JP2785804B2 - 移動通信システム - Google Patents

移動通信システム

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JP2785804B2
JP2785804B2 JP8136262A JP13626296A JP2785804B2 JP 2785804 B2 JP2785804 B2 JP 2785804B2 JP 8136262 A JP8136262 A JP 8136262A JP 13626296 A JP13626296 A JP 13626296A JP 2785804 B2 JP2785804 B2 JP 2785804B2
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    • H04W52/223—TPC being performed according to specific parameters taking into account previous information or commands predicting future states of the transmission

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は送信電力の制御を行
う送信電力制御回路を備えた移動通信システムに係わ
り、特に直接拡散符号分割多元接続方式を使用した自動
車電話や携帯電話システムに好適な移動通信システムに
関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話あるいは携帯電話システムと
してのセルラシステムには、従来から各種の方式が存在
する。時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ）を用いた日本標
準方式（ＰＤＣ：ＲＣＲ ＳＴＤ ２７）や、北米標準
方式（ＴＩＡ ＩＳ５４）や、ヨーロッパ標準方式（Ｅ
ＴＳＩ ＧＳＭ）および符号分割多元接続方式（ＣＤＭ
Ａ）を用いた北米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９５）がこれ
らの方式として知られている。
【０００３】符号分割多元接続方式を用いるセルラシス
テムでは、複数の移動機が１つの基地局に同一の周波数
の電波を使用して接続される。このセルラシステムで
は、基地局が複数の移動機からの受信信号電力を等しく
するような回線送信電力制御技術を使用する必要があ
る。その理由を説明する。例えば、１つの移動機からの
受信電力が他の移動機からの受信電力に比べて１０倍で
あったとする。この１０倍の受信電力となる移動機は、
他の移動機からの受信電力に対して１０倍の干渉妨害を
与えており、言い換えれば他の移動機１０台分の干渉妨
害を与えていることになる。このことは、基地局におけ
るすべての移動機からの受信電力が等しい場合と比べ
て、このように１つの移動機からの受信電力が他の移動
機からの受信電力に比べて１０倍であると、１つの基地
局に同時に接続できる移動機あるいはチャネルの数が９
台分、すなわち９チャネル分減少することになる。
【０００４】このようなことから、符号分割多元接続方
式を用いるセルラシステムでは、基地局が受信する各移
動機の受信電力を等しくするような送信電力制御を行う
必要があり、この制御が正しく機能しないとシステム容
量としての同時に接続可能なチャネル数が大きく減少す
るという問題がある。
【０００５】符号分割多元接続方式を用いた北米標準方
式における上り回線の送信電力制御の詳細については、
例えばＴＩＡ発行の資料ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−
Ａ、６章および７章に記載されている。移動機の送信に
ついては、オープンループパワーコントロールと、クロ
ーズドループパワーコントロールによって制御が行われ
ている。ここで、オープンループパワーコントロールと
は、下り回線の受信電力を移動機が測定し、基地局送信
電力との差から伝搬ロスを推定して、移動機の送信電力
を決めるものである（ＴＩＡ発行の資料ＴＩＡ／ＥＩＡ
／ＩＳ−９５−Ａの６．１．２．３．１の「Estimated
Open Loop Output Power」およびこの文献の６．１．
２．４．１の「Open Loop Estimation」）。このオープ
ンループパワーコントロールでは、下り回線と上り回線
の周波数が異なっている。このため、下り伝送ロスと上
り伝送ロスとは必ずしも一致しない。したがって、この
オープンループパワーコントロールだけでは大まかな送
信電力制御しか行うことができない。
【０００６】次に、クローズドループパワーコントロー
ルでは、１．２５ｍｓ（ミリ秒）のタイムスロットを単
位として、基地局が受信電力を測定し、基準値と比べて
の大小を判断するようになっている。そして、基地局は
下り回線の次々のスロットで、基準値よりも大きいと判
断した場合には−１ｄＢ（デシベル）だけ移動機の送信
電力を変更するように指示を出す。基準値よりも小さい
と判断した場合には、＋１ｄＢだけ移動機の送信電力を
変更するように指示を出す。移動機は、基地局から受け
た送信電力変更のための指示に従って、指示を受けた次
のスロットで送信電力を変更することになる（ＴＩＡ発
行の資料ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａの６．１．
２．４．２の「Closed Loop Correction」およびこの文
献の７．１．３．１．７の「Power Control Subchanne
l」）。
【０００７】符号分割多元接続方式を用いた北米標準方
式は、可変レート音声ボコーダ（音声符号化器）をサポ
ートしている。すなわち、通常の通信チャネル（ＴＣ
Ｈ）のビットレートである９６００ｂｐｓ（ビット／
秒）に対して、音声を発していない区間（無声区間）で
はビットレートをこの１／２から１／８に低減し、他の
チャネルに対する干渉を少なくしている。具体的には、
２０ｍｓの１フレームは、１．２５ｍｓごとの１６個の
タイムスロットに分割されているが、そのうちの１／２
から１／８のタイムスロットを疑似ランダム変数を使用
して選択送信を行い、これ以外は送信を停止することで
可変レート伝送を実現している。基地局では、該当のタ
イムスロットで送信されているか否かにかかわらず、上
記した手順に従って送信電力の変更の指示を行う。移動
機の方は、本当に送信を行ったタイムスロットに対応し
た送信電力の変更指示のみに従って、送信電力を変更す
る。
【０００８】以上の説明からわかるように、伝送ロスの
変動、すなわちフェージングやシャドウイングが十分ゆ
っくりしている場合には、オープンループパワーコント
ロールとクローズドループパワーコントロールにより、
基地局における移動機の受信電力を±１ｄＢの範囲に制
御することが可能である。
【０００９】なお、上記した文献に記載されているよう
