JP3478342B2 - Cdmaモデム - Google Patents
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- H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
- H04W52/241—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account channel quality metrics, e.g. SIR, SNR, CIR, Eb/lo
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- H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
- H04W52/245—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account received signal strength
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- H04W52/262—TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service] taking into account adaptive modulation and coding [AMC] scheme
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- H04W52/343—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading taking into account loading or congestion level
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- H04W52/34—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading
- H04W52/346—TPC management, i.e. sharing limited amount of power among users or channels or data types, e.g. cell loading distributing total power among users or channels
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Description
ムなど遠隔地として分類される利用者群に高品質の電話
通信サービスを提供することが近年課題になってきた。
この種のサービスの創出した需要の一部は、固定式また
は移動式の周波数分割多重(FDM)システム、周波数多
元接続(FDMA)システム、時分割多重(TDM)システ
ム、時分割多元接続(TDMA)システム、周波数分割およ
び時分割組合せシステム(FD/TDMA)、およびこれら以
外の陸上移動無線システムなどの無線サービスによって
満たされてきた。これらの遠隔地電話サービスは、周波
数帯域幅またはスペクトル帯域幅容量によって同時並行
的にサポートできる数よりも多数の潜在的利用者に対処
しなければならないことが多い。
数の利用者による同時並行の通信を提供するのにスペク
トラム拡散変調手法を用いている。スペクトラム拡散変
調とは、拡散符号信号、すなわち符号発生器で生成され
情報データビットまたはシンボル信号の周期よりも短い
周期TCの拡散符号信号で情報信号を変調することを意味
する。情報信号送信用の搬送波周波数を上記符号信号で
変調して周波数ホッピング拡散とすることもでき、また
情報データ信号を拡散符号信号に乗算して直接系列拡散
(DS)とすることもできる。スペクトラム拡散変調は情
報信号の送信に必要な帯域幅よりも実質的に大きい帯域
幅の信号を生成し、受信信号を同期復調し逆拡散するこ
とによって原情報信号を再生する。同期復調器は基準信
号を用いて逆拡散回路を入力スペクトラム拡散被変調信
号に同期させ、搬送波および情報信号を再生する。この
基準信号は、情報信号による変調を受けていない拡散符
号で構成できる。
の利用者が相互間干渉を最小限に抑えながら同一の周波
数帯域を利用できるので多くの利点が得られる。スペク
トラム拡散変調は他の干渉源からの影響も低減する。ま
た、同期スペクトラム拡散変調復調手法は、各々が互い
に異なる拡散符号でスペクトラム拡散されしかも単一の
基準信号のみを利用者に送信する複数メッセージチャネ
ルをその利用者のために設けることによって拡張でき
る。
ル通信サービス(PCS)用のセルラー移動通信の分野で
ある。この種のシステムは多数の利用者をサポートし、
ドップラー偏移およびフェージングを抑制し、低ビット
誤り率の高速ディジタルデータ信号を生ずるので望まし
い。これらのシステムは、直交または準直交拡散符号群
を用い、パイロット拡散符号系列をこれら符号群に同期
させる。各利用者は上記拡散符号の一つを拡散機能とし
て割り当てられる。これらシステムの関連問題として、
直交符号により多数の利用者をサポートすること、遠隔
ユニットに利用可能な節減電力を取り扱うこと、および
マルチパスフェージング効果を取り扱うなどがある。こ
れらの問題に対する解決法としては、フェーズドアレイ
アンテナを用いて多数の応答走査可能なビームを生成す
ること、および非常に長い直交符号系列または準直交符
号系列、すなわち市内交換局基準に同期した符号の循環
シフト、およびマルチパス信号のダイバーシティ合成に
再利用できる系列を利用することなどが挙げられる。
上の基地局と複数の遠隔加入者ユニットとの間の無線リ
ンクを用いて加入回路電話サービス、すなわち地域集団
電話サービスを提供する。実施例においては無線リンク
を固定加入者ユニット(FSU)と交信する基地局につい
て説明するが、このシステムはFSUおよび移動加入者ユ
ニット(MSU)の両方への無線リンクを有する複数の基
地局を含むシステムにも同様に適用できる。したがって
遠隔加入者ユニットをこの明細書では加入者ユニット
(SU)と呼ぶ。図1を参照すると、このシステム例にお
いて基地局(BS)101は加入者線交換機(LE)103または
上記以外の電話網交換インターフェースに呼接続を提供
するものであり、無線搬送波局(RCS)104を有する。一
つ以上のRCS104、105および110がリンク131、132、13
7、138および139経由で無線分配ユニット(RDU)102に
接続され、RDU102が電話会社局線141、142および150経
由で呼設定信号、制御信号および情報信号の送受信によ
ってLE103とインタフェースを形成する。SU116および11
9は無線リンク161、162、163、164および165経由でRCS1
04と交信する。RCSおよびSUはこれら無線リンクを確立
するとともに維持するCDMAモデムをともに備える。代替
的実施例では、いくつかのSUと、SU相互間の交信を可能
にするようにRCSと同等に機能する「主」SUとを有す
る。その実施例では、市内電話網への接続はあってもな
くても差し支えない。
波を中心として互いに異なるスペクトラム拡散帯域幅を
用いているが、本発明の手法は送信チャネル用に複数の
スペクトラム拡散帯域幅を用い受信チャネル用に複数の
スペクトラム拡散帯域幅を用いたシステムにも容易に拡
張できる。スペクトラム拡散通信システムは一方の利用
者の送信が他方の利用者の逆拡散受信機には雑音に見え
る本来の特徴を有するので、実施例では送信経路チャネ
ルおよび受信経路チャネルの両方に同じスペクトラム拡
散チャネルを用いることもできる。換言すると、アップ
リンクおよびダウンリンク伝送に同一の周波数帯域を用
いることができる。
ではナイキストパルス成形付きの直交位相偏移(QPSK)
変調により無線リンク161乃至165経由で送信する。オフ
セットQPSK(OQPSK)および最小偏移(MSK)など上記以
外の変調手法を用いることもできる。
などの通信信号の送受信のために、この発明によるCDMA
モデムを備える。この発明の実施例を含むCDMAモデム
は、関連のパイロット符号信号を提供し複数のメッセー
ジ符号信号を生ずる符号発生器と、上記情報信号の各々
を上記メッセージ符号信号のそれぞれと合成してスペク
トラム拡散処理ずみのメッセージ信号を生ずる拡散回路
と、上記メッセージ符号信号の同期基準となるグローバ
ルパイロット符号信号を生ずるグローバルパイロット符
号発生器とを有するモデム送信機を含む。
ラッキング論理回路を備えるモデム受信機をも含む。こ
の関連のパイロット捕捉論理回路は関連のパイロット符
号発生器と、関連のパイロット信号の符号位相遅延出力
・受信CDM信号間の相関をとって逆拡散ずみの関連のパ
イロット信号を生ずる一群の関連のパイロット符号相関
器とを含む。この関連のパイロット信号の符号位相を、
捕捉信号値に応答して、捕捉信号値の変動により逆拡散
ずみの関連のパイロット符号信号の存在を検出器が表示
するまで変化させる。この関連のパイロット符号信号は
上記グローバルパイロット信号に同期させる。関連のパ
イロット符号トラッキング論理回路が捕捉信号に応答し
て関連のパイロット符号信号を同相に調節して、逆拡散
ずみの関連のパイロット符号信号の信号電力レベルが最
大になるようにする。最後に、CDMAモデム受信機は一群
のメッセージ信号捕捉回路を含む。これらメッセージ信
号捕捉回路の各々は、ローカルな受信メッセージ符号信
号とCDM信号との相関をとってそれぞれの逆拡散ずみの
受信メッセージ信号を生ずる複数の受信メッセージ信号
相関器を含む。
きい群を生成するために、本発明のモデムは符号系列発
生器を有する。符号系列は、RF通信チャネル経由の同相
(I)および直交位相(Q)送信を含むスペクトラム拡
散通信システムの論理チャネルにそれぞれ割り当てられ
