JPH1141141A

JPH1141141A - スペクトル拡散信号受信方法及びスペクトル拡散信号受信装置

Info

Publication number: JPH1141141A
Application number: JP10030004A
Authority: JP
Inventors: Hideshi Murai; 英志村井; Toshio Tachika; 寿夫田近
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-05-21
Filing date: 1998-02-12
Publication date: 1999-02-12
Also published as: EP0880238A3; EP0880238A2; CN1205585A; CN1104116C; KR100298565B1; CA2237469A1; KR19980086988A; US6154487A

Abstract

(57)【要約】【課題】この発明は拡散符号との相関演算を行い受信
信号を復調するスペクトル拡散信号受信方法において、
シンボル（あるいはデータ）復調特性、同期捕捉特性、
同期追尾特性を損なうことなく小型化、低消費電力化す
る。【解決手段】スペクトル拡散信号のベースバンド成分
と拡散符号との相関演算を行う際に、拡散符号とベース
バンド成分との相関演算を行い、その拡散符号とベース
バンド成分とのタイミング関係が拡散符号間隔の１／２
だけ異なるタイミングで相関演算を行い、それぞれの演
算結果を用いて、タイミング関係が１／２以下のタイミ
ング点における相関演算結果を推定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は例えば直接拡散符
号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）方式による通信シス
テム等において使用されるスペクトル拡散信号受信方法
及びスペクトル拡散信号受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散（ＳＳ:Spread Spectru
m）通信は、拡散符号を用いて情報信号のスペクトルを
広帯域に拡散して伝送する通信であり、拡散の方法によ
り直接拡散（ＤＳ:Direct Sequence）、周波数ホッピン
グ（ＦＨ:Frequency Hopping）、時間拡散（ＴＨ:Time
Hopping ）等に大別される。このうち、直接拡散は情報
信号に拡散符号を乗積することによりスペクトル拡散を
行う方式である。拡散符号の符号速度と情報信号速度の
速度比によりスペクトルの拡散比が決まる。この比率は
拡散率もしくは処理利得（拡散率のｄＢ値）と呼ばれ
る。

【０００３】ＳＳ通信は、耐妨害性、耐干渉性、低傍受
率（あるいは低与干渉性）、耐マルチパスフェージング
性、多元接続性等のさまざまな特長を有する。これらの
性質は移動体通信にとって大変好ましい性質であるた
め、移動体通信にＳＳ通信を用いた検討が盛んに行わ
れ、実用化も行われている。ＳＳ通信では移動局と基地
局との接続方式として、スペクトル拡散に使用される拡
散符号によって移動局あるいは基地局を識別する方式が
採られており、この接続方式は符号分割多元接続（ＣＤ
ＭＡ（Code Division Multiple Access ））方式と呼ば
れる。

【０００４】図１５、図１６はB.Y.Young らによって
“Peroformance Analysis of An All-Digital BPSK Dir
ect-Sequence Spread-Spectrum IF Receiver Architect
ure ”（IEEE Jounal of Selected Areas in Communica
tions. vol.11,No.7,pp.1096-1107 ）で報告されたＤＳ
−ＳＳ通信で使用される従来の通信装置の構成である。
図１５は送信部であり、図１６は受信部である。スペク
トル拡散に固有な信号処理の部分はアナログ回路で実現
される方法もあるが、回路の信頼性、無調整化、ハード
ウエア規模、量産性（コスト）等の観点からこの従来例
の様に、ディジタル回路で実現される場合が多い。

【０００５】図１５の送信部について説明する。情報デ
ータに相当する入力データ（Data Input）はデータ拡散
部（Data Spreader ）１に入力される。データ拡散部１
では、まずデータ符号化器（Data Encoder）２において
データ符号化（音声符号化、誤り訂正符号化、フレーム
化等の処理）を行い、符号化データ（シンボル）を出力
し、拡散部（Spreader）３において、拡散符号発生器
（PN Generator）４より与えられる拡散符号と乗積され
データ拡散部出力となる。データ拡散部出力は、変調部
（Modulator ）５に入力され、局部発振器（RF OSC）６
より与えられる搬送波と乗算器７において乗積されキャ
リア変調される。乗算器７の出力は、帯域通過フィルタ
（BPF ）８において変調成分が抽出された後、増幅部
（AMP ）９において電力増幅され、高周波出力（RF Out
put ）となってアンテナ１０より送信される。

【０００６】なお、情報データとデータ符号化器２によ
り符号化されたデータを区別するため、ここでは符号化
されたデータをシンボルと呼ぶ。シンボルはキャリア変
調方式に応じて、ＢＰＳＫ（２相ディジタル位相変
調）、ＱＰＳＫ（４相ディジタル位相変調）、ＱＡＭ
（直交振幅変調）等の信号型式となる。

【０００７】次に、図１６の受信部について説明する。
高周波信号はアンテナ１１で受信されて高周波入力（RF
Input）となり、帯域通過フィルタ（BPF ）１２におい
て受信信号成分が抽出され、乗算器１３において局部発
振器（RF OSC）１４より与えられる搬送波と乗積され、
低域通過フィルタ（LPF ）１５で低域成分が抽出される
ことにより、準同期検波されたベースバンド受信信号が
得られる。ここで準同期検波とは、受信側の局部発振器
１４より与えられる搬送波と受信信号の搬送波との間に
偏差があるため、ベースバンド受信信号に偏差分が残留
する検波を意味する。ただし、通常は信号処理により十
分補償できるような精度を有する局部発振器１４が使用
され、偏差の影響は、準同期検波信号がシンボル間隔に
比べ十分ゆっくりと回転する程度となる場合が多い。そ
の場合には搬送波間の位相差を検出し位相補償を行う形
で同期検波が実現できる。

【０００８】次に準同期検波信号は自動利得制御器（AG
C ）１６によって、平均電力が一定となるように利得制
御され、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１７を介
してディジタル信号となる。Ａ／Ｄ変換されたベースバ
ンド受信信号はＳＳ受信機（Spread Spectrum IF Reci
ever）１８に入力され、データを復調する。ＳＳ受信機
１８は復調部（Demodulator ）１９、同期捕捉部（PN A
cquisition Loop ）２０、同期追尾部（PN Tracking Lo
op）２１、データ復号部（Data Decoder）２２より構成
される。ＳＳ通信ではチャネル毎に異なる拡散符号を使
用することにより、他チャネル信号との分離識別を行っ
ているため、ＳＳ信号を復調するためには、送信側で使
用された拡散符号と同一拡散符号を乗積して希望成分を
抽出する必要がある。更に、拡散符号を乗積するタイミ
ングも受信信号のタイミングに一致させる必要がある。

【０００９】そのため、ＳＳ受信部１８ではまず、同期
捕捉部２０で同期タイミングの捕捉を行う。具体的には
拡散符号の位相を変化させて同期タイミングを検出す
る。次に、同期追尾部２１において同期捕捉部２０で得
られた同期タイミングを追尾する。具体的には受信信号
のタイミングと乗積する拡散符号のタイミングとが一致
するように乗積する拡散符号のタイミングを制御する。
タイミング追尾は、通信路の時間的変動、あるいは拡散
符号を発生させるクロックの送受間偏差に対応するため
に必要である。そして、復調部１９では同期追尾部２１
より与えられるタイミングに従って送信側と同一の拡散
符号をベースバンド受信信号に乗積し、シンボル持続時
間にわたって積分する。この積分結果によりシンボルが
それぞれの変調方式に応じて復調される。また、復調部
１９ではベースバンド受信信号に含まれる送受搬送波周
波数偏差（位相差）を推定し補償する操作も同時に行わ
れる。復調シンボルはデータ復号器２２にて復号化（フ
レーム分解、誤り訂正復号、音声復号）されて送信情報
が復元され、出力データ（Data Output ）として送出さ
れる。

【００１０】上記復調部１９における受信信号に対し拡
散符号を乗積する操作は逆拡散と呼ばれ、シンボル持続
時間にわたる積分操作までを含めた演算は、相関演算と
呼ばれる。相関演算を実行する回路は相関器と呼ばれ
る。ＣＤＭＡ方式では符号の相関特性により希望信号成
分が得られるため、相関演算はシンボルの復調部１９の
みならず、同期捕捉部２０、同期追尾部２１においても
利用される。従って、相関演算はＳＳ信号の復調過程に
おける基本演算操作と言える。この相関演算を行う方法
は、一般には能動相関法と受動相関法に大別される。両
者の違いは乗積する拡散符号の与え方が能動的であるか
受動的であるかによる。

【００１１】図１７、図１８に能動相関法、受動相関法
の従来の構成例を示す。図１７はJ.G.Proakis 著“Digi
tal Communications”（Second Edition Chapter 8, Mc
Graw-Hill 社、1989年）に示されている能動相関法によ
る従来の構成であり、点線で囲まれた部分が相関演算部
２５に相当する。能動相関法では、ベースバンド受信信
号（Rx Baseband Signal）は拡散符号発生器（PN Gener
ator）２６より発生される拡散符号と乗積され、シンボ
ル持続時間（Ｔｂ）にわたって乗積結果を積分して相関
演算を行う。このような相関器２５はスライディング相
関器と呼ばれる。乗積部２７に入力される拡散符号は時
系列で与えられ、積分器２８の積分時間はシンボル持続
時間と一致している。積分されたシンボルが、サンプル
ラ（Sampler）３０を通じてサンプルレートクロック（S
ample rate Clock）３１のタイミングで出力される。拡
散符号の発生タイミングはチップレートクロック（Chip
rate Clock ）２９により制御される。図１７は回路構
成が単純ではあるが、その反面、シンボル持続時間に１
つの相関値しか得られない。即ち、相関値はシンボル間
隔で出力される。

【００１２】図１８は受動相関法による従来の基本構成
であり、このような回路構成はマッチドフィルタと呼ば
れる。特にディジタル回路で構成される場合はディジタ
ルマッチドフィルタ（DMF（Digital Matched filter)）
と呼ばれる。図中、点線で囲まれた部分が相関演算部３
５に相当する。マッチドフィルタの場合、ベースバンド
受信信号（Rx Baseband Signal）は拡散符号速度（チッ
プ速度）毎にサンプリングされ、シフトレジスタ３６に
入力される。シフトレジスタ３６の各段に格納されたベ
ースバンド受信信号はそれぞれ乗積器３７に入力され、
固定的に格納されている拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ７）３
８とそれぞれ乗積された後、加算器（Adder ）３９に入
力され、他の乗積結果と加算される。

【００１３】拡散符号は能動相関の場合とは異なり、少
なくとも１データ持続時間の間は固定されている。図１
８の場合、１つのデータが７チップの拡散符号（ＰＮ１
〜ＰＮ７）により拡散された場合の相関演算を示してい
るが、１番目のシフトレジスタサンプルと乗積される拡
散符号は常に第７チップ目の拡散符号ＰＮ７である。マ
ッチドフィルタによる構成では、受信サンプルが１つ入
力される毎に（即ちチップ間隔で）相関演算結果を１つ
出力するため、演算速度はスライディング相関器に比べ
高速であり、系列長が長くなるほど演算効率は向上す
る。しかしながら、消費電力、ハードウエア規模は大き
くなってしまう。この傾向は送信シンボルを拡散する拡
散符号の符号長が長くなるほど（拡散率が大きくなるほ
ど）顕著になってくる。

【００１４】以上説明したように、ＳＳ信号の受信部に
おける相関演算を行う相関器は主に２通りの相関器があ
り、回路規模、消費電力と演算速度の関係よりいずれか
の方法が選択される。図１６におけるシンボルの復調部
１９の構成は、図１７、図１８と同一であり、それぞれ
相関演算結果が得られるタイミングで相関器出力をサン
プルすれば良い。同期捕捉部２０、同期追尾部２１で
は、拡散符号の時間相関特性を利用して同期捕捉、同期
追尾を行う。

【００１５】時間相関特性とは、相関演算において乗積
する拡散符号の符号タイミングがベースバンド受信信号
に含まれる拡散符号のタイミングと一致する場合には、
相関演算の結果、大きなレベルとなり、一致しない場合
には小さなレベルとなる特性である。図１９に拡散符号
の時間相関特性を、図２０にそれを拡大して示す。両図
とも横軸は時間を縦軸は相関値であり、またデータ変調
がかかっていない場合について示している。ＢＰＳＫに
よるシンボル変調がかかる場合には、送信シンボルの極
性に応じて相関値の極性も変化する。

【００１６】図１９において、相関値は時間差が「０」
付近のみで値を有する。もちろんこの特性は拡散符号の
性質に依存し、時間差が「０」付近以外でも若干の値を
有するが、平均的には「０」とみなせるような拡散符号
が一般的に使用される。また、Ｔ_P は拡散符号の系列周
期である。同図のような相関特性の拡散符号を使用した
場合、同期捕捉部２０では、拡散符号のタイミングを仮
定して相関演算を行う。図中に示されるように、仮定し
たタイミングが正しい場合には、大きな相関値が得ら
れ、正しくない場合には相関値が得られないため、相関
値の大小によってタイミング検出が可能となる。

【００１７】図２０は時間差「０」近傍の拡散符号の相
関特性の一例を示している。拡散符号が十分ランダムな
特性を有する場合、この領域の相関特性は、平均的に送
受波形整形フィルタの合成特性により与えられるインパ
ルス応答に等しくなる。即ち、チップ波形に対してナイ
キスト伝送を行う場合には、ナイキスト波形のインパル
ス応答が「０」近傍の相関特性となる。従って、タイミ
ング差が大きくなるにつて相関値は減少し、タイミング
差が１チップ間隔（Ｔ_c ）離れると、相関値出力は
「０」となる。同期追尾部２１では、シンボル復調のた
めの相関値が常に最大となるように、即ちタイミング誤
差を小さくなるように同期追尾を行う。

【００１８】次に同期捕捉部２０の構成について説明す
る。まずスライディング相関器による同期捕捉方法の従
来例としては、例えば図２１に示される構成がある。こ
れは、ＰＣＴ国際公開ＷＯ９６／０４７１６（ＰＣＴ／
ＵＳ９５／０８６５９）に開示されている方法である。
図中点線で囲まれた部分が相関演算部４１である。この
例では、送信側で同相軸拡散符号と直交軸拡散符号の２
種類の拡散符号を用いて送信シンボルがＱＰＳＫ拡散変
調された信号に対する同期捕捉回路を示している。即
ち、送信シンボルをｄ、同相軸拡散符号をＰｉ、直交軸
拡散符号をＰｑとすれば、ベースバンド送信信号Ｔｘ
は、次式Ｔｘ＝ｄ・(Ｐｉ＋ｊＰｑ) で表現される。ここでｊは虚数単位である。なお、送信
シンボル、拡散符号は、共に時間関数であり、送信シン
ボルはシンボル間隔毎に、拡散符号はチップ間隔毎に、
変化する時間関数であるがここでは省略する。

【００１９】ベースバンド受信信号は、アンテナ４２、
レシーバ（Receiver）４３を通じて出力される準同期検
波信号Ｒｘとして、搬送波の位相差φを含んだ形で、次
式Ｒx＝ｄ・(Ｐi＋jＰq)・exp(jφ) ＝ｄ・(Ｐi＋jＰq)・(cosφ＋ｊsinφ）のように表現される。Ｒｘの実数成分が同相軸受信信
号、虚数成分が直交軸受信信号であり、相関演算部４１
への入力となる。ここでＱＰＳＫ逆拡散器（ Despreade
r)４１Ａでは、準同期検波信号Ｒｘに対して、拡散符号
発生器４４から入力されるＰｉ、Ｐｑのタイミングを仮
定したＰｉ′、Ｐｑ′をＲｘ×（Ｐｉ′−ｊＰｑ′）と
なるように乗積器、加減算器を構成する。次にディジタ
ル積分器（Coherent Accumulators ）４１Ｂ、４１Ｃで
実数成分、虚数成分毎にシンボル間隔にわたって積分を
行い、２乗和器４５でそれぞれの積分結果の２乗和をと
ることにより、相関電力を出力する。即ち、Ｐｉ、Ｐｑ
とＰｉ′、Ｐｑ′のタイミングが一致すればＰｉ＝Ｐ
ｉ′、Ｐｑ＝Ｐｑ′であるから、ＱＰＳＫ逆拡散器出力
は、それぞれｄ・(cosφ＋ｊsinφ)の実数成分、虚数成
分となり、２乗和を求めるとｄ² が得られ受信シンボル
電力が得られる。タイミングが一致しない場合は拡散符
号のランダム性により小さなレベルの相関電力となる。

