquiere el SAXPT de la SU y empieza a buscar el LAXPT de SU. Cuando el SAXPT es adquirido, el módem informa al controlador de WAC y este controlador de WAC dispone las luces de tráfico correspondientes al módem en "rojo" para indicar que el módem está ocupado ahora. Las luces de tráfico son producidas periódicamente mientras se continúa intentando la adquisición del LAXPT.
En el paso 2406, el módem de SU supervisa la luz de tráfico de AXCH del FBCH. Cuando la luz de tráfico de AXCH es dispuesta en rojo, la SU supone que el módem de RCS ha adquirido el SAXPT y empieza a transmitir el LAXPT. El módem de SU continúa aumentando en rampa la potencia deL LAXPT a una velocidad menor hasta que mensajes de sinc-ind son recibidos en el CTCH correspondiente. Si la SU está equivocada porque la luz de tráfico fue dispuesta realmente en respuesta a que otra SU adquiere el AXCH, el módem de SU para temporalmente porque no son recibidos mensajes de sinc-ind. La SU espera aleatoriamente un período de tiempo, escoge un nuevo AXCH y los pasos 2404 y 2405 son repetidos hasta que el módem de SU recibe mensajes de sinc-ind.
A continuación, en el paso 2407, el módem de RCS adquiere el LAXPT de la SU y empieza a enviar mensajes de sinc-ind por el CTCH correspondiente. El módem espera 10 ms a que se estabilicen los filtros de correlacionadores vectoriales auxiliares y de piloto y el bucle enganchado en fase, pero continúa enviando mensajes de sinc-ind por el
CTCH. Entonces, el módem empieza a buscar un mensaje de solicitud de acceso a un canal portador (MAC_ACC_
REQ), procedente del módem de SU.
En el paso 2408, el módem de SU recibe el mensaje de sinc-ind e inmoviliza el nivel de potencia de transmisión del LAXPT. Después, el módem de SU empieza a enviar mensajes de solicitud repetidos de acceso a un canal de tráfico portador (MAC_ACC_REQ) en niveles fijos de potencia, y está atento a un mensaje de confirmación de solicitud (MAC_BEARER_CFM) procedente del módem de RCS.
A continuación, en el paso 2409, el módem de RCS recibe un mensaje MAC_ACC_REQ, después, el módem empieza a medir el nivel de potencia de AXCH e inicia el canal de control automático de potencia (APC). Entonces, el módem de RCS envía el mensaje MAC_BEARER_CFM a la SU y empieza a estar atento al acuse de recibo MAC_BEARER_CFM_ACK del mensaje MAC_BEARER_CFM.
En el paso 2410, el módem de SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM y empieza a obedecer a los mensajes de APC. La SU deja de enviar el mensaje MAC_ACC_REQ y envía al módem de RCS el mensaje MAC_BEARER_
CFM_ACK. La SU empieza a enviar los datos nulos por el AXCH. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente.
En el paso 2411, el módem de RCS recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM_ACK y deja de enviar los mensajes MAC_BEARER_CFM. Continúan las mediciones de potencia de APC.
A continuación, en el paso 2412, ambos módems de SU y RCS han sincronizado las subépocas, obedecen los mensajes de APC, miden los niveles de potencia de recepción y calculan y envían mensajes de APC. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de potencia de enlace descendente.
Finalmente, en el paso 2413, el canal portador es establecido e inicializado entre los módems de SU y RCS. El WAC recibe la señal de establecimiento de portador desde el módem de RCS, reasigna el AXCH y dispone en verde la luz de tráfico correspondiente.
Para la conexión de llamada saliente mostrada en la Figura 25, la SU es dispuesta en modo activo por la señal de descolgado en la interfaz de usuario, en el paso 2501.
A continuación, en el paso 2502, la RCS indica los canales de acceso (AXCH) disponibles disponiendo las luces de tráfico respectivas.
En el paso 2503, la SU sincroniza el piloto de enlace descendente, espera que se estabilicen los filtros de correlacionadores vectoriales y el bucle enganchado en fase del módem de SU, y la SU comprueba el tipo de servicio y las luces de tráfico para un AXCH disponible.
Los pasos 2504 a 2513 son idénticos que los pasos de procedimiento 2404 a 2413 para el procedimiento de conexión de llamada entrante de la Figura 24, y por tanto no son explicados con detalle.
En los procedimientos anteriores para conexión de llamada entrante y conexión de llamada saliente, el proceso de aumento en rampa de potencia consta de los sucesos siguientes. La SU empieza desde potencia de transmisión muy baja e incrementa su nivel de potencia mientras transmite el SAXPT de código corto; una vez que el módem de RCS detecta el código corto, apaga la luz de tráfico. Al detectar la luz de tráfico cambiada, la SU continúa aumentando en rampa la potencia a una velocidad menor, enviando esta vez el LAXPT. Una vez que el módem de RCS adquiere el LAXPT y envía un mensaje por el CTCH para indicar esto, la SU mantiene constante su potencia de transmisión y envía el mensaje MAC_ACC_REQ. Este mensaje es contestado con un mensaje MAC_BEARER_CFM por el CTCH. Una vez que la SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM, cambia al canal de tráfico (TRCH) que es el tono de marcar para el servicio telefónico antiguo (POTS).
Cuando la SU captura un canal de acceso (AXCH) de usuario específico, la RCS asigna una simiente de código para la SU a través del canal de control (CTCH). La simiente de código es usada por el generador de códigos de extensión en el módem de SU para producir el código asignado para el piloto inverso del abonado, y los códigos de extensión para canales asociados para tráfico, control de llamada y señalización. La secuencia de código de extensión piloto inverso de SU es sincronizada en fase con la secuencia de código de extensión de piloto global del sistema de RCS, y los códigos de extensión de tráfico, control de llamada y señalización son sincronizados en fase con la secuencia de código de extensión piloto inverso de SU.
Si la unidad de abonado (SU) tiene éxito en capturar un canal de usuario específico, la RCS establece un enlace terrestre con la unidad remota de procesamiento para corresponder con el canal de usuario específico. Para la norma DECT V5.1, una vez que el enlace completo desde la RDU a la central telefónica local (LE) es establecido usando el mensaje V5.1 ESTABLISHMENT, un mensaje correspondiente V5.1 ESTABLISHMENT ACK de acuse de recibo es devuelto desde la LE a la RDU, y un mensaje CONNECT es enviado a la unidad de abonado (SU) indicando que el enlace de transmisión está completo.
Soporte de tipos especiales de servicio
El sistema de la presente invención incluye una característica de modificación de canal portador que permite que la frecuencia de transmisión de la información de usuario sea cambiada desde una frecuencia más baja a una frecuencia máxima de 64 kb/s. El método de modificación de canal portador (BCM) es usado para cambiar un canal ADPCM de 32 kb/s a un canal PCM de 64 kb/s para soportar comunicaciones de datos y fax de alta velocidad a través del sistema de comunicación de espectro extendido de la presente invención.
Primero, un canal portador en la interfaz de RF es establecido entre la RCS y la SU, y un enlace correspondiente existe entre la interfaz terrestre de RCS y la unidad remota de procesamiento, tal como una RDU. La frecuencia de transmisión digital del enlace entre la RCS y la unidad remota de procesamiento corresponde normalmente a una frecuencia de datos codificados que puede ser, por ejemplo, ADPCM a 32 kb/s. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) de la RCS supervisa la información de datos digitales codificados del enlace recibida por la interfaz de línea del multiplexor. Si el WAC detecta la presencia del tono de 2.100 Hz en los datos digitales, el WAC instruye a la SU a través del canal de control lógico asignado y causa que un segundo enlace dúplex de 64 kb/s sea establecido entre el módem de RCS y la SU. Además, el WAC ordena a la unidad remota de procesamiento establecer un segundo enlace dúplex de 64 kb/s entre la unidad remota de procesamiento y la RCS. Por consiguiente, durante un período breve, la unidad remota de procesamiento y la SU intercambian los mismos datos por ambos enlaces de 32 kb/s y 64 kb/s a través de la RCS. Una vez que el segundo enlace es establecido, la unidad remota de procesamiento causa que el WAC cambie la transmisión sólo al enlace de 64 kb/s, y el WAC ordena al módem de RCS y a la SU que terminen e interrumpan el enlace de 32 kb. Simultáneamente, el enlace terrestre de 32 kb/s también es terminado e interrumpido.
Otra realización del método de BCM incorpora una negociación entre la unidad remota externa de procesamiento, tal como la RDU, y la RCS para tener en cuenta los canales redundantes en la interfaz terrestre mientras que sólo usa un canal portador en la interfaz de RF. El método descrito es un cambio sincrónico desde el enlace de 32 kb/s al enlace de 64 kb/s por el enlace aéreo que aprovecha el hecho de que la temporización de secuencia de código de extensión es sincronizada entre el módem de RCS y la SU. Cuando el WAC detecta la presencia del tono de 2.100 Hz en los datos digitales, el WAC ordena a la unidad remota de procesamiento establecer un segundo enlace dúplex de 64 kb/s entre la unidad remota de procesamiento y la RCS. Después, la unidad remota de procesamiento envía simultáneamente datos codificados de 32 kb/s y datos de 64 kb/s a la RCS. Una vez que la unidad remota de procesamiento ha establecido en enlace de 64 kb/s, la RCS es informada y el enlace de 32 kb/s es terminado e interrumpido. La RCS también informa a la SU de que el enlace de 32 kb/s está siendo interrumpido y que cambie el procesamiento para recibir datos de 64 kb/s no codificados por el canal. La SU y la RCS intercambian mensajes de control por el canal de control de portador del grupo de canales asignados para identificar y determinar la subépoca particular de la secuencia de código de extensión de canal portador dentro de la cual la RCS empezará a transmitir datos de 64 kb/s a la SU. Una vez que la subépoca es identificada, el cambio ocurre sincrónicamente en el límite de subépoca identificada. Este método de cambio sincrónico es más económico en anchura de banda puesto que el sistema no precisa mantener la capacidad de un enlace de 64 kb/s para soportar un cambio.
En las realizaciones descritas previamente de la característica de modificación de canal portador (BCM), la RCS interrumpirá primero el enlace de 32 kb/s pero un experto en la técnica sabrá que la RCS podría interrumpir el enlace de 32 kb/s después de que el canal portador ha conmutado al enlace de 64 kb/s.
Como otro tipo de servicio especial, el sistema de la presente invención incluye un método para conservar la capacidad en la interfaz de RF para tipos ISDN de tráfico. Esta conservación ocurre mientras un modelo inactivo conocido de bits es transmitido en el canal D de ISDN cuando no está siendo transmitida información de datos. El sistema CDMA de la presente invención incluye un método para impedir la transmisión de información redundante transportada por el canal D de redes ISDN para las señales transmitidas a través de un enlace de comunicación inalámbrica. La ventaja de tal método es que reduce la cantidad de información transmitida y, por consiguiente, la potencia de transmisión y la capacidad de canal usadas por esa información. El método es descrito como es usado en la RCS. En el primer paso, el controlador, tal como el WAC de la RCS o el controlador de la SU, supervisa el canal D de salida de la interfaz de línea de abonado para un modelo inactivo de canal predeterminado. Un retardo es incluido entre la salida de la interfaz de línea y el módem CDMA. Una vez que el modelo inactivo es detectado, el controlador inhibe la transmisión del canal de mensaje extendido mediante un mensaje incluido en la señal de control al módem CDMA. El controlador continúa supervisando el canal D de salida de la interfaz de línea hasta que es detectada la presencia de información de datos. Cuando es detectada información de datos, el canal de mensaje extendido es activado. Como el canal de mensaje es sincronizado con el piloto asociado que no es inhibido, el módem CDMA correspondiente del otro extremo del enlace de comunicación no tiene que readquirir la sincronización con el canal de mensaje.
Recuperación de información perdida
Cada una de la RCS y la SU supervisa la señal de canal portador de CDMA para evaluar la calidad de la conexión de canal portador de CDMA. La calidad de enlace es evaluada usando el ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) que emplea estimación adaptable de cuantiles. El proceso de SPRT usa mediciones de potencia de señal recibida, y si el proceso de SPRT detecta que el generador local de código de extensión ha perdido la sincronización con el código de extensión de señal recibida o si detecta la ausencia o nivel bajo de una señal recibida, el SPRT declara la pérdida de enganche (LOL).
Cuando es declarado el estado de pérdida de enganche (LOL), el módem de receptor de cada RCS y SU empieza una búsqueda Z de la señal de entrada con el generador local de código de extensión. La búsqueda Z es bien conocida en la técnica de adquisición y detección de códigos de extensión de CDMA. El algoritmo de búsqueda Z de la presente invención ensaya grupos de ocho fases de código de extensión por delante y por detrás de la última fase conocida en incrementos cada vez mayores de fase de código de extensión.
Durante el estado de pérdida de enganche detectado por la RCS, la RCS continúa transmitiendo a la SU por los canales asignados y continúa transmitiendo señales de control de potencia a la SU para mantener el nivel de potencia de transmisión de SU. El método para transmitir señales de control de potencia es descrito a continuación. La readquisición satisfactoria tiene lugar deseablemente dentro de un período especificado de tiempo. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa, en caso contrario la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando y desasignando el módem de RCS asignado por el WAC, y transmite una señal de terminación de llamada a un procesador remoto de llamadas, tal como la RDU, como se describió previamente.
Cuando el estado de pérdida de enganche es detectado por la SU, la SU detiene la transmisión a la RCS por los canales asignados, lo que fuerza la RCS a un estado de pérdida de enganche, e inicia el algoritmo de readquisición. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa y, si no es satisfactoria, la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando y desasignando el módem de SU como se describió previamente.
Control de potencia General
La característica de control de potencia de la presente invención es usada para minimizar la magnitud de la potencia de transmisión usada por una RCS y las unidades de abonado (SUs) del sistema, y la subcaracterística de control de potencia que actualiza la potencia de transmisión durante la conexión de canal portador es definida como control automático de potencia (APC). Los datos de APC son transferidos desde la RCS a una SU por el canal directo de APC, y desde una SU a la RCS por el canal inverso de APC. Cuando no hay enlace activo de datos entre las dos, la subcaracterística de control de potencia de mantenimiento (MPC) actualiza la potencia de transmisión de la
SU.
Los niveles de potencia de transmisión de los canales asignados directo e inverso y los canales globales inversos son controlados por el algoritmo de APC para mantener una relación suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en esos canales, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. La presente invención usa un mecanismo de control de potencia en bucle cerrado en el que un receptor decide que el transmisor debería aumentar o reducir por incrementos su potencia de transmisión. Esta decisión es transportada de vuelta al transmisor respectivo por medio de la señal de control de potencia por el canal de APC. El receptor toma la decisión de incrementar o reducir la potencia de transmisor basado en dos señales de error. Una señal de error es una indicación de la diferencia entre las potencias de señales contraídas medida y deseada, y la otra señal de error es una indicación de la potencia total recibida media.
Como es usado en la realización descrita de la invención, el término control de potencia de extremo próximo es usado para referirse a ajustar la potencia de salida del transmisor de acuerdo con la señal de APC recibida por el canal de APC desde el otro extremo. Esto significa el control inverso de potencia para la SU y el control directo de potencia para la RCS; y el término control automático de potencia (APC) de extremo lejano es usado para referirse al control directo de potencia para la SU y al control inverso de potencia para la RCS (ajustando la potencia de transmisión del extremo opuesto).
Para ahorrar energía, el módem de SU termina la transmisión y reduce la potencia mientras espera una llamada, definido como la fase desactivada. La fase desactivada es terminada por una señal de activación procedente del controlador de SU. El circuito de adquisición del módem de SU entra automáticamente en la fase de readquisición, y empieza el proceso de adquirir el piloto de enlace descendente, como se describió previamente.
Algoritmos de control de potencia en bucle cerrado
El control de potencia de extremo próximo consta de dos pasos: primero, es dispuesta la potencia de transmisión inicial; y segundo, la potencia de transmisión es ajustada continuamente según la información recibida desde el extremo lejano usando el APC.
Para la SU, la potencia de transmisión inicial es dispuesta en un valor mínimo y después aumentada en rampa, por ejemplo, a una velocidad de 1 dB/ms hasta que termina un temporizador de aumento en rampa de potencia (no mostrado) o la RCS cambia el valor de luz de tráfico correspondiente en el FBCH a "rojo" indicando que la RCS ha enganchado con el piloto de canal de acceso corto (SAXPT) de la SU. La terminación del temporizador causa que la transmisión de SAXPT sea parada, a no ser que el valor de luz de tráfico sea dispuesto en rojo primero, en cuyo caso la SU continúa aumentando en rampa la potencia de transmisión pero a una velocidad mucho menor que antes de que la señal "roja" fue detectada.
Para la RCS, la potencia de transmisión inicial es dispuesta en un valor fijo correspondiente al valor mínimo necesario para funcionamiento fiable como es determinado experimentalmente para el tipo de servicio y el número actual de usuarios del sistema. Los canales globales, tal como el piloto global o el canal de radiodifusión rápida (FBCH), siempre son transmitidos a la potencia inicial fija mientras que los canales de tráfico son conmutados al APC.
Los bits de APC son transmitidos como señales ascendentes o descendentes de un bit por el canal de APC. En la realización descrita, el flujo de datos de APC de 64 kb/s no es codificado ni intercalado.
El control de potencia de extremo lejano consiste en la información de control de potencia de transmisión de extremo próximo para que el extremo lejano la use para ajustar su potencia de transmisión.
El algoritmo de APC causa que la RCS o la SU transmita +1 si se cumple la desigualdad siguiente, y -1 en caso contrario.
(45)\alpha_{1}e_{1} - \alpha_{2}e_{2} > 0
Aquí, la señal e_{1} de error es calculada como
(46)e_{1} = P_{d}-(1 + SNR_{REQ})P_{N}
donde P_{d} es la potencia de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido contraído y SNR_{REQ} es la relación deseada de señal a ruido contraídos para el tipo de servicio particular; y
(47)e_{2} = P_{r} - P_{o}
donde P_{r} es una medida de la potencia recibida y P_{o} es el valor prefijado del circuito de control automático de ganancia (AGC). Las ponderaciones \alpha_{1} y \alpha_{2} en la ecuación (33) son elegidas para cada tipo de servicio y frecuencia de actualización de APC.
Durante la fase desactivada de la SU, puede cambiar la potencia de ruido de interferencia del canal de RF CDMA. La presente invención incluye una característica de control de potencia de mantenimiento (MPC) que ajusta periódicamente la potencia de transmisión inicial de la SU con respecto a la potencia de ruido de interferencia del canal CDMA. El MPC es el proceso mediante el cual el nivel de potencia de transmisión de una SU es mantenido muy próximo al nivel mínimo para que la RCS detecte la señal de SU. El proceso de MPC compensa los cambios de baja frecuencia en la potencia requerida de transmisión de SU.
La característica de control de mantenimiento usa dos canales globales: uno es denominado el canal de estatus (STCH) en enlace inverso, y el otro es denominado el canal de comprobación (CUCH) en enlace directo. Las señales transmitidas por estos canales no transportan datos y son generadas del mismo modo que son generados los códigos cortos usados en el aumento en rampa de potencia inicial. Los códigos de STCH y CUCH son generados desde una bifurcación "reservada" del generador de códigos globales.
El proceso de MPC es como sigue. A intervalos aleatorios, la SU envía periódicamente un código de extensión de longitud de símbolo, durante 3 ms, por el canal de estatus (STCH). Si la RCS detecta la secuencia, contesta enviando una secuencia de código de longitud de símbolo dentro de los 3 ms siguientes por el canal de comprobación (CUCH). Cuando la SU detecta la respuesta procedente de la RCS, reduce su potencia de transmisión en un tamaño de escalón particular. Si la SU no aprecia ninguna respuesta procedente de la RCS dentro de ese período de 3 ms, incrementa su potencia de transmisión en el tamaño de escalón. Usando este método, la respuesta de RCS es transmitida en un nivel de potencia que es suficiente para mantener una probabilidad de detección de 0,99 en todas las
SUs.
La velocidad de cambio de la carga de tráfico y el número de usuarios activos están relacionados con la potencia total de ruido de interferencia del canal CDMA. La frecuencia de actualización y el tamaño de escalón de la señal de actualización de potencia de mantenimiento para la presente invención son determinados usando métodos de teoría de puesta en cola de espera bien conocidos en la teoría de técnica de comunicación. Modelando el proceso de generación de llamada como una variable aleatoria exponencial con 6.0 minutos de media, el cálculo numérico muestra que el nivel de potencia de mantenimiento de una SU debería ser actualizado una vez cada 10s o menos para poder seguir los cambios en el nivel de interferencia usando el tamaño de escalón de 0,5 dB. Modelando el proceso de generación de llamada como una variable aleatoria de Poisson con tiempos exponenciales entre llegadas, frecuencia de llegadas de 2x10^{-4} por segundo por usuario, frecuencia de servicio de 1/360 por segundo y la población total de abonados es 600 en el área de servicio de RCS, también produce por cálculo numérico que una frecuencia de actualización de una vez cada 10 segundos es suficiente cuando es usada el tamaño de escalón de 0,5 dB.
El ajuste de la potencia de mantenimiento es realizado periódicamente por la SU que cambia de la fase desactivada a la fase activada y realiza el proceso de MPC. Por consiguiente, el proceso para la característica de MPC es mostrado en la Figura 26 y es como sigue. Primero, en el paso 2601, las señales son intercambiadas entre la SU y la RCS manteniendo un nivel de potencia de transmisión que está próximo al nivel requerido para detección; la SU envía periódicamente un código de extensión de longitud de símbolo en el STCH y, como respuesta, la RCS envía periódicamente un código de extensión de longitud de símbolo en el CUCH.
A continuación, en el paso 2602, si la SU recibe una respuesta dentro de 3 ms después del mensaje de STCH que envió, reduce su potencia de transmisión en un tamaño de escalón particular en el paso 2603; pero si la SU no recibe una respuesta dentro de 3 ms después del mensaje de STCH, incrementa su potencia de transmisión en el mismo tamaño de escalón en el paso 2604.
En el paso 2605, la SU espera durante un período de tiempo antes de enviar otro mensaje de STCH, este período de tiempo es determinado por un proceso aleatorio que promedia 10 segundos.
Así, la potencia de transmisión de los mensajes de STCH procedentes de la SU es ajustada periódicamente basada en la respuesta de la RCS, y es fijada la potencia de transmisión de los mensajes de CUCH procedentes de la RCS.
Transformación de señales de control de potencia en canales lógicos para control automático de potencia (APC)
Las señales de control de potencia son transformadas en canales lógicos especificados para controlar los niveles de potencia de transmisión de los canales asignados directo e inverso. Los canales globales inversos también son controlados por el algoritmo de APC para mantener una relación suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia en esos canales inversos, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. La presente invención usa un método de control de potencia en bucle cerrado en el que un receptor decide periódicamente aumentar o reducir por incrementos la potencia de salida del transmisor en el otro extremo. El método también devuelve la decisión al transmisor respectivo.
\vskip1.000000\baselineskip
TABLA 13
38 
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Los enlaces directos e inversos son controlados independientemente. Para una llamada/conexión en curso, la potencia de enlace directo (TRCHs, APC y OW) es controlada por los bits de APC transmitidos por el canal inverso de APC. Durante el proceso de establecimiento de llamada/conexión, la potencia de enlace inverso (AXCH) es controlada también por los bits de APC transmitidos por el canal directo de APC. La Tabla 13 resume los métodos específicos de control de potencia para los canales controlados.
Las relaciones requeridas de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIRs) de los canales asignados TRCH, APC y OW y la señal piloto asignada inversa para cualquier SU particular son fijadas proporcionalmente entre sí y estos canales son sometidos a desvanecimiento casi idéntico, por tanto, son controlados en potencia conjuntamente.
Control directo adaptable de potencia
El proceso de control directo adaptable de potencia (AFPC) intenta mantener la relación mínima requerida de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en los canales directos durante una llamada/conexión. El proceso recurrente de AFPC, mostrado en la Figura 27, consta de los pasos de hacer que una SU forme las dos señales de error e_{1} y e_{2} en el paso 2701, donde
(47)e_{1}=P_{d}-(1+SNR_{REQ})P_{N}
(48)e_{2}=P_{r}-P_{o}
y P_{d} es la potencia de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido contraído, SNR_{REQ} es la relación señal/ruido requerida para el tipo de servicio, P_{r} es una medida de la potencia recibida total y P_{o} es el valor prefijado de control automático de ganancia (AGC). A continuación, el módem de SU forma la señal de error combinada
\alpha_{1}e_{1} + \alpha_{2}e_{2} en el paso 2702. Aquí, las ponderaciones \alpha_{1} y \alpha_{2} son elegidas para cada tipo de servicio y frecuencia de actualización de APC. En el paso 2703, la SU limita mucho la señal de error combinada y forma un solo bit de APC. La SU transmite el bit de APC a la RCS en el paso 2704 y el módem de RCS recibe el bit en el paso 2705. La RCS aumenta o reduce su potencia de transmisión a la SU en el paso 2706 y el algoritmo se repite empezando en el paso
2701.
Control inverso adaptable de potencia
El proceso de control inverso adaptable de potencia (ARPC) mantiene la relación deseada mínima de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en los canales inversos para minimizar la potencia total de salida inversa del sistema tanto durante el establecimiento de llamada/conexión como mientras la llamada/conexión está en curso. El proceso recurrente de ARPC, mostrado en la Figura 28, empieza en el paso 2801 donde el módem de RCS forma las dos señales de error e_{1} y e_{2}, donde
(49)e_{1} = P_{d} - (1+SNR_{REQ})P_{N}
(50)e_{2} = P_{rt} - P_{o}
y P_{d} es la potencia de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido contraído, SNR_{REQ} es la relación señal/ruido deseada para el tipo de servicio, P_{rt} es una medida de la potencia total media recibida por la RCS, y P_{o} es el valor prefijado de AGC. En el paso 2802, el módem de RCS forma la señal de error combinada \alpha_{1}e_{1} + \alpha_{2}e_{2}, y en el paso 2803 limita mucho esta señal de error para determinar un solo bit de APC. En el paso 2804, la RCS transmite el bit de APC a la SU y, en el paso 2805, el bit es recibido por la SU. Finalmente, en el paso 2806, la SU ajusta su potencia de transmisión de acuerdo con el bit recibido de APC, y el algoritmo se repite empezando en el paso
2801.
TABLA 14
40
Relación de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) y tipos de canales múltiples
La SIR requerida para canales en un enlace es una función del formato de canal (por ejemplo, TRCH, OW), el tipo de servicio (por ejemplo, ISDN B, servicio telefónico antiguo (POTS) de ADPCM de 32 kb/s), y el número de símbolos sobre los que son distribuidos los bits de datos (por ejemplo, dos símbolos de 64 kb/s son integrados para formar un solo símbolo de POTS de ADPCM de 32 kb/s). Es predeterminada la potencia de salida de circuito contractivo correspondiente a la SIR requerida para cada canal y tipo de servicio. Mientras una llamada/conexión está en curso, varios canales lógicos CDMA de usuarios son simultáneamente activos; cada uno de estos canales transfiere un símbolo en cada período de símbolo. La SIR del símbolo procedente del canal de SIR nominalmente máxima es medida, comparada con un umbral y usada para determinar la decisión de aumentar/reducir el APC en cada período de símbolo. La Tabla 14 indica el símbolo (y el umbral) usado para el cálculo de APC por servicio y tipo de llamada.
Parámetros de control automático de potencia (APC)
La información de APC es transportada siempre como un solo bit de información, y la frecuencia de datos de APC es equivalente a la frecuencia de actualización de APC. La frecuencia de actualización de APC es 64 kb/s. Esta frecuencia es bastante alta para acomodar los desvanecimientos previstos de Rayleigh y Doppler, y tiene en cuenta una tasa de errores de bits (BER) relativamente grande (\simeq0,2) en los canales de APC de enlace ascendente y enlace descendente, lo que minimiza la capacidad dedicada al APC.
El aumento/reducción de potencia indicado por un bit de APC está nominalmente entre 0,1 y 0,01 dB. El margen dinámico para control de potencia es 70 dB en el enlace inverso y 12 dB en el enlace directo para la realización ejemplar del presente sistema.
Una realización alternativa de multiplexación de información de control automático de potencia (APC)
Los canales lógicos dedicados de control automático de potencia (APC) y línea de órdenes (OW) descritos previamente también pueden ser multiplexados entre sí en un canal lógico. La información de APC es transmitida continuamente a 64 kb/s mientras que la información de OW ocurre en ráfagas de datos. El canal lógico multiplexado alternativo incluye la información de APC no codificada, no intercalada, de 64 kb/s en, por ejemplo, el canal en fase y la información de OW en el canal en cuadratura de la señal de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK).
Realización de control de potencia en bucle cerrado
El control de potencia en bucle cerrado durante una conexión de llamada responde a dos variaciones diferentes en la potencia total del sistema. Primera, el sistema responde al comportamiento local tal como cambios en el nivel de potencia de una SU y, segunda, el sistema responde a cambios en el nivel de potencia de todo el grupo de usuarios activos en el sistema.
El sistema de control de potencia de la realización ejemplar de la presente invención es mostrado en la Figura 29. Como se muestra, el circuito usado para ajustar la potencia transmitida es similar para la RCS (mostrado como módulo 2901 de control de potencia de RCS) y la SU (mostrado como el módulo 2902 de control de potencia de SU). Empezando con el módulo 1901 de control de potencia de RCS, la señal de canal de RF de enlace inverso es recibida en la antena de RF y desmodulada para producir la señal RMCH inversa de CDMA. La señal RMCH es aplicada al amplificador 2910 de ganancia variable (VGA1) que produce una señal de entrada al circuito 2911 de control automático de ganancia (AGC). El AGC 2911 produce una señal de control de amplificador de ganancia variable de entrada al VGA1 2910. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de VGA1 2910 en un valor casi constante. La señal de salida de VGA1 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 2912 que produce una señal MS contraída de mensaje de usuario y un bit de APC directo. El bit de APC directo es aplicado al integrador 2913 para producir la señal de control de APC directo. La señal de control de APC directo controla el amplificador 2914 de ganancia variable (VGA2) de enlace directo y mantiene la señal de canal de RF de enlace directo en un nivel deseado mínimo para comunicación.
La potencia de señal de la señal MS contraída de mensaje de usuario del módulo 2901 de potencia de RCS es medida por el circuito 2915 medidor de potencia para producir una indicación de potencia de señal. La salida del VGA1 también es contraída por el circuito contractivo auxiliar que contrae la señal usando un código de extensión no correlacionado y, por tanto, obtiene una señal de ruido contraída. La medición de potencia de esta señal es multiplicada por 1 mas la relación señal/ruido (SNR_{R}) deseada para formar la señal S1 de umbral. La diferencia entre la potencia de señal contraída y el valor S1 de umbral es producida por el sustractor 2916. Esta diferencia es la señal ES1 de error que es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de SU particular. De modo similar, la señal de control para el VGA1 2910 es aplicada al circuito 2917 de cambio de escala de frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control para VGA1 2910. La señal de salida del circuito 2917 de cambio de escala es una señal SP1 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema. La lógica 2928 de cálculo de umbral calcula el valor SST de umbral de señal del sistema a partir de la señal RCSUSR de datos de potencia de canal de usuario de RCS. El complemento de la señal SP1 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema y el valor SST de umbral de potencia de señal del sistema son aplicados al sumador 2919 que produce la segunda señal ES2 de error. Esta señal de error está relacionada con el nivel de potencia de transmisión del sistema de todas las unidades de abonado (SUs) activas. Las señales de error ES1 y ES2 de entrada son combinadas en el combinador 2920 para producir una señal de error combinada introducida en el modulador delta (DM1) 2921, y la señal de salida del DM1 es la señal de flujo de bits de APC inverso, teniendo bits de valor +1 o -1, que para la presente invención es transmitida como una señal de 64
kb/s.
El bit de APC inverso es aplicado al circuito extensor 2922, y la señal de salida del circuito extensor 2922 es la señal de mensaje de APC directo de espectro extendido. Las señales de tráfico y línea de órdenes (OW) directas también son suministradas a los circuitos extensores 2923, 2924, produciendo las señales directas 1, 2, ..., N de mensajes de tráfico. Los niveles de potencia de la señal de APC directa, la OW directa y las señales de mensajes de tráfico son ajustados por los amplificadores respectivos 2925, 2926 y 2927 para producir las señales directas de canales de APC, OW y TRCH ajustadas en nivel de potencia. Estas señales son combinadas por el sumador 2928 y aplicadas al VAG1 2914, que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
La señal de canal de RF de enlace directo incluyendo la señal de APC directa extendida es recibida por la antena de RF de la SU y desmodulada para producir la señal FMCH directa de CDMA. Esta señal es suministrada al amplificador de ganancia variable (VGA3) 2940. La señal de salida de VGA3 es aplicada al circuito 2941 de control automático de ganancia (AGC) que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable para el VGA3 2940. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de VGA3 en un nivel casi constante. La señal de salida de VGA3 2940 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 2942 que produce una señal SUMS contraída de mensaje de usuario y un bit de APC inverso. El bit de APC inverso es aplicado al integrador 2943 que produce la señal de control de APC inverso. Esta señal de control de APC inverso es suministrada al VGA4 2944 de APC inverso para mantener la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel mínimo de potencia.
La señal SUMS contraída de mensaje de usuario también es aplicada al circuito 2945 medidor de potencia que produce una señal de medición de potencia, que es sumada al complemento del valor S2 de umbral en el sumador 2946 para producir la señal ES3 de error. La señal ES3 es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de RCS para la SU particular. Para obtener el umbral S2, la indicación de potencia de ruido contraído procedente de circuito contractivo auxiliar es multiplicada por 1 más la relación señal/ruido RNR_{R} deseada. El circuito contractivo auxiliar contrae los datos de entrada usando un código de extensión no correlacionado, por tanto, su salida es una indicación de la potencia de ruido contraído.
De modo similar, la señal de control para el VGA3 es aplicada al circuito de cambio de escala de frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control para VGA3 a fin de producir un nivel RP1 cambiado de escala de potencia recibida (véase la Figura 29). El circuito de cálculo de umbral calcula el umbral RST de señal recibida a partir de la señal SUUSR de potencia medida de SU. El complemento del nivel RP1 cambiado de escala de potencia recibida y el umbral RST de señal recibida son aplicados al sumador que produce la señal ES4 de error. Este error está relacionado con la potencia de transmisión de RCS a todas la demás SUs. Las señales de error ES3 y ES4 de entrada son combinadas en el combinador e introducidas en el modulador delta DM2 2947. La señal de salida del DM2 2947 es la señal de flujo de bits de APC directo, con bits que tienen el valor +1 o -1. En la realización ejemplar de la presente invención, esta señal es transmitida como una señal de 64 kb/s.
