ES2146567T3 - Filtro adaptativo adaptado. - Google Patents
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- H04W52/34—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading
- H04W52/346—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading distributing total power among users or channels
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Abstract
Un módem CDMA incluye un transmisor módem que tiene: un generador de código que facilita una señal de código piloto asociada y que genera una pluralidad de señales código de mensaje; un circuito expansor que produce una señal de mensaje de espectro expandido mediante la combinación de cada una de las señales de información con una respectiva señal código de mensaje; y un generador de código de piloto global que facilita una señal código piloto global con la que se sincronizan las señales código de mensaje. El módem CDMA incluye también un receptor módem que tiene un generador de código de piloto asociado y un grupo de correladores de código de piloto asociados para correlar las versiones retardadas de código-fase de la señal piloto asociada con una señal CDM recibida para producir una señal piloto asociada desexpandida. La fase de código de la señal piloto asociada se cambia sensible a un valor de señal de adquisición hasta que se reciba una señal piloto. La lógica de seguimiento de códigopiloto de piloto asociado ajusta la señal código piloto asociada en fase sensible a la señal de adquisición de forma que se maximiza el nivel de potencia de señal de la señal código piloto asociada desexpandida. Finalmente, el receptor módem CDMA incluye un grupo de circuitos de adquisición de señal de mensaje, incluyendo cada uno de ellos una pluralidad de correladores de señal de mensaje recibidas que correlan la respectiva señal de código de mensaje recibida local con la señal CDM para producir una respectiva señal de mensaje recibida desexpandida.
Description
Filtro adaptativo adaptado.
Proporcionar servicios de telecomunicaciones de
calidad a grupos de usuarios que están clasificados como remotos,
tales como sistemas de telefonía rural y sistemas de telefonía en
países subdesarrollados, ha demostrado ser un reto en los últimos
años. Las necesidades pasadas creadas por estos servicios han sido
satisfechas parcialmente por los servicios inalámbricos de radio,
tales como los sistemas fijos o móviles de multiplexado por
división de frecuencias (FDM = Frequency Division Multiplex), de
acceso múltiple por división de frecuencias (FDMA = Frequency
Division Multiple Access), de multiplexado por división en el
tiempo (TDM = Time Division Multiplex), de acceso múltiple por
división en el tiempo (TDMA = Time Division Multiple Access),
sistemas de combinación de división de frecuencias y división en el
tiempo (FD/TDMA), y otros sistemas de radio móvil con base en
tierra. A menudo, estos servicios remotos se enfrentan con más
usuarios potenciales de los que pueden ser soportados
simultáneamente por su capacidad de anchura de banda de frecuencias
o espectral.
Reconociendo estas limitaciones, los recientes
avances en comunicaciones inalámbricas han usado técnicas de
modulación de espectro expandido para proporcionar comunicaciones
simultáneas para múltiples usuarios. La modulación de espectro
expandido se refiere a modular una señal de información con una
señal de código de expansión, siendo generada la señal de código de
expansión por un generador de códigos donde el periodo Tc del
código de expansión es sustancialmente menor que el periodo de los
bits de datos de información o señal de símbolo. El código puede
modular la frecuencia portadora sobre la cual se ha enviado la
información, denominada expansión por saltos de frecuencia
(frequency-hopped spreading), o puede modular
directamente la señal multiplicando el código de expansión con la
señal de datos de información, denominada expansión de secuencia
directa (DS = Direct-sequence Spreading). La
modulación de espectro expandido produce una señal con anchura de
banda sustancialmente mayor que la requerida para transmitir la
señal de información; y la recepción y la supresión de expansión
síncronas de la señal en el demodulador del receptor recupera la
información original. El demodulador síncrono usa una señal de
referencia para sincronizar los circuitos de supresión de expansión
con la señal de entrada modulada, con espectro expandido, a fin de
recuperar las señales de la portadora y de la información. La señal
de referencia puede ser un código de expansión que no esté modulado
por una señal de información.
La modulación de espectro expandido en redes
inalámbricas ofrece muchas ventajas porque múltiples usuarios pueden
usar la misma banda de frecuencias con interferencias mínimas en
cada receptor de usuario. La modulación de espectro expandido
reduce también los efectos de otras fuentes de interferencia.
Además, las técnicas de modulación y demodulación síncronas de
espectro expandido se pueden ampliar proporcionando múltiples
canales de mensajes para un usuario, cada uno expandido con un
código de expansión diferente, aunque transmitiendo solamente una
única señal de referencia al usuario.
Un área en la que se usan las técnicas de
espectro expandido es en el campo de las comunicaciones celulares
móviles para proporcionar servicios de comunicaciones personales
(PCS = Personal Communication Service). Tales sistemas soportan
deseablemente grandes números de usuarios, controlan el
desplazamiento Doppler y el debilitamiento de las señales, y
proporcionan señales de datos digitales de alta velocidad con bajas
tasas de errores binarios. Estos sistemas emplean una familia de
códigos de expansión ortogonales o cuasi ortogonales con una
secuencia de códigos de expansión piloto sincronizada con la
familia de códigos. A cada usuario está asignado uno de los códigos
de expansión como una función de expansión. Problemas relacionados
con tal sistema son: soportar un gran número de usuarios con los
códigos ortogonales, manejar poca potencia disponible para unidades
remotas, y tratar efectos de debilitamiento en caminos múltiples.
Las soluciones a tales problemas incluyen usar sistemas de antenas
en fase para generar múltiples haces orientables, usar secuencias de
códigos ortogonales o cuasi ortogonales muy largos que se vuelven a
usar por desplazamiento cíclico del código sincronizado con una
referencia central, y combinar en diversidad señales de caminos
múltiples.
El documento GB 2 280 575 describe una
disposición de filtros tipo Wiener en la que se usan circuitos de
retardo en asociación con un circuito de multiplicación lineal.
Esto se aplica a múltiples versiones de la misma señal, solamente
retardadas, con el fin de recibir señales de caminos múltiples de
las puntas del filtro de rastrillo (Rake),
El documento "Performance of Adaptive Matched
Filter Receivers over Fading Multipath Channels", de Pahlavan y
otros, IEEE Trans. On Comm., páginas 2106-2113,
2107, IEEE del 1 de diciembre de 1990, ISSN:
0090-6778 describe la realización práctica de un
estimador de canales, calculando un valor para todos los elementos
diagonales. El documento también describe la forma de usar una línea
de retardo con tomas intermedias, cuyas señales de tomas
intermedias son multiplicadas por un señal recibida y, después,
filtradas.
Según la presente invención, se usa un filtro
adaptativo adaptado (AMF = Adaptive Matched Filter) de acuerdo con
la reivindicación 1, para recoger potencias de señales de un canal
de datos expandidos en un sistema de comunicaciones de espectro
expandido. La potencia de la señal es recogida de una señal
expandida que tiene varios componentes de señales de caminos
múltiples, en los que cada uno de los componentes de señales de
caminos múltiples tiene una fase de portadora. La señal expandida
incluye un canal de pilotos expandidos que emplea una secuencia de
códigos de expansión sin modular, y un canal de datos expandidos
que emplea una secuencia de códigos de expansión modulados,
diferente de la secuencia de códigos de expansión del canal piloto.
Un correlacionador de vector piloto recibe la señal expandida y
determina valores de ponderación de señales de caminos múltiples a
partir de un conjunto de componentes de portadoras de señales de
caminos múltiples del canal de pilotos expandidos. Cada valor de
ponderación de señales de caminos múltiples es derivado de un
componente de portadora de señal de caminos múltiples. Un generador
de secuencias de códigos locales proporciona secuencias de códigos
locales, cada una de las cuales es una versión de código desplazado
en fase, de la secuencia de códigos de expansión modulados del
canal de datos. Un AMF de datos recibe la señal expandida y
proporciona un valor de dato determinado, del canal de datos
expandidos. El AMF de datos incluye correlacionadores de códigos de
expansión que suprimen la expansión de todos los componentes de
señales de datos de caminos múltiples, correlacionando cada
correlacionador de código de expansión una respectiva secuencia de
las secuencias de códigos locales, con la señal expandida recibida,
para producir un respectivo componente de señal de datos de caminos
múltiples, con expansión suprimida, que tiene un valor de fase de
portadora. El AMF de datos incluye un grupo de circuitos de
ponderación que gradúan la magnitud de los respectivos componentes
de señales de datos de caminos múltiples y alinean el valor de fase
de portadora del componente de señal de datos de caminos múltiples,
con expansión suprimida, en respuesta al respectivo valor de
ponderación de caminos múltiples. El AMF de datos incluye un
combinador de componentes de datos, que combina todos los
componentes de señales de datos de caminos múltiples graduados y
alineados, para producir el valor de
dato.
dato.
La Figura 1 es un diagrama de bloques de un
sistema de comunicaciones de acceso múltiple por división de código,
según la presente invención.
La Figura 2a es un diagrama de bloques de un
registro de desplazamiento lineal de 36 etapas, adecuado para ser
usado con código de expansión largo del generador de códigos de la
presente invención.
La Figura 2b es un diagrama de bloques de
circuitos, que ilustra la operación de alimentación hacia delante
del generador de códigos.
La Figura 2c es un diagrama de bloques de un
generador de códigos ejemplar de la presente invención, que incluye
el circuito para generar secuencias de códigos de expansión, a
partir del código de expansión largo y los códigos de expansión
cortos.
La Figura 2d es una realización alternativa del
circuito generador de códigos, que incluye elementos de retardo
para compensar los retardos de los circuitos eléctricos.
La Figura 3a es un gráfico de los puntos de
constelación de la señal QPSK de código de expansión piloto.
La Figura 3b es un gráfico de los puntos de
constelación de la señal QPSK de canal de mensajes.
La Figura 3c es un diagrama de bloques de un
circuito ejemplar que lleva a la práctica el método de rastreo de
la fase del código de expansión recibido, de la presente
invención.
La Figura 4 es un diagrama de bloques del
circuito de rastreo que rastrea el mediano de los componentes de
señales de caminos múltiples recibidas.
La Figura 5a es un diagrama de bloques del
circuito de rastreo que rastrea el centroide de los componentes de
señales de caminos múltiples recibidas.
La Figura 5b es un diagrama de bloques del
Correlacionador de Vector Adaptativo.
La Figura 6 es un diagrama de bloques del
circuito ejemplar que lleva a la práctica el método de decisión de
adquisición de la fase correcta del código de expansión del código
piloto recibido, de la presente invención.
La Figura 7 es un diagrama de bloques de un
filtro de rastrillo piloto ejemplar, que incluye el circuito de
rastreo y el bucle digital de enclavamiento de fase (DPLL = Digital
Phase Locked Loop), para suprimir la expansión del código de
expansión piloto, y el generador de factores de desrotación, de la
presente invención.
La Figura 8a es un diagrama de bloques de un
correlacionador ejemplar de vector adaptativo y filtro adaptado,
para suprimir la expansión y combinar los componentes de caminos
múltiples, de la presente invención.
La Figura 8b es un diagrama de bloques de una
realización práctica alternativa del correlacionador de vector
adaptativo y filtro adaptativo adaptado, para suprimir la expansión
y combinar los componentes de caminos múltiples, de la presente
invención.
La Figura 8c es un diagrama de bloques de una
realización alternativa del correlacionador de vector adaptativo y
filtro adaptativo adaptado para suprimir la expansión y combinar
los componentes de caminos múltiples, de la presente invención.
La Figura 8d es un diagrama de bloques del filtro
adaptativo adaptado, de una realización de la presente
invención.
La Figura 9 es un diagrama de bloques de los
elementos de una estación de portadora de radio (RCS = Radio Carrier
Station) ejemplar, de la presente invención.
La Figura 10 es un diagrama de bloques de los
elementos de una unidad de interfaz de módem (MIU = Modem Interface
Unit) ejemplar, de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 11 es un diagrama de bloques de alto
nivel, que muestra los circuitos de transmisión, recepción, control
y generación de códigos del módem CDMA.
La Figura 12 es un diagrama de bloques de la
sección transmisora del módem CDMA.
La Figura 13 es un diagrama de bloques de un
receptor ejemplar de señal de entrada de módem.
La Figura 14 es un diagrama de bloques de un
codificador convolucional ejemplar, como el usado en la presente
invención.
La Figura 15 es un diagrama de bloques de la
sección receptora del módem CDMA.
La Figura 16 es un diagrama de bloques de un
filtro adaptativo adaptado ejemplar, como el usado en la sección
receptora del módem CDMA.
La Figura 17 es un diagrama de bloques de un
filtro de rastrillo piloto ejemplar, como el usado en la sección
receptora del módem CDMA.
La Figura 18 es un diagrama de bloques de un
filtro de rastrillo piloto auxiliar ejemplar, como el usado en la
sección receptora del módem CDMA.
Un sistema ejemplar que incluye un módem según la
presente invención proporciona un servicio telefónico de bucle local
usando enlaces de radio entre una o más estaciones base y múltiples
unidades remotas de abonados. En la realización ejemplar, se
describe el enlace de radio para una estación base que comunica con
una unidad fija de abonado (FSU = Fixed Subscriber Unit), pero el
sistema es igualmente aplicable a sistemas que incluyen múltiples
estaciones base con enlaces de radio, tanto a FSU como a unidades
móviles de abonados (MSU = Mobile Subscriber Unit). Por
consiguiente, las unidades remotas de abonados son denominadas aquí
como Unidades de Abonado (SU = Subscriber Unit). Con referencia a la
Figura 1, en el sistema ejemplar, la estación base (Base Station)
BS 101 proporciona conexiones de llamadas a la central local (Local
Exchange) LE 103 u otra interfaz de conmutación de red telefónica, e
incluye la Estación de Portadora de Radio (Radio Carrier Station)
RCS 104. Una o más RCS 104, 105, 110 están conectadas a la Unidad
de Distribución de Radio (Radio Distribution Unit) RDU 102 a través
de los enlaces 131, 132, 137, 138, 139, y la RDU 102, a su vez, se
conecta con la LE 103 transmitiendo y recibiendo señales de
establecimiento de llamadas, de control y de información a través
de enlaces telco 141, 142, 150. Las unidades de abonado SU 116, 119
se comunican con la estación de portadora de radio RCS 104 a través
de los enlaces de radio 161, 162, 163, 164, 165. Tanto la RCS como
las SU incluyen módems CDMA (Code Division Multiple Acces = Acceso
Múltiple por División de Código) que establecen y mantienen los
enlaces de radio. Alternativamente, otra realización de la
invención puede incluir varias SU y una SU "maestra" (MSU =
Master Subscriber Unit) que funciona de manera muy parecida a la
RCS para permitir la comunicación entre las SU. Dicha realización
puede tener o no tener conexión con una red telefónica local.
Aunque la realización descrita usa diferentes
anchuras de banda de espectro expandido centradas alrededor de una
portadora, para los canales de transmisión y recepción de espectro
expandido, el presente método se extiende fácilmente a sistemas que
usan múltiples anchuras de banda de espectro expandido para los
canales de transmisión, y múltiples anchuras de banda de espectro
expandido para los canales de recepción. Alternativamente, como los
sistemas de comunicaciones de espectro expandido tienen la
característica inherente de que una transmisión de usuario aparece
como ruido para otro receptor de usuario de supresión de expansión,
una realización puede emplear el mismo canal de espectro expandido,
tanto para los canales del camino de transmisión como para los
canales del camino de recepción. En otras palabras, las
transmisiones de Enlaces Ascendentes y Enlaces Descendentes pueden
ocupar la misma banda de frecuencias.
En la presente realización, la información de
símbolos binarios expandidos es transmitida por los enlaces de
radio 161 a 165 usando modulación por manipulación de
desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK = Quadrature Phase Shift
Keying) con Conformación de Impulsos Nyquist, aunque se pueden usar
otras técnicas de modulación, incluyendo, pero no limitadas a,
modulación por manipulación de desplazamiento de fase en cuadratura
con desplazamiento (Offset QPSK = OQPSK) y modulación por
manipulación de desplazamiento mínimo (MSK = Minimum Shift
Keying).
Cada una de las estaciones de portadora de radio
(RCS) y unidades de abonado (SU) contienen módems CDMA según la
presente invención para transmisión y recepción de señales de
telecomunicaciones que incluyen señales de información y señales de
control de conexión. Un módem CDMA que incluye una realización de la
presente invención comprende un transmisor de módem que tiene: un
generador de códigos que proporciona una señal asociada de código
piloto y que genera una pluralidad de señales de códigos de
mensajes; un circuito de expansión que combina cada una de las
señales de información con una respectiva señal de las señales de
códigos de mensajes para generar una señal de mensaje procesada con
espectro expandido; y un generador de código piloto global que
proporciona una señal de código piloto global con la cual están
sincronizadas las señales de códigos de mensajes.
El módem CDMA ejemplar incluye también un
receptor de módem que tiene unos circuitos lógicos asociados de
adquisición y rastreo de código piloto. Los circuitos lógicos
asociados, de adquisición de código piloto, incluyen un generador
asociado de código piloto y un grupo de correlacionadores asociados
de código piloto para correlacionar versiones de códigos retrasados
en fase, de la señal piloto asociada, con una señal multiplexada
por división de código (CDM = Code Division Multiplex) recibida,
para producir una señal piloto asociada, con expansión suprimida. La
fase de código de la señal piloto asociada es cambiada en respuesta
a un valor de señal de adquisición, hasta que un detector indique
la presencia de la señal piloto asociada, con expansión suprimida,
cambiando el valor de la señal de adquisición. La señal asociada de
código piloto está sincronizada con la señal piloto global. Los
circuitos lógicos asociados de rastreo de código piloto ajustan la
fase de la señal asociada de código piloto en respuesta a la señal
de adquisición, de modo que se maximice el nivel de potencia de
señal, de la señal de código piloto asociada, con expansión
suprimida. Finalmente, el receptor del módem CDMA incluye un grupo
de circuitos de adquisición de señales de mensajes. Cada circuito
de adquisición de señales de mensajes incluye una pluralidad de
correlacionadores de señales de mensajes recibidas que correlacionan
la señal local de código de mensaje recibida, con la señal CDM,
para producir una respectiva señal de mensaje recibida, con
expansión suprimida.
Para generar grandes familias de códigos casi
mutuamente ortogonales usados por los módems CDMA, el módem
ejemplar incluye un generador de secuencias de códigos. Las
secuencias de códigos son asignadas a un respectivo canal lógico del
sistema de comunicaciones de espectro expandido, que incluye la
transmisión En-fase (I) y en Cuadratura (Q) en
canales de comunicaciones de RF. Un grupo de secuencias se usa como
secuencias piloto que son transmitidas sin ser moduladas por una
señal de datos. El circuito generador de secuencias de códigos
incluye un generador de secuencias de códigos largos que incluye un
registro de desplazamiento lineal con realimentación (LFSR = Linear
Feedback Shift Register), una memoria que proporciona una secuencia
de códigos pares cortos, y una pluralidad de secciones de
desplazamiento cíclico de alimentación hacia delante, cada una de
las cuales proporciona una respectiva secuencia de códigos de la
familia de secuencias de códigos. El generador de secuencias de
códigos incluye, también, un grupo de combinadores de secuencias de
códigos para combinar cada secuencia de códigos generada, con la
secuencia de códigos pares cortos, para producir un grupo o familia
de secuencias de códigos largos que tienen correlación mutua
relativamente baja.