【００２０】このように同期捕捉の段階では拡散符号の
タイミングが未知なので、受信側でタイミングを仮定
し、仮定したタイミングで受信信号との相関電力を求
め、予め与えられるレベル以上の出力レベルが得られた
時に拡散符号の同期捕捉が完了したと判断する。また、
同期捕捉の検出として相関電力を使用するのは、同期捕
捉の段階で、搬送波の位相φまで把握することは困難で
あること、データ変調がかかっている場合の受信信号の
相関値振幅は変調データにより相関値毎に極性がランダ
ムに変化し平均化操作で相殺されてしまうためである。

【００２１】さらに雑音による影響を軽減するために、
通常は同一タイミングで得られた相関電力を平均化し
て、平均相関電力により同期捕捉の判断を行うことが多
い。図２１でも、平均化部（Non-Coherent Accumulator
s ）４６において、シンボル間隔毎に得られる相関電力
を所定時間（回数）積分して平均化を行い雑音の影響を
軽減した後、比較器（Threshold Comparator）４７にて
スレシホルドレベルと比較され、比較結果が制御部（Se
arch Controller ）４８に伝えられ、同期捕捉判定が行
われる。同期捕捉と判定された場合には同期追尾とシン
ボル復調を行うが、同期捕捉が未完了の場合には、新た
に別のタイミングを仮定して同様な動作を繰り返す。

【００２２】スライディング相関による方法は回路構成
が簡単である反面、シンボル間隔に１つしか相関値が得
られないため、同期捕捉に膨大な時間を要する。そのた
め、複数系統の同期捕捉回路を設けて同期捕捉時間の短
縮化を図ったり、平均化のための積分回数とスレシホル
ドレベルを複数設定し、短い積分時間と低いスレシホル
ドレベルで１次評価を行い、受信タイミングが一致して
いる可能性が高い場合のみ更に長い積分時間での２次評
価を行う等の手法が採られる。

【００２３】なお受信タイミングをチップ間隔で変更す
ると、チップ間隔精度の相関値しか得られないため、正
しい受信タイミングが例えば（ｎ＋0.5)チップである場
合には、図２０の特性例からもわかるように、チップ位
相ｎとチップ位相ｎ＋１で、正しいタイミングから 0.5
チップずれた相関値に応じた相関電力しか得られないた
め、捕捉性能が劣化してしまう。即ち、タイミングが近
いにも関わらず、低い相関値のため、タイミング検出が
困難となる。この問題点に対処するため受信タイミング
は 0.5チップ間隔（［１／２］Ｔｃ）の精度で、即ち仮
定するタイミングを 0.5チップづつ変更させながら、同
期捕捉検定を行う場合が多い。

【００２４】同期捕捉回路のディジタルマッチドフィル
タによる方法の例としては、例えば、図２２に示す構成
がある。これは「整合ろ波器により直接データ復調を行
う衛星通信用スペクトル拡散通信装置」（浜本他著、電
子通信学会論文誌、Vol.69-b、No.11、pp.1540-1547 ）
に示された構成である。同相軸信号、直交軸信号に対す
る相関演算結果を与えるディジタルマッチドフィルタ出
力はそれぞれ２乗器５０Ａ、５０Ｂを介した後、加算器
５１にて加算されることにより相関電力となる。図２１
では、相関電力がシンボル間隔毎に与えられるのに対
し、図２２では、［１／２］チップ間隔毎に与えられる
点が異なる（チップ毎に１つでなく２つ与えられる構成
法は後述する）。即ち、例えばＰＮ符号周期がシンボル
持続時間と一致する場合には、図２１の場合にはシンボ
ル間隔の２乗和を観測することにより、［１／２］チッ
プ間隔の解像度で、相関電力が得られる。更に、巡回加
算部（Recursive Integrator）５２巡回加算による平均
化操作を行い、雑音の影響を軽減している。この巡回加
算部５２は、２乗和が入力されて加算器５２Ａと１ＰＮ
フレーム分のフレームメモリ５２Ｂとその出力を所定の
係数と乗算する乗算器５２Ｃとで構成され、乗算出力を
加算器５２Ａに入力して巡回加算を実現する。フレーム
メモリにおいて、［１／２］チップ間隔毎に得られる相
関電力をシンボル周期単位でに巡回加算した結果を格納
することにより、異なる符号位相タイミング間の相関電
力を混同することなく、平均化操作を行っている。そし
て、フレームメモリ５２Ｂ中最大の平均相関電力を与え
る点を最大値ホールド部５３でホールドし受信タイミン
グとしている。

【００２５】なおスライディング相関の場合と同様にチ
ップ間隔精度の相関値検定による同期捕捉性能の低下を
防止するために、図２２の例のディジタルマッチドフィ
ルタとして、図１８との対応部分に同一符号、類似部分
に英文字「Ａ」を付した図２３の構成を採っている。

【００２６】図２３において点線で囲まれた部分が相関
演算部３５Ａである。即ち、ディジタルマッチドフィル
タへの入力をＰＮクロックの２倍（チップ当たり２倍の
オーバーサンプリング）でサンプルし、入力信号と乗積
するＰＮ符号３８を１チップに対し連続する２サンプル
を対応させる。このようにして、［１／２］チップ毎に
１サンプルの相関値を出力させ、同期捕捉精度の低下を
改善している。

【００２７】図２３の相関演算結果を、図２４に示す。
図２４（ａ）は通常の相関演算結果である。Ｓ₀ が最適
なサンプルタイミングでの相関演算結果であるとする
と、隣接するサンプルタイミングＳ_-1、Ｓ₁ では相関演
算結果はＳ₀ に比べ小さい値となる。図２３の構成の場
合、チップ速度の２倍で受信サンプルが入力されるた
め、相関演算結果もチップ速度の２倍で得られる。しか
しながら、相関演算結果は拡散符号が２サンプルにわた
って同一の符号ビットが乗積された後、全て加算される
ため、図２４（ｂ）に示されるように、チップ速度の２
倍で行われる相関演算結果が隣接サンプル間で加算され
た値となる（図２４では更に２で割って平均化した場合
を示している）。即ち、最大の相関値Ａ₀ は同期タイミ
ングに対して［１／４］Ｔｃだけ前に入力されたサンプ
ルの相関値Ｓ₀ と［１／４］Ｔｃだけ後に入力されたサ
ンプルの相関値Ｓ₁ とが加算された値である。

【００２８】このような方式についての理論的解析につ
いては、送受波形整形フィルタの影響も含めて、片岡ら
が“Performance of Soft Decision Digital Matched F
ilter in Direct-Sequence Spread-Spectrum Communica
ton Systems”（IEICE Transactions,Vol.E74,No.5,pp.
1115-1122,May. 1991 ）にて報告している。それによれ
ば、最適サンプル点ではＳ／Ｎ的に若干劣化するもの
の、その劣化量は軽微（送受等分割ロールオフ率40％ル
ートナイキストフィルタの場合0.06ｄＢ）であり、この
理論解析に従えば、タイミング誤差が大きい部分（［１
／２］Ｔｃ程度）では、逆にタイミング誤差によるＳ／
Ｎ（信号対雑音電力比）の劣化量が低く押さえられるこ
とが確認できる。

【００２９】次に同期追尾部の従来の構成例について説
明する。同期追尾部は符号同期ループ（ＤＬＬ）と呼ば
れる構成を基本としている。図２５、図２６はスライデ
ィング相関器による従来の符号同期ループを示すもので
あり、図２５は非同期ＤＬＬと呼ばれる構成であり、図
２６は逆変調型同期ＤＬＬと呼ばれる構成である。両図
とも図中、点線で囲まれた部分が相関演算部５８、５
９、７０、７１、７２である。図２５は非同期ＤＬＬの
例であり、R.D.Gaudenziらが“A Digital Chip Timing
Recoverry Loop for Band-Limited Direct-Sequence Sp
read-Spectrum Signals”(IEEE Transactions on Commu
nicatons, Vol.41, No.11, pp.1760-1769,Nov.1993 ）
で報告したものである。この図において複素ベースバン
ド受信信号（同相軸受信信号並びに直交軸受信信号）は
低域通過フィルタＬＰＦ５５にて波形整形され、サンプ
ラ５６でチップ当たり２倍のオーバサンプル速度でサン
プルされ、シリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）５７に入
力される。Ｓ／Ｐの出力は、シンボル復調に使用される
サンプルＯ（On Timing ）と、同期追尾のためのタイミ
ング誤差の検出に使用されるサンプル（Ｅ、Ｌ；Early,
Late Timming）とに２分される。即ち、タイミング誤差
の検出はシンボル復調タイミングより［１／２］チップ
間隔ずれたベースバンド受信信号が使用される。

【００３０】図中、タイミング追尾系への入力サンプル
のうち、サンプルＥは乗算器５９Ａで直接相関演算が行
われ、もう一方のサンプルＬは遅延器５８Ａで１チップ
の遅延を介した後に乗算器５８Ｂで相関演算が行われ
る。また、Ｈb(ｚ）はディジタル積分に相当する低域通
過フィルタ５８Ｃ、５９Ｃである。そして、２系統の相
関演算結果はそれぞれ２乗器６０Ａ、６０Ｂ２乗され
て、搬送波位相並びにシンボル変調等の影響が取り除か
れ、相関電力となった後、減算器６１で差がとられて誤
差信号となる。次に、誤差信号は数値制御クロック（Ｎ
ＣＣ）６２に入力される。ＮＣＣ６２では誤差信号に対
して平均化操作を行うことにより、雑音成分等の影響を
軽減した後、誤差信号が０となるように、受信信号のサ
ンプルクロックを制御する。

【００３１】図２７（ａ）、（ｂ）はそれぞれ相関電力
特性と誤差特性を示している。図２７（ａ）において縦
軸が相関電力、横軸が時間差である。この特性はＳＳ信
号の自己相関特性と呼ばれる。図２０の場合と同様に形
状については代表的な例を示している。雑音の影響が十
分小さい場合、同図において、正しいタイミング（時間
差０）でサンプルしたシンボルの相関電力が最大とな
り、時間差が大きくなるに従って相関電力は低下する。
図２５において、サンプルＥのタイミングはシンボル復
調に用いるサンプルＯのタイミングより［１／２］チッ
プ間隔早くなるように設定されているため、サンプルＥ
を１チップ間隔遅延させたサンプルＬの相関電力はそれ
ぞれ図２７（ａ）に示される値となる。この場合、サン
プルＯのタイミングが理想的であれば、相関特性は左右
対称であるため、サンプルＥ、サンプルＬによる相関電
力は同一となり、誤差信号は０となる。サンプルＯのタ
イミングが正しいタイミングよりも若干遅い場合、サン
プルＥによる相関電力の方がサンプルＬによる相関電力
よりも大きくなり、その結果、誤差信号は負の値とな
る。図２７（ｂ）はサンプルＯの正しいタイミングから
のタイミングづれと誤差信号の関係を示している。図
中、横軸が時間差であり、縦軸が誤差信号である。即
ち、誤差信号が負であれば、タイミングが遅いことを示
し、正であればタイミングが早いことを示す。

【００３２】図２５においては、シンボル変調信号を用
いるために、相関演算後２乗操作を必要としたが、例え
ば同期検波が理想的で、シンボル変調がなされていない
パイロット信号等から誤差信号を生成する場合には、２
乗器６０Ａ、６０Ｂは不要となる。その場合、図２５に
おける２乗器６０Ａ、６０Ｂは省略され同期ＤＬＬと呼
ばれる構成となり、同期追尾性能の向上が期待できる。
シンボル変調されているＳＳ信号を使用する場合でも、
理想的な同期検波ができれば、シンボル変調の極性を元
に戻すことにより、同期型ＤＬＬの構成を実現すること
ができる。このような操作によるＤＬＬ構成は、逆変調
型同期ＤＬＬと呼ばれる。

【００３３】図２６は逆変調型同期ＤＬＬと呼ばれる従
来の構成であり、佐和橋らが「ＤＳ−ＣＤＭＡにおける
逆変調型coherentＤＬＬ」（電子情報通信学会技術研究
報告、RCS94-50,pp.13-18, 1995年２月）にて報告した
構成である。図２６において点線で囲まれた部分が相関
演算部７０、７１、７２であり、一点鎖線で囲まれた部
分が同期追尾部６８、二点鎖線で囲まれた部分がシンボ
ル復調部６９である。また、相関器に含まれる電圧制御
拡散符号発生器ＶＣＣＧ７８は、誤差信号である電圧制
御信号により発生タイミングが制御される拡散符号発生
器である。図２５は入力サンプルのサンプルタイミング
を制御することにより同期追尾を行ってるのに対し、図
２６は拡散符号の発生タイミングを制御することにより
同期追尾を行っている。タイミング制御は受信信号と拡
散符号の相対的なタイミング関係が制御されれば同等な
性能が得られる。従って、これは非同期ＤＬＬと逆変調
型ＤＬＬとの差異ではない。後述するＲＡＫＥ受信機に
おいてＡ／Ｄ変換器を共有し、各受信パス信号のタイミ
ングを独立に同期追尾、復調する場合には、拡散符号の
発生タイミングを制御する方式が有利である。但し、後
述するＤＭＦを使用する場合は符号位相は固定されてい
るので、例えばピーク値のタイミングが中央となるよう
に入力サンプルタイミングを制御する方法が採られる。

【００３４】図２６において、Spreaded Signal受信信
号はＱＰＳＫ準同期検波器（Quashi-quadrature Detect
or ）６５にて準同期検波された後、サンプラ６７でチ
ップ間隔の整数倍でサンプリングされ、シンボル復調部
６９、同期追尾部６８にそれぞれ入力される。シンボル
復調部６９では受信信号と同期したタイミングの拡散符
号との相関演算が行われる。但し、準同期検波信号であ
るため、搬送波位相差φの影響が残る。今シンボルをｄ
とすれば、この影響はｄ×exp(jφ)で表現される。φは
搬送波位相推定器（Carrier Phase Estimator ）７９で
推定され、推定結果φ′からexp(−jφ′)を作り出し、
相関演算結果と乗積した結果を用いてシンボル復調が行
われる。

【００３５】同期追尾部６８では、シンボルタイミング
よりも早いタイミングの拡散符号と遅いタイミングの拡
散符号との相関演算が行われた後、両者の演算結果の差
が計算される。相関演算結果には、誤差信号成分の他、
変調シンボルｄ、搬送波位相差φの影響が含まれる。誤
差信号をεとすれば、この影響はε×ｄ× cos(φ)で記
述される。変調シンボルｄと搬送波位相差φはシンボル
復調部（Data Decision ）８１で推定されたｄ′、搬送
波位相推定器７９で推定された位相差φ′を用いて取り
除かれ、誤差信号ε′を得る。ｄ′によりｄの影響を取
り除く作業が逆変調である。ε′はループフィルタ７６
に入力され、平均化されることにより雑音の影響が軽減
された後、εとして電圧制御拡散符号発生器（ＶＣＣ
Ｇ）７８に入力されタイミング制御される。このよう
に、逆変調により搬送波位相差と変調シンボルの影響を
取り除くための２乗和回路を必要としないため、逓倍損
（Squaring Loss ）がなく、雑音成分の影響をより低く
することができ、同期追尾性能を向上させることができ
る。