La señal de flujo de bits de APC directo es aplicada al circuito extensor 2948 para producir la señal de APC inverso de espectro extendido, de salida. Las señales inversas de OW y tráfico también son introducidas en los circuitos extensores 2949, 2950, produciendo las señales inversas 1, 2, ..., N de mensajes de tráfico y OW, y el piloto inverso es generado por el generador 2951 de piloto inverso. Los niveles de potencia de la señal de mensaje de APC inverso, la señal de mensaje de OW inversa, el piloto inverso y las señales de mensajes de tráfico inverso son ajustados por los amplificadores 2952, 2953, 2954, 2955 para producir las señales que son combinadas por el sumador 2956 e introducidos en el VGA4 2944 de APC inverso. Este VGA4 2944 es el que produce la señal de canal de RF de enlace inverso.
Durante el proceso de establecimiento de conexión de llamada y canal portador, el control de potencia en bucle cerrado de la presente invención es modificado, y es mostrado en la Figura 30. Como se muestra, los circuitos usados para ajustar la potencia transmitida son diferentes para la RCS, mostrado como el módulo 3001 de control de potencia de RCS inicial, y para la SU, mostrado como el módulo 3002 de control de potencia de SU inicial. Empezando con el módulo 3001 de control de potencia de RCS inicial, la señal de canal de RF de enlace inverso es recibida en la antena de RF y desmodulada, produciendo la señal IRMCH inversa de CDMA que es recibida por el primer amplificador 3003 de ganancia variable (VGA1). La señal de salida de VGA1 es detectada por el circuito 3004 de control automático de ganancia (AGC1) que suministra una señal de control de amplificador de ganancia variable a VGA1 3003 para mantener el nivel de la señal de salida de VGA1 en un nivel casi constante. La señal de salida de VGA1 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 3005 que produce la señal IMS contraída de mensaje de usuario. La señal ISET de APC directo es dispuesta en un valor fijo y es aplicada al amplificador 3006 de ganancia variable (VGA2) de enlace directo para disponer la señal de canal de RF de enlace directo en un nivel predeterminado.
La potencia de señal de la señal IMS contraída de mensaje de usuario del módulo 3001 de potencia de RCS inicial es medida por el circuito 3007 medidor de potencia y la medición de potencia de salida es restada de un valor S3 de umbral en el sustractor 3008 para producir la señal ES5 de error, que es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de una SU particular. El umbral S3 es calculado multiplicando la medición de potencia contraída, obtenida del circuito contractivo auxiliar, por 1 más la relación señal/ruido SNR_{R} deseada. El circuito contractivo auxiliar contrae la señal usando un código de extensión no correlacionado, por tanto, su señal de salida es una indicación de potencia de ruido contraído. De modo similar, la señal de control de VGA1 es aplicada al circuito 3009 de cambio de escala de frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control de VGA1 para producir una señal SP2 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema. La lógica 3010 de cálculo de umbral determina un valor de umbral inicial de señal del sistema (ISST) calculado a partir de la señal de datos de potencia de canal de usuario (IRCSUSR). El complemento de la señal SP2 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema y el ISST son suministrados al sumador 3011 que produce una segunda señal ES6 de error que es una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión del sistema a todas las SUs activas. El valor de ISST es la potencia de transmisión deseada para un sistema que tiene la configuración particular. Las señales de error ES5 y ES6 de entrada son combinadas en el combinador 3012 para producir una señal de error combinada introducida en el modulador delta (DM3) 3013. El DM3 produce la señal de flujo de bits de APC inverso inicial, que tiene bits de valor +1 o -1, que en la realización ejemplar es transmitida como una señal de 64 kb/s.
La señal de flujo de bits de APC inverso es aplicada al circuito extensor 3014 para producir la señal inicial de APC directo de espectro extendido. La información de CTCH es extendida por el circuito extensor 3016 para formar la señal extendida de mensaje de CTCH. Las señales extendidas de APC y CTCH son cambiadas de escala por los amplificadores 3015 y 3017 y combinadas por el combinador 3018. La señal combinada es aplicada al VGA2 3006 que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
La señal de canal de RF de enlace directo, incluyendo la señal extendida de APC directo, es recibida por la antena de RF de la SU y es desmodulada para producir la señal directa inicial de CDMA (IFMCH) que es aplicada al amplificador 3020 de ganancia variable (VGA3). La señal de salida de VGA3 es detectada por el circuito 3021 de control automático de ganancia (AGC2) que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable para el VGA3 3020. Esta señal mantiene el nivel de potencia de salida del VGA3 3020 en un valor casi constante. La señal de salida de VGA3 es contraída por el circuito contractivo-desmultiplexor 3022 que produce un bit inicial de APC inverso que depende del nivel de salida de VGA3. El bit de APC inverso es procesado por el integrador 3023 para producir la señal de control de APC inverso. La señal de control de APC inverso es suministrada al VGA4 3024 de APC inverso para mantener la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel de potencia definido.
La señal de AXCH de canal global es extendida por el circuito extensor 3025 para suministrar la señal extendida de canal de acceso (AXCH). El generador 3026 de piloto inverso suministra una señal piloto inversa, y las potencias de señales de la señal de AXCH y la señal piloto inversa son ajustadas por los amplificadores 3027 y 3028 respectivos. La señal extendida de AXCH y la señal piloto inversa son sumadas por el sumador 3029 para producir la señal CDMA de enlace inverso. La señal CDMA de enlace inverso es recibida por el VGA4 3024 de APC inverso que produce la señal de canal de RF de enlace inverso extraída al transmisor de RF.
Gestión de capacidad del sistema
El algoritmo de gestión de capacidad del sistema de la presente invención optimiza la capacidad máxima de usuarios para un área de RCS denominada una célula. Cuando la SU llega dentro de un cierto valor de la potencia máxima de transmisión, la SU envía un mensaje de alarma a la RCS. La RCS dispone las luces de tráfico, que controlan el acceso al sistema, en "rojo" que, como se describió previamente, es un señalizador que impide el acceso por las SUs. Este estado permanece en efecto hasta que termina la llamada a la SU que alarma o hasta que la potencia de transmisión de las SUs que alarman, medida en la SU, tiene un valor menor que la potencia máxima de transmisión. Cuando SUs múltiples envían mensajes de alarma, el estado permanece en efecto hasta que terminan todas las llamadas procedes de SU que alarma o hasta que la potencia de transmisión de las SU que alarma, medida en la SU, es menor que la potencia máxima de transmisión. Una realización alternativa supervisa las mediciones de tasa de errores de bits procedentes del descodificador de corrección de errores de reenvió (FEC) y mantiene en "rojo" las luces de tráfico de RCS hasta que la tasa de errores de bits es menor que un valor predeterminado.
La estrategia de bloqueo de la presente invención incluye un método que usa la información de control de potencia transmitida desde la RCS a una SU y las mediciones de potencia recibidas en la RCS. La RCS mide su nivel de potencia de transmisión, detecta que un valor máximo es alcanzado y determina cuando bloquear a nuevos usuarios. Una SU preparándose para entrar en el sistema se bloquea si la SU alcanza la potencia máxima de transmisión antes de la conclusión satisfactoria de una asignación de canal portador.
Cada usuario adicional en el sistema tiene el efecto de incrementar el nivel de ruido para todos los demás usuarios, lo que reduce la relación señal/ruido (SNR) que experimenta cada usuario. El algoritmo de control de potencia mantiene una relación señal/ruido deseada para cada usuario. Por tanto, en ausencia de cualesquier otras limitaciones, la adición de un usuario nuevo al sistema tiene sólo un efecto transitorio y la relación señal/ruido deseada es recuperada.
La medición de potencia de transmisión en la RCS es efectuada midiendo el valor medio cuadrático de la señal combinada de banda base o midiendo la potencia de transmisión de la señal de RF y realimentándola a circuitos digitales de control. La medición de potencia de transmisión también puede ser efectuada por las SUs para determinar si la unidad ha alcanzado su potencia máxima de transmisión. El nivel de potencia de transmisión de SU es determinado midiendo la señal de control del amplificador de RF y cambiando de escala el valor basado en el tipo de servicio tal como servicio telefónico antiguo (POTS), facsímil (FAX) o red digital de servicios integrados (ISDN).
La información de que una SU ha alcanzado la potencia máxima es transmitida a la RCS por la SU en un mensaje por los canales asignados. La RCS también determina el estado midiendo los cambios de APC inverso porque, si la RCS envía mensajes de APC a la SU para incrementar la potencia de transmisión de SU y la potencia de transmisión de SU, medida en la RCS, no es incrementada, la SU ha alcanzado la potencia máxima de transmisión.
La RCS no usa luces de tráfico para bloquear a usuarios nuevos que han terminado el aumento en rampa de potencia usando los códigos cortos. Estos usuarios son bloqueados negándoles el tono de marcar y dejándoles en tiempo de espera. La RCS envía todos unos (órdenes de reducir) por el canal de APC para hacer que la SU reduzca su potencia de transmisión. Asimismo, la RCS no envía mensaje de CTCH o envía un mensaje con una dirección inválida que obligaría a la unidad de abonado fija (FSU) a abandonar el procedimiento de acceso y empezar nuevamente. Sin embargo, la SU no empieza el proceso de adquisición inmediatamente porque las luces de tráfico son rojas.
Cuando la RCS alcanza su límite de potencia de transmisión, impone el bloqueo de la misma manera que cuando una SU alcanza su límite de potencia de transmisión. La RCS apaga todas las luces de tráfico por el canal de radiodifusión rápida (FBCH), empieza a enviar todos bits 1 de APC (órdenes de reducción) a los usuarios que han completado su aumento en rampa de potencia por códigos cortos pero que aún no han recibido un tono de marcar, y no envía mensaje de canal de control (CTCH) a estos usuarios o envía mensajes con direcciones inválidas para obligarles a abandonar el proceso de acceso.
El proceso de autobloqueo de la SU es como sigue. Cuando la SU empieza a transmitir el canal de acceso (AXCH), el APC empieza su operación de control de potencia usando el AXCH y aumenta la potencia de transmisión de SU. Mientras la potencia de transmisión está aumentando bajo el control del APC, es supervisada por el controlador de SU. Si se alcanza el límite de potencia de transmisión, la SU abandona el procedimiento de acceso y empieza nuevamente.
Sincronización del sistema
La RCS es sincronizada con la señal de reloj de la Red Telefónica Conmutada Pública (PSTN) a través de una de las interfaces de línea, como se muestra en la Figura 10, o con el oscilador de reloj del sistema de RCS que funciona libremente (de modo asincrónico) para suministrar una señal de temporización maestra para el sistema. El canal piloto global y, por tanto, todos los canales lógicos dentro del canal de CDMA, son sincronizados con la señal de reloj del sistema de la RCS. El piloto global (GLPT) es transmitido por la RCS y define la temporización en el transmisor de RCS.
El receptor de SU es sincronizado con el piloto global y así se comporta como un subordinado del oscilador de reloj de la red. Sin embargo, la temporización de SU es retardada por el retardo de propagación. En la presente realización de la invención, el módem de SU extrae una señal de reloj de 64 kHz y 8 kHz del canal de recepción de RF de CDMA, y un circuito oscilador de bucle enganchado en fase (PLL) crea las señales de reloj de 2 MHz y 4 MHz.
El transmisor de SU y, por tanto, el piloto de acceso largo (LAXPT) o el piloto asignado (ASPT) son subordinados a la temporización del receptor de SU.
El receptor de RCS es sincronizado con el LAXPT o el ASPT transmitido por la SU, sin embargo, su temporización puede ser retardada por el retardo de propagación. Por tanto, la temporización del receptor de RCS es la del transmisor de RCS retardada en el doble del retardo de propagación.
Además, el sistema puede ser sincronizado por medio de una referencia recibida desde un receptor de Sistema Global de Localización (GPS). En un sistema de este tipo, un receptor GPS en cada RCS suministra una señal de reloj de referencia a todos los submódulos de la RCS. Como cada RCS recibe la misma referencia de tiempo desde el GPS, son sincronizadas todos las señales de reloj del sistema en todas las RCSs.
Aunque la invención ha sido descrita en términos de realizaciones ejemplares múltiples, los expertos en la técnica comprenden que la invención puede ser puesta en práctica con modificaciones en la realizaciones que están dentro del alcance de la invención como es definido por las reivindicaciones siguientes.
\vskip1.000000\baselineskip
41 
\vskip1.000000\baselineskip
(Continuación)
\vskip1.000000\baselineskip
42
43 
\vskip1.000000\baselineskip
(Continuación)
\vskip1.000000\baselineskip
44
45 
\vskip1.000000\baselineskip
(Continuación)
\vskip1.000000\baselineskip
46
47 
\vskip1.000000\baselineskip
48 
\vskip1.000000\baselineskip
(continuación)
\vskip1.000000\baselineskip
49
50 
\vskip1.000000\baselineskip
51 
\vskip1.000000\baselineskip
(Continuación)
52
53 
\vskip1.000000\baselineskip
54
(Continuación)
55
56

Claims (1)

1. Un método para gestión de capacidad en un sistema de comunicación de espectro extendido que incluye una estación base (101) y una pluralidad de unidades de abonado (111-118), en el que la estación base (101) transmite a las unidades de abonado (111-118) una pluralidad de canales de espectro extendido que incluye un canal de acceso teniendo un valor de acceso de tráfico que es recibido por cada unidad de abonado (111-118), y una pluralidad respectiva de canales de mensajes; y en el que cada unidad de abonado (111-118) transmite a la estación base (101) un canal asignado que tiene un valor de alarma de potencia y un canal de mensaje de unidad de abonado, estando caracterizado el método por:
medir, mediante la estación base (101), un nivel de potencia de transmisión del canal de acceso y la pluralidad de canales de mensajes;
comparar, mediante la estación base (101), el nivel de potencia de transmisión con un primer valor de potencia predeterminado para producir un valor de salida de comparación de potencias;
bloquear la transmisión de un canal asignado y un canal respectivo de mensaje de unidad de abonado en respuesta al valor de salida de comparación de potencias, disponiendo el valor de acceso de tráfico en un primer valor predeterminado cuando el nivel de potencia de transmisión es equivalente a, o mayor que, el valor predeterminado, en el que una unidad de abonado (SU) de la pluralidad de unidades de abonado (111-118), en respuesta al valor de acceso de tráfico, no transmite el canal asignado ni el canal de mensaje de unidad de abonado;
medir, mediante cada una de las unidades de abonado (111-118), un nivel de potencia de transmisión de la unidad de abonado respectiva para el canal asignado y el canal de mensaje respectivos;
comparar, mediante cada una de las unidades de abonado (111-118), el nivel de potencia de transmisión de la unidad de abonado (SU) respectiva con un segundo valor predeterminado;
indicar un estado de potencia máxima a la estación base (101), mediante una unidad de abonado, disponiendo el valor respectivo de alarma de potencia en un valor de estado de alarma cuando el nivel de potencia de transmisión de la unidad de abonado es equivalente a, o mayor que, el segundo valor predeterminado; y
bloquear la transmisión del canal asignado y del canal de mensaje de unidad de abonado respectivos de cada una de las unidades de abonado (111-118), mediante la estación base (101) en respuesta al valor de estado de alarma, disponiendo el acceso de tráfico en el primer valor predeterminado.
ES02005244T 1995-06-30 1996-06-27 Gestion de capacidad en un sistema cdma. Expired - Lifetime ES2234939T3 (es)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US77595P 1995-06-30 1995-06-30
US775P 1995-06-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ES2234939T3 true ES2234939T3 (es) 2005-07-01

Family

ID=21692981

Family Applications (17)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES96922615T Expired - Lifetime ES2184878T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema automatico de control de potencia para un sistema de comunicaciones de acceso multiple por division de codigo (cdma).
ES01118805T Expired - Lifetime ES2173053T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de comuniacion (cdma) de acceso multiple de division de codigo.
ES99122091T Expired - Lifetime ES2146568T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Aparato generador de codigo de secuencia para un modem cdma.
ES99122098T Expired - Lifetime ES2146570T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Modem(cdma) de acceso multiple por division de codigos.
ES09015385.9T Expired - Lifetime ES2437178T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Control de potencia automático para un sistema de comunicación de acceso múltiple por division de código (CDMA)
ES10182350T Expired - Lifetime ES2398375T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Transmisor por AMDC
ES02005247T Expired - Lifetime ES2234940T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de comunicacion de acceso multiple por division de codigo.
ES96923527T Expired - Lifetime ES2144384T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de comunicaciones de acceso multiple por division de codigo.
ES99122097T Expired - Lifetime ES2146569T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Aparato correlador de un vector piloto para un modem cdma.
ES02005244T Expired - Lifetime ES2234939T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Gestion de capacidad en un sistema cdma.
ES99122088T Expired - Lifetime ES2146567T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Filtro adaptativo adaptado.
ES96923525T Expired - Lifetime ES2167584T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Modem cdma.
ES99126233T Pending ES2147548T1 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Control automatico de potencia para un sistema de comunicaciones cdma.
ES02005245T Expired - Lifetime ES2201948T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Metodo para incrementar la capacidad en un sistema de cdma.
ES02005246T Expired - Lifetime ES2366343T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Adquisición de código en un sistema de comunicación cdma.
ES01113684T Expired - Lifetime ES2225353T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Metodo para transmitir a unidades de abonado informacion sobre la disponibilidad de canales en un sistema cdma.
ES99126232T Pending ES2147547T1 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de control de potencia automatico para un sistema de comunicaciones (cdma) de acceso multiple de division por codigo.

Family Applications Before (9)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES96922615T Expired - Lifetime ES2184878T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema automatico de control de potencia para un sistema de comunicaciones de acceso multiple por division de codigo (cdma).
ES01118805T Expired - Lifetime ES2173053T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de comuniacion (cdma) de acceso multiple de division de codigo.
ES99122091T Expired - Lifetime ES2146568T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Aparato generador de codigo de secuencia para un modem cdma.
ES99122098T Expired - Lifetime ES2146570T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Modem(cdma) de acceso multiple por division de codigos.
ES09015385.9T Expired - Lifetime ES2437178T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Control de potencia automático para un sistema de comunicación de acceso múltiple por division de código (CDMA)
ES10182350T Expired - Lifetime ES2398375T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Transmisor por AMDC
ES02005247T Expired - Lifetime ES2234940T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de comunicacion de acceso multiple por division de codigo.
ES96923527T Expired - Lifetime ES2144384T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de comunicaciones de acceso multiple por division de codigo.
ES99122097T Expired - Lifetime ES2146569T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Aparato correlador de un vector piloto para un modem cdma.

Family Applications After (7)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES99122088T Expired - Lifetime ES2146567T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Filtro adaptativo adaptado.
ES96923525T Expired - Lifetime ES2167584T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Modem cdma.
ES99126233T Pending ES2147548T1 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Control automatico de potencia para un sistema de comunicaciones cdma.
ES02005245T Expired - Lifetime ES2201948T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Metodo para incrementar la capacidad en un sistema de cdma.
ES02005246T Expired - Lifetime ES2366343T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Adquisición de código en un sistema de comunicación cdma.
ES01113684T Expired - Lifetime ES2225353T3 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Metodo para transmitir a unidades de abonado informacion sobre la disponibilidad de canales en un sistema cdma.
ES99126232T Pending ES2147547T1 (es) 1995-06-30 1996-06-27 Sistema de control de potencia automatico para un sistema de comunicaciones (cdma) de acceso multiple de division por codigo.

Country Status (23)

Country Link
US (31) US5912919A (es)
EP (25) EP0984577B1 (es)
JP (39) JP3478342B2 (es)
KR (6) KR100625757B1 (es)
CN (9) CN1905391A (es)
AP (2) AP682A (es)
AR (11) AR002638A1 (es)
AT (13) ATE306751T1 (es)
AU (3) AU6401396A (es)
CA (9) CA2376313C (es)
DE (25) DE69634389T2 (es)
DK (14) DK0836770T3 (es)
ES (17) ES2184878T3 (es)
FI (14) FI115810B (es)
HK (12) HK1015983A1 (es)
ID (10) ID25598A (es)
MY (4) MY127923A (es)
NO (3) NO318270B1 (es)
PT (4) PT835568E (es)
SA (1) SA06270486B1 (es)
TW (1) TW318983B (es)
WO (3) WO1997002714A2 (es)
ZA (1) ZA965340B (es)

Families Citing this family (765)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0107746D0 (en) 2001-03-28 2001-05-16 Nokia Networks Oy Transmissions in a communication system
US6788662B2 (en) 1995-06-30 2004-09-07 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US6697350B2 (en) 1995-06-30 2004-02-24 Interdigital Technology Corporation Adaptive vector correlator for spread-spectrum communications
US7123600B2 (en) * 1995-06-30 2006-10-17 Interdigital Technology Corporation Initial power control for spread-spectrum communications
US6487190B1 (en) * 1996-06-27 2002-11-26 Interdigital Technology Corporation Efficient multichannel filtering for CDMA modems
US6801516B1 (en) 1995-06-30 2004-10-05 Interdigital Technology Corporation Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates
ZA965340B (en) 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US7072380B2 (en) * 1995-06-30 2006-07-04 Interdigital Technology Corporation Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications
US6940840B2 (en) * 1995-06-30 2005-09-06 Interdigital Technology Corporation Apparatus for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US5841768A (en) * 1996-06-27 1998-11-24 Interdigital Technology Corporation Method of controlling initial power ramp-up in CDMA systems by using short codes
US7020111B2 (en) * 1996-06-27 2006-03-28 Interdigital Technology Corporation System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US6885652B1 (en) 1995-06-30 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US6049535A (en) * 1996-06-27 2000-04-11 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US7929498B2 (en) 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US6816473B2 (en) 1995-06-30 2004-11-09 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications
US5953346A (en) * 1996-06-27 1999-09-14 Interdigital Technology Corporation CDMA communication system which selectively suppresses data transmissions during establishment of a communication channel
JP3598609B2 (ja) * 1995-09-20 2004-12-08 双葉電子工業株式会社 スペクトル拡散通信システムにおける受信装置
US7266725B2 (en) 2001-09-03 2007-09-04 Pact Xpp Technologies Ag Method for debugging reconfigurable architectures
JPH09191301A (ja) * 1996-01-10 1997-07-22 Canon Inc スペクトラム拡散通信装置
JP2820918B2 (ja) * 1996-03-08 1998-11-05 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 スペクトル拡散通信装置
JPH09261128A (ja) * 1996-03-22 1997-10-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd スペクトル拡散通信機
JP2820919B2 (ja) * 1996-03-25 1998-11-05 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 Ｃｄｍａ移動体通信システムおよび送受信機
FI961362A (fi) * 1996-03-25 1997-09-26 Nokia Telecommunications Oy Häiriöiden vähentämismenetelmä ja radiojärjestelmä
BR9708531A (pt) * 1996-04-04 1999-08-03 Siemens Ag Processo para comando de troca de canais de telecommunicação de um sistema parcial de telecomunicação de um sistema parcial de telecomunicações local em um sistema de telecomunicação particulamente um sistema parcial de rll/wll especifico de dect incorporado em um sistema de isdn
US6047017A (en) 1996-04-25 2000-04-04 Cahn; Charles R. Spread spectrum receiver with multi-path cancellation
US6396804B2 (en) 1996-05-28 2002-05-28 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US6678311B2 (en) 1996-05-28 2004-01-13 Qualcomm Incorporated High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes
US5930230A (en) 1996-05-28 1999-07-27 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
DK1172942T3 (da) * 1996-06-27 2003-12-08 Interdigital Tech Corp Fremgangsmåde til styring af indledende effektstigning (ramp-up) i CDMA-systemer ved brug af kortkoder
JP3681230B2 (ja) * 1996-07-30 2005-08-10 松下電器産業株式会社 スペクトル拡散通信装置
US6067292A (en) * 1996-08-20 2000-05-23 Lucent Technologies Inc Pilot interference cancellation for a coherent wireless code division multiple access receiver
US6771590B1 (en) * 1996-08-22 2004-08-03 Tellabs Operations, Inc. Communication system clock synchronization techniques
US6950388B2 (en) * 1996-08-22 2005-09-27 Tellabs Operations, Inc. Apparatus and method for symbol alignment in a multi-point OFDM/DMT digital communications system
US6118758A (en) * 1996-08-22 2000-09-12 Tellabs Operations, Inc. Multi-point OFDM/DMT digital communications system including remote service unit with improved transmitter architecture
US5790514A (en) * 1996-08-22 1998-08-04 Tellabs Operations, Inc. Multi-point OFDM/DMT digital communications system including remote service unit with improved receiver architecture
DE19636758C1 (de) * 1996-09-10 1998-06-10 Siemens Ag Verfahren zum Steuern des Aufbaus von Telekommunikationsverbindungen in als lokale Nachrichtenübertragungsschleifen von Telekommunikationssystemen dienenden Telekommunikationsteilsystemen mit bezüglich der Übertragungskanalanforderungen unterschiedlichen Netzabschlüssen, insbesondere "ISDN/PSTNÛDECT-spezifische RLL/WLL"-Systeme
US6259724B1 (en) * 1996-10-18 2001-07-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Random access in a mobile telecommunications system
JP3323760B2 (ja) * 1996-11-07 2002-09-09 株式会社日立製作所 スペクトラム拡散通信システム
US6111870A (en) * 1996-11-07 2000-08-29 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for compressing and transmitting high speed data
SE521599C2 (sv) * 1996-11-27 2003-11-18 Hitachi Ltd Sändeffektstyrmetod och apparat för mobilt kommunikationssystem
US5889827A (en) * 1996-12-12 1999-03-30 Ericsson Inc. Method and apparatus for digital symbol detection using medium response estimates
JPH10190859A (ja) * 1996-12-20 1998-07-21 Nec Corp 無線通信システム
DE19654595A1 (de) 1996-12-20 1998-07-02 Pact Inf Tech Gmbh I0- und Speicherbussystem für DFPs sowie Bausteinen mit zwei- oder mehrdimensionaler programmierbaren Zellstrukturen
US6173007B1 (en) * 1997-01-15 2001-01-09 Qualcomm Inc. High-data-rate supplemental channel for CDMA telecommunications system
US5933781A (en) * 1997-01-31 1999-08-03 Qualcomm Incorporated Pilot based, reversed channel power control
US5914981A (en) * 1997-02-24 1999-06-22 At&T Wireless Services Inc. Method to indicate synchronization lock of a remote station with a base station for a discrete multitone spread spectrum communications system
US5933421A (en) 1997-02-06 1999-08-03 At&T Wireless Services Inc. Method for frequency division duplex communications
WO1998035458A1 (en) * 1997-02-06 1998-08-13 At & T Wireless Services, Inc. Method of synchronizing a remote station with a base station in a discrete multitone spread spectrum communications system
US5943375A (en) * 1997-02-06 1999-08-24 At&T Wireless Services Inc. Method to indicate synchronization lock of a remote station with a base station
US6542998B1 (en) 1997-02-08 2003-04-01 Pact Gmbh Method of self-synchronization of configurable elements of a programmable module
US6289041B1 (en) * 1997-02-11 2001-09-11 Snaptrack, Inc. Fast Acquisition, high sensitivity GPS receiver
EP1271801A3 (en) * 1997-02-12 2003-04-09 Interdigital Technology Corporation Global channel power control to minimize spillover in a wireless communication environment
US6360079B2 (en) 1997-02-12 2002-03-19 Interdigital Technology Corporation Global channel power control to minimize spillover in a wireless communication environment
US5842114A (en) * 1997-02-12 1998-11-24 Interdigital Technology Corporation Global channel power control to minimize spillover in a wireless communication environment
US5991284A (en) 1997-02-13 1999-11-23 Qualcomm Inc. Subchannel control loop
IL120222A0 (en) * 1997-02-14 1997-06-10 D S P C Israel Ltd Method and apparatus for acquiring and tracking the sampling phase of a signal
US6078645A (en) * 1997-02-20 2000-06-20 Lucent Technologies Inc. Apparatus and method for monitoring full duplex data communications
US6408016B1 (en) 1997-02-24 2002-06-18 At&T Wireless Services, Inc. Adaptive weight update method and system for a discrete multitone spread spectrum communications system
US5923700A (en) * 1997-02-24 1999-07-13 At & T Wireless Adaptive weight update method and system for a discrete multitone spread spectrum communications system
US6898197B1 (en) * 1997-02-28 2005-05-24 Interdigital Technology Corporation Geolocation of a mobile terminal in a CDMA communication system
US5943331A (en) * 1997-02-28 1999-08-24 Interdigital Technology Corporation Orthogonal code synchronization system and method for spread spectrum CDMA communications
DE19708626C2 (de) * 1997-03-04 1999-08-05 Rohde & Schwarz Nach dem Spreizspektrumverfahren arbeitendes Funkkommunikationssystem
JPH10271028A (ja) * 1997-03-25 1998-10-09 Alps Electric Co Ltd セルラ−電話機の受信回路
JPH10294676A (ja) * 1997-04-17 1998-11-04 Yozan:Kk 待ち受け回路
EP1494372B1 (en) * 1997-04-17 2008-08-06 NTT DoCoMo, Inc. Telecommunication apparatus and method
US6396867B1 (en) * 1997-04-25 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward link power control
KR100241894B1 (ko) * 1997-05-07 2000-02-01 윤종용 개인통신 시스템의 코드분할 접속방식 기지국 시스템에서 소프트웨어 관리방법
JPH1141141A (ja) * 1997-05-21 1999-02-12 Mitsubishi Electric Corp スペクトル拡散信号受信方法及びスペクトル拡散信号受信装置
US5920278A (en) * 1997-05-28 1999-07-06 Gregory D. Gibbons Method and apparatus for identifying, locating, tracking, or communicating with remote objects
US5867525A (en) * 1997-06-10 1999-02-02 L-3 Commuications Corporation Synchronizer and method therefor and communications system incorporating same
US6075792A (en) 1997-06-16 2000-06-13 Interdigital Technology Corporation CDMA communication system which selectively allocates bandwidth upon demand
US6081536A (en) 1997-06-20 2000-06-27 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation to transmit a wireless protocol across a code division multiple access (CDMA) radio link
US6542481B2 (en) * 1998-06-01 2003-04-01 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation for multiple access communication using session queues
US6151332A (en) 1997-06-20 2000-11-21 Tantivy Communications, Inc. Protocol conversion and bandwidth reduction technique providing multiple nB+D ISDN basic rate interface links over a wireless code division multiple access communication system
US6628699B2 (en) * 1997-06-23 2003-09-30 Schlumberger Resource Management Systems, Inc. Receiving a spread spectrum signal
US6741638B2 (en) 1997-06-23 2004-05-25 Schlumbergersema Inc. Bandpass processing of a spread spectrum signal
US6178197B1 (en) 1997-06-23 2001-01-23 Cellnet Data Systems, Inc. Frequency discrimination in a spread spectrum signal processing system
US6456644B1 (en) 1997-06-23 2002-09-24 Cellnet Data Systems, Inc. Bandpass correlation of a spread spectrum signal
US6647058B1 (en) * 1997-06-23 2003-11-11 Paradyne Corporation Performance customization system and process for optimizing XDSL performance
US6263009B1 (en) 1997-06-23 2001-07-17 Cellnet Data Systems, Inc. Acquiring a spread spectrum signal
KR100240869B1 (ko) * 1997-06-25 2000-01-15 윤종용 이중 다이버서티 시스템을 위한 데이터 전송 방법
KR100243425B1 (ko) * 1997-07-10 2000-02-01 곽치영 씨디엠에이 무선가입자망 시스템의 순방향 트래픽 채널 전력제어 방법 및 장치
KR100258221B1 (ko) * 1997-07-25 2000-06-01 윤종용 통신시스템의 패킷 트래픽 채널의 초기화 방법
US6085106A (en) * 1997-07-29 2000-07-04 Nortel Networks Limited Forward link power control in a cellular radiotelephone system
KR100264862B1 (ko) 1997-07-31 2000-09-01 윤종용 대역확산에따른직교부호도약다중접속방식통신시스템의송수신장치및그방법
FR2767238B1 (fr) * 1997-08-07 1999-10-01 Alsthom Cge Alcatel Dispositifs monocanal et multicanaux de demodulation coherente sans pilote, et ensemble correspondant de reception a plusieurs chemins de diversite
CN1049312C (zh) * 1997-08-12 2000-02-09 李道本 一种扩频地址码的编码方法
US6877116B1 (en) * 1997-08-28 2005-04-05 Seagate Technology Llc Method and apparatus for determining bit error rate in a sampled data system without requiring read channel circuitry
US5956368A (en) * 1997-08-29 1999-09-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Downlink channel handling within a spread spectrum communications system
US6185244B1 (en) * 1997-08-29 2001-02-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Cell searching in a CDMA communications system
US6307849B1 (en) * 1997-09-08 2001-10-23 Qualcomm Incorporated Method and system for changing forward traffic channel power allocation during soft handoff
KR100365346B1 (ko) * 1997-09-09 2003-04-11 삼성전자 주식회사 이동통신시스템의쿼시직교부호생성및쿼시직교부호를이용한대역확산장치및방법
US8686549B2 (en) * 2001-09-03 2014-04-01 Martin Vorbach Reconfigurable elements
FR2769777B1 (fr) * 1997-10-13 1999-12-24 Telediffusion Fse Procede et systeme d'evaluation, a la reception, de la qualite d'un signal numerique, tel qu'un signal audio/video numerique
US6370158B1 (en) * 1997-11-14 2002-04-09 Wireless Facilities, Inc. Wireless T/E Transceiver frame signaling subcontroller
US20020051434A1 (en) * 1997-10-23 2002-05-02 Ozluturk Fatih M. Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US6259687B1 (en) * 1997-10-31 2001-07-10 Interdigital Technology Corporation Communication station with multiple antennas
US7184426B2 (en) * 2002-12-12 2007-02-27 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for burst pilot for a time division multiplex system
CA2220365A1 (en) * 1997-11-06 1999-05-06 Telecommunications Research Laboratories A cellular telephone location system
JPH11150523A (ja) * 1997-11-17 1999-06-02 Oki Electric Ind Co Ltd スペクトラム拡散送信装置、スペクトラム拡散受信装置及びスペクトラム拡散通信システム
JP3270015B2 (ja) * 1997-11-19 2002-04-02 沖電気工業株式会社 送信電力制御装置
JP3441636B2 (ja) * 1997-11-21 2003-09-02 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル推定値を求める装置および方法、受信装置ならびに伝送システム
JP3492177B2 (ja) * 1997-12-15 2004-02-03 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ方式移動体通信機
US6708041B1 (en) 1997-12-15 2004-03-16 Telefonaktiebolaget Lm (Publ) Base station transmit power control in a CDMA cellular telephone system
US6134260A (en) * 1997-12-16 2000-10-17 Ericsson Inc. Method and apparatus for frequency acquisition and tracking for DS-SS CDMA receivers
FI106688B (fi) * 1997-12-17 2001-03-15 Nokia Networks Oy Menetelmä ISDN-käyttäjäportin tilavalvonnan toteuttamiseksi
US7394791B2 (en) 1997-12-17 2008-07-01 Interdigital Technology Corporation Multi-detection of heartbeat to reduce error probability
US6222832B1 (en) 1998-06-01 2001-04-24 Tantivy Communications, Inc. Fast Acquisition of traffic channels for a highly variable data rate reverse link of a CDMA wireless communication system
US20040160910A1 (en) * 1997-12-17 2004-08-19 Tantivy Communications, Inc. Dynamic bandwidth allocation to transmit a wireless protocol across a code division multiple access (CDMA) radio link
US9525923B2 (en) 1997-12-17 2016-12-20 Intel Corporation Multi-detection of heartbeat to reduce error probability
US7936728B2 (en) 1997-12-17 2011-05-03 Tantivy Communications, Inc. System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system
DE19861088A1 (de) 1997-12-22 2000-02-10 Pact Inf Tech Gmbh Verfahren zur Reparatur von integrierten Schaltkreisen
IT1297935B1 (it) * 1997-12-23 1999-12-20 Alsthom Cge Alcatel Procedimento e dispositivo per la rivelazione della condizione di perdita di segnale all'ingresso di un'interfaccia di linea di
WO1999043180A1 (en) * 1998-02-19 1999-08-26 Qualcomm Incorporated A method and apparatus for maximizing standby time using a quick paging channel
US6289004B1 (en) 1998-03-12 2001-09-11 Interdigital Technology Corporation Adaptive cancellation of fixed interferers
US6366599B1 (en) 1998-03-16 2002-04-02 Trimble Navigation Limited Fast acquisition of spread-spectrum signals by dynamically varying spacing of search bins
EP1062749B1 (en) * 1998-03-17 2002-01-23 Interdigital Technology Corporation Modular base station with variable communication capacity
JP3109589B2 (ja) * 1998-03-18 2000-11-20 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ端末の送信パワー調整方法及び装置
FI107201B (fi) * 1998-03-23 2001-06-15 Nokia Networks Oy Tiedonsiirron laadun turvaaminen tietoliikenneverkossa
BRPI9909023B1 (pt) * 1998-03-23 2017-03-28 Samsung Electronics Co Ltd dispositivo de controle de potência e método de controle de um canal comum de enlace inverso num sistema de comunicação cdma
CA2288682C (en) * 1998-03-26 2003-04-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Device and method for controlling powers of orthogonal channel and quasi-orthogonal channel in cdma communication system
JP3553500B2 (ja) * 1998-03-26 2004-08-11 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 符号分割多重接続通信システムにおける逆方向共用チャンネルメッセージのための拡散コードの割当て装置及び方法
KR100338662B1 (ko) * 1998-03-31 2002-07-18 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의채널통신장치및방법
ES2389626T3 (es) 1998-04-03 2012-10-29 Tellabs Operations, Inc. Filtro para acortamiento de respuesta al impulso, con restricciones espectrales adicionales, para transmisión de múltiples portadoras
US7440498B2 (en) * 2002-12-17 2008-10-21 Tellabs Operations, Inc. Time domain equalization for discrete multi-tone systems
KR100268677B1 (ko) * 1998-04-04 2000-10-16 윤종용 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 확산 코드의 위상 획득 방법과 그 장치
US6603773B2 (en) 1998-04-08 2003-08-05 Nokia Mobile Phones Limited Method and system for controlling the transmission power of certain parts of a radio transmission
KR100303298B1 (ko) * 1998-04-25 2001-10-29 윤종용 이동통신시스템에서 기지국과 단말기간의 송신전력제어방법
US6370397B1 (en) 1998-05-01 2002-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Search window delay tracking in code division multiple access communication systems
US6731622B1 (en) 1998-05-01 2004-05-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multipath propagation delay determining means using periodically inserted pilot symbols
US6324159B1 (en) * 1998-05-06 2001-11-27 Sirius Communications N.V. Method and apparatus for code division multiple access communication with increased capacity through self-noise reduction
US6486967B1 (en) * 1998-05-09 2002-11-26 Intel Corporation Recovery of bit-rotated frames during facsimile transmissions in a global system for mobile communications (GSM) network
JP2974004B1 (ja) * 1998-05-12 1999-11-08 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置およびｃｄｍａ通信システム
KR100295755B1 (ko) * 1998-05-13 2001-07-12 윤종용 이동통신시스템의 이동국 채널추정장치 및 방법
US6879575B1 (en) 1998-05-13 2005-04-12 Hitachi, Ltd. Code division multiple access mobile communication system
GB2337413A (en) * 1998-05-15 1999-11-17 Nokia Mobile Phones Ltd alternative Channel Measurement in a Radio Communication system
JP2970653B1 (ja) * 1998-05-27 1999-11-02 日本電気株式会社 スペクトラム拡散通信システムとその基地局
US7221664B2 (en) * 1998-06-01 2007-05-22 Interdigital Technology Corporation Transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request
US7773566B2 (en) 1998-06-01 2010-08-10 Tantivy Communications, Inc. System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system
US8134980B2 (en) 1998-06-01 2012-03-13 Ipr Licensing, Inc. Transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request
FR2779590B1 (fr) * 1998-06-03 2000-07-07 Commissariat Energie Atomique Recepteur pour systeme amrc
US6744754B1 (en) * 1998-06-09 2004-06-01 Lg Information & Communications, Ltd. Control of forward link power CDMA mobile communication system
RU2198468C2 (ru) * 1998-06-13 2003-02-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Способ и устройство синхронизации состояний базовой и мобильной станции в системе множественного доступа с кодовым разделением каналов
JP2000078058A (ja) * 1998-06-15 2000-03-14 Katsuyoshi Azeyanagi マッチドフィルタ出力分析・干渉波制御形ｃｄｍａ通信方式
US6429846B2 (en) 1998-06-23 2002-08-06 Immersion Corporation Haptic feedback for touchpads and other touch controls
US7068617B1 (en) * 1998-06-25 2006-06-27 Texas Instruments Incorporated Low complexity CDMA receiver
US6034971A (en) * 1998-06-30 2000-03-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling communication system capacity
US6320896B1 (en) * 1998-07-14 2001-11-20 Intermec Ip Corp. RF receiver having frequency-hopping/direct-sequence spread spectrum signal discrimination
FI106896B (fi) * 1998-07-22 2001-04-30 Nokia Networks Oy Tiedonsiirtomenetelmä, radioverkkoalijärjestelmä ja tilaajapäätelaite
KR100306285B1 (ko) * 1998-07-28 2001-11-01 윤종용 부호분할다중접속 통신시스템의 제어유지상태에서 단속적 송신방법 및 장치
EP1101294B1 (en) 1998-07-28 2010-12-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Gated transmission in control hold state in cdma communication system
US6587696B1 (en) * 1998-07-31 2003-07-01 Nokia Mobile Phones Limited Power control technique utilizing forward pilot channel
US6501747B1 (en) * 1998-08-20 2002-12-31 Metawave Communications Corporation Manifold assisted channel estimation and demodulation for CDMA systems in fast fading environments
US6331998B1 (en) * 1998-08-28 2001-12-18 Industrial Technology Research Institute Partially matched filter for spread spectrum communication
DE19839633C2 (de) * 1998-08-31 2002-01-10 Siemens Ag Steuereinrichtung zur Zuweisung von Eingangssignalen zu Übertragungskanälen
US6396817B2 (en) * 1998-08-31 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Signal splitting method for limiting peak power in a CDMA system
US6192222B1 (en) 1998-09-03 2001-02-20 Micron Technology, Inc. Backscatter communication systems, interrogators, methods of communicating in a backscatter system, and backscatter communication methods
KR100272431B1 (ko) * 1998-09-03 2000-11-15 김영환 Cdma 이동통신시스템의 통화권역 확장장치 및 그 방법
KR20000019059A (ko) * 1998-09-08 2000-04-06 윤종용 무선 가입자망 시스템에서 데이터 전송방식에 따른 자원할당및 해제방법
IL135837A (en) * 1998-09-08 2004-06-20 Samsung Electronics Co Ltd Device and method for generating complex quasi-orthogonal quarterly code and transmitting a transmission signal by using quasi-orthogonal code in a CDMA communication system
US6765953B1 (en) * 1998-09-09 2004-07-20 Qualcomm Incorporated User terminal parallel searcher
US7324544B1 (en) * 1998-09-11 2008-01-29 Cirrus Logic, Inc. Network slot synchronization scheme for a computer network communication channel
US6173006B1 (en) * 1998-09-11 2001-01-09 Lg Information & Communications, Ltd. Direct sequence CDMA device and method for using the same
US6208684B1 (en) * 1998-09-18 2001-03-27 Dspc Technologies Ltd. Cyclic adaptive receivers for DS-CDMA signals
US6956840B1 (en) * 1998-09-21 2005-10-18 Ipr Licensing, Inc. Power control protocol for highly variable data rate reverse link of a wireless communication system
ES2285602T3 (es) * 1998-09-22 2007-11-16 Siemens Aktiengesellschaft Procedimiento para recibir o enviar mensajes.
