JP3329383B2 - 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法 - Google Patents
逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法Info
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- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
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- Signal Processing (AREA)
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ（符号分
割多元接続：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信システムに関し、特に周波
数ずれが大きな環境下においてもタイミング検出、チャ
ネル推定を行うことができる逆拡散器に関する。
割多元接続：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信システムに関し、特に周波
数ずれが大きな環境下においてもタイミング検出、チャ
ネル推定を行うことができる逆拡散器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動通信システムに用いられる通
信方式として、干渉や妨害に強いＣＤＭＡ通信方式が注
目されている。このＣＤＭＡ通信方式とは、送信側では
送信したいユーザ信号を拡散符号により拡散して送信
し、受信側ではその拡散符号と同一の拡散符号を用いて
逆拡散を行うことにより元のユーザ信号を得る通信方式
である。
信方式として、干渉や妨害に強いＣＤＭＡ通信方式が注
目されている。このＣＤＭＡ通信方式とは、送信側では
送信したいユーザ信号を拡散符号により拡散して送信
し、受信側ではその拡散符号と同一の拡散符号を用いて
逆拡散を行うことにより元のユーザ信号を得る通信方式
である。
【０００３】そのため、ＣＤＭＡ通信システムでは、送
信側と受信側の拡散符号系列の位相の同期をとらなけれ
ば受信側において逆拡散を行うことができない。このた
め移動局では、基地局から受信した信号の復調を行う際
に用いられる基準周波数信号を生成するための基準発振
器として非常に周波数精度の高いＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅ
ｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｘｔａｌ Ｏ
ｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が用いられている。しかし、移動
局には小型化および低コスト化が求められるため、移動
局に用いられる基準発振器は基地局に用いられている基
準発振器と比較すると周波数精度が低くなってしまう。
そのため、移動局では、基準周波数信号の周波数を送信
側である基地局の基準周波数信号の周波数と合わせるた
めのＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｃｏｎｔｒｏｌ）制御が行われている。
信側と受信側の拡散符号系列の位相の同期をとらなけれ
ば受信側において逆拡散を行うことができない。このた
め移動局では、基地局から受信した信号の復調を行う際
に用いられる基準周波数信号を生成するための基準発振
器として非常に周波数精度の高いＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅ
ｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｘｔａｌ Ｏ
ｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が用いられている。しかし、移動
局には小型化および低コスト化が求められるため、移動
局に用いられる基準発振器は基地局に用いられている基
準発振器と比較すると周波数精度が低くなってしまう。
そのため、移動局では、基準周波数信号の周波数を送信
側である基地局の基準周波数信号の周波数と合わせるた
めのＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｃｏｎｔｒｏｌ）制御が行われている。
【０００４】ＡＦＣ制御が行われている移動局の構成を
図１２を参照して説明する。このＣＤＭＡ通信システム
では、１シンボルの信号はｎチップの拡散符号により拡
散されるているものとして説明する。
図１２を参照して説明する。このＣＤＭＡ通信システム
では、１シンボルの信号はｎチップの拡散符号により拡
散されるているものとして説明する。
【０００５】図１２に示される移動局は、無線部１と、
タイミング検出装置４と、チャネル推定装置５と、ＴＣ
ＸＯ６と、復調部１６と、ＡＦＣ制御回路１７とを有し
ている。また、タイミング検出装置４は逆拡散器７とピ
ーク検出部８とから構成され、チャネル推定装置５は逆
拡散器９と回転補正部１５とから構成されている。
タイミング検出装置４と、チャネル推定装置５と、ＴＣ
ＸＯ６と、復調部１６と、ＡＦＣ制御回路１７とを有し
ている。また、タイミング検出装置４は逆拡散器７とピ
ーク検出部８とから構成され、チャネル推定装置５は逆
拡散器９と回転補正部１５とから構成されている。
【０００６】無線部１は、受信した高周波信号をＴＣＸ
Ｏ６によって生成された基準周波数信号をもとに直交検
波し、Ａ／Ｄ変換することにより、デジタル信号のＩ
（同位相）、Ｑ（直交位相）成分のベースバンド信号１
１、２１に変換している。
Ｏ６によって生成された基準周波数信号をもとに直交検
波し、Ａ／Ｄ変換することにより、デジタル信号のＩ
（同位相）、Ｑ（直交位相）成分のベースバンド信号１
１、２１に変換している。
【０００７】ＴＣＸＯ６は、ＡＦＣ制御回路１７により
周波数が制御された信号を基準周波数信号として出力し
ている。逆拡散器７は、無線部１からのＩ、Ｑ成分のベ
ースバンド信号１１、２１に拡散符号を乗算することに
より逆拡散を行っている。
周波数が制御された信号を基準周波数信号として出力し
ている。逆拡散器７は、無線部１からのＩ、Ｑ成分のベ
ースバンド信号１１、２１に拡散符号を乗算することに
より逆拡散を行っている。
【０００８】ピーク検出部８は、逆拡散器７における逆
拡散の際に相関値がピークとなるタイミングを検出する
ことにより拡散タイミングを検出している。逆拡散器９
は、無線部１からのＩ、Ｑ成分のベースバンド信号１
１、２１を、ピーク検出部８により得られた拡散タイミ
ングを用いて逆拡散することによりＩ、Ｑ成分のシンボ
ルからなる複素シンボルを得ている。
拡散の際に相関値がピークとなるタイミングを検出する
ことにより拡散タイミングを検出している。逆拡散器９
は、無線部１からのＩ、Ｑ成分のベースバンド信号１
１、２１を、ピーク検出部８により得られた拡散タイミ
ングを用いて逆拡散することによりＩ、Ｑ成分のシンボ
ルからなる複素シンボルを得ている。
【０００９】次に、逆拡散器７、９をデジタル・マッチ
ド・フィルタにより実現した場合の構成を図１３を参照
して説明する。
ド・フィルタにより実現した場合の構成を図１３を参照
して説明する。
【００１０】この場合には、逆拡散器７、９は、相関器
１１０、１２０とから構成されている。そして、相関器
１１０は、受信時にオーバサンプリングが行われる場合
には、受信時のオーバーサンプリングレートをＯＳＲと
すると、ＯＳＲ×（ｎ-１）個の遅延素子１２1〜１２
osr(n-1)と、ｎ個の乗算器１３1〜１３nと、加算器１４
とから構成される。相関器１２０は、同様に、ＯＳＲ×
（ｎ-１）個の遅延素子２２1〜２２osr(n-1)と、ｎ個の
乗算器２３1〜２３nと、加算器２４とから構成される。
１１０、１２０とから構成されている。そして、相関器
１１０は、受信時にオーバサンプリングが行われる場合
には、受信時のオーバーサンプリングレートをＯＳＲと
すると、ＯＳＲ×（ｎ-１）個の遅延素子１２1〜１２
osr(n-1)と、ｎ個の乗算器１３1〜１３nと、加算器１４
とから構成される。相関器１２０は、同様に、ＯＳＲ×
（ｎ-１）個の遅延素子２２1〜２２osr(n-1)と、ｎ個の
乗算器２３1〜２３nと、加算器２４とから構成される。
【００１１】相関器１１０では、入力されたＩ成分のベ
ースバンド信号１１は、遅延素子１２1〜１２osr(n-1)
を順次シフトされながら、乗算器１３1〜１３nにより拡
散符号と乗算されて相関値が計算される。そして、加算
器１４においてその相関値どうしが加算されることによ
りＩ成分の相関値が得られる。相関器１２０においても
同様にしてＱ成分のベースバンド信号２１と拡散符号と
の逆拡散が行われてＱ成分の相関値が得られる。この１
組のＩ成分、Ｑ成分の相関値が逆拡散された複素シンボ
ルとなる。
ースバンド信号１１は、遅延素子１２1〜１２osr(n-1)
を順次シフトされながら、乗算器１３1〜１３nにより拡
散符号と乗算されて相関値が計算される。そして、加算
器１４においてその相関値どうしが加算されることによ
りＩ成分の相関値が得られる。相関器１２０においても
同様にしてＱ成分のベースバンド信号２１と拡散符号と
の逆拡散が行われてＱ成分の相関値が得られる。この１
組のＩ成分、Ｑ成分の相関値が逆拡散された複素シンボ
ルとなる。
【００１２】さらに、逆拡散器７、９をスライディング
・コリレータにより実現した場合の構成を図１４を参照
して説明する。
・コリレータにより実現した場合の構成を図１４を参照
して説明する。
【００１３】この場合には、逆拡散器７、９は、相関器
６０、７０とから構成されている。そして、相関器６０
は、乗算器６２と、加算器６３と、遅延素子６４とから
構成されている。相関器７０は、同様に、乗算器７２
と、加算器７３と、遅延素子７４とから構成されてい
る。
６０、７０とから構成されている。そして、相関器６０
は、乗算器６２と、加算器６３と、遅延素子６４とから
構成されている。相関器７０は、同様に、乗算器７２
と、加算器７３と、遅延素子７４とから構成されてい
る。
【００１４】相関器６０では、入力されたＩ成分のベー
スバンド信号１１は、チップ毎に乗算器６２により拡散
符号と乗算される。そして、ここで得られたベースバン
ド信号１１と拡散符号とを乗算することにより得られた
ｎ個の乗算値は、加算器６３と遅延素子６４で構成され
る積算器で積算され、Ｉ成分の相関値が得られる。相関
器７０でも同様にして、Ｑ成分のベースバンド信号２１
の逆拡散が行われＱ成分の相関値が得られる。この１組
のＩ成分、Ｑ成分の相関値が逆拡散された複素シンボル
となる。
スバンド信号１１は、チップ毎に乗算器６２により拡散
符号と乗算される。そして、ここで得られたベースバン
ド信号１１と拡散符号とを乗算することにより得られた
ｎ個の乗算値は、加算器６３と遅延素子６４で構成され
る積算器で積算され、Ｉ成分の相関値が得られる。相関
器７０でも同様にして、Ｑ成分のベースバンド信号２１
の逆拡散が行われＱ成分の相関値が得られる。この１組
のＩ成分、Ｑ成分の相関値が逆拡散された複素シンボル
となる。
【００１５】回転補正部１５は、逆拡散器９により得ら
れたＩ、Ｑの複素シンボルに含まれている位相誤差を検
出し、その位相誤差を補正している。
れたＩ、Ｑの複素シンボルに含まれている位相誤差を検
出し、その位相誤差を補正している。
【００１６】次に、チャネル推定装置５中の回転補正部
１５において行われるチャネル推定について説明する。
１５において行われるチャネル推定について説明する。
【００１７】チャネル推定とは、移動局における基準周
波数信号の周波数ずれ等により回転してしまった複素シ
ンボルの位相を推定し、その位相を補正することであ
る。このチャネル推定は、基地局から送信されてくるデ
ータに含まれているパイロットシンボルを基準にして行
われている。
波数信号の周波数ずれ等により回転してしまった複素シ
ンボルの位相を推定し、その位相を補正することであ
る。このチャネル推定は、基地局から送信されてくるデ
ータに含まれているパイロットシンボルを基準にして行
われている。
【００１８】先ず、このパイロットシンボルについて説
明する。ある規格における、基地局から移動局に対して
送信される回線である下り回線の止まり木（パーチ）チ
ャネルのフレーム構成を図１５を参照して説明する。
明する。ある規格における、基地局から移動局に対して
送信される回線である下り回線の止まり木（パーチ）チ
ャネルのフレーム構成を図１５を参照して説明する。
【００１９】止まり木チャネルを構成している７２０ｍ
ｓのスーパフレームは、１０ｍｓ間隔の７２個の無線フ