【００３６】図２８はディジタルマッチドフィルタによ
るタイミング追尾部の例である。これは、片岡らが「軟
判定マッチドフィルタを用いたスペクトル拡散通信用デ
ィジタル同期方式」（電子情報通信学会技術研究報告、
RCS91-4 、pp.23-30、1991年５月）で報告した構成であ
る。同図において準同期検波信号である２つの低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）８７Ａ、８７Ｂの出力が、Ａ／Ｄ変
換器８８Ａ、８８Ｂでチップ速度の２倍でＡ／Ｄ変換さ
れ、同一のクロックでディジタル相関器８９Ａ、８９Ｂ
に入力される。

【００３７】ディジタル相関器の基本的な構成は図２３
と同様である。即ちディジタル相関器８９Ａ、８９Ｂは
チップ間隔の２倍で相関演算結果を出力する。２つの相
関器出力をシンボルタイミングで取り出し、位相補償を
行えば受信シンボルが復調される。また、２つの相関器
出力は２乗回路９０Ａ、９０Ｂ、加算器９１により搬送
波位相、変調シンボルの影響の取り除かれた相関電力が
検出される。相関電力は２分割され、一方が１チップ間
隔の遅延回路９２によって遅延され、遅延回路９２を介
さない相関電力との差が減算器９３で求められ、誤差信
号が出力される。図２８のディジタルマッチドフィルタ
を用いた場合は、意味のある誤差信号が含まれるタイミ
ング（シンボルタイミング）の減算器出力をラッチ回路
９４によって抽出する。

【００３８】誤差信号はループフィルタ（Loop Filter
）９５にて平均化され、雑音の影響が軽減された後、
電圧制御発振器（ＶＣＯ）９６に入力され、準同期検波
信号の受信タイミングを制御する。相関値のシンボルタ
イミング、誤差信号を与えるタイミングの相互関係は図
２５並びに図２７と同様である。即ち、誤差信号がラッ
チされるタイミングはシンボルタイミングの次のサンプ
ル（１／２チップ間隔後）である。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】図２８の例では、電圧
制御発振器（ＶＣＯ）９６はアナログ回路で構成され、
ＶＣＯ出力をＡ／Ｄ変換する方法を示しているが、装置
規模の小型化、量産性の観点からはＶＣＯ９６の部分も
ディジタル回路で構成されるのが望ましい。その場合、
図２５のようにディジタル的にクロック制御を行う構成
が考えられる。

【００４０】図２９は高草木らが「ＤＬＬ用ディジタル
制御クロック発振器の開発」（1996年電子情報通信学会
通信ソサイエティ大会、B-371 、1996年３月）にて報告
した、従来のディジタル制御クロック発生器の構成を示
している。電圧制御発振器ＶＣＯの場合は出力周波数を
アナログ制御電圧により直接変化させる。これに対し、
図中の構成では、チップ速度よりも速い固定クロック９
７を準備し、ディジタル制御信号９８により出力クロッ
クの位相を直接変化させている。即ち、プログラマブル
遅延素子９９を設けディジタル制御信号９８の制御値に
応じて遅延時間を変化させ、クロックの位相を変化させ
る方法である。遅延時間が制御された出力信号は、分周
回路を介してクロック制御をディジタル的に行う。この
場合、タイミングの更新単位が離散的であるため、高精
度な同期追尾特性を実現するためには基本クロックとし
てチップ速度よりも速いクロックを用意する必要があ
る。例えば、固定クロック９７がチップ速度のｎ倍であ
るとすれば、チップタイミングの制御単位は１／ｎチッ
プ間隔となる。

【００４１】ここで、チップ速度はシンボル速度に比べ
相当速く、通常、数10倍から数 100倍程度の拡散率で設
計されるため、高速動作が要求される。更に、高精度な
同期追尾特性を実現するためには図２８の制御部はチッ
プ速度のｎ倍の速さで動作させることが要求される。デ
ィジタル回路の消費電力は、動作速度の速い部分に大き
く依存するため、同期追尾特性を劣化させることなく動
作速度を低減させることが、ディジタル同期追尾部の課
題である。

【００４２】図３０はディジタル制御によるクロック発
生器の他の従来の構成を示している。この概念は、Cess
naらが“Phase Noise and Transient Times for a Bina
ry Quantized Digital Phase-Locked Loop in White Ga
ussian Noise”（IEEE Transaction on Communication,
COM-20, No2, pp.94, 1972 ）にて報告されている。図
中において、チップ速度の整数倍の自走クロック１００
がパルス挿入／間引き回路１０１において、タイミング
制御信号によってタイミングが制御される。タイミング
を早める時には、クロック信号に対しパルスを挿入す
る。ディジタル回路は例えばパルスの立ち上がりにより
動作するので、パルスが挿入されれば相対的にタイミン
グが進められることになる。逆にタイミングを遅らせる
時には、クロック信号のクロックパルスを間引く。自走
クロック１００がチップ速度のｎ倍であれば、１パルス
の挿入／間引きによって制御されるタイミングは［１／
ｎ］チップ間隔となる。

【００４３】図３０においても、図２９に比べ回路規模
は縮小されるものの、パルスの挿入動作は自走クロック
以上の速度で実現する必要がある。従って、低消費電力
の観点から、同期追尾特性を劣化させることなく動作速
度を低減させることがディジタル同期追尾部の課題であ
る。

【００４４】ところで、移動通信ではマルチパスフェー
ジングの影響を受ける。その結果、受信信号は、搬送波
位相、振幅が独立に変化する異なるタイミングの複数の
受信パス信号として受信される。ＳＳ信号は拡散符号に
よる時間相関特性を利用しているため、受信パス信号の
到来時間差が１チップ以上あれば、分離識別して受信す
ることが可能である。さらに、分離識別した受信パス信
号を合成することにより受信特性の改善を図ることが可
能である。このような受信方式はＲＡＫＥ受信と呼ばれ
る。

【００４５】図３１は米国特許５，４９０，１６５号に
よって開示された従来のＲＡＫＥ受信機の構成である。
図３１のＲＡＫＥ受信機は、周辺基地局からの送信信号
の検索並びに時間的に変動する受信マルチパス信号の受
信状態（タイミング、信号電力）を検索するサーチャー
部（SEACHER ELEMENT ）１０５、各受信パス信号を同期
追尾追尾すると同時にシンボル復調する複数の復調部
（DEMODULATION ELEMENT）１０６、各復調部１０６のシ
ンボル復調結果を合成するシンボル合成部（SYMBOL COM
BINER ）１０７、サーチャー部１０５の検索結果と復調
部１０６の同期追尾並びに復調シンボル電力とから、復
調部１０６が復調するべき受信パス信号の割り当てを制
御する制御部（CONTROLLER）１０８とから構成される。

【００４６】図３１において、サーチャー部１０５が行
う信号検索は、同期捕捉的な動作であり、装置構成上
は、図２１の構成で実現される。ただし、同期追尾、シ
ンボル復調を行いながら、受信パス信号の検索をしてい
る点が若干異なる。即ち、復調部１０６が同期追尾、シ
ンボル復調している信号が全てフェージングのレベル変
動により復調不能となる前に、新たな受信パス信号を検
索し、復調部１０６に再割り当てをして、完全な同期は
ずれを起こさないようにする必要がある。

【００４７】従って、サーチャー部１０５の動作として
は、短時間で、精度良く信号検索を行う必要がある。特
に、復調部１０６に受信パス信号を割り当ててから、復
調部１０６が短時間で動作できるようにするためには、
同期引き込み時間を短時間にする必要があり、同期捕捉
の時点で、高い時間精度が要求される。そのような場
合、スライディング相関器の場合には、並列に準備する
相関器数を多くし、ことなるタイミングで同時に相関電
力を測定することも考えられるが、並列数の増大に伴っ
て、ハードウエア規模が大きなものとなってしまうとい
う課題がある。

【００４８】図３２は、図３１の復調部１０６の詳細構
成であり、同じ米国特許５，４９０，１６５号によって
開示されている。同図において点線で囲まれた部分が相
関演算部１１０である。図中、フィルタ（Filter）１１
０Ｂ、１１０Ｃでは同相軸受信信号、直交軸受信信号に
それぞれ含まれる無変調（拡散変調のみの）パイロット
信号を抽出し、平均化を行う。従来例は、送信側でパイ
ロット信号に情報信号が符号多重された信号に対するＲ
ＡＫＥ受信機構成であり、無変調パイロット信号と情報
信号は直交符号（Walsh Function）により符号多重化さ
れている。即ち、情報信号はパイロット信号と互いに直
交する符号により多重化されているため、パイロット信
号は、ＱＰＳＫ逆拡散器１１０Ａの出力をそれぞれ直交
符号発生器（Walsh Function Generator）１１１の出力
と乗算器１１０Ｄ、１１０Ｅ及びアキュームレータ（Ac
cumulator ）１１０Ｆ、１１０Ｇを通じて積分するのみ
で情報信号と分離され、チャネル推定ができる。最大比
合成でＲＡＫＥ受信を実現するために、重み付け位相補
償部（Data Scale Phase Rotation ）１１２では、搬送
波の位相差と受信信号振幅も推定し、位相補償と同時に
推定振幅による重み付けも行い、重み付けされた同期検
波シンボルを出力する。そして、シンボル格納レジスタ
（ＦＩＦＯ）１１３に入力され、他の受信パス信号と同
一タイミングでシンボル合成部１０７（図３１）へ出力
されるようにタイミング調整される。

【００４９】定量的に説明すれば、今３つの受信パス信
号数が受信タイミングの早い順に受信振幅がρ₀ 、ρ
₁ 、ρ₂ 、搬送波位相がφ₀ 、φ₁ 、φ₂ 、１番早い受
信タイミングからの遅延時間が０、ｔ₁ 、ｔ₂ とすれ
ば、ベースバンド受信信号ＭＲｘは、次式ＭＲX ＝ ρ₀・ｄ(ｔ)・exp(jφ₀)＋ρ₁・ｄ(ｔ＋ｔ₁)・exp
(jφ₁)＋ρ₂・ｄ(ｔ＋ｔ₂)・exp(jφ₂) で記述される。位相補償と重み付けが行われた各復調部
１０６（図３１）の出力はそれぞれ、ρ₀ ²・ｄ(ｔ）、ρ
₁ ²・ｄ(ｔ＋ｔ₁)、ρ₂ ²・ｄ(ｔ＋ｔ₂)となる。そしてシン
ボル格納レジスタ１１３の格納時間をそれぞれτ₀ 、τ
₀ −ｔ₁ 、τ₀ −ｔ₂ と設定すれば（τ₀ ≧ｔ₂ ）、各
復調部１０６の出力はそれぞれρ₀ ²・ｄ(ｔ＋τ₀)、ρ₁ ²
・ｄ(ｔ＋τ₀)、ρ₂ ²・ｄ(ｔ＋τ₀)となるので、これらを
シンボル合成部１０７（図３１）で合成することにより
電力（ρ² ）で重み付けされたシンボルが合成される。

【００５０】なお、図３２における同期追尾部について
もＤＬＬ構成となっている。即ち、パイロットＰＮ符号
発生器（Pilot PN Generator）１１４より与えられる拡
散符号をタイミング調整手段（Time Skew ）１１５によ
って、誤差信号が得られるようにタイミング調整した
後、ＱＰＳＫ逆拡散器１１６Ａと積分器１１６Ｂでなる
相関器１１６にて相関演算を行い、選られた結果から誤
差信号を生成し、タイミング制御部（Tiime Tracking）
１１７において、誤差信号を平均化して雑音の影響を軽
減した後、復調タイミングが最適タイミングとなるよう
に追尾する。

【００５１】図２９ないし図３０と同様に所定のタイミ
ング精度を得るためには、タイミング制御部１１７をチ
ップ速度を上回る速度で高速に動作させなければなら
ず、精度を劣化させることなく動作速度を下げて低消費
電力化を図る課題がある。更に、図３１のＲＡＫＥ受信
機においては高速動作が必要なタイミング制御部１１７
を含む復調部１０６が複数あるため、低消費電力化はＲ
ＡＫＥ受信機において特に大きな課題となる。また、図
３２においては、シンボル合成部を行うタイミング調整
手段１１３がＦＩＦＯで構成されており、高速になれば
なるほどＦＩＦＯの規模、消費電力も大きくなるといっ
た課題が存在する。

【００５２】図３３はディジタルマッチドフィルタを用
いた場合のマルチパスフェージング環境下におけるＲＡ
ＫＥ受信部の構成を示している。これは、G.L.TURIN が
“Introduction to Spread-Spectrum Antimultipath Te
chniques and Their Application to Urban Digital Ra
dio”（PROCEEDING OF THE IEEE, Vol.68, No.3, Marc
h, 1980）にて報告した構成である。同期検波された相
関器出力信号が遅延回路（Delay Line）１１８に入力さ
れ、マルチパス受信信号の合成タイミングが一致するよ
うにタイミング調整される。そして、マルチパス受信信
号の受信振幅に対応する重みを付けた後、加算部（Summ
ing Bus ）１１９にて加算される。受信マルチパス信号
が検出されないタイミングに対応する重みは０とし不要
な雑音の混入を防ぐことが可能である。図３３の例で
は、ＲＡＫＥ受信部への入力信号が同期検波信号となっ
ているが、搬送波位相差が残った相関演算出力を入力
し、重み付けの部分で、位相補償も同時に行う構成も可
能である。重み付け、位相補償のための受信振幅ρ、搬
送波位相φの推定は図２６、あるいは図３２等の方法で
行うことが可能である。

【００５３】このようにディジタルマッチドフィルタを
使用した場合には、相関値または相関電力はディジタル
マッチドフィルタへの入力サンプル間隔（即ちチップ速
度以上）毎に与えられるため、同期捕捉、同期追尾は比
較的容易であるが、等間隔の時間差による相関値しか検
出できない。タイミング精度を上げようとする場合、単
純には図２３の構成を対応部分に同一符号、類似部分の
英文字を代えて示す図３４の構成に拡張することが考え
られる。しかしならがら、高精度化に伴う回路規模、消
費電力の増加量も非常に大きく実現が困難となる。従っ
て入力サンプル速度は自ずと制限されてしまい、高いタ
イミング精度を得ることは困難である。その結果、タイ
ミング誤差によって信号電力が低下してしまうという課
題が残されている。

【００５４】上記課題に対して図３５に示す構成が報告
されている。この構成は特開平７―９５１２５号公報に
示された構成であり、ｎ個のディジタルマッチドフィル
タ１２１を並列に低速度で動作させることにより、低消
費電力化を図っている。これはスライディング相関器を
並列に動作させる構成と類似した構成で、動作速度は並
列数分だけ低減することができる。同図において、チッ
プクロックと同一で互いに位相の異なるクロック１２２
で動作するディジタルマッチドフィルタ１２１を複数準
備し、それぞれの相関値又は相関電力をマルチプレクサ
１２３を介することにより連続的に出力し、ディジタル
マッチドフィルタ１２１の動作速度はチップ速度のま
ま、高いタイミング精度を得る構成である。

【００５５】しかしながら、ディジタルマッチドフィル
タ１２１の並列化によるハード規模の増大量は相当大き
く、また、最高動作速度が低く押さえられたものの、並
列化による消費電力量も増大することから、ハードウエ
ア規模、消費電力が共に大きくなるという課題が依然と
して残っている。

【００５６】この発明は以上の課題を解決するためにな
されたものであり、シンボル（あるいはデータ）復調特
性、同期捕捉特性、同期追尾特性を損なうことなく小型
化、低消費電力化が可能なスペクトル拡散信号受信方法
及びスペクトル拡散信号受信装置を提供することを目的
としている。