る。系列のひと組は、データ信号による変調なしに送信
されるパイロット系列として用いられる。符号系列発生
回路は、線形帰還シフトレジスタと、短い均一符号系列
を生ずるメモリと、複数の巡回シフトフィードフォワー
ド部、すなわち各々が符号系列群のそれぞれの系列を生
ずるフィードフォワード部とを有する長符号系列発生器
を含む。さらに、この符号系列発生器は、発生した符号
系列の各々と短い均一符号系列とを合成して、互いに比
較的低い相関を示す長符号系列のグループまたはファミ
リーを生成するための一群の符号系列合成器を有する。
ブロック図である。
適した36段線形帰還シフトレジスタのブロック図であ
る。
解する回路ブロック図である。
を生ずるための回路を有する本発明の符号発生器の例の
ブロック図である。
生回路の代替の実施例である。
ョン点のグラフである。
ョン点のグラフである。
る方法を実行する回路の例のブロック図である。
クするトラッキング回路のブロック図である。
ックするトラッキング回路のブロック図である。
の捕捉決定方法を実行する本発明の回路の例のブロック
図である。
キング回路およびディジタル位相同期ループ、およびこ
の発明の逆回転係数の発生器を有するパイロットレーキ
(rake)フィルタの例のブロック図である。
適応ベクトル相関器および整合フィルタの例のブロック
図である。
応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実施
例のブロック図である。
応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実施
例のブロック図である。
ロック図である。
のブロック図である。
ト(MIU)の例の構成要素のブロック図である。
回路を示す高レベルブロック図である。
る。
ク図である。
例のブロック図である。
例のブロック図である。
キの例のブロック図である。
ンクおよびダウンリンク両方向の送信モードとして広帯
域符号分割多元接続(B−CDMA)を組み入れる。多元接
続システムに用いられるCDMA(スペクトラム拡散帯域と
しても知られる)通信技術は周知である。この明細書に
述べるシステムは、直接系列(DS)拡散技術を用いてい
る。モデムの各々において、一つ以上のCDMA変調器は、
スペクトラム拡散符号系列を発生する動作を行う。ま
た、それらモデムは例えば擬似雑音(PN)スペクトラム
拡散符号系列を発生し、直交位相偏移変調(QPSK)信号
を同相(I)チャネルおよび直交位相(Q)チャネルに
生ずるように複素DS変調する動作を行う。パイロット信
号を発生し変調信号とともに送信する。本実施例のこれ
らパイロット信号はデータによる変調を受けない拡散符
号である。パイロット信号は、システム同期、搬送波位
相再生、および無線チャネルのインパルス応答の評価に
用いられる。各SUは、単一のパイロット発生器と、少な
くとも一つのCDMA変調器および復調器、すなわちCDMAモ
デムとを有する。各RCS104、105、110は単一のパイロッ
ト発生器と、すべてのSUが使うすべての論理チャネルに
十分なCDMA変調器および復調器とを有する。
適切な処理で信号を逆拡散する。受信電力レベルに関す
るパラメータを用いて自動電力制御(APC)情報を発生
し、この情報を通信リンクの他端に(すなわちSUからRC
Sへ、またはRCSからSUへ)送信する。APC情報は順方向
電力自動制御(AFPC)リンクおよび逆方向電力自動制御
(ARPC)リンクの送信電力を制御するのに用いる。さら
に、各RCS104、105、110は、APCと同様に保守電力制御
(MPC)を実行して各SU111、112、115、117、118の初期
送信電力を調整することができる。
もと伴っているのでRCS104、105および110のアンテナに
おけるダイバーシティ合成は不要である。しかし、受信
機はマルチパス信号を合成する適応整合フィルタ(AM
F)(図1には示してない)を備えることができる。こ
の実施例においては、AMFは最大比合成を行う。
容に関係なくそのインタフェースのそれ以外の経路と区
別できる通信経路と通常見なされる。しかし、CDMAの場
合は互いに別々の通信経路はその内容だけによって互い
に区別される。「論理チャネル」という用語は互いに別
々のデータストリームを区別するために用いられ、論理
的には従来の意味でのチャネルと等価である。本発明に
おける論理チャネルおよびサブチャネルはすへて通常の
毎秒64キロシンボル(ksym/s)のQPSKストリームにマッ
プされる。いくつかのチャネルは、システムのグローバ
ルパイロット符号(GPC)と同様に発生しそれと同じ機
能をもたらす関連のパイロット符号と同期している。し
かし、システムパイロット信号は論理チャネルとはみな
されない。
信リンク上で用いる。各論理通信チャネルは、固定の予
め定めた拡散符号または動的に割り当てられた拡散符号
を有する。予め定めた符号の場合も割当て符号の場合も
符号位相はパイロット符号と同期している。論理通信チ
ャネルは二つの群に分けられ、グローバルチャネル(G
C)群は基地局RCSから遠隔SUすべてに、または任意のSU
からその区別に関係なく基地局RCSに送信される。これ
らのチャネルはメッセージ通信チャネルにアクセスする
ためにSUが用いるチャネルなど全利用者用の情報を含み
得る。割当てチャネル(AC)群の中のチャネルはRCSと
特定のSUとの間の通信専用のチャネルである。
通報メッセージおよびSUへの呼出メッセージを一斉通報
する1地点・多地点間通信サービスを提供する一斉通報
制御論理チャネル、および(2)SUがシステムにアクセ
スし割当てチャネルを得るようにグローバルチャネル上
に2地点間通信サービスを提供するアクセス制御論理チ
ャネルを形成する。
信接続を制御する論理チャネルを含む。AC群形成時に生
じる機能はアップリンク接続およびダウンリンク接続の
各々について一対の電力制御論理メッセージチャネルを
含み、接続の種類に応じて一つ以上の対のトランフィッ
クチャネルを含む。ベアラ制御機能は所要の順方向誤り
制御およびベアラ速度変換を行い、暗号化を行う。BC群
およびAC群を構成する論理チャネルを表1にまとめてあ
る。
延を避けるためにFEC符号化せず、APC用の容量を最小に
するために比較的低い電力レベルで送信する。代替的に
APCおよびオーダワイヤ(OW)データを複素拡散符号系
列を用いて別々に変調することもでき、また16kb/sトラ
フィックチャネルと時分割多重化することもできる。
器は、この技術分野では周知のとおり、フィードバック
論理付きの線形シフトレジスタ(LSR)を用いる。本発
明のこの実施例の符号発生器は、64の同期固有系列を発
生する。各RF通信チャネルは論理チャネルの複素拡散
(同相および直交位相)のためにこれら系列の一対を用
い、したがって発生器は32の複素拡散系列を生ずる。系
列はシフトレジスタ回路に最初にロードされる一つのシ
ードによって発生される。
として定義され、符号周期の始点はシンボルの始点でも
ある。本発明の実施例に選ばれた帯域幅とシンボル長と
の関係は次のとおりである。
96の倍数である。拡散符号はチップまたはチップ値と呼
ばれるシンボル系列である。ガロア体数学を用いた擬似
ランダム系列の一般の発生方法は当業者には周知である
が、本発明の発明者は符号系列の特有の組または群を誘
導した。まず、符号系列発生用の線形帰還シフトレジス
タの長さを選び、レジスタの初期値を「シード」と呼
ぶ。次に、符号シードにより発生した符号系列が同一の
符号シードにより発生した別の符号系列の巡回シフトと
なり得ないように制約を加える。最後に、一つのシード
から発生した符号系列が別のシードにより発生した符号
系列の巡回シフトとなり得ないようにする。
りに算定した。
系列とを合成することによって発生する。
スタにロードされる固定系列として実働化される。固定
系列は、当該分野で周知のとおり、一つの余分の論理
0、1またはランダム値を埋め込んだ長さ127のm−系
列によって発生できる。
ジスタ(LFSR)回路で発生する。帰還接続は、36次既約
多項式h(n)に対応する。本発明の実施例に選んだ他
項式h(x)は、 h(x)=x36+x35+x30+x28+x26+x25+x22+x20+x19+x17 +x16+x15+x14+x12+x11+x9+x8+x4+x3+x2+1 (2) である。
項式h(x)を表すLFSRの「シード」値群を算定する。
シード値の第1の要件は、シード値が互いに他方の巡回
シフトに過ぎない二つの符号系列を発生させないことで
ある。
トを同時に使用し得ることを認めることによって、CDMA
通信システムに利用可能なシードの数を増やす方法を含
む。本発明のセルサイズおよび帯域幅に対する往復伝搬
遅延は、3000チップを下回る。本発明の一つの実施例で
は、系列の十分に間隔を隔てた巡回シフトは、符号系列
の判定を試みる受信機に曖昧さを引き起こすことなく、
同一のセル内で使用できる。この方法を使用可能な系列
の組を拡大する。
シードを数値計算により算定した。これらのシードは数
学的に、 δnモジュロh(x) (3) で与えられる。ここで、nの3879の値は、δ=(00,・
・・00111)を用いて付録に挙げた。
べての二次シードを一次シードを4095チップモジュロh
(x)の倍数だけシフトすることにより、一次シードか
ら誘導する。一群のシード値を算定すると、それらの値
をメモリに格納し必要に応じて論理チャネルに割り当て
る。割り当てられると、初期シード値はそのシード値に
関連する所要の拡散符号系列を生成するようにLFSRにロ
ードされるだけである。
に相続く多くのチップを有する。拡散符号系列の反復周
期をエポックと呼ぶ。論理チャネルをCDMA拡散符号にマ
ッピングするために、本発明はエポック構成およびサブ
エポック構成を用いる。CDMA拡散符号が論理チャネルを
変調する符号周期は29877120チップ/符号周期であり、
これはすべての帯域幅に対して同じチップ数である。符
号周期が本発明のエポックであり、表3はサポートされ