US6944149B1 (en) * 1998-09-24 2005-09-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method or searching for PN sequence phase in multi-carrier CDMA mobile communication system
US6181674B1 (en) * 1998-09-30 2001-01-30 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for sharing transmit shaping filters among phase shifted signals
US6243561B1 (en) * 1998-10-13 2001-06-05 Qualcomm Incorporated Offline page monitoring
CN1350725A (zh) 1998-10-27 2002-05-22 西门子公司 在移动及/或静态发信/收信机之间具有无线通信的通信系统内、尤其是在第三代移动无线系统内利用“前后跟踪”在“耙或”收信机内控制存储器访问的方法
AU751011B2 (en) * 1998-11-09 2002-08-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Reservation multiple access in a CDMA communications system
CA2282800C (en) * 1998-11-09 2007-07-31 Lucent Technologies Inc. A coherent combining/noncoherent detection (ccnd) method and apparatus for detecting a pilot signal in a wireless communication system
US6128330A (en) 1998-11-24 2000-10-03 Linex Technology, Inc. Efficient shadow reduction antenna system for spread spectrum
JP2002531996A (ja) * 1998-11-30 2002-09-24 ノキア ネットワークス オサケ ユキチュア トランシーバ局のテストファシリティ
US6295289B1 (en) * 1998-11-30 2001-09-25 Nokia Mobile Phones, Ltd. Power control in a transmitter
KR100277697B1 (ko) * 1998-12-02 2001-01-15 정선종 제약조건을 갖는 평균평방 오차 최소화 방법을 이용한 적응형수신 장치
US6728202B1 (en) * 1998-12-24 2004-04-27 Agere Systems Inc. Code division multiplex satellite broadcasting system
US6278702B1 (en) * 1998-12-02 2001-08-21 Nortel Networks Limited Method for limiting the dynamic range of a CDMA signal
KR100312214B1 (ko) * 1998-12-08 2001-12-12 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의채널확산장치및방법
US6337980B1 (en) 1999-03-18 2002-01-08 Hughes Electronics Corporation Multiple satellite mobile communications method and apparatus for hand-held terminals
US6366604B1 (en) * 1998-12-18 2002-04-02 Philips Electric North America Corporation Compensation for phase errors caused by clock jitter in a CDMA communication system
US6366622B1 (en) * 1998-12-18 2002-04-02 Silicon Wave, Inc. Apparatus and method for wireless communications
US6567418B1 (en) 1998-12-23 2003-05-20 At&T Corp. System and method for multichannel communication
US6470005B1 (en) * 1998-12-29 2002-10-22 Thomson Licensing Sa Transceiver prerotation based on carrier offset
KR100520161B1 (ko) * 1998-12-30 2005-11-24 삼성전자주식회사 국설교환기와isdn키폰시스템과의코딩변환회로
US6125378A (en) * 1999-01-13 2000-09-26 Barbano; Paolo Emilio Method and apparatus for generating families of code signals using multiscale shuffling
IL128262A0 (en) * 1999-01-28 1999-11-30 Israel State Dsss receiver
US6487252B1 (en) * 1999-01-29 2002-11-26 Motorola, Inc. Wireless communication system and method for synchronization
JP3618055B2 (ja) * 1999-02-05 2005-02-09 富士通株式会社 携帯移動端末および送信装置
GB2346776B (en) * 1999-02-13 2001-09-12 Motorola Ltd Synchronisation lock detector and method
US6463296B1 (en) * 1999-02-16 2002-10-08 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Power control in a CDMA mobile communications system
US6459695B1 (en) * 1999-02-22 2002-10-01 Lucent Technologies Inc. System and method for determining radio frequency coverage trouble spots in a wireless communication system
JP3362009B2 (ja) * 1999-03-01 2003-01-07 シャープ株式会社 スペクトル拡散通信装置
US7592898B1 (en) * 1999-03-09 2009-09-22 Keystone Technology Solutions, Llc Wireless communication systems, interrogators and methods of communicating within a wireless communication system
US6356764B1 (en) * 1999-03-09 2002-03-12 Micron Technology, Inc. Wireless communication systems, interrogators and methods of communicating within a wireless communication system
US6603391B1 (en) * 1999-03-09 2003-08-05 Micron Technology, Inc. Phase shifters, interrogators, methods of shifting a phase angle of a signal, and methods of operating an interrogator
US6721293B1 (en) * 1999-03-10 2004-04-13 Nokia Corporation Unsupervised adaptive chip separation filter for CDMA terminal
USRE44010E1 (en) * 1999-03-17 2013-02-19 Interdigital Technology Corporation Modular base station with variable communication capacity
MY128631A (en) * 1999-03-22 2007-02-28 Interdigital Tech Corp Outer loop/weighted open loop power control in a time division duplex communication system
US6603800B1 (en) 1999-03-22 2003-08-05 Interdigital Technology Corporation CDMA location
DE19913371A1 (de) * 1999-03-24 2000-10-19 Siemens Ag Initiale Sendeleistungseinstellung für die Abwärtsrichtung von W-CDMA Funk-Kommunikationssystemen
US6304216B1 (en) * 1999-03-30 2001-10-16 Conexant Systems, Inc. Signal detector employing correlation analysis of non-uniform and disjoint sample segments
US6452917B1 (en) * 1999-04-08 2002-09-17 Qualcomm Incorporated Channel estimation in a CDMA wireless communication system
US6249683B1 (en) 1999-04-08 2001-06-19 Qualcomm Incorporated Forward link power control of multiple data streams transmitted to a mobile station using a common power control channel
US6334047B1 (en) 1999-04-09 2001-12-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Adaptive power control in a mobile radio communications system
KR100374336B1 (ko) * 1999-04-12 2003-03-04 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 통신시스템의 단속 송신 장치 및 방법
US6404758B1 (en) * 1999-04-19 2002-06-11 Ericsson, Inc. System and method for achieving slot synchronization in a wideband CDMA system in the presence of large initial frequency errors
JP2000307477A (ja) 1999-04-21 2000-11-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 符号発生装置、その装置を用いた通信装置、通信システム及び符号発生方法
US6445930B1 (en) 1999-04-21 2002-09-03 Joseph Peter Bartelme Power control system and method for use with wireless communications system
DE19918386C2 (de) * 1999-04-22 2003-08-28 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Decodieren eines Codemultiplex-Signals sowie Verwendung der Vorrichtung
US6400755B1 (en) * 1999-04-23 2002-06-04 Motorola, Inc. Data transmission within a spread-spectrum communication system
US6614776B1 (en) 1999-04-28 2003-09-02 Tantivy Communications, Inc. Forward error correction scheme for high rate data exchange in a wireless system
TW472468B (en) * 1999-05-10 2002-01-11 Sony Electronics Inc A scalable method for generating long codes using gold sequences
JP2002544706A (ja) 1999-05-10 2002-12-24 シリウス コミュニカション エヌ．ヴイ． 高速ソフトウェア再構成可能な符号分割多元接続通信のための方法および装置
US7372888B1 (en) 1999-05-10 2008-05-13 Agilent Technologies Inc. Method and apparatus for software reconfigurable communication transmission/reception and navigation signal reception
US6850507B1 (en) * 1999-05-12 2005-02-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for acquiring PN sequence in multicarrier CDMA mobile communication system
US7085246B1 (en) 1999-05-19 2006-08-01 Motorola, Inc. Method and apparatus for acquisition of a spread-spectrum signal
JP4557331B2 (ja) * 1999-05-20 2010-10-06 キヤノン株式会社 情報処理装置、情報処理システム、動作制御方法、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体
WO2000072614A1 (en) * 1999-05-21 2000-11-30 Chunyan Liu Wireless communication systems and methods using packet division multiple access
EP1214808B1 (en) * 1999-05-31 2004-03-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for gated transmission in cdma communication system
AU5001300A (en) * 1999-06-01 2000-12-18 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
US7072410B1 (en) * 1999-06-01 2006-07-04 Peter Monsen Multiple access system and method for multibeam digital radio systems
JP2003505753A (ja) 1999-06-10 2003-02-12 ペーアーツェーテー インフォルマツィオーンステヒノロギー ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング セル構造におけるシーケンス分割方法
US6507572B1 (en) 1999-06-11 2003-01-14 Lucent Technologies Inc. Primary transfer for simplex mode forward-link high-speed packet data services in CDMA systems
US6434367B1 (en) 1999-06-11 2002-08-13 Lucent Technologies Inc. Using decoupled power control sub-channel to control reverse-link channel power
US6757270B1 (en) 1999-06-11 2004-06-29 Lucent Technologies Inc. Low back haul reactivation delay for high-speed packet data services in CDMA systems
US6631126B1 (en) 1999-06-11 2003-10-07 Lucent Technologies Inc. Wireless communications using circuit-oriented and packet-oriented frame selection/distribution functions
JP3329383B2 (ja) * 1999-06-23 2002-09-30 日本電気株式会社 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法
DE60030171T3 (de) * 1999-06-25 2009-06-25 Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon Vorrichtung und Verfahren zur Kanalkodierung und Multiplexen in einem CDMA-Kommunikationssystem
US6625128B1 (en) * 1999-06-28 2003-09-23 Legerity, Inc. Method and apparatus for prioritizing packet data transmission and reception
EP1065807B1 (en) * 1999-07-02 2002-05-08 Alcatel A method of resolving physical layer collisions in a random access protocol, and a corresponding receiver
GB2351864B (en) * 1999-07-05 2004-05-26 Symmetricom Inc A receiver for receiving rf pseudo-random encoded signals
JP3715141B2 (ja) * 1999-07-13 2005-11-09 松下電器産業株式会社 通信端末装置
US7327779B1 (en) 1999-07-23 2008-02-05 Agilent Technologies, Inc. Method and apparatus for high-speed software reconfigurable code division multiple access communication
US6580774B1 (en) * 1999-08-05 2003-06-17 Occam Networks Method and apparatus to perform cell synchronization in an asynchronous transfer mode network
KR100361223B1 (ko) * 1999-08-14 2002-11-23 주식회사 모리아테크놀로지 무선 이동통신에서 파일럿 채널 상에 페이징 정보를 천공시키는 시스템
KR100363944B1 (ko) * 1999-08-16 2002-12-11 한국전자통신연구원 상이한 규격의 이동통신 시스템간의 글로벌 로밍을 위한 인증 시스템 및 그 인증 방법
KR100396287B1 (ko) * 1999-08-30 2003-09-02 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 통신시스템의 전력제어장치 및 방법
US7085580B1 (en) * 1999-08-30 2006-08-01 Lucent Technologies Inc. Aggregate power measurement
US6735242B1 (en) * 1999-08-30 2004-05-11 Nokia Corporation Time tracking loop for pilot aided direct sequence spread spectrum systems
US7110434B2 (en) * 1999-08-31 2006-09-19 Broadcom Corporation Cancellation of interference in a communication system with application to S-CDMA
FI19991871A (fi) * 1999-09-02 2001-03-02 Nokia Networks Oy Menetelmä signaalikomponenttien käsittelemiseksi kommunikaatiojärjestelmässä ja vastanotin
US6278726B1 (en) * 1999-09-10 2001-08-21 Interdigital Technology Corporation Interference cancellation in a spread spectrum communication system
JP2001086032A (ja) * 1999-09-10 2001-03-30 Pioneer Electronic Corp 通信装置及び通信方法
US6115406A (en) 1999-09-10 2000-09-05 Interdigital Technology Corporation Transmission using an antenna array in a CDMA communication system
US6968493B1 (en) * 1999-09-14 2005-11-22 Maxtor Corporation Randomizer systems for producing multiple-symbol randomizing sequences
KR20010028099A (ko) * 1999-09-17 2001-04-06 박종섭 코드 분할 다중 접속방식을 이용한 수신기에서의 동기 추적장치 및 그 방법
SE516225C2 (sv) * 1999-09-17 2001-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Ett förfarande för effektkontroll och ett radiosystem
KR100346227B1 (ko) * 1999-09-18 2002-08-01 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템에서의 잡음전력 추정장치 및방법
KR100493750B1 (ko) * 1999-09-21 2005-06-07 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 가변 확산 인자용 멀티유저 검출기
US6526034B1 (en) 1999-09-21 2003-02-25 Tantivy Communications, Inc. Dual mode subscriber unit for short range, high rate and long range, lower rate data communications
US6714527B2 (en) * 1999-09-21 2004-03-30 Interdigital Techology Corporation Multiuser detector for variable spreading factors
KR100594042B1 (ko) * 1999-09-22 2006-06-28 삼성전자주식회사 비동기 이동통신시스템의 멀티 스크램블링 코드 생성 장치 및 방법
US6658042B1 (en) * 1999-09-24 2003-12-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and apparatus for time tracking a signal using hardware and software
US6320853B1 (en) 1999-09-27 2001-11-20 Metawave Communications Corporation Method of phase recovery in cellular communication systems
DE19946872A1 (de) * 1999-09-30 2001-05-03 Bosch Gmbh Robert Datenübertragungsverfahren- und vorrichtung
DE19948370A1 (de) * 1999-10-06 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Einrichtung und Verfahren zur Verarbeitung eines digitalen Datensignals in einem CDMA-Funksender
US6414951B1 (en) * 1999-10-08 2002-07-02 Interdigital Technology Corporation Method for detecting short codes in CDMA systems
US8363757B1 (en) 1999-10-12 2013-01-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for eliminating the effects of frequency offsets in a digital communication system
FI111579B (fi) * 1999-10-13 2003-08-15 U Nav Microelectronics Corp Hajaspektrivastaanotin
US6643280B1 (en) * 1999-10-27 2003-11-04 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for generation of CDMA long codes
JP3525828B2 (ja) * 1999-11-01 2004-05-10 株式会社日立製作所 位置登録制御方法とそれを用いた移動局装置
CN1138354C (zh) * 1999-11-11 2004-02-11 华为技术有限公司 码分多址技术和变速率图像压缩编码技术相结合的传输方法
US6483867B1 (en) 1999-11-22 2002-11-19 Nokia Mobile Phones Ltd. Tracking loop realization with adaptive filters
SE516662C2 (sv) * 1999-11-26 2002-02-12 Ericsson Telefon Ab L M Förfarande för effektallokering för nedlänkkanaler i ett nedlänk effektbegränsat kommunikationssystem
KR100584150B1 (ko) * 1999-11-30 2006-05-26 엘지전자 주식회사 통신 시스템에서 무선장치의 오류진단 방법
JP2001168777A (ja) * 1999-12-06 2001-06-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信端末装置及び無線通信方法
GB9929132D0 (en) * 1999-12-10 2000-02-02 Koninkl Philips Electronics Nv Spread spectrum receiver
JP3937380B2 (ja) 1999-12-14 2007-06-27 富士通株式会社 パスサーチ回路
US6282231B1 (en) 1999-12-14 2001-08-28 Sirf Technology, Inc. Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal
KR100355376B1 (ko) * 1999-12-15 2002-10-12 삼성전자 주식회사 비동기형 광대역 직접 시퀀스 코드분할다중접속수신신호에 대한 동기획득 장치
JP3991684B2 (ja) * 1999-12-16 2007-10-17 セイコーエプソン株式会社 非巡回型ディジタルフィルタ及びこれを使用した無線受信機器
US6473596B1 (en) * 1999-12-20 2002-10-29 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Close proximity transmitter interference limiting
US8463255B2 (en) * 1999-12-20 2013-06-11 Ipr Licensing, Inc. Method and apparatus for a spectrally compliant cellular communication system
KR100417824B1 (ko) * 1999-12-23 2004-02-05 엘지전자 주식회사 코드분할다중접속 패킷 데이터 시스템에서의 채널 동적 할당 방법
US6606363B1 (en) 1999-12-28 2003-08-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating a frequency offset by combining pilot symbols and data symbols
US6628673B1 (en) * 1999-12-29 2003-09-30 Atheros Communications, Inc. Scalable communication system using overlaid signals and multi-carrier frequency communication
EP1161111B1 (en) * 2000-01-12 2004-09-29 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Accelerated cell search in a mobile communication system
EP1117185A1 (en) * 2000-01-14 2001-07-18 Lucent Technologies Inc. Method and rake receiver for code-tracking in CDMA communication systems
US6831942B2 (en) * 2000-01-14 2004-12-14 University Of Hong Kong MPSK spread spectrum communications receiver with carrier recovery and tracking using weighted correlation techniques
EP1117186A1 (en) * 2000-01-14 2001-07-18 Lucent Technologies Inc. Adaptive code-tracking RAKE receiver for direct-sequence code-division multiple access (cdma) communications
JP3507882B2 (ja) * 2000-01-18 2004-03-15 独立行政法人農業・生物系特定産業技術研究機構 単純な演算要素による任意関数発生回路並びにそれを用いた暗号化方法
US6822635B2 (en) 2000-01-19 2004-11-23 Immersion Corporation Haptic interface for laptop computers and other portable devices
US6601078B1 (en) * 2000-01-27 2003-07-29 Lucent Technologies Inc. Time-efficient real-time correlator
AU2001231248A1 (en) * 2000-01-28 2001-08-07 Morphics Technology, Inc. Apparatus and method for sub-chip offset correlation in spread-spectrum communication systems
US6937578B1 (en) * 2000-02-02 2005-08-30 Denso Corporation Fast-sleep configuration for CDMA slotted mode
AU3673001A (en) 2000-02-07 2001-08-14 Tantivy Communications, Inc. Minimal maintenance link to support synchronization
US7590095B2 (en) 2000-02-14 2009-09-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for power control of multiple channels in a wireless communication system
US6801564B2 (en) * 2000-02-23 2004-10-05 Ipr Licensing, Inc. Reverse link correlation filter in wireless communication systems
US6823193B1 (en) 2000-02-28 2004-11-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Downlink transmit power synchronization during diversity communication with a mobile station
US6542756B1 (en) 2000-02-29 2003-04-01 Lucent Technologies Inc. Method for detecting forward link power control bits in a communication system
US6865393B1 (en) 2000-03-03 2005-03-08 Motorola, Inc. Method and system for excess resource distribution in a communication system
EP1130792A1 (en) * 2000-03-03 2001-09-05 Lucent Technologies Inc. A method and rake receiver for phasor estimation in communication systems
US7088765B1 (en) * 2000-03-15 2006-08-08 Ndsu Research Foundation Vector calibration system
US6724778B1 (en) * 2000-03-16 2004-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for long code generation in synchronous, multi-chip rate systems
JP3519338B2 (ja) * 2000-03-24 2004-04-12 松下電器産業株式会社 受信装置及び利得制御方法
KR20090123970A (ko) * 2000-03-28 2009-12-02 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 송신 전에 사전 회전을 이용하는 코드 분할 다중 접속 시스템
US6895033B1 (en) 2000-03-29 2005-05-17 Motorola Inc. Method and apparatus for call recovery after a power cut for a CDMA cellular phone
JP3424647B2 (ja) * 2000-04-04 2003-07-07 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ送受信機
US6683903B1 (en) * 2000-04-27 2004-01-27 Motorola, Inc. Method and apparatus for synchronization within a spread-spectrum communication system
US6810072B1 (en) * 2000-05-30 2004-10-26 Nokia Corporation System for acquiring spread spectrum signals
US6956841B1 (en) * 2000-05-24 2005-10-18 Nokia Networks Oy Receiver and method of receiving a desired signal
US6385462B1 (en) 2000-05-26 2002-05-07 Motorola, Inc. Method and system for criterion based adaptive power allocation in a communication system with selective determination of modulation and coding
SE517039C2 (sv) * 2000-05-31 2002-04-02 Bjoern Ottersten Anordning och metod för kanalinterferensdämpning
US6879627B1 (en) * 2000-06-01 2005-04-12 Shiron Satellite Communications (1996) Ltd. Variable rate continuous mode satellite modem
JP2001345738A (ja) * 2000-06-06 2001-12-14 Sony Corp 同期検出装置
JP2004506261A (ja) 2000-06-13 2004-02-26 ペーアーツェーテー　イクスペーペー　テクノロジーズ　アクチエンゲゼルシャフト パイプラインｃｔプロトコルおよびｃｔ通信
KR100605973B1 (ko) * 2000-06-27 2006-07-28 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 링크적응 방법 및 장치
KR100627188B1 (ko) * 2000-07-04 2006-09-22 에스케이 텔레콤주식회사 무선통신 역방향 동기 방식에서의 코드 할당 방법
KR20090126300A (ko) * 2000-07-10 2009-12-08 앤드류 엘엘씨 셀룰러 안테나
US7068725B2 (en) * 2000-07-10 2006-06-27 Garmin At, Inc. Bit detection threshold in a TDMA burst communication system
JP3735015B2 (ja) * 2000-07-26 2006-01-11 松下電器産業株式会社 回線推定装置および回線推定方法
US6816732B1 (en) * 2000-07-27 2004-11-09 Ipr Licensing, Inc. Optimal load-based wireless session context transfer
DE10036803A1 (de) * 2000-07-28 2002-02-07 Tesa Ag Haftklebemassen auf Basis von Blockcopolymeren der Struktur P(A/C)-P(B)-P(A/C)
US6981010B1 (en) 2000-08-02 2005-12-27 Board Of Regents Of The University Of Nebraska System and method for generating psuedo-noise sequences
AU2001288233A1 (en) 2000-08-03 2002-02-18 Morphics Technology, Inc. Flexible preamble processing
AU2001282755A1 (en) * 2000-08-04 2002-02-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Spreading factor detector
US6813710B1 (en) * 2000-08-10 2004-11-02 Chung Shan Institute Of Science And Technology Invisible electronic signature
US6895217B1 (en) 2000-08-21 2005-05-17 The Directv Group, Inc. Stratospheric-based communication system for mobile users having adaptive interference rejection
JP3530118B2 (ja) * 2000-08-29 2004-05-24 松下電器産業株式会社 基地局装置および無線通信方法
JP3497480B2 (ja) * 2000-09-04 2004-02-16 松下電器産業株式会社 位相回転検出装置及びそれを備えた無線基地局装置
FR2813729B1 (fr) * 2000-09-07 2004-11-05 Mitsubishi Electric Inf Tech Recepteur cdma adaptatif uni-modulaire
KR100342496B1 (ko) * 2000-09-08 2002-06-28 윤종용 고속 서처의 직교확산부호 가설 변경 장치 및 방법
US7317916B1 (en) * 2000-09-14 2008-01-08 The Directv Group, Inc. Stratospheric-based communication system for mobile users using additional phased array elements for interference rejection
US6853633B1 (en) 2000-09-26 2005-02-08 Ericsson Inc. Methods of providing signal parameter information using delta-modulation and related systems and terminals
US8058899B2 (en) 2000-10-06 2011-11-15 Martin Vorbach Logic cell array and bus system
KR100355270B1 (ko) * 2000-10-11 2002-10-11 한국전자통신연구원 시분할 방법을 이용하는 핑거와, 이를 구비한 레이크 수신기
US6735216B2 (en) * 2000-10-11 2004-05-11 Qualcomm, Inc. Simplified quality indicator bit test procedures
JP4228533B2 (ja) * 2000-10-18 2009-02-25 沖電気工業株式会社 光パス交換装置
KR100438447B1 (ko) * 2000-10-20 2004-07-03 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 버스트 파일롯 송신장치 및 방법
US6718180B1 (en) 2000-10-24 2004-04-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power level convergence in a communications system
US6678707B1 (en) * 2000-10-30 2004-01-13 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Generation of cryptographically strong random numbers using MISRs
FI113921B (fi) * 2000-10-30 2004-06-30 Nokia Corp Vastaanotin, vastaanottomenetelmä, tietokoneohjelma ja tietokoneen muistiväline
US7009947B2 (en) * 2000-11-02 2006-03-07 Denso Corporation Integrity of pilot phase offset measurements for predicting pilot strength
WO2002041530A1 (fr) * 2000-11-16 2002-05-23 Sony Corporation Appareil de traitement d'informations et appareil de communication
JP3589292B2 (ja) * 2000-11-30 2004-11-17 日本電気株式会社 移動体通信装置
US8155096B1 (en) 2000-12-01 2012-04-10 Ipr Licensing Inc. Antenna control system and method
US6980803B2 (en) 2000-12-04 2005-12-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Using statistically ascertained position for starting synchronization searcher during diversity handover
US6907245B2 (en) 2000-12-04 2005-06-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Dynamic offset threshold for diversity handover in telecommunications system
US6954644B2 (en) 2000-12-04 2005-10-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Using geographical coordinates to determine mobile station time position for synchronization during diversity handover
US7103317B2 (en) * 2000-12-12 2006-09-05 The Directv Group, Inc. Communication system using multiple link terminals for aircraft
US7400857B2 (en) 2000-12-12 2008-07-15 The Directv Group, Inc. Communication system using multiple link terminals
US6952580B2 (en) * 2000-12-12 2005-10-04 The Directv Group, Inc. Multiple link internet protocol mobile communications system and method therefor
CN1120591C (zh) * 2000-12-18 2003-09-03 信息产业部电信传输研究所 直接扩频/码分多址综合扩频相干接收装置
FR2818485B1 (fr) * 2000-12-18 2003-03-28 Eads Defence & Security Ntwk Procede d'allocation de ressources radio, station de base pour sa mise en oeuvre et systeme l'incorporant
CN1140075C (zh) * 2000-12-18 2004-02-25 信息产业部电信传输研究所 基于多径能量窗的码分多址系统初始同步与小区搜索装置
FR2819126B1 (fr) * 2000-12-29 2003-03-21 Commissariat Energie Atomique Circuit numerique d'emission/reception dans un systeme cdma
FR2819125B1 (fr) * 2000-12-29 2004-04-02 Commissariat Energie Atomique Dispositif d'echange de donnees numeriques dans un systeme cdma
CN1205540C (zh) * 2000-12-29 2005-06-08 深圳赛意法微电子有限公司 含有解码器的电路、时分寻址的方法和一个微控制器
EP1239602B1 (en) * 2001-01-18 2010-12-29 NTT DoCoMo, Inc. Transmission power control apparatus, transmission power control method, and mobile station
US7187949B2 (en) 2001-01-19 2007-03-06 The Directv Group, Inc. Multiple basestation communication system having adaptive antennas
US8396513B2 (en) 2001-01-19 2013-03-12 The Directv Group, Inc. Communication system for mobile users using adaptive antenna
US7809403B2 (en) * 2001-01-19 2010-10-05 The Directv Group, Inc. Stratospheric platforms communication system using adaptive antennas
DE10102709B4 (de) * 2001-01-22 2014-02-06 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zur Synchronisation auf eine Pilotsequenz eines CDMA-Signals
US7230910B2 (en) * 2001-01-30 2007-06-12 Lucent Technologies Inc. Optimal channel sounding system
US6954448B2 (en) 2001-02-01 2005-10-11 Ipr Licensing, Inc. Alternate channel for carrying selected message types
US6529850B2 (en) * 2001-02-01 2003-03-04 Thomas Brian Wilborn Apparatus and method of velocity estimation
US7551663B1 (en) 2001-02-01 2009-06-23 Ipr Licensing, Inc. Use of correlation combination to achieve channel detection
US8102317B2 (en) * 2001-02-02 2012-01-24 Trueposition, Inc. Location identification using broadcast wireless signal signatures
US7463195B2 (en) 2001-06-21 2008-12-09 Rosum Corporation Position location using global positioning signals augmented by broadcast television signals
US8677440B2 (en) 2001-02-02 2014-03-18 Trueposition, Inc. Position determination using ATSC-M/H signals
US8106828B1 (en) 2005-11-22 2012-01-31 Trueposition, Inc. Location identification using broadcast wireless signal signatures
US6963306B2 (en) * 2001-02-02 2005-11-08 Rosum Corp. Position location and data transmission using pseudo digital television transmitters
WO2009149104A2 (en) 2008-06-03 2009-12-10 Rosum Corporation Time, frequency, and location determination for femtocells
US20050066373A1 (en) * 2001-02-02 2005-03-24 Matthew Rabinowitz Position location using broadcast digital television signals
US6970132B2 (en) * 2001-02-02 2005-11-29 Rosum Corporation Targeted data transmission and location services using digital television signaling
US20020184653A1 (en) 2001-02-02 2002-12-05 Pierce Matthew D. Services based on position location using broadcast digital television signals
US7042396B2 (en) * 2001-08-17 2006-05-09 Rosom Corporation Position location using digital audio broadcast signals
US6559800B2 (en) * 2001-02-02 2003-05-06 Rosum Corporation Position location using broadcast analog television signals
US7126536B2 (en) * 2001-02-02 2006-10-24 Rosum Corporation Position location using terrestrial digital video broadcast television signals
US8233091B1 (en) 2007-05-16 2012-07-31 Trueposition, Inc. Positioning and time transfer using television synchronization signals
US20050251844A1 (en) * 2001-02-02 2005-11-10 Massimiliano Martone Blind correlation for high precision ranging of coded OFDM signals
US7471244B2 (en) * 2001-02-02 2008-12-30 Rosum Corporation Monitor units for television signals
US7068616B2 (en) * 2001-02-05 2006-06-27 The Directv Group, Inc. Multiple dynamic connectivity for satellite communications systems
EP1231721A1 (en) * 2001-02-12 2002-08-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method for controlling receive signal levels at a network node in TDMA point to multi-point radio communications systems
US7158474B1 (en) * 2001-02-21 2007-01-02 At&T Corp. Interference suppressing OFDM system for wireless communications
US6970716B2 (en) 2001-02-22 2005-11-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power control for downlink shared channel in radio access telecommunications network
US7006483B2 (en) 2001-02-23 2006-02-28 Ipr Licensing, Inc. Qualifying available reverse link coding rates from access channel power setting
US7444531B2 (en) 2001-03-05 2008-10-28 Pact Xpp Technologies Ag Methods and devices for treating and processing data
US9037807B2 (en) 2001-03-05 2015-05-19 Pact Xpp Technologies Ag Processor arrangement on a chip including data processing, memory, and interface elements
US6930990B2 (en) * 2001-03-23 2005-08-16 Lucent Technologies Inc. Serial communications link for a base stations
DE10115410A1 (de) * 2001-03-29 2002-10-24 Bosch Gmbh Robert Busstation zum Anschluß an ein Bussystem für Rückhaltemittel und/oder Sensoren
US20030021271A1 (en) * 2001-04-03 2003-01-30 Leimer Donald K. Hybrid wireless communication system
US7274677B1 (en) * 2001-04-16 2007-09-25 Cisco Technology, Inc. Network management architecture
US7133125B2 (en) * 2001-04-23 2006-11-07 Circadiant Systems, Inc. Automated system and method for determining the sensitivity of optical components
US7298463B2 (en) * 2001-04-23 2007-11-20 Circadiant Systems, Inc. Automated system and method for optical measurement and testing
US7822154B2 (en) 2001-04-27 2010-10-26 The Directv Group, Inc. Signal, interference and noise power measurement
US7778365B2 (en) * 2001-04-27 2010-08-17 The Directv Group, Inc. Satellite TWTA on-line non-linearity measurement
US7639759B2 (en) 2001-04-27 2009-12-29 The Directv Group, Inc. Carrier to noise ratio estimations from a received signal
US7423987B2 (en) 2001-04-27 2008-09-09 The Directv Group, Inc. Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals
US8005035B2 (en) 2001-04-27 2011-08-23 The Directv Group, Inc. Online output multiplexer filter measurement
US7471735B2 (en) 2001-04-27 2008-12-30 The Directv Group, Inc. Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations
US7583728B2 (en) 2002-10-25 2009-09-01 The Directv Group, Inc. Equalizers for layered modulated and other signals
ATE286601T1 (de) * 2001-05-04 2005-01-15 Deutsch Zentr Luft & Raumfahrt Verfahren zur verringerung der mehrwegstörungen in einem navigationsempfänger
US6850500B2 (en) * 2001-05-15 2005-02-01 Interdigital Technology Corporation Transmission power level estimation
US6735606B2 (en) * 2001-05-15 2004-05-11 Qualcomm Incorporated Multi-sequence fast slewing pseudorandom noise generator
US6680968B2 (en) * 2001-05-17 2004-01-20 Qualcomm Incorporated CDMA searcher with time offset compensation
US20050176665A1 (en) * 2001-05-18 2005-08-11 Sirna Therapeutics, Inc. RNA interference mediated inhibition of hairless (HR) gene expression using short interfering nucleic acid (siNA)