【００５７】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
めに本発明に係るスペクトル拡散信号受信方法は、スペ
クトル拡散受信信号のベースバンド成分に対し、拡散符
号との相関演算を行い受信信号を復調するスペクトル拡
散信号受信方法において、スペクトル拡散信号のベース
バンド成分と拡散符号との相関演算を行う際に、拡散符
号とベースバンド成分との相関演算を行う第１の相関演
算ステップと、当該第１のステップにおける拡散符号と
ベースバンド成分とのタイミング関係が拡散符号間隔の
１／２だけ異なるタイミングで相関演算を行う第２の相
関演算ステップと、第１、第２のステップ結果を用い
て、タイミング関係が１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算結果を推定する推定ステップとを有するもの
である。

【００５８】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信方法は、上述に加えて、第１及び第２の相関演算ス
テップ、推定ステップの結果得られる２つの相関演算結
果と、拡散符号間隔の１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算の推定結果とを用いてスペクトル拡散信号を
復調する復調ステップを有するものである。

【００５９】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信方法は、上述に加えて、第１及び第２の相関演算ス
テップ、推定ステップの結果得られる２つの相関演算結
果と、拡散符号間隔の１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算の推定結果とを用いてスペクトル拡散信号の
同期捕捉を行う同期捕捉ステップを有するものである。

【００６０】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信方法は、上述に加えて、第１及び第２の相関演算ス
テップ、推定ステップの結果得られる２つの相関演算結
果と、拡散符号間隔の１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算の推定結果とを用いてスペクトル拡散信号の
同期追尾を行う同期追尾ステップを有するものである。

【００６１】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信方法は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信方法において、拡散符号とベ
ースバンド成分との相関演算を行う第１の相関演算ステ
ップと、拡散符号を符号間隔の１／２だけオフセットさ
せた拡散符号とベースバンド成分との相関演算を行う第
２の相関演算ステップと、第１の相関演算結果と第２の
相関演算結果を加算し、２つのタイミングの中央点の相
関演算結果を推定する推定ステップと、第１の相関演算
結果及び第２の相関演算結果に所定の重みをそれぞれか
ける第１及び第２の重み付けステップと、推定ステッ
プ、第１及び第２の重み付けステップの演算結果より相
関タイミングの高精度化を図る高精度化ステップとを有
するものである。

【００６２】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信方法は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信方法において、拡散符号とベ
ースバンド成分との相関演算を行う第１の相関演算ステ
ップと、拡散符号を符号間隔の１／２だけオフセットさ
せた拡散符号とベースバンド成分との相関演算を行う第
２の相関演算ステップと、第１の相関演算結果と第２の
相関演算結果を加算し、２つのタイミングの中央点の相
関演算結果を推定する推定ステップと、第１の相関演算
結果及び第２の相関演算結果に所定の重みをそれぞれか
ける第１及び第２の重み付けステップと、推定ステッ
プ、第１及び第２の重み付けステップの演算結果より、
最適タイミングの相関演算結果又は推定結果を選択する
最適タイミング選択ステップとを有するものである。

【００６３】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信方法は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信方法において、スペクトル拡
散受信信号のベースバンド成分に仮定した拡散符号との
相関演算を行って同期捕捉する際に、拡散符号とベース
バンド成分との第１の相関演算を行う第１の相関演算ス
テップと、拡散符号を符号間隔の１／２だけオフセット
させた拡散符号とベースバンド成分との相関演算を行う
第２の相関演算ステップと、第１及び第２の相関演算結
果よりそれぞれの相関電力を求める第１及び第２の電力
算出ステップと、第１及び第２の電力算出結果に対し平
均化操作を行い、それぞれの平均相関電力を求める第１
及び第２の平均相関電力算出ステップと、第１及び第２
の平均相関電力算出結果を加算することにより、２つの
タイミングの中央点の平均相関電力を推定する平均電力
推定ステップと、第１及び第２の平均相関電力算出ステ
ップの算出結果に対し、それぞれ所定の重み付けを行う
第１及び第２の重み付けステップと、平均電力推定ステ
ップの算出結果と、第１及び第２の重み付けステップの
算出結果を用いて同期捕捉検定を行う同期捕捉検定ステ
ップとを有するものである。

【００６４】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信方法は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信方法において、スペクトル拡
散受信信号のベースバンド成分に仮定した拡散符号との
相関演算を行って同期追尾を行う際に、拡散符号を符号
間隔のそれぞれ１／２倍、１倍、３／２倍だけそれぞれ
シフトする第１〜第３の符号間隔シフトステップと、拡
散符号とベースバンド成分との相関演算を行う相関演算
ステップと、第１〜第３の符号間隔シフトステップによ
りそれぞれ得らる拡散符号とベースバンド成分との相関
演算をそれぞれ行う第１〜第３のシフト相関演算ステッ
プと、相関演算ステップ、第１〜第３のシフト相関演算
ステップの相関演算結果より、それぞれ相関電力を求め
る第１〜第４の相関電力算出ステップと、第１〜第４の
相関電力算出ステップによって得られる相関電力に対し
て、それぞれ平均化操作を行い平均相関電力を求める第
１〜第４の平均相関電力算出ステップと、第１、第２の
平均相関電力算出ステップの演算結果を加算することに
より、両者の中間タイミングの平均相関電力を推定する
第１の推定平均電力算出ステップと、第２、第３の平均
相関電力算出ステップの演算結果を加算することによ
り、両者の中間タイミングの平均相関電力を推定する第
２の推定平均電力算出ステップと、第３、第４の平均相
関電力算出ステップの演算結果を加算することにより、
両者の中間タイミングの平均相関電力を推定する第３の
推定平均電力算出ステップと、第１〜第４の平均相関電
力ステップの演算結果と第１〜３の推定平均相関電力算
出ステップの演算結果を用いて同期追尾を行う同期追尾
ステップとを有するものである。

【００６５】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信装置において、拡散符号を発
生する拡散符号発生手段と、拡散符号発生手段で発生さ
れた拡散符号を遅延させ遅延拡散符号を出力する遅延手
段と、拡散符号とベースバンド成分との相関演算を行う
第１の相関演算手段と、遅延拡散符号とベースバンド成
分との相関演算を行う第２の相関演算手段と、第１、第
２の相関演算手段の出力タイミングを調整するタイミン
グ調整手段と、出力タイミングが調整された第１、第２
の相関演算結果から両者のタイミング中央点の相関演算
結果を求めるタイミング高精度化手段と、タイミングが
高精度化された相関値より指定される相関値を出力する
選択手段とを備えるものである。

【００６６】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信装置において、拡散信号を発
生する拡散符号発生手段と、拡散符号発生手段で発生さ
れた拡散符号を遅延させ遅延拡散符号を出力する遅延手
段と、拡散符号とベースバンド成分との相関演算を行う
第１の相関演算手段と、遅延拡散符号とベースバンド成
分との相関演算を行う第２の相関演算手段と、第１、第
２の相関演算結果より相関電力をそれぞれ求める２乗和
手段と、２つの相関電力をそれぞれ平均化して平均相関
電力を求める平均化手段と、２つの平均相関電力から両
者のタイミング中央点の平均相関電力を推定するタイミ
ング高精度化手段と、タイミング高精度化手段の出力と
スレシホルドレベルを比較しながら同期捕捉検定を行う
制御部とを備えるものである。

【００６７】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信装置において、チップ速度の
２倍で入力されるベースバンド成分をチップ速度と同速
度の２つのパラレル信号に変換するシリアルパラレル変
換手段と、シリアルパラレル変換手段の第１の出力信号
を入力とし、チップ速度でベースバンド成分との相関値
を出力する第１のマッチドフィルタと、シリアルパラレ
ル変換手段の第２の出力信号を入力とし、チップ速度で
ベースバンド成分との相関値を出力する第２のマッチド
フィルタと、２系統のマッチドフィルタ出力から相関電
力をそれぞれ求める２乗和手段と、２系統の相関電力を
それぞれ平均化して平均相関電力を出力する平均化手段
と、２系統の平均相関電力から、タイミング中央点の平
均相関電力を推定し、これらを時系列的に出力する連続
的高精度化手段と、連続的高精度化手段のレベルを観測
することにより受信信号のタイミングを検出し、同期捕
捉を行う受信パス検出手段とを備えるものである。

【００６８】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号の受信装置において、拡散信号を
発生する拡散符号発生手段と、拡散符号発生手段で発生
された拡散符号を複数段階に遅延させる遅延手段と、ベ
ースバンド成分と拡散符号及び複数段階に遅延された拡
散符号との相関演算を行う複数の相関演算手段と、相関
演算手段の演算結果よりそれぞれ相関電力を求める複数
の２乗和手段と、相関電力に対してそれぞれ平均化操作
を行い平均相関電力を求める複数の平均化手段と、複数
の平均電力が得られるタイミングを調整するタイミング
調整手段と、タイミングが調整された複数の平均相関電
力を用いて、相関電力が得られたタイミング中央点の平
均相関電力を推定するタイミング高精度化手段と、高精
度化された平均相関電力よりタイミング制御を行なうタ
イミング制御手段と、タイミング制御手段の制御結果に
応じて拡散符号クロックを制御するクロック制御手段
と、タイミング制御手段の制御結果に応じて、複数の相
関演算結果並びに演算結果より推定したタイミング中央
点の相関演算推定値の中から、最大の相関演算結果を選
択出力するタイミング高精度化手段とを備えるものであ
る。

【００６９】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信装置において、タイミング制御手段は、複数の平均
相関電力及び複数の推定平均相関電力の中から最大の相
関電力を追尾する制御を行なうものである。

【００７０】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信装置において、タイミング制御手段は、複数の平均
相関電力並びに複数の推定平均相関電力の中から、誤差
信号を生成するための２つの相関電力を選択してディレ
イロックループ制御を行なうことを特徴とするものであ
る。

【００７１】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信装置において、パイロット拡
散符号を発生するパイロット拡散符号発生手段と、パイ
ロット拡散符号を複数段階に遅延させる遅延手段と、ベ
ースバンド成分と拡散符号及び複数段階に遅延された拡
散符号との相関演算を行う複数の相関演算手段と、相関
演算手段の演算結果よりそれぞれ相関電力を求める複数
の２乗和手段と、相関電力に対してそれぞれ平均化操作
を行い平均相関電力を求める複数平均化手段と、複数の
平均電力が得られるタイミング調整するタイミング調整
手段と、タイミング調整された複数の平均相関電力を用
いて、相関電力が得られたタイミング中央点の平均相関
電力を推定するタイミング高精度化手段と、高精度化さ
れた平均相関電力よりタイミング制御を行なうタイミン
グ制御手段と、タイミング制御手段の制御結果に応じて
拡散符号クロックを制御するクロック制御手段と、タイ
ミング制御手段の制御結果に応じて、複数の相関演算結
果並びに演算結果より推定したタイミング中央点の相関
演算推定値の中から、最大の相関演算結果を選択出力す
るタイミング高精度化手段と、タイミング高精度化手段
出力を用いてチャネル推定、位相補償を行なう同期検波
手段とを備えるものである。

【００７２】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信装置において、拡散符号を発
生する拡散符号発生手段と、拡散符号を複数段階に遅延
させる遅延手段と、ベースバンド成分と拡散符号及び複
数段階に遅延された拡散符号との相関演算を行う複数の
相関演算手段と、複数の相関演算結果をチャネル推定に
要する時間だけそれぞれ遅延させる複数の遅延手段と、
チャネル推定値を用いて位相補償、重み付けをそれぞれ
行なう複数の同期検波手段と、同期検波手段に対し仮判
定されたデータを用いてそれぞれ逆変調を行なう複数の
逆変調手段と、複数の逆変調結果に対し平均化操作を行
なう平均化手段と、タイミング調整された複数の平均相
関演算結果を用いて、相関演算結果が得られたタイミン
グ中央点の平均相関演算結果を推定するタイミング高精
度化手段と、高精度化された平均相関演算結果よりタイ
ミング制御を行なうタイミング制御手段と、タイミング
制御手段の制御結果に応じて拡散符号クロックを制御す
るクロック制御手段と、タイミング制御手段の制御結果
に応じて、複数の相関演算結果並びに演算結果より推定
したタイミング中央点の相関演算推定値の中から、最大
の相関演算結果を選択出力する第２のタイミング高精度
化手段と、第２のタイミング高精度化手段より与えられ
る相関演算結果を用いてチャネル推定を行なうチャネル
推定手段と、タイミング制御手段の制御結果に応じて、
複数の同期検波結果並びに同期検波結果より推定したタ
イミング中央点の同期検波推定値の中から、最大の同期
検波レベルが得られる同期検波結果を選択出力する第３
のタイミング高精度化手段とを備えるものである。

【００７３】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信装置において、タイミング制御手段は、複数の平均
相関電力並びに複数の推定平均相関電力の中から最大の
相関電力を追尾する制御を行うものである。

【００７４】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信装置において、タイミング制御手段は、複数の平均
相関電力並びに複数の推定平均相関電力の中から、誤差
信号を生成するための２つの相関電力を選択してディレ
イロックループ制御を行うものである。

【００７５】また次の発明に係るスペクトル拡散信号受
信装置は、スペクトル拡散受信信号のベースバンド成分
に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復調す
るスペクトル拡散信号受信装置において、チップ速度の
２倍で入力されるベースバンド成分をチップ速度と同速
度の２つのパラレル信号に変換するシリアルパラレル変
換手段と、シリアルパラレル変換手段の第１の出力信号
を入力とし、チップ速度でベースバンド成分との相関値
を出力する第１のマッチドフィルタと、シリアルパラレ
ル変換手段の第２の出力信号を入力とし、チップ速度で
ベースバンド成分との相関値を出力する第２のマッチド
フィルタと、２系統のマッチドフィルタ出力から相関電
力をそれぞれ求める２乗和手段と、２系統の相関電力を
それぞれ平均化して平均相関電力を出力する平均化手段
と、２系統の平均相関電力から、タイミング中央点の平
均相関電力を推定し、これらを時系列的に出力する連続
的高精度化手段と、２系統のマッチドフィルタ出力を位
相補償する位相補償手段と、２系統の位相補償された同
期検波信号からタイミング中央点の同期検波信号も推定
し、これら時系列的に出力する第２の連続的高精度化手
段と、第１の連続的高精度化手段出力の平均相関電力に
よる重みを第２の連続的高精度化手段出力に乗積して合
成するＲＡＫＥ合成手段とを備えるものである。

【００７６】さらに次の発明に係るスペクトル拡散信号
受信装置において、高精度化手段における重みは受信チ
ップ形状より計算して定めるものである。

【００７７】

【発明の実施の形態】以下図面を参照しながら、この発
明の実施の形態について説明する。

【００７８】実施の形態１．図１はこの発明により高い
タイミング精度が得られる原理を説明するための図であ
る。図中の曲線はＳＳ信号の相関値または相関電力特性
を示している。以下の説明は、相関値でも相関電力でも
適用されるものであるが、相関値の場合として説明す
る。またサンプルは２倍オーバーサンプルの場合につい
て説明する。なお、２倍オーバサンプルとは、チップ速
度の２倍でサンプルされることを意味する。図中矢印Ｓ
_-1、Ｓ₀ 、Ｓ₁ 、Ｓ₂ はそれぞれのサンプルタイミング
で得られたサンプル値に対して行った相関演算結果を示
している。また、Ａ_-2、Ａ_-1、Ａ₀ 、Ａ₁ は、図２３、
図３４等でのディジタルマッチドフィルタで説明した相
関値に対応し、隣接するサンプルタイミングから得られ
た相関値を加算することにより得られるサンプルタイミ
ングの中央点に対応する相関値である。

【００７９】図１（ａ）はＳ₀ が最適なサンプルタイミ
ングで最大の相関値が得られることを示している。図１
（ｂ）は最適なサンプルタイミングがＳ₀ とＳ₁ の中間
に存在するため、いずれの相関値を選択しても、最大値
よりも低いレベルの相関値しか得られないことを示して
いる。一方図１（ｃ）は、図２３の構成で得られる最適
な相関値がＡ_-1とＡ₀ の中間に存在する為、Ａ_-1、Ａ₀
のいずれを選択しても最大値よりも低いレベルの相関値
しか得られていないことを示す。図１（ｄ）はＡ₀ が最
適な相関値として得られることを示している。