たチップ速度に対するエポック持続時間を定義してい
る。また、拡散符号エポックに対し二つのサブエポック
を定義し、それらの長さはそれぞれ233415チップおよび
128チップである。
呼ばれ、暗号化鍵切替やグローバル符号から割当て符号
への変更などのRF通信インタフェースでのイベントの同
期化に使われる。長さ128チップの短エポックは、付加
的タイミング基準として使用するために定義する。単一
のCDMA符号で使われるシンボル周波数最大値は64ksym/s
である。サポートするシンボル速度64、32、16および8k
sym/sについて、シンボル持続時間内のチップ数は常に
整数である。
SR)回路を用いて生成される。しかし、この方法は均一
な長さの系列を発生しない。すでに発生ずみの符号シー
ドを用いる拡散符号系列発生器の一つの実施例を図2a、
図2bおよび図2cに示す。この実施例のシステムは36段LF
SR201を用いて周期N'=233415=33×5×7×13×19の
系列を生成する。この系列は図2aではC0である。図2a、
図2bおよび図2cにおいて符号は二進法の加算(排他的
論理和)を表す。上述のとおり設計された系列発生器は
複素系列組の同相部分および直交位相部分を発生する。
36段LFSRのタップ接続および初期状態がこの回路の発生
する系列を決定する。36段LFSRのタップ係数は系列の周
期が233415になるように定める。なお、図2aに示すタッ
プ接続は式(2)で与えられる多項式に対応する。次
に、得られた系列の各々を長さ128の系列C0との二進法
加算によってオーバーレイし、エポック周期29877120を
得る。
回路202を示す。信号x(n−1)はチップ遅延211の出
力であり、チップ遅延211の入力はx(n)である。符
号チップc(n)は入力x(n)およびx(n−1)か
ら論理加算器212によって形成される。図2cは、拡散符
号発生器全体を示す。LFSR201からは出力信号が図示の
とおり縦続接続された63個までの単一段FF203のチェー
ンを通過する。各FFの出力は周期128=2Tの短い偶数符
号系列C*にオーバーレイされる。この短い符号系列C
*は符号メモリ222内に格納され、FF203の供給する系列
との合成時にエポックN=29877120を生ずるように擬似
ランダム系列のスペクトラム特性を示す。この128の系
列は、長さ127=27−1のm系列(PN系列)を用い、こ
の系列に論理0など一つのビット値を付加して長さを12
8チップに増やすことによって決定される。偶数符号系
列C*は連続して系列を出力する巡回レジスタである偶
数符号シフトレジスタ221に入力される。次に、短系列
は排他的論理和演算213、214、220を用いて長系列とに
合成される。
を、FF203の出力信号をタップして例えば二進法加算器2
13、214および220で短系列C*を論理加算することによ
って発生する。当業者には明らかなとおりFF203の実働
化によりチェーン内の各FF段で生ずる符号系列に対して
累積遅延効果が生じる。この遅延は、実働化における電
子部品に非零の電気遅延が生じすることによる。この遅
延に伴うタイミングの問題は、FFチェーンに追加の遅延
要素を挿入することにより緩和することができる。FFチ
ェーンの例に付加遅延素子を加えたものを図2dに示す。
ル符号または割当て符号のいずれかを発生するように構
成される。グローバル符号は、システムの全利用者が受
信または送信できるCDMA符号である。割当て符号は特定
の接続に割り当てられるCDMA符号である。系列組が上述
のものと同じ発生器から発生される場合は、36段LFSRの
シードのみを系列群の発生のために特定する。すべての
グローバル符号のための系列は、同じLFSR回路を用いて
生成される。したがって、SUはRCSからのグローバルパ
イロット信号に同期してグローバルチャネル符号のため
のLFSR回路のシードを把握すると、パイロット系列だけ
ではなくRCS用の他のグローバル符号すべてを生成する
ことができる。
る。上記のシフトレジスタ回路で生じた拡散系列を正反
対の系列に変換する(0は+1にマッピングし、1は−
1にマッピングする)。論理チャネルをまずQPSK信号に
変換し、これを当該分野では周知のコンステレーション
点にマッピングする。各QPSK信号の同相チャネルおよび
直交位相チャネルが複素データ値の実部および虚部をそ
れぞれ形成する。同様に、二つの拡散符号を複素拡散チ
ップ値の形成に用いる。複素データおよび複素拡散符号
を乗算してスペクトラム拡散ずみのデータ信号を生ず
る。同様に、逆拡散のために、受信複素データと複素拡
散符号の共役値との相関をとりデータ信号を再生する。
ロセスで使用される。短符号の周期はシンボル持続時間
に等しく、各周期の始点はシンボルの境界と一致させて
ある。SUおよびRCSはそのセルのためのグローバル符号
を発生する系列発生器の最後の8個のフィードフォワー
ド(FF)部から短符号の実部および虚部を導き出す。
ャネルパイロット(SAXPT)として知られる。
号との間の正確な関係を表3aおよび表3bに示す。「−C
H」で終わる信号名は論理チャネルに対応する。「−P
T」で終わる信号名はパイロット信号に対応し、それら
についてはあとで詳述する。
の再生および無線チャネルのインパルス応答の評価に用
いる。RCS104は準方向リンクパイロット搬送波基準を複
素パイロット符号系列として送信し、そのサービスエリ
ア内のSU111、112、115、117および118すべてに時間基
準および位相基準を提供する。グローバルパイロット
(GLPT)信号の電力レベルをセルサイズで定まるRCSサ
ービスエリア全体にわたる十分な到達範囲をもたらすよ
うに設定する。順方向リンクにパイロット信号一つだけ
を用いると、パイロットエネルギーによるシステム容量
の低下は無視できる。
搬送波基準を直交変調ずみの(複素値からなる)パイロ
ット拡散符号系列として送信し、逆方向リンク用のRCS
に時間基準および位相基準を提供する。本発明の一つの
実施例のSUによって送信されるパイロット信号は、32kb
/sのPOTS(従来型電話サービス)トラフィックチャネル
の電力よりも6dBだけ低い。反転パイロットチャネルはA
PCに依存する。特定の接続に関連する反転リンクパイロ
ットは割当てパイロット(ASPT)と呼ばれる。また、ア
クセスチャネルに関連するパイロット信号がある。これ
らは長アクセスチャネルパイロット(LAXPT)と呼ばれ
る。短アクセスチャネルパイロット(SAXPT)もアクセ
スチャネルに関連し、拡散符号捕捉および初期電力立上
りに使用される。
から形成される。
j0(c3c0)}との乗算により逆拡散される。これに対
してトラフィックチャネルは次の形をとる。
π/4ラジアンを成すコンステレーションを形成する形を
有する。
クチャネルコンステレーションを図3bに示す。
割当て 高速一斉通報チャネル(FBCH)はサービスおよびアク
セスチャネル(AXCH)の利用可能性に関する動的情報の
一斉通報に使われるグローバル順方向リンクチャネルで
ある。メッセージを連続的に送り、各メッセージは約1m
s継続する。FBCHメッセージは16ビット長であり、連続
して反復され、エポックと整合している。FBCHは表4に
定義するとおりフォーマットしてある。
はアクセスチャネル(AXCH)に対応し、特定のアクセス
チャネルが現在使用中(赤)または使用中でない(緑)
ことを示す。論理「1」はトラフィック信号灯が緑であ
ることを示し、論理「0」はトラフィック信号灯が赤で
あることを示す。トラフィック信号灯ビット値は8ビッ
トごとに変化し、各16ビットメッセージがAXCHに利用可
能なサービスの種類を示す個別のサービス表示ビットを
含む。
能性を示すように次のとおりサービス表示ビットを用い
る。サービス表示ビット{4、5、6、7、12、13、1
4、15}はビット4を最上位ビットとしビット15を最下
位ビットとする符号なしの二進法数値と解釈する。各サ
ービス種類に伴う増分は、所要容量の関連名目測定基準
を有し、FBCHは利用可能な容量を連続的に一斉通報す
る。これをできるだけ大きい単一サービス増分に等価な
最大値をもつような大きさに定める。SUが新しいサービ
スまたはベアラ数の増大を必要とするときは、所要容量
をFBCHの示す容量と比較し、その容量が利用可能でない
ときは阻止されていると判断する。FBCHおよびトラフィ
ックチャネルはエポックに整合する。
システム情報またはそれ以外の一般的な情報を含み、個
別呼出情報フレームは特定のSUに対する呼要求について
の情報を含む。低速一斉通報情報フレームおよび個別呼
出情報フレームは低速一斉通報チャネル(SBCH)を形成
する単一の論理チャネルに併せて多重化される。すでに
定義したとおり、符号エポックは次の表5で定義したチ
ップ速度の関数であるエポック持続時間を有する298772
0チップの系列である。電力節約を容易にするためにチ
ャネルをN個の「スリープ」サイクルに分割し、各サイ
クルをM個のスロットに再分割する。スロット長は18ms
のスロットを有する10.5MHz帯域幅の場合を除き19msで
ある。
報に使われる。スロット#2乃至#M−1は延長低速一
斉通報情報の挿入がなければ個別呼出群に使われる。本
発明の一つの実施例ではサイクルおよびスロットのパタ
ーンは16kb/sで連続する。
イロット符号を再捕捉し、満足すべき復調およびViterb
i復号化のために十分な精度で搬送波ロックを達成す
る。この設定時間は、長さ3スロットまでに達しよう。
例えばスロット#7に割り当てられたSUはスロット#4
の始点で受信機に電源投入する。SUはそのスロットの監
視を行ったのち個別呼出アドレスを認識してアクセス要
求を開始するか、または個別呼出アドレスを認識しない
状態に留まる。後者の場合は、SUはスリープモードに戻
る。
びAMF検出 拡散符号トラッキング マルチパスフェーディング環境で受信マルチパススペ
クトラム拡散信号の符号位相をトラッキングする三つの
CDMA拡散符号トラッキング方法について述べる。第1の