US7103115B2 (en) 2001-05-21 2006-09-05 At&T Corp. Optimum training sequences for wireless systems
US7012966B2 (en) * 2001-05-21 2006-03-14 At&T Corp. Channel estimation for wireless systems with multiple transmit antennas
KR100424538B1 (ko) * 2001-05-29 2004-03-27 엘지전자 주식회사 이동통신시스템에서의 스크램블링 코드 생성 장치 및 방법
US6970499B2 (en) * 2001-05-30 2005-11-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Varying early-late spacing in a delay locked loop
US6580920B2 (en) * 2001-06-05 2003-06-17 Nokia Mobile Phones Ltd. System for adjusting gain of a mobile station during an idle period of the serving base station
GB2376381B (en) * 2001-06-07 2004-06-16 Cambridge Broadband Ltd Wireless transmission system and method
EP2479905B1 (en) 2001-06-13 2017-03-15 Intel Corporation Method and apparatuses for transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request
US7139334B2 (en) * 2001-06-21 2006-11-21 Bartlett Alan M Cooperative code-enhanced multi-user communications system
US7688919B1 (en) * 2001-06-26 2010-03-30 Altera Corporation Parallel samples, parallel coefficients, time division multiplexing correlator architecture
WO2003009489A1 (fr) * 2001-07-13 2003-01-30 Kawasaki Microelectronics, Inc. Appareil de reception amrc et procede de reception amrc
US20030099286A1 (en) * 2001-07-31 2003-05-29 Graziano Michael J. Method and system for shaping transmitted power spectral density according to line conditions
US20030086486A1 (en) * 2001-07-31 2003-05-08 Graziano Michael J. Method and system for determining maximum power backoff using frequency domain geometric signal to noise ratio
US20030027579A1 (en) * 2001-08-03 2003-02-06 Uwe Sydon System for and method of providing an air interface with variable data rate by switching the bit time
US7333530B1 (en) * 2001-08-06 2008-02-19 Analog Devices, Inc. Despread signal recovery in digital signal processors
US6975690B1 (en) 2001-08-15 2005-12-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Signal folding coherent acquisition for weak global positioning system (GPS) C/A coded signal
AU2002300531B2 (en) * 2001-08-15 2007-01-18 Raytheon Company Combining signal images in accordance with signal-to-noise ratios
US7996827B2 (en) 2001-08-16 2011-08-09 Martin Vorbach Method for the translation of programs for reconfigurable architectures
US7434191B2 (en) 2001-09-03 2008-10-07 Pact Xpp Technologies Ag Router
US6816470B2 (en) * 2001-09-18 2004-11-09 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for interference signal code power and noise variance estimation
US8686475B2 (en) * 2001-09-19 2014-04-01 Pact Xpp Technologies Ag Reconfigurable elements
CA2405322A1 (en) * 2001-09-28 2003-03-28 Telecommunications Research Laboratories Channel code decoding for the cdma forward link
FR2830384B1 (fr) * 2001-10-01 2003-12-19 Cit Alcatel Procede de dispositif de codage et de decodage convolutifs
US6456648B1 (en) * 2001-10-01 2002-09-24 Interdigital Technology Corporation Code tracking loop with automatic power normalization
US6680925B2 (en) * 2001-10-16 2004-01-20 Qualcomm Incorporated Method and system for selecting a best serving sector in a CDMA data communication system
US20040004945A1 (en) * 2001-10-22 2004-01-08 Peter Monsen Multiple access network and method for digital radio systems
US7218684B2 (en) 2001-11-02 2007-05-15 Interdigital Technology Corporation Method and system for code reuse and capacity enhancement using null steering
US7058139B2 (en) * 2001-11-16 2006-06-06 Koninklijke Philips Electronics N.V. Transmitter with transmitter chain phase adjustment on the basis of pre-stored phase information
US7317756B2 (en) 2001-12-06 2008-01-08 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US8045935B2 (en) 2001-12-06 2011-10-25 Pulse-Link, Inc. High data rate transmitter and receiver
US7349478B2 (en) * 2001-12-06 2008-03-25 Pulse-Link, Inc. Ultra-wideband communication apparatus and methods
US6944147B2 (en) * 2001-12-10 2005-09-13 Nortel Networks Limited System and method for maximizing capacity in a telecommunications system
US7240001B2 (en) 2001-12-14 2007-07-03 Microsoft Corporation Quality improvement techniques in an audio encoder
US7298776B2 (en) * 2001-12-14 2007-11-20 Qualcomm Incorporated Acquisition of a gated pilot signal with coherent and noncoherent integration
US7586837B2 (en) * 2001-12-14 2009-09-08 Qualcomm Incorporated Acquisition of a gated pilot signal
JP3820981B2 (ja) * 2001-12-20 2006-09-13 日本電気株式会社 無線通信システム及び発信側携帯端末における相手先携帯端末の時刻識別方法
IL147359A (en) * 2001-12-27 2007-03-08 Eci Telecom Ltd High speed PRBS creation technique
KR100446745B1 (ko) * 2002-01-09 2004-09-01 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 파워 제어방법
WO2003061151A1 (en) * 2002-01-10 2003-07-24 Analog Devices, Inc. Path search for cdma implementation
US6833810B2 (en) 2002-01-18 2004-12-21 Raytheon Company Combining signals exhibiting multiple types of diversity
US8281108B2 (en) 2002-01-19 2012-10-02 Martin Vorbach Reconfigurable general purpose processor having time restricted configurations
US7039134B1 (en) 2002-01-22 2006-05-02 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Reduced complexity correlator for use in a code division multiple access spread spectrum receiver
US7146391B2 (en) * 2002-01-24 2006-12-05 Broadcom Corporation Method and system for implementing SLICE instructions
EP1468529A2 (en) * 2002-01-25 2004-10-20 Nokia Corporation Method and system for adding ip routes to a routing mobile terminal with 3g messages
US7010017B2 (en) * 2002-01-30 2006-03-07 Qualcomm Inc. Receiver noise estimation
US7006557B2 (en) * 2002-01-31 2006-02-28 Qualcomm Incorporated Time tracking loop for diversity pilots
JP2003234696A (ja) * 2002-02-06 2003-08-22 Mitsubishi Electric Corp 送信電力補正方法、移動通信システムおよび移動局
DE10204851B4 (de) * 2002-02-06 2005-12-15 Infineon Technologies Ag Datenübertragungssystem mit einstellbarer Sendeleistung
KR20030067341A (ko) * 2002-02-08 2003-08-14 주식회사 팬택앤큐리텔 Ｉｓ-2000 시스템에서의 기지국내 동기식 복조장치
US6862271B2 (en) * 2002-02-26 2005-03-01 Qualcomm Incorporated Multiple-input, multiple-output (MIMO) systems with multiple transmission modes
TW567682B (en) * 2002-03-01 2003-12-21 Benq Corp System and method to adjust searcher threshold parameter of RAKE receiver
US6985751B2 (en) * 2002-03-07 2006-01-10 Siemens Communications, Inc. Combined open and closed loop power control with differential measurement
US6748247B1 (en) * 2002-03-12 2004-06-08 Winphoria Networks, Inc. System and method of handling dormancy in wireless networks
US20110161977A1 (en) * 2002-03-21 2011-06-30 Martin Vorbach Method and device for data processing
US8914590B2 (en) 2002-08-07 2014-12-16 Pact Xpp Technologies Ag Data processing method and device
US20070011433A1 (en) * 2003-04-04 2007-01-11 Martin Vorbach Method and device for data processing
US6820090B2 (en) * 2002-03-22 2004-11-16 Lucent Technologies Inc. Method for generating quantiles from data streams
US7505431B2 (en) 2002-03-26 2009-03-17 Interdigital Technology Corporation RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US7394795B2 (en) 2002-03-26 2008-07-01 Interdigital Technology Corporation RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US7489672B2 (en) 2002-03-26 2009-02-10 Interdigital Technology Corp. RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US20040192315A1 (en) * 2002-03-26 2004-09-30 Li Jimmy Kwok-On Method for dynamically assigning spreading codes
US7406068B2 (en) 2002-03-26 2008-07-29 Interdigital Technology Corporation TDD-RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US8432893B2 (en) 2002-03-26 2013-04-30 Interdigital Technology Corporation RLAN wireless telecommunication system with RAN IP gateway and methods
US7372818B2 (en) * 2002-03-28 2008-05-13 General Motors Corporation Mobile vehicle quiescent cycle control method
US7453863B2 (en) * 2002-04-04 2008-11-18 Lg Electronics Inc. Cell searching apparatus and method in asynchronous mobile communication system
US7372892B2 (en) * 2002-04-29 2008-05-13 Interdigital Technology Corporation Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems
US6950684B2 (en) * 2002-05-01 2005-09-27 Interdigital Technology Corporation Method and system for optimizing power resources in wireless devices
EP2566061B1 (en) 2002-05-06 2017-12-06 InterDigital Technology Corporation Synchronization for extending battery life
US6973579B2 (en) 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
WO2003096560A1 (en) * 2002-05-07 2003-11-20 Ipr Licensing, Inc. Antenna adaptation in a time division duplexing system
GB0211005D0 (en) * 2002-05-15 2002-06-26 Ipwireless Inc System,transmitter,receiver and method for communication power control
GB2389018B (en) * 2002-05-20 2004-04-28 Korea Advanced Inst Sci & Tech Fast code acquisition method based on signed-rank statistic
US6757321B2 (en) * 2002-05-22 2004-06-29 Interdigital Technology Corporation Segment-wise channel equalization based data estimation
US8699505B2 (en) * 2002-05-31 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Dynamic channelization code allocation
US7200342B2 (en) * 2002-06-06 2007-04-03 The Aerospace Corporation Direct-sequence spread-spectrum optical-frequency-shift-keying code-division-multiple-access communication system
SG109499A1 (en) * 2002-06-17 2005-03-30 Oki Techno Ct Singapore Pte Frequency estimation in a burst radio receiver
TWI279113B (en) 2002-07-03 2007-04-11 Hughes Electronics Corp Method and apparatus for layered modulation
US7050775B2 (en) * 2002-07-11 2006-05-23 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Method and apparatus for securely enabling a radio communication unit from standby mode
US6968170B2 (en) * 2002-07-16 2005-11-22 Narad Networks, Inc. Adaptive correction of a received signal frequency response tilt
JP3796204B2 (ja) * 2002-07-31 2006-07-12 松下電器産業株式会社 マルチキャリア送信信号のピーク抑圧方法およびピーク抑圧機能をもつマルチキャリア送信信号生成回路
US7657861B2 (en) * 2002-08-07 2010-02-02 Pact Xpp Technologies Ag Method and device for processing data
GB2392054B (en) * 2002-08-14 2005-11-02 Fujitsu Ltd Capacity analysis for spread-spectrum radio communication systems
US7398287B2 (en) * 2002-08-19 2008-07-08 Analog Devices, Inc. Fast linear feedback shift register engine
US6670914B1 (en) * 2002-08-30 2003-12-30 Rf Micro Devices, Inc. RF system for rejection of L-band jamming in a GPS receiver
US7454209B2 (en) * 2002-09-05 2008-11-18 Qualcomm Incorporated Adapting operation of a communication filter based on mobile unit velocity
EP1537486A1 (de) 2002-09-06 2005-06-08 PACT XPP Technologies AG Rekonfigurierbare sequenzerstruktur
US7630321B2 (en) 2002-09-10 2009-12-08 Qualcomm Incorporated System and method for rate assignment
US8504054B2 (en) 2002-09-10 2013-08-06 Qualcomm Incorporated System and method for multilevel scheduling
US7555262B2 (en) * 2002-09-24 2009-06-30 Honeywell International Inc. Radio frequency interference monitor
ITTO20020836A1 (it) * 2002-09-24 2004-03-25 Stimicroelectronics Srl Metodo e dispositivo a basso consumo per la generazione
WO2004036405A2 (en) * 2002-10-15 2004-04-29 Immersion Corporation Products and processes for providing force sensations in a user interface
US8125453B2 (en) * 2002-10-20 2012-02-28 Immersion Corporation System and method for providing rotational haptic feedback
ES2398213T3 (es) 2002-10-25 2013-03-14 The Directv Group, Inc. Procesador de señal de modulación en capas de baja complejidad
US7133440B1 (en) 2002-10-25 2006-11-07 L-3 Communications Corporation Acquisition of a synchronous CDMA TDD QPSK waveform using variable thresholds for PN and burst synchronization
US20040203462A1 (en) * 2002-11-25 2004-10-14 Wei Lin Method and apparatus for setting the threshold of a power control target in a spread spectrum communication system
US7339994B2 (en) 2002-11-25 2008-03-04 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for fast convergent power control in a spread spectrum communication system
US20040137909A1 (en) * 2002-11-25 2004-07-15 Marios Gerogiokas Capacity adaptive technique for distributed wireless base stations
US7330504B2 (en) * 2002-11-25 2008-02-12 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for low power-rise power control using sliding-window-weighted QoS measurements
US8059088B2 (en) 2002-12-08 2011-11-15 Immersion Corporation Methods and systems for providing haptic messaging to handheld communication devices
US8830161B2 (en) 2002-12-08 2014-09-09 Immersion Corporation Methods and systems for providing a virtual touch haptic effect to handheld communication devices
GB2413416B8 (en) 2002-12-08 2006-09-07 Immersion Corp Haptic massaging in handheld communication devices
US7043214B2 (en) * 2002-12-11 2006-05-09 Microsoft Corporation Tower discovery and failover
US8165148B2 (en) 2003-01-13 2012-04-24 Qualcomm Incorporated System and method for rate assignment
US7199783B2 (en) * 2003-02-07 2007-04-03 Avago Technologies Ecbu Ip (Singapore) Pte. Ltd. Wake-up detection method and apparatus embodying the same
US7277509B2 (en) * 2003-02-10 2007-10-02 Nokia Corporation Low complexity frequency-offset correction method
EP1447915A1 (de) * 2003-02-14 2004-08-18 Siemens Aktiengesellschaft Anordnung zur Funksignalentspreizung bei einem Funkkommunikationssystem mit Code-Vielfachzugriffsverfahren
US7403583B1 (en) * 2003-02-19 2008-07-22 L-3 Communications Corporation System and method for predictive synchronization for locating interleaving frames and demodulation training sequences
US7346103B2 (en) 2003-03-03 2008-03-18 Interdigital Technology Corporation Multi user detection using equalization and successive interference cancellation
TW200803540A (en) * 2003-03-05 2008-01-01 Interdigital Tech Corp Received communication signal processing methods and components for wireless communication equipment
KR20040092830A (ko) * 2003-04-29 2004-11-04 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 슬립 구간 설정 방법
DE10322943B4 (de) * 2003-05-21 2005-10-06 Infineon Technologies Ag Hardware-Vorrichtung zur Aufbereitung von Pilotsymbolen für eine Kanalschätzung mittels adaptiver Tiefpassfilterung
KR100957395B1 (ko) * 2003-05-23 2010-05-11 삼성전자주식회사 레벨 교차율을 이용한 속도추정 장치 및 방법
US7194279B2 (en) * 2003-05-23 2007-03-20 Nokia Corporation Adjustment of a phase difference between two signals
US7760765B2 (en) * 2003-05-31 2010-07-20 Qualcomm, Incorporated System and method for the reacquisition of a gated pilot
US7366137B2 (en) * 2003-05-31 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Signal-to-noise estimation in wireless communication devices with receive diversity
US7429914B2 (en) * 2003-06-04 2008-09-30 Andrew Corporation System and method for CDMA geolocation
US7933250B2 (en) * 2003-06-23 2011-04-26 Qualcomm Incorporated Code channel management in a wireless communications system
US20050002442A1 (en) * 2003-07-02 2005-01-06 Litwin Louis Robert Method and apparatus for detection of Pilot signal with frequency offset using multi-stage correlator
EP1652065B1 (en) * 2003-07-23 2013-09-04 ST-Ericsson SA Device and method for composing codes
WO2005015768A1 (en) * 2003-08-11 2005-02-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power management in mobile terminals to allow transmission of ack/nack signals
WO2005015775A1 (en) * 2003-08-11 2005-02-17 Nortel Networks Limited System and method for embedding ofdm in cdma systems
GB0318735D0 (en) * 2003-08-11 2003-09-10 Koninkl Philips Electronics Nv Communication system
US7428262B2 (en) * 2003-08-13 2008-09-23 Motorola, Inc. Channel estimation in a rake receiver of a CDMA communication system
DE10340397A1 (de) * 2003-09-02 2005-04-07 Siemens Ag §erfahren zum Übertragen von Signalen in einem Funkkommunikationssystem sowie entsprechende Sendestation und Empfangsstation
US7092426B2 (en) 2003-09-24 2006-08-15 S5 Wireless, Inc. Matched filter for scalable spread spectrum communications systems
US7006840B2 (en) * 2003-09-30 2006-02-28 Interdigital Technology Corporation Efficient frame tracking in mobile receivers
EP1671424B1 (en) * 2003-10-08 2012-06-06 Digital Fountain, Inc. Fec-based reliability control protocols
US8072942B2 (en) * 2003-11-26 2011-12-06 Qualcomm Incorporated Code channel management in a wireless communications system
US8164573B2 (en) * 2003-11-26 2012-04-24 Immersion Corporation Systems and methods for adaptive interpretation of input from a touch-sensitive input device
US7903617B2 (en) 2003-12-03 2011-03-08 Ruey-Wen Liu Method and system for multiuser wireless communications using anti-interference to increase transmission data rate
US20050152316A1 (en) * 2004-01-08 2005-07-14 Chien-Hsing Liao CDMA transmitting and receiving apparatus with multiple applied interface functions and a method thereof
GB2411803B (en) * 2004-01-16 2005-12-28 Compxs Uk Ltd Spread spectrum receiving
US7460990B2 (en) * 2004-01-23 2008-12-02 Microsoft Corporation Efficient coding of digital media spectral data using wide-sense perceptual similarity
US7190980B2 (en) * 2004-01-30 2007-03-13 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Method and system for power control in wireless portable devices using wireless channel characteristics
US7180537B2 (en) * 2004-02-18 2007-02-20 Tektronix, Inc. Relative channel delay measurement
US7263540B1 (en) * 2004-03-03 2007-08-28 The United States Of America As Represented By The Director National Security Agency Method of generating multiple random numbers
KR100735337B1 (ko) * 2004-03-05 2007-07-04 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템의 슬립 모드에서 주기적레인징 시스템 및 방법
KR100922950B1 (ko) * 2004-03-05 2009-10-22 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중접속 방식을 기반으로 하는 이동통신시스템에서 데이터 프레임 처리 결과 송/수신장치 및 방법
US6809675B1 (en) * 2004-03-05 2004-10-26 International Business Machines Corporation Redundant analog to digital state machine employed to multiple states on a single line
US7015835B2 (en) * 2004-03-17 2006-03-21 Lawrence Technologies, Llc Imposing and recovering correlithm objects in conjunction with table lookup
US7505597B2 (en) * 2004-03-17 2009-03-17 Lockheed Martin Corporation Multi-level security CDMA communications arrangement
US7529291B2 (en) * 2004-04-13 2009-05-05 Raytheon Company Methods and structures for rapid code acquisition in spread spectrum communications
US20080025449A1 (en) * 2004-05-12 2008-01-31 Ivonete Markman Dual Mode Sync Generator in an Atsc-Dtv Receiver
US7706483B2 (en) 2004-05-12 2010-04-27 Thomson Licensing Carrier phase ambiguity correction
CN1969496B (zh) * 2004-05-12 2010-12-15 汤姆森特许公司 载波相位模糊度校正
MY141704A (en) * 2004-05-12 2010-06-15 Thomson Licensing Sa Dual-mode equalizer in an atsc-dtv receiver
JP4921360B2 (ja) * 2004-05-12 2012-04-25 トムソン ライセンシング シンボルタイミングの曖昧さ訂正
KR100608109B1 (ko) * 2004-06-28 2006-08-02 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 도플러 주파수 및 단말기의 이동속도 계산 장치 및 방법
US7345265B2 (en) * 2004-07-15 2008-03-18 Cubic Corporation Enhancement of aimpoint in simulated training systems
BRPI0513620A (pt) * 2004-07-26 2008-05-13 Interdigital Tech Corp coprocessador de acesso a pacotes por link inferior em alta velocidade para upgrade das capacidades de hospedeiro modem existente
KR100823129B1 (ko) * 2004-08-18 2008-04-21 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 트랙킹 장치 및 방법
EP1782593A4 (en) * 2004-08-24 2013-03-27 Venkata Guruprasad DISTANCE DIVISION MULTIPLEXING
US7106801B1 (en) * 2005-03-01 2006-09-12 Venkata Guruprasad Distance division multiplexing
US20060061469A1 (en) * 2004-09-21 2006-03-23 Skyfence Inc. Positioning system that uses signals from a point source
US7716056B2 (en) * 2004-09-27 2010-05-11 Robert Bosch Corporation Method and system for interactive conversational dialogue for cognitively overloaded device users
US20060093051A1 (en) * 2004-11-03 2006-05-04 Silicon Integrated Systems Corp. Method and device for resisting DC interference of an OFDM system
JP4519606B2 (ja) * 2004-11-05 2010-08-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局および移動通信システム並びに送信電力制御方法
US7116705B2 (en) 2004-11-08 2006-10-03 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for reducing the processing rate of a chip-level equalization receiver
KR100725772B1 (ko) * 2004-11-16 2007-06-08 삼성전자주식회사 데이터 전송률 결정 방법 및 장치
US8126085B2 (en) * 2004-11-22 2012-02-28 Intel Corporation Method and apparatus to estimate channel tap
KR101050625B1 (ko) * 2004-11-24 2011-07-19 삼성전자주식회사 무선 송수신기의 ｃｍ 노이즈 제거방법 및 장치
US7596355B2 (en) * 2004-11-29 2009-09-29 Intel Corporation System and method capable of closed loop MIMO calibration
US7656853B2 (en) * 2004-12-27 2010-02-02 Microsoft Corporation Reducing power consumption of a wireless device
KR100696802B1 (ko) * 2005-02-16 2007-03-19 엘지전자 주식회사 디지털 멀티미디어 브로드캐스팅 기반의 항법 유도 장치 및이를 이용한 교통 정보 제공방법
US20100157833A1 (en) * 2005-03-10 2010-06-24 Qualcomm Incorporated Methods and systems for improved timing acquisition for varying channel conditions
US8675631B2 (en) * 2005-03-10 2014-03-18 Qualcomm Incorporated Method and system for achieving faster device operation by logical separation of control information
JP4559985B2 (ja) * 2005-03-15 2010-10-13 株式会社東芝 乱数発生回路
JP4603071B2 (ja) * 2005-03-24 2010-12-22 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 広帯域無線アクセスシステムにおけるネットワーク接続方法
US20060217970A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for noise reduction
US20060217988A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for adaptive level control
US20060217983A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for injecting comfort noise in a communications system
US20060217972A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for modifying an encoded signal
US20060215683A1 (en) * 2005-03-28 2006-09-28 Tellabs Operations, Inc. Method and apparatus for voice quality enhancement
JP2006287756A (ja) 2005-04-01 2006-10-19 Ntt Docomo Inc 送信装置、送信方法、受信装置及び受信方法
US7564828B2 (en) * 2005-04-18 2009-07-21 Via Telecom Co., Ltd. Power-efficient signaling for asymmetric multi-carrier communications
US7672286B2 (en) * 2005-04-18 2010-03-02 Via Telecom Co., Ltd. Reverse-link structure for a multi-carrier communication system
US7474611B2 (en) * 2005-04-21 2009-01-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Reduced complexity channel estimation in OFDM systems
US7526705B2 (en) 2005-05-03 2009-04-28 Agere Systems Inc. Acknowledgement message modification in communication networks
US8145262B2 (en) 2005-05-17 2012-03-27 Pine Valley Investments, Inc. Multimode land mobile radio
US8279868B2 (en) * 2005-05-17 2012-10-02 Pine Valley Investments, Inc. System providing land mobile radio content using a cellular data network
JP2006333239A (ja) * 2005-05-27 2006-12-07 Nec Electronics Corp インタフェース装置と通信制御方法
US7634290B2 (en) * 2005-05-31 2009-12-15 Vixs Systems, Inc. Adjusting transmit power of a wireless communication device
CA2613993C (en) * 2005-07-13 2014-06-17 Venkata Guruprasad Distance-dependent spectra with uniform sampling spectrometry
US7339976B2 (en) * 2005-07-18 2008-03-04 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing power consumption within a wireless receiver
KR100736612B1 (ko) * 2005-07-28 2007-07-09 엘지전자 주식회사 멀티유저 제어 가능한 디지털 방송 시스템
US20070030923A1 (en) * 2005-08-02 2007-02-08 Xiaoming Yu High accuracy non data-aided frequency estimator for M-ary phase shift keying modulation
CN100377509C (zh) * 2005-08-16 2008-03-26 华为技术有限公司 确定载波反向信道初始发射功率的方法
US7680251B2 (en) * 2005-09-13 2010-03-16 Motorola, Inc. Prevention of an alarm activation and supporting methods and apparatus
US8179318B1 (en) 2005-09-28 2012-05-15 Trueposition, Inc. Precise position determination using VHF omni-directional radio range signals
US8804751B1 (en) 2005-10-04 2014-08-12 Force10 Networks, Inc. FIFO buffer with multiple stream packet segmentation
US7623607B2 (en) * 2005-10-31 2009-11-24 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for determining timing in a wireless communication system
US7498873B2 (en) 2005-11-02 2009-03-03 Rosom Corporation Wide-lane pseudorange measurements using FM signals
US20070121555A1 (en) * 2005-11-08 2007-05-31 David Burgess Positioning using is-95 cdma signals
US20070127458A1 (en) * 2005-12-06 2007-06-07 Micrel, Inc. Data communication method for detecting slipped bit errors in received data packets
US7876753B2 (en) * 2005-12-13 2011-01-25 Fujitsu Limited IP multi-cast video ring distribution and protection
US8948329B2 (en) * 2005-12-15 2015-02-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for timing recovery in a wireless transceiver
US7893873B2 (en) * 2005-12-20 2011-02-22 Qualcomm Incorporated Methods and systems for providing enhanced position location in wireless communications
WO2007077475A1 (en) * 2005-12-30 2007-07-12 Nokia Corporation Method for addressing and signalling using sequences with predetermined correlation properties
US8149168B1 (en) 2006-01-17 2012-04-03 Trueposition, Inc. Position determination using wireless local area network signals and television signals
JP2009524134A (ja) * 2006-01-18 2009-06-25 ペーアーツェーテー イクスペーペー テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト ハードウェア定義方法
US7856250B2 (en) * 2006-03-28 2010-12-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for managing SOHO BTS interference using antenna beam coverage based on pilot strength measurement messages
MY187397A (en) * 2006-04-28 2021-09-22 Qualcomm Inc Method and apparatus for enhanced paging
US7860466B2 (en) * 2006-06-04 2010-12-28 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for linear polar transmitters
US7873331B2 (en) * 2006-06-04 2011-01-18 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for multi-path orthogonal recursive predistortion
US7518445B2 (en) * 2006-06-04 2009-04-14 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Systems, methods, and apparatuses for linear envelope elimination and restoration transmitters
US7941091B1 (en) * 2006-06-19 2011-05-10 Rf Magic, Inc. Signal distribution system employing a multi-stage signal combiner network
US7466266B2 (en) * 2006-06-22 2008-12-16 Rosum Corporation Psuedo television transmitters for position location
US7737893B1 (en) 2006-06-28 2010-06-15 Rosum Corporation Positioning in a single-frequency network
US8031816B2 (en) * 2006-07-17 2011-10-04 Mediatek Inc. Method and apparatus for determining boundaries of information elements
US8194682B2 (en) * 2006-08-07 2012-06-05 Pine Valley Investments, Inc. Multiple protocol land mobile radio system
US8725066B2 (en) * 2006-08-23 2014-05-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for allocating resource to mobile station connected to relay station in broadband wireless communication system
KR100819104B1 (ko) * 2006-09-07 2008-04-03 삼성전자주식회사 병렬 비트 테스트 회로 및 그에 의한 병렬 비트 테스트방법
US20080096483A1 (en) * 2006-10-20 2008-04-24 Wilson Electronics Power saving circuits for time division multiple access amplifiers
KR101084779B1 (ko) * 2006-11-06 2011-11-21 콸콤 인코포레이티드 Ｍｉｍｏ 전송을 위한 코드워드 레벨 스크램블링을 위한 방법들 및 장치들
US7698088B2 (en) * 2006-11-15 2010-04-13 Silicon Image, Inc. Interface test circuitry and methods
US8682341B1 (en) 2006-11-22 2014-03-25 Trueposition, Inc. Blind identification of single-frequency-network transmitters
US7769380B2 (en) * 2006-12-20 2010-08-03 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Method for reducing the rate of registration in CDMA-based mobile networks
US20080168374A1 (en) * 2007-01-06 2008-07-10 International Business Machines Corporation Method to manage external indicators for different sas port types
US8208527B2 (en) * 2007-01-30 2012-06-26 California Institute Of Technology Scalable reconfigurable concurrent filter for wide-bandwidth communication
US8077677B2 (en) * 2007-01-31 2011-12-13 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for paging group handling
TWI654159B (zh) * 2007-04-27 2019-03-21 美商應用材料股份有限公司 減小曝露於含鹵素電漿下之表面腐蝕速率的方法與設備
CN101730858B (zh) * 2007-05-25 2011-08-31 刘瑞文 通过抗干扰技术增加多用户无线通信系统传输速率的方法和系统
US7974651B2 (en) * 2007-06-13 2011-07-05 Motorola Solutions, Inc. Automatically switching a TDMA radio affiliated with a FDMA site to a TDMA site
US8046214B2 (en) * 2007-06-22 2011-10-25 Microsoft Corporation Low complexity decoder for complex transform coding of multi-channel sound
US8270457B2 (en) 2007-06-27 2012-09-18 Qualcomm Atheros, Inc. High sensitivity GPS receiver
US7885819B2 (en) 2007-06-29 2011-02-08 Microsoft Corporation Bitstream syntax for multi-process audio decoding
WO2009009463A1 (en) * 2007-07-06 2009-01-15 Rosum Corporation Positioning with time sliced single frequency networks
US7868819B2 (en) * 2007-09-07 2011-01-11 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Arrangements for satellite-based navigation and methods therefor
US20110038308A1 (en) * 2007-10-04 2011-02-17 Yi Song Forming spatial beams within a cell segment
US8249883B2 (en) * 2007-10-26 2012-08-21 Microsoft Corporation Channel extension coding for multi-channel source
US20100281235A1 (en) * 2007-11-17 2010-11-04 Martin Vorbach Reconfigurable floating-point and bit-level data processing unit
WO2009068014A2 (de) * 2007-11-28 2009-06-04 Pact Xpp Technologies Ag Über datenverarbeitung
WO2009071329A1 (en) * 2007-12-07 2009-06-11 Pact Xpp Technologies Ag Using function calls as compiler directives
KR101572880B1 (ko) * 2007-12-12 2015-11-30 엘지전자 주식회사 다중화율을 고려한 상향링크 전력제어 방법