レーム５０1〜５０72によって構成されている。そし
て、この無線フレーム５０1〜５０72は、それぞれ１６
のタイムスロット５１1〜５１16により構成されてい
る。そして、各タイムスロット５１1〜５１16は、それ
ぞれ１シンボルのサーチコードシンボル５２と、５シン
ボルの送信データシンボル５３と、４シンボルのパイロ
ットシンボル５４とから構成されている。このパイロッ
トシンボル５４は、各タイムスロット５１1〜５１16に
よって異なる値となっているが、そのパターンは予め定
められたパターンとなっている。そのため、移動局は、
パイロットシンボル５４を実際に受信する前に送信され
てくるはずのシンボルパターンを知ることができる。そ
して、この規格の場合には、移動局では４つのパイロッ
トシンボル５４を使用して基地局との位相誤差および周
波数誤差を測定することができる。
ｓのスーパフレームは、１０ｍｓ間隔の７２個の無線フ
レーム５０1〜５０72によって構成されている。そし
て、この無線フレーム５０1〜５０72は、それぞれ１６
のタイムスロット５１1〜５１16により構成されてい
る。そして、各タイムスロット５１1〜５１16は、それ
ぞれ１シンボルのサーチコードシンボル５２と、５シン
ボルの送信データシンボル５３と、４シンボルのパイロ
ットシンボル５４とから構成されている。このパイロッ
トシンボル５４は、各タイムスロット５１1〜５１16に
よって異なる値となっているが、そのパターンは予め定
められたパターンとなっている。そのため、移動局は、
パイロットシンボル５４を実際に受信する前に送信され
てくるはずのシンボルパターンを知ることができる。そ
して、この規格の場合には、移動局では４つのパイロッ
トシンボル５４を使用して基地局との位相誤差および周
波数誤差を測定することができる。
【００２０】そして、このパイロットシンボル５４の４
つの複素シンボルをＩＱ平面上に示したものが、図１６
に示す複素ベクトル４５〜４８のようになったとする
と、隣接する各パイロットシンボルは、それぞれθ1、
θ2、θ3だけ位相回転していることになる。
つの複素シンボルをＩＱ平面上に示したものが、図１６
に示す複素ベクトル４５〜４８のようになったとする
と、隣接する各パイロットシンボルは、それぞれθ1、
θ2、θ3だけ位相回転していることになる。
【００２１】復調部１６は、回転補正部１５により位相
誤差が補正されたＩ、Ｑの複素シンボルを復調すること
により元のシンボルを得ている。ＡＦＣ制御回路１７
は、回転補正部１５により検出された位相誤差に基づい
てＴＣＸＯ６から生成される基準周波数信号の周波数と
基地局の基準周波数との差である周波数誤差を計算し、
その周波数誤差が少なくなるようにＴＣＸＯ６から生成
される基準周波数信号の周波数を制御している。
誤差が補正されたＩ、Ｑの複素シンボルを復調すること
により元のシンボルを得ている。ＡＦＣ制御回路１７
は、回転補正部１５により検出された位相誤差に基づい
てＴＣＸＯ６から生成される基準周波数信号の周波数と
基地局の基準周波数との差である周波数誤差を計算し、
その周波数誤差が少なくなるようにＴＣＸＯ６から生成
される基準周波数信号の周波数を制御している。
【００２２】この従来のＡＦＣ制御方法が行われる移動
局では、ＴＣＸＯ６により生成される基準周波数信号に
周波数ずれが発生し逆拡散器９により得られる複素シン
ボルの位相が回転した場合でも、その基準周波数信号の
周波数ずれがある一定範囲内であれば回転補正部１５に
より位相誤差は補正されて復調部１６において正常な復
調が行われる。
局では、ＴＣＸＯ６により生成される基準周波数信号に
周波数ずれが発生し逆拡散器９により得られる複素シン
ボルの位相が回転した場合でも、その基準周波数信号の
周波数ずれがある一定範囲内であれば回転補正部１５に
より位相誤差は補正されて復調部１６において正常な復
調が行われる。
【００２３】しかし、基準周波数信号の周波数ずれがあ
る一定範囲を超えると上記従来の移動局では、ＡＦＣ制
御によりその周波数ずれを補正することができなくなっ
てしまう。つまり、ＡＦＣ制御の引き込み範囲を超えて
しまう。上記従来の移動局では、このようなことが発生
する理由を下記に説明する。
る一定範囲を超えると上記従来の移動局では、ＡＦＣ制
御によりその周波数ずれを補正することができなくなっ
てしまう。つまり、ＡＦＣ制御の引き込み範囲を超えて
しまう。上記従来の移動局では、このようなことが発生
する理由を下記に説明する。
【００２４】キャリア周波数ずれが発生すると１シンボ
ル区間であるｎチップ区間において位相が回転してしま
う。つまり、各チップ間においても位相誤差が発生す
る。
ル区間であるｎチップ区間において位相が回転してしま
う。つまり、各チップ間においても位相誤差が発生す
る。
【００２５】しかし、上記従来例における逆拡散器７で
は、１シンボル区間のｎ個のチップの信号全てを同位相
で相関値演算を行なうことにより複素シンボルを得てい
る。そのため、各チップと拡散符号の相関値を加算する
ことにより得られる相関値も小さなものとなってしまい
拡散利得が低下してしまう。そのため、タイミング検出
装置５において、拡散タイミングを得ることができる確
率であるタイミング捕捉率も下がってしまう。そして、
拡散タイミングを得ることができなければ、逆拡散器９
における逆拡散もできなくなり、それ以降のチャネル推
定、ＡＦＣ制御等を行うことができなくなる。
は、１シンボル区間のｎ個のチップの信号全てを同位相
で相関値演算を行なうことにより複素シンボルを得てい
る。そのため、各チップと拡散符号の相関値を加算する
ことにより得られる相関値も小さなものとなってしまい
拡散利得が低下してしまう。そのため、タイミング検出
装置５において、拡散タイミングを得ることができる確
率であるタイミング捕捉率も下がってしまう。そして、
拡散タイミングを得ることができなければ、逆拡散器９
における逆拡散もできなくなり、それ以降のチャネル推
定、ＡＦＣ制御等を行うことができなくなる。
【００２６】この周波数ずれが大きくなりタイミング捕
捉率が低下してしまう様子を図１７を参照して説明す
る。図１７は、キャリア周波数の周波数ずれ量をパラメ
ータとした場合の、タイミング捕捉率と信号１ビットあ
たりのエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度（Ｅｂ
／Ｎ０）の関係を示すグラフである。
捉率が低下してしまう様子を図１７を参照して説明す
る。図１７は、キャリア周波数の周波数ずれ量をパラメ
ータとした場合の、タイミング捕捉率と信号１ビットあ
たりのエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度（Ｅｂ
／Ｎ０）の関係を示すグラフである。
【００２７】このグラフより、周波数ずれが０ｐｐｍの
場合にはＥｂ／Ｎ０が低下してもさほどタイミング捕捉
率が低下していないのに比較すると、周波数ずれが３ｐ
ｐｍ、５ｐｐｍと増加するに従ってタイミング捕捉率が
低下することがわかる。特に、周波数ずれが５ｐｐｍと
なるとタイミング捕捉率は急激に低下している。
場合にはＥｂ／Ｎ０が低下してもさほどタイミング捕捉
率が低下していないのに比較すると、周波数ずれが３ｐ
ｐｍ、５ｐｐｍと増加するに従ってタイミング捕捉率が
低下することがわかる。特に、周波数ずれが５ｐｐｍと
なるとタイミング捕捉率は急激に低下している。
【００２８】また、チャネル推定装置５におけるチャネ
ル推定では、拡散利得が低下するとエラーレートが増加
してしまう。さらに、上記従来の移動局では、シンボル
レートでチャネル推定を行っているため、１シンボルあ
たり１８０°を超える位相ずれが発生すると、拡散利得
の低下が著しく、シンボル単位でのチャネル推定は非常
に困難となってしまう。また、どちらの方向に位相がず
れたのかを検出することはできないため周波数ずれ量の
検出は不可能である。
ル推定では、拡散利得が低下するとエラーレートが増加
してしまう。さらに、上記従来の移動局では、シンボル
レートでチャネル推定を行っているため、１シンボルあ
たり１８０°を超える位相ずれが発生すると、拡散利得
の低下が著しく、シンボル単位でのチャネル推定は非常
に困難となってしまう。また、どちらの方向に位相がず
れたのかを検出することはできないため周波数ずれ量の
検出は不可能である。
【００２９】例えば、ＴＣＸＯ６の基準周波数が２ＧＨ
ｚであり、シンボルレートが１６ｋｓｐｓ（シンボル／
秒）であると、基準周波数が１ｐｐｍずれると４５°／
シンボルの位相誤差が発生し、４ｐｐｍずれると１８０
°／シンボルの位相誤差が発生してしまう。
ｚであり、シンボルレートが１６ｋｓｐｓ（シンボル／
秒）であると、基準周波数が１ｐｐｍずれると４５°／
シンボルの位相誤差が発生し、４ｐｐｍずれると１８０
°／シンボルの位相誤差が発生してしまう。
【００３０】キャリア周波数の周波数ずれ量をパラメー
タとした場合の、ビット誤り率（ＢＥＲ）と信号１ビッ
トあたりのエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度
（Ｅｂ／Ｎ０）の関係を示すグラフを図１８に示す。こ
のグラフより、周波数ずれが０〜４ｐｐｍへと増加して
いくに従って、同じＥｂ／Ｎ０で得られるＢＥＲは大き
くなっていることがわかる。
タとした場合の、ビット誤り率（ＢＥＲ）と信号１ビッ
トあたりのエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度
（Ｅｂ／Ｎ０）の関係を示すグラフを図１８に示す。こ
のグラフより、周波数ずれが０〜４ｐｐｍへと増加して
いくに従って、同じＥｂ／Ｎ０で得られるＢＥＲは大き
くなっていることがわかる。
【００３１】上記で説明した従来例の場合では、ＴＣＸ
Ｏ６の周波数ずれが±４ｐｐｍの範囲内であれば周波数
ずれ量を検出することができるので、その周波数ずれを
ＡＦＣ制御により補正することができる。このことによ
り、ＡＦＣ制御における現実的な引き込み範囲は±４ｐ
ｐｍ程度であるといえる。
Ｏ６の周波数ずれが±４ｐｐｍの範囲内であれば周波数
ずれ量を検出することができるので、その周波数ずれを
ＡＦＣ制御により補正することができる。このことによ
り、ＡＦＣ制御における現実的な引き込み範囲は±４ｐ
ｐｍ程度であるといえる。
【００３２】このような課題を解決してＡＦＣ制御にお
ける引き込み範囲を拡大した発明が特開平９−２０００
８１号公報に記載されている。この従来の移動局におけ
る周波数誤差検出回路を図１９に示す。
ける引き込み範囲を拡大した発明が特開平９−２０００
８１号公報に記載されている。この従来の移動局におけ
る周波数誤差検出回路を図１９に示す。
【００３３】この従来の周波数誤差検出回路は、複素マ
ッチド・フィルタ１３１、１３２と、複素拡散符号発生
器１３３、１３４と、ピーク検出平均部１３５、１３６
と、ピーク位置検出部１３７と、電力計算部１３８、１
３９と、電力差計算部１４３と、周波数誤差変換部１４
２とから構成されている。また、電力差計算部１４３
は、加算器１４０と、正規化回路１４１とから構成され
ている。
ッチド・フィルタ１３１、１３２と、複素拡散符号発生
器１３３、１３４と、ピーク検出平均部１３５、１３６
と、ピーク位置検出部１３７と、電力計算部１３８、１
３９と、電力差計算部１４３と、周波数誤差変換部１４
２とから構成されている。また、電力差計算部１４３
は、加算器１４０と、正規化回路１４１とから構成され
ている。
【００３４】この従来の周波数誤差検出回路では、無線
部で受信され直交検波されたベースバンド複素信号は、
複素マッチド・フィルタ１３１、１３２に入力され、そ
れぞれ複素拡散符号発生器１３３、１３４で発生された
複素拡散符号とを乗算されて複素相関が計算される。そ
して、ピーク位置検出部１３７によって検出された複素
相関の最大値タイミングでそれぞれ２つのピーク検出平
均部１３５、１３６でピーク最大値の数シンボル時間の
平均が取られ、２つの電力計算部１３８、１３９におい
て電力値が計算される。電力差計算部１４３では、加算
器１４０により計算された電力値の差が求めれ、正規化
回路１４１により電力値の差の正規化が行われる。そし
て、周波数誤差変換部１４２では、正規化された電力値
の差から該当する周波数誤差が求められて出力される。
ここで、複素拡散符号発生器１３３、１３４はそれぞ
れ、正の周波数オフセットを与えて予め算出させた複素
拡散符号と、正の周波数オフセットと絶対値が等しく負
の周波数オフセットを与えて予め算出された複素拡散符
号を出力する。このため、複素相関値にはシンボル時間
内に周波数オフセットが与えられる。
部で受信され直交検波されたベースバンド複素信号は、
複素マッチド・フィルタ１３１、１３２に入力され、そ
れぞれ複素拡散符号発生器１３３、１３４で発生された
複素拡散符号とを乗算されて複素相関が計算される。そ
して、ピーク位置検出部１３７によって検出された複素