【００８０】ここで、図１（ａ）と図１（ｃ）、図１
（ｂ）と図１（ｄ）を比べると、通常の相関値で最適タ
イミングの状態（ａ）は、隣接する相関値を加算して得
られる相関値の最悪タイミングの状態（ｃ）であり、逆
に、隣接する相関値を加算して得られる相関値の最適タ
イミングの状態（ｄ）は、通常の相関値の最悪タイミン
グ（ｂ）の状態であることがわかる。これは、両者が互
いに補間できる関係にあることを示唆している。即ち、
２倍のオーバーサンプリングで得られた相関値を基本と
し、必要に応じて隣接サンプル間の加算値から、サンプ
ルタイミング間の中央点タイミングの相関値を推定する
ことにより、擬似的に４倍オーバーサンプルの時間精度
に対応する相関値が得られる。

【００８１】この発明では、上記の原理を用いて、少な
い演算量で時間的に高精度な復調精度、同期追尾精度、
同期捕捉精度を実現するものである。但し、図１（ｂ）
のＳ₀ と図１（ｃ）のＡ_-1は同一のタイミング相当の相
関値であるが、値そのものは異なるため、これを補正す
る係数が必要となる。補正係数は波形整形フィルタの形
状に依存する。また、相関値を扱う場合と、相関電力を
扱う場合は補正係数も振幅に対する係数と電力に対する
係数とに個別に設定する必要がある。相関値（振幅）に
関する補正係数は、平均誤り率が最小になるように、あ
るいはタイミング誤差が最小になるように、実験又は計
算機シミュレーション等から決めても良いが、例えば、
以下に示すように、相関値特性に対応させて決定するこ
ともできる。

【００８２】即ち、時間差ｔにおける平均相関値であ
る、チップインパルス応答（送受波形整形フィルタの合
成インパルス応答）をｈ(ｔ)とすれば、サンプル中央点
ｇ(ｔ)は、次式のように、隣接サンプルの相関値を加算
することによって得られる。ｇ(ｔ)＝ｈ(ｔ−Ｔｃ／４)＋ｈ(ｔ＋Ｔｃ／４) これは中央点のサンプルに対する相関値は、中央点に対
してＴｃ／４前、Ｔｃ／４後のサンプルによる相関値か
ら得られるためである。図１からわかるように、Ｓ₀ に
関するタイミング誤差がＴｃ／８以下であれば相関値そ
のものを用い、Ｔｃ／８〜Ｔｃ／４であれば、相関値の
加算を用いるのがタイミング誤差と相関値の関係から妥
当であることがわかる。即ち相関値に対する補正係数Ｇ
_A は、Ｇ_A×ｈ(Ｔｃ／８)＝ｇ(Ｔｃ／８) となるように設定すれば良い。相関電力に対する補正係
数Ｇ_P も同様にして、Ｇ_P×ｈ²(Ｔｃ／８)＝ｇ²(Ｔｃ／８) となるように設定すれば良い。チップインパルス応答が
左右対称で、タイミング誤差に応じてなだらかに減少す
る形状であれば、上記Ｇ_A 、Ｇ_P を用いることにより、
４倍オーバーサンプルの時のタイミング精度と同等な効
果を実現することができる。

【００８３】実施の形態２．図２はこの発明のスライデ
ィング相関器によるシンボル復調部の実施の形態であ
り、図１７に対応する。図中点線で囲まれた部分２０
１、２０２がスライディング相関器であり、一点鎖線で
囲まれた部分がタイミング高精度化手段２０７、２点鎖
線で囲まれた部分が高精度化手段２１２である。拡散符
号発生器（PN Generator）２０４を駆動するクロック
（Chip-rate Clock ）２０３は２倍のチップレート自走
クロックを入力とし、タイミング制御信号（Control ）
により、１／２チップ単位で拡散符号発生器２０４のタ
イミングを制御する。出力拡散符号は２分され、一方は
直接ベースバンド受信信号との相関演算がスライディン
グ相関器２０１で行われ、もう一方は遅延回路２０５
で、[１／２]チップ間隔（[ １／２]Ｔｃ）遅延された
後、スライディング相関器２０２でベースバンド受信信
号との相関演算が行われる。

【００８４】相関演算は拡散符号に同期した形で行われ
るため、スライディング相関器２０２の相関演算の積分
開始／終了時間は、スライディング相関器２０１の相関
演算の積分開始／終了時間に対し[１／２]Ｔｃ遅れる。
その遅延を吸収するため上の相関値は遅延回路２０６で
[１／２]Ｔｃだけ遅延された後、高精度化手段２３０に
入力される。なお、スライディング相関器２０１、２０
２はチップ単位で動作し、相互のタイミングは[１／２]
チップ分シフトしている。従って、ベースバンド受信信
号をシリアルパラレル変換（パラレル数は２）を行い、
一方の出力をスライディング相関器２０１に他方の出力
をスライディング相関器２０２に入力する構成も可能で
ある。その場合、遅延回路２０５、２０６は省略され
る。この変形の方法は以下の実施の形態で説明するスラ
イディング相関器を用いた全ての構成に適用される。

【００８５】高精度化手段２１２では、タイミング精度
が２倍の相関値から４倍精度の相関値に高精度化する。
高精度化の手法は、まず、タイミング高精度化手段２０
７において、得られた相関値はそれぞれ振幅に関する補
正係数Ｇ_A に応じて増幅器２０９、２１０で増幅され、
タイミング中央点の相関値は、加算器２１１で、両入力
相関値を加算して得られる。そして、セレクタ２０８に
おいてセレクト信号に従って３つの相関値から１つが選
択され出力される。セレクト信号は、後述する同期追尾
部で判定された最適タイミングに対応する信号である。
このような構成によって、最高速度が２倍のチップクロ
ックで、制御単位も[１／２]Ｔｃにもかかわらず、４倍
オーバーサンプル精度の相関値を得ることができるた
め、タイミング精度を損なうことなく、低消費電力化が
可能となる。図２の構成は図１７の構成と比較して相関
器数が増大しているが、これらの相関器は同期追尾部に
おいても共有して使用されるため、同期追尾部も考慮に
入れれば、ハードウェア規模の大幅な増大にはならな
い。

【００８６】図３は図２の高精度化手段２１２の他の実
施の形態である。図中一点鎖線で囲まれた部分Ａが高精
度化手段２１２に対応する。図２の実施の形態では、得
られた２つの相関値より中央タイミングの相関値も計算
し、最後にセレクタ２０８で相関値を１つ選択する構成
であったが、実際に必要な相関値は１つのみであるた
め、処理の冗長性が存在する。演算機能的には、単一相
関値の増幅か両相関値の加算であるので、セレクト信号
をデコーダ２１３にてデコードを行い、増幅か、加算か
を選択する機能選択（Functon Select）と、増幅の場
合、図２の相関器２０１と相関器２０２のどちらの相関
演算結果を増幅するかを選択するサンプル選択（Samle
Select）信号とに分解する。セレクタ１（２１４）、セ
レクタ３（２１５）では演算機能の入出力の選択を行
い、セレクタ２（２１６）で増幅の場合の相関値選択を
行う。

【００８７】なお、デコーダ２１３の機能、セレクタ２
１４、２１５、２１６の回路構成はともに単純であり、
セレクタ１（２１４）、セレクタ３（２１５）も連動す
るため、非常に単純な構成で回路規模の縮小化と冗長演
算省略による低消費電力化が実現される。なお、高精度
化手段２１２、２１２Ａにおいて、高精度化の対称が相
関値（振幅）ではなく、相関電力の時は、補正係数Ｇ_A
がＧ_P に変更される。

【００８８】実施の形態３．図４はこの発明に係るディ
ジタルマッチドフィルタによるシンボル復調部の一実施
の形態であり、例えば図３５に対応する。図３５におい
て、例えばディジタルマッチドフィルタＤＭＦの数を４
とした場合、４倍のオーバーサンプリングで入力された
受信信号をタイミング位相の異なるクロックで４つのＤ
ＭＦに入力し、各ＤＭＦではチップ速度で動作するが、
図４では、２倍のオーバサンプルで入力された信号に対
し[１／２]Ｔｃタイミングのシフトした２つのＤＭＦ２
２２Ａ、２２２Ｂをそれぞれチップ速度で動作させる点
が異なる。

【００８９】即ち、Ａ／Ｄ変換器２２０は２倍のチップ
速度でベースバンド受信信号をディジタル信号に変換
し、シリアルパラレル変換器２２１によってチップレー
ト速度で位相が[１／２]チップずれた２つのサンプルに
分けられ、それぞれＤＭＦ２２２Ａ、２２２Ｂに入力さ
れ、それぞれチップ毎に相関値を１つ出力する。このう
ちデータタイミング近傍に相当するサンプルタイミング
の相関値のみがサンプラ２２３Ａ、２２３Ｂで抽出され
る。サンプラ２２３Ａ、２２３Ｂの出力は高精度化手段
２１２または２１２Ａに入力され、セレクト信号によっ
て４倍オーバサンプルのタイミング精度に高精度化され
た相関値が選択出力される。ここでも振幅に対して高精
度化を行うため、補正係数はＧ_A である。これにより、
最高速度が２倍オーバーサンプルで、チップ速度動作の
ＤＭＦ２系統により４倍オーバーサンプリング精度の相
関値を得ることができ、図３５に比べ回路規模、消費電
力ともに大幅に削減可能となる。また、図２３の構成と
比べても回路規模は同等であるが、ＤＭＦの動作速度は
半分（チップ速度）であり、タイミング精度も図２３の
２倍に比べ４倍という高精度タイミングの受信相関値を
得ることができる効果がある。

【００９０】実施の形態４．図５はこの発明に係るスラ
イディング相関器を用いた同期捕捉部あるいはサーチャ
部の一実施の形態であり、図２１あるいは図３１のサー
チャー部に対応し、対応部分に同一符号を付している。
図２１はスライディング相関器が１系統の場合を示して
いるが、本実施の形態では２系統の場合を示している。
従って回路規模、性能条件をそろえるため、図２１にお
いて相関器が２系統ある場合と比較を行い、この発明で
得られる効果について説明する。

【００９１】図５において、逆拡散器（Despreader ）
４１Ａ、ディジタル積分器（Coherrent Accumlators）
４１Ｂ、４１Ｃ、２乗和器４５、平均化手段（Non-Cohe
rrentAccumlators ）４６は図２１と同様な動作であ
る。また、図２１の動作で説明したように、２系統の相
関器を用いて捕捉時間の短縮、捕捉性能の向上を図るた
めには、系統間のタイミング差は[１／２]Ｔｃが望まし
く、図５についてもそのような場合について示してい
る。

【００９２】図２１で相関器を２系統有する場合の動作
との相違は、図５が、タイミング高精度化手段２０７に
より、４倍オーバーサンプル精度で平均相関電力を得
て、スレシホルドレベルと比較する点にある。即ち、平
均化された相関電力に対しタイミングが速い系統に対
し、[１／２]Ｔｃ時間の遅延回路２２５を設け、タイミ
ングが遅い系統と平均相関電力が得られるタイミングを
調整する。次に、タイミング高精度化手段２０７によ
り、４倍オーバーサンプル精度での相関値を出力し、得
られた平均相関値出力とスレシホルドレベルを比較器２
２６で比較しながら捕捉検定を行う。タイミング高精度
化手段２０７は図１と同一構成であるが、図５では相関
電力を取り扱っているため、補正係数が電力に対応する
Ｇ_P となっている。

【００９３】このような構成により、２倍オーバーサン
プルのタイミング精度に相当する相関器構成でも４倍オ
ーバーサンプルの高タイミング精度で同期捕捉検定が行
えるため、タイミング誤差によるＳ／Ｎ劣化の影響が小
さく、捕捉性能が向上できる。タイミング高精度化手段
２０７は２倍オーバーサンプルで得られた平均相関電力
に対して処理されるため、最初から４倍オーバーサンプ
ルの精度で、相関電力を求め平均化するより演算量は格
段的に少なくてすむ。また、同期捕捉タイミングも高精
度で行えるため、同期追尾動作に移った際の同期追尾部
の初期引き込み時間を短くすることができ、同期追尾性
能も向上させることができる。特に、受信信号レベルが
頻繁に変化するマルチパスフェージング環境下では、Ｒ
ＡＫＥ受信のための信号検索手段として、信号検索性能
の向上、引き込み時間の短縮化は同期保持を保つ（同期
はずれ確率を低くする）のに大変有効である。

【００９４】なお、図５の実施の形態では図２１の相関
器を２系統として説明したが、逆に図５の相関器が１系
統として図２１と比較した場合でも同様の効果が期待で
きる。それは、相関器が１系統の場合は同期捕捉検定を
行う際に仮定するタイミングを[１／２]Ｔｃで変化させ
ていくが、図５でも同様の間隔で変化させ、それぞれの
平均相関電力が得られた段階で、隣接する平均相関電力
から、タイミング高精度化手段により中央タイミングの
平均相関電力を推定することが可能であるからである。

【００９５】実施の形態５．図６はこの発明に係るＤＭ
Ｆを用いた同期捕捉部あるいはサーチャ部の一実施の形
態であり、図２２に対応し、対応部分に同一符号を付し
て示す。図２２では図２３で示される２倍オーバサンプ
ルで入力される受信信号に対して、同一符号が２度連続
する拡散符号と相関をとり、２倍オーバサンプルで相関
値を出力するＤＭＦを１系統用いて、実効的に隣接する
相関電力の加算結果で同期捕捉の検出を行っている。一
方、この発明においては直接得られる相関電力とこれを
用いて隣接サンプル間の中央点の相関電力を推定するた
めに、２倍オーバサンプルでサンプルされた信号をシリ
アルパラレル変換手段により、タイミングが互いに[ １
／２ ]チップシフトした、チップ速度の受信サンプルを
処理する２系統のＤＭＦ構成を基本とする。

【００９６】図６において、準同期検波された同相軸受
信信号と直交軸受信信号は２倍オーバーサンプリング速
度でシリアルパラレル変換器２３０Ａ、２３０Ｂに入力
され、チップ速度で互いに[１／２]Ｔｃずれた信号に２
分される。偶数番めのサンプルは相関器２３１Ａ、２３
１Ｂにてチップ速度で相関演算が行われた後、２乗器５
０Ａ、５０Ｂ、加算器５１を介してチップ毎に相関電力
を出力する。同様に奇数番目のサンプルは相関器２３１
Ｃ、２３１Ｄを介して、チップ毎に相関電力を出力す
る。それぞれの相関電力は巡回加算による平均化部５２
にて平均化操作が行われ、チップ間隔毎の平均相関電力
がフレームメモリ５２Ｂ内に格納され、連続的高精度化
手段２３２により、平均相関電力が２倍オーバサンプル
精度に戻された後、増幅もしくは加算操作によって４倍
オーバサンプルのタイミング精度の平均相関電力を出力
し、受信パス検出部２３４にて受信パス検出が行われ、
制御部（ＣＰＵ）に結果が報告される。なお、連続的高
精度化手段２３２は相関電力を取り扱うため、補正係数
はＧ_P となる。

【００９７】図７は図６における連続的高精度化手段２
３２の詳細構成を示している。平均化部５２からはそれ
ぞれチップ間隔毎に平均相関電力がそれぞれ入力され
る。従って、スイッチ２３２Ａを２倍のチップ速度で交
互に切り替えることにより２つの平均化部５２の出力を
交互に入力することができ、スイッチ出力では２倍オー
バーサンプルのタイミング精度で平均相関電力が得られ
る。このままであれば、図２２で得られる性能と本質的
な差異はないが、遅延回路２３２Ｂ以降の構成により４
倍オーバサンプルの精度で平均相関電力が連続的に出力
される。