方法は出力信号最大値を有する検出器の拡散符号位相を
トラッキングするだけの従来技術のトラッキング回路を
用い、第2の方法はマルチパス信号群の符号位相の中間
値をトラッキングするトラッキング回路を用い、この発
明の第3の方法はマルチパス信号成分の最適化した最小
二乗加重平均の符号位相をトラッキングする重心トラッ
キング回路である。受信CDMA信号の拡散符号位相をトラ
ッキングするアルゴリズムについて次に述べる。
回路の電圧制御発振器(VCO)を駆動する制御電圧との
間の関係を表す動作特性を有する。正のタイミング誤差
があるときは、この実施例のトラッキング回路はタイミ
ング誤差を打ち消す負の制御電圧を発生する。負のタイ
ミング誤差があるときは、この実施例のトラッキング回
路はタイミング誤差を打ち消す正の制御電圧を発生す
る。トラッキング回路が零値を発生するときは、この値
は「ロック点」と呼ばれる完全な時間整合に対応する。
図3cは基本的なトラッキング回路を示す。受信信号r
(t)は整合フィルタ301に加えられ、このフィルタは
r(t)と符号発生器303の発生するローカル符号系列
c(t)との相関をとる。整合フィルタの出力信号x
(t)をサンプリング回路302でサンプリングし、サン
プルx(nT)およびx(nT+T/2)を生成する。サンプ
ルx(nT)およびx(nT+T/2)は、符号発生器303の拡
散符号c(t)の位相が正確か否かを判定するためにト
ラッキング回路304が用いる。トラッキング回路304は誤
差信号e(t)を符号発生器303への入力として生成す
る。符号発生器303はこの信号e(t)を入力信号とし
て用いて、自らの発生する符号位相を調節する。
ような低域通過表示で書き込まれる。
号チップ波形を表し、Tcはチップ持続時間を表す。基準
利用者がデータを送信しておらず、拡散符号のみで搬送
波が変調されると仮定する。図3に示すとおり受信信号
は次のとおり表される。
ェーディング効果に応じて変化し、τiは同じ経路に関
連するランダム時間遅延である。受信機は受信信号を整
合フィルタ、すなわち相関受信機として実働化される整
合フィルタを通す。これについて次に述べる。この動作
は2つ過程で行われる。まず、信号をチップ整合フィル
タに通してサンプリングし、拡散符号チップ値を再生す
る。次に、このチップ系列とローカルに発生した符号系
列との相関をとる。
フィルタ301およびサンプリング回路302を示す。チップ
整合フィルタの出力端子での信号x(t)は次の式で表
される。
パルス応答であり、(*)は畳込みを表す。加算の順序
は次のとおり書き直すことができる。
整合フィルタの出力信号をサンプリングして、g(t)
の最大電力レベル点でx(nT)を生成する。しかし、実
際には波形g(t)はマルチパス信号受信の影響により
激しく歪むので、信号の完全な時間整合は得られない。
の完全な評価が可能である場合、すなわちai=1、τi
=0およびai=0、i=2、・・・、Mである場合は受
信信号はr(t)=s(t)である。このとき、この理
想的なチャネルモデルではチップ整合フィルタの出力は
次のとおりとなる。
信拡散符号チップ値波形は歪み、チャネル特性に依存し
てサンプリング間隔をいろいろな値に変動させ得る多く
の局部的最大値を持つ。
ングチャネルでは、チップ周期間隔で波形f(t)の最
大値の位置特定を行うことは実際的でない。代わりに、
迅速には変化しないf(t)の特性から時間基準を得る
ことができる。三つのトラッキング方法をf(t)の互
いに異なる特性に基づいて次に述べる。
の整合フィルタ出力の最大値の生じるタイミングを判定
して信号を適切にサンプリングしようと試みる符号トラ
ッキング回路を含む。しかし、マルチパスフェーディン
グチャネルでは、受信機の逆拡散符号波形はとくに移動
通信環境で多くの局部的最大値をもち得る。f(t)が
チャネルインパルス応答で畳み込まれた拡散符号チップ
の受信信号波形を表すものとすると、f(t)の形およ
びこの特性の最大値の生ずる点は迅速に変化し得るの
で、f(t)の最大値をトラッキングするのは実際的で
なくなる。
中に計算した時間見積値であると定義する。また、次の
誤差関数、すなわち を定義する。
入力信号の値を計算する。これは次の式、すなわち で表現できる。
とすると、f(τ)を最大にするτの値が誤差εを最小
にし、これによりトラッキング回路はf(τ)の最大点
をトラッキングする。
は、次の式で定義される絶対加重誤差を最小にする、す
なわち このトラッキング方法は、すべての経路から情報を集
めることによってf(t)の「中央」信号値を計算す
る。ここでf(τ)は式(9)で表されるとおりであ
る。マルチパスフェーディング環境では、波形f(t)
は多数の局部的最大値をもち得るが、中央値は1つだけ
である。
数を求め、結果を零に等しくする。これは次の式で表さ
れる。
呼ぶ。したがって、この実施例の中央値トラッキング方
法はf(t)の中央値をトラッキングする。図4は上に
定義した絶対加重誤差の最小化に基づいたトラッキング
回路の実働化を示す。信号x(t)およびこれを1/2チ
ップずらした信号x(t+T/2)を速度1/TでA/D401によ
りサンプリングする。以下の等式は図4の回路の動作特
性を決定する。
より、マルチパス信号成分の受信エネルギーをローカル
に発生された正確な拡散符号位相cnの中央値の進相側お
よび遅相側で等しく保つ。トラッキング回路は入力信号
x(t)をサンプリングするA/D401からなり、半チップ
ずれサンプルを形成する。半チップずれサンプルは、進
相サンプル組x(nT+τ)と呼ばれる偶数サンプルと、
遅相サンプル組x(nT+(T/2)+τ)と呼ばれる奇数
サンプルとに二者択一的にグループ分けされる。第1の
相関バンク適応整合フィルタ402は各進相サンプルに拡
散符号位相c(n+1)、c(n+2)、・・・、c
(n+L)を乗算する。ここで、Lは符号長に比べると
小さく、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の
遅れたマルチパス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等
しい。各相関器の出力をそれぞれの第1の加算/ダンプ
バンク404に加える。L個の加算/ダンプの出力値の大
きさを計算器406で計算し、次に加算器408で加算して、
進相マルチパス信号の信号エネルギーに比例した出力値
を生ずる。同様に、第2の相関バンク適応整合フィルタ
403が符号位相c(n−1)、c(n−2)、・・・、
c(n−L)を用いて遅相サンプルに作用し、各出力信
号を積分器405の中のそれぞれの加算/ダンプ回路に加
える。L個の加算/ダンプ出力の大きさは計算器407で
計算され、次に加算器409で加算されて、遅相マルチパ
ス信号エネルギーの値を生ずる。最後に、減算器410で
差を計算し、進相および遅相信号エネルギー値の誤差信
号ε(t)を生ずる。
(t)を誤差信号c(τ)によって調節し、前記進相値
および遅相値の間の差をゼロに近づけるようにする。
ング回路は二乗加重(または重心)トラッキング回路と
呼ばれる。τをf(t)のある特性に基づきトラッキン
グ回路の計算した時間概算値を表すと定義すると、重心
トラッキング回路は次式で定義される二乗加重誤差に最
小にする。
を有する。εを最小にするτの値は、上式のτについて
の導関数をとりゼロに等しくすることによって算出で
き、これは次の式で示される。
グ概算値であり、ここでβは定数値である。
トラッキング回路の具体例を図5aに示す。次式により、
重心トラッキング回路の誤差信号ε(τ)が定まる。
である。
ス信号エネルギーは互いに等しい。図5に示す重心トラ
ッキング回路は、図4を参照して上に述べたとおり入力
信号x(t)をサンプリングして半チップずれたサンプ
ルを形成するA/D変換器501からなる。半チップずれたサ
ンプルを進相サンプル組x(nT+τ)および遅相サンプ
ル組x(nT+(T/2)+τ)に二者択一的にグループ分
けする。第1の相関バンク適応整合フィルタ502は、各
進相サンプルおよび各遅相サンプルに正の拡散符号位相
c(n+1)、c(n+2)、・・・、c(n+L)を
乗算する。ここで、Lは符号長に比べると小さく、最も
位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチ
パス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関
器の出力信号を第1の加算/ダンプバンク504のL個の
加算/ダンプ回路のそれぞれに加える。加算/ダンプバ
ンク504の加算/ダンプ回路の大きさを計算器バンク506
の各計算器で計算し、第1の重みバンク508の対応の重
みづけ増幅器に加える。各重みづけ増幅器の出力信号は
マルチパス成分信号内の重みづけエネルギーを表す。
プル加算器510で加算し、進相マルチパス信号である正
の符号位相対応のマルチパス信号群の信号エネルギーに
比例する出力値を生ずる。同様に、第2の相関バンク適
応整合フィルタ503は、負の拡散符号位相c(n−
1)、c(n−2)、・・・、c(n−L)を用いて進
相サンプルおよび遅相サンプルに作用し、各出力信号を
個別積分器505のそれぞれの加算/ダンプ回路に供給す
る。L個の加算/ダンプ出力信号の大きさを計算器バン
ク507のそれぞれの計算器で計算し、次に重みづけバン
ク509で重み付けする。重み付けした遅相マルチパス信
号エネルギー値はサンプル加算器511で加算され、遅相
マルチパス信号である負の符号位相対応のマルチパス信
号群のエネルギー値を生ずる。最後に、加算器512は進
相信号エネルギー値と遅相信号エネルギー値との差を計
算して誤差サンプル値ε(τ)を生ずる。
相c(nT)を進相および遅相マルチパス信号群の加重平
均エネルギーを等しく保つように調節するのに用いる誤
差信号ε(τ)を生ずる。図示の実施例は、重心からの
距離の増大とともに増大する重み値を用いる。最も位相
の進んだマルチパス信号および最も位相の遅れたマルチ