相関の最大値タイミングでそれぞれ２つのピーク検出平
均部１３５、１３６でピーク最大値の数シンボル時間の
平均が取られ、２つの電力計算部１３８、１３９におい
て電力値が計算される。電力差計算部１４３では、加算
器１４０により計算された電力値の差が求めれ、正規化
回路１４１により電力値の差の正規化が行われる。そし
て、周波数誤差変換部１４２では、正規化された電力値
の差から該当する周波数誤差が求められて出力される。
ここで、複素拡散符号発生器１３３、１３４はそれぞ
れ、正の周波数オフセットを与えて予め算出させた複素
拡散符号と、正の周波数オフセットと絶対値が等しく負
の周波数オフセットを与えて予め算出された複素拡散符
号を出力する。このため、複素相関値にはシンボル時間
内に周波数オフセットが与えられる。
【００３５】この従来の周波数誤差検出回路によれば、
予め周波数オフセットを与えた複素拡散符号を用いて逆
拡散を行うことにより、ＡＦＣ制御における周波数誤差
の引き込み範囲を拡大することができる。
予め周波数オフセットを与えた複素拡散符号を用いて逆
拡散を行うことにより、ＡＦＣ制御における周波数誤差
の引き込み範囲を拡大することができる。
【００３６】しかし、この従来の周波数誤差検出回路で
は、周波数オフセットを与えた複素拡散符号を予め記憶
しておくためのメモリが必要となる。また、ベースバン
ド信号と拡散符号を乗算する高速なチップレート処理に
おいて、ベースバンド信号と複素拡散符号を乗算する複
素乗算が必要となる。図１３、図１４に示したような従
来の逆拡散器では、拡散符号は１ビットの信号であるた
め、ベースバンド信号と拡散符号との間の乗算は、実際
の処理としては符号操作により行われていた。しかし、
周波数オフセットを与えた拡散符号を表現するためには
必要となるビット数が多くなるので、ベースバンド信号
と拡散符号との間の乗算はこのような符号操作によって
は実現することができず、複数ビットどうしの信号を乗
算することができる乗算器が必要となる。よって、ベー
スバンド信号と周波数オフセットを与えていない拡散符
号との間の乗算を行う場合と比較すると複素乗算を行う
ためには逆拡散器の回路規模、消費電力が大幅に増加し
てしまうことになる。
は、周波数オフセットを与えた複素拡散符号を予め記憶
しておくためのメモリが必要となる。また、ベースバン
ド信号と拡散符号を乗算する高速なチップレート処理に
おいて、ベースバンド信号と複素拡散符号を乗算する複
素乗算が必要となる。図１３、図１４に示したような従
来の逆拡散器では、拡散符号は１ビットの信号であるた
め、ベースバンド信号と拡散符号との間の乗算は、実際
の処理としては符号操作により行われていた。しかし、
周波数オフセットを与えた拡散符号を表現するためには
必要となるビット数が多くなるので、ベースバンド信号
と拡散符号との間の乗算はこのような符号操作によって
は実現することができず、複数ビットどうしの信号を乗
算することができる乗算器が必要となる。よって、ベー
スバンド信号と周波数オフセットを与えていない拡散符
号との間の乗算を行う場合と比較すると複素乗算を行う
ためには逆拡散器の回路規模、消費電力が大幅に増加し
てしまうことになる。
【００３７】携帯電話等の移動局では、小型化および低
消費電力化を行うことが要求されているが、逆拡散器の
回路規模および消費電力の増加はこれに反することなっ
てしまう。
消費電力化を行うことが要求されているが、逆拡散器の
回路規模および消費電力の増加はこれに反することなっ
てしまう。
【００３８】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の逆拡散
器およびＡＦＣ制御方法では、下記のような問題点があ
った。 （１）シンボルレートでのチャネル推定により得られた
位相誤差を用いたＡＦＣ制御方法だけでは、周波数ずれ
が大きな環境下においてはタイミング検出、チャネル推
定自体を行うことができなくなり、その結果としてＡＦ
Ｃ制御における引き込み範囲が狭くなる。 （２）特開平９−２０００８１号公報記載のＡＦＣ制御
では、逆拡散器の回路規模、消費電力の大幅な増加を招
いてしまう。
器およびＡＦＣ制御方法では、下記のような問題点があ
った。 （１）シンボルレートでのチャネル推定により得られた
位相誤差を用いたＡＦＣ制御方法だけでは、周波数ずれ
が大きな環境下においてはタイミング検出、チャネル推
定自体を行うことができなくなり、その結果としてＡＦ
Ｃ制御における引き込み範囲が狭くなる。 （２）特開平９−２０００８１号公報記載のＡＦＣ制御
では、逆拡散器の回路規模、消費電力の大幅な増加を招
いてしまう。
【００３９】本発明の目的は、逆拡散器の回路規模、消
費電力を大幅に増加させることなく周波数ずれが大きな
環境下においてもタイミング検出、チャネル推定を行う
ことができる逆拡散器を提供し、このことによりＡＦＣ
制御における引き込み範囲を拡大することである。
費電力を大幅に増加させることなく周波数ずれが大きな
環境下においてもタイミング検出、チャネル推定を行う
ことができる逆拡散器を提供し、このことによりＡＦＣ
制御における引き込み範囲を拡大することである。
【００４０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の逆拡散器は、１シンボルあたりｎチップの
拡散符号で拡散されたＩ成分とＱ成分のベースバンド信
号からなる複素ベースバンド信号の逆拡散を行うための
逆拡散器であって、前記Ｉ成分のベースバンド信号をあ
る一定時間間隔で遅延させることにより順次シフトして
いる少なくともｎ−１の整数倍個の第１の遅延素子と、
前記第１の遅延素子により順次シフトされた前記Ｉ成分
のベースバンド信号と拡散符号との間の乗算をそれぞれ
行っているｎ個の第１の乗算器と、ｎ個の前記第１の乗
算器のうちのｋ個の第１の乗算器からの出力の積算を行
ないそれぞれＩ成分の中間信号として出力しているｍ
（＝ｎ／ｋ）個の第１の加算器とを有する第１の相関器
と、前記Ｑ成分のベースバンド信号をある一定時間間隔
で遅延させることにより順次シフトしている１シンボル
あたりのチップ数ｎと同数の第２の遅延素子と、前記第
２の遅延素子により順次シフトされた前記Ｉ成分のベー
スバンド信号と拡散符号との間の乗算をそれぞれ行って
いるｎ個の第２の乗算器と、ｎ個の前記第２の乗算器の
うちのｋ個の第２の乗算器からの出力の積算を行ないそ
れぞれＱ成分の中間信号として出力しているｍ個の第２
の加算器とを有する第２の相関器と、前記各第１の相関
器により生成されたｍ個のＩ成分の中間信号と前記各第
２の相関器により生成されたｍ個のＱ成分の中間信号か
らなるｍ組の複素中間信号を、それぞれ１組の複素中間
信号あたり基準回転角δずつずらしたｍ段階の位相回転
角で複素平面上での位相を回転させることにより回転補
正を行うｍ個の位相回転器と、前記各位相回転器により
回転補正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＩ成分ど
うしの積算を行うことによりＩ成分の相関値を算出して
いる第１の加算器と、前記各位相回転器により回転補正
が行われた後のｍ個の複素中間信号のＱ成分どうしの積
算を行うことによりＱ成分の相関値を算出している第２
の加算器とから構成されている。
に、本発明の逆拡散器は、１シンボルあたりｎチップの
拡散符号で拡散されたＩ成分とＱ成分のベースバンド信
号からなる複素ベースバンド信号の逆拡散を行うための
逆拡散器であって、前記Ｉ成分のベースバンド信号をあ
る一定時間間隔で遅延させることにより順次シフトして
いる少なくともｎ−１の整数倍個の第１の遅延素子と、
前記第１の遅延素子により順次シフトされた前記Ｉ成分
のベースバンド信号と拡散符号との間の乗算をそれぞれ
行っているｎ個の第１の乗算器と、ｎ個の前記第１の乗
算器のうちのｋ個の第１の乗算器からの出力の積算を行
ないそれぞれＩ成分の中間信号として出力しているｍ
（＝ｎ／ｋ）個の第１の加算器とを有する第１の相関器
と、前記Ｑ成分のベースバンド信号をある一定時間間隔
で遅延させることにより順次シフトしている１シンボル
あたりのチップ数ｎと同数の第２の遅延素子と、前記第
２の遅延素子により順次シフトされた前記Ｉ成分のベー
スバンド信号と拡散符号との間の乗算をそれぞれ行って
いるｎ個の第２の乗算器と、ｎ個の前記第２の乗算器の
うちのｋ個の第２の乗算器からの出力の積算を行ないそ
れぞれＱ成分の中間信号として出力しているｍ個の第２
の加算器とを有する第２の相関器と、前記各第１の相関
器により生成されたｍ個のＩ成分の中間信号と前記各第
２の相関器により生成されたｍ個のＱ成分の中間信号か
らなるｍ組の複素中間信号を、それぞれ１組の複素中間
信号あたり基準回転角δずつずらしたｍ段階の位相回転
角で複素平面上での位相を回転させることにより回転補
正を行うｍ個の位相回転器と、前記各位相回転器により
回転補正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＩ成分ど
うしの積算を行うことによりＩ成分の相関値を算出して
いる第１の加算器と、前記各位相回転器により回転補正
が行われた後のｍ個の複素中間信号のＱ成分どうしの積
算を行うことによりＱ成分の相関値を算出している第２
の加算器とから構成されている。
【００４１】本発明の逆拡散器は、デジタル・マッチド
・フィルタ型の相関器を用いた場合のものであり、第１
および第２の乗算器により複素ベースバンド信号と拡散
符号との間で乗算を行ない、そのｎ個の乗算値をそれぞ
れ積算して複素シンボルを得る前に、第１および第２の
加算器によりｋ個の乗算値毎に積算を行うことによりｍ
個の複素中間信号を生成して、位相回転器によりｍ個の
複素中間信号に対して周波数オフセットを与えることに
より、１シンボル区間内での回転を補償して、大きな拡
散利得を得られるようにしたものである。
・フィルタ型の相関器を用いた場合のものであり、第１
および第２の乗算器により複素ベースバンド信号と拡散
符号との間で乗算を行ない、そのｎ個の乗算値をそれぞ
れ積算して複素シンボルを得る前に、第１および第２の
加算器によりｋ個の乗算値毎に積算を行うことによりｍ
個の複素中間信号を生成して、位相回転器によりｍ個の
複素中間信号に対して周波数オフセットを与えることに
より、１シンボル区間内での回転を補償して、大きな拡
散利得を得られるようにしたものである。
【００４２】したがって、大きな拡散利得が得られるこ
とによりタイミング捕捉率を増加させることができると
ともに複素シンボル生成前において位相誤差を補正する
ためＡＦＣ制御における引き込み範囲を拡大することが
できる。
とによりタイミング捕捉率を増加させることができると
ともに複素シンボル生成前において位相誤差を補正する
ためＡＦＣ制御における引き込み範囲を拡大することが
できる。
【００４３】また、本発明の他の逆拡散器は、１シンボ
ルあたりｎチップの拡散符号で拡散されたＩ成分とＱ成
分のベースバンド信号からなる複素ベースバンド信号の
逆拡散を行うための逆拡散器であって、前記Ｉ成分のベ
ースバンド信号とチップ数ｎの拡散符号との間の乗算を
順次行っている第１の乗算器と、前記第１の乗算器によ
り得られた乗算値をｋ個毎に順次積算して該積算値を中
間信号とすることによりｍ（＝ｎ／ｋ）個のＩ成分の中
間信号を生成して出力している第１の相関器と、前記Ｑ
成分のベースバンド信号とチップ数ｎの拡散符号との間
の乗算を順次行っている第２の乗算器と、前記第１の乗
算器により得られた乗算値をｋ個毎に順次積算して該積
算値を中間信号とすることによりｍ個のＱ成分の中間信
号を生成して出力している第２の相関器と、前記Ｉ成分
の中間信号と前記Ｑ成分の中間信号からなるｍ組の複素
中間信号を、１組の複素中間信号あたり基準回転角δず
つｍ段階で段階的に複素平面上で順次位相回転させるこ
とにより回転補正を行う位相回転器と、前記位相回転器
により回転補正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＩ
成分を順次積算することによりＩ成分の相関値を算出し
ている第１の加算器と、前記各位相回転器により回転補
正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＱ成分を順次積
算することによりＱ成分の相関値を算出している第２の
加算器とから構成されている。
ルあたりｎチップの拡散符号で拡散されたＩ成分とＱ成
分のベースバンド信号からなる複素ベースバンド信号の
逆拡散を行うための逆拡散器であって、前記Ｉ成分のベ
ースバンド信号とチップ数ｎの拡散符号との間の乗算を
順次行っている第１の乗算器と、前記第１の乗算器によ
り得られた乗算値をｋ個毎に順次積算して該積算値を中
間信号とすることによりｍ（＝ｎ／ｋ）個のＩ成分の中
間信号を生成して出力している第１の相関器と、前記Ｑ