【００９８】即ち、遅延回路２３２Ｂ、２３２Ｃを介し
て増幅器２３２Ｄと加算器２３２Ｃが図７のように接続
されるため、増幅器２３２Ｄは常に遅延回路２３２Ｃの
出力（平均相関電力）を増幅し、パラレルシリアル変換
器２３２Ｆに増幅結果を出力する。それと同時に加算器
２３２Ｅは常に遅延回路２３２Ｂの出力（平均相関電
力）と遅延回路２３２Ｃの出力（平均相関電力）とを加
算し、加算結果をシリアルパラレル変換器２３２Ｆに出
力する。シリアルパラレル変換器２３２Ｆは入力された
増幅結果と加算結果を、４倍のチップクロックで交互に
出力すれば、増幅された平均相関電力と加算により推定
された中央点の平均相関電力が時間的に連続して出力さ
れるので、４倍オーバサンプルのタイミング精度で平均
相関電力が出力されることになる。

【００９９】ここで、高精度化の処理は平均相関電力に
対してなされるため、最初から４倍精度で平均相関電力
を得る構成よりも演算量は格段に小さい。また、４倍精
度化された後の処理も、平均化部が出力する割合、即ち
巡回積分回数に１度の処理で良いため、演算量、速度と
もに僅かとなる。従って処理量の増大分は図６の全体構
成からみれば僅かとなる。

【０１００】以上により図６の構成によって、演算量、
ハードウエア規模は２倍オーバサンプル精度とほぼ同一
のままで、４倍オーバサンプルのタイミング精度で同期
捕捉を行うことができる効果が得られる。その場合、図
５のスライディング相関器による同期捕捉部の実施の形
態と同様に、タイミング精度の向上による同期捕捉性能
の向上、並びに同期捕捉から同期追尾への移行にともな
う、引き込み時間の短縮などにより同期はずれ確率を低
減させる効果もある。

【０１０１】実施の形態６．図８、図９はこの発明に係
るスライディング相関器を用いた同期追尾部とシンボル
復調部の一実施の形態を示している。両図ともＢＰＳＫ
情報シンボルをＢＰＳＫによって拡散変調された信号に
対してシンボル復調並びに同期追尾を行う場合について
説明する。図２に係るシンボル復調部では高精度化を実
現するために本来一系統でよい相関器を２系統必要とし
た。しかしながら、冗長な系統は同期追尾部と共用可能
であることも説明した。図８、図９においては同期追尾
部との共用化が可能であることの説明と、同期追尾部に
おいても２倍オーバサンプル精度の相関値から４倍オー
バサンプル精度の同期追尾特性を実現できることを説明
する。

【０１０２】図８において準同期検波されたベースバン
ド受信信号は波形整形フィルタ（ＬＰＦ）２３５によっ
て波形整形され、チップクロック（ｆｃ）の２倍の速度
の自走クロックによってサンプラ２３６においてサンプ
リングされる。サンプリングされた受信信号は４分割さ
れ複素相関器２３７Ａ〜２３７Ｄに入力される。複素相
関器２３７Ａ〜２３７Ｄとは、図８が対象とする信号の
場合、同相軸受信信号と直交軸受信信号に対して同一の
拡散符号をそれぞれ乗積しシンボル間隔にわたって積分
する相関器を指す。複素相関器２３７Ａ〜２３７Ｄには
同時に拡散符号発生器２３８より発生された拡散符号も
入力される。ただし、それぞれの拡散符号は異なる遅延
時間だけ遅延回路２３９Ａ〜２３９Ｃで遅延され、遅延
時間の少ない順に複素相関器２３７Ａ〜２３７Ｄの順に
入力される。遅延時間はそれぞれ[１／２]Ｔｃの遅延時
間を有する。４つの複素相関器２３７Ａ〜２３７Ｄの出
力はそれぞれ２乗和手段２４０Ａ〜２４０Ｄにより２乗
和され相関電力となり、平均化手段２４１Ａ〜２４１Ｄ
にて平均化され雑音の影響が軽減される。

【０１０３】更に複素相関器２３７Ａ〜２３７Ｄの積分
タイミングは入力される拡散符号に依存するため、これ
らの時間差を吸収するための遅延回路２４２Ａ〜２４２
Ｃにより、タイミング高精度化手段２０７Ａへの４系統
の平均相関電力の入力タイミングをそろえた後、タイミ
ング高精度化手段２４３において、２倍オーバサンプル
の時間精度から４倍オーバサンプルの時間精度に対応し
た相関値を出力する。タイミング高精度化手段２０７Ａ
の構成は図１のタイミング高精度化手段２０７と同様な
構成であるが、入出力数が異なる。また、ここでは相関
電力を取り扱うため補正係数も電力に対応したＧ_P が使
用される。

【０１０４】タイミング高精度化手段２０７Ａの出力は
タイミング制御手段２４３に入力されタイミング制御が
行われる。このタイミング制御方法は、同期捕捉時、制
御部より与えられる同期捕捉タイミングにより、遅延回
路２４２Ａ〜２４２Ｃのいずれかのタイミング０、１／
２Ｔｃ、Ｔｃ、３／２Ｔｃの相関値が最大となるように
初期設定し、以降は最大相関値が遅延回路２４２Ａ〜２
４２Ｃのいずれかに含まれるようにタイミング制御す
る。ただし、拡散符号を駆動するクロックは２倍のチッ
プ速度であるため、クロック操作的には[１／２]Ｔｃ毎
の制御のみを行い。残りの微細な制御は、シンボル復調
で最大の相関値を与えるのが、高精度化手段２１２Ａに
おいて、増幅器出力Ｓ1 、Ｓ3 、Ｓ5 、Ｓ7 なのか加算
出力Ｓ2 、Ｓ4 、Ｓ6 なのかを切り替えることにより対
処する。

【０１０５】一方、図８におけるシンボル復調部は複素
相関器２３７Ｂ、２３７Ｃの出力を入力とし、複素相関
器２３２Ｂの出力を遅延させる遅延回路２４４と高精度
化手段２１２Ａより構成される。なお、図中には示され
ていないが、高精度化手段２１２Ａの出力である相関シ
ンボルに対し、更に位相補償を行いシンボル復調が完了
する。高精度化手段２１２Ａの構成は図１、図２の構成
と同様であるが、入出力が複素信号（同相軸信号、直交
軸信号）であり、各信号毎に個別に同一の操作を行う点
が異なる。この高精度化手段２１２Ａにおいて、タイミ
ング制御手段２４３によって与えられるセレクト信号に
従って、高いタイミング精度の相関シンボルを選択出力
する。

【０１０６】最大相関値がＳ1 、Ｓ2 、…… 、Ｓ6 、
Ｓ7と推移してゆく場合について説明する。まず最大相
関値がＳ3 からＳ4 に移ったときは、高精度化手段２１
２Ａにおいても対応する最大相関値が複素相関器２３７
Ｂの出力から、複素相関器２３７Ｂと２３７Ｃの加算出
力に変更するように指示する。次に最大相関値がＳ4 か
らＳ5 に移り変わったときも同様に、高精度化手段２１
２Ａでは複素相関器２３７Ｃの増幅出力を選択するよう
に指示する。さらに最大相関値がＳ5 からＳ6 に移った
ときは、タイミング制御手段２４３はパルス挿入間引き
回路２４５に対しパルス間引きを指示し、最大値がＳ4
となるようにタイミング制御する。そして高精度化手段
２１２Ａにおいても、最大相関値が複素相関器２３７Ｂ
と２３７Ｃの加算出力を選択するように指示する。

【０１０７】このような制御を行うことにより、２倍オ
ーバサンプルのタイミング精度で動作する回路を使用し
ながらも４倍オーバサンプル精度の復調特性、同期追尾
特性を得ることができ、低消費電力化が実現される。図
８では実際問題として相関値Ｓ1 、Ｓ7 は制御に使用さ
れることはないため、この部分については省略しても良
い。ただし、ＲＡＫＥ受信において、複数のシンボル復
調部の復調タイミングが隣接するときは、同一タイミン
グの受信信号を複数の復調部が同時に受信することを防
止するためのモニタ用として使用できる部分である。ま
た、従来例では特に述べなかったが、上記した状況下で
は相関特性が左右対称ではない場合も多く、その場合に
ＤＬＬ構成をとると正しい受信タイミングが得られない
場合があるので、最大値を追尾するこの実施の形態の動
作は安定した復調特性を与える効果がある。

【０１０８】図９は図８と類似した構成であり、対応部
分に同一符号を付して示すが、最大値が得られるタイミ
ングを直接追尾するのではなく、ＤＬＬによる同期追尾
構成を基本としている点が異なる。ＤＬＬでは図８で指
摘したような課題は存在するものの、その課題はサーチ
ャー部の信号検索結果を用いることによりある程度は防
ぐことが期待できるため、図９の構成は図８に比べ装置
が簡略化される効果がある。

【０１０９】ＤＬＬ的な動作を行うためには、図２７で
説明したタイミングＥ、Ｌの相関演算結果から誤差信号
を生成し、タイミングＯの相関値からシンボルを復調す
れば良い。図１１はそのための制御の方法を示したもの
である。図１１に示される最大の平均相関電力を与える
タイミングとタイミング設定法に従って、シンボル復
調、誤差信号の生成を行うようにタイミングを制御すれ
ば良い。なお、ＤＬＬの場合最大の平均相関電力を与え
るタイミングとは誤差信号が最小となるタイミングに相
当する。

【０１１０】図１１のＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４は図８の
Ｓ1 、Ｓ3 、Ｓ5 、Ｓ7 の相関タイミングであり、Ｍ
１、Ｍ２、Ｍ３はそれぞれの相関タイミングの中央点の
タイミングＳ2 、Ｓ4 、Ｓ6 とする。今、タイミングＴ
２の相関電力が最大であったとすると、表の第１列目の
制御を行う。即ち、シンボルタイミングＯとして、タイ
ミングＴ２で得られる相関値を高精度化手段から出力
し、誤差信号を生成する相関電力のタイミングＥ、Ｌを
それぞれタイミングＴ１、Ｔ３として誤差信号を計算す
る。

【０１１１】得られた誤差信号より、最大相関電力を与
えるタイミングがＴ２からＭ２に変更する必要が生じた
時は第２列目の制御を行う。即ち、シンボルタイミング
ＯをＭ２に、誤差信号を生成するＥ、Ｌのタイミングを
それぞれＭ１、Ｍ３に変更するが、拡散符号発生器２３
８のクロックは変更されない。最大相関値を与えるタイ
ミングが、Ｍ２からＴ３に変更する必要が生じた時は、
第３列目の制御となる。即ちシンボルタイミングＯをＴ
３に誤差信号タイミングＥ、ＬをそれぞれＴ２、Ｔ４に
変更するが、拡散符号発生器２３８のクロックは変更さ
れない。

【０１１２】得られた誤差信号より最大相関値を与える
タイミングがＴ３からＭ３に変更する必要が生じた時
は、第４列目の制御を行う。図８の実施の形態の時と同
様に、もはやＴ２、Ｍ２、Ｔ３のタイミングでは最大相
関値を得ることはできないため、タイミング制御手段２
４３はパルス挿入、間引き回路２４５に対して、最大の
相関値を与えるタイミングがＭ２となるように、クロッ
ク制御信号（ここでは間引き信号）を送る。パルス挿
入、間引き回路２４５では制御信号に応じて２倍のチッ
プ速度クロックに対してパルスの挿入、間引きを行うこ
とにより、[１／２]Ｔｃ単位のタイミング制御を行う。
この制御は表の第４列目に矢印で示されたものである。
またシンボルタイミングＯはＭ３からＭ２に変更され
る。

【０１１３】ただし、制御の更新は例えば、タイミング
の指定が変更された場合、平均化手段２４１Ａ〜２４１
Ｄで新しいタイミングに対する平均相関電力が得られる
までは、変更後のタイミング指定を保持する。

【０１１４】図８、図９の構成によれば、シンボル復調
部と同期追尾部とで相関器を共有化することができ、か
つ、拡散符号のタイミング制御は高々２倍のチップ速度
であるが、４倍オーバサンプルのタイミング精度で同期
追尾、シンボル復調が可能となり、低消費電力化が実現
される。また、同期追尾部における高精度化手段も、平
均相関電力値に対して行われるため、最初から高精度サ
ンプルによる方式に比べ演算量は僅かであり、また、相
関電力の平均に要する時間単位で高精度化のための演
算、制御を行えば良く、ハードウエア全体の処理量から
みれば高精度化に必要な演算量の増大はごく僅かである
と言える。

【０１１５】図８、図９はハードウエア規模の縮小化、
低消費電力化が図れるため、このような構成を複数有す
るＲＡＫＥ受信機にも適している。また、図８、図９は
一般的なシンボル復調部と同期追尾部の構成を開示して
いるが、この方法は図３１または図３２の同期追尾部、
シンボル復調部にもそのまま適用可能である。以下にそ
の適用方法を開示する。

【０１１６】図９との対応部分に同一符号を付した図１
０はこの発明に係るパイロット信号による同期検波を行
うシンボル復調部と同期追尾部の実施の形態を示してお
り、図３１及び図３２に対応するものである。図３２は
相関器はシンボル復調用に１系統、図面には詳しく表示
されていないが誤差信号生成用に２系統用意されてい
る。この実施の形態においては４系統の相関器を用意し
て同期追尾部とシンボル復調部で共用する。遅延回路２
３９Ａ〜２３９Ｃ、２４２Ａ〜２４２Ｃ、２５２Ａ、２
５２Ｂ、２５３はそれぞれのタイミング関係を調整する
ためのものである。乗積器２５４Ａ、２５４Ｂは直交多
重された情報シンボルを分離識別するために、ＱＰＳＫ
逆拡散器２５０Ｂ、２５０Ｃでそれぞれ逆拡散された同
相軸受信信号と直交軸受信信号に対して共通に Walsh関
数を乗積する。高精度誤差信号生成手段２４７はパイロ
ット信号の相関電力を取り扱うため補正係数はＧ_P であ
り、高精度化手段２５５Ａ、２５５Ｂはそれぞれシンボ
ル相関値、パイロット相関値を取り扱うため補正係数は
Ｇ_A である。

【０１１７】高精度誤差信号生成手段２４７、タイミン
グ制御手段２４３の動作は図８、図９で示したものと同
様である。タイミング制御手段２４３から与えられる最
大の相関値が得られるタイミングに従って高精度化手段
２５５Ａでは情報シンボルの高精度化された相関演算結
果が選択出力され、同様に高精度化手段２５５Ｂでは、
高精度化されたパイロット信号の相関演算結果が選択出
力され、重み付け位相補償部（Data Scale Phase Rotat
ion ）１１２において、パイロット信号を基準として位
相補償ならびに、受信振幅による重み付けが行われ、復
調シンボルを出力する。

【０１１８】なお、図中には示されていないが、出力結
果は、図３１のシンボル合成部１０７に導かれるが、特
開平６−１４００８号公報で開示されているように、Ｆ
ＩＦＯによるタイミング調整を行わずに、全復調部の復
調シンボルが確定するまでの間、ラッチ回路により復調
シンボルを保持しておき、シンボル合成部１０７にて全
復調シンボルが確定した時点で合成すれば、ＦＩＦＯ規
模の低減、低消費電力化を更に図れる効果が得られる。

【０１１９】図１０の構成によれば、図８、図９の場合
と同様に２倍オーバーサンプルのタイミング精度で４倍
オーバサンプル精度のシンボル復調特性、同期追尾特性
を実現することができ、低消費電力化が実現される。ま
た、同期追尾部での高精度化手段は平均相関電力に対し
てなされるため、演算量の増大も全体構成からみれば僅
かである。ＦＩＦＯの削減も含めるとタイミング精度を
劣化させることなく、ハードウエア規模の小型化、低消
費電力化が図れる効果が得られる。