に（ＴＩＡ発行の資料ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａ
の６．１．３．１「Reverse CDMA Channel Signal
s」）、上り回線は６４ａｒｙ直交変調（６４ary Ortho
gonal Modulator）されており、非同期検波を行った
後、レイク（ＲＡＫＥ）合成およびアンテナダイバーシ
ティ合成が行われる。受信電力は、この合成電力を測定
することにより求められている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した符号分割
多元接続方式を用いた北米標準方式で使用されているク
ローズドループパワーコントロール方法では、移動機が
例えば第Ｎスロットで送信した電力を基地局で測定した
ものとすると、第Ｎ＋２スロットで基地局が送信電力の
変更指示を行い、第Ｎ＋３スロットで移動機の送信電力
が修正される。すなわち、３スロット分の制御遅延が存
在する。１スロットが前記した１．２５ｍｓとすると、
３．７５ｍｓの制御遅延が存在することになる。
【００１１】このような送信電力の制御を採用すると、
制御遅延としての３．７５ｍｓ、すなわち１／２６７Ｈ
ｚと比較して伝送路の変動が十分ゆっくりしたものであ
る場合は問題ないが、変動が速くなると送信電力の制御
が不可能になる。特に、例えば２Ｇ（ギガ）Ｈｚという
ように高い周波数が使用される場合には、伝送路の変動
がより速くなる傾向にあり、制御上問題となる。
【００１２】また、この符号分割多元接続方式を用いた
北米標準方式では制御周期（１スロット＝１．２５ｍ
ｓ）に比べて制御遅延が大きい（３スロット＝３．７５
ｍｓ）。このため、伝送路変動が緩やかなときには制御
周期の４倍の周期（１２スロット＝１５ｍｓ）で発振状
態となり、また伝送路変動が速いときには追従が不可能
なため、共に送信電力の制御を行わない場合よりも電力
制御の誤差を大きくしてしまうという問題があった。
【００１３】更にこの方式では可変レートサービスを行
うために、先に説明した例のように間欠送信を行う場合
には問題がより顕著となる。間引くスロット数が増加す
ると、制御間隔が長くなってしまい、ますます速い伝送
路変動に追従できなくなるからである。
【００１４】クローズドループパワーコントロールで追
従できないような速いフェージングに対しては、インタ
ーリブと誤り訂正が効果的である。そこで符号分割多元
接続方式を用いた北米標準方式ではクローズドループパ
ワーコントロールとインターリブおよび誤り訂正符号を
組み合わせて用いることによって、すべての速さのフェ
ージングに対して一定の受信品質を保つようになってい
る。このようなインターリブおよび誤り訂正符号との組
み合わせは、自チャネルの品質を向上させる上には有効
であるが、送信電力の制御誤差による平均送信電力の増
加に伴う他チャネルへの干渉妨害の増加を避ける上での
解決とはならない。
【００１５】そこで本発明の目的は、以上説明した北米
標準方式のように符号分割多元接続方式を使用し、上り
回線の送信電力の制御誤差を少なくすることにより、他
チャネルに与える干渉妨害を低減することのできる送信
電力の制御を行う移動通信システムを提供することにあ
る。
【００１６】本発明の他の目的は、速いフェージングに
対して送信電力の制御誤差が増加せず、非常にゆっくり
したフェージングに対して発振現象を起こさず、可変レ
ートに対応した間欠送信に対して送信電力の制御誤差の
増加を抑えて、他チャネルに与える干渉妨害を低減し、
周波数帯域当たりの同時に使用できるチャネル数を増加
して、システム容量としての収容可能なユーザ数を増加
させることのできる送信電力の制御を行う移動通信シス
テムを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、（イ）同相成分と直交成分で表わされるキャリア信
号点を一定周期で検出するキャリア信号点検出手段と、
このキャリア信号点検出手段の検出したキャリア信号点
の振幅を過去の送信電力制御値によって補正する振幅補
正手段と、この振幅補正手段によって振幅の補正された
キャリア信号点を使用して次に送信電力制御が行われる
時点でのキャリア信号点を予測する予測手段と、この予
測手段によって予測されたキャリア信号点の電力を予め
定めた基準値と比較する比較手段と、この比較手段の比
較結果を基にして前記した次に送信電力制御が行われる
時点での送信電力制御値を生成する送信電力制御手段
と、この送信電力制御手段の生成した送信電力制御値を
記憶して振幅補正手段に前記した過去の送信電力制御値
として供給するためのメモリと、送信電力制御値を送信
する送信手段とを備えた送信電力制御回路を有する基地
局と、（ロ）この基地局に互いに同一周波数の電波を使
用して接続され、かつ基地局から送られてくる送信電力
制御値によって基地局での受信信号電力が互いに等しく
なるように送信電力の制御を受ける複数の移動機とを移
動通信システムに具備させる。
【００１８】すなわち請求項１記載の発明では、同相成
分と直交成分で表わされるキャリア信号点を一定周期で
検出するキャリア信号点検出手段を用意し、これによっ
て検出されたキャリア信号点の振幅を過去の送信電力制
御値によって補正し、これを用いて予測手段で次に送信
電力制御が行われる時点でのキャリア信号点を予測する
ことにした。そして、予測されたキャリア信号点の電力
を予め定めた基準値と比較し、この比較結果を基にして
次に送信電力制御が行われる時点での送信電力制御値を
生成して移動機に対して送信することにしている。これ
により、移動機側では基地局から送られてくる送信電力
制御値によって基地局での受信信号電力が互いに等しく
なるように送信電力の制御を受けることができる。
【００１９】請求項２記載の発明では、請求項１記載の
移動通信システムでキャリア信号点検出手段は、一定周
期で挿入されたパイロットシンボルを検出することによ
ってキャリア信号点を検出することを特徴としている。
【００２０】請求項３記載の発明では、請求項１記載の
移動通信システムでキャリア信号点検出手段は、Ｍ値直
交変調されたデータ信号点を検出することによりキャリ
ア信号点を検出することを特徴としている。Ｍ値直交変
調（Ｍ−ａｒｙ直交変調）は、Ｍ個の互いに直交する符
号系列のうち、送信する情報に応じて１つを選んで送信
する変調方式である。Ｍが２m であるならば、１つの符
号でｍビットの情報を伝送することができる。これは従
来の北米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９５）で採用されてい
る。
【００２１】請求項４記載の発明では、請求項１記載の
移動通信システムで予測手段は、最後に受信した２つの
キャリア信号点の振幅補正値を外挿することで予測値を
求めることを特徴としている。
【００２２】請求項５記載の発明では、請求項１記載の
移動通信システムで予測手段は、最後に受信した複数個
のキャリア信号点の振幅補正値を最小二乗直線近似する
ことにより予測値を求めることを特徴としている。
【００２３】請求項６記載の発明では、請求項１記載の