パス信号の信号エネルギーは重心近くのマルチパス信号
値よりおそらく小さいであろう。したがって、加算器51
0で計算した差は、最も位相の進んだマルチパス信号と
最も位相の遅れたマルチパス信号の遅延の変動に対して
より左右されやすい。
ング回路がサンプリング位相をマルチパスに対して「最
適」で安定するように調節する。f(t)が式(9)に
示したとおりの受信信号波形を表すものとする。この特
定の最適化方法は遅延ロックループにこのループ駆動用
の誤差信号ε(τ)を加えて開始する。関数ε(τ)
は、τ=τ0においてただ一つの0をとらなければなら
ない。ここでτ0は最適値である。ε(τ)に最適な形
成は次式の正準形を備える。
る重みづけ関数であり、次の等式(24)の関係も成り立
つ。
ことがわかる。ロック点の近傍における誤差信号の傾斜
Mを考慮すると、 が得られる。ここで、w'(t,τ)はτについてのw(t,
τ)の導関数であり、g(t)は│f(t)│2の平均
である。
がε(τ)の雑音成分を示すとすると、│z│2は誤差
関数ε(τ)の平均雑音電力である。したがって、最適
トラッキング回路は次の比 を最大にする。
号ε(τ)の誤差の離散値eは次の演算 e=yTBy (24) を行うことによって発生する。ここで、ベクトルyは、
図5bに示すとおり受信信号成分yi、i=0、1、・・
・、L−1を表す。マトリックスBはL×L行列であ
り、各要素は等式(23)の比率Fが最大となるように値
を計算することによって決定される。
数を決定する。Lはトラッキング回路の機能性を損なう
ことなく可能な限り小さい値になるように選ぶ。
がQTc秒にわたって拡散されるか、またはマルチパス成
分がQチップの持続時間を占有するようにした特性であ
る。選択されたLの値はL=Qである。Qは最も位相の
進んだマルチパス成分信号および最も位相の遅れたマル
チパス成分信号の伝搬遅延を算定するように特定のRFチ
ャネルの伝送特性を測定することによって得られる。QT
cは、受信機での最初および最後のマルチパス成分の到
着時間の差である。
トラッキングシステムの実働化のために用いることがで
きる。この実働化において、ベクトルyは加算/ダンプ
回路504の出力信号、y={f(τ−LT)、f(τ−LT
+T/2)、f(τ−(L−1)T)、・・・、f
(τ)、f(τ+T/2)、f(τ+T)、・・・、f
(τ+LT)}であり、マトリックスBは表6に示すとお
りである。
算し、受信マルチパス信号成分のコヒーレント合成のた
めの基準値を生ずるように適応ベクトル相関器(AVC)
を用いる。この実施例は、各マルチパス成分に影響を与
える複素チャネル応答の概算のために相関器列を用いて
いる。受信機はチャネル応答を補償し、受信マルチパス
信号成分をコヒーレントに合成する。この手法は最大比
率合成と呼ばれる。
(t)は、他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセ
ージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロ
ット信号のマルチパス信号を含む。この信号をAVC601、
すなわちこの実施例では逆拡散手段602と、チャネル応
答を評価するチャネル評価手段604と、チャネル応答の
影響に対して信号を補正する補正手段603と、加算器605
とから成るAVC601に加える。AVC逆拡散手段602は多数の
符号相関器、すなわち各々がパイロット符号発生器608
からのパイロット符号c(t)の異なる位相を用いる多
数の符号相関器から成る。この逆拡散手段の出力信号
は、逆拡散手段のローカルパイロット符号が入力符号信
号と同位相でない場合は雑音電力レベルに対応する。入
力パイロット符号とローカルに発生されたパイロット符
号とが同位相である場合は、上記出力信号は受信パイロ
ット信号電力レベルでプラス雑音電力レベルに対応す
る。逆拡散手段の相関器の出力信号は補正手段603によ
ってチャネル応答に対して補正され、すべてのマルチパ
スパイロット信号電力を集める加算器605に加えられ
る。チャネル応答評価手段604はパイロット信号と逆拡
散手段602の出力信号との合成信号を受け、チャネル応
答評価信号w(t)をAVCの補正手段603に供給する。評
価信号w(t)は後述の適応整合フィルタ(AMF)にも
利用可能である。逆拡散手段602の出力信号は捕捉判定
手段606、すなわち逐次確率比試験(SPRT)など特定の
アルゴリズムに基づき逆拡散回路の現在の出力レベルが
ローカルに発生された符号の所望の入力符号位相への同
期化に対応するかどうかを判定する捕捉判定手段606に
も供給される。この検出器が同期化を見出せない場合
は、捕捉判定手段は制御信号a(t)をローカルパイロ
ット符号発生器608に送ってその位相をチップ周期一つ
以上分だけずらす。同期化が見出せた場合は、捕捉判定
手段はトラッキング回路607に通知し、このトラッキン
グ回路は受信符号系列とローカルに発生した符号系列と
の間の緊密な同期関係を達成し、これを維持する。
ットAVCの実働化例を図7に示す。この実施例では、入
力信号x(t)をサンプリング周期Tでサンプリングし
てサンプルx(nT+τ)を形成し、またこの入力信号が
他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネ
ルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号の
マルチパス信号から成るものと仮定している。信号x
(nT+τ)をL個の相関器に加える。ここで、Lはマル
チパス信号内に不確定性が存在する符号位相の数であ
る。各相関器701、702、703は入力信号をパイロット拡
散符号信号c((n+i)T)の特定の位相で乗算する
乗算器704、705、706と加算/ダンプ回路708、709、710
とを有する。各乗算器704、705、706の出力信号はそれ
ぞれの加算/ダンプ回路708、709、710に加えられ、個
別の積分演算を行う。相関器の出力に含まれる信号エネ
ルギーを加算する前に、AVCがチャネル応答および互い
に異なるマルチパス信号の搬送波位相回転を補償する。
各加算/ダンプ回路708、709、710の各出力はそれぞれ
の乗算器714、715、716でデジタル位相同期ループ(DPL
L)721からの逆回転位相器[ep(nT)の複素共役]と乗
算され、搬送波信号の位相ずれおよび周波数ずれを表
す。パイロットレーキAMFは、各乗算器714、715、716の
出力を低域フィルタ(LPF)711、712、713に通すことに
よって、各マルチパス信号に対する重みづけ係数wk、k
=1、・・・、Lを計算する。逆拡散マルチパス信号
は、それぞれの乗算器717、718、719で対応の重みづけ
係数と乗算される。乗算器717、718、719の出力信号は
主加算器720で加算され、加算器720の出力信号p(nT)
は雑音中の逆拡散マルチパスパイロット信号の合成成分
から成る。出力信号p(nT)は搬送波位相のトラッキン
グのための誤差信号ep(nT)の発生のためにDPLL721に
も入力される。
成に使えるAVCの代替的実施例を示す。図8aおよび図8b
のメッセージ信号AVCは、メッセージデータマルチパス
信号の補正のためにパイロットAVCの発生する重みづけ
係数を用いる。拡散符号信号c(nT)は、特定のメッセ
ージチャネルの用いる拡散符号拡散シーケンスであり、
パイロット拡散符号信号と同期している。値LはAVC回
路内の相関器の数である。
る。
く、判定の統計は次式で与えられる。
されてx(nT+τ)を形成し、他のメッセージチャネル
の干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱
雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号から成
る。信号x(nT+τ)はL個の相関器に加えられる。こ
こで、Lはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号
位相の数である。相関器801、802、803は入力信号をメ
ッセージチャネル拡散符号信号の特定の位相とそれぞれ
乗算する乗算器804、805、806と、それぞれの加算/ダ
ンプ回路808、809、810とをそれぞれ有する。乗算器80
4、805、806の出力信号は加算/ダンプ回路808、809、8
10にそれぞれ加えられ、ここでそれぞれ個別に積分され
る。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギーを加算
する前に、AVCは互いに異なるマルチパス信号について
補償する。各逆拡散マルチパス信号とパイロットAVCの
対応のマルチパス重みづけ係数から得られるその対応の
重みづけ係数をそれぞれの乗算器817、818、819でそれ
ぞれ乗算する。乗算器817、818、819の出力信号を主加
算器820で加算し、したがって累算器820の出力信号z
(nT)は雑音中の逆拡散ずみメッセージ信号のサンプリ
ングされたレベルから成る。
の加算/ダンプを同時並行に行うメッセージチャネルの
ためのAVC逆拡散回路の新規な実働化を含む。この回路
の利点は、加算/ダンプ回路一つだけと加算器一つだけ
とで構成できることである。図8bを参照すると、メッセ
ージ符号シーケンス発生器830がメッセージ符号シーケ
ンスを長さLのシフトレジスタ831に供給する。シフト
レジスタ831の各レジスタ832、833、834、835の出力信
号は1チップだけ位相シフトしたメッセージ符号シーケ
ンスに対応する。各レジスタ832、833、834、835の出力
値は乗算器836、837、838、839でパイロットAVCからの
対応の重みづけ係数wk、k=1、・・・、Lと乗算され
る。L個の乗算器836、837、838、839の出力信号は加算
回路840で加算する。次に、加算回路出力信号および受
信機入力信号x(nT+τ)を乗算器841で乗算し、加算