Con referencia a la Figura 1, los enlaces de
radio 161 a 165 incorporan el Acceso Múltiple por División de
Código de Banda Ancha (B-CDMA™ = Broadband CDMA)
como modo de transmisión, tanto en la dirección de Enlace Ascendente
como en la dirección de Enlace Descendente. Las técnicas de
comunicaciones CDMA (conocidas también como de Espectro Expandido)
usadas en sistemas de acceso múltiple, son bien conocidas. El
sistema ejemplar descrito usa la técnica de expansión de Secuencia
Directa (DS = Direct Sequence). En cada módem, uno o más moduladores
CDMA efectúan la generación de secuencias de códigos de expansión de
espectro expandido. Además, los módems generan, por ejemplo, una
secuencia de expansión de ruido seudoaleatorio (PN = PseudoNoise),
y efectúan modulación DS compleja para producir señales de
manipulación de desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) para los
canales En-fase (I) y en Cuadratura (Q). Se generan
señales piloto y se transmiten con las señales moduladas. Las
señales piloto de la presente realización son códigos de expansión
que no están modulados por datos. Las señales piloto se usan para
sincronización del sistema, recuperación de fase de portadora, y
para estimar la respuesta a impulsos del canal de radio. Cada
unidad de abonado (SU) incluye un solo generador piloto y, por lo
menos, un modulador y demodulador CDMA, denominado módem CDMA. Cada
estación de portadora de radio (RCS) 104, 105, 110 tiene un solo
generador piloto, más suficientes moduladores y demoduladores CDMA
para todos los canales lógicos usados por todas las unidades de
abonado (SU).
El demodulador CDMA suprime la expansión de la
señal con un proceso apropiado para combatir o explotar efectos de
propagación de caminos múltiples. Se usan parámetros concernientes
al nivel de potencia recibido para generar la información del
Control Automático de Potencia (APC = Automatic Power Control) que,
a su vez, es transmitida al otro extremo (es decir, desde la SU a la
RCS, o desde la RCS a la SU). La información APC se usa para
controlar la potencia de transmisión de los enlaces de control
automático de potencia hacia delante (AFPC = Automatic Forward Power
Control) y de control automático de potencia hacia detrás (ARPC =
Automatic Reverse Power Control). Además, cada RCS 104, 105 y 110
puede efectuar un Control de Potencia de Mantenimiento (MPC =
Maintenance Power Control) de una manera similar al APC, para
ajustar la potencia de transmisión inicial de cada unidad de abonado
SU 111, 112, 115, 117 y 118.
No es necesaria la combinación de diversidad en
las antenas de radio de las RCS 104, 105 y 110 porque el CDMA tiene
inherente diversidad de frecuencias debido a la anchura de banda
expandida. Sin embargo, los receptores pueden incluir Filtros
Adaptativos Adaptados (AMF = Adaptive Matched Filter) (no mostrados
en la Figura 1), que combinan las señales de caminos múltiples. En
la realización ejemplar, los AMF efectúan la combinación de
relación máxima (MRC = Maximal Ratio Combining).
Un "canal" de la técnica anterior es
considerado usualmente como un camino de comunicaciones que es
parte de una interfaz, y que se puede distinguir de otros caminos
de esa interfaz sin considerar su contenido. Sin embargo, en el caso
del CDMA, los caminos de comunicaciones separados se distinguen
solamente por su contenido. El término "canal lógico" se usa
para distinguir las corrientes de datos separadas, que son
lógicamente equivalentes a canales en el sentido convencional. Todos
los canales y subcanales lógicos de la presente invención son
correlacionados con una corriente QPSK común de 64 kilosímbolos por
segundo (ksimb/s). Algunos canales están sincronizados con códigos
piloto asociados que son generados de la misma manera y realizan más
o menos la misma función que el Código Piloto Global del sistema
(GLPT = Global Pilot = Piloto Global). Sin embargo, las señales
piloto del sistema no son consideradas canales lógicos.
Se usan varios canales lógicos de comunicaciones
sobre el enlace de comunicación de RF entre la RCS y las SU. Cada
canal lógico de comunicaciones tiene, ya sea un código de expansión
fijo predeterminado, o bien un código de expansión asignado
dinámicamente. Tanto para los códigos predeterminados como para los
códigos asignados, la fase del código está sincronizada con el
Código Piloto. Los canales lógicos de comunicaciones se dividen en
dos grupos: el grupo de Canales Globales (GC = Global Channels)
incluye aquellos canales que son transmitidos ya sea desde la RCS de
la estación base a todas las SU remotas, o bien desde cualquier SU
a la RCS de la estación base, independientemente de la identidad de
la SU. Estos canales contienen todos los usuarios e incluyen los
canales usados por las SU para tener acceso a canales de
comunicaciones de mensajes. Los canales del grupo de Canales
Asignados (AC = Assigned Channels) son aquellos canales que están
dedicados a comunicaciones entre la RCS y una SU particular.
El grupo de Canales Globales (GC) proporciona: 1)
canales lógicos de Difusión, que suministran servicios de punto a
multipunto para mensajes de difusión a todas las SU, y mensajes de
búsqueda para las SU; y 2) canales lógicos de Control de Acceso que
proporcionan servicios punto a punto en canales globales para que
las SU accedan al sistema y obtengan canales asignados.
Un grupo de Canales Asignados (AC) contiene los
canales lógicos que controlan una sola conexión de telecomunicación
entre la RCS y una SU. Las funciones desarrolladas cuando se forma
un grupo AC consisten en un par de canales lógicos de mensajes de
control de potencia para cada una de las conexiones de Enlace
Ascendente y Enlace Descendente y, dependiendo del tipo de conexión,
uno o más pares de canales de tráfico. La función de Control de
Portador efectúa las necesarias funciones de control de errores
hacia delante, modificación de velocidad de portador, y cifrado. Los
canales lógicos que constituyen los grupos GC y AC se resumen en la
Tabla 1.
\newpage
Los datos APC se envían a 64 kbit/s. El canal
lógico APC no está codificado con FEC (Forward Error Correction =
Corrección de Errores Hacia Delante) para evitar retardos, y se
transmite a un bajo nivel de potencia para minimizar la capacidad
usada para el APC. Alternativamente, los datos de APC e hilo de
órdenes (OW = Order Wire) se pueden modular separadamente usando
secuencias complejas de códigos de expansión, o pueden ser
multiplexados por división en el tiempo con un canal de tráfico
(TRCH = Traffic Channel) de 16 kbit/s.
Los generadores de códigos CDMA usados para
codificar los canales lógicos de la presente invención, emplean
Registros de Desplazamiento Lineal (LSR = Linear Shift Register)
con circuitos lógicos de realimentación, que es un método bien
conocido en la técnica. Los generadores de códigos de la presente
realización de la invención generan 64 secuencias síncronas únicas.
Cada canal de comunicaciones de RF usa un par de estas secuencias
para expansión compleja (en-fase y cuadratura) de
los canales lógicos, de modo que el generador proporciona 32
secuencias de expansión complejas. Las secuencias son generadas por
una sola "semilla" que es cargada inicialmente en un circuito
de registro de desplazamiento.
El periodo de los códigos de expansión de la
presente invención está definido como un múltiplo entero de la
duración de símbolo, y el comienzo del periodo del código es
también el comienzo del símbolo. La relación entre anchuras de banda
y las longitudes de símbolos escogida para la realización ejemplar
de la presente invención es:
Anchura de Banda (MHz) | L(chips/símbolos) |
7 | 91 |
10 | 130 |
10,5 | 133 |
14 | 182 |
15 | 195 |
La longitud del código de expansión también es un
múltiplo de 64 y de 96 para soporte de trama RDSI (Red Digital de
Servicios Integrados). El código de expansión es una secuencia de
símbolos, denominados chips o valores de chips. Los métodos
generales de generación de secuencias seudoaleatorias usando
matemáticas Galois Field son conocidos por los expertos en la
técnica; sin embargo, el inventor ha desarrollado un único grupo o
familia de secuencias de códigos para la presente invención.
Primeramente se escoge la longitud del registro de desplazamiento
lineal con realimentación, para generar una secuencia de códigos, y
el valor inicial del registro se denomina "semilla". En
segundo lugar se impone la restricción de que ninguna secuencia de
códigos generada por una semilla de código pueda ser un
desplazamiento cíclico de otra secuencia de códigos generada por la
misma semilla de código. Finalmente, ninguna secuencia de códigos
generada a partir de una semilla puede ser un desplazamiento cíclico
de una secuencia códigos generada por otra semilla.
El inventor ha determinado que la longitud del
código de expansión de valores de chips de la presente invención
es:
(1)128 x 233415
=
29877120
Los códigos de expansión son generados combinando
una secuencia lineal de periodo 233415 y una secuencia no lineal de
periodo 128.
La secuencia no lineal de longitud 128 es llevada
a la práctica como una secuencia fija cargada en un registro de
desplazamiento con una conexión de realimentación. La secuencia
fija puede ser generada por una secuencia-m de
longitud 127 completada con un valor lógico adicional 0, 1, o valor
aleatorio, como es bien conocido en la técnica.
La secuencia lineal de longitud L = 233415 es
generada usando un circuito de registro de desplazamiento lineal
con realimentación (LFSR = Linear Feedback Shift Register) con 36
etapas. Las conexiones de realimentación corresponden a un
polinomio irreducible h(n) de grado 36. El polinomio
h(x) escogido por el inventor, para la realización ejemplar
de la presente invención, es:
(2)
\hskip1cmh(x) = x^{36} + x^{35} + x^{30} + x^{28} + x^{26} + x^{25} + x^{22} + x^{20} + x^{19} + x^{17} + x^{16} + x^{15} + x^{14} + x^{12} + x^{11} + x^{9} + x^{8} + x^{4} + x^{3} + x^{2} + x^{1}
Se determina un grupo de valores "semilla"
para un LFSR, que representa el polinomio h(x) de la ecuación
(2), que genera secuencias de códigos que son casi ortogonales entre
sí. El primer requisito de los valores semilla es que los valores
semilla no generen dos secuencias de códigos que sean simplemente
desplazamientos cíclicos una de otra.
La presente invención incluye un método para
aumentar el número de semillas disponibles para ser usadas en un
sistema de comunicaciones CDMA, reconociendo que se pueden usar
simultáneamente ciertos desplazamientos cíclicos de las secuencias
de códigos determinadas previamente. El retardo de ida y vuelta para
los tamaños de células y anchuras de banda de la presente invención
es menor de 3000 chips. En una realización de la presente
invención, se pueden usar desplazamientos cíclicos de una secuencia
suficientemente separados dentro de la misma célula, sin causar
ambigüedad para un receptor que intente determinar la secuencia de
códigos. Este método agranda el grupo de secuencias disponibles
para el uso.
Efectuando las pruebas descritas anteriormente,
un total de 3879 semillas primarias fueron determinadas por el
inventor mediante cálculos numéricos. Estas semillas vienen dadas
matemáticamente como
(3)d^{n} \
módulo \
h(x)
donde se presentan 3879 valores de
n en el apéndice, con d = (00, ...
00111).
Cuando se conocen todas las semillas primarias,
todas las semillas secundarias de la presente invención se derivan
de las semillas primarias desplazándolas múltiplos del módulo
h(x) de 4095 chips. Una vez que se ha determinado una familia
de valores de semilla, estos valores se almacenan en memoria y se
asignan a canales lógicos cuando sea necesario. Una vez asignados,
el valor inicial de semilla es cargado simplemente en el LFSR para
producir la necesaria secuencia de códigos de expansión asociada
con el valor de semilla.
Los códigos de expansión largos complejos usados
para el sistema de la presente invención tienen un número de chips
después de los cuales se repite el código. El periodo de repetición
de la secuencia de expansión se denomina una época. Para
correlacionar los canales lógicos a códigos de expansión CDMA, la
presente invención usa una estructura de Épocas y Sub-épocas. El
periodo de código para que el código de expansión CDMA module
canales lógicos, es 29877120 chips/periodo de código, que es el
mismo número de chips para todas las anchuras de banda. El periodo
de código es la época de la presente invención, y la Tabla 2 define
la duración de la época para las velocidades de chips soportadas.
Además, se definen dos sub-épocas sobre la época del código de
expansión, y tienen una longitud de 233415 chips y 128 chips.
La sub-época de 233415 chips se denomina
sub-época larga, y se usa para sincronizar eventos en la interfaz de
comunicación de RF tal como conmutación de clave de cifrado y
cambio de códigos globales a códigos asignados. La época corta de
128 chips está definida para ser usada como una referencia adicional
de tiempos. La mayor velocidad de símbolos usada con un solo código
CDMA es 64 ksimb/s. Siempre hay un número entero de chips en una
duración de símbolo para las velocidades de símbolos soportadas de
64, 32, 16 y 8 ksimb/s.
Anchura de | Velocidad de Chips, | Número de chips en | Duración* de | Duración* de | Duración de |
Banda (MHz) | Compleja (Mchip/s) | un símbolo de | sub-época de | sub-época de | Época |
64 kbits/s | 128 chips (\mus) | 233415 chips(ms) | (segundos) | ||
7 | 5,824 | 91 | 21,978 | 40,078 | 5,130 |
10 | 8,320 | 130 | 15,385 | 28,055 | 3,591 |
10,5 | 8,512 | 133 | 15,038 | 27,422 | 3,510 |
14 | 11,648 | 182 | 10,989 | 20,039 | 2,565 |
15 | 12,480 | 195 | 10,256 | 18,703 | 2,394 |
* Los números de estas columnas están redondeados a 5 dígitos |
Se generan secuencias cíclicas de la técnica
anterior usando circuitos de registros de desplazamiento lineal con
realimentación (LFSR). Sin embargo, este método no genera
secuencias de longitud par. En la Figura 2a, la Figura 2b y la
Figura 2c se muestran una realización del generador de secuencias
de códigos de expansión que usa las semillas de códigos generadas
previamente. El sistema ejemplar usa un LFSR 201 de 36 etapas para
generar una secuencia de periodo
N' = 233415 =
3^{3} x 5 x 7 x 13 x
19,
que es C_{0} en la Figura 2a. En
las Figuras 2a, 2b y 2c, el símbolo \oplus representa una suma
binaria (O-EXCLUSIVO). Un generador de secuencias
diseñado como antes genera las partes en-fase y en
cuadratura de un grupo de secuencias complejas. Las conexiones de
tomas intermedias y el estado inicial del LFSR de 36 etapas
determinan la secuencia generada por este circuito. Los
coeficientes de tomas intermedias del LFSR de 36 etapas se
determinan de tal manera que las secuencias resultantes tengan el
periodo 233415. Obsérvese que las conexiones de tomas intermedias
mostradas en la Figura 2a corresponden al polinomio dado en la
ecuación (2). Después, cada secuencia resultante es cubierta por
suma binaria con la secuencia C* de longitud 128 para obtener el
periodo de época
29877120.
La Figura 2b muestra un circuito de Alimentación
Hacia Delante (FF = Feed Forward) 202 que se usa en el generador de
códigos. La señal X[n-1] sale del elemento
211 de retardo de chip, y la entrada del elemento 211 de retardo de
chip es X[n]. El chip de código C[n] es formado por
el sumador lógico 212 a partir de la entrada X[n] y de
X[n-1]. La Figura 2c muestra el generador
completo de códigos de expansión. Como se muestra, las señales de
salida del LFSR 201 pasan a través de una cadena de hasta 63 FF 203
de una sola etapa, conectados en cascada. La salida de cada FF es
cubierta con la secuencia C* de códigos pares cortos que tiene un
periodo de 128 = 2^{7}. La secuencia C* de códigos cortos se
almacena en la memoria 222 de códigos, y presenta características
espectrales de una secuencia seudoaleatoria para obtener la época N
= 29877120, cuando se combina con las secuencias proporcionadas por
los FF 203. Esta secuencia de 128 se determina usando una
secuencia-m (secuencia PN) de longitud 127 =
2^{7} - 1 y sumando a la secuencia un valor de bit, tal como un 0
lógico, para aumentar la longitud a 128 chips. La secuencia C* de
códigos pares es aplicada al registro de desplazamiento 221 de
códigos pares (ECSR = Even Code Shift Register = Registro de
Desplazamiento de Códigos Pares), que es un registro cíclico que da
salida continuamente a la secuencia. Después, la secuencia corta es
combinada con la secuencia larga usando una operación de
O-EXCLUSIVO 213, 214, 220.
Como se muestra en la Figura 2c, se generan hasta
63 secuencias de códigos de expansión, C_{0} a C_{63}, por
tomas intermedias de las señales de salida de los FF 203, y sumando
lógicamente la secuencia corta C* en sumadores binarios 213, 214 y
220, por ejemplo. Una persona experta en la técnica se daría cuenta
de que la realización práctica de los FF 203 crea un efecto de
retardo acumulativo para las secuencias de códigos producidas en
cada etapa FF de la cadena. Este retardo es debido al retardo de
no-cero eléctrico en los componentes electrónicos de
la realización práctica. Los problemas de tiempos asociados con el
retardo se pueden mitigar insertando elementos de retardo
adicionales en la cadena de FF. En la Figura 2d se muestra una
cadena ejemplar de FF con elementos de retardo adicionales.
Los generadores de códigos del sistema ejemplar
están configurados para generar códigos globales o códigos
asignados. Los códigos globales son códigos CDMA que pueden ser
recibidos o transmitidos por todos los usuarios del sistema. Los
códigos asignados son códigos CDMA que están asignados para una
conexión particular. Cuando una familia de secuencias es generada
desde el mismo generador, como se describió, sólo se especifica la
semilla del LFSR de 36 etapas. Las secuencias para todos los
códigos globales se generan usando el mismo circuito LFSR. Por lo
tanto, una vez que una SU se ha sincronizado a la señal piloto
Global de una RCS, y conoce la semilla para el circuito LFSR, para
los códigos de Canales Globales, puede generar, no sólo la secuencia
piloto, sino también todos los demás códigos globales usados por la
RCS.
La señal que se convierte a RF se genera como
sigue. Las secuencias de expansión producidas por los anteriores
circuitos de registros de desplazamiento son convertidas a una
secuencia antípoda (0 se correlaciona a +1, 1 se correlaciona a
-1). Los Canales Lógicos son convertidos inicialmente a señales
QPSK, que son correlacionadas como puntos de constelación, como es
bien conocido en la técnica. Los canales En-fase y
en Cuadratura de cada señal QPSK forman las partes real e
imaginaria del valor complejo de los datos. Análogamente, se usan
dos códigos de expansión para formar valores complejos de chips de
expansión. Los datos complejos y los códigos de expansión complejos
son multiplicados para producir una señal de datos de espectro
expandido. Análogamente, para suprimir la expansión, los datos
comple-
jos recibidos son correlacionados con el conjugado del código de expansión complejo para recuperar la señal de datos.
jos recibidos son correlacionados con el conjugado del código de expansión complejo para recuperar la señal de datos.