成分のベースバンド信号とチップ数ｎの拡散符号との間
の乗算を順次行っている第２の乗算器と、前記第１の乗
算器により得られた乗算値をｋ個毎に順次積算して該積
算値を中間信号とすることによりｍ個のＱ成分の中間信
号を生成して出力している第２の相関器と、前記Ｉ成分
の中間信号と前記Ｑ成分の中間信号からなるｍ組の複素
中間信号を、１組の複素中間信号あたり基準回転角δず
つｍ段階で段階的に複素平面上で順次位相回転させるこ
とにより回転補正を行う位相回転器と、前記位相回転器
により回転補正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＩ
成分を順次積算することによりＩ成分の相関値を算出し
ている第１の加算器と、前記各位相回転器により回転補
正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＱ成分を順次積
算することによりＱ成分の相関値を算出している第２の
加算器とから構成されている。
【００４４】本発明の逆拡散器は、スライディング・コ
リレータ型の相関値を用いた場合のものであり、第１お
よび第２の乗算器により複素ベースバンド信号と拡散符
号との間で順次乗算を行ない、そのｎ個の乗算値をそれ
ぞれ積算して複素シンボルを得る前に、ｋ個の乗算値毎
に積算を行うことによりｍ個の複素中間信号を生成し
て、そのｍ個の複素中間信号に対して順次周波数オフセ
ットを与えることにより、１シンボル区間内での回転を
補償して、大きな拡散利得を得られるようにしたもので
ある。
リレータ型の相関値を用いた場合のものであり、第１お
よび第２の乗算器により複素ベースバンド信号と拡散符
号との間で順次乗算を行ない、そのｎ個の乗算値をそれ
ぞれ積算して複素シンボルを得る前に、ｋ個の乗算値毎
に積算を行うことによりｍ個の複素中間信号を生成し
て、そのｍ個の複素中間信号に対して順次周波数オフセ
ットを与えることにより、１シンボル区間内での回転を
補償して、大きな拡散利得を得られるようにしたもので
ある。
【００４５】したがって、大きな拡散利得が得られるこ
とによりタイミング捕捉率を増加させることができると
ともに複素シンボル生成前において位相誤差を補正する
ためＡＦＣ制御における引き込み範囲を拡大することが
できる。
とによりタイミング捕捉率を増加させることができると
ともに複素シンボル生成前において位相誤差を補正する
ためＡＦＣ制御における引き込み範囲を拡大することが
できる。
【００４６】本発明の他の逆拡散器は、１シンボルあた
りｎチップの拡散符号で拡散されたＩ成分とＱ成分のベ
ースバンド信号からなる複素ベースバンド信号の逆拡散
を行うための逆拡散器であって、入力される前記複素ベ
ースバンド信号のチップ数を順次カウントし、該チップ
数がＫチップ増加する毎に、一周の回転角度（２π）を
Ｍ分割した角度である基準回転角ずつずらされたＭ段階
の位相回転角で前記複素ベースバンド信号の複素平面上
での位相を回転する回転補正を段階的に行っている周波
数誤差補正器と、前記周波数誤差補正器により回転補正
が行われた後の複素ベースバンド信号に対して、それぞ
れ拡散符号を乗算する処理を行っている拡散符号乗算器
と、前記拡散符号乗算器からの乗算値を、それぞれＩ、
Ｑ成分毎に１シンボル区間累積加算することによりＩ、
Ｑ成分の相関値をそれぞれ生成している２つの累積加算
器とを有している。
りｎチップの拡散符号で拡散されたＩ成分とＱ成分のベ
ースバンド信号からなる複素ベースバンド信号の逆拡散
を行うための逆拡散器であって、入力される前記複素ベ
ースバンド信号のチップ数を順次カウントし、該チップ
数がＫチップ増加する毎に、一周の回転角度（２π）を
Ｍ分割した角度である基準回転角ずつずらされたＭ段階
の位相回転角で前記複素ベースバンド信号の複素平面上
での位相を回転する回転補正を段階的に行っている周波
数誤差補正器と、前記周波数誤差補正器により回転補正
が行われた後の複素ベースバンド信号に対して、それぞ
れ拡散符号を乗算する処理を行っている拡散符号乗算器
と、前記拡散符号乗算器からの乗算値を、それぞれＩ、
Ｑ成分毎に１シンボル区間累積加算することによりＩ、
Ｑ成分の相関値をそれぞれ生成している２つの累積加算
器とを有している。
【００４７】また、本発明の他の逆拡散器では、前記周
波数誤差補正器は、入力される前記複素ベースバンド信
号のチップ数を順次カウントし、該チップ数がＫチップ
増加する毎にインクリメント指示を行っているチップ数
カウンタと、前記チップ数カウンタからのインクリメン
ト指示に従い、出力しているステップ番号がＭ−１以外
の場合には該ステップ番号を１増加させ、該ステップ番
号がＭ−１の場合には該ステップ番号を０に戻す処理を
行っているステップ番号カウンタと、前記基準回転角ず
つずらされたＭ段階の位相回転角が予め設定されてい
て、前記複素ベースバンド信号に対して、前記ステップ
番号カウンタからのステップ番号に応じた位相回転角に
よる回転補正処理を行っている位相回転器とから構成さ
れている。
波数誤差補正器は、入力される前記複素ベースバンド信
号のチップ数を順次カウントし、該チップ数がＫチップ
増加する毎にインクリメント指示を行っているチップ数
カウンタと、前記チップ数カウンタからのインクリメン
ト指示に従い、出力しているステップ番号がＭ−１以外
の場合には該ステップ番号を１増加させ、該ステップ番
号がＭ−１の場合には該ステップ番号を０に戻す処理を
行っているステップ番号カウンタと、前記基準回転角ず
つずらされたＭ段階の位相回転角が予め設定されてい
て、前記複素ベースバンド信号に対して、前記ステップ
番号カウンタからのステップ番号に応じた位相回転角に
よる回転補正処理を行っている位相回転器とから構成さ
れている。
【００４８】本発明では、拡散符号乗算器による逆拡散
処理を行う前に、周波数誤差補正器による位相回転補正
を行っているため、拡散符号乗算器における逆拡散処理
には従来の逆拡散処理からの変更は何も必要ではなく、
相関器の構成に関して自由度が増し、逆拡散処理を分割
することができない相関器でも使用することができる。
また、本発明は、位相回転器を１つしか必要としないと
ともに、累積加算処理も１段しか必要としないため簡単
な回路構成により実現することができる。さらに、本発
明では、拡散符号乗算器による逆拡散処理の前に周波数
誤差補正器による回転補正処理を行うため、補正処理単
位をシンボル拡散率とは独立に設定することができる。
処理を行う前に、周波数誤差補正器による位相回転補正
を行っているため、拡散符号乗算器における逆拡散処理
には従来の逆拡散処理からの変更は何も必要ではなく、
相関器の構成に関して自由度が増し、逆拡散処理を分割
することができない相関器でも使用することができる。
また、本発明は、位相回転器を１つしか必要としないと
ともに、累積加算処理も１段しか必要としないため簡単
な回路構成により実現することができる。さらに、本発
明では、拡散符号乗算器による逆拡散処理の前に周波数
誤差補正器による回転補正処理を行うため、補正処理単
位をシンボル拡散率とは独立に設定することができる。
【００４９】本発明のタイミング検出装置は、上記の逆
拡散器と、その逆拡散器における逆拡散により得られた
Ｉ成分、Ｑ成分の相関値の大きさから拡散タイミングを
検出するピーク検出部とから構成される。
拡散器と、その逆拡散器における逆拡散により得られた
Ｉ成分、Ｑ成分の相関値の大きさから拡散タイミングを
検出するピーク検出部とから構成される。
【００５０】本発明のタイミング検出装置では、上記で
説明した本発明の逆拡散器を用いて相関値を得ることに
より大きな拡散利得を得ることができるので、タイミン
グ捕捉率を向上させることができる。
説明した本発明の逆拡散器を用いて相関値を得ることに
より大きな拡散利得を得ることができるので、タイミン
グ捕捉率を向上させることができる。
【００５１】また、本発明によるチャネル推定装置は、
上記の逆拡散器と、その逆拡散器により得られた複素シ
ンボルに含まれている位相誤差を検出し、該位相誤差の
補正を行っている回転補正部とから構成される。
上記の逆拡散器と、その逆拡散器により得られた複素シ
ンボルに含まれている位相誤差を検出し、該位相誤差の
補正を行っている回転補正部とから構成される。
【００５２】本発明のチャネル推定装置では、上記で説
明した本発明の逆拡散器を用いて複素シンボルを生成し
ているので、複素シンボル生成前にある程度の位相誤差
は補正されることになる。そのため、位相誤差が大きい
場合でもＡＦＣ制御により位相誤差を補正することがで
きＡＦＣ制御の引き込み範囲を拡大することができる。
明した本発明の逆拡散器を用いて複素シンボルを生成し
ているので、複素シンボル生成前にある程度の位相誤差
は補正されることになる。そのため、位相誤差が大きい
場合でもＡＦＣ制御により位相誤差を補正することがで
きＡＦＣ制御の引き込み範囲を拡大することができる。
【００５３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して詳細に説明する。
図面を参照して詳細に説明する。
【００５４】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態における逆拡散器の構成を示すブロック図であ
る。図１３中と同一の符号が付された構成要素は同一の
構成要素を示す。本実施形態は、図１２に示した移動局
において、逆拡散器７、９として図１に示す逆拡散器を
用いたものである。このＣＤＭＡ通信システムでは、１
シンボルの信号はｎチップの拡散符号により拡散される
ているものとして説明する。
実施形態における逆拡散器の構成を示すブロック図であ
る。図１３中と同一の符号が付された構成要素は同一の
構成要素を示す。本実施形態は、図１２に示した移動局
において、逆拡散器７、９として図１に示す逆拡散器を
用いたものである。このＣＤＭＡ通信システムでは、１
シンボルの信号はｎチップの拡散符号により拡散される
ているものとして説明する。
【００５５】本実施形態における逆拡散器は、図１に示
すように、相関器１０、２０と、位相回転器３１1〜３
１mと、加算器４１、４２とから構成されている。ここ
で、ｍはｎをＫチップ毎に分割するための分割数であ
り、ｎ＝ｍ×ｋとなる数である。
すように、相関器１０、２０と、位相回転器３１1〜３
１mと、加算器４１、４２とから構成されている。ここ
で、ｍはｎをＫチップ毎に分割するための分割数であ
り、ｎ＝ｍ×ｋとなる数である。
【００５６】また、相関器１０は、ｍ個の加算器１４1
〜１４mと、ｎ個の乗算器１３1〜１３nと、ＯＳＲ×
（ｎ−１）個の遅延素子１２1〜１２OSR(n-1)とから構
成され、相関器２０は、ｍ個の加算器２４1〜２４mと、
ｎ個の乗算器２３1〜２３nと、ＯＳＲ×（ｎ−１）個の
遅延素子２２1〜２２OSR(n-1)とから構成されている。
〜１４mと、ｎ個の乗算器１３1〜１３nと、ＯＳＲ×
（ｎ−１）個の遅延素子１２1〜１２OSR(n-1)とから構
成され、相関器２０は、ｍ個の加算器２４1〜２４mと、
ｎ個の乗算器２３1〜２３nと、ＯＳＲ×（ｎ−１）個の
遅延素子２２1〜２２OSR(n-1)とから構成されている。
【００５７】加算器１４1〜１４mは、乗算器１３1〜１
３nのうちのｋ個の乗算器からの値をそれぞれ積算する
ことにより１／ｋチップレートの中間信号を生成してい
る。例えば、加算器１４1は、乗算器１３1〜１３kから
の値を積算して出力している。加算器２４1〜２４mも同
様に、乗算器２３1〜２３nのうちのｋ個の乗算器からの
値をそれぞれ積算している。
３nのうちのｋ個の乗算器からの値をそれぞれ積算する
ことにより１／ｋチップレートの中間信号を生成してい
る。例えば、加算器１４1は、乗算器１３1〜１３kから
の値を積算して出力している。加算器２４1〜２４mも同
様に、乗算器２３1〜２３nのうちのｋ個の乗算器からの
値をそれぞれ積算している。
【００５８】ｎ、ｍ、ｋの具体的な値としては、例えば
ｎが２５６の場合、つまり１シンボルが２５６チップに
拡散される場合に、２５６チップを分割する数であるｍ
を４とすると、分割された各単位毎のチップ数ｋは６４
チップとなる。
ｎが２５６の場合、つまり１シンボルが２５６チップに
拡散される場合に、２５６チップを分割する数であるｍ
を４とすると、分割された各単位毎のチップ数ｋは６４
チップとなる。
【００５９】位相回転器３１1〜３１mは、加算器１４1
〜１４mによって得られたｍ個の１／ｋチップレートの
中間信号を、それぞれ基準回転角δずつずらしたｍ段階
の位相回転角δ、２δ、３δ、・・・、ｍδだけ複素平
面上で位相を回転させて出力している。加算器４１、４
２は、それぞれｍタップ入力の加算器であり、位相回転
器３１1〜３１mにより位相が回転された中間信号それぞ
れＩ成分、Ｑ成分毎に積算することにより複素シンボル
の相関値を得ている。ここで得られた複素シンボルは、