移動通信システムで予測手段は、最後に受信した複数個
のキャリア信号点の振幅補正値から最小二乗線形近似す
ることにより予測値を求めることを特徴としている。す
なわち、請求項５記載の発明では、誤差の二乗和が最小
になる直線で近似を行うのに対して、請求項６記載の発
明では通常直線近似とはならない最小二乗予測を行う点
が相違する。
【００２４】請求項７記載の発明では、（イ）複数の経
路で到達する無線信号のそれぞれに対して経路ごとに用
意され、同相成分と直交成分で表わされるキャリア信号
点を一定周期で検出する経路別キャリア信号点検出手段
と、これらキャリア信号点検出手段に対応して経路別に
設けられ、キャリア信号点検出したキャリア信号点の振
幅を過去の送信電力制御値によってそれぞれ補正する経
路別振幅補正手段と、これら経路別振幅補正手段に対応
して経路別に設けられ、経路別振幅補正手段によって振
幅の補正されたキャリア信号点を使用して次に送信電力
制御が行われる時点でのキャリア信号点を経路別に予測
する経路別予測手段と、これら経路別予測手段によって
予測されたキャリア信号点の電力を加算合成する合成手
段と、この合成手段によって得られる合成電力を予め定
めた基準値と比較する比較手段と、この比較手段の比較
結果を基にして前記した次に送信電力制御が行われる時
点での送信電力制御値を生成する送信電力制御手段と、
この送信電力制御手段の生成した送信電力制御値を記憶
して経路別振幅補正手段に前記した過去の送信電力制御
値として供給するためのメモリと、送信電力制御値を送
信する送信手段とを備えた送信電力制御回路を有する基
地局と、（ロ）この基地局に互いに同一周波数の電波を
使用して接続され、かつ基地局から送られてくる送信電
力制御値によって基地局での受信信号電力が互いに等し
くなるように送信電力の制御を受ける複数の移動機とを
移動通信システムが具備し、直接拡散符号分割多元接続
方式で通信が行われることを特徴としている。
【００２５】すなわち請求項７記載の発明では、直接拡
散符号分割多元接続方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ）を用いてレ
イク（ＲＡＫＥ）合成を行う場合の送信電力の制御の手
法を扱っている。移動通信では無線信号が建物、山等の
物体で反射して複数の経路（マルチパス）を経て受信機
に到達する。直接拡散符号分割多元接続方式を使用した
場合には、その各経路の遅延時間差が拡散符号の１チッ
プよりも大きい経路（マルチパス）を分離することがで
きる。したがって、直接拡散符号分割多元接続方式を用
いる場合には、各経路の受信手段を、後に説明するよう
にＲＡＫＥ合成して、受信特性を向上させることが一般
的に行われている。請求項７記載の発明では、経路別に
「キャリア信号点検出手段」と「振幅補正手段」および
「予測手段」を配置している。「合成手段」以降はＲＡ
ＫＥ合成に用いるために１組あればよく、この点は請求
項１記載の発明と同様である。
【００２６】請求項８記載の発明では、（イ）無線帯域
信号を受信し複素ベースバンド信号に変換する無線受信
手段と、変換後の符号分割多重化された複素ベースバン
ド信号に拡散符号のレプリカをかけることにより自チャ
ネルの信号を抽出する逆拡散手段と、この逆拡散手段の
出力をパイロットシンボルとデータシンボルに分離する
多重分離手段と、この多重分離手段から時間的に連続し
て入力される隣接したパイロットシンボルを同相加算し
て信号対雑音電力比を向上させるパイロットシンボル同
相加算手段と、この同相加算されたパイロットシンボル
の振幅を過去の送信電力制御値に従って補正する振幅補
正手段と、この振幅補正手段によって補正されたパイロ
ットシンボルを用いて次に送信電力制御を行う時点のパ
イロットシンボルの受信信号点を予測する予測手段と、
この予測手段によって予測されたパイロットシンボルの
受信電力を予め定めた基準値と比較する比較手段と、こ
の比較手段の比較結果を基にして前記した次に送信電力
制御が行われる時点での送信電力制御値を生成する送信
電力制御手段と、この送信電力制御手段の生成した送信
電力制御値を記憶して振幅補正手段に前記した過去の送
信電力制御値として供給するためのメモリと、送信電力
制御値を送信する送信手段とを備えた送信電力制御回路
を有する基地局と、（ロ）この基地局に互いに同一周波
数の電波を使用して接続され、かつ基地局から送られて
くる送信電力制御値によって基地局での受信信号電力が
互いに等しくなるように送信電力の制御を受ける複数の
移動機とを移動通信システムが具備し、直接拡散符号分
割多元接続方式で通信が行われることを特徴としてい
る。
【００２７】すなわち請求項８記載の発明は、請求項２
記載の発明を更に具体化したものである。
【００２８】請求項９記載の発明では、（イ）無線帯域
信号を受信し複素ベースバンド信号に変換する無線受信
手段と、変換後の符号分割多重化された複素ベースバン
ド信号を逆拡散して自チャネルの信号を抽出する逆拡散
手段と、複素ベースバンド信号とＭ個（Ｍは正の整数）
の直交符号のそれぞれとの相関値を計算する直交復調手
段と、これらＭ個の相関値のうちで電力が最大となる１
つの信号を選択する選択手段と、過去の送信電力制御値
に応じて選択手段が選択した相関値の振幅を補正する振
幅補正手段と、振幅補正済みの相関値信号を用いて次に
送信電力制御が行われる時点での信号点を予測する予測
手段と、この予測した信号点の振幅を予め定めた基準値
と比較する比較手段と、この比較手段の比較結果に基づ
いて前記した次に送信電力制御が行われる時点での送信
電力制御値を生成する送信電力制御手段と、この送信電
力制御手段の生成した送信電力制御値を記憶して振幅補
正手段に前記した過去の送信電力制御値として供給する
ためのメモリと、送信電力制御値を送信する送信手段と
を備えた送信電力制御回路を有する基地局と、（ロ）こ
の基地局に互いに同一周波数の電波を使用して接続さ
れ、かつ基地局から送られてくる送信電力制御値によっ
て基地局での受信信号電力が互いに等しくなるように送
信電力の制御を受ける複数の移動機とを移動通信システ
ムが具備し、直接拡散符号分割多元接続方式とＭ値直交
変調で通信が行われることを特徴としている。
【００２９】すなわち請求項９記載の発明は、請求項３
記載の発明を更に具体化したものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
【００３１】
【実施例】以下実施例につき本発明を詳細に説明する。
【００３２】図１は本発明の一実施例における移動通信
システムの基地局の送受信部を示したものである。この
移動通信システムでは符号分割多元接続方式を使用して
基地局と移動機の間で通信が行われる。
【００３３】基地局の送受信部１００は、アンテナ１０
１と、このアンテナ１０１に接続された送受共用器（デ
ュープレクサ）１０２と、無線送信部１０３に代表され
る送信部１０４と、無線受信器１０５に代表される受信
部１０６から構成されている。
【００３４】このうち受信部１０６の無線受信器１０５
は、無線帯域の受信信号を複素ベースバンド信号に変換