US20090175379A1 (en) * 2007-12-12 2009-07-09 Rosum Corporation Transmitter Identification For Wireless Signals Having A Digital Audio Broadcast Physical Layer
US8135431B2 (en) 2007-12-18 2012-03-13 Gilat Satellite Networks, Ltd. Multi-dimensional adaptive transmission technique
US7792156B1 (en) 2008-01-10 2010-09-07 Rosum Corporation ATSC transmitter identifier signaling
US7817559B2 (en) * 2008-04-11 2010-10-19 Nokia Siemens Networks Oy Network node power conservation apparatus, system, and method
US8155592B2 (en) 2008-04-11 2012-04-10 Robert Bosch Gmbh Method for transmitting low-frequency data in a wireless intercom system
KR101490796B1 (ko) * 2008-06-25 2015-02-06 삼성전자주식회사 주파수 채널 정보의 전송 방법과 수신 방법 및 그 장치
US8150478B2 (en) 2008-07-16 2012-04-03 Marvell World Trade Ltd. Uplink power control in aggregated spectrum systems
US8537802B2 (en) 2008-07-23 2013-09-17 Marvell World Trade Ltd. Channel measurements in aggregated-spectrum wireless systems
US8073463B2 (en) 2008-10-06 2011-12-06 Andrew, Llc System and method of UMTS UE location using uplink dedicated physical control channel and downlink synchronization channel
US8125389B1 (en) 2008-10-20 2012-02-28 Trueposition, Inc. Doppler-aided positioning, navigation, and timing using broadcast television signals
RU2398356C2 (ru) * 2008-10-31 2010-08-27 Cамсунг Электроникс Ко., Лтд Способ установления беспроводной линии связи и система для установления беспроводной связи
US8675649B2 (en) * 2008-11-18 2014-03-18 Yamaha Corporation Audio network system and method of detecting topology in audio signal transmitting system
KR101479591B1 (ko) * 2008-11-21 2015-01-08 삼성전자주식회사 이동통신 시스템의 셀 탐색 방법 및 장치
US8751990B2 (en) * 2008-12-19 2014-06-10 L3 Communications Integrated Systems, L.P. System for determining median values of video data
CN101771477B (zh) * 2008-12-29 2013-06-05 深圳富泰宏精密工业有限公司 手机射频发射功率校正系统及方法
KR100991957B1 (ko) * 2009-01-20 2010-11-04 주식회사 팬택 광대역 무선통신시스템에서의 스크램블링 코드 생성 장치 및 그 방법
KR101555210B1 (ko) 2009-01-30 2015-09-23 삼성전자주식회사 휴대용 단말기에서 내장 대용량 메모리를 이용한 컨텐츠 다운로드 방법 및 장치
CN101483909B (zh) * 2009-02-06 2011-03-02 中兴通讯股份有限公司 基于多载波的反向功率控制方法
US8253627B1 (en) 2009-02-13 2012-08-28 David Burgess Position determination with NRSC-5 digital radio signals
US8090319B2 (en) * 2009-02-27 2012-01-03 Research In Motion Limited Method and system for automatic frequency control optimization
US8406168B2 (en) * 2009-03-13 2013-03-26 Harris Corporation Asymmetric broadband data radio network
US8250423B2 (en) * 2009-03-24 2012-08-21 Clear Wireless Llc Method and system for improving performance of broadcast/multicast transmissions
US8385818B2 (en) * 2009-05-11 2013-02-26 Qualcomm Incorporated Delay control to improve frequency domain channel estimation in an echo cancellation repeater
CN102598635B (zh) * 2009-07-20 2015-04-01 爱立信电讯公司 网络地址分配方法
US8520552B2 (en) * 2010-01-05 2013-08-27 Qualcomm Incorporated Method for determining mutual and transitive correlation over a wireless channel to form links and deliver targeted content messages
JP5716373B2 (ja) * 2010-03-23 2015-05-13 セイコーエプソン株式会社 相関演算方法、衛星信号捕捉方法、相関演算回路及び電子機器
US8817928B2 (en) 2010-06-01 2014-08-26 Ternarylogic Llc Method and apparatus for rapid synchronization of shift register related symbol sequences
US10375252B2 (en) 2010-06-01 2019-08-06 Ternarylogic Llc Method and apparatus for wirelessly activating a remote mechanism
WO2012014099A1 (en) 2010-07-27 2012-02-02 Marvell World Trade Ltd. Shared soft metric buffer for carrier aggregation receivers
US8837637B2 (en) * 2010-08-09 2014-09-16 Mediatek Inc. Method for dynamically adjusting one or more RF parameters and communications apparatus utilizing the same
US8488719B2 (en) 2010-08-12 2013-07-16 Harris Corporation Wireless communications device with multiple demodulators and related methods
KR101371434B1 (ko) * 2010-11-03 2014-03-10 엠파이어 테크놀로지 디벨롭먼트 엘엘씨 Cdma 간섭 제외를 위한 협업 데이터 공유
US8908598B1 (en) * 2011-08-17 2014-12-09 Sprint Spectrum L.P. Switch-level page settings based on a combination of device performance and coverage area performance
WO2013028868A1 (en) * 2011-08-23 2013-02-28 Northrop Grumman Guidance And Electronics Company, Inc. Packet-based input/output interface for a correlation engine
JP5634354B2 (ja) * 2011-08-26 2014-12-03 三菱電機株式会社 通信システムおよび受信機
US8983526B2 (en) * 2011-11-08 2015-03-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Optimized streetlight operation (OSLO) using a cellular network overlay
CN102547813B (zh) 2011-12-16 2014-04-02 华为技术有限公司 码道检测方法和相关装置及通信系统
US9072058B2 (en) * 2012-02-06 2015-06-30 Alcatel Lucent Method and apparatus for power optimization in wireless systems with large antenna arrays
US9244156B1 (en) * 2012-02-08 2016-01-26 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Orthogonal polarization signal agnostic matched filter
US8976844B2 (en) * 2012-02-14 2015-03-10 The Boeing Company Receiver for detection and time recovery of non-coherent signals and methods of operating same
US8667548B2 (en) * 2012-03-11 2014-03-04 Broadcom Corporation Audio/video channel bonding architecture
CN103379534B (zh) * 2012-04-13 2017-07-28 联芯科技有限公司 用于终端相对功率校准时的功率检测方法及系统
JP5982991B2 (ja) 2012-04-25 2016-08-31 セイコーエプソン株式会社 受信部駆動制御方法及び受信装置
US8861653B2 (en) 2012-05-04 2014-10-14 Qualcomm Incorporated Devices and methods for obtaining and using a priori information in decoding convolutional coded data
US8787506B2 (en) 2012-05-04 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Decoders and methods for decoding convolutional coded data
WO2013173537A1 (en) 2012-05-16 2013-11-21 Nokia Corporation Alternating adjustment of power levels for the data channel and control channel
US9703852B2 (en) 2012-05-29 2017-07-11 Sas Institute Inc. Systems and methods for quantile determination in a distributed data system using sampling
US9507833B2 (en) 2012-05-29 2016-11-29 Sas Institute Inc. Systems and methods for quantile determination in a distributed data system
US9268796B2 (en) * 2012-05-29 2016-02-23 Sas Institute Inc. Systems and methods for quantile estimation in a distributed data system
US8964617B2 (en) 2012-05-30 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Methods and devices for regulating power in wireless receiver circuits
US8868093B1 (en) * 2012-06-05 2014-10-21 Sprint Communications Company L.P. Carrier frequency assignment based on transmit power differentials
CN103517390B (zh) * 2012-06-19 2017-03-22 京信通信技术(广州)有限公司 一种功率控制方法及装置
CN102752013B (zh) 2012-06-21 2014-09-03 华为技术有限公司 激活码道检测方法及装置
TWI474728B (zh) * 2012-09-21 2015-02-21 建構於適應性網路模糊推論系統之三層串接式認知引擎之方法及裝置
RU2517243C1 (ru) * 2012-10-29 2014-05-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Российский государственный торгово-экономический университет" Устройство для моделирования процесса принятия решения в условиях неопределенности
CN104769901B (zh) 2013-01-04 2019-08-02 马维尔国际贸易有限公司 用于通信的方法、电信装置以及用于处理信号的芯片组
US9166750B1 (en) * 2013-03-08 2015-10-20 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Soft decision analyzer and method
CN103227819B (zh) * 2013-03-28 2016-08-03 北京创毅视讯科技有限公司 机器类通信中业务数据的传输方法及系统、基站和ue
GB2513891A (en) * 2013-05-09 2014-11-12 Frontier Silicon Ltd A digital radio receiver system and method
JP6102533B2 (ja) * 2013-06-05 2017-03-29 富士通株式会社 受信回路
CN103634089A (zh) * 2013-07-05 2014-03-12 山东科技大学 熵分复用方法
US9129651B2 (en) * 2013-08-30 2015-09-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Array-reader based magnetic recording systems with quadrature amplitude modulation
US9135385B2 (en) * 2013-09-12 2015-09-15 Nxp B.V. Data error susceptible bit identification
KR101467314B1 (ko) * 2013-10-29 2014-12-01 성균관대학교산학협력단 부분상관함수에 기초한 ｂｏｃ 상관함수 생성 방법, ｂｏｃ 신호 추적 장치 및 이를 이용한 대역 확산 신호 수신 시스템
JP2015090277A (ja) 2013-11-05 2015-05-11 セイコーエプソン株式会社 衛星信号受信機
JP6318565B2 (ja) 2013-11-13 2018-05-09 セイコーエプソン株式会社 半導体装置および電子機器
JP2015108565A (ja) 2013-12-05 2015-06-11 セイコーエプソン株式会社 衛星信号受信用集積回路
GB201400729D0 (en) * 2014-01-16 2014-03-05 Qinetiq Ltd A processor for a radio receiver
GB2524464A (en) * 2014-01-31 2015-09-30 Neul Ltd Frequency error estimation
US9385778B2 (en) 2014-01-31 2016-07-05 Qualcomm Incorporated Low-power circuit and implementation for despreading on a configurable processor datapath
US9571199B1 (en) * 2014-05-12 2017-02-14 Google Inc. In-band control of network elements
KR101596756B1 (ko) * 2014-11-03 2016-03-07 현대자동차주식회사 리던던트 그랜드마스터를 이용한 차량 내 네트워크 시간 동기화 제공 방법 및 장치
US9872299B1 (en) 2014-12-09 2018-01-16 Marvell International Ltd. Optimized transmit-power allocation in multi-carrier transmission
US9596053B1 (en) * 2015-01-14 2017-03-14 Sprint Spectrum L.P. Method and system of serving a user equipment device using different modulation and coding schemes
CN105991720B (zh) * 2015-02-13 2019-06-18 阿里巴巴集团控股有限公司 配置变更方法、设备及系统
KR102301840B1 (ko) * 2015-02-25 2021-09-14 삼성전자 주식회사 이동 통신 시스템에서 단말의 전송 전력을 제어하는 방법 및 장치
GB2536226B (en) * 2015-03-09 2019-11-27 Crfs Ltd Frequency discriminator
CN104883229B (zh) * 2015-03-27 2017-03-01 北京理工大学 一种基于fdma体制的码分多波束信号分离方法
CN104717663B (zh) * 2015-03-27 2018-07-24 胡汉强 一种共享子频带的方法及基站、用户终端
DE102015106201A1 (de) * 2015-04-22 2016-10-27 Intel IP Corporation Schaltung, integrierte schaltung, empfänger, sendeempfänger und verfahren zum empfangen eines signals
US10608699B2 (en) 2015-06-01 2020-03-31 Transfert Plus Societe En Commandite Systems and methods for spectrally efficient and energy efficient ultra-wideband impulse radios and scalable data rates
CN113382482A (zh) 2015-07-16 2021-09-10 Zte维创通讯公司 基于测量的随机接入配置
RU2598784C1 (ru) * 2015-07-17 2016-09-27 Закрытое акционерное общество Научно-технический центр "Модуль" Способ шифрования сообщений, передаваемых с помощью шумоподобных сигналов
CN108141417B (zh) * 2015-10-09 2021-01-22 索尼公司 总线系统和通信设备
US10616053B2 (en) 2015-12-04 2020-04-07 Skyworks Solutions, Inc. Multi-stage reconfigurable triplexer
US10205586B2 (en) * 2016-02-02 2019-02-12 Marvell World Trade Ltd. Method and apparatus for network synchronization
WO2017141759A1 (ja) * 2016-02-18 2017-08-24 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 端末機および端末機の制御方法、並びにこの端末機を用いた無線通信システム
US10243668B2 (en) * 2016-04-27 2019-03-26 Industrial Technology Research Institute Positioning measurement device and the method thereof
TWI623200B (zh) * 2016-04-27 2018-05-01 財團法人工業技術研究院 定位絕對碼的解碼裝置及解碼方法
DE102016108206B4 (de) * 2016-05-03 2020-09-10 Bury Sp.Z.O.O Schaltungsanordnung und Verfahren zur Dämpfungskompensation in einer Antennensignalverbindung
US10230409B2 (en) * 2016-05-24 2019-03-12 Hughes Network Systems, Llc Apparatus and method for reduced computation amplifier gain control
FR3053861B1 (fr) * 2016-07-07 2019-08-09 Safran Electrical & Power Procede et systeme de communication pour des modules interconnectes par courants porteurs en ligne
US10057048B2 (en) * 2016-07-19 2018-08-21 Analog Devices, Inc. Data handoff between randomized clock domain to fixed clock domain
CN107707496B (zh) * 2016-08-09 2022-04-29 中兴通讯股份有限公司 调制符号的处理方法及装置
KR102565297B1 (ko) * 2016-10-17 2023-08-10 엘지디스플레이 주식회사 터치 표시 장치, 터치 시스템, 터치 마스터 및 통신 방법
WO2018166695A1 (en) 2017-03-16 2018-09-20 British Telecommunications Public Limited Company Branched communications network
CN110431753B (zh) * 2017-03-16 2020-07-28 英国电讯有限公司 生成特定于装置的信号以发送到该装置的方法及控制系统
CN109089255B (zh) * 2017-06-14 2022-01-25 中国移动通信有限公司研究院 用户位置通知控制方法、装置、系统、设备及存储介质
US10181872B1 (en) 2017-07-21 2019-01-15 Synaptics Incorporated Impulse response filtering of code division multiplexed signals in a capacitive sensing device
US10705105B2 (en) 2017-07-21 2020-07-07 Applied Concepts, Inc. Absolute speed detector
US10127192B1 (en) 2017-09-26 2018-11-13 Sas Institute Inc. Analytic system for fast quantile computation
EP3486678B1 (en) * 2017-11-17 2023-08-30 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Multi-signal instantaneous frequency measurement system
US10893002B2 (en) 2017-12-08 2021-01-12 Evertz Microsystems Ltd. Universal radio frequency router with an automatic gain control
US10879952B2 (en) * 2018-04-18 2020-12-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Apparatus and receiver for performing synchronization in analog spread spectrum systems
US10469126B1 (en) * 2018-09-24 2019-11-05 Huawei Technologies Co., Ltd. Code synchronization for analog spread spectrum systems
CN109243471B (zh) * 2018-09-26 2022-09-23 杭州联汇科技股份有限公司 一种快速编码广播用数字音频的方法
CN109450594B (zh) * 2018-10-11 2021-01-19 浙江工业大学 云接入网上行链路的无速率码度数分布优化方法
US11452058B2 (en) * 2018-11-09 2022-09-20 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for cell detection by combining secondary spreading sequences
US10491264B1 (en) 2018-11-12 2019-11-26 Analog Devices Global Unlimited Company Combined demodulator and despreader
US11075721B2 (en) 2019-04-29 2021-07-27 Itron, Inc. Channel plan management in a radio network
US10624041B1 (en) * 2019-04-29 2020-04-14 Itron, Inc. Packet error rate estimator for a radio
US11102050B2 (en) 2019-04-29 2021-08-24 Itron, Inc. Broadband digitizer used for channel assessment
CN110300449B (zh) * 2019-07-26 2022-01-11 电子科技大学 一种基于伪多径的安全通信方法及装置
CN110518957B (zh) * 2019-07-30 2020-11-06 北京大学 一种开放无线信道中旁路网络导引方法
CN110908928B (zh) * 2019-10-15 2022-03-11 深圳市金泰克半导体有限公司 搜寻最后写入页的方法及装置
RU2718753C1 (ru) * 2019-10-28 2020-04-14 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Устройство третьей решающей схемы ускоренного поиска и эффективного приема широкополосных сигналов
CN111245527B (zh) * 2020-03-27 2022-04-08 四川虹美智能科技有限公司 性能检测系统及其检测方法
US11259250B2 (en) * 2020-04-10 2022-02-22 Totum Labs, Inc. System and method for selecting zero doppler transmission
CN113645169B (zh) * 2020-05-11 2022-07-05 大唐移动通信设备有限公司 正交频分复用多载波系统载波相位跟踪方法及装置
WO2021230430A1 (en) * 2020-05-13 2021-11-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Efficient physical layer for intrabody communication networks
CN114286351B (zh) * 2020-09-27 2024-04-05 四川海格恒通专网科技有限公司 一种tdma无线自组网分叉业务中继方法
CN112155523B (zh) * 2020-09-27 2022-09-16 太原理工大学 一种基于模态能量主成分比量化的脉搏信号特征提取与分类方法
CN112597630B (zh) * 2020-12-03 2022-03-18 上海卫星工程研究所 一种基于离散积分的非线性遥参转换方法及系统
CN112234955B (zh) * 2020-12-10 2021-03-26 深圳市千分一智能技术有限公司 Dsss信号识别方法、装置、设备及计算机可读存储介质
CN113359517B (zh) * 2021-04-28 2023-03-28 青岛海尔科技有限公司 用于设备操作断电恢复的方法、装置、存储介质及电子设备
TWI764749B (zh) * 2021-06-07 2022-05-11 嘉雨思科技股份有限公司 訊號傳輸電路元件、多工器電路元件及解多工器電路元件
CN113645593B (zh) * 2021-08-18 2023-05-16 中国联合网络通信集团有限公司 M2m设备节点的广播通信方法、系统、基站及存储介质
CN113595599B (zh) * 2021-09-30 2021-12-10 华东交通大学 面向5g的群簇协作通信异构系统和干扰抑制的方法
CN114125069B (zh) 2021-10-27 2023-01-24 青海师范大学 一种水声网络多对一并行传输mac协议的实现方法
CN114124616B (zh) * 2022-01-25 2022-05-27 浙江中控研究院有限公司 基于epa总线结构的时钟同步优化方法
CN114448837B (zh) * 2022-01-30 2024-04-02 北京航天飞行控制中心 天地回路时延的测量方法及测量装置
WO2023167754A1 (en) * 2022-03-01 2023-09-07 Sri International Multi-level aiding signal to support rapid communication
CN114572420B (zh) * 2022-03-04 2023-05-16 中航(成都)无人机系统股份有限公司 一种进气道隐身测试的低散射载体
CN115499036B (zh) * 2022-11-14 2023-02-24 北京航空航天大学合肥创新研究院(北京航空航天大学合肥研究生院) 宽带扩频信号并行捕获方法及存储介质

Family Cites Families (762)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US556392A (en) * 1896-03-17 Check-punch
US722051A (en) * 1902-07-31 1903-03-03 Adolf Sherman Adjustable miter-box.
US1570220A (en) * 1925-04-30 1926-01-19 Royal Typewriter Co Inc Ribbon-feeding mechanism for typewriting machines
US3700820A (en) 1966-04-15 1972-10-24 Ibm Adaptive digital communication system
US3656555A (en) * 1970-03-27 1972-04-18 Elvy E Johns Sr Lawn edger
US3761610A (en) 1971-02-16 1973-09-25 Graphics Sciences Inc High speed fascimile systems
DE2124320C1 (de) * 1971-05-17 1978-04-27 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Elektrische Schaltung zur Erzeugung einer Vielzahl verschiedener Codes
US4092601A (en) * 1976-06-01 1978-05-30 The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. Code tracking signal processing system
US4069392A (en) 1976-11-01 1978-01-17 Incorporated Bell Telephone Laboratories Dual speed full duplex data transmission
US4156277A (en) 1977-09-26 1979-05-22 Burroughs Corporation Access request mechanism for a serial data input/output system
US4228538A (en) 1977-12-15 1980-10-14 Harris Corporation Real-time adaptive power control in satellite communications systems
JPS6230444Y2 (es) 1978-07-31 1987-08-05
US4292623A (en) 1979-06-29 1981-09-29 International Business Machines Corporation Port logic for a communication bus system
US4384307A (en) 1979-08-28 1983-05-17 Inteq, Inc. Facsimile communications interface adapter
JPS5723356A (en) 1980-07-02 1982-02-06 Hitachi Ltd Sound signal converter
US4385206A (en) 1980-12-16 1983-05-24 Stromberg-Carlson Corporation Programmable port sense and control signal preprocessor for a central office switching system
JPS57104339A (en) 1980-12-19 1982-06-29 Ricoh Co Ltd Optical communication network
US4425665A (en) 1981-09-24 1984-01-10 Advanced Micro Devices, Inc. FSK Voiceband modem using digital filters
US4480307A (en) 1982-01-04 1984-10-30 Intel Corporation Interface for use between a memory and components of a module switching apparatus
US4458314A (en) 1982-01-07 1984-07-03 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Circuitry for allocating access to a demand shared bus
JPS58139543A (ja) 1982-02-15 1983-08-18 Ricoh Co Ltd 通信回路網
US4417042A (en) 1982-02-17 1983-11-22 General Electric Company Scavengers for one-component alkoxy-functional RTV compositions and processes
US4608700A (en) 1982-07-29 1986-08-26 Massachusetts Institute Of Technology Serial multi-drop data link
US4625308A (en) 1982-11-30 1986-11-25 American Satellite Company All digital IDMA dynamic channel allocated satellite communications system and method
DE3311030A1 (de) * 1983-03-25 1984-09-27 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren und schaltungsanordnung zum uebertragen von datensignalen zwischen teilnehmerstellen eines datennetzes
US4667192A (en) 1983-05-24 1987-05-19 The Johns Hopkins University Method and apparatus for bus arbitration using a pseudo-random sequence
JPS6010876A (ja) 1983-06-30 1985-01-21 Ricoh Co Ltd フアクシミリ通信制御方式
JPS6019590U (ja) 1983-07-15 1985-02-09 株式会社　多田野鉄工所 搭載型クレ−ンの取付構造
JPH0722324B2 (ja) 1983-08-30 1995-03-08 富士通株式会社 データ伝送方式
US4570220A (en) 1983-11-25 1986-02-11 Intel Corporation High speed parallel bus and data transfer method
FR2557746B1 (fr) 1983-12-30 1986-04-11 Thomson Csf Filtre numerique a bande passante et phase variables
US4646232A (en) 1984-01-03 1987-02-24 Texas Instruments Incorporated Microprocessor with integrated CPU, RAM, timer, bus arbiter data for communication system
JPH0758690B2 (ja) 1984-02-24 1995-06-21 三井東圧化学株式会社 薄膜製造装置及び方法
US4599732A (en) 1984-04-17 1986-07-08 Harris Corporation Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format
US4914574A (en) 1984-08-16 1990-04-03 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Data transmission apparatus having cascaded data processing modules for daisy chain data transfer
JPS6170869A (ja) 1984-09-14 1986-04-11 Fuji Photo Film Co Ltd 固体撮像装置および固体光センサ装置
US4768145A (en) 1984-11-28 1988-08-30 Hewlett-Packard Company Bus system
JPS61129963U (es) 1985-02-01 1986-08-14
US4675863A (en) 1985-03-20 1987-06-23 International Mobile Machines Corp. Subscriber RF telephone system for providing multiple speech and/or data signals simultaneously over either a single or a plurality of RF channels
JPS61170059U (es) 1985-04-10 1986-10-22
US4630283A (en) 1985-07-17 1986-12-16 Rca Corporation Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier
US4794590A (en) 1985-07-31 1988-12-27 Ricoh Company, Limited Communication network control system
US4785463A (en) * 1985-09-03 1988-11-15 Motorola, Inc. Digital global positioning system receiver
US4675865A (en) 1985-10-04 1987-06-23 Northern Telecom Limited Bus interface
GB2187367B (en) 1986-01-09 1990-03-28 Ricoh Kk Control system for local area network
JPH0779477B2 (ja) 1986-01-13 1995-08-23 松下電器産業株式会社 輝度信号搬送色信号分離装置
JPH06104694B2 (ja) 1986-01-23 1994-12-21 東邦チタニウム株式会社 オレフイン類重合用触媒
JPS62171342A (ja) * 1986-01-24 1987-07-28 Nec Corp デ−タ通信方式
FR2595889B1 (fr) 1986-03-14 1988-05-06 Havel Christophe Dispositif de controle de puissance d'emission dans une station emettrice-receptrice de radiocommunication
US4672156A (en) 1986-04-04 1987-06-09 Westinghouse Electric Corp. Vacuum interrupter with bellows shield
JPH0242500Y2 (es) 1986-04-28 1990-11-13
JPS62256516A (ja) 1986-04-30 1987-11-09 Matsushita Graphic Commun Syst Inc ベ−スバンド伝送用フイルタ装置
JPS6323425A (ja) * 1986-07-16 1988-01-30 Ricoh Co Ltd 音声再生方式
US4862402A (en) 1986-07-24 1989-08-29 North American Philips Corporation Fast multiplierless architecture for general purpose VLSI FIR digital filters with minimized hardware
US4839887A (en) 1986-09-18 1989-06-13 Ricoh Company, Ltd. Node apparatus for communication network having multi-conjunction architecture
JPH0758665B2 (ja) 1986-09-18 1995-06-21 ティーディーケイ株式会社 複合型回路部品及びその製造方法
US4811262A (en) 1986-09-19 1989-03-07 Rockwell International Corporation Distributed arithmetic realization of second-order normal-form digital filter
US4744079A (en) 1986-10-01 1988-05-10 Gte Communication Systems Corporation Data packet multiplexer/demultiplexer
JPS63226151A (ja) 1986-10-15 1988-09-20 Fujitsu Ltd 多重パケット通信システム
US4901307A (en) 1986-10-17 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters
JPH0243642Y2 (es) 1986-10-31 1990-11-20
JPH0685731B2 (ja) 1986-12-27 1994-11-02 タイガー魔法瓶株式会社 炊飯方法
JPH0677963B2 (ja) 1987-05-30 1994-10-05 東京瓦斯株式会社 管の内張り方法及び拡開具
JPH0522285Y2 (es) 1987-06-05 1993-06-08
JPH0639053Y2 (ja) 1987-06-09 1994-10-12 日産自動車株式会社 内燃機関の吸気装置
JPH07107007B2 (ja) 1987-06-24 1995-11-15 東都化成株式会社 テトラブロムビスフエノ−ルａの精製方法
JP2582585B2 (ja) 1987-09-02 1997-02-19 株式会社リコー 不定形通信網のノード装置
JPS6447141U (es) 1987-09-18 1989-03-23
JPH0787011B2 (ja) 1987-10-21 1995-09-20 ティアツク株式会社 ２次歪除去回路
US4841527A (en) 1987-11-16 1989-06-20 General Electric Company Stabilization of random access packet CDMA networks
US4901265A (en) 1987-12-14 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Pseudorandom dither for frequency synthesis noise
DE3743731C2 (de) * 1987-12-23 1994-11-24 Ant Nachrichtentech Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung der Phasenlage zwischen einem erzeugten Code und einem in einem empfangenen spektral gespreizten Signal enthaltenen empfangenen Code
DE3743732C2 (de) * 1987-12-23 1994-12-01 Ant Nachrichtentech Verfahren zur Synchronisierung eines Codewortes mit einem empfangenen spektral gespreizten Signal
JPH07107033B2 (ja) 1987-12-26 1995-11-15 キッセイ薬品工業株式会社 光学活性な３−アミノ−４−シクロヘキシル−２−ヒドロキシ酪酸塩酸塩およびその製造方法
JPH0738496Y2 (ja) 1988-01-11 1995-09-06 東陶機器株式会社 壁パネルの接続構造
US4905177A (en) 1988-01-19 1990-02-27 Qualcomm, Inc. High resolution phase to sine amplitude conversion
US4979170A (en) 1988-01-19 1990-12-18 Qualcomm, Inc. Alternating sequential half duplex communication system
US4876554A (en) 1988-01-19 1989-10-24 Qualcomm, Inc. Pillbox antenna and antenna assembly
US4928274A (en) 1988-01-19 1990-05-22 Qualcomm, Inc. Multiplexed address control in a TDM communication system
US4926130A (en) 1988-01-19 1990-05-15 Qualcomm, Inc. Synchronous up-conversion direct digital synthesizer
JP2584647B2 (ja) 1988-01-28 1997-02-26 株式会社リコー 通信網のノード装置
JPH01124730U (es) 1988-02-19 1989-08-24
US5351134A (en) 1988-04-07 1994-09-27 Canon Kabushiki Kaisha Image communication system, and image communication apparatus and modem used in the system
JPH066374Y2 (ja) 1988-05-07 1994-02-16 シャープ株式会社 複写機
CA1320767C (en) 1988-05-11 1993-07-27 Robert C. Frame Atomic sequence for phase transitions
US5105423A (en) 1988-05-17 1992-04-14 Ricoh Company, Ltd. Digital transmission device having an error correction mode and method for shifting down a data transmission rate
JPH0723022Y2 (ja) 1988-06-10 1995-05-24 株式会社三ツ葉電機製作所 モータにおける刷子ホルダステー
JPH0242500A (ja) * 1988-08-01 1990-02-13 Sharp Corp ディジタル録音再生装置
JPH0795151B2 (ja) 1988-08-23 1995-10-11 株式会社東芝 内視鏡装置
JPH0284832A (ja) 1988-09-20 1990-03-26 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Ｔｄｍａ無線通信方式
US4912722A (en) * 1988-09-20 1990-03-27 At&T Bell Laboratories Self-synchronous spread spectrum transmitter/receiver
US5253347A (en) 1988-11-18 1993-10-12 Bull Hn Information Systems Italia S.P.A. Centralized arbitration system using the status of target resources to selectively mask requests from master units
CA2003977C (en) 1988-12-05 1995-08-01 Shinji Yamaguchi Ethylene-vinyl alcohol copolymer composite fiber and production thereof
IT1227520B (it) 1988-12-06 1991-04-12 Sgs Thomson Microelectronics Filtro digitale programmabile
JPH0284832U (es) 1988-12-15 1990-07-02
US4930140A (en) 1989-01-13 1990-05-29 Agilis Corporation Code division multiplex system using selectable length spreading code sequences
US4940771A (en) * 1989-01-30 1990-07-10 General Electric Company Reactive polycarbonate end capped with hydroxy phenyl oxazoline
JPH02215238A (ja) 1989-02-15 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 移動無線装置
JP2783578B2 (ja) 1989-02-21 1998-08-06 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散通信装置
JPH0340535Y2 (es) 1989-03-14 1991-08-26
JPH0730483Y2 (ja) 1989-03-15 1995-07-12 王子製袋株式会社 スパイラル式自動ストレッチ包装機
US4969159A (en) 1989-03-22 1990-11-06 Harris Corporation Spread spectrum communication system employing composite spreading codes with matched filter demodulator
JPH02256331A (ja) 1989-03-29 1990-10-17 Sharp Corp 無線通信システム
US5022046A (en) 1989-04-14 1991-06-04 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Narrowband/wideband packet data communication system
US5142278A (en) 1989-04-18 1992-08-25 Qualcomm Incorporated Current carrier tractor-trailer data link
JP2893709B2 (ja) 1989-04-21 1999-05-24 ソニー株式会社 Ｖｔｒ一体型ビデオカメラ装置
JPH02287874A (ja) 1989-04-28 1990-11-27 Toshiba Corp 積和演算装置
US5339174A (en) 1989-05-02 1994-08-16 Harris Scott C Facsimile machine time shifting and converting apparatus
JPH077936B2 (ja) 1989-05-02 1995-01-30 日本電信電話株式会社 ｎビット多重分離変換回路
US5027306A (en) 1989-05-12 1991-06-25 Dattorro Jon C Decimation filter as for a sigma-delta analog-to-digital converter
JPH02301746A (ja) 1989-05-16 1990-12-13 Konica Corp 直接ポジ用ハロゲン化銀写真感光材料
JPH0332122A (ja) 1989-06-28 1991-02-12 Nec Corp 移動無線通信端末の送信出力制御方式
JPH06104829B2 (ja) 1989-07-06 1994-12-21 東京瓦斯株式会社 コークス炉炉蓋溝部の掃除効果分析方法
FR2650715B1 (fr) * 1989-08-03 1991-11-08 Europ Agence Spatiale Systeme de communications a acces multiple par repartition a codes avec porteuse activee par la voix de l'usager et synchronisation par code
JPH0669898B2 (ja) 1989-08-08 1994-09-07 矢崎総業株式会社 光ファイバ用多孔質母材合成用トーチ
US5159551A (en) 1989-08-09 1992-10-27 Picker International, Inc. Prism architecture for ct scanner image reconstruction
US4965533A (en) 1989-08-31 1990-10-23 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer
US5028887A (en) 1989-08-31 1991-07-02 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer with hard limiter
US5199061A (en) 1989-09-06 1993-03-30 Electronics And Telecommunications Research Institute Communication method and equipment for freeze-frame video phone
US5163131A (en) 1989-09-08 1992-11-10 Auspex Systems, Inc. Parallel i/o network file server architecture
US5113525A (en) 1989-11-06 1992-05-12 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Linear-modulation type radio transmitter
US5101501A (en) * 1989-11-07 1992-03-31 Qualcomm Incorporated Method and system for providing a soft handoff in communications in a cdma cellular telephone system
US5485486A (en) 1989-11-07 1996-01-16 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system
US5257283A (en) * 1989-11-07 1993-10-26 Qualcomm Incorporated Spread spectrum transmitter power control method and system
US5109390A (en) * 1989-11-07 1992-04-28 Qualcomm Incorporated Diversity receiver in a cdma cellular telephone system
US5265119A (en) * 1989-11-07 1993-11-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA cellular mobile telephone system
US5267262A (en) 1989-11-07 1993-11-30 Qualcomm Incorporated Transmitter power control system
US5056109A (en) 1989-11-07 1991-10-08 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for controlling transmission power in a cdma cellular mobile telephone system
US5022049A (en) * 1989-11-21 1991-06-04 Unisys Corp. Multiple access code acquisition system
US5126748A (en) 1989-12-05 1992-06-30 Qualcomm Incorporated Dual satellite navigation system and method
US5017926A (en) 1989-12-05 1991-05-21 Qualcomm, Inc. Dual satellite navigation system
JP2894752B2 (ja) * 1989-12-06 1999-05-24 マツダ株式会社 車両のスリップ制御装置
US5084900A (en) * 1989-12-21 1992-01-28 Gte Spacenet Corporation Spread spectrum system with random code retransmission
US5050004A (en) 1989-12-26 1991-09-17 At&T Bell Laboratories Facsimile machine transmission rate fall-back arrangement
JPH03198423A (ja) 1989-12-27 1991-08-29 Fujitsu Ltd Ｐｌｌ周波数シンセサイザ
US5267238A (en) 1989-12-29 1993-11-30 Ricoh Company, Ltd. Network interface units and communication system using network interface unit
JPH03231523A (ja) 1990-02-07 1991-10-15 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 移動通信制御方式
US5021891A (en) 1990-02-27 1991-06-04 Qualcomm, Inc. Adaptive block size image compression method and system
US5107345A (en) 1990-02-27 1992-04-21 Qualcomm Incorporated Adaptive block size image compression method and system
US5193094A (en) * 1990-03-07 1993-03-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for generating super-orthogonal convolutional codes and the decoding thereof