Los códigos cortos se usan para el proceso de
ascensión inicial cuando una SU accede a una RCS. El periodo de los
códigos cortos es igual a la duración del símbolo, y el comienzo de
cada periodo está alineado con un límite de símbolo. Tanto las SU
como la RCS deducen las partes reales e imaginarias de los códigos
cortos a partir de las ocho últimas secciones de alimentación hacia
delante del generador de secuencias, para producir los códigos
globales para esa célula.
Las señales representadas por estos códigos
cortos son conocidas como Pilotos Cortos de Canal de Acceso (SAXPT
= Short Access Channel Pilot).
La relación exacta entre las secuencias de
códigos de expansión, y los canales lógicos CDMA y las señales
piloto, está documentada en la Tabla 3a y la Tabla 3b. Los nombres
de señales que terminan en "-CH" corresponden a canales
lógicos. Los nombres de señales que terminan en "-PT"
corresponden a señales piloto, que se describen detalladamente más
adelante.
Secuencia | Cuadratura | Canal Lógico o | Dirección |
Señal Piloto | |||
C_{0} | I | FBCH | Hacia delante (F) |
C_{1} | Q | FBCH | F |
C_{2}\oplusC* | I | GLPT | F |
C_{3}\oplusC* | Q | GLPT | F |
C_{4}\oplusC* | I | SBCH | F |
C_{5}\oplusC* | Q | SBCH | F |
C_{6}\oplusC* | I | CTCH (0) | F |
C_{7}\oplusC* | Q | CTCH (0) | F |
C_{8}\oplusC* | I | APCH (1) | F |
C_{9}\oplusC* | Q | APCH (1) | F |
C_{10}\oplusC* | I | CTCH (1) | F |
C_{11}\oplusC* | Q | CTCH (1) | F |
C_{12}\oplusC* | I | APCH (1) | F |
C_{13}\oplusC* | Q | APCH (1) | F |
C_{14}\oplusC* | I | CTCH (2) | F |
C_{15}\oplusC* | Q | CTCH (2) | F |
C_{16}\oplusC* | I | APCH (2) | F |
C_{17}\oplusC* | Q | APCH (2) | F |
C_{18}\oplusC* | I | CTCH (3) | F |
C_{19}\oplusC* | Q | CTCH (3) | F |
C_{20}\oplusC* | I | APCH (3) | F |
C_{21}\oplusC* | Q | APCH (3) | F |
C_{22}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{23}\oplusC* | Q | reservado | - |
... | ... | ... | ... |
... | ... | ... | ... |
C_{40}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{41}\oplusC* | Q | reservado | - |
C_{42}\oplusC* | I | AXCH (3) | Hacia detrás (R) |
Secuencia | Cuadratura | Canal Lógico o | Dirección |
Señal Piloto | |||
C_{43}\oplusC* | Q | AXCH )3) | R |
C_{44}\oplusC* | I | LAXPT (3) | R |
SAXPT (3) semilla | |||
C_{45}\oplusC* | Q | LAXPT (3) | R |
SAXPT (3) semilla | |||
C_{46}\oplusC* | I | AXCH (2) | R |
C_{47}\oplusC* | Q | AXCH (2) | R |
C_{48}\oplusC* | I | LAXPT (2) | R |
SAXPT (2) semilla | |||
C_{49}\oplusC* | Q | LAXPT (2) | R |
SAXPT (2) semilla | |||
C_{50}\oplusC* | I | AXCH (1) | R |
C_{51}\oplusC* | Q | AXCH (1) | R |
C_{52}\oplusC* | I | LAXPT (1) | R |
SAXPT (1) semilla | |||
C_{53}\oplusC* | Q | LAXPT (1) | R |
SAXPT (1) semilla | |||
C_{54}\oplusC* | I | AXCH (0) | R |
C_{55}\oplusC* | Q | AXCH (0) | R |
C_{56}\oplusC* | I | LAXPT (0) | R |
SAXPT (0) semilla | |||
C_{57}\oplusC* | Q | LAXPT (0) | R |
SAXPT (0) semilla | |||
C_{58}\oplusC* | I | REPOSO | - |
C_{59}\oplusC* | Q | REPOSO | - |
C_{60}\oplusC* | I | AUX | R |
C_{61}\oplusC* | Q | AUX | R |
C_{62}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{63}\oplusC* | Q | reservado | - |
Secuencia | Cuadratura | Canal Lógico o | Dirección |
Señal Piloto | |||
C_{0}\oplusC* | I | ASPT | Hacia detrás (R) |
C_{1}\oplusC* | Q | ASPT | R |
C_{2}\oplusC* | I | APCH | R |
C_{3}\oplusC* | Q | APCH | R |
C_{4}\oplusC* | I | OWCH | R |
C_{5}\oplusC* | Q | OWCH | R |
C_{6}\oplusC* | I | TRCH (0) | R |
C_{7}\oplusC* | Q | TRCH (0) | R |
C_{6}\oplusC* | I | TRCH (1) | R |
C_{9}\oplusC* | Q | TRCH (1) | R |
C_{10}\oplusC* | I | TRCH (2) | R |
C_{11}\oplusC* | Q | TRCH (2) | R |
C_{12}\oplusC* | I | TRCH (3) | R |
C_{13}\oplusC* | Q | TRCH (3) | R |
C_{14}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{15}\oplusC* | Q | reservado | - |
... | ... | ... | ... |
... | ... | ... | ... |
C_{44}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{45}\oplusC* | Q | reservado | - |
C_{46}\oplusC* | I | TRCH (3) | Hacia delante (F) |
C_{47}\oplusC* | Q | TRCH (3) | F |
C_{48}\oplusC* | I | TRCH (2) | F |
C_{49}\oplusC* | Q | TRCH (2) | F |
C_{50}\oplusC* | I | TRCH (1) | F |
C_{51}\oplusC* | Q | TRCH (1) | F |
C_{52}\oplusC* | I | TRCH (0) | F |
C_{53}\oplusC* | Q | TRCH (0) | F |
C_{54}\oplusC* | I | OWCH | F |
Secuencia | Cuadratura | Canal Lógico o | Dirección |
Señal Piloto | |||
C_{55}\oplusC* | Q | OWCH | F |
C_{56}\oplusC* | I | APCH | F |
C_{57}\oplusC* | Q | APCH | F |
C_{58}\oplusC* | I | REPOSO | - |
C_{59}\oplusC* | Q | REPOSO | - |
C_{60}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{61}\oplusC* | Q | reservado | - |
C_{62}\oplusC* | I | reservado | - |
C_{63}\oplusC* | Q | reservado | - |
Como se describió anteriormente, las señales
piloto se usan para sincronización, recuperación de fase de
portadora, y para estimar la respuesta a impulsos del canal de
radio. La RCS 104 transmite una referencia de portadora piloto de
enlace de ida como una secuencia de códigos piloto complejos, para
proporcionar una referencia de tiempo y fase para todas las SU 111,
112, 115, 117 y 118 de su área de servicio. El nivel de potencia de
la señal Piloto Global (GLPT) se establece para proporcionar una
cobertura adecuada sobre la totalidad del área de servicio de la
RCS, cuya área depende del tamaño de célula. Con una sola señal
piloto en el enlace de ida, la reducción de la capacidad del
sistema debida a la energía piloto es despreciable.
Cada una de las SU 111, 112, 115, 117 y 118
transmite una referencia de portadora piloto como una secuencia de
códigos de expansión piloto modulados en cuadratura (valuada en
números complejos) para proporcionar una referencia de tiempo y
fase para las RCS, para el enlace de retorno. La señal piloto
transmitida por la SU de una realización de la invención es 6 dB
menor que la potencia del canal de tráfico POTS (Plain Old
Telephone Service = Servicio Telefónico Tradicional) de 32 kbit/s.
El canal piloto de retorno está sometido a control automático de
potencia (APC). El piloto de enlace de retorno asociado con una
conexión particular se denomina Piloto Asignado (ASPT = Assigned
Pilot). Además, hay señales piloto asociadas con canales de acceso,
y éstas se denominan Pilotos Largos de Canales de Acceso (Long
Access Channel Pilot = LAXPT). Pilotos cortos de canales de acceso
(Short Access Channel Pilot = SAXPT) también están asociados con
los canales de acceso, y se usan para adquisición de códigos de
expansión y subida inicial de potencia.
Todas las señales piloto se forman a partir de
códigos complejos, como se define a continuación:
GLPT(de ida) = | (C_{2}\oplusC*)+j.(C_{3}\oplusC*)}.{(\pm1)+j.(0)} |
{Código Complejo}.{Portadora} |
La expansión de las señales piloto complejas se
suprime por multiplicación con los códigos de expansión conjugados:
{(C_{2}\oplusC*) - j.(C_{3}\oplusC*)}. Por el contrario,
los canales de tráfico son de la forma:
TRCH_{n}(ida/retorno) = | {(C_{k}\oplusC*) + j.(C_{l}\oplusC*)} .{(\pm1) + j.(\pm1)} |
{Código Complejo}.{Símbolo de Dato} |
que forman, por tanto, un grupo de
constelaciones a ð/4 radianes con respecto a las
constelaciones de las señales
piloto.
La constelación GLPT se muestra en la Figura 3a,
y la constelación del canal de tráfico TRCH_{n} se muestra en la
Figura 3b.
\newpage
El canal de difusión rápida (FBCH = Fast
Broadcast Channel) es un canal global de enlace de ida usado para
difundir información dinámica acerca de la disponibilidad de
servicios y canales de acceso (AXCH). Los mensajes se envían
continuamente, y cada mensaje dura aproximadamente 1 ms. El mensaje
de FBCH es de 16 bit de largo, repetido continuamente y alineado
con la época. El FBCH está formateado como se define en la Tabla
4.
Bit | Definición |
0 | Semáforo 0 |
1 | Semáforo 1 |
2 | Semáforo 2 |
3 | Semáforo 3 |
4-7 | bits indicadores de servicios |
8 | Semáforo 0 |
9 | Semáforo 1 |
10 | Semáforo 2 |
11 | Semáforo 3 |
12-15 | bits indicadores de servicios |
Para el FBCH se transmite primero el bit 0. Un
semáforo corresponde a un Canal de Acceso (AXCH) e indica si el
canal de acceso particular está actualmente en uso (rojo) o no está
en uso (verde). Un "1" lógico indica que el semáforo está en
verde, y un "0" lógico indica que el semáforo está en rojo.
Los valores de los bits de semáforo pueden cambiar de octeto a
octeto, y cada mensaje de 16 bits contiene distintos bits
indicadores de servicios que describen qué tipos de servicios están
disponibles para los AXCH.
Una realización de la presente invención usa los
siguientes bits indicadores de servicios para indicar la
disponibilidad de servicios o de AXCH. Los bits indicadores de
servicios {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} son interpretados como
números binarios sin signatura, con el bit 4 como el bit más
significativo, y el bit 15 como el bit menos significativo. Cada
incremento de tipo de servicio tiene una medida nominal asociada de
la capacidad requerida, y el FBCH transmite continuamente la
capacidad disponible. Esto se gradúa para tener un valor máximo
equivalente al mayor incremento posible de un solo servicio. Cuando
una SU requiere un nuevo servicio o un aumento en el número de
portadores, compara la capacidad requerida con la indicada por el
FBCH y, después, ella misma se considera bloqueada si la capacidad
no está disponible. El FBCH y los canales de tráfico están
alineados con la época.
Las tramas de Información de Difusión Lenta
contienen información del sistema u otra información general que
está disponible para todas las SU, y las tramas de Información de
Mensajes de Búsqueda contienen información acerca de peticiones de
llamada para SU particulares. Las tramas de Información de Difusión
Lenta y las tramas de Información de Mensajes de Búsqueda se
multiplexan entre sí en un solo canal lógico que forma el Canal de
Difusión Lenta (SBCH = Slow Broadcast Channel). Como se definió
anteriormente, la época del código es una secuencia de 29877120
chips que tienen una duración de época que es función de la
velocidad de chips definida en la siguiente Tabla 5. Para facilitar
el ahorro de energía, el canal se divide en N Ciclos de
"Descanso", y cada Ciclo se subdivide en M cuotas que duran 19
ms, excepto para la anchura de banda de 10,5 MHz, que tiene cuotas
de 18 ms.
Anchura de | Velocidad | Longitud | Ciclos/ | Longitud | Cuotas/ | Longitud |
Banda (MHz) | de Código de | de Época | Época | de Ciclo | Ciclo | de Cuota |
Expansión(MHz) | (ms) | N | (ms) | M | (ms) | |
7,0 | 5,824 | 5130 | 5 | 1026 | 54 | 19 |
10,0 | 8,320 | 3591 | 3 | 1197 | 63 | 19 |
10,5 | 8,512 | 3510 | 3 | 1170 | 65 | 18 |
14,0 | 11,648 | 8565 | 3 | 855 | 45 | 19 |
15,0 | 12,480 | 2394 | 2 | 1197 | 63 | 19 |
\vskip1.000000\baselineskip
La Cuota número 1 de Ciclo de Descanso se usa
siempre para información de difusión lenta. Las cuotas número 2 a
número M-1 se usan para grupos de mensajes de
búsqueda a menos que se inserte información de difusión lenta
extendida. La configuración de ciclos y cuotas en una realización de
la presente invención se ejecuta continuamente a 16 kbit/s.
Dentro de cada Ciclo de Descanso, la SU puede
poner en marcha el receptor y readquirir el código piloto para
lograr el enclavamiento de portadora con una precisión suficiente
para una demodulación y decodificación Viterbi satisfactorias. Este
tiempo de ajuste puede tener una duración de hasta 3 cuotas. Por
ejemplo, una SU asignada a la Cuota número 7 puede poner en marcha
el Receptor al principio de la Cuota número 4. Después de haber
supervisado su Cuota, la SU, o bien reconoce su Dirección de
Mensaje de Búsqueda e inicia una petición de acceso, u omite
reconocer su Dirección de Mensaje de Búsqueda, en cuyo caso, vuelve
al modo de Descanso.
Se describen tres métodos de rastreo de códigos
de expansión CDMA en entornos con debilitamiento de caminos
múltiples, que rastrean la fase del código de una señal de caminos
múltiples recibida con espectro expandido. El primer método usa el
circuito de rastreo de la técnica anterior, que rastrea simplemente
la fase del código de expansión del detector que tiene el mayor
valor de señal de salida; el segundo método usa un circuito de
rastreo que rastrea el valor mediano de la fase del código del grupo
de señales de caminos múltiples, y el tercer método de la presente
invención es el circuito de rastreo de centroide, que rastrea la
fase del código de una optimizada media ponderada de mínimos
cuadrados medios, de los componentes de las señales de caminos
múltiples. Lo siguiente describe los algoritmos por los cuales es
rastreada la fase del código de expansión de la señal CDMA
recibi-
da.
da.
Un circuito de rastreo tiene características de
funcionamiento que revelan la relación entre el error de tiempo y
el voltaje de control que gobierna un oscilador controlado por
voltaje (VCO = Voltage Controlled Oscillator) de un circuito de
rastreo de fase del código de expansión. Cuando hay un error de
tiempo positivo, el circuito ejemplar de rastreo genera un voltaje
de control negativo para desplazar el error de tiempo. Cuando hay
un error de tiempo negativo, el circuito ejemplar de rastreo genera
un voltaje de control positivo para desplazar el error de tiempo.
Cuando el circuito de rastreo genera un valor cero, este valor
corresponde a la alineación perfecta de tiempos denominada "punto
de enclavamiento". La Figura 3c muestra el circuito básico de
rastreo. La señal recibida r(t) se aplica al filtro adaptado
301, que correlaciona r(t) con una secuencia de códigos
locales c(t) generada por el Generador 303 de Códigos. La
señal de salida x(t) del filtro adaptado es muestreada en el
circuito de muestreo 302 para producir muestras x[nT] y
x[nT + T/2]. Las muestras x[nT] y x[nT + T/2]
son usadas por un circuito de rastreo 304 para determinar si la fase
del código de expansión c(t) del generador 303 de códigos es
correcta. El circuito de rastreo 304 produce una señal de error
e(t) como una entrada para el generador 303 de códigos. El
generador 303 de códigos usa esta señal e(t) como una señal
de entrada para ajustar la fase del código que genera.
En un sistema CDMA, la señal transmitida por el
usuario de referencia se escribe en representación paso bajo
como:
(4)s(t)
=
\sum\limits^{\infty}_{k=-\infty}c_{k}P_{Tc}(t-kT_{c})
donde c_{k} representa los
coeficientes de los códigos de expansión, P_{Tc}(t)
representa la forma de onda del chip de código de expansión, y
T_{c} es la duración del chip. Suponiendo que el usuario de
referencia no está transmitiendo datos, solamente el código de
expansión modula la portadora. Con referencia a la Figura 3, la
señal recibida
es:
(5)r(t)
=
\sum\limits^{M}_{i=1}a_{i}s(t-\tau_{i})
Aquí, a_{i} es debida al efecto de
debilitamiento del canal de caminos múltiples en el camino de orden
i, y \tau_{i} es el retardo de tiempo aleatorio asociado con el
mismo camino. El receptor pasa la señal recibida a través de un
filtro adaptado que está realizado prácticamente como un receptor
de correlación y se describe más adelante. Esta operación se efectúa
en dos etapas: primero, la señal es pasada a través de un filtro
adaptado al chip y muestreada para recuperar los valores de los
chips de códigos de expansión; después, esta secuencia de chips es
correlacionada con la secuencia de códigos generada localmente.
La Figura 3c muestra el filtro 301 adaptado al
chip, adaptado a la forma de onda P_{Tc}(t) del chip, y el
circuito de muestreo 302. La señal x(t) en el terminal de
salida del filtro adaptado al chip es:
(6)x(t)
=
\sum\limits^{M}_{i=k}\sum\limits^{\infty}_{k=-\infty}a_{i}c_{k}g(t-\tau_{i}-kT_{c})
donde
(7)g(t)
=
P_{Tc}(t)\text{*}h_{R}(t)
Aquí, h_{R}(t) es la respuesta a
impulsos del filtro adaptado al chip, y "*" denota
convolución. El orden de las sumas se puede volver a escribir
como:
(8)x(t)
=
\sum\limits^{\infty}_{k=-\infty}c_{k}f(t-kT_{c})
donde
(9)f(t)
=
\sum\limits^{M}_{i=1}a_{i}g(t-\tau_{i})
En el canal de caminos múltiples descrito
anteriormente, el circuito de muestreo muestrea la señal de salida
del filtro adaptado para producir x(nT) en los puntos de
máximo nivel de potencia de g(t). Sin embargo, en la
práctica, la forma de onda g(t) está a menudo severamente
distorsionada debido al efecto de la recepción de señales de
caminos múltiples, y no se puede obtener un perfecto alineamiento de
las señales en el tiempo.