する。この複素ベースバンド信号は、同相成分と直交成
分の２つの信号からなっている。この複素ベースバンド
信号は逆拡散回路１１１に入力される。逆拡散回路１１
１は、符号分割多重化された複素ベースバンド信号にレ
プリカをかけることにより、自チャネルの信号を抽出す
る。逆拡散回路１１１の出力は、多重分離回路１１２に
入力される。多重分離回路１１２は入力された信号をパ
イロットシンボル（ＰＬ）とデータに分離する。パイロ
ットシンボルは、パイロットシンボル同相加算回路１１
３に入力される。
【００３５】パイロットシンボル同相加算回路１１３
は、時間的に連続して受信される複数のパイロットシン
ボルを同相加算することにより、パイロットシンボルの
信号対雑音電力比を向上させる回路である。パイロット
シンボル同相加算回路１１３の出力は振幅補正回路１１
４に入力される。振幅補正回路１１４は、メモリ１１５
から得られる過去の送信電力制御ビット（ＴＰＣビッ
ト）１１６を入力して、過去の送信電力の制御値に応じ
てパイロット信号の振幅を補正する。ここで送信電力制
御ビットとは、該当する移動機の送信電力の増減を指示
するビットである。予測回路１１７は、現在および過去
の振幅を補正した後のパイロットシンボルを複素平面上
で外挿あるいは線形予測を行うことにより、送信電力の
制御を行うスロットにおけるパイロット信号を予測す
る。ここで複素平面とは、同相成分を実数軸で、直交成
分を虚数軸で表わした平面をいう。
【００３６】予測回路１１７で予測したパイロットシン
ボルの振幅と振幅についての基準値１１８とは比較回路
１１９に入力されて比較される。比較結果は送信電力制
御回路１２１に入力され、前記した送信電力制御ビット
１１６が生成される。この送信電力制御ビット１１６は
メモリ１１５に記憶される。
【００３７】一方、多重分離回路１１２で分離されたデ
ータは、パイロットシンボル内挿同期検波回路１２２に
入力される。パイロットシンボル内挿同期検波回路１２
２は、パイロットシンボル同相加算回路１１３からスロ
ット両端の同相加算されたパイロットシンボルを内挿し
て、同期検波の参照信号とする。この検波回路１２２か
ら出力される検波信号は判定回路１２４に入力されて判
定され、受信データ１２５が出力されることになる。
【００３８】これに対して、送信部１０４は送信データ
１３１と送信電力制御ビット１１６およびパイロットシ
ンボル１３２を入力する多重化回路（ＭＵＸ）１３３を
備えている。多重化回路１３３はこれら３つの入力を時
分割多重化し、拡散回路１３５に入力する。拡散回路１
３５は、拡散符号によりスペクトラム拡散を行う。拡散
回路１３５の出力は無線送信部１０３に入力され、ベー
スバンド信号を無線帯域信号に変換し増幅して、送受共
用器１０２を介してアンテナ１０１から送信するように
なっている。
【００３９】なお、比較回路１１９は予測回路１１７か
ら出力される受信信号の電力と基準電力とを比較してい
るが、すでに説明した符号分割多元接続方式を用いた北
米標準方式等の従来技術でも使用されているように、受
信信号電力対（雑音電力と干渉電力の和）を所定の基準
値と比較することも可能である。また、判定回路１２４
は、単純に信号の正負によってデータの“０”と“１”
を判定することも可能であるし、通信品質をより向上さ
せるために、デインタリーブおよび誤り訂正（例えば多
値信号を用いて誤り訂正を行うようにした軟判定Ｖｉｔ
ｅｒｂｉ（ビタビ）デコーダ）とも組み合わせることが
できる。
【００４０】図２は、この実施例の移動通信システムの
移動機の送受信部を示したものである。送受信部２００
は、アンテナ２０１と、このアンテナ２０１に接続され
た送受共用器２０２と、無線送信部２０３に代表される
送信部２０４と、無線受信器２０５に代表される受信部
２０６から構成されている。
【００４１】このうち受信部２０６の無線受信器２０５
は、無線帯域の受信信号を複素ベースバンド信号に変換
する。この複素ベースバンド信号は、同相成分と直交成
分の２つの信号である。この複素ベースバンド信号は逆
拡散回路２１１に入力される。逆拡散回路２１１は、符
号分割多重化された複素ベースバンド信号を逆拡散して
自チャネルの信号を抽出する。逆拡散回路２１１の出力
は、第１の多重分離回路２１２に入力される。第１の多
重分離回路２１２は入力された信号をパイロットシンボ
ル（ＰＬ）とデータに分離する。パイロットシンボル
は、パイロットシンボル同相加算回路２１３に入力され
る。
【００４２】パイロットシンボル同相加算回路２１３
は、時間的に連続して受信される複数のパイロットシン
ボルを同相加算することにより、パイロットシンボルの
信号対雑音電力比を向上させる回路である。
【００４３】一方、第１の多重分離回路２１２で分離さ
れたデータはパイロットシンボル内挿同期検波回路２２
２に入力される。パイロットシンボル内挿同期検波回路
２２２は、パイロットシンボル同相加算回路２１３から
スロット両端の同相加算されたパイロットシンボルを内
挿して、同期検波の参照信号とする。この内挿同期検波
回路２２２から出力される検波信号は第２の多重分離回
路２２３に入力されて、データ部分と送信電力制御ビッ
ト部分に分離される。このうちのデータ部分の検波信号
は第１の判定回路２２４に入力されて判定され、受信デ
ータ２２５が出力される。また、送信電力制御ビット部
分の検波信号は第２の判定回路２２６に入力されて判定
され、送信電力制御ビット２２７が出力される。
【００４４】送信部２０４は、送信データ２３１とパイ
ロットシンボル２３２を入力する多重化回路（ＭＵＸ）
２３３を備えている。多重化回路２３３はこれら２つの
入力を時分割多重化し、拡散回路２３５に入力する。拡
散回路２３５は、拡散符号によりスペクトラム拡散を行
う。拡散回路２３５の出力は可変アンプ２３６に入力さ
れ、第２の判定回路２２６から出力される送信電力制御
ビット２２７に従って送信電力を増減させるようになっ
ている。したがって、可変アンプ２３６は可変減衰器で
構成することも可能である。可変アンプ２３６の出力は
無線送信部２０３に入力され、ベースバンド信号を無線
帯域信号に変換し増幅して、送受共用器２０２を介して
アンテナ２０１から送信するようになっている。
【００４５】図３は、本実施例の移動通信システムにお
ける移動機と基地局の間でのデータのやりとりと、基地
局における回路の動作タイミングを表わしたものであ
る。この図３では、説明を簡単にするために２スロット
に１回だけ送信を行う場合、すなわち最大ビットレート
の１／２のビットレートで送受信を行う場合を示してい
る。本実施例の移動通信システムでは、連続送信を行っ
たり、最大ビットレートの１／２のビットレートよりも
っと低いレートで通信を行うことができるが、これにつ
いても同様に図で表現することができる。
【００４６】移動機から送信される各スロットの送信信
号３０１1 、３０１3 、……と基地局のこれらスロット
ごとの受信信号３０２1 、３０２3 、……および基地局
の各スロットの送信信号３０３2 、３０３4 ……におけ
る“１”、“２”、“３”等の添字は、スロットの番号