【０１２０】実施の形態７．図１２、図１３の構成はそ
れぞれ図８、図９の構成を図２６の逆変調型同期ＤＬＬ
に拡張、適用した場合の実施の形態であり、対応部分に
同一符号を付けて示す。即ち、図１２はタイミング高精
度化手段２０７Ａにより高精度化された７つの相関電力
の最大値が中央の３タイミング内になるようにタイミン
グ制御を行う実施の形態であり、図１３は高精度誤差信
号生成手段２６２により高精度化された誤差信号からタ
イミング制御を行う実施の形態である。チャネル推定手
段２６０、復調シンボルに対する仮判定２６１、逆変調
手段２５８Ａ〜２５８Ｄ、逆変調結果よりＤＬＬを構成
する点は図２６と同様であるが、４系統の相関器２３７
Ａ〜２３７Ｄを用いて、２倍オーバサンプルのタイミン
グ精度での相関値を求めタイミング高精度化手段２０７
Ａにより４倍オーバサンプルのタイミング精度に高精度
化する点が特長である。

【０１２１】チャネル推定、仮判定をタイミングが高精
度化された相関値を用いて行うために、チャネル推定手
段２６０、仮判定手段２６１の前に高精度化手段２５９
Ａ、２５９Ｂが設けられる。その結果、高精度なタイミ
ングでチャネル推定、仮復調が行われるため、２倍オー
バサンプルのタイミング精度の相関値のみを用いている
にも関わらず、高精度なシンボル復調特性、同期追尾特
性が得られる効果がある。即ち、同一精度を実現するた
めの従来の構成例に比べ、低消費電力化が図れるという
効果がある。

【０１２２】スライディング相関器による同期追尾部、
シンボル復調部の複合的な実施の形態を図８ないし図１
３にわたって説明したが、タイミング制御の制御単位[
１／２ ]Ｔｃチップであるため、回路構成も単純であ
り、ＲＡＫＥ受信機を構成するためのタイミング管理
も、相関値を増幅したものか、中央点の推定相関値かの
みを識別するのみで良いため制御も比較的容易である。
なお、図１２、図１３においては高精度化手段２５９
Ａ、２５９Ｂ、タイミング高精度化手段２０７Ａ、２６
２は全て相関値に対して行われる為、補正係数は全てＧ
_A を用いる。

【０１２３】実施の形態８．図１４はこの発明に係るデ
ィジタルマッチドフィルタを用いたＲＡＫＥ受信機の一
実施の形態であり、図３３に対応する。他の実施の形態
と同様に、タイミングが互いに[１／２]Ｔｃシフトした
受信サンプルをチップ単位で動作する相関器により、並
列的に２倍オーバサンプルタイミング精度で相関演算を
行った後、連続的高精度化手段２３２、２６６で４倍オ
ーバーサンプル精度に高精度化を行う。

【０１２４】図１４はマルチパス受信信号の相関電力を
検出し平均化する部分は図６で示した実施の形態と同様
な構成で実現でき、対応部分に同一符号を付して示す。
ただし、その目的が図６では同期捕捉あるいは信号検索
であるのに対し、図１４はＲＡＫＥ受信のための信号強
度の決定であるため、平均化部５２のパラメータ（巡回
加算器の重み、巡回加算回数等）が異なる。また、図１
４では、連続的高精度化手段２３２の出力は、次の巡回
加算結果が得られるまでシフトレジスタ２６７に格納さ
れＲＡＫＥ合成のための重み係数となる。

【０１２５】シンボル復調系に関しては、ディジタルマ
ッチドフィルタ出力がまず位相補償手段２６５Ａ、２６
５Ｂによって位相補償が行われ同期検波され、復調シン
ボルとなる。位相補償の方法は図１４には示されていな
いが、例えば、図２６、図３２で説明された方法、もし
くは、一般的なディジタルコスタスループ等を用いて実
現される。同じく図中には示されていないが、これらの
位相補償の際に生じたタイミング遅延等については、連
続的高精度化手段出力のタイミングと一致するようにタ
イミング調整手段が位相補償手段２６５Ａ、２６５Ｂに
含まれる。そして、連続的高精度化手段２６６によって
相関値に対する補正係数を用いて、４倍オーバーサンプ
ル精度に高精度化され、シンボル間隔毎にシフトレジス
タ２６８に格納され、各タイミングでの重みが格納され
ているシフトレジスタ２６７とそれぞれ乗積され、加算
部２７０で加算されることによりＲＡＫＥ合成が実現さ
れる。

【０１２６】上記実施の形態で示したように、ディジタ
ルマッチドフィルタを使用する場合でも、２倍オーバサ
ンプル精度の相関演算結果を用いて、４倍オーバサンプ
ル精度でＲＡＫＥ合成が実現される。したがって、ハー
ドウエア規模の縮小化、低消費電力化を実現できる効果
が得られる。また、図１４と図６は共有できる部分が大
きく、両者を効率よく結合させることにより、いっそう
の小型化、低消費電力化が図れる。

【０１２７】また、シフトレジスタ部２６７、２６８の
段数を遅延プロファイル特性に応じて制限し、ハード規
模の削減を図ることも可能である。その際には制限され
たシフトレジスタ内に受信サンプルが収まるように、入
力サンプルタイミングを制御する必要がある。この制御
の方法としては、例えば特開平４−３４７９４４号公報
に開示された方法がある。この方法は２倍オーバサンプ
ルのタイミング精度の相関演算結果により実現している
が、本実施の形態で与える方法により４倍精度へ高精度
化した相関値を用いることにより、ＤＬＬを構成して平
均的な誤差信号に応じて制御をかけることが可能であ
る。

【０１２８】なお、実施の形態１から実施の形態８にお
いては、スライディング相関器を用いる場合の構成と、
ディジタルマッチドフィルタを用いる場合の構成と別々
に示したが、両者が混在する構成でも有効に動作する。
例えば、ＲＡＫＥ受信機において、サーチャー部はディ
ジタルマッチドフィルタを用い、シンボル復調部、同期
追尾部はスライディング相関器を用いる構成が考えら
れ、この実施の形態で開示した方法を用いて組み合わせ
ることも可能である。

【０１２９】また、実施の形態３、実施の形態８ではマ
ッチドフィルタをディジタルマッチドフィルタについて
のみ示したが、アナログマッチドフィルタを使用する場
合も、相関演算結果をＡ／Ｄ変換後サンプルする場合に
はサンプル速度が制限されるため、この発明で開示した
方法が有効となる。

【０１３０】また、実施の形態２、６、７において、シ
ンボル復調部に用いる高精度化手段は、中央点の推定値
以外が選択される時は、常に増幅された相関演算結果が
出力されている。これは、ＲＡＫＥ受信で重み付けする
際に、推定相関値と増幅相関値の信頼度を統一する為並
びにディジタル処理のビット数を統一するためにも必要
である。

【０１３１】また、実施の形態１から実施の形態８にお
いて、相関値が直接得られないタイミング点の推定法と
して、両者の加算結果を用いてタイミング中央点のみを
推定する場合を中心に説明した。しかしながら、推定法
は種々のものがあるため、これらを適用することにより
中央点以外の相関値も容易に推定することが可能であ
り、この推定結果を用いてシンボル復調、同期追尾、同
期捕捉等行っても同等の効果が得られる。推定の方法と
しては例えばナイキスト補間、エルミート補間、２次補
間等がある。ナイキスト補間はナイキストのサンプリン
グ定理に基づいた補間である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の原理の説明に供する信号波系図で
ある。

【図２】この発明によるシンボル復調部のスライディ
ング相関器による構成を示すブロック図である。

【図３】この発明による高精度化手段の構成を示すブ
ロック図である。

【図４】この発明によるシンボル復調部のディジタル
マッチドフィルタによる構成を示すブロック図である。

【図５】この発明による同期捕捉部のスライディング
相関器による構成を示すブロック図である。

【図６】この発明による同期捕捉部のディジタルマッ
チドフィルタによる構成を示すブロック図である。

【図７】この発明による連続的高精度化手段の構成を
示すブロック図である。

【図８】この発明によるＲＡＫＥ受信用シンボル復調
部及び同期追尾部のスライディング相関器による構成を
示すブロック図である。

【図９】この発明によるＲＡＫＥ受信用シンボル復調
部及び同期追尾部のスライディング相関器による他の構
成を示すブロック図である。

【図１０】この発明によるパイロット信号による同期
検波を行うＲＡＫＥ受信用シンボル復調部と同期追尾部
のスライディング相関器による構成を示すブロック図で
ある。

【図１１】この発明による高精度誤差信号生成手段な
らびにタイミング制御手段の動作を説明する略線図であ
る。

【図１２】この発明によるＲＡＫＥ受信用シンボル復
調部及び逆変調型同期ＤＬＬのスライディング相関器に
よる構成を示すブロック図である。

【図１３】この発明によるＲＡＫＥ受信用シンボル復
調部及び逆変調型同期ＤＬＬのスライディング相関器に
よる他の構成を示すブロック図である。

【図１４】この発明によるＲＡＫＥ受信機のディジタ
ルマッチドフィルタによる構成を示すブロック図であ
る。

【図１５】スペクトル拡散信号の送信部の従来の構成
を示すブロック図である。

【図１６】スペクトル拡散信号のディジタル受信部の
従来の構成を示すブロック図である。

【図１７】スライディング相関器によるシンボル復調
部の従来の構成を示すブロック図である。

【図１８】ディジタルマッチドフィルタによるシンボ
ル復調回路の従来の構成を示すブロック図である。

【図１９】スペクトル拡散符号の時間相関特性の説明
に供する信号波形図である。

【図２０】スペクトル拡散符号の時間相関特性の説明
に供する信号波形図である。

【図２１】スライディング相関器による同期捕捉部の
従来の構成を示すブロック図である。

【図２２】ディジタルマッチドフィルタによる同期捕
捉部の従来の構成を示すブロック図である。

【図２３】２倍オーバサンプル精度のディジタルマッ
チドフィルタの従来の構成を示すブロック図である。

【図２４】通常の相関特性と隣接する相関値から中央
点からの相関値を求める手順の説明に供する信号波形図
である。

【図２５】スライディング相関器によるシンボル復調
部及び同期追尾部の従来の構成を示すブロック図であ
る。

【図２６】スライディング相関器によるシンボル復調
部及び逆変調型同期ＤＬＬの従来の構成を示すブロック
図である。

【図２７】同期追尾部で使用されるサンプルタイミン
グと相関電力の関係ならびにサンプル誤差と誤差信号の
関係を示す信号波形図である。

【図２８】ディジタルマッチドフィルタによるシンボ
ル復調部及び同期追尾部の従来の構成を示すブロック図
である。

【図２９】同期追尾部におけるタイミング制御回路の
従来の構成を示すブロック図である。

【図３０】同期追尾部におけるタイミング制御回路の
従来の他の構成を示すブロック図である。

【図３１】ＲＡＫＥ受信機の従来の構成を示すブロッ
ク図である。

【図３２】スライディング相関器によるＲＡＫＥ受信
用シンボル復調部及び同期追尾部の従来の構成を示すブ
ロック図である。

【図３３】マッチドフィルタによるＲＡＫＥ合成部の
従来の構成を示すブロック図である。

【図３４】マッチドフィルタによるタイミング高精度
化の従来の構成を示すブロック図である。

【図３５】ディジタルマッチドフィルタの並列構成に
よるマッチドフィルタのタイミング高精度化の従来の構
成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１データ拡散部２データ符号化器３拡散部４、２６、４４、６６拡散符号発生器５変調部６、１４局部発振器７、１３乗算器８、１２帯域通過フィルタ９増幅部１０、１１、４２アンテナ１５、５５低域通過フィルタ（LPF）１６自動利得制御器１７アナログディジタル変換器１８ＳＳ受信機１９復調部２０同期捕捉部２１同期追尾部２２データ復号部２５、３５、４１、３５Ａ、５８、５９、７０、７１、
７２相関演算部２７、３７、３７Ａ乗積部２８積分器２９チップレートクロック３０、４０、４０Ａ、５６サンプラ３１サンプルレートクロック３６、３６Ａシフトレジスタ３８拡散符号３９、３９Ａ加算器４１ＡＱＰＳＫ逆拡散器４１Ｂ、４１Ｃディジタル積分器４３レシーバ４５２乗和器４６平均化部４７比較器４８制御器５０Ａ、５０Ｂ２乗器５１、５２Ａ加算器５２巡回加算部５２Ｂフレームメモリ５２Ｃ乗算器５３最大値ホールド部５７シリアルパラレル変換器５８Ａ遅延器５８Ｂ乗算器５８Ｃ、５９Ｃ低域通過フィルタ６０Ａ、６０Ｂ２乗器６１減算器６２数値制御クロック６５ＱＰＳＫ順同期検波器６８同期追尾部６９シンボル復調部７６ループフィルタ７７遅延器７８電圧制御拡散符号発生器７９搬送波位相推定器８１シンボル復調部８６Ａ、８６Ｂ乗算器８７Ａ、８７Ｂ低域通過フィルタ８９Ａ、８９Ｂディジタル相関器９０Ａ、９０Ｂ２乗回路９１加算器９２遅延回路９３減算器９４ラッチ回路９５ループフィルタ９６電圧制御発振器９７固定クロック９８ディジタル制御信号９９プログラマブル遅延素子１００自走クロック１０１パルス挿入／間引き回路１０２分周器１０５サーチャー部１０６復調部１０７シンボル合成部１０８制御部１１０相関演算部１１０ＡＱＰＳＫ逆拡散器１１０Ｂ、１１０Ｃフィルタ１１０Ｄ、１１０Ｅ乗算器１１０Ｆ、１１０Ｇアキュームレータ１１１直交符号発生器１１２重み付け位相補償部１１３シンボル格納レジスタ１１６相関器１１６ＡＱＰＳＫ逆拡散器１１６Ｂ積分器１１７タイミング制御部１１８遅延回路１１９加算部１２０アナログディジタル変換器１２１ディジタルマッチドフィルタ１２２クロック１２３マルチプレクサ１２４絶対値演算回路１２５最大絶対値演算回路１２６カウンタ２０１、２０２スライディング相関器２０３クロック２０４拡散符号発生器２０５、２０６遅延回路２０７タイミング高精度化手段２０８セレクタ２０９、２１０増幅器２１１加算器２１２、２１２Ａ高精度化手段２１３デコーダ２１４、２１５、２１６セレクタ２２０アナログディジタル変換器２２１シリアルパラレル変換器２２２Ａ、２２２Ｂディジタルマッチドフィルタ（Ｄ
ＭＦ）２２３Ａ、２２３Ｂサンプラ２２５Ａ、２２５Ｂ遅延回路２２６比較器２３０Ａ、２３０Ｂシリアルパラレル変換器２３１Ａ、２３１Ｂ、２３１Ｃ、２３１Ｄディジタル
マッチドフィルタ（ＤＭＦ）２３２連続的高精度化手段２３４受信パス検出