Cuando el camino múltiple en el canal es
despreciable y se puede disponer de una estimación perfecta de los
tiempos, es decir, a_{1}=1, \tau_{1}=0, y a_{i}=0, i=2,
..., M, la señal recibida es r(t) = s(t). Entonces,
con este modelo ideal de canal, la salida del filtro adaptado al
chip resulta:
(10)x(t) =
\sum\limits^{\infty}_{k=-\infty}c_{k}g(t-kT_{c})
Sin embargo, cuando hay debilitamiento de caminos
múltiples, la forma de onda recibida del valor del chip del código
de expansión está distorsionada, y tiene un número de máximos
locales que puede cambiar de un intervalo de muestreo a otro
dependiendo de las características del canal.
Para canales con debilitamiento de caminos
múltiples, con características de canales que cambian rápidamente,
no es práctico tratar de situar el máximo de la forma de onda
f(t) en cada intervalo de periodo de chip. En cambio, se
puede obtener una referencia de tiempos a partir de las
características de f(t) que no pueden cambiar tan
rápidamente. Se describen tres métodos de rastreo basados en
diferentes características de f(t).
Los métodos de rastreo de la técnica anterior
incluyen un circuito de rastreo de código en el que el receptor
intenta determinar dónde ocurre el valor máximo de salida del
filtro adaptado, de la forma de onda del chip, y muestrear la señal
en ese punto. Sin embargo, en canales con debilitamiento de caminos
múltiples, la forma de onda del código de supresión de expansión
recibido puede tener numerosos máximos locales, especialmente en
entornos móviles. Si f(t) representa la forma de onda de la
señal recibida del chip del código de expansión convolucionado con
la respuesta a impulsos del canal, la forma de f(t) y dónde
ocurre su máximo pueden cambiar bastante rápidamente, haciendo
impracticable rastrear el máximo de f(t).
Se define \tau como el tiempo estimado, que el
circuito de rastreo calcula durante un intervalo de muestreo
particular. También se define la siguiente función de error:
Los circuitos de rastreo de la técnica anterior
calculan un valor de la señal de entrada que minimiza el error
\varepsilon. Se puede escribir:
(12)min \
\varepsilon = 1 - max \int\limits^{\tau +\partial}_{\tau
-\partial}f(t)dt
Suponiendo que f(\tau) tiene una forma
suave en los valores dados, el valor de \tau para el cual
f(\tau) es máximo minimiza el error \varepsilon, de modo
que el circuito de rastreo rastrea el punto máximo de
f(t).
El Método de Rastreo del Valor Ponderado Mediano,
de una realización de la presente invención, minimiza el error
ponderado absoluto, definido como:
(13)\varepsilon =
\int^{\infty}_{-\infty}|t-\tau|f(t)dt
Este método de rastreo calcula el valor
"mediano" de señal de f(t) recogiendo información de
todos los caminos, donde f(\tau) es como en la ecuación
(9). En un entorno con debilitamiento de caminos múltiples, la
forma de onda f(t) puede tener múltiples máximos locales,
pero sólo uno mediano.
Para minimizar \varepsilon, se efectúa la
derivada de la ecuación (13) con respecto a \tau y se iguala a
cero, lo que da:
(14)\int^{\tau}_{-\infty}f(t)d
=
\int^{\infty}_{-\tau}f(t)dt
El valor de \tau que satisface (14) se denomina
el "mediano" de f(t). Por lo tanto, el Método de
Rastreo de Mediano de la presente invención rastrea el mediano de
f(t). La Figura 4 muestra una realización práctica del
circuito de rastreo basado en minimizar el error ponderado
absoluto definido anteriormente. La señal x(t) y su versión
desfasada medio chip x(t+T/2) son muestreadas por el
convertidor 401 de analógico a digital A/D a una velocidad de 1/T.
La siguiente ecuación determina las características de
funcionamiento del circuito de la Figura 4:
(15)\varepsilon (\tau) =
\sum\limits^{2L}_{n=1}|f(\tau-nT/2)|-|f(\tau+nT/2)|
El rastreo del mediano de un grupo de señales de
caminos múltiples mantiene igual la energía recibida de los
componentes de la señal de caminos múltiples en los lados
adelantado y atrasado del punto mediano de la fase correcta del
código de expansión c_{0} generado localmente. El circuito de
rastreo consiste en un convertidor A/D 401 que muestrea una señal
de entrada x(t) para formar las muestras desfasadas medio
chip. Las muestras desfasadas medio chip se agrupan alternativamente
en muestras pares, denominadas conjunto adelantado de muestras
x(nT+\tau), y muestras impares denominadas conjunto
atrasado de muestras x(nT+(T/2)+\tau). El primer filtro
adaptativo adaptado 402 del banco de correlación multiplica cada
muestra adelantada por las fases de códigos de expansión
c(n+1), c(n+2), ... c(n+L), donde L es pequeño
comparado con la longitud del código y aproximadamente igual al
número de chips de retardo entre las señales más adelantadas y más
atrasadas de caminos múltiples. La salida de cada correlacionador se
aplica a un respectivo primer banco 404 de suma y descarga. Las
magnitudes de los valores de salida de las L sumas y descargas se
calculan en el calculador 406 y se suman después en un sumador 408
para dar un valor de salida proporcional a la energía de la señal en
las señales adelantadas de caminos múltiples. Análogamente, un
segundo filtro adaptativo adaptado 403 del banco de correlación
actúa sobre las muestras atrasadas usando las fases de códigos
c(n-1), c(n-2), ...
c(n-L), y cada señal de salida se aplica a un
respectivo circuito de suma y descarga en un integrador 405. Las
magnitudes de las salidas de las L sumas y descargas se calculan en
el calculador 407 y se suman después en el sumador 409 para dar un
valor para la energía de las señales atrasadas de caminos
múltiples. Finalmente, el sustractor 410 calcula la diferencia y
produce una señal de error e(t) de los valores de energía de
las señales adelantadas y atrasadas.
Por medio de la señal de error e(\tau),
el circuito de rastreo ajusta las fases de los códigos c(t)
generados localmente, para hacer que la diferencia entre los
valores adelantados y atrasados tienda a 0.
Otro circuito de rastreo de códigos de expansión
de una realización de la presente invención se denomina circuito de
rastreo ponderado cuadrático (o circuito de rastreo de centroide).
Definiendo \tau para designar el tiempo estimado que calcula el
circuito de rastreo, basado en alguna característica de f(t),
el circuito de rastreo de centroide minimiza el error ponderado
cuadrático definido como:
(16)\varepsilon =
\int^{\infty}_{-\infty}|t-\tau|^{2}f(t)dt
Esta función dentro de la integral tiene una
forma cuadrática que tiene un solo mínimo. El valor de \tau que
minimiza \varepsilon se puede encontrar efectuando la derivada de
la ecuación anterior con respecto a \tau e igualando a cero, lo
que da:
(17)\int^{\infty}_{-\infty}(-2t +
2\tau)f(t)dt =
0
Por lo tanto, el valor de \tau
que
satisface
(18)\tau -
\frac{1}{\beta} \int^{\infty}_{-\infty}t f(t)dt =
0
es el tiempo estimado que calcula
el circuito de rastreo, y \beta es un valor
constante.
Basándose en estas observaciones, en la Figura 5
se muestra una realización del circuito de rastreo que minimiza el
error ponderado cuadrático. La siguiente ecuación determina la
señal de error e(\tau) del circuito de rastreo de
centroide:
(19)\varepsilon (\tau) =
\sum\limits^{2L}_{n=1}n[|f(\tau-nT/2)|-|f(\tau+nT/2)|]
=
0
El valor que satisface e(\tau) = 0 es la
estimación optimizada del tiempo.
Las energías de las señales adelantadas y
atrasadas de caminos múltiples en cada lado del punto centroide son
iguales. El circuito de rastreo de centroide mostrado en la Figura
5 consiste en un convertidor A/D 501 que muestrea una señal de
entrada x(t), como se describió anteriormente con referencia
a la Figura 4, para formar muestras desplazadas medio chip. Las
muestras desplazadas medio chip son agrupadas alternativamente como
un conjunto adelantado de muestras x(nT+\tau) y un conjunto
atrasado de muestras x(nT+(T/2)+\tau). El primer filtro
adaptativo adaptado 502 del banco de correlación multiplica cada
muestra adelantada y cada muestra atrasada por las fases positivas
de códigos de expansión c(n+1), c(n+2), ...
c(n+L), donde L es pequeño comparado con la longitud del
código y es aproximadamente igual al número de chips de retardo
entre las señales más adelantadas y más atrasadas de caminos
múltiples. La señal de salida de cada correlacionador se aplica a
un respectivo circuito de los L circuitos de suma y descarga del
primer banco 504 de suma y descarga. El valor de la magnitud de la
señal de salida producida por cada circuito de suma y descarga del
banco 504 de suma y descarga es calculado por el respectivo
calculador del banco 506 de calculadores y aplicado a un
correspondiente amplificador de ponderación del primer banco 508 de
ponderación. La señal de salida de cada amplificador de ponderación
representa la energía de la señal ponderada en una señal componente
de caminos múltiples.
Los valores de energía de las señales adelantadas
de caminos múltiples, ponderadas, se suman en un sumador 510 de
muestras para dar un valor de salida que es proporcional a la
energía de las señales del grupo de señales de caminos múltiples
que corresponden a fases positivas de códigos, que son las señales
adelantadas de caminos múltiples. Análogamente, un segundo filtro
adaptativo adaptado 503 del banco de correlación actúa sobre las
muestras adelantadas y atrasadas usando las fases negativas de los
códigos de expansión c(n-1),
c(n-2), ... c(n-L) y
cada señal de salida es proporcionada a un respectivo circuito de
suma y descarga del integrador discreto 505. Los valores de la
magnitud de las L señales de salida de los circuitos de suma y
descarga son calculados por el respectivo calculador del banco 507
de calculadores y son ponderados después en el banco 509 de
ponderación. Los valores de la energía de las señales atrasadas de
caminos múltiples, ponderadas, se suman en un sumador 511 de
muestras para dar un valor de energía para el grupo de señales de
caminos múltiples que corresponden a las fases negativas de
códigos, que son las señales atrasadas de caminos múltiples.
Finalmente, el sustractor 512 calcula la diferencia de los valores
de energía de las señales adelantadas y atrasadas para producir un
valor de error de muestra e(\tau).
El circuito de rastreo de la Figura 5 produce una
señal de error e(\tau) que se usa para ajustar la fase del
código generado localmente c(nT) a fin de mantener iguales
las energías medias ponderadas en los grupos de señales adelantadas
y atrasadas de caminos múltiples. La realización mostrada utiliza
valores de ponderación que aumentan cuando aumenta la distancia
desde el centroide. La energía de la señal en las señales más
adelantadas y más atrasadas de caminos múltiples es probablemente
menor que los valores de la señal de caminos múltiples cerca del
centroide. Por consiguiente, la diferencia calculada por el
sustractor 512 es más sensible a variaciones en el retardo de las
señales más adelantadas y más atrasadas de caminos múltiples.
En otro método ejemplar de rastreo, el circuito
de rastreo ajusta la fase de muestreo para que sea "óptima" y
resistente para los caminos múltiples. Si f(t) representa la
forma de onda de la señal recibida, como en la anterior ecuación
(9), el método particular de optimizar comienza con un bucle de
retardo enclavado con una señal de error
e(\tau) que gobierna el bucle. Deseablemente, la función e(\tau) tiene solamente un cero en \tau = \tau_{0}, donde \tau_{0} es óptimo. La forma óptima para e(\tau) tiene la forma canónica:
e(\tau) que gobierna el bucle. Deseablemente, la función e(\tau) tiene solamente un cero en \tau = \tau_{0}, donde \tau_{0} es óptimo. La forma óptima para e(\tau) tiene la forma canónica:
(20)e(\tau) =
\int^{\infty}_{-\infty}w(t,
\tau)|f(t)|^{2}dt
donde w(t,\tau) es una
función de ponderación que relaciona f(t) con el error
e(\tau), y se mantiene lo
siguiente:
(21)e(\tau+\tau_{0}) =
\int^{\infty}_{-\infty}w(t, \tau +
\tau_{0})|f(t)|^{2}dt
De la ecuación (21) se deduce que
w(t,\tau) es equivalente a w(t,-\tau).
Considerando la pendiente M de la señal de error en las proximidades
de un punto \tau_{0} de enclavamiento:
(22)M =
\left.\frac{d\varepsilon(\tau)}{d\tau}\right|_{\tau_{0}} = -
\int^{\infty}_{-\infty}w'(t-\tau_{0})g(t)dt
donde w'(t,\tau) es la derivada
de w(t,\tau) con respecto a \tau, y g(t) es la
media de
|f(t)|^{2}.
El error e(\tau) tiene una parte
determinista y una parte de ruido. Si z designa el componente de
ruido en e(\tau), entonces |z|^{2} es la potencia media
de ruido en la función de error e(\tau). Por consiguiente,
el circuito de rastreo óptimo maximiza la relación:
(23)F =
\frac{M^{2}}{|z|^{2}}
Ahora se describe la realización práctica del
Detector Cuadrático. El valor de error discreto "e" de una
señal de error e(\tau) se genera efectuando la
operación:
(24)e = y^{T}
\
By
donde el vector "y" representa
los componentes y_{i}, i = 0, 1, ... L-1 de la
señal recibida, como se muestra en la Figura 5b. La matriz B es una
matriz de L por L, y los elementos se determinan calculando valores
tales que se maximice la relación F de la ecuación
23.
El valor de L de la sección anterior determina el
número mínimo de correlacionadores y elementos de suma y
descarga. L se escoge tan pequeño como sea posible sin comprometer la funcionalidad del circuito de ras-
treo.
descarga. L se escoge tan pequeño como sea posible sin comprometer la funcionalidad del circuito de ras-
treo.
La característica de caminos múltiples del canal
es tal que la forma de onda f(t) del chip recibido se
expande sobre QT_{c} segundos, o los componentes de los caminos
múltiples ocupan un periodo de tiempo de Q chips de duración. El
valor de L escogido es L = Q. El valor de Q se halla midiendo las
características de transmisión del canal de radiofrecuencia
particular, para determinar el retardo de propagación de las
señales componentes más adelantadas y más atrasadas de caminos
múltiples. QT_{c} es la diferencia entre el tiempo de llegada a un
receptor de los componentes más adelantados y más atrasados de
caminos múltiples.
El Detector Cuadrático descrito anteriormente se
puede usar para llevar a la práctica el sistema de rastreo de
centroide descrito anteriormente con referencia a la Figura 5a.
Para esta realización práctica, el vector "y" es la señal de
salida de los circuitos 504 de suma y descarga:
y={f(\tau-LT),
f(\tau-LT+T/2),
f(\tau-(L-1)T),...
f(\tau), f(\tau+T/2), f(\tau+T),...
f(\tau+LT)}, y la matriz B se expone en la tabla 6.
Una realización de la presente invención usa un
correlacionador de vector adaptativo (AVC = Adaptive Vector
Correlator) para estimar la respuesta a impulsos del canal y para
obtener un valor de referencia para la combinación coherente de
componentes de señales de caminos múltiples recibidas. La
realización descrita emplea un conjunto de correlacionadores para
estimar la respuesta compleja del canal que afecta a cada
componente de caminos múltiples; después, el receptor compensa la
respuesta de canal y combina coherentemente los componentes de
señales de caminos múltiples recibidas. Esta aproximación se
denomina combinación de relación máxima.
Con referencia a la Figura 6, la señal de entrada
x(t) al sistema está compuesta de ruido de interferencias de
otros canales de mensajes, señales de caminos múltiples de canales
de mensajes, ruido térmico y señales de caminos múltiples de la
señal piloto. La señal es proporcionada al AVC 601 que incluye
medios 602 de supresión de expansión, medios 604 de estimación de
canal para estimar la respuesta de canal, medios de corrección 603
para corregir en una señal los efectos de la respuesta de canal, y
un sumador 605, en la presente invención. Los medios 602 de
supresión de expansión del AVC están compuestos de múltiples
correlacionadores de códigos, usando cada correlacionador una fase
diferente del código piloto c(t) proporcionado por el
generador 608 de código piloto. La salida de estos medios de
supresión de expansión corresponde a un nivel de potencia de ruido
si la fase del código piloto local de los medios de supresión de
expansión no está en fase con la señal de código de entrada; o
corresponde a un nivel de potencia de señal piloto recibida, más un
nivel de potencia de ruido, si las fases del código piloto de
entrada y del código piloto generado localmente son las mismas. La
respuesta de canal de las señales de salida de los correlacionadores
de los medios de supresión de expansión es corregida por los medios
de corrección 603 y las señales son aplicadas al sumador 605, que
recoge toda la potencia de las señales piloto de caminos múltiples.
Los medios 604 de estimación de respuesta de canal reciben la señal
piloto combinada y las señales de salida de los medios 602 de
supresión de expansión, y proporcionan una señal estimada
w(t) de respuesta de canal para los medios de corrección 603
del AVC, y la señal estimada w(t) también está disponible
para el filtro adaptativo adaptado (AMF) descrito
subsiguientemente. La señal de salida de los medios 602 de supresión
de expansión es proporcionada, también, a los medios 606 de decisión
de adquisición, que deciden, tomando como base un algoritmo
particular, tal como una prueba secuencial de relación de
probabilidad (SPRT = Sequential Probability Ratio Test), si los
niveles presentes en las salidas de los circuitos de supresión de
expansión corresponden a la sincronización del código generado
localmente, con la fase deseada del código de entrada. Si el
detector no encuentra sincronización, los medios de decisión de
adquisición envían una señal de control a(t) al generador 608
de código piloto local para desplazar su fase en uno o más periodos
de chips. Cuando se encuentra sincronización, los medios de
decisión de adquisición se lo comunican al circuito 607 de rastreo,
que consigue y mantiene una sincronización estrecha entre las
secuencias de códigos recibidas y las generadas localmente.