を表わしている。図３から了解されるように、各スロッ
トの信号３０１〜３０３は、パイロットシンボル内挿同
期検波が容易に行えるように、複数のパイロットシンボ
ル（ＰＬ）をスロットの両端に配置して、データ（ｄａ
ｔａ）を挟んだフォーマットとなっている。
【００４７】また、送信電力制御遅延を２スロットとす
るために、基地局の送信と移動機の送信は約１スロット
だけずれたタイミングで行われるようになっている。基
地局における第１のスロットの受信信号３０２1 は、図
１に示した多重分離回路１１２でパイロットシンボルの
部分とデータの部分に分離され、両端に位置するパイロ
ットシンボルはそれぞれ同相加算される。これを図３の
第１のスロットにおける“ｒ０”と“ｒ１”で、また第
３のスロットにおける“ｒ２”と“ｒ３”で示してい
る。第５のスロット以降については図示していないが同
様である。
【００４８】伝送路のフェージング周波数に比べてシン
ボルレートが十分に速い場合には、隣接して配置された
シンボル間でキャリア位相および振幅の変動がほとんど
無いと考えられる。このため、隣接したパイロットシン
ボルを同相加算することにより、加算したシンボル数分
だけ信号対雑音電力比が向上したパイロットシンボルを
得ることができる。この同相加算されたパイロットシン
ボル“ｒ０、ｒ１、ｒ２、ｒ３、……”は、パイロット
シンボルを受信した時刻におけるキャリアの振幅および
位相を複素平面上（同相成分、直交成分）で表わす信号
と考えることができる。
【００４９】もし、送信電力制御を行わず、各スロット
における移動機の送信電力が一定であるならば、受信し
たパイロットシンボルは伝送路変動を表わしていると見
なすことができる。パイロットシンボルの間隔すなわち
スロット長がフェージング周波数に比べて十分に短いと
見なすことができるならば、パイロットシンボルの軌跡
は滑らかな曲線となる。しかしながら、符号分割多元接
続方式による移動機では、送信電力制御が行われるた
め、受信したパイロットシンボルの軌跡は滑らかな曲線
で表わすことができない。
【００５０】移動機の送信電力制御の影響を取り除き、
伝送路変動のみが表わされるようにするために、本実施
例の移動通信システムでは過去の送信電力制御の履歴に
応じて受信パイロットシンボルの振幅補正を行ってい
る。例えば図３に示した第３スロットにおいて、現スロ
ット（この場合は第３スロット）のパイロット信号“ｒ
０”、“ｒ１”と２スロット前、すなわち第１スロット
のパイロット信号“ｒ２”、“ｒ３”を用いて、第５ス
ロットにおける伝送路変動を予測することにする。
【００５１】現スロット、すなわち第３スロットの移動
機の送信電力に対して、２スロット前の第１スロットの
移動機の送信電力が例えば１ｄＢだけ低かったとする。
２スロット前に受信したパイロット信号“ｒ０”、“ｒ
１”の振幅を１ｄＢだけ大きくした信号“ｒ０′”、
“ｒ１′”に補正することで、予測に用いる全パイロッ
ト間で送信電力制御の影響を除去することができる。こ
のようにして振幅が補正されたパイロット信号“ｒ
０′”、“ｒ１′”および“ｒ２”、“ｒ３”を用いて
次の次のスロットすなわち第５スロットにおけるパイロ
ット信号の存在する点を複素平面上で外挿あるいは線形
予測する。そして、その予測値の電力と基準値を比較し
て、その差異を最小とするように送信電力制御ビット１
１６（図１）を生成する。この送信電力制御ビット１１
６は、次のスロットとしての第４スロットで基地局から
移動機宛に送信されることになる。移動機は、受信した
送信電力制御ビットの指示に従って、その次のスロット
としての第５スロットの送信電力を増減することにな
る。
【００５２】図４は、本実施例におけるこの振幅補正と
複素平面上での予測を説明するためのものである。この
図で横軸は同相成分としてのＩ成分を表わしており、縦
軸は直交成分としてのＱ成分を表わしている。また、一
点鎖線で示した円４０１は、送信電力制御の基準値を示
している。この図４では、第１スロットにおけるパイロ
ットシンボル（同相加算したもの）を“ｒ１”と“ｒ
２”で、第３スロットにおけるパイロットシンボルを
“ｒ３”と“ｒ４”でそれぞれ示している。第１スロッ
トと第３スロットの間で送信電力制御が行われ、移動機
の送信電力が変更されている。このため、パイロットシ
ンボル“ｒ２”と“ｒ３”の振幅は不連続となってい
る。
【００５３】この図でパイロットシンボル“ｒ１′”お
よび“ｒ２′”は、振幅補正を行い、第１スロットの移
動機の送信電力が第３スロットの移動機の送信電力に等
しいと仮定したときのものを示している。振幅補正を行
うことにより、移動機の送信電力制御の影響を除去する
ことができる。そして、パイロットシンボルの軌跡は、
図で矢印の連続として示したように滑らかな曲線上に乗
るようになる。各パイロットシンボル“ｒ１′”、“ｒ
２′”、“ｒ３”、“ｒ４”を用いて第５スロットのパ
イロットシンボルを予測した点が“ｒ５# ”および“ｒ
６# ”である。これらのパイロットシンボル“ｒ５# ”
および“ｒ６# ”は円４０１で示した基準値よりも大き
く外側にずれている。従って、第５スロットの移動機の
送信電力を下げる制御が行われる。これにより、実際に
第５スロットで受信するパイロットシンボル“ｒ５”、
“ｒ６”は、×印で示したように円４０１で示した基準
値に近い位置とすることが可能になる。
【００５４】従来の符号分割多元接続方式を用いた送信
電力制御では、第３スロットの受信レベルのみを測定
し、その測定値と基準値の大小を比較して移動機の送信
電力を制御していた。この従来の手法を図４に示すケー
スに当てはめると、パイロットシンボル“ｒ３”、“ｒ
４”が円４０１とほぼ一致して第３スロットの受信レベ
ルがほぼ基準値と一致する。そこで、第５スロットの送
信電力を変更しないような指示が行われることになる。
この結果、第５スロットの受信電力は、パイロットシン
ボル“ｒ５# ”および“ｒ６# ”で示す点となり、基準
値を大幅にオーバすることになって、他のチャネルに大
きな干渉を与えることになる。
【００５５】ところで、振幅補正されたパイロットシン
ボルを使用して次のスロットにおけるパイロット信号を
予測するには各種の手法を採ることができる。本実施例
では以下のに示す手法を採用するが、あるいはに
示す手法も採ることが可能である。 １スロット内の両端のパイロットシンボルを用いて直
線外挿を行うことにより予測する手法。 最後に受信したＮ個の振幅補正後のパイロットシンボ
ルに対する最小二乗誤差の直線を求め、外挿することに
より予測する手法。 最後に受信したＮ個の振幅補正後のパイロットシンボ
ルを用いて、線形予測を行う手法。この手法では、予測
係数は過去の短時間のパイロットシンボルに対して最小
二乗誤差となる値を用いる。
【００５６】以下、これらの手法について説明する。説
明を簡単にするため、同相加算後のパイロットシンボル
は一定時間間隔で得られるものと仮定する。また、ｎ番
目の振幅補正後のパイロットシンボルを“ｒ（ｎ）”と
し、予測値を“ｒ（ｎ）# ”とする。これら“ｒ
（ｎ）”、“ｒ（ｎ）# ”は複素数のため、これらの成