/ダンプ回路842で積分してメッセージ信号z(nT)を
生ずる。
示の実施例は、最小二乗平均(LMS)統計法を用いてベ
クトル相関器を実働化し、受信マルチパス信号から各マ
ルチパス成分のための逆回転係数を算定する。図8cのAV
Cは、図7に示すパイロット拡散符号の逆拡散に使われ
るパイロットAVCの実働化と同様である。デジタル位相
同期ループ721を、電圧制御発振器851とループフィルタ
852とリミタ853と虚数成分分離器854とを有する位相同
期ループ850に置換する。補正ずみの逆拡散出力信号dos
と理想的な逆拡散出力信号との間の差が加算器855によ
って生じ、その差信号が逆拡散ずみの誤差値ideであ
り、この値が逆回転係数の誤差の補償のために逆回転回
路でさらに使われる。
信号エネルギーはマルチパス信号成分全体にわたって拡
散される。マルチパス信号加算の利点は、信号エネルギ
ーの実質的な部分がAVCからの出力信号で再生されるこ
とである。したがって検出回路はより大きい信号対雑音
比のAVCからの入力信号を受け、そのためにシンボルの
検出をより低いビット誤り率(BER)で行うことができ
る。さらに、AVCの出力の測定は、送信機の送信電力を
良好に表示し、またシステムの干渉雑音の良好な測定を
提供する。
ージ信号中のマルチパス信号成分を最適に合成するよう
に適応整合フィルタ(AMF)を備える。AMFは、サンプリ
ングされたメッセージ信号のシフト値を保持し、それら
シフト値をチャネル応答に対する補正ののち合成するタ
ップ付き遅延線である。チャネル応答に対する補正は、
パイロットシーケンス信号で動作するAVCで計算された
チャネル応答推定値を用いて行う。AMFの出力信号は最
大値を与えるように加算されるマルチパス成分の合成値
である。この合成がマルチパス信号受信の歪みに対して
補正を行う。種々のメッセージ逆拡散回路がAMFからの
この合成マルチパス成分信号で動作する。
のサンプリング出力信号をL段遅延線872に加える。こ
の遅延線872の各段は異なるマルチパス信号成分に対応
する信号を保持する。チャネル応答に対する補正を、乗
算器バンク874のそれぞれの乗算器で成分と遅延ずみの
信号成分対応のAVCからの重みづけ係数w1、w2、・・
・、wLとを乗算することによって各遅延ずみ信号成分に
加える。すべての重みづけ信号成分を加算器876で加算
して合成マルチパス成分信号y(t)を生ずる。
および周波数ずれによる補正を含まない。搬送波信号の
位相および周波数ずれに対する補正は、乗算器878にお
いて搬送波位相および周波数補正値(逆回転位相器)を
y(t)に乗算することによってy(t)に対して行
う。上述のとおり、位相および周波数補正値はAVCで生
成する。図8dは補正値を逆拡散回路880の前に加えるよ
うに示しているが、本発明の代替的実施例では、補正値
は逆拡散回路のあとで加えることができる。
ット(RDU)などの遠隔処理制御回路網要素との間の電
話局インタフェースとして作用する。本実施例のRDUへ
のインタフェースはG.704標準およびDECT V5.1の改良版
によるインタフェースに準拠するが、本発明は呼制御チ
ャネルおよびトラフィックチャネルを交換できる任意の
インタフェースをサポートできる。RCSは呼制御データ
および32kb/s ADPCM、64kb/s PCM、およびISDNなどのト
ラフィックチャネルデータ、およびシステム構成および
保守データなどの情報チャネルをRDUから受ける。ま
た、RCSはSUとのCDMA無線インタフェースベアラチャネ
ルの終端を形成する。これらベアラチャネルは制御デー
タおよびトラフィックチャネルデータの両方を含む。RD
UまたはSUからの呼制御データに応答して、RCSはトラフ
ィックチャネルをRF通信リンク上のベアラチャネルに割
り当て、SUと電話網との間の通信接続をRDU経由で形成
する。
呼制御情報データおよびメッセージ情報データをインタ
フェース線路901、902および903経由で受ける。図にはE
1フォーマットを示すが、それ以外の同様の通信フォー
マットも後述のとおり同様にサポートできる。各MUXはP
CMハイウェイ910経由の無線アクセスコントローラ(WA
C)920への接続を提供する。図1に示した実施例のシス
テムはE1インタフェースを用いているが、T1回線や私設
交換機(PBX)とのインタフェースを形成するそれ以外
の回線など多数の呼を伝送する上記以外の種類の電話回
線も利用することを想定している。
およびMUX905、906、907とモデムインタフェースユニッ
ト(MIU)931、932、933との間のデータストリームの相
互接続を管理するRCSシステムコントローラである。ま
た、WAC920はVDC940、RF950および電力増幅器960など上
記以外のRCS構成要素を制御し監視する。
の制御信号およびステータス信号の転送のためにWAC920
に低速バス912が接続してある。WAC920は制御信号を供
給し、それによってRF送/受信機950または電力増幅器9
60をイネーブルしまたはディスエーブルし、ステータス
信号がRF送/受信機950または電力増幅器960から返送さ
れて故障状態の有無を監視する。
も一つ含む。この実施例のMIUは六つのCDMAモデムを備
えるが、本発明はモデムの数を6に限定するわけではな
い。このMIUは、PCMインタフェース1220経由でCDMAモデ
ム1210、1211、1212および1215の各々に接続したシステ
ムPCMハイウェイ1201と、MIUコントローラ1230並びにCD
MAモデム1210、1211、1212および1213の各々に接続した
制御チャネルバス1221と、MIUクロック信号発生器(CL
K)1231と、モデム出力合成器1232とを含む。MIUはRCS
に次の機能、すなわち:MIUコントローラがWACからCDMA
チャネル割当て命令を受けてモデムをMUXの回線インタ
フェースへのユーザ情報信号に割り当てるとともにSUか
らのCDMAチャネル受信用のモデムを割り当てる;MIUCDMA
モデムの各々についてCDMA送信モデムデータを合成す
る;VDCへの送信のためにCDMAモデムからのIおよびQ送
信メッセージデータを多重化する;VDCからのアナログI
およびQ受信メッセージを受信する;これらIおよびQ
データをCDMAモデムに分配する;デジタルAGCデータを
送受信する;AGCデータをCDMAモデムに分配する;および
MIUボード状態および保守情報をWAC920に送る、などの
機能をもたらす。
ICC」プロセッサなどの通信マイクロプロセッサ1240を
1個備え、フラッシュPROM1243およびSRAM1244を備える
メモリ1242を含む。フラッシュPROM1243は、マイクロプ
ロセッサ1240のためのプログラム符号の格納のために備
えてあり、メモリ1243はプログラムの新たなヴァージョ
ンのサポートのためにダウンロードおよび再プログラミ
ングが可能である。SRAM1244はMIUコントローラ1230に
よるデータ読出し/書込み時にMC68360マイクロプロセ
ッサ1240が必要とする一時的なデータスペースを備える
ように設けてある。
信号を供給するとともにCDMAモデムにもタイミング信号
を供給する。MIUCLK回路1231はシステムクロック信号w0
(t)を受けてその信号に同期する。また、コントロー
ラクロック信号発生器1231はMUXからCDMAモデム1210、1
211、1212および1215に分配される拡散符号クロック信
号pn(t)も受けてその信号に同期する。
10を含む。システムモデム1210は一斉通報拡散器(図示
せず)およびパイロット発生器(図示せず)を備える。
一斉通報モデムは、この実施例のシステムが用いる一斉
通報情報を供給し、この一斉通報メッセージデータをMI
Uコントローラ1230からシステムモデム1210に転送す
る。システムモデムは信号CU1乃至CT4および信号AX1乃
至AX4の送信に用いる四つの追加のモデム(図示せず)
も備える。システムモデム1210はVDCに供給される重み
づけなしのIおよびQ一斉通報メッセージデータ信号を
供給する。VDCは一斉通報メッセージデータ信号をCDMA
モデム1210、1211、1212および1215すべてのMIU CDMAモ
デム送信データおよびグローバルパイロット信号に加え
る。
バルパイロット信号を供給し、このグローバルパイロッ
ト信号はMIUコントローラ1230によってCDMAモデム121
0、1211、1212および1215に供給される。しかし、本発
明の他の実施例ではMIUコントローラでグローバルパイ
ロット信号を発生する必要はなく、任意の形式のCDMA符
号系列発生器の発生したグローバルパイロット信号を用
いる。この実施例においては、重みづけなしのIおよび
Qグローバルパイロット信号をもVDCに送り、そのVDCで
重み付けしてMIU CDMAモデム送信データおよび一斉通
報メッセージデータ信号に加える。
から抽出する。RCSには四つのMUXがあり、そのうちの三
つ(905、906および907)が図9に示してある。各シャ
ーシには二つのMUXが設けてある。各シャーシに設けた
二つのMUXの一方をマスターに指定し、マスターの一つ
をシステムマスターに指定する。システムマスターを構
成するMUXは位相同期ループ(図示せず)を用いてE1イ
ンタフェースから2.048MHzのPCMクロック信号を抽出す
る。システムマスターMUXはこの2.048MHzのPCMクロック
信号を16で分周して128KHz基準クロック信号を生ずる。
この128KHz基準クロック信号をシステムマスターである
MUXからすべての他のMUXに分配する。各MUXは128KHz基
準クロック信号を周波数乗算し、PNクロック信号の2倍
の周波数のシステムクロック信号を合成する。また、MU
Xは128KHzのクロック信号を16分の1に分周してMIU向け
の8KHzフレーム同期信号を生ずる。この実施例のための
システムクロック信号は帯域幅7MHzのCDMAチャネルにつ
いては11.648MHzの周波数を有する。また、各MUXはシス