En la Figura 7 se muestra una realización
práctica ejemplar del AVC piloto usado para suprimir la expansión
del código de expansión piloto. La realización descrita supone que
la señal de entrada x(t) ha sido muestreada con un periodo de
muestreo T, para formar x(nT+\tau), y está compuesta de
ruido de interferencia de otros canales de mensajes, señales de
caminos múltiples de canales de mensajes, ruido térmico y señales
de caminos múltiples del código piloto. La señal x(nT+\tau)
es aplicada a L correlacionadores, donde L es el número de fases de
códigos sobre las cuales existe la incertidumbre dentro de las
señales de caminos múltiples. Cada correlacionador 701, 702, 703
comprende un respectivo multiplicador 704, 705, 706 que multiplica
la señal de entrada por una fase particular de la señal
c[(n+i)T] de código de chip Piloto, y un circuito 708, 709,
710 de suma y descarga. La señal de salida de cada multiplicador
704, 705, 706 es aplicada a un respectivo circuito 708, 709, 710 de
suma y descarga para efectuar una integración discreta. Antes de
sumar la energía de la señal contenida en las salidas de los
correlacionadores, el AVC compensa la respuesta de canal y la
rotación de fase de portadora de las diferentes señales de caminos
múltiples. Cada señal de salida de cada circuito 708, 709, 710 de
suma y descarga es multiplicada por un fasor de desrotación
[conjugado complejo de ep(nT)] obtenido del bucle digital de
enclavamiento de fase (DPLL = Digital Phase Locked Loop) 721. Este
fasor es aplicado a un puerto de entrada de un respectivo
multiplicador 714, 715, 716 para tener en cuenta el desplazamiento
de fase y de frecuencia de la señal portadora. El AMF del Rastrillo
Piloto calcula factores complejos de ponderación w_{k}, k = 1,
..., L, para cada señal de caminos múltiples, pasando la salida de
cada multiplicador 714, 715, 716 a través de un filtro paso bajo
(FPB) 711, 712, 713. Cada señal de caminos múltiples, con expansión
suprimida, es multiplicada por su correspondiente factor de
ponderación en un respectivo multiplicador 717, 718, 719. Las
señales de salida de los multiplicadores 717, 718, 719 son sumadas
en un sumador maestro 720, y la señal de salida p(nT) del
acumulador 720 consiste en las señales piloto de caminos múltiples,
con expansión suprimida, combinadas en ruido. La señal de salida
p(nT) es aplicada, también, al DPLL 721 para producir la
señal de error ep(nT) para el rastreo de la fase de
portadora.
Las Figuras 8a y 8b muestran realizaciones
alternativas del AVC que se pueden usar para la detección y
combinación de componentes de señales de caminos múltiples. Los AVC
de las señales de menajes de las Figuras 8a y 8b usan los factores
de ponderación producidos por el AVC Piloto para corregir las
señales de caminos múltiples de datos de mensajes. La señal de
código de expansión c(nT) es la secuencia de expansión usada
por un canal de mensajes particular y está sincronizada con la
señal de código de expansión piloto. El valor L es el número de
correlacionadores en el circuito AVC.
El circuito de la Figura 8a calcula la variable
de decisión Z que está dada por:
donde N es el número de chips de la
ventana de correlación. De manera equivalente, la estadística de
decisión está dada
por:
En la Figura 8b se muestra la realización
práctica alternativa que resulta de la ecuación (26).
Con referencia a la Figura 8a, la señal de
entrada x(t) es muestreada para formar x(nT+\tau),
y está compuesta de ruido de interferencias de otros canales de
mensajes, señales de caminos múltiples de canales de mensajes, ruido
térmico y señales de caminos múltiples del código piloto. La señal
x(nT+\tau) es aplicada a L correlacionadores, donde L es
el número de fases de códigos sobre las cuales existe la
incertidumbre dentro de las señales de caminos múltiples. Cada
correlacionador 801, 802, 803 comprende un multiplicador 804, 805,
806 que multiplica la señal de entrada por una fase particular de
la señal de código de expansión del canal de mensajes, y un
respectivo circuito 808, 809, 810 de suma y descarga. La salida de
cada multiplicador 804, 805, 806 es aplicada a un respectivo
circuito 808, 809, 810 de suma y descarga que efectúa una
integración discreta. Antes de sumar la energía de la señal
contenida en las señales de salida de los correlacionadores, el AVC
compensa las diferentes señales de caminos múltiples. Cada señal de
caminos múltiples, con expansión suprimida, y su correspondiente
factor de ponderación, que se obtiene del correspondiente factor de
ponderación de caminos múltiples del AVC Piloto, son multiplicados
en los multiplicadores 817, 818, 819. Las señales de salida de los
multiplicadores 817, 818, 819 son sumadas en un sumador maestro 820,
y la señal de salida z(nT) del acumulador 820 consiste en
niveles muestreados en ruido, de una señal de mensaje, con expansión
suprimida.
La realización alternativa de la invención
incluye una nueva realización práctica del circuito de supresión de
expansión del AVC para los canales de mensajes, que efectúa
simultáneamente la suma y descarga para cada componente de señal de
caminos múltiples. La ventaja de este circuito es que solamente es
necesario un circuito de suma y descarga y un sumador. Con
referencia a la Figura 8b, el generador 830 de secuencias de
códigos de mensajes proporciona una secuencia de códigos de mensajes
para el registro de desplazamiento 831 de longitud L. La señal de
salida de cada registro 832, 833, 834, 835, del registro de
desplazamiento 831, corresponde a la secuencia de códigos de
mensajes desplazada en fase en un chip. El valor de salida de cada
registro 832, 833, 834, 835 es multiplicado en multiplicadores 836,
837, 838, 839 con el correspondiente factor de ponderación w_{k},
k = 1, ..., L obtenido del AVC Piloto. Las señales de salida de los
L multiplicadores 836, 837, 838, 839 son sumadas por el circuito
sumador 840. La señal de salida del circuito sumador, y la señal de
entrada x(nT+\tau) del receptor, son multiplicadas después
en el multiplicador 841 e integradas por el circuito 842 de suma y
descarga, para producir la señal de mensaje z(nT).
En la Figura 8c se muestra una tercera
realización del correlacionador de vector adaptativo. Esta
realización usa la estadística de los mínimos cuadrados medios
(LMS) para llevar a la práctica el correlacionador del vector, y
determina los factores de desrotación para cada componente de
caminos múltiples de la señal de caminos múltiples recibida. El AVC
de la Figura 8c es similar a la realización práctica ejemplar del
AVC Piloto usado para suprimir la expansión del código de expansión
piloto, mostrada en la Figura 7. El bucle digital de enclavamiento
de fase (DPLL) 721 es sustituido por un bucle de enclavamiento de
fase (PLL) 850 que tiene un oscilador controlado por voltaje (VCO)
851, un filtro 852 de bucle, un limitador 853 y un separador 854 de
componentes imaginarios. La diferencia entre la señal de salida
corregida, "dos", con expansión suprimida, y una señal ideal
con expansión suprimida, es proporcionada por el sumador 855, y la
señal diferencia es un valor de error, "ide", con expansión
suprimida, que es usado también por los circuitos de desrotación
para compensar errores en los factores de desrotación.
En un entorno de señales de caminos múltiples, la
energía de señal de un símbolo transmitido es expandida sobre los
componentes de las señales de caminos múltiples. La ventaja de la
suma de señales de caminos múltiples es que una parte sustancial de
la energía de la señal es recuperada en una señal de salida del AVC.
Por consiguiente, un circuito de detección tiene una señal de
entrada del AVC con una mayor relación señal/ ruido (SNR =
Signal-to-Noise Ratio) y, por tanto,
puede detectar la presencia de un símbolo con una menor tasa de
errores de bits (BER). Además, la medida de la salida del AVC es
una buena indicación de la potencia de transmisión del transmisor, y
una buena medida del ruido de interferencia del sistema.
Una realización de la presente invención incluye
un Filtro Adaptativo Adaptado (AMF = Adaptive Matched Filter) para
combinar óptimamente los componentes de las señales de caminos
múltiples en una señal de mensaje recibida con espectro expandido.
El AMF es una línea de retardo con tomas intermedias que retiene
valores desplazados de la señal de mensaje muestreada, y combina
éstos después de corregir la respuesta de canal. La corrección de
la respuesta de canal se efectúa usando la respuesta de canal
estimada, calculada en el AVC, que actúa sobre la señal de secuencia
Piloto. La señal de salida del AMF es la combinación de los
componentes de caminos múltiples que son sumados para dar un valor
máximo. Esta combinación corrige la distorsión de recepción de las
señales de caminos múltiples. Los diversos circuitos de supresión de
expansión de mensajes actúan sobre esta señal combinada de
componentes de caminos múltiples del AMF.
La Figura 8d muestra una realización ejemplar del
AMF. La señal muestreada del convertidor A/D 870 es aplicada a la
línea de retardo 872 de L etapas. Cada etapa de esta línea de
retardo 872 retiene la señal correspondiente a un componente
diferente de la señal de caminos múltiples. La corrección de la
respuesta de canal es aplicada a cada componente retardado de la
señal, multiplicando el componente en el respectivo multiplicador
del banco 874 de multiplicadores, con el respectivo factor de
ponderación w_{1}, w_{2}, ..., w_{L} del AVC correspondiente
al componente retardado de la señal. Todos los componentes
ponderados de la señal son sumados en el sumador 876 para dar la
señal combinada y(t) de componentes de caminos múltiples.
La señal combinada y(t) de componentes de
caminos múltiples no incluye la corrección debida al desplazamiento
de fase y de frecuencia de la señal portadora. La corrección del
desplazamiento de fase y de frecuencia de la señal portadora se
efectúa para y(t), multiplicando y(t) por la
corrección de fase y de frecuencia de portadora (fasor de
desrotación), en el multiplicador 878. La corrección de fase y de
frecuencia es producida por el AVC como se describió anteriormente.
La Figura 8d muestra la corrección antes de los circuitos 880 de
supresión de expansión, pero realizaciones alternativas de la
invención pueden aplicar la corrección después de los circuitos de
supresión de expansión.
La Estación de Portadora de Radio (RCS) de la
presente invención actúa como una interfaz central entre la unidad
de abonado (SU) y el elemento remoto de red, de control de proceso,
tal como una Unidad de Distribución de Radio (RDU). La interfaz para
la RDU del sistema ejemplar cumple la norma G.704 y una interfaz de
acuerdo con una versión modificada de DECT (Digital European
Cordless Telephone = Teléfono Europeo Digital Sin Hilos) V5.1, pero
la presente invención puede soportar cualquier interfaz que pueda
conmutar canales de control de llamadas y de tráfico. La RCS recibe
canales de información de la RDU, que incluyen datos de control de
llamadas y datos de canales de tráfico tales como, pero no
limitados a, ADPCM a 32 kb/s, PCM a 64 kb/s, y RDSI, así como datos
de configuración del sistema y de mantenimiento. La RCS termina
también los canales CDMA portadores de interfaz de radio con
unidades de abonado (SU), incluyendo dichos canales, datos de
control y datos de canales de tráfico. En respuesta a los datos de
control de llamadas procedentes, ya sea de la RDU o una SU, la RCS
asigna canales de tráfico a canales portadores en el enlace de
comunicación de RF, y establece una conexión de comunicación entre
la SU y la red telefónica a través de una RDU.
Como se muestra en la figura 9, la RCS recibe
datos de control de llamadas y de información de mensajes en los
mutiplexadores MUX 905, 906 y 907, a través de las líneas de
interfaz 901, 902 y 903. Aunque se muestra el formato E1, otros
formatos similares de telecomunicaciones pueden ser soportados de la
misma manera que la descrita anteriormente. Cada MUX proporciona una
conexión al Controlador de Acceso Inalámbrico (WAC = Wireless
Access Controller) 920 a través de la autopista PCM 910. Aunque el
sistema ejemplar mostrado en la Figura 1 usa una interfaz E1, se
contempla que se puedan usar otros tipos de líneas telefónicas que
transporten múltiples llamadas, por ejemplo, líneas T1 o líneas que
están conectadas a una centralita telefónica privada (PBX = Private
Branch Exchange).
El Controlador de Acceso Inalámbrico (WAC) 920 es
el controlador del sistema de la RCS, que administra funciones de
control de llamadas e interconexión de corrientes de datos entre
los multiplexadores MUX 905, 906 y 907 y las Unidades de Interfaz de
Módem (MIU) 931, 932, 933. El WAC 920 también controla y supervisa
otros elementos de la RCS tales como el VDC (Video Distribution
Circuit) 940, el circuito de RF 950 y el Amplificador de Potencia
960.
Una vía de comunicación 912 de baja velocidad
está conectada al WAC 920 para transferir señales de control y de
estados entre el Transmisor/Receptor de RF 950, el VDC 940, el
circuito de RF 950 y el Amplificador de Potencia 960. Las señales de
control son enviadas desde el WAC 920 para activar o desactivar el
Transmisor/Receptor de RF 950 o el Amplificador de Potencia 960, y
las señales de estados son enviadas desde el Transmisor/Receptor de
RF 950 o el Amplificador de Potencia 960 para vigilar la presencia
de una condición de fallo.
La RCS ejemplar contiene por lo menos una MIU
931, que se muestra en la Figura 10. La MIU de la realización
ejemplar incluye seis módems CDMA, pero la invención no está
limitada a este número de módems. La MIU incluye: una autopista PCM
1201 de Sistema conectada a cada uno de los Módems CDMA 1210, 1211,
1212, 1215 a través de una Interfaz PCM 1220; una Vía de
Comunicación 1221 de Canales de Control conectada al controlador
1230 de MIU y a cada uno de los Módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1213;
un generador (CLK) 1231 de señal de reloj de MIU; y un combinador
1232 de salida de módem. La MIU proporciona a la RCS las siguientes
funciones: el controlador de MIU recibe Instrucciones de Asignación
de Canales CDMA desde el WAC y asigna un primer módem a una señal
de información de usuario que es aplicada a la interfaz de línea
del MUX, y un segundo módem para recibir el canal CDMA desde la SU;
la MIU combina también los Datos del Módem de Transmisión CDMA para
cada uno de los módems CDMA de la MIU; multiplexa los datos I y Q de
mensajes transmitidos desde los módems CDMA para su transmisión al
VDC; recibe datos Analógicos I y Q de mensajes recibidos desde el
VDC; distribuye los datos I y Q a los módems CDMA; transmite y
recibe Datos digitales de AGC (Automatic Gain Control = Control
Automático de Ganancia); distribuye los datos AGC a los módems
CDMA; y envía Estado de Placa MIU e Información de Mantenimiento al
WAC 920.
El controlador 1230 de MIU de la realización
ejemplar de la presente invención contiene un microprocesador 1240
de comunicaciones, tal como el procesador "QUICC" (Quad
Integrated Communication Controler = cuádruple controlador de
comunicaciones integrado) MC68360, e incluye una memoria 1242 que
tiene una memoria PROM "Flash" 1243 y una memoria SRAM (Static
RAM = RAM estática) 1244. La memoria PROM "Flash" 1243 está
dispuesta para contener el código de programa para el
Microprocesador 1240, y la memoria 1243 es descargable y
reprogramable para soportar nuevas versiones de programas. La
memoria SRAM 1244 está dispuesta para contener el espacio de los
datos temporales necesitados por el Microprocesador MC68360, 1240,
cuando el controlador 1230 de MIU lee o escribe datos en
memoria.
El circuito de reloj CLK 1231 de MIU proporciona
una señal de temporización al controlador 1230 de MIU y también
proporciona una señal de temporización a los módems CDMA. El
circuito CLK 1231 de MIU recibe la señal de reloj wo(t) del
sistema y está sincronizado con la misma. El generador 1213 de
señal de reloj de controlador recibe también y se sincroniza a la
señal de reloj pn(t) de código de expansión que es
distribuida a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 desde el
MUX.
La RCS de la presente invención incluye un Módem
1210 de Sistema contenido en una MIU. El Módem 1210 del Sistema
incluye un expansor de Difusión (no mostrado) y un Generador Piloto
(no mostrado). El Módem de Difusión proporciona la información de
difusión usada por el sistema ejemplar, y los datos de mensajes de
difusión son transferidos desde el controlador 1230 de MIU al Módem
1210 del Sistema. El Módem del Sistema también incluye cuatro
módems adicionales (no mostrados) que se usan para transmitir las
señales CT1 a CT4 y AX1 a AX4. El Módem 1210 del Sistema
proporciona señales de datos no ponderados I y Q de mensajes de
Difusión, que son aplicadas al VDC. El VDC suma la señal de datos
de mensajes de Difusión a los Datos de Transmisión del Módem CDMA
de MIU de todos los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, y la Señal
Piloto Glo-
bal.
bal.
El generador Piloto (PG) 1250 proporciona la
señal Piloto Global que es usada por la presente invención, y la
señal Piloto Global es proporcionada a los módems CDMA 1210, 1211,
1212, 1215 por el controlador 1230 de MIU. Sin embargo, otras
realizaciones de la presente invención no necesitan el controlador
de MIU para generar la señal Piloto Global, sino que incluyen una
señal Piloto Global generada por cualquier forma de generador de
Secuencias de Códigos CDMA. En la realización descrita de la
invención, la señal Piloto Global I y Q no ponderada es enviada,
también, al VDC, donde se le asigna un peso y se suma a los datos
de transmisión de Módem CDMA de la MIU y a la señal de datos de
mensajes de Difusión.
En la RCS ejemplar, la temporización del sistema
se obtiene de la interfaz E1. Hay cuatro multiplexadores MUX en una
RCS, tres de los cuales (905, 906 y 907) se muestran en la Figura
9. En cada chasis están situados dos multiplexadores. Uno de los
dos multiplexadores de cada chasis está designado como maestro, y
uno de los maestros está designado como maestro del sistema. El
multiplexador que es el maestro del sistema obtiene una señal de
reloj PCM de 2,048 MHz de la interfaz E1, usando un bucle de
enclavamiento de fase (PLL) (no mostrado). A su vez, el
multiplexador maestro del sistema divide por 16 la frecuencia de la
señal de reloj PCM de 2,048 MHz, para obtener una señal de reloj de
referencia de 128 kHz. La señal de reloj de referencia de 128 kHz
es distribuida desde el multiplexador que es el maestro del sistema
a todos los demás multiplexadores. A su vez, cada multiplexador
multiplica la frecuencia de la señal de reloj de referencia de 128
kHz, para sintetizar la señal de reloj del sistema, que tiene una
frecuencia que es el doble de la frecuencia de la señal de reloj PN.
El multiplexador también divide por 16 la frecuencia de la señal de
reloj de 128 kHz, para generar la señal de sincronismo de trama de
8 kHz, que es distribuida a las MIU. Para la realización ejemplar,
la señal de reloj del sistema tiene una frecuencia de 11,648 MHz
para un canal CDMA de 7MHz de anchura de banda. Cada multiplexador
también divide por 2 la frecuencia de la señal de reloj del sistema
para obtener la señal de reloj PN y, después, divide por 29877120
(que es la longitud de la secuencia PN) la frecuencia de la señal
de reloj PN, para generar la señal de sincronismo PN que indica los
límites de épocas. La señal de sincronismo PN del multiplexador
maestro del sistema también es distribuida a todos los
multiplexadores para mantener la alineación de fase de las señales
de reloj generadas internamente para cada multiplexador. La señal
de sincronismo PN y la señal de sincronismo de trama están
alineadas. Los dos multiplexadores que están designados como
multiplexadores maestros para cada chasis, distribuyen, después,
tanto la señal de reloj del sistema como la señal de reloj PN, a
los mutiplexadores y al VDC.