分を個別に表現できるようにするために、同相成分には
添字Ｉを、直交成分には添字Ｑを付けることにする。す
なわち、これらは次のように表わされる。 ｒ（ｎ） ＝ｒI （ｎ）＋ｊ×ｒQ （ｎ） ｒ（ｎ）# ＝ｒI （ｎ）# ＋ｊ×ｒQ （ｎ）#
【００５７】本実施例で採用するの１スロット内の両
端のパイロットシンボルを用いた直線外挿は、最も簡単
に予測を行うことができる。 ｒ（ｎ）# ＝２×ｒ（ｎ−１）−ｒ（ｎ−２）
【００５８】で示した、最後に受信したＮ個の振幅補
正後のパイロットシンボルに対する最小二乗誤差の直線
を求め、外挿することにより予測する手法について説明
する。この最小二乗誤差の直線は、同相成分と直交成分
のそれぞれに対して、以下の値を最小とするａI 、
ｂI 、ａQ 、ｂQ を求めることで得られる。すなわち、
同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）の各々に対し
て、時刻を横軸に、同相成分または直交成分の値を縦軸
として最小二乗直線近時を行い、直線の傾きが−ａ
I （または−ａQ ）で、時点ｎにおける値がｂI （また
はｂQ ）となる直線が得られる。
【数１】
【００５９】予測値は次のような式で表わされる。
【数２】 なお、Ｎが“２”の場合には、本実施例ので示した外
挿による手法と一致することになる。
【００６０】で示した、最後に受信したＮ個の振幅補
正後のパイロットシンボルを用いて、線形予測を行う手
法について説明する。この場合の予測値は、次の式で表
わすことができる。
【数３】
【００６１】ここで、“ａ１、ａ２、……、ａＮ”は線
形予測係数であり、二乗予測誤差の期待値を最小とする
値である。この期待値は、次の式で表わされる。
【数４】 ただし、“ａ０”は“１”であり、Ｘ* はＸの複素共役
を表わすものとする。
【００６２】この線形予測係数は、次のＮ元連立方程式
（正規方程式）を解けばよい。
【数５】
【００６３】伝送路は短時間では定常と見なせるため、
短時間平均値を次の期待値の代わりに用いることができ
る。 Ｅ［ｒ（ｎ−ｊ）* ×ｒ（ｎ−ｉ）］
【００６４】第１の変形例
【００６５】図５は本発明の第１の変形例の基地局にお
ける受信部を示したものである。この基地局の送信部お
よび移動機の構成は図１および図２に示した先の実施例
と同一であるので、これらの図示は省略する。符号分割
多元接続方式では、伝送路のマルチパス特性を用いて、
マルチパスダイバーシティを行うことができる。この第
１の変形例の移動通信システムにおける受信部５０１
は、このマルチパスダイバーシティを行う受信機（いわ
ゆるＲＡＫＥ（レイク）受信機）を実現している。
【００６６】この受信部５０１は、無線帯域の受信信号
５０２を、同相成分と直交成分の２信号から構成される
複素ベースバンド信号に変換するための無線受信機５０
３を備えている。この複素ベースバンド信号は逆拡散回
路５０５に入力される。逆拡散回路５０５は、符号分割
多重化された複素ベースバンド信号を逆拡散して自チャ
ネルの信号を抽出する。逆拡散回路５０５の出力は、多
重分離回路５０６に入力される。多重分離回路５０６は
入力された信号をパイロットシンボル（ＰＬ）とデータ
に分離する。パイロットシンボルは、パイロットシンボ
ル同相加算回路５０７に入力される。
【００６７】パイロットシンボル同相加算回路５０７
は、時間的に連続して受信される複数のパイロットシン
ボルを同相加算することにより、パイロットシンボルの
信号対雑音電力比を向上させる回路である。パイロット
シンボル同相加算回路５０７の出力は振幅補正回路５０
８に入力される。振幅補正回路５０８は、メモリ５０９
から得られる過去の送信電力制御ビット（ＴＰＣビッ
ト）５１１を入力して、過去の送信電力の制御値に応じ
てパイロット信号の振幅を補正する。予測回路５１２
は、現在および過去の振幅を補正した後のパイロットシ
ンボルを複素平面上で外挿あるいは線形予測を行うこと
により、送信電力の制御を行うスロットにおけるパイロ
ット信号を予測する。
【００６８】予測回路５１２の出力は第１の合成回路５
１３に入力され、以上説明した逆拡散回路５０５、多重
分離回路５０６、パイロットシンボル同相加算回路５０
７、予測回路５１２および次に説明するパイロットシン
ボル内挿同期検波回路５２１をそれぞれ有する構成の複
数のＲＡＫＥフィンガ５１４で予測されたパイロットシ
ンボルの電力との和が求められる。第１の合成回路５１
３の出力は、比較回路５１５に入力されて基準値５１６
と比較される。比較回路５１５の比較結果は送信電力制
御回路５１７に入力され、送信電力制御ビット５１８が
生成される。送信電力制御ビット５１８は、移動機の送
信電力の増減の指示を行うビットである。送信電力制御
ビット５１８はメモリ５０９に記憶される。
【００６９】一方、多重分離回路５０６で分離されたデ
ータは、パイロットシンボル内挿同期検波回路５２１に
入力される。パイロットシンボル内挿同期検波回路５２
１は、パイロットシンボル同相加算回路５０７からスロ
ット両端の同相加算されたパイロットシンボルを内挿し
て、同期検波の参照信号とする。この検波回路５２１か
ら出力される検波信号は第２の合成回路５２２に入力さ
れる。第２の合成回路５２２は、複数のＲＡＫＥフィン
ガ５１４の検波信号をダイバーシティ合成する。第２の
合成回路５２２から出力される合成検波信号は判定回路
５２３に入力されて判定され、受信データ５２５が出力
されることになる。
【００７０】本発明をこの第１の変形例のＲＡＫＥ受信
機に適用した場合も、ＲＡＫＥフィンガごとの処理は先
の実施例と同様である。
【００７１】第２の変形例
【００７２】図６は、本発明の第２の変形例の基地局に
おける受信部を示したものである。先の実施例および第
１の変形例では、図３に示したように各スロットの両端
にパイロットシンボル（ＰＬ）を埋め込んだ信号を受信
する場合を説明した。本発明の第２の変形例では、従来
技術として説明した符号分割多元接続方式を用いた北米
標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９５）に本発明を適用するもの
である。この北米標準方式における移動機から基地局へ
の上りリンクは、信号長が“６４”すなわち“２6 ”の
Ｗａｌｓｈ（ウォルシュ）符号を用いて、６４−ａｒｙ
直交変調後にＰＮ（Pseudo Noise：疑似雑音）符号で拡
散している。この北米標準方式では、パイロットシンボ
ルが付加されていない。したがって、同相加算したパイ
ロットシンボルを用いた予測は不可能である。しかしな
がら、６ビットをもとめて１シンボルとする６４−ａｒ
ｙ直交変調では１シンボル当たりの信号対雑音電力比が
大きくなっており、データシンボルを用いた予測が可能
である。本発明の第２の変形例では北米標準方式に合わ
せて信号長が“６４”の場合を説明するが、これに限る
必要はなく、より大きな値である方が一般に好ましい結
果が得られる。
【００７３】図６に示した基地局の受信部６０１は、無
線帯域の受信信号６０２を、同相成分と直交成分の２信
号から構成される複素ベースバンド信号に変換するため