US5117385A (en) 1990-03-16 1992-05-26 International Business Machines Corporation Table lookup multiplier with digital filter
US5446756A (en) * 1990-03-19 1995-08-29 Celsat America, Inc. Integrated cellular communications system
US5878329A (en) 1990-03-19 1999-03-02 Celsat America, Inc. Power control of an integrated cellular communications system
US5073900A (en) 1990-03-19 1991-12-17 Mallinckrodt Albert J Integrated cellular communications system
US5253268A (en) * 1990-05-24 1993-10-12 Cylink Corporation Method and apparatus for the correlation of sample bits of spread spectrum radio signals
US5166952A (en) * 1990-05-24 1992-11-24 Cylink Corporation Method and apparatus for the reception and demodulation of spread spectrum radio signals
US5140613A (en) 1990-05-25 1992-08-18 Hewlett-Packard Company Baseband modulation system with improved ROM-based digital filter
US5291515A (en) * 1990-06-14 1994-03-01 Clarion Co., Ltd. Spread spectrum communication device
US5166929A (en) * 1990-06-18 1992-11-24 Northern Telecom Limited Multiple access protocol
SE467332B (sv) * 1990-06-21 1992-06-29 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande foer effektreglering i ett digitalt mobiltelefonisystem
US5568483A (en) 1990-06-25 1996-10-22 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for the formatting of data for transmission
US5103459B1 (en) 1990-06-25 1999-07-06 Qualcomm Inc System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system
US6693951B1 (en) 1990-06-25 2004-02-17 Qualcomm Incorporated System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system
US5511073A (en) 1990-06-25 1996-04-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for the formatting of data for transmission
US5659569A (en) 1990-06-25 1997-08-19 Qualcomm Incorporated Data burst randomizer
AU650665B2 (en) * 1990-07-05 1994-06-30 Fujitsu Limited High performance digitally multiplexed transmission system
US5831011A (en) 1990-07-27 1998-11-03 Mycogen Corporation Bacillus thuringiensis genes encoding nematode-active toxins
US5115429A (en) 1990-08-02 1992-05-19 Codex Corporation Dynamic encoding rate control minimizes traffic congestion in a packet network
GB9017910D0 (en) * 1990-08-15 1990-09-26 Vaseal Electronics Limited Improvements in and relating to proximity switches
JPH0832513B2 (ja) 1990-11-27 1996-03-29 株式会社カンセイ 車両用乗員保護装置
US5099493A (en) 1990-08-27 1992-03-24 Zeger-Abrams Incorporated Multiple signal receiver for direct sequence, code division multiple access, spread spectrum signals
JP2775003B2 (ja) * 1990-09-04 1998-07-09 松下電器産業株式会社 移動通信システム
JPH04117849A (ja) 1990-09-07 1992-04-17 Fujitsu Ltd カード式電話機
US5128623A (en) 1990-09-10 1992-07-07 Qualcomm Incorporated Direct digital synthesizer/direct analog synthesizer hybrid frequency synthesizer
EP0476215B1 (en) 1990-09-18 1995-12-13 ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap Multi-channel decimator
US5099204A (en) 1990-10-15 1992-03-24 Qualcomm Incorporated Linear gain control amplifier
US5535238A (en) * 1990-11-16 1996-07-09 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum adaptive power control communications system and method
US5093840A (en) 1990-11-16 1992-03-03 Scs Mobilecom, Inc. Adaptive power control for a spread spectrum transmitter
US5299226A (en) * 1990-11-16 1994-03-29 Interdigital Technology Corporation Adaptive power control for a spread spectrum communications system and method
US5081643A (en) * 1990-11-16 1992-01-14 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum multipath receiver apparatus and method
US5101416A (en) * 1990-11-28 1992-03-31 Novatel Comunications Ltd. Multi-channel digital receiver for global positioning system
US5390207A (en) * 1990-11-28 1995-02-14 Novatel Communications Ltd. Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time delay spacing between early and late correlators
US5107225A (en) * 1990-11-30 1992-04-21 Qualcomm Incorporated High dynamic range closed loop automatic gain control circuit
US5283536A (en) * 1990-11-30 1994-02-01 Qualcomm Incorporated High dynamic range closed loop automatic gain control circuit
US5185762A (en) 1991-05-15 1993-02-09 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum microwave overlay with notch filter
US5224120A (en) * 1990-12-05 1993-06-29 Interdigital Technology Corporation Dynamic capacity allocation CDMA spread spectrum communications
US5365544A (en) 1990-12-05 1994-11-15 Interdigital Technology Corporation CDMA communications and geolocation system and method
US5351269A (en) 1990-12-05 1994-09-27 Scs Mobilecom, Inc. Overlaying spread spectrum CDMA personal communications system
US5506864A (en) * 1990-12-05 1996-04-09 Interdigital Technology Corporation CDMA communications and geolocation system and method
US5161168A (en) 1991-05-15 1992-11-03 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum CDMA communications system microwave overlay
US5228056A (en) * 1990-12-14 1993-07-13 Interdigital Technology Corporation Synchronous spread-spectrum communications system and method
US5179572A (en) 1991-06-17 1993-01-12 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum conference calling system and method
US5263045A (en) 1990-12-05 1993-11-16 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum conference call system and method
US5367533A (en) * 1990-12-05 1994-11-22 Interdigital Technology Corporation Dynamic capacity allocation CDMA spread spectrum communications
IL100213A (en) * 1990-12-07 1995-03-30 Qualcomm Inc Mikrata Kedma phone system and its antenna distribution system
US5513176A (en) 1990-12-07 1996-04-30 Qualcomm Incorporated Dual distributed antenna system
US5274665A (en) 1990-12-14 1993-12-28 Interdigital Technology Corporation Polyopoly overlapping spread spectrum communication system and method
US5218619A (en) * 1990-12-17 1993-06-08 Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. CDMA subtractive demodulation
US5151919A (en) 1990-12-17 1992-09-29 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. Cdma subtractive demodulation
JPH04222111A (ja) 1990-12-21 1992-08-12 Mitsubishi Electric Corp ディジタルフィルタ
US5276907A (en) * 1991-01-07 1994-01-04 Motorola Inc. Method and apparatus for dynamic distribution of a communication channel load in a cellular radio communication system
US5274474A (en) 1991-01-23 1993-12-28 Randolph-Rand Corporation Integrated telefacsimile and character communication system with standard and high speed modes
US5794144A (en) * 1994-03-11 1998-08-11 Bellsouth Corporation Methods and apparatus for communicating data via a cellular mobile radiotelephone system
US5182938A (en) * 1991-02-22 1993-02-02 Nordson Corporation Method and apparatus for detecting bubbles in pressurized liquid dispensing systems
JP2794964B2 (ja) 1991-02-27 1998-09-10 日本電気株式会社 制御信号発生回路
US5204876A (en) * 1991-03-13 1993-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for providing high data rate traffic channels in a spread spectrum communication system
US5235614A (en) 1991-03-13 1993-08-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for accommodating a variable number of communication channels in a spread spectrum communication system
US5241685A (en) 1991-03-15 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Load sharing control for a mobile cellular radio system
JPH04287593A (ja) 1991-03-18 1992-10-13 Nec Eng Ltd ディジタル映像信号フィルタ回路
JP2538132B2 (ja) 1991-03-20 1996-09-25 松下電送株式会社 通信制御方法及びｉｓｄｎ用端末アダプタ装置
CA2063901C (en) * 1991-03-25 2002-08-13 Arunas G. Slekys Cellular data overlay system
JP2535135Y2 (ja) 1991-03-28 1997-05-07 マツダ株式会社 圧粉成形装置
US5504936A (en) 1991-04-02 1996-04-02 Airtouch Communications Of California Microcells for digital cellular telephone systems
US5233630A (en) 1991-05-03 1993-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for resolving phase ambiguities in trellis coded modulated data
US5940771A (en) 1991-05-13 1999-08-17 Norand Corporation Network supporting roaming, sleeping terminals
US5228053A (en) 1991-05-15 1993-07-13 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum cellular overlay CDMA communications system
US5166951A (en) * 1991-05-15 1992-11-24 Scs Mobilecom, Inc. High capacity spread spectrum channel
TW197548B (es) 1991-05-17 1993-01-01 Ericsson Telefon Ab L M
US5678198A (en) 1991-05-22 1997-10-14 Southwestern Bell Technology Resources, Inc. System for controlling signal level at both ends of a transmission link, based upon a detected value
US5107487A (en) 1991-05-28 1992-04-21 Motorola, Inc. Power control of a direct sequence CDMA radio
MX9202593A (es) 1991-05-29 1993-01-01 Communications Satellite Corp Red de acceso multiple de division de codigo completamente enlazada para terminales personales de comunicacion.
JP3160350B2 (ja) 1991-05-30 2001-04-25 株式会社リコー 通信網制御方法
DK0587783T3 (da) 1991-06-04 1998-05-04 Qualcomm Inc Billedkompressionssystem med adaptiv blokstørrelse
FR2677473B1 (fr) 1991-06-05 1995-04-07 Telemecanique Procede et bus d'arbitrage pour transmission de donnees serie.
DE69206685T2 (de) * 1991-06-06 1996-07-04 Commissariat Energie Atomique Poliermaschine mit einem gespannten Feinschleifband und einem verbesserten Werkstückträgerkopf
DK0588932T3 (da) 1991-06-11 2002-03-11 Qualcomm Inc Vokoder med variabel hastighed
US5710868A (en) * 1991-06-12 1998-01-20 Microchip Technology Incorporated Apparatus and method for generating a fuzzy number for use in fuzzy logic systems
WO1993000750A1 (en) 1991-06-25 1993-01-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for establishing a communication link
US5268900A (en) 1991-07-05 1993-12-07 Codex Corporation Device and method for implementing queueing disciplines at high speeds
US5195090A (en) 1991-07-09 1993-03-16 At&T Bell Laboratories Wireless access telephone-to-telephone network interface architecture
US5345467A (en) 1991-07-10 1994-09-06 Interdigital Technology Corp. CDMA cellular hand-off apparatus and method
US5179571A (en) 1991-07-10 1993-01-12 Scs Mobilecom, Inc. Spread spectrum cellular handoff apparatus and method
US5276684A (en) 1991-07-22 1994-01-04 International Business Machines Corporation High performance I/O processor
US5463623A (en) * 1991-07-31 1995-10-31 At&T Ipm Corp. Integrated wireless telecommunication and local area network system
US5210771A (en) * 1991-08-01 1993-05-11 Motorola, Inc. Multiple user spread-spectrum communication system
US5133525A (en) 1991-08-01 1992-07-28 Good Brian G Can support device
US5159283A (en) 1991-08-26 1992-10-27 Motorola, Inc. Power amplifier
US5204874A (en) 1991-08-28 1993-04-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for using orthogonal coding in a communication system
US5159608A (en) 1991-08-28 1992-10-27 Falconer David D Method and apparatus for using orthogonal coding in a communication system
US5392023A (en) 1991-09-06 1995-02-21 Motorola, Inc. Data communication system with automatic power control
EP0531028A3 (en) 1991-09-06 1993-11-10 Qualcomm Inc Multi-transmitter wide-area cellular broadcast communication system
FI88981C (fi) 1991-09-09 1993-07-26 Elektrobit Oy Foerfarande foer automatisk reglering av saendningseffekten i en saendar-mottagarenhet laempad foer en koduppdelad multipelaotkomstomgivning som utnyttjar direktsekvensspridning
FR2681199B1 (fr) * 1991-09-11 1993-12-03 Agence Spatiale Europeenne Procede et dispositif pour multiplexer des signaux de donnees.
US5321721A (en) * 1991-09-13 1994-06-14 Sony Corporation Spread spectrum communication system and transmitter-receiver
JPH0583381A (ja) 1991-09-19 1993-04-02 Fujitsu Ltd 局線着信接続制御方式
US5289527A (en) * 1991-09-20 1994-02-22 Qualcomm Incorporated Mobile communications device registration method
US5469452A (en) 1991-09-27 1995-11-21 Qualcomm Incorporated Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same
US5293641A (en) * 1991-10-03 1994-03-08 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Signal strength controlled directed retry in a mobile radiotelephone system
US5239685A (en) 1991-10-08 1993-08-24 Qualcomm Incorporated Process for fabricating a MMIC hybrid device and a transceiver fabricated thereby
US5179591A (en) 1991-10-16 1993-01-12 Motorola, Inc. Method for algorithm independent cryptographic key management
IT1253129B (it) 1991-10-25 1995-07-10 Sicaf Srl Piastra adattatrice per monoblocchi refrigeranti di celle frigorifere e similari,nonche' monoblocco incorporante tale piastra
US5262974A (en) 1991-10-28 1993-11-16 Trw Inc. Programmable canonic signed digit filter chip
US5245629A (en) 1991-10-28 1993-09-14 Motorola, Inc. Method for compensating for capacity overload in a spread spectrum communication system
JP2953153B2 (ja) 1991-10-31 1999-09-27 日本電気株式会社 送信電力制御方式
JP2776094B2 (ja) * 1991-10-31 1998-07-16 日本電気株式会社 可変変調通信方法
US5247702A (en) 1991-11-08 1993-09-21 Teknekron Communications Systems, Inc. Method and an apparatus for establishing a wireless communication link between a base unit and a remote unit
US5267244A (en) 1991-11-08 1993-11-30 Teknekron Communications Systems, Inc. Method and an apparatus for establishing the functional capabilities for wireless communications between a base unit and a remote unit
IL100029A (en) 1991-11-11 1994-02-27 Motorola Inc Method and apparatus for improving detection of data bits in a slow frequency hopping communication system
JP2741809B2 (ja) 1991-11-22 1998-04-22 シンワ株式会社 テーププレーヤの早送りおよび巻戻し装置
JP2554219B2 (ja) 1991-11-26 1996-11-13 日本電信電話株式会社 ディジタル信号の重畳伝送方式
JP3198423B2 (ja) 1991-11-28 2001-08-13 イビデン株式会社 黒鉛鋳型
DE4139665A1 (de) 1991-12-02 1993-06-03 Hoechst Ag Verfahren zur herstellung von polymerisaten des tetrafluorethylens
JPH0746180Y2 (ja) 1991-12-04 1995-10-25 大建工業株式会社 収納棚
US5237455A (en) * 1991-12-06 1993-08-17 Delco Electronics Corporation Optical combiner with integral support arm
JPH05160861A (ja) 1991-12-06 1993-06-25 Fujitsu Ltd ディジタル伝送方式
JPH05235906A (ja) 1991-12-25 1993-09-10 Toshiba Corp 多元符号の復号装置及びこれを用いた誤り訂正・検出方式
EP0548939B1 (en) 1991-12-26 2000-09-13 Nec Corporation Transmission power control system capable of keeping signal quality constant in mobile communication network
US5260967A (en) * 1992-01-13 1993-11-09 Interdigital Technology Corporation CDMA/TDMA spread-spectrum communications system and method
IL118832A (en) * 1992-01-16 1998-03-10 Qualcomm Inc Method and device for data integration and transmission and overuse
US5414729A (en) * 1992-01-24 1995-05-09 Novatel Communications Ltd. Pseudorandom noise ranging receiver which compensates for multipath distortion by making use of multiple correlator time delay spacing
JP2850619B2 (ja) 1992-01-27 1999-01-27 日本電気株式会社 移動通信システムの送信電力制御方式
TW224191B (es) 1992-01-28 1994-05-21 Qualcomm Inc
GB9201879D0 (en) 1992-01-29 1992-03-18 Millicom Holdings Uk Ltd Communication system
JPH05219129A (ja) 1992-02-05 1993-08-27 Nec Eng Ltd 搬送波電力制御付き直交変調器
JPH05227124A (ja) 1992-02-10 1993-09-03 Sharp Corp 符号分割多元アクセス通信方式
US5487089A (en) 1992-02-17 1996-01-23 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Nyquist filter for digital modulation
SE9200607D0 (sv) 1992-02-28 1992-02-28 Ericsson Telefon Ab L M Communication methods and mean in a tdma cellular mobile radio system
US5392287A (en) * 1992-03-05 1995-02-21 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for reducing power consumption in a mobile communications receiver
US5267261A (en) 1992-03-05 1993-11-30 Qualcomm Incorporated Mobile station assisted soft handoff in a CDMA cellular communications system
ZA931077B (en) * 1992-03-05 1994-01-04 Qualcomm Inc Apparatus and method for reducing message collision between mobile stations simultaneously accessing a base station in a cdma cellular communications system
FI90385C (fi) 1992-03-11 1994-01-25 Salon Televisiotehdas Oy Salattujen dataviestien tunnistus yksisuuntaisessa monipisteverkossa
US5258940A (en) 1992-03-16 1993-11-02 International Business Machines Corporation Distributed arithmetic digital filter in a partial-response maximum-likelihood disk drive system
US5305468A (en) 1992-03-18 1994-04-19 Motorola, Inc. Power control method for use in a communication system
SE9200915D0 (sv) 1992-03-24 1992-03-24 Ericsson Telefon Ab L M Methods in a cellular mobile radio communincation system
US5237586A (en) * 1992-03-25 1993-08-17 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. Rake receiver with selective ray combining
DE4210305A1 (de) * 1992-03-30 1993-10-07 Sel Alcatel Ag Verfahren, Sender und Empfänger zur Informationsdatenübertragung mit veränderlichem Verkehrsaufkommen und Leitstation zur Koordinierung mehrerer solcher Sender und Empfänger
US5216692A (en) * 1992-03-31 1993-06-01 Motorola, Inc. Method and apparatus for adjusting a power control threshold in a communication system
US5311176A (en) 1992-03-31 1994-05-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for generating Walsh codes
US5228054A (en) * 1992-04-03 1993-07-13 Qualcomm Incorporated Power-of-two length pseudo-noise sequence generator with fast offset adjustment
JPH05292012A (ja) * 1992-04-07 1993-11-05 Nec Corp 移動体通信システムの輻輳制御方式
GB9207861D0 (en) 1992-04-09 1992-05-27 Philips Electronics Uk Ltd A method of time measurement in a communications system,a communications system and a receiving apparatus for use in the system
US5239557A (en) * 1992-04-10 1993-08-24 Ericsson/Ge Mobile Communications Discountinuous CDMA reception
MX9301888A (es) * 1992-04-10 1993-11-30 Ericsson Telefon Ab L M Acceso multiple de division de tiempo para acceso de un movil en un sistema de acceso multiple de division de codigo.
US5345598A (en) * 1992-04-10 1994-09-06 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. Duplex power control system in a communication network
US5353352A (en) * 1992-04-10 1994-10-04 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Multiple access coding for radio communications
SG50659A1 (en) * 1992-04-10 1998-07-20 Ericsson Ge Mobile Inc Random access in mobile telephone system
US5295153A (en) 1992-04-13 1994-03-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson CDMA frequency allocation
TW214620B (en) 1992-04-13 1993-10-11 Ericsson Ge Mobile Communicat Calling channel in CDMA communications system
US5319450A (en) 1992-04-14 1994-06-07 Fuji Photo Film Co., Ltd. Circuitry for cancelling offsets of multiplexed color video signals
JPH0583381U (ja) 1992-04-17 1993-11-12 トキコ株式会社 空気圧縮機用サイレンサ
DE69325844T2 (de) 1992-04-17 2000-08-31 Ericsson Telefon Ab L M Mobil unterstütztes Weiterreichen mit Kodemultiplex-Vielfachzugriff
JPH05300077A (ja) 1992-04-17 1993-11-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> スペクトル拡散伝送方式を用いた移動通信システムのゾーン構成法
US5232347A (en) * 1992-05-08 1993-08-03 Vonbergen Howard J Fan mounting bracket apparatus
US5365551A (en) 1992-12-15 1994-11-15 Micron Technology, Inc. Data communication transceiver using identification protocol
JP3168063B2 (ja) 1992-05-18 2001-05-21 富士通株式会社 スぺクトラム拡散通信装置およびその通信方法
US5287299A (en) 1992-05-26 1994-02-15 Monolith Technologies Corporation Method and apparatus for implementing a digital filter employing coefficients expressed as sums of 2 to an integer power
US5316422A (en) 1992-06-01 1994-05-31 Qualcomm Incorporated Blind fastener
US5339184A (en) 1992-06-15 1994-08-16 Gte Laboratories Incorporated Fiber optic antenna remoting for multi-sector cell sites
JP3251642B2 (ja) 1992-06-19 2002-01-28 三菱レイヨン株式会社 不飽和カルボン酸製造用触媒の調製法
WO1994000927A1 (en) 1992-06-22 1994-01-06 Motorola Inc. Power level increase during handoff command transmission
US5297161A (en) * 1992-06-29 1994-03-22 Motorola Inc. Method and apparatus for power estimation in an orthogonal coded communication system
US5475861A (en) 1992-07-01 1995-12-12 Motorola, Inc. Method for controlling transmission power in a communication system
US5613228A (en) * 1992-07-06 1997-03-18 Micron Technology, Inc. Gain adjustment method in two-way communication systems
JPH0677963A (ja) * 1992-07-07 1994-03-18 Hitachi Ltd 通信方式および端末装置
DE4222821C2 (de) * 1992-07-08 1994-09-22 Ivoclar Ag Modifiziertes Chlorhexidin-Addukt
JPH0750631Y2 (ja) 1992-07-27 1995-11-15 株式会社ケンロック 締付バンド
US5285940A (en) * 1992-08-03 1994-02-15 Goulter Victor H Folding neck-supported food tray
US5465399A (en) 1992-08-19 1995-11-07 The Boeing Company Apparatus and method for controlling transmitted power in a radio network
JPH0677767A (ja) 1992-08-26 1994-03-18 Sony Corp ノンリニアキャンセラー
US5418624A (en) 1992-09-02 1995-05-23 Ricoh Co., Ltd. Negotiation method and apparatus enabling a facsimile machine to use async data communication protocols
GB9218876D0 (en) 1992-09-07 1992-10-21 Millicom Holdings Uk Ltd Communication system
US5353332A (en) 1992-09-16 1994-10-04 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Method and apparatus for communication control in a radiotelephone system
US5311459A (en) 1992-09-17 1994-05-10 Eastman Kodak Company Selectively configurable integrated circuit device for performing multiple digital signal processing functions
US5307405A (en) 1992-09-25 1994-04-26 Qualcomm Incorporated Network echo canceller
US5381443A (en) 1992-10-02 1995-01-10 Motorola Inc. Method and apparatus for frequency hopping a signalling channel in a communication system
US5603081A (en) 1993-11-01 1997-02-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method for communicating in a wireless communication system
JP3099848B2 (ja) 1992-10-05 2000-10-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動無線機
US5359182A (en) 1992-10-06 1994-10-25 Interdigital Technology Corporation Wireless telephone debit card system and method
JPH06133351A (ja) 1992-10-15 1994-05-13 Fujitsu Ltd 通信制御システム
JPH06132871A (ja) 1992-10-19 1994-05-13 Oki Electric Ind Co Ltd 送信電力制御装置
JPH06132872A (ja) * 1992-10-19 1994-05-13 Oki Electric Ind Co Ltd 移動局送信電力制御装置
JP3012414B2 (ja) 1992-10-23 2000-02-21 日本電気通信システム株式会社 制御チャネル干渉検出方式
SE500565C2 (sv) * 1992-10-26 1994-07-18 Ericsson Telefon Ab L M Metod att åstadkomma slumpmässig access i ett mobilradiosystem
US5406559A (en) 1992-11-02 1995-04-11 National Semiconductor Corporation Isochronous link protocol
WO1994010766A1 (en) 1992-11-04 1994-05-11 Ntt Mobile Communications Network Inc. Code division multiplex access mobile communication system
JP3212390B2 (ja) * 1992-11-17 2001-09-25 クラリオン株式会社 スライディング相関器
US5570349A (en) 1994-06-07 1996-10-29 Stanford Telecommunications, Inc. Wireless direct sequence spread spectrum digital cellular telephone system
ZA938323B (en) 1992-11-24 1994-08-01 Qualcomm Inc Tractor-trailer electronic transmission path
ZA938324B (en) 1992-11-24 1994-06-07 Qualcomm Inc Pilot carrier dot product circuit
US5341395A (en) 1992-11-24 1994-08-23 At&T Bell Laboratories Data recovery technique for asynchronous CDMA systems
MX9307243A (es) 1992-11-24 1994-05-31 Ericsson Telefon Ab L M Reintento analogico.
US5341456A (en) 1992-12-02 1994-08-23 Qualcomm Incorporated Method for determining speech encoding rate in a variable rate vocoder
US5440632A (en) 1992-12-02 1995-08-08 Scientific-Atlanta, Inc. Reprogrammable subscriber terminal
US5299228A (en) * 1992-12-28 1994-03-29 Motorola, Inc. Method and apparatus of reducing power consumption in a CDMA communication unit
US5349606A (en) * 1992-12-31 1994-09-20 Gte Government Systems Corporation Apparatus for multipath DSSS communications
RU2148891C1 (ru) * 1993-01-13 2000-05-10 Моторола, Инк. Система для обеспечения двусторонней связи и центральный контроллер для использования в системе связи
JPH06224880A (ja) 1993-01-25 1994-08-12 Canon Inc 無線データ通信装置
US5333175A (en) 1993-01-28 1994-07-26 Bell Communications Research, Inc. Method and apparatus for dynamic power control in TDMA portable radio systems
US5337338A (en) 1993-02-01 1994-08-09 Qualcomm Incorporated Pulse density modulation circuit (parallel to serial) comparing in a nonsequential bit order
AU6099594A (en) 1993-02-03 1994-08-29 Qualcomm Incorporated Interframe video encoding and decoding system
US5353302A (en) 1993-02-03 1994-10-04 At&T Bell Laboratories Signal despreader for CDMA systems
FI96554C (fi) 1993-02-05 1996-07-10 Nokia Mobile Phones Ltd Aikajakoinen solukkoradiopuhelinjärjestelmä ja radiopuhelin sitä varten
WO1994018756A1 (en) * 1993-02-11 1994-08-18 Motorola, Inc. Method and apparatus for controlling a power level of a subscriber unit of a wireless communication system
US5459759A (en) * 1993-02-17 1995-10-17 Interdigital Technology Corporation Frequency hopping code division multiple access system and method
US5488629A (en) * 1993-02-17 1996-01-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Signal processing circuit for spread spectrum communications
US5286536A (en) * 1993-02-19 1994-02-15 Creative Extruded Products, Inc. Indentation-recoverable molding strip
US5396516A (en) * 1993-02-22 1995-03-07 Qualcomm Incorporated Method and system for the dynamic modification of control paremeters in a transmitter power control system
JPH06252797A (ja) 1993-02-23 1994-09-09 Sony Corp 送受信装置
US5341396A (en) * 1993-03-02 1994-08-23 The Boeing Company Multi-rate spread system
JPH0666974U (ja) 1993-03-05 1994-09-20 リョービ株式会社 衝撃工具の工具保持装置
EP0639899B2 (en) 1993-03-05 2008-02-27 Ntt Mobile Communications Network Inc. Random access communication method by use of cdma, and system for mobile stations which use the method
US5392641A (en) * 1993-03-08 1995-02-28 Chrysler Corporation Ionization misfire detection apparatus and method for an internal combustion engine
FR2702614B1 (fr) 1993-03-09 1995-04-14 Alcatel Radiotelephone Procédé de contrôle de puissance du paquet d'accés émis par un mobile dans un système de radiocommunication, et système mettant en Óoeuvre ce procédé.
JP2802870B2 (ja) 1993-03-10 1998-09-24 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 符号分割多重移動通信機及び符号分割多重移動通信のセル選択方法
US5329547A (en) * 1993-03-11 1994-07-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system
JP3277593B2 (ja) 1993-03-11 2002-04-22 株式会社日立製作所 スペクトル拡散通信システム
JPH06268574A (ja) 1993-03-11 1994-09-22 Hitachi Ltd セルラ移動通信システム
US5509126A (en) 1993-03-16 1996-04-16 Apple Computer, Inc. Method and apparatus for a dynamic, multi-speed bus architecture having a scalable interface
US5347536A (en) * 1993-03-17 1994-09-13 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Multipath noise reduction for spread spectrum signals
US5812542A (en) 1996-03-18 1998-09-22 Motorola, Inc. Method for determining weighting coefficients in a CDMA radio receiver
JPH06276176A (ja) 1993-03-18 1994-09-30 Fujitsu Ltd Ｃｄｍａ通信方式
WO1994023491A1 (en) 1993-03-26 1994-10-13 Qualcomm Incorporated Power amplifier bias control circuit and method
JPH0677963U (ja) 1993-04-05 1994-11-01 戸田精機株式会社 金属湯汲出し装置
DE69326681T2 (de) * 1993-04-06 2000-02-10 Hewlett Packard Co Verfahren und Apparat zum Erzeugen von linearen Rückführungsschieberegistersequenzen
US5420593A (en) 1993-04-09 1995-05-30 Trimble Navigation Limited Method and apparatus for accelerating code correlation searches in initial acquisition and doppler and code phase in re-acquisition of GPS satellite signals
US5870427A (en) * 1993-04-14 1999-02-09 Qualcomm Incorporated Method for multi-mode handoff using preliminary time alignment of a mobile station operating in analog mode
JP2576357B2 (ja) 1993-04-21 1997-01-29 日本電気株式会社 多値直交振幅変調波歪補償回路
US5363403A (en) 1993-04-22 1994-11-08 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum CDMA subtractive interference canceler and method
US5305349A (en) 1993-04-29 1994-04-19 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Quantized coherent rake receiver
JP3280141B2 (ja) * 1993-04-30 2002-04-30 キヤノン株式会社 スペクトラム拡散受信装置
SG75088A1 (en) * 1993-04-30 2000-09-19 Hewlett Packard Co Common ink-jet cartridge platform for different printheads
US5373259A (en) 1993-05-05 1994-12-13 Qualcomm Incorporated Voltage controlled oscillator with dissimilar varactor diodes
IT1270938B (it) * 1993-05-14 1997-05-16 Cselt Centro Studi Lab Telecom Procedimento per il controllo della trasmissione su uno stesso canale di flussi informativi a velocita' variabile in sistemi di comunicazione tra mezzi mobili, e sistema utilizzante tale procedimento
US5414732A (en) 1993-05-17 1995-05-09 Loral Aerospace Corp. Adaptive equalizer and method for operation at high symbol rates
JP2616244B2 (ja) * 1993-05-18 1997-06-04 日本電気株式会社 移動通信システムのチャネル割当て方法
JPH06334588A (ja) 1993-05-25 1994-12-02 Nec Corp 移動無線局通信方式および装置
JP3152013B2 (ja) 1993-06-01 2001-04-03 松下電器産業株式会社 スペクトラム拡散通信方式
EP0653127A1 (en) * 1993-06-02 1995-05-17 Roke Manor Research Limited Rake receiver combining all the useful multipath components of a spread spectrum signal
US5339046A (en) 1993-06-03 1994-08-16 Alps Electric Co., Ltd. Temperature compensated variable gain amplifier
US5353300A (en) 1993-06-07 1994-10-04 Motorola, Inc. Communication method for an adaptive direct sequence CDMA communication system
US5359624A (en) 1993-06-07 1994-10-25 Motorola, Inc. System and method for chip timing synchronization in an adaptive direct sequence CDMA communication system
US5297162A (en) 1993-06-04 1994-03-22 Motorola, Inc. System and method for bit timing synchronization in an adaptive direct sequence CDMA communication system
US5408697A (en) 1993-06-14 1995-04-18 Qualcomm Incorporated Temperature-compensated gain-controlled amplifier having a wide linear dynamic range
FR2706709B1 (fr) 1993-06-16 1995-08-25 Matra Communication Procédé de synchronisation pour des communications radiotéléphoniques à accès multiple à répartition par codes.