位相回転器３１1〜３１mにより位相回転されたことによ
り擬似的に周波数オフセットを与えられ逆拡散された複
素シンボルとなっている。
〜１４mによって得られたｍ個の１／ｋチップレートの
中間信号を、それぞれ基準回転角δずつずらしたｍ段階
の位相回転角δ、２δ、３δ、・・・、ｍδだけ複素平
面上で位相を回転させて出力している。加算器４１、４
２は、それぞれｍタップ入力の加算器であり、位相回転
器３１1〜３１mにより位相が回転された中間信号それぞ
れＩ成分、Ｑ成分毎に積算することにより複素シンボル
の相関値を得ている。ここで得られた複素シンボルは、
位相回転器３１1〜３１mにより位相回転されたことによ
り擬似的に周波数オフセットを与えられ逆拡散された複
素シンボルとなっている。
【００６０】ここで、位相回転器３１1〜３１mにより行
われる中間信号の基準回転角δを数種類の大きさに設定
することにより、複素シンボルに与える周波数オフセッ
トを変化させることが可能である。そして、周波数オフ
セットを与えられた複素シンボルの電力値を求め、得ら
れた電力値が最も大きくなった位相回転角により与えら
れる周波数オフセットが送信側と受信側の周波数誤差に
最も近い周波数オフセットとなる。
われる中間信号の基準回転角δを数種類の大きさに設定
することにより、複素シンボルに与える周波数オフセッ
トを変化させることが可能である。そして、周波数オフ
セットを与えられた複素シンボルの電力値を求め、得ら
れた電力値が最も大きくなった位相回転角により与えら
れる周波数オフセットが送信側と受信側の周波数誤差に
最も近い周波数オフセットとなる。
【００６１】そして、位相回転器３１1〜３１mは、複素
シンボルの電力値が最も大きくなった位相回転角に基づ
いて中間信号の位相回転をそれぞれ行う。ここで、位相
回転器３１1〜３１mによって行われる位相回転により与
えられる周波数オフセットは、送信側と受信側の周波数
ずれに完全に一致する程の高い精度は必要ではなく、チ
ャネル推定装置５によるチャネル推定が可能な範囲に、
周波数ずれが収まれば後は従来と同様なＡＦＣ制御によ
り周波数ずれは補正される。
シンボルの電力値が最も大きくなった位相回転角に基づ
いて中間信号の位相回転をそれぞれ行う。ここで、位相
回転器３１1〜３１mによって行われる位相回転により与
えられる周波数オフセットは、送信側と受信側の周波数
ずれに完全に一致する程の高い精度は必要ではなく、チ
ャネル推定装置５によるチャネル推定が可能な範囲に、
周波数ずれが収まれば後は従来と同様なＡＦＣ制御によ
り周波数ずれは補正される。
【００６２】１シンボルあたりのチップ数であるｎを分
割するための数ｍを大きくるすと回路規模は大きくなる
が大きな拡散利得を得ることができタイミング捕捉率の
向上およびＢＥＲの削減を図ることができる。そのた
め、分割数ｍの値は、必要となる性能および許容できる
回路規模等を考慮して決定される値である。
割するための数ｍを大きくるすと回路規模は大きくなる
が大きな拡散利得を得ることができタイミング捕捉率の
向上およびＢＥＲの削減を図ることができる。そのた
め、分割数ｍの値は、必要となる性能および許容できる
回路規模等を考慮して決定される値である。
【００６３】次に、基地局信号発生シミュレータを用い
て、基地局と移動局の基準周波数ずれを擬似的に発生さ
せるシミュレーションを行なうことにより得られた、本
実施形態の逆拡散器を用いた移動局におけるデータを図
２〜図６に示す。このシミュレーションは、１フレーム
あたりのシンボル数はＩ、Ｑそれぞれ１６０（シンボル
／フレーム）、キャリア周波数２ＧＨｚの条件により行
われたものである。
て、基地局と移動局の基準周波数ずれを擬似的に発生さ
せるシミュレーションを行なうことにより得られた、本
実施形態の逆拡散器を用いた移動局におけるデータを図
２〜図６に示す。このシミュレーションは、１フレーム
あたりのシンボル数はＩ、Ｑそれぞれ１６０（シンボル
／フレーム）、キャリア周波数２ＧＨｚの条件により行
われたものである。
【００６４】図２は、キャリア周波数２ＧＨｚに対して
５ｐｐｍの周波数ずれを発生させ、本実施形態の逆拡散
器により−４ｐｐｍの補正を行った場合と、補正を行わ
なかった場合と、比較のために１ｐｐｍの周波数ずれを
発生させ補正を行わなかった場合のビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）特性を示したものである。ここで、ＢＥＲは、ＱＰ
ＳＫ復調後のデータにおけるビット誤り率である。
５ｐｐｍの周波数ずれを発生させ、本実施形態の逆拡散
器により−４ｐｐｍの補正を行った場合と、補正を行わ
なかった場合と、比較のために１ｐｐｍの周波数ずれを
発生させ補正を行わなかった場合のビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）特性を示したものである。ここで、ＢＥＲは、ＱＰ
ＳＫ復調後のデータにおけるビット誤り率である。
【００６５】この図２より、５ｐｐｍの周波数ずれが発
生した場合に補正の有無によりビット誤り率特性が大幅
に向上していることがわかる。そして、５ｐｐｍの周波
数ずれが発生した場合でも、−４ｐｐｍの補正を行うこ
とにより、１ｐｐｍの周波数ずれしか発生していない場
合と同程度のビット誤り率特性が得られることがわか
る。
生した場合に補正の有無によりビット誤り率特性が大幅
に向上していることがわかる。そして、５ｐｐｍの周波
数ずれが発生した場合でも、−４ｐｐｍの補正を行うこ
とにより、１ｐｐｍの周波数ずれしか発生していない場
合と同程度のビット誤り率特性が得られることがわか
る。
【００６６】図３は、図２の条件において分割数ｍを４
から８に増加させた場合のグラフであり、５ｐｐｍの周
波数ずれが発生した場合でも、−４ｐｐｍの補正を行う
ことにより、１ｐｐｍの周波数ずれしか発生していない
場合とほとんど同じビット誤り率特性が得られることが
わかる。
から８に増加させた場合のグラフであり、５ｐｐｍの周
波数ずれが発生した場合でも、−４ｐｐｍの補正を行う
ことにより、１ｐｐｍの周波数ずれしか発生していない
場合とほとんど同じビット誤り率特性が得られることが
わかる。
【００６７】図４は、図２の条件において分割数ｍを４
から１６に増加させた場合のグラフであり、５ｐｐｍの
周波数ずれが発生した場合でも、−４ｐｐｍの補正を行
うことにより、１ｐｐｍの周波数ずれしか発生していな
い場合と全く同一のビット誤り率特性が得られることが
わかる。
から１６に増加させた場合のグラフであり、５ｐｐｍの
周波数ずれが発生した場合でも、−４ｐｐｍの補正を行
うことにより、１ｐｐｍの周波数ずれしか発生していな
い場合と全く同一のビット誤り率特性が得られることが
わかる。
【００６８】図５は、分割数ｍ＝４、８、１６の場合に
おけるビット誤り率特性の関係を示したグラフであり、
分割数ｍを増加させることによりビット誤り率特性が向
上することがわかる。
おけるビット誤り率特性の関係を示したグラフであり、
分割数ｍを増加させることによりビット誤り率特性が向
上することがわかる。
【００６９】図６は、本実施形態の逆拡散器を用いて、
目標ＢＥＲを１．０×１０-2とした場合に、その目標Ｂ
ＥＲを得るために必要となるＥｂ／Ｎ０の周波数ずれに
対する変化を示したグラフである。このシミュレーショ
ンは、分割数ｍ＝４の場合について行われたものであ
る。
目標ＢＥＲを１．０×１０-2とした場合に、その目標Ｂ
ＥＲを得るために必要となるＥｂ／Ｎ０の周波数ずれに
対する変化を示したグラフである。このシミュレーショ
ンは、分割数ｍ＝４の場合について行われたものであ
る。
【００７０】このグラフより、補正を行わない場合に
は、周波数ずれが４ｐｐｍを超えると目標ＢＥＲを得る
ためのＥｂ／Ｎ０は急激に増加するのに対して、本実施
形態による補正を行うことにより、周波数誤差が大き
く、雑音が多い環境下でも復調が可能であることがわか
る。このことから、結果的にＡＦＣ制御の引き込み範囲
が拡大される。補正なしの従来例では、±４ｐｐｍまで
のＡＦＣ引き込みが可能であるとすると、同じ雑音環境
下であれば、±７ｐｐｍ程度まで、引き込み範囲を拡大
することができる。
は、周波数ずれが４ｐｐｍを超えると目標ＢＥＲを得る
ためのＥｂ／Ｎ０は急激に増加するのに対して、本実施
形態による補正を行うことにより、周波数誤差が大き
く、雑音が多い環境下でも復調が可能であることがわか
る。このことから、結果的にＡＦＣ制御の引き込み範囲
が拡大される。補正なしの従来例では、±４ｐｐｍまで
のＡＦＣ引き込みが可能であるとすると、同じ雑音環境
下であれば、±７ｐｐｍ程度まで、引き込み範囲を拡大
することができる。
【００７１】本実施形態では、図１２のタイミング検出
装置４における逆拡散器７、チャネル推定装置５におけ
る逆拡散器９に対して本発明を適用した場合を用いて説
明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、逆
拡散器７、９のうちのどちらか一方の逆拡散器のみに本
発明を適用した場合でも同様に本発明を適用することが
できるものである。また、逆拡散器７、９を１つの逆拡
散器で共用するようにしてもよい。
装置４における逆拡散器７、チャネル推定装置５におけ
る逆拡散器９に対して本発明を適用した場合を用いて説
明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、逆
拡散器７、９のうちのどちらか一方の逆拡散器のみに本
発明を適用した場合でも同様に本発明を適用することが
できるものである。また、逆拡散器７、９を１つの逆拡
散器で共用するようにしてもよい。
【００７２】また、チャネル推定装置５中の逆拡散器９
では、位相回転を行った後にチャネル推定により位相誤
差を検出して元の複素シンボルを求めなければならない
ため、精度の高い位相補正が必要となるが、タイミング
捕捉を行うための逆拡散器７では、１シンボル区間の相
関値の大きさだけを検出すればよいため、逆拡散器７の
場合よりも位相補正の精度は低くてもよい。
では、位相回転を行った後にチャネル推定により位相誤
差を検出して元の複素シンボルを求めなければならない
ため、精度の高い位相補正が必要となるが、タイミング
捕捉を行うための逆拡散器７では、１シンボル区間の相
関値の大きさだけを検出すればよいため、逆拡散器７の
場合よりも位相補正の精度は低くてもよい。
【００７３】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態における逆拡散器について説明する。
実施形態における逆拡散器について説明する。
【００７４】上記第１の実施形態は、デジタル・マッチ
ド・フィルタを用いた相関器に対して本発明を適用した
ものであったが、本実施形態はスライディング・コリレ
ータ型の相関器に対して本発明を適用したものである。
図１４中と同一の符号が付された構成要素は同一の構成
要素を示す。
ド・フィルタを用いた相関器に対して本発明を適用した
ものであったが、本実施形態はスライディング・コリレ
ータ型の相関器に対して本発明を適用したものである。
図１４中と同一の符号が付された構成要素は同一の構成
要素を示す。
【００７５】本実施形態における逆拡散器は、図７に示
すように、相関器６０、７０と、位相回転器８１と、加
算器９１、１０１と、遅延素子９２、１０２とから構成
されている。
すように、相関器６０、７０と、位相回転器８１と、加
算器９１、１０１と、遅延素子９２、１０２とから構成
されている。
【００７６】相関器６０では、Ｉ成分のベースバンド信
号１１はチップ毎に乗算器６２により拡散符号と乗算さ
れ、加算器６３と遅延素子６４により構成される積算器
で順次積算されていく。相関器７０でも同様にして、Ｑ
成分のベースバンド信号２１はチップ毎に乗算器７２に
より拡散符号と乗算され、加算器７３と遅延素子７４に
より構成される積算器で順次積算されていく。
号１１はチップ毎に乗算器６２により拡散符号と乗算さ
れ、加算器６３と遅延素子６４により構成される積算器
で順次積算されていく。相関器７０でも同様にして、Ｑ
成分のベースバンド信号２１はチップ毎に乗算器７２に
より拡散符号と乗算され、加算器７３と遅延素子７４に
より構成される積算器で順次積算されていく。
【００７７】位相回転器８１は、複素中間信号を、１組
の複素中間信号あたり基準回転角δずつｍ段階に複素平
面上で順次位相回転させることにより回転補正を行う。
そして、回転補正が行われた後の複素中間信号のうち、
Ｉ成分の中間信号は加算器９１、遅延素子９２により構
成される積算器によりｍ回積算され、Ｑ成分の中間信号
は加算器１０１、遅延素子１０２により構成される積算
器によりｍ回積算されることにより複素シンボルの相関
値が得られる。ここで得られた複素シンボルは、位相回
転器３１により位相回転されたことにより擬似的に周波
数オフセットを与えられて逆拡散された複素シンボルと