の無線受信機６０３を備えている。この複素ベースバン
ド信号は逆拡散回路６０５に入力される。逆拡散回路６
０５は、符号分割多重化された複素ベースバンド信号を
逆拡散して自チャネルの信号を抽出する。逆拡散回路６
０５の出力は、高速アダマール変換（Fast Hadamard Tr
ansform ）回路６０６に入力される。高速アダマール変
換回路６０６は、６４個のＷａｌｓｈ符号のそれぞれと
の相関値（６４信号）を高速に求める。選択回路６０７
は６４個の相関値（複素数）のうちで電力が最大となる
１つの信号を選択する。
【００７４】振幅補正回路６０８は、メモリ６０９から
読み出された過去の送信電力制御値としての送信電力制
御ビット６１１に応じて、選択回路６０７の選択した相
関値の振幅を補正する。振幅補正回路６０８の出力は予
測回路６１２に入力される。予測回路６１２は、現在お
よび過去の振幅補正済みの相関値信号を複素平面上で、
すなわち同相成分を実数軸で、直交成分を虚数軸とした
平面上で、外挿あるいは線形予測を行い、送信電力制御
を行うスロットにおける信号点を予測する。この予測し
た信号点の振幅は、比較回路６１３に入力されて基準値
６１４と比較される。送信電力制御回路６１５は、この
比較結果に基づいて移動機の送信電力の増減指示を行う
ための送信電力制御ビット６１６を生成する。送信電力
制御ビット６１６は、メモリ６０９に記憶されて、送信
電力制御ビット６１１として振幅補正回路６０８で使用
されると共に、図示しない送信部に供給されて、ここか
ら移動機に送出されることになる。
【００７５】一方、高速アダマール変換回路６０６の出
力は２乗回路６１８にも入力される。２乗回路６１８
は、入力された６４個の相関値のそれぞれについて電力
を計算する。最大値検出回路６１９はこの計算された電
力の中から最大値と、この最大値をとった相関値の番号
（インデックス）とを出力する。これらは判定回路６２
１に入力されて判定が行われ、受信データ６２２が出力
される。この判定回路６２１は、デインタリーブ回路と
軟判定ビタビデコーダを含んでいる。また、相関値の番
号（インデックス）の方は選択回路６０７にも供給さ
れ、その選択動作に使用される。
【００７６】以上説明した第２の変形例の移動通信シス
テムは、先の実施例および第１の変形例における同相加
算されたパイロットシンボルの代わりに最大振幅をとる
相関値を用いている点が相違するが、振幅補正処理およ
び予測処理の動作は先の実施例と同一である。この第２
の変形例の移動通信システムは、第１の変形例と同様に
ＲＡＫＥ受信機にも適用することができる。
【００７７】
【発明の効果】以上説明したように請求項１〜請求項９
記載の発明によれば、同相成分と直交成分で表わされる
キャリア信号点を一定周期で検出するキャリア信号点検
出手段を用意し、これによって検出されたキャリア信号
点の振幅を過去の送信電力制御値によって補正し、これ
を用いて予測手段で次に送信電力制御が行われる時点で
のキャリア信号点を予測することにした。そして、予測
されたキャリア信号点の電力を予め定めた基準値と比較
し、この比較結果を基にして次に送信電力制御が行われ
る時点での送信電力制御値を生成して移動機に対して送
信することにしている。このように予測によって送信電
力の制御を行うことにしたので、従来よりも速いフェー
ジングに対して送信電力制御が追従できるようになり、
従来よりも送信電力制御誤差を小さくすることができ
る。また、送信電力制御誤差を小さくすることによっ
て、同一周波数を使用する他のチャネルの移動機に与え
る影響を小さくすることができ、周波数の利用効率を高
めることができる。
【００７８】また、請求項１〜請求項９記載の発明によ
れば、過去の送信電力制御の影響を補正しているので、
非常にゆっくりしたフェージングに対して送信電力制御
が発振現象を起こすことを防止することができる。更
に、本発明では予測を行う結果として制御間隔が長くな
ってもフェージングに追従できるので、可変レートに対
応した間欠送信に対して送信電力制御誤差の増加を抑え
ることができるという効果もある。
【００７９】また、請求項７記載の発明では、経路別に
「キャリア信号点検出手段」と「振幅補正手段」および
「予測手段」を配置したので、ＲＡＫＥ合成を行う受信
機に対して本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例における移動通信シス
テムの基地局の送受信部を示したブロック図である。
【図２】実施例の移動通信システムの移動機の送受信部
を示したブロック図である。
【図３】実施例の移動通信システムにおける移動機と基
地局の間でのデータのやりとりと、基地局における回路
の動作タイミングを表わした説明図である。
【図４】実施例におけるこの振幅補正と複素平面上での
予測を説明するための説明図である。
【図５】本発明の第１の変形例の基地局における受信部
を示したブロック図である。
【図６】本発明の第２の変形例の基地局における受信部
を示したブロック図である。
【符号の説明】
１００、２００ 送受信部 １０３、２０３、５０３、６０３ 無線送信部 １０４、２０４ 送信部 １０５、２０５、５０５、６０５ 無線受信器 １０６、２０６、５０１、６０１ 受信部 １１１、２１１ 逆拡散回路 １１３、２１３ パイロットシンボル同相加算回路 １１４、５０８、６０８ 振幅補正回路 １１５、５０９、６０９ メモリ １１６、５１８、６１６ 送信電力制御ビット １１７、５１２、６１２ 予測回路 １１９、５１５、６１３ 比較回路 １２１、５１７、６１５ 送信電力制御回路 １２２、２２２、５２１ 検波回路 １２４、５２３ 判定回路 １３５、２３５ 拡散回路 ２２４ 第１の判定回路 ２２６ 第２の判定回路 ２３６ 可変アンプ ３０１ 送信信号 ３０２ 受信信号 ５１３ 第１の合成回路 ５２２ 第２の合成回路 ６０７ 選択回路 ６１８ ２乗回路 ６１９ 最大値検出回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 7/24 - 7/26 H04Q 7/00 - 7/38

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 同相成分と直交成分で表わされるキャリ
    ア信号点を一定周期で検出するキャリア信号点検出手段
    と、このキャリア信号点検出手段の検出したキャリア信
    号点の振幅を過去の送信電力制御値によって補正する振
    幅補正手段と、この振幅補正手段によって振幅の補正さ
    れたキャリア信号点を使用して次に送信電力制御が行わ
    れる時点でのキャリア信号点を予測する予測手段と、こ
    の予測手段によって予測されたキャリア信号点の電力を
    予め定めた基準値と比較する比較手段と、この比較手段
    の比較結果を基にして前記次に送信電力制御が行われる
    時点での送信電力制御値を生成する送信電力制御手段
    と、この送信電力制御手段の生成した送信電力制御値を
    記憶して前記振幅補正手段に前記過去の送信電力制御値