US5603113A (en) 1993-06-16 1997-02-11 Oki Telecom Automatic gain control circuit for both receiver and transmitter adjustable amplifiers including a linear signal level detector with DC blocking, DC adding, and AC removing components
US5400597A (en) * 1993-06-18 1995-03-28 Mirabile; Nicholas F. Turbocharger system with electric blower
ATE158910T1 (de) 1993-06-18 1997-10-15 Qualcomm Inc Verfahren und einrichtung zur bestimmung der datenrate eines empfangenen signals
US5442627A (en) 1993-06-24 1995-08-15 Qualcomm Incorporated Noncoherent receiver employing a dual-maxima metric generation process
US5546424A (en) 1993-06-30 1996-08-13 Casio Computer Co., Ltd. Spread spectrum communication system
US5430724A (en) 1993-07-02 1995-07-04 Telefonaktiebolaget L M Ericsson TDMA on a cellular communications system PCM link
US6031867A (en) * 1993-07-02 2000-02-29 Multi-Tech Systems, Inc. Modem with firmware upgrade feature
JP2726220B2 (ja) * 1993-07-05 1998-03-11 沖電気工業株式会社 符号分割多元接続装置
JPH0730483A (ja) * 1993-07-13 1995-01-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線電話装置
FI933209A (fi) 1993-07-14 1995-01-15 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä lähetystehon säätämiseksi solukkoradiojärjestelmässä sekä tilaajapäätelaite
JP2863975B2 (ja) 1993-07-16 1999-03-03 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ方式送信装置および受信装置、ｃｄｍａ方式送信方法およびｃｄｍａ方式移動通信システム
CA2127616C (en) 1993-07-16 1999-02-09 Osamu Kato Mobile communication unit
US5725165A (en) * 1993-07-17 1998-03-10 W. Schlafhorst Ag & Co. Method of monitoring the moving yarn at a winding station of an automatic winding frame
MY112371A (en) 1993-07-20 2001-05-31 Qualcomm Inc System and method for orthogonal spread spectrum sequence generation in variable data rate systems
JP3457357B2 (ja) * 1993-07-23 2003-10-14 株式会社日立製作所 スペクトル拡散通信システム、送信電力制御方法、移動端末装置及び基地局
US5870393A (en) 1995-01-20 1999-02-09 Hitachi, Ltd. Spread spectrum communication system and transmission power control method therefor
AU679256B2 (en) 1993-07-26 1997-06-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling the exposure to RF transmissions
US5506863A (en) 1993-08-25 1996-04-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for operating with a hopping control channel in a communication system
FR2708405B1 (fr) 1993-07-27 1995-09-01 Mars Actel Répartiteur téléphonique.
GB9315845D0 (en) * 1993-07-30 1993-09-15 Roke Manor Research Apparatus for use in equipment providing a digital radio link between a fixed and a mobile radio unit
US5406615A (en) * 1993-08-04 1995-04-11 At&T Corp. Multi-band wireless radiotelephone operative in a plurality of air interface of differing wireless communications systems
US5574775A (en) * 1993-08-04 1996-11-12 Lucent Technologies, Inc. Universal wireless radiotelephone system
CA2146445C (en) * 1993-08-06 1999-06-01 Fumiyuki Adachi Receiver and repeater for spread-spectrum communications
JP3277412B2 (ja) 1993-08-10 2002-04-22 ソニー株式会社 スペクトル拡散通信用受信方法及び装置
CN1042585C (zh) 1993-08-11 1999-03-17 Ntt移动通信网株式会社 自动增益控制装置、通信系统和自动增益控制方法
JPH0758690A (ja) * 1993-08-11 1995-03-03 Fujitsu Ltd 送信電力制御方式
FR2709029B1 (fr) 1993-08-13 1995-10-20 Matra Communication Procédé de transmission pour des radio communications AMRC et dispositifs pour sa mise en Óoeuvre.
FR2709028B1 (fr) 1993-08-13 1995-10-20 Matra Communication Procédé de sélection des trajets de propagation retenus pour recevoir des messages transmis par radiocommunication AMRC.
GB2281477A (en) 1993-08-20 1995-03-01 American Telephone & Telegraph Operation of a CDMA net
GB9317604D0 (en) 1993-08-24 1993-10-06 Philips Electronics Uk Ltd Receiver for ds-cdma signals
US5365585A (en) * 1993-08-30 1994-11-15 Motorola, Inc. Method and apparatus for encryption having a feedback register with selectable taps
US5377223A (en) 1993-08-30 1994-12-27 Interdigital Technology Corporation Notch filtering a spread spectrum signal using fourier series coefficients
US5379242A (en) 1993-09-01 1995-01-03 National Semiconductor Corporation ROM filter
JP3205137B2 (ja) 1993-09-03 2001-09-04 株式会社日立製作所 無線通信システム及び移動無線端末
ZA946674B (en) * 1993-09-08 1995-05-02 Qualcomm Inc Method and apparatus for determining the transmission data rate in a multi-user communication system
JP2600580B2 (ja) * 1993-09-09 1997-04-16 日本電気株式会社 同期式ｐｎ符号系列発生回路
US5404376A (en) * 1993-09-09 1995-04-04 Ericsson-Ge Mobile Communications Inc. Navigation assistance for call handling in mobile telephone systems
US5361276A (en) * 1993-09-13 1994-11-01 At&T Bell Laboratories All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver
JPH0787011A (ja) * 1993-09-14 1995-03-31 Toshiba Corp 無線通信システム及び無線装置及びスイッチ
US5412686A (en) 1993-09-17 1995-05-02 Motorola Inc. Method and apparatus for power estimation in a communication system
KR960003847B1 (ko) 1993-09-18 1996-03-22 삼성전자주식회사 대역 확산 통신 방식 데이타 변복조장치
JP3192839B2 (ja) * 1993-09-20 2001-07-30 富士通株式会社 初期送信電力の決定方法
GB2282300B (en) * 1993-09-22 1997-10-22 Northern Telecom Ltd Communications system and receiver devices therefor
ZA947317B (en) 1993-09-24 1995-05-10 Qualcomm Inc Multirate serial viterbi decoder for code division multiple access system applications
JP3291731B2 (ja) 1993-09-24 2002-06-10 ノキア テレコミュニカシオンス オサケ ユキチュア Ｃｄｍａセルラ通信システムにおける信号の質を制御する方法及び装置
JP2911090B2 (ja) * 1993-09-29 1999-06-23 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 移動通信の基地局装置及び移動局装置
CH685237A5 (de) 1993-10-06 1995-05-15 Otto Hofstetter Ag Werkzeug Un Spritzgiess-Formwerkzeug.
DE69431970T2 (de) 1993-10-14 2003-08-28 Ntt Docomo Inc Korrelationsdetektor und Nachrichtengerät
US5377226A (en) 1993-10-19 1994-12-27 Hughes Aircraft Company Fractionally-spaced equalizer for a DS-CDMA system
US5537434A (en) 1993-10-25 1996-07-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Frequency hopping control channel in a radio communication system
US5649299A (en) 1993-10-27 1997-07-15 Motorola, Inc. Apparatus and method for adapting a digital radiotelephone system to increased subscriber traffic
ZA948134B (en) 1993-10-28 1995-06-13 Quaqlcomm Inc Method and apparatus for performing handoff between sectors of a common base station
US5490165A (en) 1993-10-28 1996-02-06 Qualcomm Incorporated Demodulation element assignment in a system capable of receiving multiple signals
US6157668A (en) 1993-10-28 2000-12-05 Qualcomm Inc. Method and apparatus for reducing the average transmit power of a base station
US5471497A (en) * 1993-11-01 1995-11-28 Zehavi; Ephraim Method and apparatus for variable rate signal transmission in a spread spectrum communication system using coset coding
AU702655B2 (en) 1993-11-01 1999-02-25 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for the transmission of variable rate digital data
WO1995012945A1 (en) * 1993-11-01 1995-05-11 Omnipoint Corporation Despreading/demodulating direct sequence spread spectrum signals
US5546459A (en) 1993-11-01 1996-08-13 Qualcomm Incorporated Variable block size adaptation algorithm for noise-robust acoustic echo cancellation
US6005856A (en) 1993-11-01 1999-12-21 Omnipoint Corporation Communication protocol for spread spectrum wireless communication system
US6088590A (en) 1993-11-01 2000-07-11 Omnipoint Corporation Method and system for mobile controlled handoff and link maintenance in spread spectrum communication
US5414728A (en) * 1993-11-01 1995-05-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for bifurcating signal transmission over in-phase and quadrature phase spread spectrum communication channels
FR2712129B1 (fr) * 1993-11-02 1995-12-01 Commissariat Energie Atomique Procédé de transmission à modulation de phase synchrone et à étalement de spectre par séquence directe, émetteur et récepteur correspondants et composant pour ce récepteur.
US5459758A (en) 1993-11-02 1995-10-17 Interdigital Technology Corporation Noise shaping technique for spread spectrum communications
US5459760A (en) 1993-11-05 1995-10-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmitting and receiving apparatus
JP3003839B2 (ja) * 1993-11-08 2000-01-31 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 Ｃｄｍａ通信方法および装置
ZA948428B (en) 1993-11-15 1995-06-30 Qualcomm Inc Method for providing a voice request in a wireless environment
ZA948429B (en) 1993-11-15 1995-06-30 Qualcomm Inc Method for handling unrecognizable commands in a wireless environment
US5539531A (en) 1993-11-15 1996-07-23 Qualcomm Incorporated System and method for facsimile data transmission
US5487175A (en) 1993-11-15 1996-01-23 Qualcomm Incorporated Method of invoking and canceling voice or data service from a mobile unit
AU1175595A (en) 1993-11-15 1995-06-06 Qualcomm Incorporated Data communication using a dual mode radiotelephone
US5479475A (en) 1993-11-15 1995-12-26 Qualcomm Incorporated Method and system for providing communication between standard terminal equipment using a remote communication unit
US5383219A (en) * 1993-11-22 1995-01-17 Qualcomm Incorporated Fast forward link power control in a code division multiple access system
US5422908A (en) * 1993-11-22 1995-06-06 Interdigital Technology Corp. Phased array spread spectrum system and method
US5440597A (en) * 1993-11-23 1995-08-08 Nokia Mobile Phones Ltd. Double dwell maximum likelihood acquisition system with continuous decision making for CDMA and direct spread spectrum system
US5615232A (en) 1993-11-24 1997-03-25 Novatel Communications Ltd. Method of estimating a line of sight signal propagation time using a reduced-multipath correlation function
US5422909A (en) 1993-11-30 1995-06-06 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-phase component downconversion
JPH07154297A (ja) 1993-11-30 1995-06-16 Fuji Xerox Co Ltd スペクトル拡散伝送装置
KR960003102B1 (ko) * 1993-12-01 1996-03-04 재단법인 한국전자통신연구소 씨.디.엠.에이(cdma) 이동통신 기지국 변조장치의 채널 변조회로 및 그를 이용한 변조장치
IT1261365B (it) * 1993-12-02 1996-05-20 Cselt Centro Studi Lab Telecom Procedimento e dispositivo per il controllo di potenza nella tratta stazione base-mezzo mobile di un sistema radiomobile con accesso a divisione di codice
US5418813A (en) 1993-12-06 1995-05-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for creating a composite waveform
JP3158821B2 (ja) 1993-12-14 2001-04-23 株式会社日立製作所 Ｃｄｍａ移動通信システムおよび装置
US5406629A (en) 1993-12-20 1995-04-11 Motorola, Inc. Apparatus and method for digitally processing signals in a radio frequency communication system
JP2689890B2 (ja) * 1993-12-30 1997-12-10 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
JP2605615B2 (ja) * 1993-12-30 1997-04-30 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
JP2655068B2 (ja) * 1993-12-30 1997-09-17 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
FI94579C (fi) 1994-01-12 1995-09-25 Nokia Mobile Phones Ltd Tiedonsiirtomenetelmä
USD356560S (en) * 1994-01-14 1995-03-21 Qualcomm Incorporated Portable phone
JP2992670B2 (ja) 1994-01-31 1999-12-20 松下電器産業株式会社 移動体通信装置
US5469471A (en) 1994-02-01 1995-11-21 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing a communication link quality indication
US5465269A (en) 1994-02-02 1995-11-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for encoding and decoding a supplementary signal
US5452339A (en) 1994-02-09 1995-09-19 Harris Corporation Local/remote modification of electronically alterable operating system firmware resident in redundant flash memory of remote unit for testing/conditioning subscriber line circuits
JPH07226709A (ja) 1994-02-14 1995-08-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信システム
ZA95797B (en) 1994-02-14 1996-06-20 Qualcomm Inc Dynamic sectorization in a spread spectrum communication system
US5802110A (en) 1994-02-16 1998-09-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Wireless mobile system
JPH07235913A (ja) 1994-02-23 1995-09-05 Sony Corp スペクトラム拡散通信装置及び信号強度検出装置
FI97929C (fi) 1994-02-25 1997-03-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä eri prioriteetin omaavien puheluiden lähettämiseksi solukkoradioverkossa
WO1995023464A1 (en) 1994-02-25 1995-08-31 Motorola Inc. Method and apparatus for time division multiplexing the use of spreading codes in a communication system
US5483549A (en) 1994-03-04 1996-01-09 Stanford Telecommunications, Inc. Receiver having for charge-coupled-device based receiver signal processing
US5491837A (en) 1994-03-07 1996-02-13 Ericsson Inc. Method and system for channel allocation using power control and mobile-assisted handover measurements
FI941221A (fi) 1994-03-15 1995-09-16 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä matkaviestinjärjestelmän radiopuhelimen tehonkulutuksen pienentämiseksi ja matkaviestin
JP2856064B2 (ja) 1994-03-30 1999-02-10 日本電気株式会社 ディジタルフィルタ
US5497395A (en) 1994-04-04 1996-03-05 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for modulating signal waveforms in a CDMA communication system
JPH07297776A (ja) 1994-04-22 1995-11-10 Oki Electric Ind Co Ltd 通信システム
JP2904335B2 (ja) 1994-04-27 1999-06-14 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御方法および移動局装置
US6018528A (en) 1994-04-28 2000-01-25 At&T Corp System and method for optimizing spectral efficiency using time-frequency-code slicing
US5751739A (en) 1994-04-29 1998-05-12 Lucent Technologies, Inc. Methods of and devices for enhancing communications that use spread spectrum technology
US5544156A (en) * 1994-04-29 1996-08-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Direct sequence CDMA coherent uplink detector
US5535278A (en) * 1994-05-02 1996-07-09 Magnavox Electronic Systems Company Global positioning system (GPS) receiver for recovery and tracking of signals modulated with P-code
FI96468C (fi) 1994-05-11 1996-06-25 Nokia Mobile Phones Ltd Liikkuvan radioaseman kanavanvaihdon ohjaaminen ja lähetystehon säätäminen radiotietoliikennejärjestelmässä
JP2993554B2 (ja) 1994-05-12 1999-12-20 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御法および前記送信電力制御法を用いた通信装置
JP2974274B2 (ja) 1994-05-12 1999-11-10 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御方法および送信電力制御装置
JP2980156B2 (ja) * 1994-05-12 1999-11-22 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御方法および該制御方法を用いたスペクトル拡散通信装置
US5442625A (en) * 1994-05-13 1995-08-15 At&T Ipm Corp Code division multiple access system providing variable data rate access to a user
JP2877248B2 (ja) 1994-05-20 1999-03-31 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 Ｃｄｍａシステムにおける送信電力制御方法および装置
FI99182C (fi) 1994-05-26 1997-10-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä tukiaseman yleislähetyskanavan kuuluvuuden parantamiseksi, sekä solukkoradiojärjestelmä
JP3198011B2 (ja) 1994-06-07 2001-08-13 株式会社リコー 無線伝送システム
US5537397A (en) 1994-06-07 1996-07-16 Aloha Networks, Inc. Spread aloha CDMA data communications
US5551057A (en) 1994-06-08 1996-08-27 Lucent Technologies Inc. Cellular mobile radio system power control
JPH07336323A (ja) 1994-06-10 1995-12-22 Oki Electric Ind Co Ltd 符号分割多元接続装置
FI111580B (fi) 1994-06-13 2003-08-15 Nokia Corp Tehonsäätömenetelmä ja -järjestely handoverin yhteydessä matkaviestinjärjestelmässä
US5511067A (en) 1994-06-17 1996-04-23 Qualcomm Incorporated Layered channel element in a base station modem for a CDMA cellular communication system
US5521938A (en) 1994-07-01 1996-05-28 Motorola, Inc. Apparatus for performing frequency conversion in a communication system
FI943249A (fi) 1994-07-07 1996-01-08 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä vastaanottimen ohjaamiseksi ja vastaanotin
US5603096A (en) 1994-07-11 1997-02-11 Qualcomm Incorporated Reverse link, closed loop power control in a code division multiple access system
ZA955605B (en) 1994-07-13 1996-04-10 Qualcomm Inc System and method for simulating user interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network
ZA955600B (en) 1994-07-13 1996-04-02 Qualcomm Inc System and method for simulating interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network
US5987014A (en) 1994-07-14 1999-11-16 Stanford Telecommunications, Inc. Multipath resistant, orthogonal code-division multiple access system
CA2153516C (en) 1994-07-20 1999-06-01 Yasuo Ohgoshi Mobile station for cdma mobile communication system and detection method of the same
US5548812A (en) 1994-07-21 1996-08-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for balancing the forward link handoff boundary to the reverse link handoff boundary in a cellular communication system
US5604730A (en) 1994-07-25 1997-02-18 Qualcomm Incorporated Remote transmitter power control in a contention based multiple access system
US5822318A (en) 1994-07-29 1998-10-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling power in a variable rate communication system
US5499236A (en) 1994-08-16 1996-03-12 Unisys Corporation Synchronous multipoint-to-point CDMA communication system
US5614914A (en) 1994-09-06 1997-03-25 Interdigital Technology Corporation Wireless telephone distribution system with time and space diversity transmission for determining receiver location
US5610940A (en) * 1994-09-09 1997-03-11 Omnipoint Corporation Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal
US5548616A (en) 1994-09-09 1996-08-20 Nokia Mobile Phones Ltd. Spread spectrum radiotelephone having adaptive transmitter gain control
US5566201A (en) 1994-09-27 1996-10-15 Nokia Mobile Phones Ltd. Digital AGC for a CDMA radiotelephone
US5621723A (en) * 1994-09-27 1997-04-15 Gte Laboratories Incorporated Power control in a CDMA network
FI96558C (fi) 1994-09-27 1996-07-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä datasiirtoa varten TDMA-matkaviestinjärjestelmässä sekä menetelmän toteuttava matkaviestinjärjestelmä
US5758266A (en) 1994-09-30 1998-05-26 Qualcomm Incorporated Multiple frequency communication device
US5724385A (en) 1994-09-30 1998-03-03 Qualcomm Incorporated Serial linked interconnect for summation of multiple waveforms on a common channel
US5710768A (en) * 1994-09-30 1998-01-20 Qualcomm Incorporated Method of searching for a bursty signal
US5528593A (en) 1994-09-30 1996-06-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for controlling power in a variable rate communication system
US5659573A (en) 1994-10-04 1997-08-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver
US5619524A (en) 1994-10-04 1997-04-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system
US5822359A (en) 1994-10-17 1998-10-13 Motorola, Inc. Coherent random access channel in a spread-spectrum communication system and method
US5873028A (en) 1994-10-24 1999-02-16 Ntt Mobile Communications Network Inc. Transmission power control apparatus and method in a mobile communication system
US5561669A (en) 1994-10-26 1996-10-01 Cisco Systems, Inc. Computer network switching system with expandable number of ports
JP2982856B2 (ja) 1994-10-26 1999-11-29 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 送信電力制御法および前記送信電力制御法を用いた通信装置
JPH08122474A (ja) 1994-10-28 1996-05-17 Toshiba Corp 燃料スペーサおよび燃料集合体
US5585850A (en) 1994-10-31 1996-12-17 Schwaller; John Adaptive distribution system for transmitting wideband video data over narrowband multichannel wireless communication system
US5649292A (en) 1994-10-31 1997-07-15 Airnet Communications Corporation Obtaining improved frequency reuse in wireless communication systems
JP2596392B2 (ja) 1994-11-16 1997-04-02 日本電気株式会社 データレート検出器
US5717713A (en) 1994-11-18 1998-02-10 Stanford Telecommunications, Inc. Technique to permit rapid acquisition and alert channel signalling for base station-to-user link of an orthogonal CDMA (OCDMA) communication system
KR970011690B1 (ko) * 1994-11-22 1997-07-14 삼성전자 주식회사 파일럿트 채널을 이용한 대역확산 통신시스템의 데이타 송신기 및 수신기
US5577022A (en) 1994-11-22 1996-11-19 Qualcomm Incorporated Pilot signal searching technique for a cellular communications system
US5727033A (en) 1994-11-30 1998-03-10 Lucent Technologies Inc. Symbol error based power control for mobile telecommunication system
JPH08163085A (ja) 1994-12-02 1996-06-21 Toshiba Corp 情報通信装置
JP2655108B2 (ja) 1994-12-12 1997-09-17 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ送受信装置
JPH08166480A (ja) 1994-12-14 1996-06-25 Toshiba Corp 燃料集合体
US5654955A (en) 1994-12-15 1997-08-05 Stanford Telecommunications, Inc. Network entry channel for CDMA systems
US5722063A (en) 1994-12-16 1998-02-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference
US5627834A (en) 1994-12-19 1997-05-06 Electronics And Telecommunications Research Institute Code division multiple access (CDMA) automatic call simulator
US5602833A (en) * 1994-12-19 1997-02-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using Walsh shift keying in a spread spectrum communication system
US5592470A (en) 1994-12-21 1997-01-07 At&T Broadband wireless system and network architecture providing broadband/narrowband service with optimal static and dynamic bandwidth/channel allocation
JP2605648B2 (ja) 1994-12-22 1997-04-30 日本電気株式会社 Ｓｓ受信機における逆拡散符号位相検出装置
US5559788A (en) 1994-12-29 1996-09-24 Unisys Corporation Multiple channel quadrature communication system and method
US6035197A (en) 1994-12-29 2000-03-07 Cellco Partnership Method and system for providing a handoff from a CDMA cellular telephone system
US5574747A (en) 1995-01-04 1996-11-12 Interdigital Technology Corporation Spread spectrum adaptive power control system and method
US5691974A (en) 1995-01-04 1997-11-25 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy
WO1996021294A1 (fr) 1995-01-05 1996-07-11 Ntt Mobile Communications Network Inc. Procede et dispositif de poursuite coherente d'un recepteur a acces multiple par code de repartition
US5621416A (en) * 1995-02-02 1997-04-15 Trimble Navigation Limited Optimized processing of signals for enhanced cross-correlation in a satellite positioning system receiver
US5541606A (en) * 1995-02-02 1996-07-30 Trimble Navigation Limited W-code enhanced cross correlation satellite positioning system receiver
US5638361A (en) 1995-02-08 1997-06-10 Stanford Telecommunications, Inc. Frequency hopped return link with net entry channel for a satellite personal communications system
US5623485A (en) 1995-02-21 1997-04-22 Lucent Technologies Inc. Dual mode code division multiple access communication system and method
US5563912A (en) 1995-02-27 1996-10-08 Nec Corporation High efficiency speech coding apparatus and transit switching system employing the same
JPH08316897A (ja) * 1995-03-13 1996-11-29 Hitachi Ltd 衛星通信システム及び方法
US5918155A (en) 1995-03-13 1999-06-29 Hitachi, Ltd. Satellite communication system and method thereof
US5568507A (en) 1995-03-20 1996-10-22 General Electric Company Geometric harmonic modulation (GHM) - analog implementation
US5634195A (en) 1995-03-27 1997-05-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson System and method for setting of output power parameters in a cellular mobile telecommunication system
US5594718A (en) 1995-03-30 1997-01-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing mobile unit assisted hard handoff from a CDMA communication system to an alternative access communication system
US6137840A (en) 1995-03-31 2000-10-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system
TW347616B (en) 1995-03-31 1998-12-11 Qualcomm Inc Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system a method and apparatus for controlling transmission power in a mobile communication system is disclosed.