テムクロック信号を2分の1に分周しPNクロック信号を
生じ、そのPNクロック信号を29 877 120(PN系列長)で
さらに分周し、エポック境界指示用のPN同期信号を生ず
る。システムマスターMUXからのPN同期信号もすべてのM
UXに分配し、それによって各MUXについて内部発生クロ
ック信号の位相整合を維持する。PN同期信号とフレーム
同期信号とは同期状態になる。次に、各シャーシでマス
ターMUXに指定された二つのMUXはシステムクロック信号
およびPNクロック信号の両方をMIUおよびVDCに分配す
る。
ウェイ911をCDMAモデム1210、1211、1212、1215の各々
に接続する。WACコントローラは、各対応ユーザ情報信
号についてのトラフィックメッセージ制御信号を含むモ
デムを制御情報をHSB970経由でMIUコントローラ1230に
送信する。CDMAモデム1210、1211、1212、1215の各々は
MIUコントローラ1111からシグナリング情報などのトラ
フィックメッセージ制御信号を受ける。トラフィックメ
ッセージ制御信号は呼制御(CC)情報と拡散符号および
逆拡散符号系列情報とを含む。
らの同相(I)および直交位相(Q)モデム送信データ
を含む重みづけずみのCDMAモデム送信データを加算する
送信データ合成器1232を含む。この同相(I)モデム送
信データを直交位相(Q)モデム送信データとは別に加
算する。送信データ合成器1232からの結合ずみのIおよ
びQモデム送信データ出力信号をIおよびQマルチプレ
クサ1233に加え、デジタルデータストリームの形の多重
化されるIおよびQモデム送信データから成る単一のCD
MA送信メッセージチャネルを生ずる。
オ分配回路(VDC)940からアナログ差動IおよびQデー
タを受け、それらアナログ差動IおよびQデータをMIU
のCDMAモデム1210、1211、1212、1215の各々に分配す
る。自動利得制御分配回路(AGC)1235はVDCからAGCデ
ータ信号を受け、そのAGCデータをMIUのCDMAモデムの各
々に分配する。TRL回路1233はトラフィック信号灯情報
受け、そのトラフィック信号灯データをモデム1210、12
11、1212、1215の各々に同様に分配する。
機との間の同期をとる。また、CDMAは特定の電力レベル
でのスペクトラム拡散および送信に備えて64ksym/秒、3
2ksym/秒、16ksym/秒および8ksym/秒にそれぞれプログ
ラム可能な四つの全二重チャネル(TR0、TR1、TR2およ
びTR3)を提供する。CDMAモデムは自動電力制御を可能
にするように受信信号強度を測定し、パイロット信号の
発生および送信を行い、前向き誤り補正(FEC)用の信
号により符号化および復号化を行う。SUの中のモデムは
FIRフィルタを用いて送信機拡散符号パルスの整形を行
う。CDMAモデムは加入者ユニット(SU)で使われ、以下
の説明においてSUのみで使う特徴についてはその旨を明
確に指摘する。CDMAモデムの動作周波数を表7に示す。
図11に示すとおり、送信部1301および受信部1302から構
成される。CDMAモデムは外部システムから制御メッセー
ジCNTRLを受信する制御部1303も備える。これらの制御
メッセージは、例えば特定の拡散符号の割当てや、拡散
または逆拡散の起動や、送信速度の割当てなどに用いら
れる。また、CDMAモデムはそのCDMAモデムの用いる種々
の拡散符号および逆拡散符号の発生に用いる符号発生器
1304を有する。送信部1301は入力情報および制御信号mi
(t)、i=1、2、・・・、Iをスペクトラム拡散処
理ずみのユーザ情報信号scj(t)、j=1、2、・・
・、Jとして送信するためのものである。送信部1301は
制御手段1303によって制御される符号発生器1304からグ
ローバルパイロット符号を受ける。スペクトラム拡散処
理ずみのユーザ情報信号は同様に処理された他の信号に
加えられ、CDMA RF順方向メッセージリンク経由でCDMA
チャネルとして例えばSUに送信される。受信部1302は、
r(t)としてのCDMAチャネルを受信し、例えばSUから
RCSにCDMA RF逆方向メッセージリンク経由で送信されて
きた利用者情報および制御信号rck(t)、k=1、
2、・・・、Kを逆拡散し、再生する。
ロジック1401および拡散符号PN発生器1402を含み、送信
部1301はモデム入力信号受信装置(MISR)1410と畳込み
符号化装置1411、1412、1413および1414と、拡散装置14
20、1421、1422、1423および1424と、合成器1430とを含
む。送信部1301は、メッセージデータチャネルMESSAGE
を受信し、各メッセージデータチャネルをそれぞれの畳
込み符号化装置1411、1412、1413、1414において畳込み
符号化し、それぞれの拡散装置1420、1421、1422、142
3、1424においてランダム拡散符号系列でそれらのデー
タを変調し、この実施例では符号発生器からの受信パイ
ロット符号を含むすべてのチャネルからの被変調データ
を合成器1430で合成し、RF送信のためのIおよびQ成分
を生ずる。この実施例の送信部1301は、64kb/s、32kb/
s、16kb/s、および8kb/sの四つのプログラム可能なチャ
ネル(TR0、TR1、TR2およびTR3)をサポートする。メッ
セージチャネルデータはPCMインタフェース1220経由でP
CMハイウェイ1201から受信された時間多重化信号であ
り、MISR1410に入力される。
実施例では、カウンタを8KHzのフレーム同期信号MPCMSY
NCでセットし、タイミング回路1401からの2.048MHzのMP
CMCLKで増分計数する。カウンタ出力をTR0、TR1、TR2、
TR3のメッセージデータへのスロット時間位置対応のTRC
FG値と比較器1502で比較し、TRCFG値はMCTRLの中のMIU
コントローラ1230から受ける。比較器はシステムクロッ
クから得られるTXPCNCLKタイミング信号を用いて、メッ
セージチャネルデータをバッファ1510、1511、1512、15
13に同期入力するレジスタ1505、1506、1507、1508にカ
ウント出力を送る。メッセージデータは、タイミング制
御ロジック1401からのイネーブル信号TR0EN、TR1EN、TR
2EN、TR3ENが活性状態のときPCMハイウェイ信号MESSAGE
からの信号MSGDATから供給される。他の実施例では、ME
SSAGEは暗号化速度またはデータ速度に応じてレジスタ
をイネーブルする信号を含めることもできる。カウンタ
出力がチャネル位置アドレスの一つと等しい場合は、レ
ジスタ1510、1511、1512、1513の中の特定の送信メッセ
ージデータを図12に示した畳込み符号化装置1411、141
2、1413、1414に入力する。
訂正(FEC)手法の利用を可能にする。FEC手法は、符号
化ずみの形式でデータを発生する際の冗長度の導入に依
存する。符号化ずみのデータは送信され、データの冗長
度は受信復号化装置による誤り検出および誤り訂正を可
能にする。本発明の一つの実施例は畳込み符号化を用い
る。追加データビットを符号化処理の段階でデータに加
え、符号化オーバーヘッドとする。符号化速度は送信ず
みの全ビット(符号データ+冗長データ)に対する送信
ずみのデータビットの割合で表され、符号速度「R」と
呼ばれる。
な未符号化ビットの各々を畳み込むことによって各符号
ビットを生じさせた符号である。符号化処理で使われる
ビットの総数を符号の拘束長「K」と呼ぶ。畳込み符号
化では、データをKビット長のシフトレジスタにクロッ
クで1ビットごとに格納し、入来ビットとその時点での
格納ずみのK−1ビットとを畳込み符号化して新たなシ
ンボルを生ずる。畳込み処理は、利用可能なビットの特
定のパターン、すなわち少なくとも一つのシンボルにお
ける最初のビットおよび最後のビットを常に含むビット
の特定のパターンのモジュロ−2和から成るシンボルを
生ずる処理である。
たK=7、R=1/2畳込み符号化装置のブロック図を示
す。この回路は本発明の一つの実施例で用いたTR0チャ
ネルを符号化する。レジスタ段Q1乃至Q7から成る7ビッ
トレジスタ1601はTR0EN信号のアサート時に信号TXPNCLK
を用いてTR0データをクロックごとに1ビットずつ格納
する。レジスタ段Q1、Q2、Q3、Q4、Q6およびQ7の出力値
を排他的論理和回路1602および1603でそれぞれ合成し、
それによってTR0チャネルFECTR0DIおよびFECTR0DQにつ
いてのそれぞれのIチャネルFECデータおよびQチャネ
ルFECデータを生ずる。
DQを生ずる。シンボルストリームFECTR0DIはビット6、
5、4、3および0(8進法171)に対応するシフトレ
ジスタの出力の排他的論理和回路1602によって生成さ
れ、送信メッセージチャネルデータの同相成分「I」と
なる。同様に、シンボルストリームFECTR0DQはビット
6、4、3、1および0(8進法133)からのシフトレ
ジスタ出力の排他的論理和回路1603によって生成され、
送信メッセージチャネルデータの直交位相成分「Q」と
なる。受信側での誤差補正を可能にするのに必要な冗長
度を生ずる、単一の符号化ずみビットを表すように二つ
のシンボルを送信する。
ためのシフトイネーブルクロック信号を制御タイミング
ロジック1401で発生する構成が示してある。各チャネル
についての畳込み符号化ずみの送信メッセージチャネル
出力データは、送信メッセージチャネルデータを符号発
生器1402からの予め割当てずみの拡散符号系列と乗算す
るそれぞれの拡散器1420、1421、1422、1423および1424
に加える。この拡散符号系列は上述のとおり制御回路13
03で生成され、ランダム擬似雑音シグネチャ系列(PN−
符号)と呼ばれる。
号は、スペクトラム拡散ずみの送信データチャネルであ
る。拡散器の動作は次のとおりである:すなわち、ラン
ダム系列(PNI+jPNQ)を乗算したチャネル出力(I+j