なる。
の複素中間信号あたり基準回転角δずつｍ段階に複素平
面上で順次位相回転させることにより回転補正を行う。
そして、回転補正が行われた後の複素中間信号のうち、
Ｉ成分の中間信号は加算器９１、遅延素子９２により構
成される積算器によりｍ回積算され、Ｑ成分の中間信号
は加算器１０１、遅延素子１０２により構成される積算
器によりｍ回積算されることにより複素シンボルの相関
値が得られる。ここで得られた複素シンボルは、位相回
転器３１により位相回転されたことにより擬似的に周波
数オフセットを与えられて逆拡散された複素シンボルと
なる。
【００７８】図７では遅延素子６４、７４、９２、１０
２は、それぞれ１つであるが、受信時にオーバーサンプ
リングが行われる場合には、オーバーサンプリングレー
トをＯＳＲとすると、遅延素子６４、７４、９２、１０
２は、遅延素子をそれぞれＯＳＲ個縦列に接続するもの
とする。
２は、それぞれ１つであるが、受信時にオーバーサンプ
リングが行われる場合には、オーバーサンプリングレー
トをＯＳＲとすると、遅延素子６４、７４、９２、１０
２は、遅延素子をそれぞれＯＳＲ個縦列に接続するもの
とする。
【００７９】本実施形態の逆拡散器を用いた場合でも、
図２〜図６に示したような、上記第１の実施形態の逆拡
散器を用いた場合と同様の効果を得ることができる。
図２〜図６に示したような、上記第１の実施形態の逆拡
散器を用いた場合と同様の効果を得ることができる。
【００８０】（第３の実施形態）次に、本発明の第３の
実施形態における逆拡散器について説明する。
実施形態における逆拡散器について説明する。
【００８１】図１に示した第１の実施形態の逆拡散器で
は、逆拡散の途中でチップレート信号から１／ｋチップ
レートの中間信号を生成し、その中間信号を段階的に位
相回転させることにより補正処理を行っている。そのた
め、この第１の実施形態の逆拡散器では、周波数ずれに
対する補正能力は高いが、その回路構成はやや複雑とな
ってしまう。具体的には、第１の実施形態の逆拡散器で
は、図１に示されるように分割数ｍと同数の位相回転器
３１1〜３１mが必要となる。また、１シンボル毎に処理
を行う必要があるため、回転補正単位がシンボルあたり
の拡散チップ数に対して整数分の１に限定されてしま
う。
は、逆拡散の途中でチップレート信号から１／ｋチップ
レートの中間信号を生成し、その中間信号を段階的に位
相回転させることにより補正処理を行っている。そのた
め、この第１の実施形態の逆拡散器では、周波数ずれに
対する補正能力は高いが、その回路構成はやや複雑とな
ってしまう。具体的には、第１の実施形態の逆拡散器で
は、図１に示されるように分割数ｍと同数の位相回転器
３１1〜３１mが必要となる。また、１シンボル毎に処理
を行う必要があるため、回転補正単位がシンボルあたり
の拡散チップ数に対して整数分の１に限定されてしま
う。
【００８２】図７に示した第２の実施形態の逆拡散器で
は、逆拡散処理の途中で回転補正を行うため、位相回転
器８１の前後にそれぞれ累積加算処理を行う積算器を設
ける必要があり結果として２段の累積加算処理が必要と
なるため、第１の実施形態の逆拡散器と同様に回路構成
がやや複雑となる。図７中の加算器６３、７３と遅延素
子６４、７４とからなる積算器が１段めの累積加算処理
であり、加算器９１、１０１と遅延素子９２、１０２と
からなる積算器が２段めの累積加算処理である。また、
第２の実施形態の逆拡散器も、第１の実施形態と同様に
回転補正単位が、シンボルあたりの拡散チップ数に対し
て整数分の１に限定されてしまう。
は、逆拡散処理の途中で回転補正を行うため、位相回転
器８１の前後にそれぞれ累積加算処理を行う積算器を設
ける必要があり結果として２段の累積加算処理が必要と
なるため、第１の実施形態の逆拡散器と同様に回路構成
がやや複雑となる。図７中の加算器６３、７３と遅延素
子６４、７４とからなる積算器が１段めの累積加算処理
であり、加算器９１、１０１と遅延素子９２、１０２と
からなる積算器が２段めの累積加算処理である。また、
第２の実施形態の逆拡散器も、第１の実施形態と同様に
回転補正単位が、シンボルあたりの拡散チップ数に対し
て整数分の１に限定されてしまう。
【００８３】さらに、上記第１および第２の実施形態
は、逆拡散ので処理を分割することができるデジタル・
マッチド・フィルタやスライディング・コリレータを相
関器として用いた逆拡散器に本発明を適用した場合であ
るが、逆拡散の処理を分割して回転補正を行うことがで
きない相関器を用いた逆拡散器には同様に本発明を適用
することができない。
は、逆拡散ので処理を分割することができるデジタル・
マッチド・フィルタやスライディング・コリレータを相
関器として用いた逆拡散器に本発明を適用した場合であ
るが、逆拡散の処理を分割して回転補正を行うことがで
きない相関器を用いた逆拡散器には同様に本発明を適用
することができない。
【００８４】例えば、階層化構造を有するゴーレイ（Ｇ
ｏｌａｙ）・コリレータ（例えば３ＧＰＰ（３rd Gene
ration Partnership Project） ＴＳＧＲ１−９９５
５４）を相関器として用いた逆拡散器には、逆拡散の処
理を分割して回転補正を行うという方法は適用すること
ができない。
ｏｌａｙ）・コリレータ（例えば３ＧＰＰ（３rd Gene
ration Partnership Project） ＴＳＧＲ１−９９５
５４）を相関器として用いた逆拡散器には、逆拡散の処
理を分割して回転補正を行うという方法は適用すること
ができない。
【００８５】階層化構造を有するこのようなゴーレイ・
コリレータの構造の一例を図８に示す。図８中におい
て、遅延素子Ｄ１〜Ｄ８はＦ／Ｆあるいはメモリ等によ
り構成され、Ｗ１〜Ｗ８は１あるいは−１の値をとる係
数である。このゴーレイ・コリレータは、図８の左側か
らＩ成分のベースバンド信号１１（Ｑ成分のベースバン
ド信号２１）を入力し、Ｄｉ（ｉ＝１〜８）クロックだ
け遅延された上段の値と、遅延されずにＷｉを乗じた下
段の値との加算/減算が複数回繰り返されることでによ
り逆拡散が行われるというものである。
コリレータの構造の一例を図８に示す。図８中におい
て、遅延素子Ｄ１〜Ｄ８はＦ／Ｆあるいはメモリ等によ
り構成され、Ｗ１〜Ｗ８は１あるいは−１の値をとる係
数である。このゴーレイ・コリレータは、図８の左側か
らＩ成分のベースバンド信号１１（Ｑ成分のベースバン
ド信号２１）を入力し、Ｄｉ（ｉ＝１〜８）クロックだ
け遅延された上段の値と、遅延されずにＷｉを乗じた下
段の値との加算/減算が複数回繰り返されることでによ
り逆拡散が行われるというものである。
【００８６】例えば、３ＧＰＰ ＴＳ２５．２１３
２．４．０に示されているとおり、
２．４．０に示されているとおり、
【００８７】 ［Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８］
＝［１２８、６４、１６、３２、８、１、４、２］ ［Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４、Ｗ５、Ｗ６、Ｗ７、Ｗ８］
＝［１、−１、１、１、１、１、１、１］ という組合せにより、下記のｙで示される２５６チップ
の拡散符号で拡散された信号の逆拡散を行うことができ
る。
＝［１２８、６４、１６、３２、８、１、４、２］ ［Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４、Ｗ５、Ｗ６、Ｗ７、Ｗ８］
＝［１、−１、１、１、１、１、１、１］ という組合せにより、下記のｙで示される２５６チップ
の拡散符号で拡散された信号の逆拡散を行うことができ
る。
【００８８】
【数１】 ここで、ａは下記に示されるような１６ビットのビット
列であり、
列であり、
【００８９】
【数２】 は下記に示すようにビット列ａを反転したビット列を示
している。
している。
【００９０】
【数３】
【００９１】このゴーレイ・コリレータは、任意の拡散
符号に対して逆拡散を行えるわけではないが、このゴー
レイ・コリレータ構成の相関器を使用することができる
場合、マッチドフィルタに比べて、遅延用メモリや加算
器の回路規模を削減することができる。
符号に対して逆拡散を行えるわけではないが、このゴー
レイ・コリレータ構成の相関器を使用することができる
場合、マッチドフィルタに比べて、遅延用メモリや加算
器の回路規模を削減することができる。
【００９２】このゴーレイ・コリレータでは１シンボル
を１度に逆拡散する場合には適しているが、上記でも説
明したように、１シンボル内の逆拡散処理を拡散率の約
数である分割数ｍに分割して処理することはできない。
そのため、逆拡散処理途中での回転補正を行うことはで
きない。
を１度に逆拡散する場合には適しているが、上記でも説
明したように、１シンボル内の逆拡散処理を拡散率の約
数である分割数ｍに分割して処理することはできない。
そのため、逆拡散処理途中での回転補正を行うことはで
きない。
【００９３】本実施形態の逆拡散器は、上記第１および
第２の実施形態の逆拡散器におけるこのような点を改善
したものである。本発明の第３の実施形態の逆拡散器を
図９に示す。
第２の実施形態の逆拡散器におけるこのような点を改善
したものである。本発明の第３の実施形態の逆拡散器を
図９に示す。
【００９４】本実施形態の逆拡散器は、図９に示すよう
に、周波数誤差補正器８２と、拡散符号乗算器８６と、
累積加算器８７、８８とから構成されている。また、周
波数誤差補正器８２は、チップ数カウンタ８３と、ステ
ップ番号カウンタ８４と、位相回転器８５とから構成さ
れている。
に、周波数誤差補正器８２と、拡散符号乗算器８６と、
累積加算器８７、８８とから構成されている。また、周
波数誤差補正器８２は、チップ数カウンタ８３と、ステ
ップ番号カウンタ８４と、位相回転器８５とから構成さ
れている。
【００９５】チップ数カウンタ８３は、入力されるデジ
タル信号のＩ、Ｑ成分のベースバンド信号１１、２１の
チップ数を順次カウントし、そのチップ数がＫチップ増
加する毎にステップ番号カウンタ８４にステップ番号の
インクリメントを指示している。
タル信号のＩ、Ｑ成分のベースバンド信号１１、２１の
チップ数を順次カウントし、そのチップ数がＫチップ増
加する毎にステップ番号カウンタ８４にステップ番号の
インクリメントを指示している。
【００９６】ステップ番号カウンタ８４は、チップ数カ
ウンタ８３からのインクリメント指示に従い、出力して
いるステップ番号がＭ−１以外の場合にはそのステップ
番号を１増加させ、ステップ番号がＭ−１の場合には１
増加させるかわりにステップ番号を０に戻す処理を行っ
ている。
ウンタ８３からのインクリメント指示に従い、出力して
いるステップ番号がＭ−１以外の場合にはそのステップ
番号を１増加させ、ステップ番号がＭ−１の場合には１
増加させるかわりにステップ番号を０に戻す処理を行っ
ている。
【００９７】位相回転器８５は、一周の回転角度である
２πをＭステップ分割した角度である基準回転角刻みで
回転処理を行う事が可能で、予め設定されたＭ段階の位
相回転角のうち、ステップ番号カウンタ８４のステップ
番号に応じた位相回転角で、Ｉ、Ｑ成分のベースバンド
信号１１、２１の複素平面上での位相を回転させること
により回転補正処理を行っている。
２πをＭステップ分割した角度である基準回転角刻みで
回転処理を行う事が可能で、予め設定されたＭ段階の位
相回転角のうち、ステップ番号カウンタ８４のステップ
番号に応じた位相回転角で、Ｉ、Ｑ成分のベースバンド
信号１１、２１の複素平面上での位相を回転させること
により回転補正処理を行っている。
【００９８】拡散符号乗算器８６は、位相回転器８５に
より回転補正が行われた後のＩ、Ｑ成分のベースバンド
信号に対して、それぞれ拡散符号を乗算する処理を行っ
ている。
より回転補正が行われた後のＩ、Ｑ成分のベースバンド
信号に対して、それぞれ拡散符号を乗算する処理を行っ
ている。
【００９９】累積加算器８７、８８は、拡散符号乗算器
８６からの乗算値を、それぞれＩ、Ｑ成分毎に１シンボ
ル区間累積加算することによりＩ、Ｑ成分の相関値を生
成している。
８６からの乗算値を、それぞれＩ、Ｑ成分毎に１シンボ
ル区間累積加算することによりＩ、Ｑ成分の相関値を生
成している。
【０１００】次に、本実施形態の逆拡散器の動作につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【０１０１】ＲＦ復調されたディジタル信号のＩ、Ｑ成
分のベースバンド信号１１、２１は、先ず周波数誤差補
正器８２に入力される。
分のベースバンド信号１１、２１は、先ず周波数誤差補
正器８２に入力される。
【０１０２】チップ数カウンタ８３およびステップ番号
カウンタ８４の２つのカウンタにより、ステップ番号は
Ｋチップ毎に０〜（Ｍ−１）の間でインクリメントもし
くは０に戻す処理が行われる。ステップ番号をデクリメ