La Interfaz 1220 de la Autopista PCM conecta la
Autopista PCM 911 del Sistema a cada Módem CDMA 1210, 1211, 1212,
1215. El controlador de WAC transmite la información de Control de
Módem, que incluye señales de control de mensajes de tráfico para
cada respectiva señal de información de usuario, al controlador 1230
de MIU, a través de la vía de comunicación de alta velocidad (High
Speed Bus) HSB 970. Cada Módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 recibe de
la MIU una señal de control de mensaje de tráfico que incluye
información de señalización. Las señales de control de mensajes de
tráfico también incluyen información de control de llamadas (CC =
Call Control) e información de secuencias de códigos de expansión y
de códigos de supresión de expansión.
La MIU también incluye el Combinador 1232 de
Datos de Transmisión que suma datos ponderados de transmisión de
módem CDMA, que incluyen datos de transmisión
En-fase (I) y Cuadratura (Q) de módem, de los módems
CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la MIU. Los datos I de transmisión de
módem se suman separadamente de los datos Q de transmisión de
módem. La señal de salida combinada de los datos I y Q de
transmisión de módem, del Combinador 1232 de Datos de Transmisión,
es aplicada al multiplexador 1233 de I y Q, que crea un solo canal
de mensajes de transmisión CDMA compuesto de los datos I y Q de
transmisión de módem, multiplexados en una corriente de datos
digitales.
El Circuito 1234 de Entrada de Datos del Receptor
(RDI = Receiver Data Input) recibe los Datos Diferenciales
Analógicos I y Q del Circuito de Distribución de Vídeo (VDC) 940
mostrado en la Figura 9, y distribuye los Datos Diferenciales
Analógicos I y Q a cada uno de los módems CDMA 1210, 1211, 1212,
1215 de la MIU. El Circuito 1235 de Distribución del Control
Automático de Ganancia (AGC) recibe la señal de Datos AGC desde el
VDC y distribuye los datos AGC a cada uno de los módems CDMA de la
MIU. El circuito TRL 1233 (Traffic Light = Semáforo) recibe la
información de Semáforos y distribuye análogamente los datos de
Semáforos a cada uno de los módems 1210, 1211, 1212, 1215.
El módem CDMA proporciona la sincronización entre
el transmisor y el receptor para la generación de secuencias de
códigos de expansión CDMA. También proporciona cuatro canales de
dúplex total (TR0, TR1, TR2, TR3) programables a 64, 32, 16 y 8
ksimb/s cada uno, la expansión y la transmisión a un nivel de
potencia específico. El módem CDMA mide la intensidad de la señal
recibida para permitir el Control Automático de Potencia, genera y
transmite señales piloto, codifica y decodifica usando la señal
para la corrección de errores hacia delante (FEC). El módem de una
unidad de abonado (SU) también efectúa la conformación de impulsos
de códigos de expansión del transmisor usando un filtro FIR (Finite
Impulse Response = Respuesta Finita a los Impulsos). El módem CDMA
también es usado por la SU y, en la siguiente descripción, las
características que son usadas solamente por la SU son señaladas
claramente. Las frecuencias de funcionamiento del módem CDMA se dan
en la Tabla 7.
Anchura de | Velocidad de | Velocidad de | Ganancia |
Banda (MHz) | de Chip (MHz) | Símbolo (kHz) | (Chips/Símbolo) |
7 | 5,824 | 64 | 91 |
10 | 8,320 | 64 | 130 |
10,5 | 8,512 | 64 | 133 |
14 | 11,648 | 64 | 182 |
15 | 12,480 | 64 | 195 |
Cada Módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la
Figura 10, y como se muestra en la Figura 11, está compuesto de una
sección transmisora 1301 y una sección receptora 1302. En el módem
CDMA también está incluido un centro de control 1303 que recibe
mensajes de control CNTRL del sistema exterior. Estos mensajes se
usan, por ejemplo, para asignar códigos de expansión particulares a
fin de activar la expansión o la supresión de expansión, o para
asignar velocidades de transmisión. Además, el módem CDMA tiene
medios 1304 generadores de códigos usados para generar los diversos
códigos de expansión y de supresión de expansión usados por el módem
CDMA. La sección transmisora 1301 transmite la información de
entrada y las señales de control m_{i}(t), i = 1, 2, ...,
I como señales de información de usuario procesadas con espectro
expandido sc_{j}(t), j = 1, 2, ..., J. La sección
transmisora 1301 recibe el código piloto global del generador 1304
de códigos, que está controlado por los medios de control 1303. Las
señales de información de usuario procesadas con espectro expandido
son finalmente sumadas con otras señales procesadas análogamente y
transmitidas como canales CDMA sobre el enlace RF de ida de mensajes
CDMA, por ejemplo, a las unidades de abonado (SU). La sección
receptora 1302 recibe canales CDMA como r(t) y suprime la
expansión y recupera la información de usuario y las señales de
control rc_{k}(t), k = 1, 2, ..., K transmitidas sobre el
enlace RF de vuelta de mensajes CDMA, por ejemplo, a la RCS, desde
las unidades de abonado.
Con referencia a la Figura 12, los medios 1304
generadores de códigos incluyen el circuito Lógico 1401 de Control
de Temporización de Transmisión y el Generador PN 1402 de códigos
de expansión; y la Sección Transmisora 1301 incluye el Receptor de
Señales de Entrada a Módem (MISR = Modem Input Signal Receiver)
1410, los Codificadores de Convolución 1411, 1412, 1413, 1414, los
Expansores 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 y el Combinador 1430. La
Sección Transmisora 1301 recibe los canales de datos de mensajes
MESSAGE, codifica convolucionalmente cada canal de datos de mensajes
en el respectivo codificador convolucional 1411, 1412, 1413, 1414,
modula los datos con secuencias aleatorias de códigos de expansión,
en el respectivo expansor 1420, 1421, 1422, 1423, 1424, y combina
en el combinador 1430 datos modulados de todos los canales,
incluyendo el código piloto recibido del generador de códigos, en la
realización descrita, para generar componentes I y Q para la
transmisión RF. La Sección Transmisora 1301 de la presente
realización soporta cuatro canales programables (TR0, TR1, TR2,
TR3) de 64, 32, 16 y 8 Kb/s. Los datos de canales de mensajes son
una señal multiplexada en el tiempo, recibida de la autopista PCM
1201 a través de la interfaz PCM 1220, e introducida en el MISR
1410.
La Figura 13 ilustra el diagrama de bloques del
MISR 1410. Para la realización ejemplar de la presente invención,
se establece un contador por medio de la señal de sincronización de
trama MPCMSYNC de 8 kHz y es incrementado por la señal MPCMCLK de
2,048 MHz del circuito 1401 de temporización. La salida del contador
es comparada por el comparador 1502 con valores TRCFG
correspondientes a posiciones de cuotas de tiempo para datos de los
canales de mensajes TR0, TR1, TR2, TR3, y los valores TRCFG son
recibidos desde el controlador 1230 de MIU en MCTRL. El comparador
envía una señal de cuenta a los registros 1505, 1506, 1507, 1508,
que introducen sincronizadamente datos de canales de mensajes en
registros intermedios 1510, 1511, 1512, 1513 usando la señal de
temporización TXPCNCLK obtenida del reloj del sistema. Los datos de
mensajes son proporcionados desde la señal MSGDAT de la señal
MESSAGE de la autopista PCM, cuando están activas las señales de
permiso TR0EN, TR1EN, TR2EN y TR3EN de los Circuitos Lógicos 1401 de
Control de Temporización. En otras realizaciones, la señal MESSAGE
también puede incluir señales que activen los registros,
dependiendo de una velocidad de cifrado o una velocidad de datos. Si
la salida del contador es igual a una de las direcciones de
posición de canal, los datos específicos de transmisión de
mensajes, en los registros intermedios 1510, 1511, 1512, 1513, son
introducidos en los codificadores convolucionales 1411, 1412, 1413,
1414 mostrados en la Figura 12.
El codificador convolucional permite el uso de
técnicas de corrección de errores hacia delante (FEC) que son bien
conocidas en la técnica. Las técnicas FEC dependen de la
redundancia de introducción en la generación de datos en forma
codificada. Los datos codificados son transmitidos, y la
redundancia en los datos permite al dispositivo decodificador del
receptor detectar y corregir errores. Un sistema ejemplar que usa
un módem según la presente invención emplea codificación
convolucional. Bits de datos adicionales son añadidos a los datos
en el proceso de codificación y son la cabecera de codificación. La
cabecera de codificación está expresada como la relación de los
bits de datos transmitidos, a los bits de recursos (datos de códigos
+ datos redundantes) transmitidos, y se denomina la relación
"R" del código.
Los códigos de convolución son códigos en los que
cada bit del código es generado por la convolución de cada nuevo bit
decodificado con un número de bits previos codificados. El número
total de bits usados en el proceso de codificación se denomina
longitud restringida "K" del código. En la codificación
convolucional, los datos son introducidos sincronizadamente en un
registro de desplazamiento de K bits de longitud, de modo que un
bit entrante sea introducido sincronizadamente en el registro, y él
y los K-1 bits existentes son codificados
convolucionalmente para crear un nuevo símbolo. El proceso de
convolución consiste en crear un símbolo que consta de una suma de
módulo-2 de una cierta configuración de bits
disponibles, que incluye siempre el primer bit y el último bit en,
por lo menos, uno de los símbolos.
La Figura 14 muestra el diagrama de bloques de un
codificador de convolución con K = 7, R = 1/2, adecuado para ser
usado como el codificador 1411 mostrado en la Figura 12. Este
circuito codifica el canal TR0 como el usado en una realización de
la presente invención. El registro 1601 de siete bits, con etapas
Q1 a Q7, usa la señal TXPNCLK para introducir sincrónicamente datos
de TR0 cuando la señal TR0EN está validada. Cada uno de los valores
de salida de las etapas Q1, Q2, Q3, Q4, Q6 y Q7 son combinados
usando los Circuitos Lógicos O-EXCLUSIVO 1602, 1603
para producir respectivos datos FEC I y Q de canal, FECTR0DI y
FECTR0DQ, para el canal TR0.
Se generan dos corrientes de salida de símbolos
FECTR0DI y FECTR0DQ. La corriente de símbolos FECTR0DI es generada
por el Circuito Lógico O-EXCLUSIVO 1602 de las
salidas del registro de desplazamiento correspondientes a los bits
6, 5, 4, 3 y 0 (Octal 171) y está designada como componente
En-fase "I" de los datos de transmisión del
canal de mensajes. Análogamente, la corriente de símbolos FECTR0DQ
es generada por el Circuito Lógico O-EXCLUSIVO 1603
de las salidas del registro de desplazamiento de los bits 6, 4, 3,
1 y 0 (Octal 133) y está designada como componente en Cuadratura
"Q" de los datos de transmisión del canal de mensaje. Se
transmiten dos símbolos para representar un solo bit codificado,
creando la necesaria redundancia para permitir que tenga lugar la
corrección de errores en el extremo receptor.
Con referencia a la Figura 14, la señal de reloj
de permiso del desplazamiento, para los datos de transmisión del
canal de mensajes, es generada por el Circuito Lógico 1401 de
Temporización de Control. Los datos de salida de transmisión del
canal de mensajes, codificados convolucionalmente para cada canal,
son aplicados al respectivo expansor 1420, 1421, 1422, 1423, 1424,
que multiplica los datos de transmisión del canal de mensajes por
su secuencia preasignada de códigos de expansión del generador 1402
de códigos. Esta secuencia de códigos de expansión es generada por
el control 1303 como se describió anteriormente, y se denomina
secuencia aleatoria de signatura de ruido seudoaleatorio (código
PN).
La señal de salida de cada expansor 1420, 1421,
1422, 1423, 1424 es un canal de transmisión de datos expandidos. El
funcionamiento del expansor es como sigue: la expansión de la
salida (I +jQ) del canal, multiplicada por una secuencia aleatoria
(PNI + jPNQ), produce el componente En-fase I del
resultado, que está compuesto de (I xor PNI) (xor =
O-EXCLUSIVO) y (-Q xor PNQ). El componente en
Cuadratura "Q" del resultado es (Q xor PNI) e (I xor PNQ).
Como no hay entrada de datos de canal para el circuito lógico de
canal piloto (I = 1, estando prohibidos los valores Q), la señal
expandida de salida para canales piloto produce las respectivas
secuencias PNI para el componente I, y PNQ para el componente
Q.
El combinador 1430 recibe los canales I y Q de
datos de transmisión expandidos, y combina los canales en señales
de datos de transmisión I (TXIDAT) de módem, y de datos Q (TXQDAT)
de transmisión de módem. Los datos de transmisión I expandidos, y
los datos de transmisión Q expandidos, son sumados
separadamente.
Para una unidad de abonado SU, la Sección
Transmisora 1301 del módem CDMA incluye los filtros FIR para recibir
los canales I y Q desde el combinador, a fin de proporcionar
conformación de impulsos, control espectral próximo y corrección x/
sen(x) en la señal transmitida. Filtros FIR separados pero
idénticos (no mostrados) reciben las corrientes de datos de
transmisión I y Q expandidos, a la velocidad de chip, y la señal de
salida de cada uno de los filtros está a una velocidad doble de
chip. Los filtros FIR son filtros pares simétricos de 28 tomas
intermedias, que multiplican por dos (interpolan) la velocidad de
muestreo. El aumento de velocidad de muestro ocurre antes del
filtrado, de modo que 28 tomas intermedias significan 28 tomas
intermedias al doble de la velocidad de chip, y el aumento de la
velocidad de muestreo se logra poniendo a cero cada otra muestra.
En la Tabla 8 se muestran coeficientes ejemplares.
Nº de Coef: | 0 | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 |
Valor: | 3 | -11 | -34 | -22 | 19 | 17 | 32 | 19 | 52 | 24 | 94 | -31 | 277 | 468 |
Nº de Coef: | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | 21 | 22 | 24 | 25 | 26 | 27 | |
Valor: | 277 | -31 | -94 | 24 | 52 | -19 | -32 | 17 | 19 | -22 | -34 | -11 | 3 |
Con referencia a las figuras 9 y 10, el receptor
950 de RF de la presente realización acepta canales CDMA I y Q de
entradas analógicas, que son transmitidos a los módems CDMA 1210,
1211, 1212, 1215 a través de las MIU 931, 932, 933, desde el VDC
940. Estas señales de canales CDMA I y Q son muestreadas por la
sección receptora 1302 del módem CDMA (mostrada en la Figura 11) y
convertidas a señales digitales I y Q de mensajes recibidos usando
un convertidor Analógico a Digital (A/D) 1730 de la Figura 15. La
velocidad de muestreo del convertidor A/D de la realización ejemplar
de la presente invención es equivalente a la velocidad del código
de supresión de expansión. Las señales digitales I y Q de mensajes
recibidos son sometidas después a supresión de expansión con
correlacionadores, usando seis secuencias diferentes de códigos
complejos de supresión de expansión, correspondientes a las
secuencias de códigos de expansión de los cuatro canales (TR0, TR1,
TR2, TR3), la información APC y el código piloto.
La sincronización de tiempos del receptor, con la
señal recibida, está separada en dos fases; hay una fase inicial de
adquisición y, luego, una fase de rastreo después que haya sido
adquirida la temporización de la señal. La adquisición inicial se
efectúa desplazando la secuencia de códigos piloto generada
localmente, con respecto a la señal recibida, y comparando la señal
de salida del supresor de expansión de piloto con un umbral. El
método usado se denomina búsqueda secuencial. Del supresor de
expansión auxiliar se calculan dos umbrales (aceptar y rechazar).
Una vez adquirida la señal, se para el proceso de búsqueda y
comienza el rastreo. El rastreo mantiene el generador 1304 de
códigos (mostrado en las Figuras 11 y 15), usado por el receptor, en
sincronización con la señal entrante. El bucle de rastreo usado es
el Bucle de Enclavamiento con Retardo (DLL =
Delay-Locked Loop), y está incorporado en el
circuito 1701 de adquisición y rastreo y los bloques IPM 1702 de la
Figura 15.
En la Figura 11, el controlador 1303 de módem
lleva a la práctica el Bucle de Enclavamiento de Fase (PLL) como un
algoritmo de programación en el circuito lógico SW PLL 1724 de la
Figura 15, que calcula el desplazamiento de fase y de frecuencia de
la señal recibida, con respecto a la señal transmitida. Los
desplazamientos de fase calculados se usan para desrotar los
desplazamientos de fase de las señales de datos de caminos
múltiples, en los bloques 1718, 1719, 1720, 1721 de rotación y
combinación, para su combinación, a fin de producir señales de
salida correspondientes a los canales de recepción TR0', TR1',
TR2', TR3'. Después, los datos son decodificados según el método
Viterbi, en los Decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716, para
extraer la codificación convolucional en cada uno de los canales de
mensajes recibidos.
La Figura 15 indica que el Generador 1304 de
Códigos proporciona las secuencias de códigos Pn_{i}(t), I
= 1, 2, ...I usadas por los supresores de expansión 1703, 1704,
1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales recibidos. Las secuencias de
códigos generadas son temporizadas en respuesta a la señal SYNC de
la señal de reloj del sistema, y son determinadas por la señal
CCNTRL del controlador 1303 de módem mostrado en la Figura 11. Con
referencia a la Figura 15, la sección receptora 1302 del módem CDMA
incluye el Filtro Adaptativo Adaptado (AMF) 1710, los supresores de
expansión 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de Canales, el
AVC Piloto 1711, el AVC Auxiliar 1712, los decodificadores Viterbi
1713, 1714, 1715, 1716, la Interfaz 1717 de Salida de Módem (MOI =
Modem Output Interface), los circuitos lógicos 1718, 1719, 1720,
1721 de Rotación y Combinación, el Generador 1722 de Pesos AMF y el
circuito lógico 1723 de Estimación de Cuantil.
En otra realización de la invención, el receptor
del módem CDMA también puede incluir un Integrador de Errores de
Bits para medir la BER del canal, y el circuito lógico de inserción
de código de reposo entre los decodificadores Viterbi 1713, 1714,
1715, 1716 y la MOI 1717, para insertar códigos de reposo en el caso
de pérdida de datos de mensajes.