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スペクトル拡散受信信号のベースバンド
成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復
調するスペクトル拡散信号受信方法において、スペクト
ル拡散信号のベースバンド成分と拡散符号との相関演算
を行う際に、拡散符号とベースバンド成分との相関演算
を行う第１の相関演算ステップと、当該第１のステップ
における拡散符号とベースバンド成分とのタイミング関
係が拡散符号間隔の１／２だけ異なるタイミングで相関
演算を行う第２の相関演算ステップと、前記第１、第２
のステップ結果を用いて、タイミング関係が１／２以下
のタイミング点における相関演算結果を推定する推定ス
テップとを有することを特徴とするスペクトル拡散信号
受信方法。
【請求項２】前記第１及び第２の相関演算ステップ、
前記結果推定ステップの結果得られる２つの相関演算結
果と、拡散符号間隔の１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算の推定結果とを用いてスペクトル拡散信号を
復調する復調ステップを有することを特徴とする請求項
１に記載のスペクトル拡散信号受信方法。
【請求項３】前記第１及び第２の相関演算ステップ、
前記結果推定ステップの結果得られる２つの相関演算結
果と、拡散符号間隔の１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算の推定結果とを用いてスペクトル拡散信号の
同期捕捉を行う同期捕捉ステップを有することを特徴と
する請求項１に記載のスペクトル拡散信号受信方法。
【請求項４】前記第１及び第２の相関演算ステップ、
前記結果推定ステップの結果得られる２つの相関演算結
果と、拡散符号間隔の１／２以下のタイミング点におけ
る相関演算の推定結果とを用いてスペクトル拡散信号の
同期追尾を行う同期追尾ステップを有することを特徴と
する請求項１に記載のスペクトル拡散信号受信方法。
【請求項５】スペクトル拡散受信信号のベースバンド
成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復
調するスペクトル拡散信号受信方法において、拡散符号
とベースバンド成分との相関演算を行う第１の相関演算
ステップと、前記拡散符号を符号間隔の１／２だけオフ
セットさせた拡散符号とベースバンド成分との相関演算
を行う第２の相関演算ステップと、前記第１の相関演算
結果と前記第２の相関演算結果を加算し、２つのタイミ
ングの中央点の相関演算結果を推定する推定ステップ
と、前記第１の相関演算結果及び前記第２の相関演算結
果に所定の重みをそれぞれかける第１及び第２の重み付
けステップと、前記推定ステップ、前記第１及び第２の
重み付けステップの演算結果より相関タイミングの高精
度化を図る高精度化ステップとを有することを特徴とす
るスペクトル拡散信号受信方法。
【請求項６】スペクトル拡散受信信号のベースバンド
成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復
調するスペクトル拡散信号受信方法において、拡散符号
とベースバンド成分との相関演算を行う第１の相関演算
ステップと、前記拡散符号を符号間隔の１／２だけオフ
セットさせた拡散符号とベースバンド成分との相関演算
を行う第２の相関演算ステップと、前記第１の相関演算
結果と前記第２の相関演算結果を加算し、２つのタイミ
ングの中央点の相関演算結果を推定する推定ステップ
と、前記第１の相関演算結果及び前記第２の相関演算結
果に所定の重みをそれぞれかける第１及び第２の重み付
けステップと、前記推定ステップ、前記第１及び第２の
重み付けステップの演算結果より、最適タイミングの相
関演算結果又は推定結果を選択する最適タイミング選択
ステップとを有することを特徴とするスペクトル拡散信
号受信方法。
【請求項７】スペクトル拡散受信信号のベースバンド
成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復
調するスペクトル拡散信号受信方法において、スペクト
ル拡散受信信号のベースバンド成分に仮定した拡散符号
との相関演算を行って同期捕捉する際に、拡散符号とベ
ースバンド成分との第１の相関演算を行う第１の相関演
算ステップと、前記拡散符号を符号間隔の１／２だけオ
フセットさせた拡散符号とベースバンド成分との相関演
算を行う第２の相関演算ステップと、前記第１及び第２
の相関演算結果よりそれぞれの相関電力を求める第１及
び第２の電力算出ステップと、前記第１及び第２の電力
算出結果に対し平均化操作を行い、それぞれの平均相関
電力を求める第１及び第２の平均相関電力算出ステップ
と、前記第１及び第２の平均相関電力算出結果を加算す
ることにより、２つのタイミングの中央点の平均相関電
力を推定する平均電力推定ステップと、前記第１及び第
２の平均相関電力算出ステップの算出結果に対し、それ
ぞれ所定の重み付けを行う第１及び第２の重み付けステ
ップと、前記平均電力推定ステップの算出結果と、前記
第１及び第２の重み付けステップの算出結果を用いて同
期捕捉検定を行う同期捕捉検定ステップとを有すること
を特徴とするスペクトル拡散信号受信方法。
【請求項８】スペクトル拡散受信信号のベースバンド
成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復
調するスペクトル拡散信号受信方法において、スペクト
ル拡散受信信号のベースバンド成分に仮定した拡散符号
との相関演算を行って同期追尾を行う際に、拡散符号を
符号間隔のそれぞれ１／２倍、１倍、３／２倍だけそれ
ぞれシフトする第１〜第３の符号間隔シフトステップ
と、拡散符号とベースバンド成分との相関演算を行う相
関演算ステップと、前記第１〜第３の符号間隔シフトス
テップによりそれぞれ得らる拡散符号とベースバンド成
分との相関演算をそれぞれ行う第１〜第３のシフト相関
演算ステップと、前記相関演算ステップ、前記第１〜第
３のシフト相関演算ステップの相関演算結果より、それ
ぞれ相関電力を求める第１〜第４の相関電力算出ステッ
プと、前記第１〜第４の相関電力算出ステップによって
得られる相関電力に対して、それぞれ平均化操作を行い
平均相関電力を求める第１〜第４の平均相関電力算出ス
テップと、前記第１、第２の平均相関電力算出ステップ
の演算結果を加算することにより、両者の中間タイミン
グの平均相関電力を推定する第１の推定平均電力算出ス
テップと、前記第２、第３の平均相関電力算出ステップ
の演算結果を加算することにより、両者の中間タイミン
グの平均相関電力を推定する第２の推定平均電力算出ス
テップと、前記第３、第４の平均相関電力算出ステップ
の演算結果を加算することにより、両者の中間タイミン
グの平均相関電力を推定する第３の推定平均電力算出ス
テップと、前記第１〜第４の平均相関電力ステップの演
算結果と前記第１〜３の推定平均相関電力算出ステップ
の演算結果を用いて同期追尾を行う同期追尾ステップと
を有することを特徴とするスペクトル拡散信号受信方
法。
【請求項９】スペクトル拡散受信信号のベースバンド
成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を復
調するスペクトル拡散信号受信装置において、拡散符号
を発生する拡散符号発生手段と、前記拡散符号発生手段
で発生された拡散符号を遅延させ遅延拡散符号を出力す
る遅延手段と、前記拡散符号と前記ベースバンド成分と
の相関演算を行う第１の相関演算手段と、前記遅延拡散
符号と前記ベースバンド成分との相関演算を行う第２の
相関演算手段と、前記第１、第２の相関演算手段の出力
タイミングを調整するタイミング調整手段と、出力タイ
ミングが調整された第１、第２の相関演算結果から両者
のタイミング中央点の相関演算結果を求めるタイミング
高精度化手段と、タイミングが高精度化された相関値よ
り指定される相関値を出力する選択手段とを備えること
を特徴とするスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項１０】スペクトル拡散受信信号のベースバン
ド成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を
復調するスペクトル拡散信号受信装置において、拡散信
号を発生する拡散符号発生手段と、前記拡散符号発生手
段で発生された拡散符号を遅延させ遅延拡散符号を出力
する遅延手段と、前記拡散符号と前記ベースバンド成分
との相関演算を行う第１の相関演算手段と、前記遅延拡
散符号と前記ベースバンド成分との相関演算を行う第２
の相関演算手段と、前記第１、第２の相関演算結果より
相関電力をそれぞれ求める２乗和手段と、前記２つの相
関電力をそれぞれ平均化して平均相関電力を求める平均
化手段と、前記２つの平均相関電力から両者のタイミン
グ中央点の平均相関電力を推定するタイミング高精度化
手段と、前記タイミング高精度化手段の出力とスレシホ
ルドレベルを比較しながら同期捕捉検定を行う制御部と
を備えることを特徴とするスペクトル拡散信号受信装
置。
【請求項１１】スペクトル拡散受信信号のベースバン
ド成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を
復調するスペクトル拡散信号受信装置において、チップ
速度の２倍で入力される前記ベースバンド成分を前記チ
ップ速度と同速度の２つのパラレル信号に変換するシリ
アルパラレル変換手段と、前記シリアルパラレル変換手
段の第１の出力信号を入力とし、前記チップ速度で前記
ベースバンド成分との相関値を出力する第１のマッチド
フィルタと、前記シリアルパラレル変換手段の第２の出
力信号を入力とし、前記チップ速度で前記ベースバンド
成分との相関値を出力する第２のマッチドフィルタと、
前記２系統のマッチドフィルタ出力から相関電力をそれ
ぞれ求める２乗和手段と、前記２系統の相関電力をそれ
ぞれ平均化して平均相関電力を出力する平均化手段と、
前記２系統の平均相関電力から、タイミング中央点の平
均相関電力を推定し、これらを時系列的に出力する連続
的高精度化手段と、前記連続的高精度化手段のレベルを
観測することにより受信信号のタイミングを検出し、同
期捕捉を行う受信パス検出手段とを備えることすること
を特徴とするスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項１２】スペクトル拡散受信信号のベースバン
ド成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を
復調するスペクトル拡散信号の受信装置において、拡散
信号を発生する拡散符号発生手段と、前記拡散符号発生
手段で発生された拡散符号を複数段階に遅延させる遅延
手段と、前記ベースバンド成分と前記拡散符号及び前記
複数段階に遅延された拡散符号との相関演算を行う複数
の相関演算手段と、前記相関演算手段の演算結果よりそ
れぞれ相関電力を求める複数の２乗和手段と、前記相関
電力に対してそれぞれ平均化操作を行い平均相関電力を
求める複数の平均化手段と、前記複数の平均電力が得ら
れるタイミングを調整するタイミング調整手段と、前記
タイミングが調整された複数の平均相関電力を用いて、
相関電力が得られたタイミング中央点の平均相関電力を
推定するタイミング高精度化手段と、前記高精度化され
た平均相関電力よりタイミング制御を行なうタイミング
制御手段と、前記タイミング制御手段の制御結果に応じ
て拡散符号クロックを制御するクロック制御手段と、前
記タイミング制御手段の制御結果に応じて、複数の相関
演算結果並びに演算結果より推定したタイミング中央点
の相関演算推定値の中から、最大の相関演算結果を選択
出力するタイミング高精度化手段とを備えることを特徴
とするスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項１３】前記タイミング制御手段は、複数の平
均相関電力及び複数の推定平均相関電力の中から最大の
相関電力を追尾する制御を行なうことを特徴とする請求
項１２に記載のスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項１４】前記タイミング制御手段は、複数の平
均相関電力並びに複数の推定平均相関電力の中から、誤
差信号を生成するための２つの相関電力を選択してディ
レイロックループ制御を行なうことを特徴とする請求項
１２に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項１５】スペクトル拡散受信信号のベースバン
ド成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を
復調するスペクトル拡散信号受信装置において、パイロ
ット拡散符号を発生するパイロット拡散符号発生手段
と、前記パイロット拡散符号を複数段階に遅延させる遅
延手段と、前記ベースバンド成分と前記拡散符号及び複
数段階に遅延された拡散符号との相関演算を行う複数の
相関演算手段と、前記相関演算手段の演算結果よりそれ
ぞれ相関電力を求める複数の２乗和手段と、前記相関電
力に対してそれぞれ平均化操作を行い平均相関電力を求
める複数平均化手段と、前記複数の平均電力が得られる
タイミング調整するタイミング調整手段と、前記タイミ
ング調整された複数の平均相関電力を用いて、相関電力
が得られたタイミング中央点の平均相関電力を推定する
タイミング高精度化手段と、前記高精度化された平均相
関電力よりタイミング制御を行なうタイミング制御手段
と、前記タイミング制御手段の制御結果に応じて拡散符
号クロックを制御するクロック制御手段と、前記タイミ
ング制御手段の制御結果に応じて、複数の相関演算結果
並びに演算結果より推定したタイミング中央点の相関演
算結果を推定値の中から、最大の相関演算結果を選択出
力するタイミング高精度化手段と、前記タイミング高精
度化手段出力を用いてチャネル推定、位相補償を行なう
同期検波手段とを備えることを特徴とするスペクトル拡
散信号受信装置。
【請求項１６】スペクトル拡散受信信号のベースバン
ド成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を
復調するスペクトル拡散信号受信装置において、拡散符
号を発生する拡散符号発生手段と、前記拡散符号を複数
段階に遅延させる遅延手段と、前記ベースバンド成分と
前記拡散符号及び前記複数段階に遅延された拡散符号と
の相関演算を行う複数の相関演算手段と、前記複数の相
関演算結果をチャネル推定に要する時間だけそれぞれ遅
延させる複数の遅延手段と、前記チャネル推定値を用い
て位相補償、重み付けをそれぞれ行なう複数の同期検波
手段と、前記同期検波手段に対し仮判定されたデータを
用いてそれぞれ逆変調を行なう複数の逆変調手段と、前
記複数の逆変調結果に対し平均化操作を行なう平均化手
段と、前記タイミング調整された複数の平均相関演算結
果を用いて、相関演算結果が得られたタイミング中央点
の平均相関演算結果を推定するタイミング高精度化手段
と、前記高精度化された平均相関演算結果よりタイミン
グ制御を行なうタイミング制御手段と、前記タイミング
制御手段の制御結果に応じて拡散符号クロックを制御す
るクロック制御手段と、前記タイミング制御手段の制御
結果に応じて、複数の相関演算結果並びに演算結果より
推定したタイミング中央点の相関演算推定値の中から、
最大の相関演算結果を選択出力する第２のタイミング高
精度化手段と、前記第２のタイミング高精度化手段より
与えられる相関演算結果を用いてチャネル推定を行なう
チャネル推定手段と、前記タイミング制御手段の制御結
果に応じて、複数の同期検波結果並びに同期検波結果よ
り推定したタイミング中央点の同期検波結果の推定値の
中から、最大の同期検波レベルが得られる同期検波結果
を選択出力する第３のタイミング高精度化手段とを備え
ることを特徴とするスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項１７】前記タイミング制御手段は、複数の平
均相関電力並びに複数の推定平均相関電力の中から最大
の相関電力を追尾する制御を行うことを特徴とする請求
項１６に記載のスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項１８】前記タイミング制御手段は、複数の平
均相関電力並びに複数の推定平均相関電力の中から、誤
差信号を生成するための２つの相関電力を選択してディ
レイロックループ制御を行うことを特徴とする請求項１
６に記載のスペクトル拡散通信装置。
【請求項１９】スペクトル拡散受信信号のベースバン
ド成分に対し、拡散符号との相関演算を行い受信信号を
復調するスペクトル拡散信号受信装置において、チップ
速度の２倍で入力される前記ベースバンド成分を前記チ
ップ速度と同速度の２つのパラレル信号に変換するシリ
アルパラレル変換手段と、前記シリアルパラレル変換手
段の第１の出力信号を入力とし、前記チップ速度で前記
ベースバンド成分との相関値を出力する第１のマッチド
フィルタと、前記シリアルパラレル変換手段の第２の出
力信号を入力とし、前記チップ速度で前記ベースバンド
成分との相関値を出力する第２のマッチドフィルタと、
前記２系統のマッチドフィルタ出力から相関電力をそれ
ぞれ求める２乗和手段と、前記２系統の相関電力をそれ
ぞれ平均化して平均相関電力を出力する平均化手段と、
前記２系統の平均相関電力から、タイミング中央点の平
均相関電力を推定し、これらを時系列的に出力する連続
的高精度化手段と、前記２系統のマッチドフィルタ出力
を位相補償する位相補償手段と、前記２系統の位相補償
された同期検波信号からタイミング中央点の同期検波信
号も推定し、これら時系列的に出力する第２の連続的高
精度化手段と、前記第１の連続的高精度化手段出力の平
均相関電力による重みを前記第２の連続的高精度化手段
出力に乗積して合成するＲＡＫＥ合成手段とを備えるこ
とを特徴とするスペクトル拡散信号受信装置。
【請求項２０】前記高精度化手段における重みは受信
チップ形状より計算して定めることを特徴とする請求項
９乃至１９に記載のスペクトル拡散信号受信装置。