ントもしくは０に戻す処理を行うことで、インクリメン
トとは逆方向の周波数ずれを補正することが可能であ
る。
カウンタ８４の２つのカウンタにより、ステップ番号は
Ｋチップ毎に０〜（Ｍ−１）の間でインクリメントもし
くは０に戻す処理が行われる。ステップ番号をデクリメ
ントもしくは０に戻す処理を行うことで、インクリメン
トとは逆方向の周波数ずれを補正することが可能であ
る。
【０１０３】ステップ位相回転器８５では、Ｉ、Ｑ成分
のベースバンド信号１１、２１に対して、ステップ番号
カウンタ８４からのステップ番号に応じた位相回転角で
の回転補正処理を行う。具体的な例としてＭ＝８とした
場合における位相回転の様子を図１０に示す。この場合
には、各ステップ毎の位相回転量はπ／４刻みとなる。
つまり、この場合の基準回転角はπ／４である。
のベースバンド信号１１、２１に対して、ステップ番号
カウンタ８４からのステップ番号に応じた位相回転角で
の回転補正処理を行う。具体的な例としてＭ＝８とした
場合における位相回転の様子を図１０に示す。この場合
には、各ステップ毎の位相回転量はπ／４刻みとなる。
つまり、この場合の基準回転角はπ／４である。
【０１０４】そして、周波数誤差補正器８２の出力は拡
散符号乗算器８６を介して累積加算器８７、８８に入力
される。このことにより、回転補正処理されたＩ、Ｑ成
分のベースバンド信号は拡散符号を乗算された後、１シ
ンボル期間の累積加算処理が行われ、拡散前の情報シン
ボルとして復号される。
散符号乗算器８６を介して累積加算器８７、８８に入力
される。このことにより、回転補正処理されたＩ、Ｑ成
分のベースバンド信号は拡散符号を乗算された後、１シ
ンボル期間の累積加算処理が行われ、拡散前の情報シン
ボルとして復号される。
【０１０５】本実施形態の逆拡散器を用いることによ
り、基地局−移動局間における基準発振器に大きな周波
数ずれが存在する場合においても、拡散利得減少を抑え
ることが可能である。たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡ ３ＧＰ
Ｐ規格のＰＣＣＰＣＨ（Primary Common Control Ph
ysical Channel）の場合、キャリア周波数２ＧＨｚで
４ｐｐｍの周波数オフセットが存在すると、通常の回転
補正無しの状態ではノイズ特性が４ｄＢ悪くなるのに対
し、本発明を適応すると適切周波数補正を行った場合の
ノイズ特性の劣化は０．３ｄＢに抑える事ができる。
り、基地局−移動局間における基準発振器に大きな周波
数ずれが存在する場合においても、拡散利得減少を抑え
ることが可能である。たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡ ３ＧＰ
Ｐ規格のＰＣＣＰＣＨ（Primary Common Control Ph
ysical Channel）の場合、キャリア周波数２ＧＨｚで
４ｐｐｍの周波数オフセットが存在すると、通常の回転
補正無しの状態ではノイズ特性が４ｄＢ悪くなるのに対
し、本発明を適応すると適切周波数補正を行った場合の
ノイズ特性の劣化は０．３ｄＢに抑える事ができる。
【０１０６】また上記第１および第２の実施形態の逆拡
散器では、逆拡散処理の途中で回転補正を行うため、マ
ッチド・フィルタやスライディング・コリレータのよう
な逆拡散処理を分割することができる相関器にしか適用
することができなかった。しかし、本実施形態の逆拡散
器では、逆拡散処理を行う前に位相回転補正を行ってい
るため、後段における逆拡散処理には従来の逆拡散処理
からの変更は何も必要ではなく、相関器の構成に関して
自由度が増す。したがって、図８に示した階層化構造の
ゴーレイ・コリレータを相関器として使用することも可
能である。
散器では、逆拡散処理の途中で回転補正を行うため、マ
ッチド・フィルタやスライディング・コリレータのよう
な逆拡散処理を分割することができる相関器にしか適用
することができなかった。しかし、本実施形態の逆拡散
器では、逆拡散処理を行う前に位相回転補正を行ってい
るため、後段における逆拡散処理には従来の逆拡散処理
からの変更は何も必要ではなく、相関器の構成に関して
自由度が増す。したがって、図８に示した階層化構造の
ゴーレイ・コリレータを相関器として使用することも可
能である。
【０１０７】また、本実施形態の逆拡散器は、分割数ｍ
と同数の位相回転器を必要とする第１の実施形態の逆拡
散器と比較すると、位相回転器を１つしか必要としない
ため簡単な回路構成となっている。２段の累積加算処理
を必要とする第２の実施形態の逆拡散器と比較すると、
累積加算処理は１段しか必要としないため簡単な回路構
成となっている。
と同数の位相回転器を必要とする第１の実施形態の逆拡
散器と比較すると、位相回転器を１つしか必要としない
ため簡単な回路構成となっている。２段の累積加算処理
を必要とする第２の実施形態の逆拡散器と比較すると、
累積加算処理は１段しか必要としないため簡単な回路構
成となっている。
【０１０８】さらに、第１および第２の実施形態の逆拡
散器では、逆拡散処理の途中で回転補正を行っているた
め、１シンボル毎に処理を行う必要があり、回転補正単
位がシンボルあたりの拡散チップ数に対して整数分の１
でなければならないという限定があるが、本実施形態の
逆拡散器では、逆拡散処理の前に回転補正処理を行うた
め、補正処理単位をシンボル拡散率とは独立に設定する
ことができる。
散器では、逆拡散処理の途中で回転補正を行っているた
め、１シンボル毎に処理を行う必要があり、回転補正単
位がシンボルあたりの拡散チップ数に対して整数分の１
でなければならないという限定があるが、本実施形態の
逆拡散器では、逆拡散処理の前に回転補正処理を行うた
め、補正処理単位をシンボル拡散率とは独立に設定する
ことができる。
【０１０９】ここで、１周内の回転段階を図１０に示す
ような８段階とすると、必要な位相回転はπ／４、π／
２、πおよびこれらの和に限定できる。これらの回転処
理は、πは符号反転、π／２はＩ、Ｑ入れ替えと符号反
転の演算だけである。また、π／４に関しては正確には
ｓｉｎπ／４（＝２1/2／２）を用いた乗算が必要であ
るが、ｓｉｎπ／４＝３／４と近似しても性能劣化は認
められなかった。このような８段階の位相回転器は、シ
フトと加算器およびセレクタのみと非常に簡単な回路構
成で実現することが可能である。
ような８段階とすると、必要な位相回転はπ／４、π／
２、πおよびこれらの和に限定できる。これらの回転処
理は、πは符号反転、π／２はＩ、Ｑ入れ替えと符号反
転の演算だけである。また、π／４に関しては正確には
ｓｉｎπ／４（＝２1/2／２）を用いた乗算が必要であ
るが、ｓｉｎπ／４＝３／４と近似しても性能劣化は認
められなかった。このような８段階の位相回転器は、シ
フトと加算器およびセレクタのみと非常に簡単な回路構
成で実現することが可能である。
【０１１０】一例として周波数誤差が存在する環境にお
いて、ｓｉｎπ／４＝３／４と近似してＰＣＣＰＣＨを
復調した場合にＢＥＲ（ビットエラー率）が０．１を満
たすために必要なノイズ強度Ｅｂ／Ｎ０をシミュレーシ
ョンした結果を図１１に示す。図１１中のＫは位相回転
を行う際に各ステップにとどまるチップ数であり、この
数字が小さいほど大きな周波数オフセット補正を行うこ
とになる。例えばＫ＝８５とした場合には、周波数ずれ
が３ｐｐｍである環境下おいて、回転補正が無い場合に
比べて約２ｄＢノイズ耐性が強い事が分かる。
いて、ｓｉｎπ／４＝３／４と近似してＰＣＣＰＣＨを
復調した場合にＢＥＲ（ビットエラー率）が０．１を満
たすために必要なノイズ強度Ｅｂ／Ｎ０をシミュレーシ
ョンした結果を図１１に示す。図１１中のＫは位相回転
を行う際に各ステップにとどまるチップ数であり、この
数字が小さいほど大きな周波数オフセット補正を行うこ
とになる。例えばＫ＝８５とした場合には、周波数ずれ
が３ｐｐｍである環境下おいて、回転補正が無い場合に
比べて約２ｄＢノイズ耐性が強い事が分かる。
【０１１１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の逆拡散器
によれば、回路規模、消費電力を大幅に増加させること
なく周波数ずれが大きな環境下においてもタイミング検
出、チャネル推定を行うことができるので、ＡＦＣ制御
における引き込み範囲を拡大することができるという効
果を得ることができる。
によれば、回路規模、消費電力を大幅に増加させること
なく周波数ずれが大きな環境下においてもタイミング検
出、チャネル推定を行うことができるので、ＡＦＣ制御
における引き込み範囲を拡大することができるという効
果を得ることができる。
【図１】本発明の第１の実施形態の逆拡散器の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】分割数ｍ＝４の場合に、第１の実施形態の逆拡
散器のビット誤り率特性を示すグラフである。
散器のビット誤り率特性を示すグラフである。
【図３】分割数ｍ＝８の場合に、第１の実施形態の逆拡
散器のビット誤り率特性を示すグラフである。
散器のビット誤り率特性を示すグラフである。
【図４】分割数ｍ＝１６の場合に、第１の実施形態の逆
拡散器のビット誤り率特性を示すグラフである。
拡散器のビット誤り率特性を示すグラフである。
【図５】第１の実施形態の逆拡散器の、分割数ｍ＝４、
８、１６の場合におけるビット誤り率特性を示すグラフ
である。
８、１６の場合におけるビット誤り率特性を示すグラフ
である。
【図６】分割数ｍ＝４の場合に、第１の実施形態の逆拡
散器により得られる捕捉特性を示すグラフである。
散器により得られる捕捉特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第２の実施形態の逆拡散器の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】ゴーレイ・コリレータの構成の一例を示す図で
ある。
ある。
【図９】本発明の第３の実施形態の逆拡散器の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１０】図９中の位相回転器８５による、Ｍ＝８とし
た場合の位相回転の様子を示す図である。
た場合の位相回転の様子を示す図である。
【図１１】図９に示した逆拡散器において、キャリア周
波数の周波数ずれ量と、ビット誤り率（ＢＥＲ）が０．
１となるＥｂ／Ｎ０の値との関係を示すグラフである。
波数の周波数ずれ量と、ビット誤り率（ＢＥＲ）が０．
１となるＥｂ／Ｎ０の値との関係を示すグラフである。
【図１２】ＡＦＣ制御が行なわれている移動局の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１３】図１２中の逆拡散器７、９をデジタル・マッ
チド・フィルタにより実現した場合の構成を示すブロッ
ク図である。
チド・フィルタにより実現した場合の構成を示すブロッ
ク図である。
【図１４】図１２中の逆拡散器７、９をスライディング
・コレレータにより実現した場合の構成を示すブロック
図である。
・コレレータにより実現した場合の構成を示すブロック
図である。
【図１５】止まり木チャネルのフレーム構成を示す図で
ある。
ある。
【図１６】パイロットシンボルの位相が回転する様子を
示す図である。
示す図である。
【図１７】キャリア周波数の周波数ずれ量をパラメータ
とした場合の、タイミング捕捉率と信号１ビットあたり
のエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度（Ｅｂ／Ｎ
０）の関係を示すグラフである。
とした場合の、タイミング捕捉率と信号１ビットあたり
のエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度（Ｅｂ／Ｎ
０）の関係を示すグラフである。
【図１８】キャリア周波数の周波数ずれ量をパラメータ
とした場合の、ビット誤り率（ＢＥＲ）と信号１ビット
あたりのエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度（Ｅ
ｂ／Ｎ０）の関係を示すグラフである。
とした場合の、ビット誤り率（ＢＥＲ）と信号１ビット
あたりのエネルギー対平均雑音電力スペクトル密度（Ｅ
ｂ／Ｎ０）の関係を示すグラフである。
【図１９】従来の他の逆拡散器を含む周波数誤差検出回
路の構成を示すブロック図である。
路の構成を示すブロック図である。