El Filtro Adaptativo Adaptado (AMF) 1710 resuelve
la interferencia de caminos múltiples introducida por el canal
aéreo. El AMF 1710 ejemplar usa un filtro FIR complejo de varias
etapas, como el mostrado en la Figura 16. Las señales digitales I y
Q de mensajes recibidos son recibidas en el registro 1820 desde el
convertidor A/D 1730 de la Figura 15, y son multiplicadas en
multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por pesos W1 a W11 de
los canales I y Q recibidos desde el generador 1722 de pesos AMF de
la Figura 15. En la realización ejemplar, el convertidor A/D 1730
proporciona los datos de señales digitales I y Q de mensajes
recibidos como 6 bits I y 6 bits Q de complemento a 2, que son
introducidos sincronizadamente a través de un registro de
desplazamiento 1820 de 11 etapas, sensible a la señal de reloj
recibida RXPNCLK del código de expansión. La señal RXPNCLK es
generada por la sección de temporización 1401 del circuito lógico
1304 de generación de códigos. Cada etapa del registro de
desplazamiento es separada en tomas intermedias y multiplicada en
complejos en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811, por
pesos individuales (6 bits I y 6 bits Q) para proporcionar 11
productos ponderados de tomas intermedias que son sumados en el
sumador 1830, y limitados a valores de 7 bits I y 7 bits Q.
La sección receptora 1302 del módem CDMA
(mostrada en la Figura 11) proporciona supresores de expansión
independientes 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709, de canales
(mostrados en la Figura 15), para suprimir la expansión de los
canales de mensajes. La realización descrita suprime la expansión de
7 canales de mensajes, aceptando cada supresor de expansión una
señal de código de expansión de 1 bit I y 1 bit Q para efectuar una
correlación compleja de este código con una entrada de datos de 8
bits I por 8 bits Q. Los 7 supresores de expansión corresponden a
los 7 canales: Canal 0 de Tráfico (TR0'), TR1', TR2', TR3', AUX
(una canal de reserva), Control Automático de Potencia (APC) y
Piloto (PLT).
El AVC piloto 1711 mostrado en la Figura 17
recibe los valores PCI y PCQ de la secuencia de códigos de
Expansión piloto I y Q, en el registro de desplazamiento 1920
sensible a la señal de temporización RXPNCLK, e incluye 11
supresores de expansión individuales 1901 a 1911 que correlacionan,
cada uno, los datos de las señales digitales I y Q de mensajes
recibidos, con versiones retrasadas un chip, de la misma secuencia
de códigos piloto. Las señales OE1, OE2, ... OE11 son usadas por el
control 1303 de módem para permitir la operación de supresión de
expansión. Las señales de salida de los supresores de expansión son
combinadas en el combinador 1920 que forma la señal de correlación
DSPRDAT del AVC Piloto 1711, que es recibida por el Circuito Lógico
1701 de Adquisición y Rastreo (mostrado en la Figura 15) y,
finalmente, por el controlador 1303 de módem (mostrado en la Figura
11). El Circuito Lógico 1701 de Adquisición y Rastreo usa el valor
de la señal de correlación para determinar si el receptor local
está sincronizado con su transmisor remoto.
El AVC Auxiliar 1712 también recibe los datos de
señales digitales I y Q de mensajes recibidos y, en la realización
descrita, incluye cuatro supresores de expansión separados 2001,
2002, 2003, 2004, como se muestra en la Figura 18. Cada supresor de
expansión recibe y correlaciona los datos digitales I y Q de
mensajes recibidos, con versiones retrasadas de la misma secuencia
de códigos de supresión de expansión PARI y PARQ, que son
proporcionadas por el generador 1304 de códigos, introducidas y
contenidas en el registro de desplazamiento 2020. Las señales de
salida de los supresores de expansión 2001, 2002, 2003, 2004 son
combinadas en el combinador 2030, que proporciona la señal de
correlación de ruido ARDSPRDAT. La secuencia de códigos de
supresión de expansión del AVC Auxiliar no corresponde a ninguna
secuencia transmitida de códigos de expansión del sistema. Las
señales OE1, OE2, ... OE4 son usadas por el control 1303 de módem
para permitir la operación de supresión de expansión. El AVC
Auxiliar 1712 proporciona una señal de correlación de ruido
ARDSPRDAT, a partir de la cual son calculadas estimaciones de
cuantiles por el Estimador 1733 de Cuantil, y proporciona una
medida de nivel de ruido para el Circuito Lógico 1701 de
Adquisición y Rastreo (mostrado en la Figura 15) y el controlador
1303 de módem (mostrado en la
Figura 11).
Figura 11).
Cada señal de salida de canal, con expansión
suprimida, correspondiente a los canales de mensajes recibidos
TR0', TR1', TR2' y TR3', es introducida en un correspondiente
decodificador Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 mostrado en la Figura
15, que efectúa la corrección de error hacia delante en datos
codificados convolucionalmente. Los decodificadores Viterbi de la
realización ejemplar tienen una longitud restringida de K = 7 y una
velocidad de R = 1/2. Las señales decodificadas de los canales de
mensajes, con expansión suprimida, son transferidas desde el módem
CDMA a la Autopista PCM 1201 a través de la MOI 1717. El
funcionamiento de la MOI es muy parecido al funcionamiento del MISR
de la sección transmisora 1301 (mostrado en la Figura 11), excepto
que al revés.
La sección receptora 1302 del módem CDMA lleva a
la práctica varios algoritmos diferentes durante diferentes fases
de la adquisición, rastreo y supresión de expansión de la señal
recibida del mensaje CDMA.
Cuando la señal recibida se pierde
momentáneamente (o se degrada severamente), el algoritmo de
inserción de código de reposo inserta códigos de reposo en lugar de
los datos perdidos o degradados de mensajes recibidos, para impedir
que el usuario oiga impulsos de ruido elevado en una llamada vocal.
Los códigos de reposo son enviados a la MOI 1717 (mostrada en la
Figura 15) desde los decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715,
1716, en lugar de la señal de salida decodificada del canal de
mensajes. El código de reposo usado para cada canal de tráfico es
programado por el Controlador 1303 de Módem escribiendo la
configuración apropiada IDLE (REPOSO) para la MOI, que, en la
presente realización, es una palabra de 8 bits para una corriente de
64 kbit/s, y una palabra de 4 bit para una corriente de 32
kbit/s.
Los algoritmos de adquisición y rastreo son
usados por el receptor para determinar la fase de código aproximada
de una señal recibida, sincronizar los supresores de expansión
locales del receptor del módem, a la señal piloto entrante, y
rastrear la fase de las secuencias de códigos piloto generadas
localmente, con la secuencia de códigos piloto recibida. Con
referencia a las Figuras 11 y 15, los algoritmos son realizados por
el Controlador 1303 de Módem, que proporciona señales de ajuste de
reloj para el generador 1304 de códigos. Estas señales de ajuste
hacen que el generador de códigos para los supresores de expansión
ajuste las secuencias de códigos generadas localmente, en respuesta
a valores de salida medidos, del Rastrillo Piloto 1711, y valores de
Cuantiles de los estimadores 1723B de cuantiles. Los valores de
cuantiles son medidas estadísticas de ruido de los canales
En-fase y Cuadratura de los valores de salida del
Correlacionador 1712 de Vector AUX (mostrado en la Figura 15). La
sincronización del receptor con la señal recibida está separada en
dos fases: una fase inicial de adquisición y una fase de rastreo.
La fase inicial de adquisición se logra sincronizando la secuencia
de códigos de expansión piloto, generada localmente, a una
velocidad mayor o menor que la velocidad de códigos de expansión de
las señales recibidas, desplazando la secuencia de códigos de
expansión piloto generada localmente y efectuando una prueba
secuencial de relación de probabilidad (SPRT = Sequential
Probability Ratio Test) en la salida del Correlacionador 1711 de
Vector Piloto. La fase de rastreo mantiene las secuencias de códigos
de expansión piloto generadas localmente, en sincronización con la
señal piloto entrante.
El algoritmo "frío" de adquisición de unidad
de abonado (SU), es usado por el módem CDMA de la SU cuando es
activada por primera vez y, por lo tanto, no tiene conocimiento de
la fase correcta del código de expansión piloto, o cuando una SU
intenta readquirir la sincronización con la señal piloto entrante,
pero ha empleado una cantidad de tiempo excesiva. El algoritmo frío
de adquisición está dividido en dos subfases. La primera subfase
consiste en una búsqueda sobre el código de longitud 233415 usado
por el FBCCH. Una vez que esta subfase de código ha sido adquirida,
se sabe que el código de longitud 233415 x 128 del piloto está
dentro de una ambigüedad de 128 fases posibles. La segunda subfase
es una búsqueda de estas 128 posibles fases restantes. Para no
perder el sincronismo con el FBCCH, es deseable que la segunda fase
de la búsqueda conmute alternativamente, entre rastrear el código
FBCCH e intentar la adquisición del código piloto.
La adquisición en la RCS, del algoritmo corto de
acceso de piloto (SAXPT = Short Access Pilot), es usada por un
módem CDMA de la RCS para adquirir la señal piloto SAXPT de una SU.
El algoritmo es un algoritmo de búsqueda rápida porque la SAXPT es
una secuencia de códigos cortos de longitud N, donde N =
chips/símbolo, y va desde 45 a 195, dependiendo de la anchura de
banda del sistema. La búsqueda efectúa un ciclo a través de todas
las fases posibles, hasta que se completa la adquisición.
La adquisición en la RCS, del algoritmo largo de
acceso de piloto (LAXPT = Long Access Pilot), empieza
inmediatamente después de la adquisición del SAXPT. Se sabe que la
fase de código de la SU está dentro de un múltiplo de una duración
de símbolo; por tanto, en la realización ejemplar de la invención,
puede haber de 7 a 66 fases que hay que buscar dentro del retardo
de ida y vuelta desde la RCS. Este límite es el resultado de que la
señal piloto de la SU está siendo sincronizada con la señal piloto
Global de la RCS.
El algoritmo de readquisición empieza cuando
ocurre la pérdida de enclavamiento de código (LOL = Loss of Code
Lock). Se usa un algoritmo de búsqueda-Z para
acelerar el proceso, en la suposición de que la fase del código no
se haya desplazado mucho de donde estaba la última vez que el
sistema estaba enclavado. La RCS usa una anchura máxima de la
ventana de búsqueda-Z, limitada por el máximo
retardo de propagación de ida y vuelta.
El algoritmo de Rastreo Previo sigue
inmediatamente a los algoritmos de adquisición o readquisición, y
precede inmediatamente al algoritmo de rastreo. El Rastreo Previo
es un periodo de duración fija, durante el cual, los datos recibidos
proporcionados por el módem no se consideran válidos. El periodo de
Rastreo Previo permite otros algoritmos de módem, tales como los
usados por el SW PLL 1724, el circuito de Adquisición y Rastreo, y
el Generador 1722 de Pesos AMF, para prepararse y adaptarse al
canal en curso. El algoritmo de Rastreo Previo tiene dos partes. La
primera parte es el retardo mientras entra el bucle de rastreo de
código. La segunda parte es el retardo mientras los cálculos de
pesos de tomas intermedias del AMF son efectuados por el Generador
1722 de Pesos AMF para producir coeficientes de ponderación
establecidos. También en la segunda parte del periodo de Rastreo
Previo, se permite que el bucle de rastreo de portadora sea
introducido por el SW PLL 1724, y la estimación de cuantil escalar
es efectuada en el estimador 1723A de Cuantil.
El proceso de Rastreo es introducido después que
termina el periodo de Rastreo Previo. Este proceso es realmente un
ciclo repetitivo, y es la única fase del proceso durante la cual se
pueden considerar válidos los datos recibidos proporcionados por el
módem. Durante esta fase se efectúan las siguientes operaciones:
Actualización de Pesos de Tomas Intermedias del AMF, Rastreo de
Portadora, Rastreo de Código, Actualización de Cuantil Vectorial,
Actualización de Cuantil Escalar, Comprobación de Encorvamiento de
Código, Desrotación y Suma de Símbolos, y Control de Potencia
(hacia delante y hacia detrás).
Si se detecta pérdida de enclavamiento (LOL), el
receptor del módem termina el algoritmo de Rastreo e introduce
automáticamente el algoritmo de readquisición. En la unidad de
abonado SU, una pérdida de enclavamiento hace que el transmisor se
pare. En la RCS, la pérdida de enclavamiento hace que se desactive
el control de potencia hacia delante, manteniéndose constante la
potencia de transmisión en el nivel inmediatamente anterior a la
pérdida de enclavamiento. Esto también hace que la información de
retorno de control de la potencia que está siendo transmitida,
adopte una configuración 010101..., haciendo que la unidad de
abonado (SU) mantenga constante su potencia de transmisión. Esto se
puede efectuar usando la función de comprobación de enclavamiento de
señal, que genera la señal de reposición para el circuito 1701 de
adquisición y rastreo.
Se mantienen dos conjuntos de estadísticas de
cuantiles, uno por el estimador 1723B de Cuantil y el otro por el
Estimador 1723A de Cuantil Escalar. Ambos son usados por el
controlador 1303 de módem. El primer conjunto es la información de
cuantil "vectorial", así llamada porque se calcula a partir del
vector de cuatro valores complejos generados por el receptor AVC
AUX 1712. El segundo conjunto es la información de cuantil escalar,
que se calcula a partir de la única señal AUX de valor complejo que
sale del Supresor de Expansión AUX 1707. Los dos conjuntos de
información representan diferentes conjuntos de estadísticas de
ruido usados para mantener una predeterminada Probabilidad de Falsa
Alarma (P_{fa}). Los datos del cuantil vectorial son usados por
los algoritmos de adquisición y readquisición realizados
prácticamente por el controlador 1303 de módem, para determinar la
presencia de una señal recibida en ruido, y la información de
cuantil escalar es usada por el algoritmo de comprobación de
enclavamiento de código.
Tanto para el caso vectorial como para el
escalar, la información de cuantil consiste en valores calculados
de lambda0 hasta lambda2, que son valores límites usados para
estimar la función de distribución de probabilidad (f.d.p.) de la
señal recibida, con expansión suprimida, y para determinar si el
módem está enclavado al código PN. El valor "Aux_Power" usado
en la siguiente subrutina-C es la magnitud elevada
al cuadrado, de la señal AUX que sale del conjunto de
correlacionadores escalares para los cuantiles escalares, y la suma
de las magnitudes elevadas al cuadrado para el caso vectorial. En
ambos casos, los cuantiles son calculados, después, usando la
siguiente subrutina-C:
for (n = 0; n < 3;
n++){
\hskip0.4cmlambda[n] + = (lambda [n] < Aux_Power) ? CG[n] : GM[n];
\hskip0.4cm}
donde CG[n] son constantes
positivas y GM[n] son constantes negativas (se usan valores
diferentes para cuantiles escalares y
vectoriales).
Durante la fase de adquisición, la búsqueda de la
señal piloto entrante, con la secuencia de códigos piloto generados
localmente, emplea una serie de pruebas secuenciales para determinar
si el código piloto generado localmente tiene la fase de código
correcta con respecto a la señal recibida. Los algoritmos de
búsqueda usan la Prueba Secuencial de Relación de Probabilidad
(SPRT) para determinar si las secuencias de códigos recibidos y
generados localmente están en fase. La velocidad de adquisición es
aumentada por el paralelismo resultante de tener un receptor de
"multibarra". Por ejemplo, en la realización descrita de la
invención, el Rastrillo Piloto 1711 principal tiene un total de 11
barras que representan un periodo de fase total de 11 periodos de
chips. Para la adquisición se llevan a cabo 8 pruebas secuenciales
de relación de probabilidad (SPRT) separadas, observando cada SPRT
una ventana de 4 chips. Cada ventana está desplazada de la ventana
anterior en un periodo de chip, y en una secuencia de búsqueda,
cualquier fase de código dada es cubierta por 4 ventanas. Si son
rechazadas la totalidad de las 8 pruebas SPRT, el conjunto de
ventanas es movido en 8 chips. Si cualquiera de las SPRT es
aceptada, la fase de código de la secuencia de códigos piloto
generados localmente es ajustada para intentar centrar la fase de la
SPRT aceptada, dentro del AVC Piloto. Es probable que más de una
SPRT alcance el umbral de aceptación al mismo tiempo. Se usa una
tabla de consulta para cubrir la totalidad de las 256 combinaciones
posibles de aceptación/rechazo, y el controlador de módem usa la
información para estimar la fase de código central correcta, dentro
del Rastrillo Piloto 1711. Cada SPRT es llevada a cabo como sigue
(todas las operaciones ocurren a una velocidad de símbolo de 64 k):
Designar los valores de niveles de salida de "barras" como
I_Finger[n] y Q_Finger[n], donde n = 0 ... 10
[inclusive, 0 es la barra más adelantada (más avanzada)], entonces,
la potencia de cada ventana es:
Potencia de
Ventana[i] = \Sigma_{n}(I_Finger^{2}[n] +
Q_Finger^{2}[n]
Para llevar a cabo la SPRT, el controlador de
módem efectúa, después, para cada una de las ventanas, los
siguientes cálculos que son expresados como una subrutina de
seudo-código:
/* find bin for Power */ (/*
buscar espacio para Potencia
*/)
tmp =
SIGMA[0];
for (k = 0; k < 3; k++)
{
\hskip0.1cmif (Power > lambda [k]) tmp = SIGMA[k + 1];
}
test_statistic + = tmp; /*
actualizar estadística
*/
if (test_statistic >
ACCEPTANCE_THRESHOLD) se obtiene
Adquisición;
else if (test_statistic <
DISMISSAL_THRESHOLD)
{
\hskip0.1cmolvide esta fase de código;
} else keep
trying-get more statistic; (si no, seguir probando -
obtener más
estadística)
donde las lambda[k] son como
las definidas en la sección anterior en la estimación de cuantil, y
SIGMA[k], ACCEPTANCE_THRESHOLD y DISMISSAL_THRESHOLD
(aceptación_umbral y rechazo_umbral) son constantes predeterminadas.
Obsérvese que SIGMA[k] es negativa para valores bajos de k,
y positiva para valores altos de k, de tal modo que los umbrales de
aceptación y rechazo pueden ser constantes en lugar de una función
de la cantidad de valores de símbolos de datos han sido acumulados
en la
estadística.
\newpage
El controlador de módem determina en qué espacio,
delimitado por los valores de lambda[k], cae el nivel de
Potencia en el cual se permite que el controlador de módem
desarrolle una estadística aproximada.
Para el presente algoritmo, el voltaje de control
está formado como \varepsilon = y^{T}By, donde "y" es un
vector formado de los valores de salida de valor complejo del
correlacionador 1711 de Vector Piloto, y B es una matriz que consta
de valores constantes predeterminados para maximizar las
características de funcionamiento a la vez que minimiza el ruido,
como se describió anteriormente con referencia al Detector
Cuadrático.
Para entender el funcionamiento del Detector
Cuadrático, es útil considerar lo siguiente. Una señal (CDMA) de
espectro expandido, s(t), es pasada a través de un canal de
caminos múltiples con una respuesta a impulsos h_{c}(t). La
señal de banda base expandida está descrita por la ecuación
(27).
donde C_{i} es un símbolo de
código de expansión complejo, p(t) es un impulso de chip
predefinido, y T_{c} es la separación de tiempo del chip, donde
T_{c} = 1/R_{c} y R_{c} es la velocidad de
chip.