US6977967B1 (en) 1995-03-31 2005-12-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing fast power control in a mobile communication system
JPH08272722A (ja) 1995-04-03 1996-10-18 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 通信サービス管理装置
US5627835A (en) * 1995-04-04 1997-05-06 Oki Telecom Artificial window size interrupt reduction system for CDMA receiver
JPH08288881A (ja) 1995-04-14 1996-11-01 Hitachi Ltd 自動利得制御方式
US5875400A (en) 1995-04-18 1999-02-23 Northern Telecom Limited Cellular mobile communications system
US5757767A (en) 1995-04-18 1998-05-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for joint transmission of multiple data signals in spread spectrum communication systems
US5732328A (en) 1995-04-25 1998-03-24 Lucent Technologies Inc. Method for power control in wireless networks for communicating multiple information classes
US5883899A (en) 1995-05-01 1999-03-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Code-rate increased compressed mode DS-CDMA systems and methods
US5896368A (en) 1995-05-01 1999-04-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Multi-code compressed mode DS-CDMA systems and methods
US5781541A (en) 1995-05-03 1998-07-14 Bell Atlantic Network Services, Inc. CDMA system having time-distributed transmission paths for multipath reception
US5689815A (en) 1995-05-04 1997-11-18 Oki Telecom, Inc. Saturation prevention system for radio telephone with open and closed loop power control systems
US5508708A (en) * 1995-05-08 1996-04-16 Motorola, Inc. Method and apparatus for location finding in a CDMA system
JPH08307320A (ja) 1995-05-11 1996-11-22 Oki Electric Ind Co Ltd 無線通信装置
US5673259A (en) * 1995-05-17 1997-09-30 Qualcomm Incorporated Random access communications channel for data services
US5627855A (en) * 1995-05-25 1997-05-06 Golden Bridge Technology, Inc. Programmable two-part matched filter for spread spectrum
JP2661591B2 (ja) 1995-05-26 1997-10-08 日本電気株式会社 移動体通信システムにおける信号伝送方法
GB2301746B (en) 1995-06-02 1999-09-08 Dsc Communications Remote control of wireless telecommunications systems
GB2301747A (en) 1995-06-02 1996-12-11 Dsc Communications Remotely programmable subscriber terminal in a wireless telecommunications system
GB2301737A (en) 1995-06-02 1996-12-11 Dsc Communications Method of Transmitting Information in a Wireless Telecommunications System
US6324208B1 (en) 1995-06-02 2001-11-27 Airspan Networks, Inc. Apparatus and method of controlling transmitting power in a subscriber of a wireless telecommunications system
US5689502A (en) 1995-06-05 1997-11-18 Omnipoint Corporation Efficient frequency division duplex communication system with interleaved format and timing adjustment control
US5802046A (en) 1995-06-05 1998-09-01 Omnipoint Corporation Efficient time division duplex communication system with interleaved format and timing adjustment control
US5745484A (en) 1995-06-05 1998-04-28 Omnipoint Corporation Efficient communication system using time division multiplexing and timing adjustment control
US5959980A (en) 1995-06-05 1999-09-28 Omnipoint Corporation Timing adjustment control for efficient time division duplex communication
US5592481A (en) 1995-06-06 1997-01-07 Globalstar L.P. Multiple satellite repeater capacity loading with multiple spread spectrum gateway antennas
US5664006A (en) 1995-06-07 1997-09-02 Globalstar L.P. Method for accounting for user terminal connection to a satellite communications system
JP2728034B2 (ja) 1995-06-15 1998-03-18 日本電気株式会社 スペクトラム拡散信号受信装置
US5764687A (en) 1995-06-20 1998-06-09 Qualcomm Incorporated Mobile demodulator architecture for a spread spectrum multiple access communication system
US5784406A (en) 1995-06-29 1998-07-21 Qualcom Incorporated Method and apparatus for objectively characterizing communications link quality
US6885652B1 (en) 1995-06-30 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US6697350B2 (en) * 1995-06-30 2004-02-24 Interdigital Technology Corporation Adaptive vector correlator for spread-spectrum communications
US6816473B2 (en) 1995-06-30 2004-11-09 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications
US5754803A (en) * 1996-06-27 1998-05-19 Interdigital Technology Corporation Parallel packetized intermodule arbitrated high speed control and data bus
DE19523851A1 (de) * 1995-06-30 1997-01-02 Basf Ag Verfahren zur Herstellung von Mischungen aus Diphenylmethan-diisocyanaten und Polyphenyl-polymethylen-polyisocyanaten mit einer verminderten Iodfarbzahl und einem reduzierten Chlorgehalt
US6940840B2 (en) 1995-06-30 2005-09-06 Interdigital Technology Corporation Apparatus for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US7929498B2 (en) 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
USRE38523E1 (en) 1995-06-30 2004-06-01 Interdigital Technology Corporation Spreading code sequence acquisition system and method that allows fast acquisition in code division multiple access (CDMA) systems
US7020111B2 (en) 1996-06-27 2006-03-28 Interdigital Technology Corporation System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US6788662B2 (en) 1995-06-30 2004-09-07 Interdigital Technology Corporation Method for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
US5841768A (en) 1996-06-27 1998-11-24 Interdigital Technology Corporation Method of controlling initial power ramp-up in CDMA systems by using short codes
US5940382A (en) 1996-06-27 1999-08-17 Interdigital Technology Corporation Virtual locating of a fixed subscriber unit to reduce re-acquisition time
US5629934A (en) 1995-06-30 1997-05-13 Motorola, Inc. Power control for CDMA communication systems
US7123600B2 (en) 1995-06-30 2006-10-17 Interdigital Technology Corporation Initial power control for spread-spectrum communications
JP2718398B2 (ja) 1995-06-30 1998-02-25 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ基地局送信装置
ZA965340B (en) * 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US7072380B2 (en) 1995-06-30 2006-07-04 Interdigital Technology Corporation Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications
US6487190B1 (en) 1996-06-27 2002-11-26 Interdigital Technology Corporation Efficient multichannel filtering for CDMA modems
US5953346A (en) 1996-06-27 1999-09-14 Interdigital Technology Corporation CDMA communication system which selectively suppresses data transmissions during establishment of a communication channel
US6049535A (en) 1996-06-27 2000-04-11 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
US6801516B1 (en) 1995-06-30 2004-10-05 Interdigital Technology Corporation Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates
JP3483991B2 (ja) 1995-07-27 2004-01-06 沖電気工業株式会社 符号分割多重アクセス通信用拡散符号発生器、符号分割多重アクセス通信システム及び符号分割多重アクセス通信用拡散符号発生方法
JPH0946174A (ja) 1995-07-31 1997-02-14 Sharp Corp フィルタ回路
FI98674C (fi) 1995-08-18 1997-07-25 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä lähetystehon säätämiseksi yhteydenmuodostuksen aikana sekä solukkoradiojärjestelmä
US6356555B1 (en) * 1995-08-25 2002-03-12 Terayon Communications Systems, Inc. Apparatus and method for digital data transmission using orthogonal codes
US5978413A (en) 1995-08-28 1999-11-02 Bender; Paul E. Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions
US6108364A (en) 1995-08-31 2000-08-22 Qualcomm Incorporated Time division duplex repeater for use in a CDMA system
JP2762965B2 (ja) * 1995-09-04 1998-06-11 日本電気株式会社 基地局送信電力制御方式
US5715526A (en) * 1995-09-08 1998-02-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for controlling transmission power in a cellular communications system
US5710758A (en) 1995-09-29 1998-01-20 Qualcomm Incorporated Wireless network planning tool
US5719898A (en) 1995-09-29 1998-02-17 Golden Bridge Technology, Inc. Fuzzy-logic spread-spectrum adaptive power control
US5872810A (en) 1996-01-26 1999-02-16 Imec Co. Programmable modem apparatus for transmitting and receiving digital data, design method and use method for said modem
US5734646A (en) 1995-10-05 1998-03-31 Lucent Technologies Inc. Code division multiple access system providing load and interference based demand assignment service to users
US5903552A (en) 1995-10-18 1999-05-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Discriminating between channels in wireless communication systems
US6035369A (en) * 1995-10-19 2000-03-07 Rambus Inc. Method and apparatus for providing a memory with write enable information
US6212566B1 (en) 1996-01-26 2001-04-03 Imec Interprocess communication protocol system modem
JP2723094B2 (ja) * 1995-11-07 1998-03-09 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
US5930706A (en) 1995-11-29 1999-07-27 Ericsson Inc. Detecting messages transmitted over a communications channel such as a paging channel
KR100399014B1 (ko) * 1995-12-26 2004-02-11 삼성탈레스 주식회사 이동무선시스템에서자동전력제어방법
US5822310A (en) 1995-12-27 1998-10-13 Ericsson Inc. High power short message service using broadcast control channel
JP3274337B2 (ja) * 1995-12-27 2002-04-15 株式会社東芝 Ｃｄｍａセルラ無線システム
KR100212053B1 (ko) * 1995-12-30 1999-08-02 윤종용 기지국 송출전력 자동 제어 장치 및 방법
US6575368B1 (en) * 1996-01-31 2003-06-10 Psc Scanning, Inc. Multiple aperture data reader for multi-mode operation
US5828947A (en) 1996-02-13 1998-10-27 Alcatel Espace Method of power regulation in a satellite telecommunication network with at least two satellites in view
US5722051A (en) * 1996-02-13 1998-02-24 Lucent Technologies Inc. Adaptive power control and coding scheme for mobile radio systems
US5724236A (en) 1996-03-05 1998-03-03 Motorola, Inc. Power converter transformer having an auxilliary winding and electrostatic shield to suppress noise
US5884187A (en) * 1996-03-13 1999-03-16 Ziv; Noam A. Method and apparatus for providing centralized power control administration for a set of base stations
US5745520A (en) 1996-03-15 1998-04-28 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control in a spread spectrum communication system using threshold step-down size adjustment
US5751763A (en) 1996-03-15 1998-05-12 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control in a communication system
US5809020A (en) 1996-03-18 1998-09-15 Motorola, Inc. Method for adaptively adjusting weighting coefficients in a cDMA radio receiver
US5721757A (en) 1996-03-20 1998-02-24 Lucent Technologies Inc. Automatic gain control loop
US5737327A (en) 1996-03-29 1998-04-07 Motorola, Inc. Method and apparatus for demodulation and power control bit detection in a spread spectrum communication system
US5745480A (en) 1996-04-03 1998-04-28 Adicom Wireless, Inc. Multi-rate wireless communications system
US5805994A (en) 1996-04-03 1998-09-08 Motorola, Inc. Method for transmit power control in a communication system
US5842113A (en) 1996-04-10 1998-11-24 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for controlling power in a forward link of a CDMA telecommunications system
US5924015A (en) 1996-04-30 1999-07-13 Trw Inc Power control method and apparatus for satellite based telecommunications system
JP3352593B2 (ja) * 1996-05-22 2002-12-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動通信システムおよび移動通信システムにおけるソフトハンドオーバ中送信電力制御方法
US6678311B2 (en) 1996-05-28 2004-01-13 Qualcomm Incorporated High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes
US6396804B2 (en) 1996-05-28 2002-05-28 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US5930230A (en) 1996-05-28 1999-07-27 Qualcomm Incorporated High data rate CDMA wireless communication system
US5926500A (en) 1996-05-28 1999-07-20 Qualcomm Incorporated Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system
JP2785804B2 (ja) 1996-05-30 1998-08-13 日本電気株式会社 移動通信システム
US5909434A (en) 1996-05-31 1999-06-01 Qualcomm Incorporated Bright and burst mode signaling data transmission in an adjustable rate wireless communication system
US5884196A (en) * 1996-06-06 1999-03-16 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of preserving power of a remote unit in a dispatch system
US5881368A (en) 1996-06-06 1999-03-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of power control in a CDMA dispatch system
US5828662A (en) 1996-06-19 1998-10-27 Northern Telecom Limited Medium access control scheme for data transmission on code division multiple access (CDMA) wireless systems
US5771461A (en) 1996-06-28 1998-06-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for power control of a first channel based on a signal quality of a second channel
US5737326A (en) 1996-07-12 1998-04-07 Lucent Technologies Inc. Multi-code code division multiple access receiver
US5966403A (en) * 1996-07-19 1999-10-12 Trimble Navigation Limited Code multipath error estimation using weighted correlations
JP2800797B2 (ja) 1996-08-12 1998-09-21 日本電気株式会社 スペクトル拡散通信方式
US5884198A (en) * 1996-08-16 1999-03-16 Ericsson, Inc. Body conformal portable radio and method of constructing the same
US5881056A (en) 1996-08-20 1999-03-09 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus of a multi-code code division multiple access receiver having shared accumulator circuits
US5870378A (en) 1996-08-20 1999-02-09 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus of a multi-code code division multiple access receiver having a shared accumulator circuits
JPH1066156A (ja) 1996-08-23 1998-03-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd モード対応型電話機
US5784366A (en) 1996-08-27 1998-07-21 Transsky Corp. Wideband code-division-multiple access system and method
JPH1079701A (ja) 1996-09-03 1998-03-24 Fujitsu Ltd 移動通信端末及びその送信電力制御方式
US5893035A (en) 1996-09-16 1999-04-06 Qualcomm Incorporated Centralized forward link power control
CA2185847A1 (en) 1996-09-18 1998-03-19 Jean-Paul Chaib Method and apparatus for encoding and decoding digital signals
US6463295B1 (en) 1996-10-11 2002-10-08 Arraycomm, Inc. Power control with signal quality estimation for smart antenna communication systems
US5926501A (en) * 1996-12-12 1999-07-20 Motorola, Inc. Method and apparatus for dynamic channel configuration
GB2320648A (en) * 1996-12-20 1998-06-24 Dsc Telecom Lp Controlling interference in a cell of a wireless telecommunications system
US5715536A (en) * 1996-12-26 1998-02-10 Banks; David L. Static electricity dissipation garment
JP3421210B2 (ja) 1997-01-16 2003-06-30 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Ｃｄｍａ移動通信システムにおける信号伝送方法及び信号送信装置
US5933781A (en) 1997-01-31 1999-08-03 Qualcomm Incorporated Pilot based, reversed channel power control
US5883889A (en) 1997-02-06 1999-03-16 Northern Telecom Limited Directional pseudonoise offset assignment in a CDMA cellular radiotelephone system
US6347083B1 (en) * 1997-02-24 2002-02-12 Oki Electric Industry Co., Ltd. Transmission power control apparatus for a CDMA system
US6078568A (en) 1997-02-25 2000-06-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Multiple access communication network with dynamic access control
US6240083B1 (en) 1997-02-25 2001-05-29 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Multiple access communication network with combined contention and reservation mode access
JP3294525B2 (ja) 1997-03-11 2002-06-24 株式会社日立テレコムテクノロジー 動的帯域割付方式
US6396867B1 (en) 1997-04-25 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward link power control
US6173162B1 (en) 1997-06-16 2001-01-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multiple code channel power control in a radio communication system
US6137789A (en) * 1997-06-26 2000-10-24 Nokia Mobile Phones Limited Mobile station employing selective discontinuous transmission for high speed data services in CDMA multi-channel reverse link configuration
JP3499719B2 (ja) 1997-06-30 2004-02-23 株式会社東芝 分離アクセス方式による監視システム
US6590889B1 (en) 1997-08-11 2003-07-08 Gte Internetworking Incorporated Data communications system and hybrid time-code multiplexing method
US20020051434A1 (en) 1997-10-23 2002-05-02 Ozluturk Fatih M. Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
KR100369602B1 (ko) * 1997-11-03 2003-04-11 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속방식이동통신시스템의전력제어비트삽입방법
US7184426B2 (en) 2002-12-12 2007-02-27 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for burst pilot for a time division multiplex system
US6708041B1 (en) * 1997-12-15 2004-03-16 Telefonaktiebolaget Lm (Publ) Base station transmit power control in a CDMA cellular telephone system
NZ505559A (en) * 1998-01-07 2002-08-28 George B Resealable easy open closure and can with annular restraining ledge
US6038577A (en) * 1998-01-09 2000-03-14 Dspc Israel Ltd. Efficient way to produce a delayed version of a maximum length sequence using a division circuit
US7430257B1 (en) 1998-02-12 2008-09-30 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Multicarrier sub-layer for direct sequence channel and multiple-access coding
CN1153378C (zh) 1998-02-14 2004-06-09 三星电子株式会社 具有专用控制信道的移动通信系统的数据通信装置和方法
US6212399B1 (en) 1998-03-06 2001-04-03 Lucent Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling the power radiated by a wireless terminal in a telecommunications system based on a variable step size
US6292519B1 (en) 1998-03-11 2001-09-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Correction of signal-to-interference ratio measurements
CA2288682C (en) 1998-03-26 2003-04-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Device and method for controlling powers of orthogonal channel and quasi-orthogonal channel in cdma communication system
KR100338662B1 (ko) 1998-03-31 2002-07-18 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의채널통신장치및방법
US6434124B1 (en) 1998-03-31 2002-08-13 Lucent Technologies Inc. Adaptive symbol error count based technique for CDMA reverse link outer loop power control
JP3429674B2 (ja) * 1998-04-28 2003-07-22 沖電気工業株式会社 多重通信システム
US6085237A (en) 1998-05-01 2000-07-04 Cisco Technology, Inc. User-friendly interface for setting expressions on an SNMP agent
JP3286247B2 (ja) 1998-05-08 2002-05-27 松下電器産業株式会社 無線通信システム
JP2000022170A (ja) 1998-06-29 2000-01-21 Murata Mfg Co Ltd 電子部品およびその製造方法
US6463089B1 (en) 1998-08-19 2002-10-08 Interair Wireless, Inc. Hybrid spread spectrum method and system for wirelessly transmitting and receiving wideband digital data
KR100339034B1 (ko) 1998-08-25 2002-10-11 삼성전자 주식회사 부호분할다중접속통신시스템의제어유지상태에서역방향폐루프전력제어장치및방법
SG84514A1 (en) 1998-08-31 2001-11-20 Oki Techno Ct Singapore Pte Receiving device and channel estimator for use in a cdma communication system
US6396817B2 (en) 1998-08-31 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Signal splitting method for limiting peak power in a CDMA system
US6847821B1 (en) * 1998-09-14 2005-01-25 Nortel Networks Limited Method and system in a wireless communications network for the simultaneous transmission of both voice and non-voice data over a single radio frequency channel
FI106897B (fi) 1998-09-14 2001-04-30 Nokia Networks Oy RAKE-vastaanotin
US6289040B1 (en) * 1998-09-16 2001-09-11 Infineon Technologies Development Center Tel Aviv Ltd. Hierarchical delay lock loop code tracking system
KR100290676B1 (ko) 1998-09-21 2001-07-12 윤종용 광대역코드분할다중접속시스템을위한변조신호발생장치
EP0993128A1 (en) 1998-10-05 2000-04-12 Motorola, Inc. Power control in communications systems
US6141374A (en) 1998-10-14 2000-10-31 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for generating multiple matched-filter PN vectors in a CDMA demodulator
CN1496043A (zh) 1998-10-27 2004-05-12 罗克马诺尔研究有限公司 一种用于在码分多址系统中改进提取的方法
KR100274550B1 (ko) 1998-10-29 2000-12-15 윤종용 고속 이더넷의 충돌 방지 장치 및 그 방법
US6088399A (en) 1998-11-24 2000-07-11 Motorola, Inc. Multi-mode transmitter and receiver
US6512925B1 (en) 1998-12-03 2003-01-28 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power while in soft handoff
KR100315670B1 (ko) 1998-12-07 2001-11-29 윤종용 부호분할다중접속 통신시스템의 단속 송신장치 및 방법
US6625200B1 (en) * 1999-01-25 2003-09-23 Ericsson Inc. Multi-stage CDMA synchronization with parallel execution
US6766143B1 (en) 1999-01-25 2004-07-20 Robert W. Beckwith Expanded capabilities for wireless two-way packet communications for intelligent electronic devices (IEDs)
US6788685B1 (en) * 1999-01-28 2004-09-07 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for controlling transmission power in a CDMA communication system
KR100651457B1 (ko) 1999-02-13 2006-11-28 삼성전자주식회사 부호분할다중접속 이동통신시스템의 불연속 전송모드에서 연속적인 외부순환 전력제어장치 및 방법
US6351486B1 (en) * 1999-05-25 2002-02-26 Conexant Systems, Inc. Accelerated selection of a base station in a wireless communication system
US6397070B1 (en) 1999-07-21 2002-05-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for estimating reverse link loading in a wireless communication system
SE516225C2 (sv) 1999-09-17 2001-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Ett förfarande för effektkontroll och ett radiosystem
US6587447B1 (en) 1999-09-29 2003-07-01 Nortel Networks Limited Method and system for performing outer loop power control in discontinuous transmission mode
US6563810B1 (en) 1999-09-30 2003-05-13 Qualcomm Incorporated Closed loop resource allocation
US6519461B1 (en) 1999-10-29 2003-02-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Channel-type switching from a common channel to a dedicated channel based on common channel load
US6549565B1 (en) 1999-12-07 2003-04-15 Lucent Technologies Inc. Code division multiple access system and method of operation with improved signal acquisition and processing
JP2001166841A (ja) 1999-12-13 2001-06-22 Delta Kogyo Co Ltd 操作レバー
EP1249092B1 (en) 2000-01-20 2008-07-09 Nortel Networks Limited Adaptive frame structures for hybrid cdma / tdma system
US6907020B2 (en) 2000-01-20 2005-06-14 Nortel Networks Limited Frame structures supporting voice or streaming communications with high speed data communications in wireless access networks
JP2001320326A (ja) 2000-03-03 2001-11-16 Sony Corp 通信システム、通信方法及び通信装置
US6396897B1 (en) 2000-04-18 2002-05-28 Ge Medical Systems Global Technology Company, Llc Method and apparatus for selecting retrospective reconstruction parameters
US6853675B1 (en) * 2000-08-10 2005-02-08 Umbrella Capital, Llc Methods and systems for optimizing signal transmission power levels in a spread spectrum communication system
JP3836431B2 (ja) 2000-10-20 2006-10-25 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 移動通信システムにおけるパケットデータの伝送率を決定するための装置及び方法
EP1612969B1 (en) 2000-10-24 2007-01-24 Nortel Networks Limited Shared channel structure, systems and methods
JP4110734B2 (ja) * 2000-11-27 2008-07-02 沖電気工業株式会社 音声パケット通信の品質制御装置
US6850499B2 (en) * 2001-01-05 2005-02-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward power control in a communication system
US6975672B2 (en) 2001-01-08 2005-12-13 Ericsson Inc. Apparatus and methods for intersymbol interference compensation in spread spectrum communications
US6977915B2 (en) * 2001-01-30 2005-12-20 Nortel Networks Limited Method and system for controlling device transmit power in a wireless communication network
GB2399998B (en) 2001-02-01 2005-04-13 Fujitsu Ltd Communications systems
JP3543959B2 (ja) 2001-02-16 2004-07-21 日本電気株式会社 基地局
US6763244B2 (en) 2001-03-15 2004-07-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for adjusting power control setpoint in a wireless communication system
US6973579B2 (en) 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
US6760321B2 (en) 2002-10-21 2004-07-06 Sandbridge Technologies, Inc. Method and apparatus for block-based chip timing estimation in a code division multiple access communication system
US7286484B2 (en) 2003-01-10 2007-10-23 Chunghwa Telecom Co., Ltd. Q-learning-based multi-rate transmission control (MRTC) scheme for RRC in WCDMA systems
US7403508B1 (en) 2003-09-22 2008-07-22 Miao George J Multiband MIMO-based W-CDMA and UWB communications
US7656931B2 (en) * 2003-12-31 2010-02-02 Ut-Battelle, Llc Hybrid spread spectrum radio system
US8208513B2 (en) 2006-03-31 2012-06-26 The Regents Of The University Of California Spread-spectrum receiver and reception method
US7583225B2 (en) 2006-05-18 2009-09-01 The Boeing Company Low earth orbit satellite data uplink
WO2007148900A1 (en) 2006-06-19 2007-12-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Program upgrade system and method for ota-capable portable device
TWM305922U (en) * 2006-07-26 2007-02-01 Universal Scient Ind Co Ltd Push and eject device of swap module
US20080304552A1 (en) 2007-06-05 2008-12-11 Chandrashekhar Thejaswi Pataguppe Receiver for communication system
JP2009176815A (ja) 2008-01-22 2009-08-06 Olympus Corp 実装構造体
WO2009156799A1 (en) 2008-06-27 2009-12-30 Nokia Corporation Methods, apparatuses, and computer program products for memory management in devices using software defined radios
FR2934107B1 (fr) * 2008-07-17 2010-08-27 Alcatel Lucent Methode de gestion d'un reseau de telecommunication et equipements associes
JP5227124B2 (ja) 2008-09-22 2013-07-03 小島プレス工業株式会社 接点装置
US9619246B2 (en) 2010-03-30 2017-04-11 Hon Hai Precision Industry Co., Ltd. Electronic computing device and reboot method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
AP682A (en) 1998-09-14
CA2376313C (en) 2008-12-30
DE69634389T2 (de) 2006-04-06
US20020061050A1 (en) 2002-05-23
JP5887623B2 (ja) 2016-03-16
KR20040037264A (ko) 2004-05-04
KR100625757B1 (ko) 2006-09-20
AU6342996A (en) 1997-02-05
DE69635287T2 (de) 2006-06-22
HK1026534A1 (en) 2000-12-15
EP2164184A1 (en) 2010-03-17
CA2378873C (en) 2005-05-24
EP1237293A3 (en) 2003-07-02
FI119163B (fi) 2008-08-15
JP2006014348A (ja) 2006-01-12
KR20060022732A (ko) 2006-03-10
JP4309381B2 (ja) 2009-08-05
FI124430B (fi) 2014-08-29
FI974554A0 (fi) 1997-12-18
AR033493A2 (es) 2003-12-26
JP2013051739A (ja) 2013-03-14
ES2146570T1 (es) 2000-08-16
FI20040925A (fi) 2004-07-02
CA2365087A1 (en) 1997-01-23
US5991329A (en) 1999-11-23
ATE225993T1 (de) 2002-10-15
HK1026533A1 (en) 2000-12-15
JP2008005529A (ja) 2008-01-10
EP0986188A3 (en) 2003-04-23
JP3706108B2 (ja) 2005-10-12
ES2146567T3 (es) 2006-02-16
JP2014131299A (ja) 2014-07-10
FI20070600A (fi) 2007-08-09
EP1213845A3 (en) 2004-12-15
HK1049414A1 (en) 2003-05-09
JP2003264481A (ja) 2003-09-19
DK0986188T3 (da) 2005-06-06
DE991205T1 (de) 2000-11-09
HK1045771A1 (en) 2002-12-06
US5912919A (en) 1999-06-15
JP2014045494A (ja) 2014-03-13
WO1997002714A3 (en) 1997-02-13
US6229843B1 (en) 2001-05-08
EP2285169A3 (en) 2012-05-30
US6674788B2 (en) 2004-01-06
ID25598A (id) 1997-03-13
DK0836770T3 (da) 2003-02-10
DE1156593T1 (de) 2002-10-02
MY134704A (en) 2007-12-31
DE69634098D1 (de) 2005-01-27
DE69634389D1 (de) 2005-03-31
EP0991205A3 (en) 2000-06-07
CA2376321C (en) 2006-01-24
EP2259634A3 (en) 2013-08-07
DK1158702T3 (da) 2005-01-10
FI124383B (fi) 2014-08-15
AR002638A1 (es) 1998-03-25
EP0835593A2 (en) 1998-04-15
FI974552A (fi) 1998-02-26
DE69634098T2 (de) 2005-06-02
ES2201948T1 (es) 2004-04-01
ATE289134T1 (de) 2005-02-15
EP1213854B1 (en) 2005-02-23
JP2011182469A (ja) 2011-09-15
JP5876456B2 (ja) 2016-03-02
FI20145509A (fi) 2014-06-03
JP2011142691A (ja) 2011-07-21
JP2004104820A (ja) 2004-04-02
EP0984577A2 (en) 2000-03-08
DE69617429D1 (en) 2002-01-10
DE69624242D1 (de) 2002-11-14
EP1213845A2 (en) 2002-06-12
ATE288152T1 (de) 2005-02-15
JP3707735B2 (ja) 2005-10-19
ES2366343T3 (es) 2011-10-19
HK1045770B (zh) 2005-09-09
FI115810B (fi) 2005-07-15
DE69634390T2 (de) 2006-03-23
ES2201948T3 (es) 2006-03-16
KR100582482B1 (ko) 2006-05-23
ATE216826T1 (de) 2002-05-15
EP0986187A3 (en) 2003-05-02
AR033950A2 (es) 2004-01-21
ID26191A (id) 1997-03-13
FI974553A (fi) 1998-02-10
DE69624242T2 (de) 2003-06-26
DE835593T1 (de) 2000-05-04
US7593453B2 (en) 2009-09-22
EP1213854A3 (en) 2003-06-18
AR033491A2 (es) 2003-12-26
EP1237293B1 (en) 2005-10-12
EP1603248A3 (en) 2005-12-14
JP5801428B2 (ja) 2015-10-28
EP1213845B1 (en) 2011-05-04
AR034093A2 (es) 2004-02-04
CA2848679A1 (en) 1997-01-23
KR100632845B1 (ko) 2006-10-16
CN1492609A (zh) 2004-04-28
EP0986186B1 (en) 2005-08-31
FI974552A0 (fi) 1997-12-18
CA2645140A1 (en) 1997-01-23
DE69617429T2 (de) 2002-08-08
FI20080001A (fi) 2008-01-02
KR100454188B1 (ko) 2005-01-24
HK1026537A1 (en) 2000-12-15
MY137703A (en) 2009-02-27
ATE289714T1 (de) 2005-03-15
AR033798A2 (es) 2004-01-07
EP1213846A2 (en) 2002-06-12
DK0986187T3 (da) 2005-05-30
FI122550B (fi) 2012-03-15
EP0986187B1 (en) 2005-01-26
JP2000501248A (ja) 2000-02-02
JPH11509058A (ja) 1999-08-03
EP1933470A2 (en) 2008-06-18
JP5415851B2 (ja) 2014-02-12
JP5438069B2 (ja) 2014-03-12
NO319231B1 (no) 2005-07-04
JP4130925B2 (ja) 2008-08-13
JP2003249912A (ja) 2003-09-05
DK0984577T3 (da) 2005-03-14
EP0835568B1 (en) 2001-11-28
EP2285170A2 (en) 2011-02-16
DK1213845T3 (da) 2011-08-15
JP2015043604A (ja) 2015-03-05
HK1041375B (zh) 2005-04-22
ES2173053T3 (es) 2006-03-16
JP2006005957A (ja) 2006-01-05
DK1213846T3 (da) 2005-06-20
KR20050120819A (ko) 2005-12-23
EP2285170A3 (en) 2012-05-30
DK0986186T3 (da) 2006-01-09
FI974554A (fi) 1998-03-02
EP1615350A3 (en) 2007-01-03
WO1997002675A2 (en) 1997-01-23
FI118315B (fi) 2007-09-28
DK2273689T3 (da) 2013-02-11
NO20052097L (no) 1998-02-18
NO976095L (no) 1998-02-18
ES2173053T1 (es) 2002-10-16
EP0996239A3 (en) 2003-03-05
CA2376319A1 (en) 1997-01-23
ID25597A (id) 1997-03-13
WO1997002665A2 (en) 1997-01-23
NO976095D0 (no) 1997-12-29
JP4308211B2 (ja) 2009-08-05
MY127923A (en) 2006-12-29
DK2164184T3 (da) 2013-11-25
US6272168B1 (en) 2001-08-07
EP1213846B9 (en) 2005-10-26
CA2645140C (en) 2014-05-20
DE69635140T2 (de) 2006-07-13
US6456608B1 (en) 2002-09-24
AR033492A2 (es) 2003-12-26
NO318270B1 (no) 2005-02-28
EP0986188A2 (en) 2000-03-15
SA06270486B1 (ar) 2011-06-22
JP4756083B2 (ja) 2011-08-24
JP4406631B2 (ja) 2010-02-03
EP1213854A2 (en) 2002-06-12
JP3640952B2 (ja) 2005-04-20
PT835568E (pt) 2002-04-29
JP2003224494A (ja) 2003-08-08
ID26190A (id) 1997-03-13
CA2224706C (en) 2002-10-01
DK1213854T3 (da) 2005-10-17
EP0984577A3 (en) 2003-04-09
US5796776A (en) 1998-08-18
CN1790932B (zh) 2012-11-14
ID25596A (id) 1997-03-13
EP2285169A2 (en) 2011-02-16
ID25601A (id) 1997-03-13
PT836770E (pt) 2003-02-28
FI125333B (fi) 2015-08-31
EP0836770A2 (en) 1998-04-22
KR100687596B1 (ko) 2007-03-02
CN1192304A (zh) 1998-09-02
EP0835593B1 (en) 2002-04-24
WO1997002714A2 (en) 1997-01-23
WO1997002675A3 (en) 1997-04-03
FI974553A0 (fi) 1997-12-18
ES2184878T3 (es) 2003-04-16
JP5276187B2 (ja) 2013-08-28
JP5751471B2 (ja) 2015-07-22
ZA965340B (en) 1997-01-27
DE69620884T2 (de) 2002-11-07
CA2378885A1 (en) 1997-01-23
HK1041376A1 (en) 2002-07-05
CA2365087C (en) 2008-09-23
US20110158202A1 (en) 2011-06-30
JP5529988B2 (ja) 2014-06-25
US8737363B2 (en) 2014-05-27
DE69633351T2 (de) 2005-09-15
ES2144384T1 (es) 2000-06-16
ID26158A (id) 2000-11-30
FI20125077A (fi) 2012-01-25
JP2009268134A (ja) 2009-11-12
DE69634390D1 (de) 2005-03-31
JP2010273380A (ja) 2010-12-02
EP0986187A2 (en) 2000-03-15
AU6401396A (en) 1997-02-05
US20030193914A1 (en) 2003-10-16
DE69635315T2 (de) 2006-07-13
EP0986188B1 (en) 2005-02-09
ATE289715T1 (de) 2005-03-15
AR033339A2 (es) 2003-12-17
EP2259450A3 (en) 2012-11-07
HK1015983A1 (en) 1999-10-22
ATE306751T1 (de) 2005-10-15
ES2398375T3 (es) 2013-03-15
CA2224706A1 (en) 1997-01-23
DE69638368D1 (de) 2011-06-16
FI125331B (fi) 2015-08-31
HK1041376B (zh) 2006-06-02
US6215778B1 (en) 2001-04-10
JP2006217591A (ja) 2006-08-17
JP2008011558A (ja) 2008-01-17
CN1905388B (zh) 2015-07-15
EP0986186A3 (en) 2003-05-02
PT2273689E (pt) 2013-01-31
CN1254933C (zh) 2006-05-03
EP2273689B1 (en) 2012-10-24
JP3707785B2 (ja) 2005-10-19
US20040165654A1 (en) 2004-08-26
ES2146569T3 (es) 2005-07-16
HK1045771B (zh) 2005-09-09
KR20050053646A (ko) 2005-06-08
CN1905391A (zh) 2007-01-31
JP3712709B2 (ja) 2005-11-02
JP2008005539A (ja) 2008-01-10
JP2006314142A (ja) 2006-11-16
EP1237293A2 (en) 2002-09-04
US6721301B2 (en) 2004-04-13
US20090103508A1 (en) 2009-04-23
US20020118722A1 (en) 2002-08-29
US7502406B2 (en) 2009-03-10
ATE275780T1 (de) 2004-09-15
FI20145507A (fi) 2014-06-03
JP2011166841A (ja) 2011-08-25
US5748687A (en) 1998-05-05
JP5118175B2 (ja) 2013-01-16
JP3837116B2 (ja) 2006-10-25
JP2009225484A (ja) 2009-10-01
ES2147547T1 (es) 2000-09-16
EP1156593A3 (en) 2003-06-18
US20020051482A1 (en) 2002-05-02
US6212174B1 (en) 2001-04-03
CA2378885C (en) 2005-09-27
AU6401596A (en) 1997-02-05
JP2012110029A (ja) 2012-06-07
ES2167584T3 (es) 2002-05-16
JP2003249876A (ja) 2003-09-05
ES2146567T1 (es) 2000-08-16
ID25599A (id) 1997-03-13
JP2011103689A (ja) 2011-05-26
JP2009260999A (ja) 2009-11-05
CA2376313A1 (en) 1997-01-23
US20110194571A1 (en) 2011-08-11
ES2147548T1 (es) 2000-09-16
JP2009027716A (ja) 2009-02-05
ID25602A (id) 1997-03-13
DE69635140D1 (de) 2005-10-06
CN1905388A (zh) 2007-01-31
EP2273689A2 (en) 2011-01-12
FI122549B (fi) 2012-03-15
DE996239T1 (de) 2000-11-09
US20020118653A1 (en) 2002-08-29
ES2437178T3 (es) 2014-01-09
US6873645B2 (en) 2005-03-29
ATE303680T1 (de) 2005-09-15
ES2146569T1 (es) 2000-08-16
EP1933470A3 (en) 2012-11-07
NO20041820L (no) 1998-02-18
CN1905387A (zh) 2007-01-31
EP1158702A2 (en) 2001-11-28
EP0984577B1 (en) 2004-12-22
MY126175A (en) 2006-09-29
CA2376321A1 (en) 1997-01-23
DE69634275T2 (de) 2006-01-05
FI20080292A (fi) 2008-04-17
JP5123415B2 (ja) 2013-01-23
HK1045614B (zh) 2011-12-23
JP2003274458A (ja) 2003-09-26
JP4474476B2 (ja) 2010-06-02
JP2009268135A (ja) 2009-11-12
EP2273689A3 (en) 2011-03-30
US6381264B1 (en) 2002-04-30
US5799010A (en) 1998-08-25
DE1213846T1 (de) 2002-11-28
EP1213846B1 (en) 2005-02-23
CN1095257C (zh) 2002-11-27
CN1790932A (zh) 2006-06-21
AP681A (en) 1998-09-14
ATE209834T1 (de) 2001-12-15
AR034092A2 (es) 2004-02-04
DE69620884D1 (de) 2002-05-29
DE69634275D1 (de) 2005-03-03
JP3493374B2 (ja) 2004-02-03
JP2016026443A (ja) 2016-02-12
JP3717123B2 (ja) 2005-11-16
CA2376319C (en) 2009-02-10
WO1997002665A3 (en) 1997-02-20
AP9801214A0 (en) 1998-03-31
CA2378873A1 (en) 1997-01-23
TW318983B (es) 1997-11-01
DE69634346T2 (de) 2005-12-29
EP2259450A2 (en) 2010-12-08
HK1045614A1 (en) 2002-11-29
JP3704521B2 (ja) 2005-10-12
JP3478342B2 (ja) 2003-12-15
DK1237293T3 (da) 2006-02-06
EP2285168A2 (en) 2011-02-16
JP2009247022A (ja) 2009-10-22
CN1905389A (zh) 2007-01-31
DE69635287D1 (de) 2006-02-23
US20020118729A1 (en) 2002-08-29
US6633600B2 (en) 2003-10-14
DE1213854T1 (de) 2002-11-28
EP1156593A2 (en) 2001-11-21
EP2164184B1 (en) 2013-10-02
DE986187T1 (de) 2000-11-09
US6744809B2 (en) 2004-06-01
DE69635315D1 (de) 2005-11-24
JP2013132072A (ja) 2013-07-04
JP2003224492A (ja) 2003-08-08
ATE307426T1 (de) 2005-11-15
EP0991205A2 (en) 2000-04-05
US6983009B2 (en) 2006-01-03
FI20125079A (fi) 2012-01-26
US9564963B2 (en) 2017-02-07
US6674791B2 (en) 2004-01-06
US20100272155A1 (en) 2010-10-28
DE986186T1 (de) 2000-11-09
AR033949A2 (es) 2004-01-21
KR19990028616A (ko) 1999-04-15
FI118500B (fi) 2007-11-30
US7756190B2 (en) 2010-07-13
HK1149652A1 (en) 2011-10-07
DK1156593T3 (da) 2006-02-13
JP2003244023A (ja) 2003-08-29
ES2144384T3 (es) 2002-11-16
FI20040917A (fi) 2004-07-01
KR100383225B1 (ko) 2003-05-16
DE984577T1 (de) 2000-11-09
JP2000510655A (ja) 2000-08-15
CN1905390A (zh) 2007-01-31
HK1045770A1 (en) 2002-12-06
DE986188T1 (de) 2000-11-09
AP9600832A0 (en) 1996-07-31
ES2146568T1 (es) 2000-08-16
CN1909387A (zh) 2007-02-07
EP1603248A2 (en) 2005-12-07
US20010030973A1 (en) 2001-10-18
EP0996239A2 (en) 2000-04-26
JP5438062B2 (ja) 2014-03-12
JP2003249875A (ja) 2003-09-05
EP1213846A3 (en) 2003-06-18
ES2146570T3 (es) 2005-07-16
US20010015998A1 (en) 2001-08-23
JP4603618B2 (ja) 2010-12-22
JP4751945B2 (ja) 2011-08-17
EP1615350A2 (en) 2006-01-11
EP2259634A2 (en) 2010-12-08
PT835593E (pt) 2002-10-31
US6985467B2 (en) 2006-01-10
US20020106007A1 (en) 2002-08-08
US20100002752A1 (en) 2010-01-07
DE02005245T1 (de) 2004-04-15
EP0986186A2 (en) 2000-03-15
FI20145563A (fi) 2014-06-13
US6707805B2 (en) 2004-03-16
HK1026532A1 (en) 2000-12-15
ES2225353T3 (es) 2005-03-16
US5991332A (en) 1999-11-23
EP2285168A3 (en) 2012-06-20
DK0835568T3 (da) 2002-03-18
JP4908554B2 (ja) 2012-04-04
ID26100A (id) 2000-09-13
FI124382B (fi) 2014-08-15
FI121206B (fi) 2010-08-13
ATE508536T1 (de) 2011-05-15
FI125334B (fi) 2015-08-31
AR033494A2 (es) 2003-12-26
DE69634346D1 (de) 2005-03-17
JP4511796B2 (ja) 2010-07-28
EP0835568A2 (en) 1998-04-15
EP1158702A3 (en) 2003-01-22
EP1156593B1 (en) 2005-10-19
DE1213845T1 (de) 2002-11-28
EP0836770B1 (en) 2002-10-09
FI20105117A (fi) 2010-02-05
DE69633351D1 (de) 2004-10-14
JP2003244028A (ja) 2003-08-29
HK1041375A1 (en) 2002-07-05
JP2006314143A (ja) 2006-11-16
JP5837667B2 (ja) 2015-12-24
US20050243897A1 (en) 2005-11-03
US20020044539A1 (en) 2002-04-18
EP1158702B1 (en) 2004-09-08
US20040071198A1 (en) 2004-04-15
ATE285640T1 (de) 2005-01-15
US20140348135A1 (en) 2014-11-27
HK1049414B (zh) 2006-07-14
ES2234940T3 (es) 2005-07-01
ES2146568T3 (es) 2005-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ES2234939T3 (es) Gestion de capacidad en un sistema cdma.
ES2147166T3 (es) Sistema de comunicacion de acceso multiple por division de codigo.
US7903613B2 (en) Code division multiple access (CDMA) communication system
US6801516B1 (en) Spread-spectrum system for assigning information signals having different data rates