１ 無線部 ４ タイミング検出装置 ５ チャネル推定装置 ６ ＴＣＸＯ ７ 逆拡散部 ８ ピーク検出部 ９ 逆拡散部 １０ 相関器 １１ ベースバンド複素信号（Ｉ） １２1〜１２OSR(n-1) 遅延素子 １３1〜１３n 乗算器 １４、１４1〜１４m 加算器 １５ 回転補正部 １６ 復調部 １７ ＡＦＣ制御回路 ２０ 相関器 ２１ ベースバンド複素信号（Ｑ） ２２1〜２２OSR(n-1) 遅延素子 ２３1〜２３n 乗算器 ２４、２４1〜２４m 加算器 ３１1〜３１m 位相回転器 ４１、４２ 加算器 ４５〜４８ 複素ベクトル ５０1〜５０72 無線フレーム ５１1〜５１16 タイムスロット ５２ サーチコードシンボル ５３ 送信データシンボル ５４ パイロットシンボル ６０ 相関器 ６２ 乗算器 ６３ 加算器 ６４ 遅延素子 ７０ 相関器 ７２ 乗算器 ７３ 加算器 ７４ 遅延素子 ８１ 位相回転器 ８３ チップ数カウンタ ８４ ステップ番号カウンタ ８５ 位相回転器 ８６ 拡散符号乗算器 ８７、８８ 累積加算器 ９１ 加算器 ９２ 遅延素子 １０１ 加算器 １０２ 遅延素子 １１０ 相関器 １２０ 相関器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713
Claims (10)
- 【請求項１】 １シンボルあたりｎチップの拡散符号で
拡散されたＩ成分とＱ成分のベースバンド信号からなる
複素ベースバンド信号の逆拡散を行うための逆拡散器で
あって、 前記Ｉ成分のベースバンド信号をある一定時間間隔で遅
延させることにより順次シフトしている少なくともｎ−
１の整数倍個の第１の遅延素子と、前記第１の遅延素子
により順次シフトされた前記Ｉ成分のベースバンド信号
と拡散符号との間の乗算をそれぞれ行っているｎ個の第
１の乗算器と、ｎ個の前記第１の乗算器のうちのｋ個の
第１の乗算器からの出力の積算を行ないそれぞれＩ成分
の中間信号として出力しているｍ（＝ｎ／ｋ）個の第１
の加算器とを有する第１の相関器と、 前記Ｑ成分のベースバンド信号をある一定時間間隔で遅
延させることにより順次シフトしている１シンボルあた
りのチップ数ｎと同数の第２の遅延素子と、前記第２の
遅延素子により順次シフトされた前記Ｉ成分のベースバ
ンド信号と拡散符号との間の乗算をそれぞれ行っている
ｎ個の第２の乗算器と、ｎ個の前記第２の乗算器のうち
のｋ個の第２の乗算器からの出力の積算を行ないそれぞ
れＱ成分の中間信号として出力しているｍ個の第２の加
算器とを有する第２の相関器と、 前記各第１の相関器により生成されたｍ個のＩ成分の中
間信号と前記各第２の相関器により生成されたｍ個のＱ
成分の中間信号からなるｍ組の複素中間信号を、それぞ
れ１組の複素中間信号あたり基準回転角δずつずらした
ｍ段階の位相回転角で複素平面上での位相を回転させる
ことにより回転補正を行うｍ個の位相回転器と、 前記各位相回転器により回転補正が行われた後のｍ個の
複素中間信号のＩ成分どうしの積算を行うことによりＩ
成分の相関値を算出している第１の加算器と、 前記各位相回転器により回転補正が行われた後のｍ個の
複素中間信号のＱ成分どうしの積算を行うことによりＱ
成分の相関値を算出している第２の加算器とから構成さ
れている逆拡散器。 - 【請求項２】 １シンボルあたりｎチップの拡散符号で
拡散されたＩ成分とＱ成分のベースバンド信号からなる
複素ベースバンド信号の逆拡散を行うための逆拡散器で
あって、 前記Ｉ成分のベースバンド信号とチップ数ｎの拡散符号
との間の乗算を順次行っている第１の乗算器と、前記第
１の乗算器により得られた乗算値をｋ個毎に順次積算し
て該積算値を中間信号とすることによりｍ（＝ｎ／ｋ）
個のＩ成分の中間信号を生成して出力している第１の相
関器と、 前記Ｑ成分のベースバンド信号とチップ数ｎの拡散符号
との間の乗算を順次行っている第２の乗算器と、前記第
１の乗算器により得られた乗算値をｋ個毎に順次積算し
て該積算値を中間信号とすることによりｍ個のＱ成分の
中間信号を生成して出力している第２の相関器と、 前記Ｉ成分の中間信号と前記Ｑ成分の中間信号からなる
ｍ組の複素中間信号を、１組の複素中間信号あたり基準
回転角δずつｍ段階で段階的に複素平面上で順次位相回
転させることにより回転補正を行う位相回転器と、 前記位相回転器により回転補正が行われた後のｍ個の複
素中間信号のＩ成分を順次積算することによりＩ成分の
相関値を算出している第１の加算器と、 前記各位相回転器により回転補正が行われた後のｍ個の
複素中間信号のＱ成分を順次積算することによりＱ成分
の相関値を算出している第２の加算器とから構成されて
いる逆拡散器。 - 【請求項３】 １シンボルあたりｎチップの拡散符号で
拡散されたＩ成分とＱ成分のベースバンド信号からなる
複素ベースバンド信号の逆拡散を行うための逆拡散器で
あって、 入力される前記複素ベースバンド信号のチップ数を順次
カウントし、該チップ数がＫチップ増加する毎に、一周
の回転角度（２π）をＭ分割した角度である基準回転角
ずつずらされたＭ段階の位相回転角で前記複素ベースバ
ンド信号の複素平面上での位相を回転する回転補正を段
階的に行っている周波数誤差補正器と、 前記周波数誤差補正器により回転補正が行われた後の複
素ベースバンド信号に対して、それぞれ拡散符号を乗算
する処理を行っている拡散符号乗算器と、 前記拡散符号乗算器からの乗算値を、それぞれＩ、Ｑ成
分毎に１シンボル区間累積加算することによりＩ、Ｑ成
分の相関値をそれぞれ生成している２つの累積加算器と
を有する逆拡散器。 - 【請求項４】 前記周波数誤差補正器が、 入力される前記複素ベースバンド信号のチップ数を順次
カウントし、該チップ数がＫチップ増加する毎にインク
リメント指示を行っているチップ数カウンタと、 前記チップ数カウンタからのインクリメント指示に従
い、出力しているステップ番号がＭ−１以外の場合には
該ステップ番号を１増加させ、該ステップ番号がＭ−１
の場合には該ステップ番号を０に戻す処理を行っている
ステップ番号カウンタと、 前記基準回転角ずつずらされたＭ段階の位相回転角が予
め設定されていて、前記複素ベースバンド信号に対し
て、前記ステップ番号カウンタからのステップ番号に応
じた位相回転角による回転補正処理を行っている位相回
転器とから構成されている請求項３記載の逆拡散器。 - 【請求項５】 請求項１から４のいずれか１項記載の逆
拡散器と、 前記逆拡散器における逆拡散により得られたＩ成分、Ｑ
成分の相関値の大きさから拡散タイミングを検出するピ
ーク検出部とから構成されるタイミング検出装置。 - 【請求項６】 請求項１から４のいずれか１項記載の逆
拡散器と、 前記逆拡散器により得られた複素シンボルに含まれてい
る位相誤差を検出し、該位相誤差の補正を行っている回
転補正部とから構成されるチャネル推定装置。 - 【請求項７】 受信側の基準周波数と送信側の基準周波
数との差である周波数誤差を測定するための周波数誤差
測定方法であって、 それぞれｎチップのＩ、Ｑ成分のベースバンド信号を、
ある一定時間間隔で遅延させることによりそれぞれ順次
シフトさせ、シフトされた前記Ｉ、Ｑ成分のベースバン
ド信号と拡散符号との間の乗算をそれぞれ行ない、得ら
れたｎ個の乗算値のうちのｋ個の乗算値の積算を行ない
ｍ（＝ｎ／ｋ）個のＩ成分の中間信号およびｍ個のＱ成
分の中間信号を生成し、 ｍ個のＩ成分の中間信号とｍ個のＱ成分の中間信号から
なるｍ組の複素中間信号を、それぞれ１組の複素中間信
号あたり基準回転角δずつずらしたｍ段階の位相回転角
で複素平面上での位相を回転させることにより回転補正
を行ない、 回転補正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＩ成分ど
うし及びＱ成分どうしの積算を行うことによりＩ、Ｑ成
分の相関値をそれぞれ算出し、 前記Ｉ成分の相関値と前記Ｑ成分の相関値に基づいた複
素シンボルの電力値を算出し、該電力値が最大となるよ
うな前記基準回転角δの値を選択し、 選択された前記基準回転角δに基づいて前記周波数誤差
の検出を行なう周波数誤差測定方法。 - 【請求項８】 受信側の基準周波数と送信側の基準周波
数との差である周波数誤差を測定するための周波数誤差
測定方法であって、 それぞれｎチップのＩ、Ｑ成分のベースバンド信号とチ
ップ数ｎの拡散符号との間の乗算を順次行ない、該乗算
値をｋ個毎に順次積算して該積算値を中間信号とするこ
とによりｍ（＝ｎ／ｋ）個のＩ、Ｑ成分の中間信号をそ
れぞれ生成し、 前記Ｉ成分の中間信号と前記Ｑ成分の中間信号からなる
ｍ組の複素中間信号を、１組の複素中間信号あたり基準
回転角δずつｍ段階で段階的に複素平面上で順次位相回
転させることにより回転補正を行ない、 回転補正が行われた後のｍ個の複素中間信号のＩ成分ど
うし及びＱ成分どうしを順次積算することによりＩ、Ｑ
成分の相関値をそれぞれ算出し、 前記Ｉ成分の相関値と前記Ｑ成分の相関値に基づいた複
素シンボルの電力値を算出し、該電力値が最大となるよ
うな前記基準回転角δの値を選択し、 選択された前記基準回転角δに基づいて前記周波数誤差
の検出を行なう周波数誤差測定方法。 - 【請求項９】 受信側の基準周波数と送信側の基準周
波数との差である周波数誤差を測定するための周波数誤
差測定方法であって、 入力される前記複素ベースバンド信号のチップ数を順次
カウントし、 カウントされた前記チップ数がＫチップ増加する毎に、
一周の回転角度（２π）をＭ分割した角度である基準回
転角ずつずらされたＭ段階の位相回転角で前記複素ベー
スバンド信号の複素平面上での位相を回転する回転補正
を段階的に行ない、 前記周波数誤差補正器により回転補正が行われた後の複
素ベースバンド信号に対して、それぞれ拡散符号を乗算
する処理を行ない、 前記拡散符号乗算器からの乗算値を、それぞれＩ、Ｑ成
分毎に１シンボル区間累積加算することによりＩ、Ｑ成
分の相関値をそれぞれ生成し、 前記Ｉ成分の相関値と前記Ｑ成分の相関値に基づいた複
素シンボルの電力値を算出し、該電力値が最大となるよ
うな前記基準回転角の値を選択し、 選択された前記基準回転角に基づいて前記周波数誤差の
検出を行なう周波数誤差測定方法。 - 【請求項１０】 請求項７から９のいずれか１項記載の
周波数誤差測定方法により周波数誤差を測定し、 該周波数誤差が減少するように移動局の基準周波数信号
の周波数の制御を行うＡＦＣ制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31390099A JP3329383B2 (ja) | 1999-06-23 | 1999-11-04 | 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法 |
| EP20000250193 EP1063779B9 (en) | 1999-06-23 | 2000-06-23 | Reverse spreading device, timing detecting device, channel estimating device, frequency error measurement method and automatic frequency control method |
| DE2000614779 DE60014779T2 (de) | 1999-06-23 | 2000-06-23 | Einrichtung zum Umkehrspreitzen des Spectrum, Einrichtung zur Zeitpunktdetedtion, Kanalschätzer, Frequensmessung und automatische Frequenzregelung |
| US09/602,558 US7315590B1 (en) | 1999-06-23 | 2000-06-23 | Reverse spreading device, timing detecting device, channel estimating device, frequency error measurement method and automatic frequency control method |
| CN00109446A CN1119881C (zh) | 1999-06-23 | 2000-06-23 | 逆扩频装置和频率误差测量方法 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-177098 | 1999-06-23 | ||
| JP17709899 | 1999-06-23 | ||
| JP31390099A JP3329383B2 (ja) | 1999-06-23 | 1999-11-04 | 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001069040A JP2001069040A (ja) | 2001-03-16 |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| US (1) | US7315590B1 (ja) |
| EP (1) | EP1063779B9 (ja) |
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