La señal de banda base recibida está representada
por la ecuación (28).
donde q(t) =
p(t)*h_{c}(t), \tau es un retardo desconocido, y
n(t) es ruido aditivo. La señal recibida es procesada por
un filtro h_{R}(t) de modo que la forma de onda x(t)
que hay que procesar está dada por la ecuación
(29).
donde f(t) =
q(t)*h_{R}(t) y z(t) =
n(t)*h_{R}(t).
En el receptor ejemplar, se toman muestras de la
señal recibida a la velocidad de chip, es decir, 1/T_{c}. Estas
muestras, x(mT_{c} + \tau'), son procesadas por un
conjunto de correlacionadores que calculan, durante el periodo de
correlación de orden r, las cantidades dadas por la ecuación
(30).
Estas cantidades se componen de un componente de
ruido w_{k}^{(r)} y un componente determinístico
y_{k}^{(r)} dado por la ecuación (31).
(31)y^{(r)}_{k} =
E\left[\nu^{(r)}_{k}\right] = LF(kT_{c} + \tau' -
\tau)
En la continuación, se puede suprimir el índice r
de tiempo para facilidad de escritura, aunque hay que observar que
la función f(t) cambia lentamente con el tiempo.
Las muestras son procesadas para ajustar la fase
de muestreo, \tau', de una manera óptima para el posterior
proceso por parte del receptor, tal como el filtrado adaptado. Este
ajuste se describe a continuación. Para simplificar la
representación del proceso, es útil describirlo desde el punto de
vista de la función f(t + \tau), donde se ha de ajustar el
desplazamiento de tiempo, \tau. Se observa que la función
f(t + \tau) se mide en presencia de ruido. Por tanto,
puede ser problemático ajustar la fase \tau' basándose en medidas
de la señal f(t + \tau). Para tener en cuenta el ruido, se
introduce la función v(t): v(t) = f(t) +
m(t), donde el término m(t) representa un proceso de
ruido. El procesador del sistema se puede derivar tomando como base
consideraciones de la función v(t).
El proceso es no-coherente y, por
lo tanto, está basado en la función envolvente de potencia
|v(t + \tau)|^{2}. La expresión funcional
e(\tau') dada en la ecuación (32) es útil para describir
el proceso.
El parámetro de desplazamiento se ajusta para
e(\tau') = 0, lo que ocurre cuando la energía en el
intervalo (-\infty,\tau' -\tau) es igual a la del intervalo
(\tau' -\tau, \infty). La característica de error es
monotónica y, por lo tanto, tiene un solo punto de cruce por cero.
Ésta es la cualidad deseable de la expresión funcional. Un
desventaja de la expresión funcional es que está definida
defectuosamente porque los números enteros no están limitados
cuando el ruido está presente. Sin embargo, la expresión funcional
e(\tau') se puede transformar en la forma dada por la
ecuación (33).
donde la función característica
w(t) es igual a sgn(t), que es la función
signo.
Para optimizar la función característica
w(t), es útil definir una figura de mérito, F, como la
expresada por la ecuación (34).
El numerador de F es la pendiente numérica de la
característica media de error en el intervalo [-T_{A}, T_{A}],
que rodea el valor rastreado, \tau_{0}'. La media estadística
se toma con respecto al ruido, así como al canal aleatorio,
h_{c}(t). Es deseable especificar una característica
estadística del canal para efectuar esta media estadística. Por
ejemplo, el canal puede ser modelado como canal de Dispersión
Estacionaria de Sentido Amplio Sin Correlacionar (WSSUS = Wide
Sense Stationary Uncorrelated Scattering) con respuesta a impulsos
h_{c}(t), y un proceso U(t) de ruido blanco que
tiene una función de intensidad g(t) como la mostrada en la
ecuación (35).
(35)h_{c}(t) =
\sqrt{g(t)}U(t)
La variancia de e(\tau) se calcula como
el valor medio cuadrático de la fluctuación:
(36)e'(\tau) =
e(\tau) -
<e(\tau)>
donde
<e(\tau)>\rangle es la media de e(\tau)
con respecto al
ruido.
La optimización de la figura de mérito, F, con
respecto a la función w(t), se puede llevar a cabo usando
métodos Variacionales de optimización bien conocidos.
Una vez determinada la w(t) óptima, el
procesador resultante se puede aproximar exactamente mediante un
procesador cuadrático de muestras que se obtiene como sigue.
Por el teorema de muestreo, la señal v(t),
limitada en banda a un anchura de banda W, se puede expresar en
función de sus muestras, como se indica en la ecuación (37):
(37)v(t) = \sum v(k
\ l \ W)sinc[(Wt -
k)\pi]
sustituyendo esta expansión en la
ecuación (z + 6) se obtiene una forma cuadrática infinita en las
muestras v(k/W + \tau' - \tau). Haciendo la suposición de
que la anchura de banda de la señal es igual a la velocidad de
chip, se permite el uso de un esquema de muestreo que está
sincronizado por la señal de reloj de chip que se ha de usar para
obtener las muestras. Estas muestras v_{k} están representadas por
la ecuación
(38).
(38)v_{k} =
v(kT_{c} + \tau' -
\tau)
Esta suposición conduce a una simplificación de
la realización práctica. Es válida si el error de repliegue de
espectro ("aliasing") es pequeño.
En la práctica, la forma cuadrática que se
obtiene es truncada. En la siguiente Tabla 12 se da un ejemplo de
la matriz B normalizada. Para este ejemplo, se supone un perfil
expandido de retardo exponencial g(t) = exp(-t/\tau), con
\tau igual a un chip. También se ha supuesto un parámetro de
apertura T_{A} igual a un chip y medio. El subyacente impulso de
chip tiene un espectro de coseno elevado con un exceso deanchura de
banda del 20%.
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | -0,1 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | -0,1 | 0,22 | 0,19 | -0,19 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0,19 | 1 | 0,45 | -0,2 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | -0,19 | 0,45 | 0,99 | 0,23 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | -0,2 | 0,23 | 0 | -0,18 | 0,17 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -0,18 | -0,87 | -0,42 | 0,18 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0,17 | -0,42 | -0,92 | -0,16 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0,18 | -0,16 | -0,31 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -0,13 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
El rastreo de códigos se lleva a cabo mediante un
detector de fase de bucle que se lleva a la práctica como sigue.
Se define el vector "y", como un vector de columna que
representa los 11 valores complejos del nivel de salida del AVC
Piloto 1711, y B designa una matriz simétrica de 11 x 11
coeficientes de valores reales, con valores predeterminados para
optimizar el comportamiento con los valores "y" de salida
no-coherente del AVC Piloto. Como se describió
anteriormente, la salida del detector de fase está dada por la
ecuación (39):
(39)\varepsilon =
y^{T}By
Después se efectúan los siguientes cálculos para
llevar a la práctica un filtro de bucle
proporcional-más-integral y el
VCO:
x[n] =
x[n-1] +
\beta\varepsilon
z[n] =
z[n-1] + x[n] +
\alpha\varepsilon
para \beta y \alpha que son
constantes escogidas de modelar el sistema para optimizar el
comportamiento del sistema para el canal de transmisión y la
aplicación particulares, y donde x[n] es el valor de salida
del integrador de filtro de bucle y z[n] es el valor de
salida del VCO. Los ajustes de fase de códigos son efectuados por el
controlador de módem usando la siguiente subrutina de
seudo-códigos:
if (z > zmax)
{
\hskip0.5cmretardar fase 1/16 de chip;
\hskip0.5cmz - = zmax;
} else if (z < zmax)
{
\hskip0.5cmavanzar fase 1/16 de chip;
\hskip0.5cmz + = zmax;
}
Se podría usar una fase de retardo diferente en
la anterior subrutina de seudo-códigos, de acuerdo
con la presente invención.
El Algoritmo de Actualización de Peso de Toma
Intermedia del AMF, del Generador 1722 de Pesos del AMF (mostrado en
la Figura 15), ocurre periódicamente para desrotar y graduar la
fase de cada valor de barra del Rastrillo Piloto 1711, efectuando
una multiplicación compleja del valor de barra del AVC Piloto con la
conjugada compleja del voltaje actual de salida del bucle de
rastreo de portadora, y aplicando el producto a un filtro paso bajo
para producir valores de pesos de tomas intermedias del AMF, que
son escritos periódicamente en los filtros AMF del módem CDMA.
El algoritmo de comprobación de enclavamiento de
código (mostrado en la Figura 15) es llevado a la práctica por el
controlador 1303 de módem, que efectúa operaciones SPRT en la señal
de salida del conjunto de correlacionadores escalares. La técnica
SPRT es la misma que la de los algoritmos de adquisición, excepto
que se cambian las constantes para aumentar la probabilidad de
detección de enclavamiento.
El rastreo de portadora se consigue mediante un
bucle de segundo orden que actúa sobre los valores piloto de salida
del conjunto de correlacionadores escalares. La salida del detector
de fase es la versión limitada por el equipo, del componente de
cuadratura del producto (valor complejo) de la señal piloto de
salida del conjunto de correlacionadores escalares y la señal de
salida del VCO. El filtro de bucle es un diseño
proporcional-más-integral. El VCO es
una pura suma del error de fase acumulado, f, que es convertido al
fasor complejo cos f + j sen f, usando una tabla de consulta en
memoria.
La descripción anterior del algoritmo de
adquisición y rastreo está enfocada en un método
no-coherente porque el algoritmo de adquisición y
rastreo descrito usa adquisición no-coherente
seguida de rastreo no-coherente. Esto se hace
porque, durante la adquisición, no está disponible una referencia
coherente hasta que el AMF, el AVC Piloto, el AVC Auxiliar y el
DPLL estén en un estado de equilibrio. Sin embargo, en la técnica
se sabe que se prefiere el rastreo y combinación coherentes porque
en el rastreo y combinación no-coherentes se pierde
la información de la fase de salida de cada barra del AVC Piloto.
Por consiguiente, otra realización de la invención emplea un sistema
de adquisición y rastreo de dos etapas, en el cual, primero se
lleva a cabo el anteriormente descrito algoritmo de adquisición y
rastreo no-coherentes y, después, se cambia el
sistema a un método de rastreo coherente. El método de combinación y
rastreo coherentes es similar al descrito anteriormente, excepto que
la señal de error rastreada es de la forma:
(40)\varepsilon =
y^{T}Ay
donde "y" está definido como
un vector columna que representa los 11 valores complejos del nivel
de salida del AVC Piloto 1711, y A designa una matriz simétrica de
11 x 11 coeficientes de valores reales con valores predeterminados
para optimizar el comportamiento con las salidas coherentes
"y" del AVC Piloto. A continuación se muestra una matriz A
ejemplar.
Aunque la invención se ha descrito desde el punto
de vista de múltiples realizaciones ejemplares, los expertos en la
técnica comprenderán que la invención se puede llevar a la práctica
con modificaciones de las realizaciones, que estén dentro del
ámbito de la invención, definida por las siguientes
reivindicaciones.
Claims (4)
1. Un aparato de filtro adaptativo adaptado (AMF)
para recoger potencia de señales de un canal de datos expandidos en
un sistema de comunicaciones de espectro expandido, de una señal
expandida que tiene una pluralidad de componentes de señales de
caminos múltiples, teniendo, cada uno de los componentes de señales
de caminos múltiples, una fase de portadora; en el que la señal
expandida incluye un canal de pilotos expandidos que emplea una
primera secuencia de códigos de expansión predeterminada, y un
canal de datos expandidos que emplea una segunda secuencia de
códigos de expansión predetermina, diferente de la primera secuencia
de códigos de expansión predeterminada; el canal de pilotos
expandidos está sin modular y el canal de datos expandidos está
modulado con datos; estando caracterizado el aparato AMF
por:
medios correlacionadores (701, 702, 703) de
vector piloto, acoplados para recibir la señal expandida a fin de
determinar una pluralidad de valores de ponderación de señales de
caminos múltiples a partir de una pluralidad de componentes de
portadoras de señales de caminos múltiples del canal de pilotos
expandidos, correspondiendo cada valor de ponderación de señal de
caminos múltiples con un respectivo componente de portadora de
señal de caminos múltiples, y siendo derivado del mismo;
medios generadores de secuencias de códigos
locales para generar una pluralidad de secuencias de códigos
locales, siendo cada una de las secuencias de códigos locales una
respectiva versión del código desplazada en fase, de la segunda
secuencia de códigos de expansión predeterminada;
medios de AMF de datos, acoplados para recibir la
señal expandida, a fin de proporcionar un valor de dato determinado
a partir del canal de datos expandidos, comprendiendo los medios de
AMF de datos:
a) una pluralidad de correlacionadores (801, 802,
803) de códigos de expansión, correlacionando cada correlacionador
de código de expansión una respectiva secuencia de las secuencias
de códigos locales, con la señal expandida recibida, para producir
un respectivo componente de señal de datos de caminos múltiples, con
expansión suprimida, que tiene un valor de fase de portadora;
comprendiendo cada correlacionador de código de expansión un
multiplicador que multiplica una entrada de señal al multiplicador,
por una fase particular de la segunda secuencia de códigos de
expansión predeterminada, y un circuito de suma y descarga,
acoplado a una salida del multiplicador, para efectuar una
integración discreta;
b) una pluralidad de medios de ponderación (817,
818, 819), acoplados a la pluralidad de correlacionadores (801, 802,
803) de códigos de expansión, para graduar la magnitud de los
respectivos componentes de señales de datos de caminos múltiples, y
para alinear el valor de fase de portadora del respectivo componente
de señal de datos de caminos múltiples, con expansión suprimida, en
respuesta al respectivo valor de ponderación de señal de caminos
múltiples; y
c) medios (820) de combinación de componentes de
datos, acoplados a la pluralidad de medios de ponderación (817, 818,
819), para combinar los componentes de señales de datos de caminos
múltiples graduados y alineados, a fin de producir el valor de
dato.
2. El aparato AMF de la reivindicación 1,
caracterizado, también, porque:
cada uno de la pluralidad de correlacionadores de
códigos de expansión incluye, además: i) medios de multiplicación
para multiplicar la señal expandida por una respectiva secuencia de
las secuencias de códigos locales, a fin de producir un valor de
señal correlacionada, y ii) medios de acumulación para acumular del
valor de señal correlacionada durante un periodo de tiempo
predeterminado, a fin de producir un componente de señal de datos de
caminos múltiples, con expansión suprimida, que tiene una fase de
portadora que corresponde a la fase de la señal portadora del
respectivo componente de señal de caminos múltiples recibido; y
porque los medios de ponderación comprenden una
pluralidad de multiplicadores, multiplicando cada multiplicador un
respectivo componente de los componentes de señales de datos de
caminos múltiples, con expansión suprimida, por un respectivo valor
de los valores de ponderación de señales de caminos múltiples, y
produciendo cada multiplicador un componente de señal de datos de
caminos múltiples graduado y alineado.
3. El aparato AMF de la reivindicación 1,
caracterizado porque los medios correlacionadores (701, 702,
703) del vector piloto comprenden, además:
medios generadores de secuencias de códigos
piloto locales para generar una pluralidad de secuencias de códigos
locales, siendo cada una de las secuencias de códigos una versión
de código desplaza en fase, de la secuencia de códigos de expansión
piloto;
una pluralidad de correlacionadores de códigos de
expansión piloto, correlacionando cada correlacionador de código de
expansión piloto una respectiva secuencia de las secuencias de
códigos locales, con la señal expandida; comprendiendo cada
correlacionador de código de expansión: i) medios de multiplicación
(704, 705, 706) para multiplicar la señal expandida por la
respectiva secuencia de las secuencias de códigos locales, a fin de
producir un valor de señal piloto correlacionada, y ii) medios
acumuladores (708, 709, 710) para acumular el valor de señal piloto
correlacionada durante un periodo de tiempo predeterminado, a fin de
producir un componente de señal piloto de caminos múltiples, con
expansión suprimida, que tiene una fase de señal portadora;
medios de filtro (711, 712, 713) que incluyen un
pluralidad de filtro de pasa bajos dispuestos de modo que cada uno
de la pluralidad de componentes de señales piloto de caminos
múltiples, con expansión suprimida, es aplicado a un respectivo
filtro de la pluralidad de filtro de pasa bajos, para producir un
respectivo valor de ponderación de señal de caminos múltiples,
correspondiente a la fase de la señal portadora del respectivo
componente de señal de caminos múltiples recibido, y de modo que uno
de la pluralidad de componentes de señales piloto de caminos
múltiples, con expansión suprimida, y un respectivo valor de los
valores de ponderación de señales de caminos múltiples, sean
aplicados a un respectivo multiplicador de una pluralidad de
multiplicadores, y cada componente de señales piloto de caminos
múltiples sea multiplicado por el respectivo valor de los valores
de ponderación de señales de caminos múltiples, para producir un
respectivo componente de señal piloto graduado y girado en fase, de
una pluralidad de componentes de señales piloto graduados y girados
en fase que tienen, sustancialmente, iguales fases de portadora;
y
medios (720) de combinación de componente piloto
para combinar la pluralidad de componentes de señales piloto
ponderados, a fin de producir un valor de dato piloto.
4. El aparato AMF de la reivindicación 1,
caracterizado, también, por:
medios generadores de señales de reloj para
producir una señal de reloj, en el que los medios generadores de
secuencias de códigos locales están acoplados a los medios
generadores de señales de reloj para proporcionar, secuencialmente,
una pluralidad de valores de códigos de expansión sensibles a la
señal de reloj; y
- porque los medios de AMF de datos comprenden, además:
- i)
- un registro de desplazamiento (831) sensible a la señal de reloj y que tiene una pluralidad de etapas que incluyen una primera etapa y una última etapa, siendo aplicada a la primera etapa, dicha señal de secuencia de códigos predeterminada; en el que cada etapa define una respectiva toma intermedia, y cada toma intermedia produce una señal que corresponde a sucesivos valores de los valores de códigos de expansión;
- ii)
- la pluralidad de medios de ponderación que incluyen una pluralidad de multiplicadores (836, 837, 838, 839) de señales, multiplicando cada multiplicador de señales un valor de salida de toma intermedia por un respectivo valor de la pluralidad de valores de ponderación de señales de caminos múltiples, para producir un respectivo valor de señal de supresión de expansión, de caminos múltiples, de una pluralidad de valores de señales de supresión de expansión, de caminos múltiples; y
- iii)
- los medios de combinación de componentes de datos, que compren den:
- medios de combinación (840) para combinar todos los valores de la pluralidad de valores de señales de supresión de expansión, de caminos múltiples, para producir una señal de supresión de expansión;
- medios multiplicadores (841) para multiplicar la señal expandida por la señal de supresión de expansión, a fin de producir una señal de datos, con expansión suprimida; y
- medios de acumulación (842) para acumular la señal de datos, con expansión suprimida, durante un periodo de tiempo predeterminado, a fin de producir el valor de dato, con expansión suprimida.
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