    として供給するためのメモリと、前記送信電力制御値を
    送信する送信手段とを備えた送信電力制御回路を有する
    基地局と、 この基地局に互いに同一周波数の電波を使用して接続さ
    れ、かつ基地局から送られてくる前記送信電力制御値に
    よって基地局での受信信号電力が互いに等しくなるよう
    に送信電力の制御を受ける複数の移動機とを具備するこ
    とを特徴とする移動通信システム。
  2. 【請求項２】 前記キャリア信号点検出手段は、一定周
    期で挿入されたパイロットシンボルを検出することによ
    って前記キャリア信号点を検出することを特徴とする請
    求項１記載の移動通信システム。
  3. 【請求項３】 前記キャリア信号点検出手段は、Ｍ値直
    交変調されたデータ信号点を検出することによりキャリ
    ア信号点を検出することを特徴とする請求項１記載の移
    動通信システム。
  4. 【請求項４】 前記予測手段は、最後に受信した２つの
    キャリア信号点の振幅補正値を外挿することで前記予測
    値を求めることを特徴とする請求項１記載の移動通信シ
    ステム。
  5. 【請求項５】 前記予測手段は、最後に受信した複数個
    のキャリア信号点の振幅補正値を最小二乗直線近似する
    ことにより前記予測値を求めることを特徴とする請求項
    １記載の移動通信システム。
  6. 【請求項６】 前記予測手段は、最後に受信した複数個
    のキャリア信号点の振幅補正値から最小二乗線形近似す
    ることにより前記予測値を求めることを特徴とする請求
    項１記載の移動通信システム。
  7. 【請求項７】 複数の経路で到達する無線信号のそれぞ
    れに対して経路ごとに用意され、同相成分と直交成分で
    表わされるキャリア信号点を一定周期で検出する経路別
    キャリア信号点検出手段と、これらキャリア信号点検出
    手段に対応して経路別に設けられ、キャリア信号点検出
    したキャリア信号点の振幅を過去の送信電力制御値によ
    ってそれぞれ補正する経路別振幅補正手段と、これら経
    路別振幅補正手段に対応して経路別に設けられ、経路別
    振幅補正手段によって振幅の補正されたキャリア信号点
    を使用して次に送信電力制御が行われる時点でのキャリ
    ア信号点を経路別に予測する経路別予測手段と、これら
    経路別予測手段によって予測されたキャリア信号点の電
    力を加算合成する合成手段と、この合成手段によって得
    られる合成電力を予め定めた基準値と比較する比較手段
    と、この比較手段の比較結果を基にして前記次に送信電
    力制御が行われる時点での送信電力制御値を生成する送
    信電力制御手段と、この送信電力制御手段の生成した送
    信電力制御値を記憶して前記経路別振幅補正手段に前記
    過去の送信電力制御値として供給するためのメモリと、
    前記送信電力制御値を送信する送信手段とを備えた送信
    電力制御回路を有する基地局と、 この基地局に互いに同一周波数の電波を使用して接続さ
    れ、かつ基地局から送られてくる前記送信電力制御値に
    よって基地局での受信信号電力が互いに等しくなるよう
    に送信電力の制御を受ける複数の移動機とを具備し直接
    拡散符号分割多元接続方式で通信を行うことを特徴とす
    る移動通信システム。
  8. 【請求項８】 無線帯域信号を受信し複素ベースバンド
    信号に変換する無線受信手段と、変換後の符号分割多重
    化された複素ベースバンド信号に拡散符号のレプリカを
    かけることにより自チャネルの信号を抽出する逆拡散手
    段と、この逆拡散手段の出力をパイロットシンボルとデ
    ータシンボルに分離する多重分離手段と、この多重分離
    手段から時間的に連続して入力される隣接したパイロッ
    トシンボルを同相加算して信号対雑音電力比を向上させ
    るパイロットシンボル同相加算手段と、この同相加算さ
    れたパイロットシンボルの振幅を過去の送信電力制御値
    に従って補正する振幅補正手段と、この振幅補正手段に
    よって補正されたパイロットシンボルを用いて次に送信
    電力制御を行う時点のパイロットシンボルの受信信号点
    を予測する予測手段と、この予測手段によって予測され
    たパイロットシンボルの受信電力を予め定めた基準値と
    比較する比較手段と、この比較手段の比較結果を基にし
    て前記次に送信電力制御が行われる時点での送信電力制
    御値を生成する送信電力制御手段と、この送信電力制御
    手段の生成した送信電力制御値を記憶して前記振幅補正
    手段に前記過去の送信電力制御値として供給するための
    メモリと、前記送信電力制御値を送信する送信手段とを
    備えた送信電力制御回路を有する基地局と、 この基地局に互いに同一周波数の電波を使用して接続さ
    れ、かつ基地局から送られてくる前記送信電力制御値に
    よって基地局での受信信号電力が互いに等しくなるよう
    に送信電力の制御を受ける複数の移動機とを具備し直接
    拡散符号分割多元接続方式で通信を行うことを特徴とす
    る移動通信システム。
  9. 【請求項９】 無線帯域信号を受信し複素ベースバンド
    信号に変換する無線受信手段と、変換後の符号分割多重
    化された複素ベースバンド信号を逆拡散して自チャネル
    の信号を抽出する逆拡散手段と、前記複素ベースバンド
    信号とＭ個（Ｍは正の整数）の直交符号のそれぞれとの
    相関値を計算する直交復調手段と、これらＭ個の相関値
    のうちで電力が最大となる１つの信号を選択する選択手
    段と、過去の送信電力制御値に応じて前記選択手段が選
    択した相関値の振幅を補正する振幅補正手段と、振幅補
    正済みの相関値信号を用いて次に送信電力制御が行われ
    る時点での信号点を予測する予測手段と、この予測した
    信号点の振幅を予め定めた基準値と比較する比較手段
    と、この比較手段の比較結果に基づいて前記次に送信電
    力制御が行われる時点での送信電力制御値を生成する送
    信電力制御手段と、この送信電力制御手段の生成した送
    信電力制御値を記憶して前記振幅補正手段に前記過去の
    送信電力制御値として供給するためのメモリと、前記送
    信電力制御値を送信する送信手段とを備えた送信電力制
    御回路を有する基地局と、 この基地局に互いに同一周波数の電波を使用して接続さ
    れ、かつ基地局から送られてくる前記送信電力制御値に
    よって基地局での受信信号電力が互いに等しくなるよう
    に送信電力の制御を受ける複数の移動機とを具備し直接
    拡散符号分割多元接続方式とＭ値直交変調で通信を行う
    ことを特徴とする移動通信システム。
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