Q)のスペクトラム拡散により(IxorPNI)および(−Qx
orPNQ)から成る出力の同相成分Iが得られる。なお、
この出力の直交位相成分Qは、(QxorPNI)および(Ixo
rPNQ)である。パイロットチャネルロジック(I=1、
Qの値は禁止されている)へのチャネルデータ入力は存
在しないので、パイロットチャネルについての拡散ずみ
出力信号はI成分についての系列PNIおよびQ成分につ
いての系列PNQを生ずる。
信し、それらチャネルを合成してIモデム送信データ信
号(TXIDAT)およびQモデム送信データ信号(TXQDAT)
にする。I拡散送信データおよびQ拡散送信データは別
々に加算する。
およびQチャネルを受信して、送信されてきた信号のパ
ルス整形、隣接スペクトラム制御およびx/sin(x)補
正を行うためのFIRフィルタを含む。互いに別個ではあ
るが互いに同一のFIRフィルタがIおよびQ拡散ずみ送
信データストリームをチップ速度で受け、各フィルタの
出力信号はチップ速度の2倍になる。これらFIRフィル
タの一つの例は2倍のアップサンプリング(補間)を行
う28タップの偶数対称フィルタである。アップサンプリ
ングはフィルタ処理の前に行うので、28個のタップはチ
ップ速度の2倍での28個のタップを意味し、アップサン
プリングは一つおきのサンプルを0に設定することによ
り達成する。係数の例を表8に示す。
は、VDC940からMIU931、932、933経由でCDMAモデム121
0、1211、1212、1215に送信されてきたアナログ入力I
およびQCDMAチャネルを受ける。これらのIおよびQCDMA
チャネル信号をCDMAモデム受信部1302(図11に示す)で
サンプリングし、図15に示すA−D変換器1730によりI
およびQデジタル受信メッセージ信号に変換する。本発
明の実施例のA−D変換器のサンプリング速度は、逆拡
散符号速度と等価である。次に、IおよびQデジタル受
信メッセージ信号を四つのチャネル(TR0、TR1、TR2お
よびTR3)の逆拡散符号系列、APC情報およびパイロット
符号に対応する六つの互いに異なる複素拡散符号系列を
用いて相関器で逆拡散する。
けられる。すなわち、まず初期捕捉段階があり、次に信
号タイミング捕捉のあとのトラッキング段階がある。初
期捕捉は受信機でローカルに発生したパイロット符号系
列の位相を受信信号に対してシフトさせ、パイロット逆
拡散器の出力をしきい値と比較することによって行う。
この手法は逐次サーチと呼ばれる。二つのしきい値(整
合および却下)を補助逆拡散装置から計算する。信号を
捕捉すると、サーチ処理を中止してトラッキング処理を
開始する。トラッキング処理は受信機の用いる符号発生
器1304(図11および15に示す)を入来信号と同期した状
態に維持する。この実施例で用いるトラッキングループ
は遅延同期ループ(DLL)であり、図15の捕捉およびト
ラックブロック1701およびIPMブロック1702で実働化す
る。
対する受信信号の位相シフトおよび周波数シフトを計算
する図15のSWPLLロジック1724中のソフトウェアアルゴ
リズムとして位相同期ループ(PLL)を実働化する。位
相シフトの計算値をマルチパスデータ信号位相回転合成
ブロック1718、1719、17201721で位相シフトを逆転させ
るのに用い、受信チャネルTR0'、TR1'、TR2'およびTR3'
対応の出力信号の生成のための合成に備える。次に、デ
ータをViterbi復号器1713、1714、1715、1716でViterbi
復号し、受信メッセージチャネルの各々における畳込み
符号化を除去する。
03、1704、1705、1706、1707、1708、1709の用いる符号
系列PNi(t)(i=、1、2、・・・、I)を供給す
ることを示す。生成される上記符号系列はシステムクロ
ック信号のSYNK信号に応答して同期を確保してあり、図
11のモデムコントローラ1301からのCCNTRL信号で定ま
る。図15を参照すると、CDMAモデム受信部1302は適応整
合フィルタ(AMF)1710と、チャネル逆拡散装置1703、1
704、1705、1706、1707、1708、1709と、パイロットAVC
1711と、補助AVC1712と、Viterbi復号器1713、1714、17
15、1716と、モデム出力インタフェース(MOI)1717
と、位相回転および合成ロジック1718、1719、1720、17
21と、AMF重み発生器1722と、量分位数推算ロジック172
3とを含む。
ルのBERおよびViterbi復号器1713、1714、1715、1716と
MOI1717との間の空き符号挿入ロジックのBERを測定する
ビットエラー積分器を併せて含み、メッセージデータ喪
失時の空き符号の挿入に備える。
するマルチパス干渉を解消する。実施例のAMF1710は図1
6に示すとおり11段の複素FIRフィルタを用いる。受信し
たIおよびQデジタルメッセージ信号を図15のA−D変
換器1730からレジスタ1820に受け、乗算器1801、1802、
1803、1810、1811において図15のAMF重み発生器1722か
らのIおよびQチャネル重み係数W1乃至W11と乗算す
る。図示の実施例では、A−D変換器1730は、2の補数
値としてIおよびQデジタル信号メッセージ信号デー
タ、すなわち、受信拡散符号クロック信号RXPNCLKに応
答する11段シフトレジスタ1820を通じてクロック歩進す
るIデータ6ビットおよびQデータ6ビットが供給され
る。受信RXPNCLKは符号発生ロジック1304のタイミング
部1401によって生成する。上記シフトレジスタの各段に
はタップ接続を設け、各段の出力を乗算器1801、1802、
1803、1810、1811で個々の(6ビットIおよび6ビット
Q)重み係数と複素乗算し、それによって11個のタップ
でそれぞれ重みづけられた積を発生し、それら積を加算
器1830で加算して7ビットのI値および7ビットのQ値
に限定した出力を生ずる。
ャネルを逆拡散するための独立したチャネル逆拡散装置
1703、1704、1705、1706、1707、1708、1709(図15に示
す)を備える。この実施例は七つのメッセージチャネル
を逆拡散し、各逆拡散装置は1ビットI逆拡散符号信号
および1ビットQ逆拡散符号信号を受けてこれら符号と
8ビットIデータ入力×8ビットQデータ入力との間の
複素相関をとる。これら七つの逆拡散装置が七つのチャ
ネル、すなわちトラフィックチャネル0(TR0')、TR
1'、TR2'、TR3'、補助チャネルAUX、自動電力制御APCチ
ャネルおよびパイロットチャネルPLTにそれぞれ対応す
る。
LKに応答してIおよびQパイロット拡散符号系列値PCI
およびPCQをシフトレジスタ1920に受けるものである
が、このパイロットAVC1711は、各々がIおよびQデジ
タル信号メッセージ信号データと同じパイロット符号系
列の1チップ遅延出力との間の相関をとる11個の個別の
逆拡散装置1901乃至1911を含む。信号OE1、OE2、・・
・、OE11をモデム制御1303が用いて逆拡散動作をイネー
ブルする。逆拡散装置の出力信号を合成器1920で合成
し、ACQ&トラックロジック1701(図15に示す)で受
け、最終的にモデムコントローラ1303(図11に示す)で
受けるパイロットAVC1711の相関信号DSPRDATを形成す
る。捕捉&トラックロジック1701はこの相関信号値を用
いて市内局に近い方の受信機が遠い方の送信機と同期し
ているかどうかを判定する。
号データをも受信し、この実施例では図18に示すとおり
四つの個別の逆拡散装置2001、2002、2003、2004を含
む。各逆拡散装置はIおよびQデジタル受信メッセージ
データを受け、これらのメッセージデータと、シフトレ
ジスタ2020に入力され格納されている符号発生器1304供
給の同じ逆拡散符号系列PARIおよびPARQの遅延出力との
間の相関をとる。逆拡散装置2001、2002、2003、2004の
出力信号は雑音相関信号ARDSPRDATを生ずる合成器2030
で合成する。補助AVC拡散符号系列はシステムの送信拡
散符号系列のいずれにも対応しない。信号OE1、OE2、・
・・、OE4は逆拡散動作をイネーブルするようにモデム
制御回路1303が用いる。補助AVC1712は量分位数推算値
を量分位数推算器1733で計算するもととなる雑音相関信
号ARDSPRDATを生ずるとともに、捕捉&トラックロジッ
ク1701(図15に示す)およびモデムコントローラ1303
(図11に示す)への雑音レベル測定値を提供する。
応する逆拡散チャネル出力信号の各々は畳込み符号化さ
れたデータに前向き誤り訂正を加える図15の対応Viterb
i復号器1713、1714、1715、1716に入力する。この実施
例のViterbi復号器は、制約長K=7および比R=1/2を
有する。復号化した逆拡散メッセージチャネル信号はMO
I1717経由でCDMAモデムからPCMハイウェイ1201に転送さ
れる。MOIの動作は、逆方向動作であることを除き、送
信部1301(図11に示す)のMISRの動作と実質的に同じで
ある。
捉、トラッキングおよび逆拡散の互いに異なる段階の間
にいくつかの互いに異なるアルゴリズムを実働化する。
た)場合は、空き符号挿入アルゴリズムがそれら途切れ
たり劣化したりした受信メッセージデーの代わりに空き
符号を挿入し、大きい雑音バーストが音声呼進行中にユ
ーザに聞こえることがないようにする。空き符号は、Vi
terbi復号器1713、1714、1715、1716からの復号化ずみ
メッセージチャネル出力信号の代わりにMOI1717(図15
に示す)に送る。各トラフィックチャネルに用いられる
空き符号は適切なパターンIDLE、すなわちこの実施例で
は64kb/sストリームについて8ビットワードで、32kb/s
ストリームについて4ビットワードで構成するパターン
IDLEをMOIに書き込むことによりモデムコントローラ130
3がプログラムする。
モデムアルゴリズム 捕捉およびトラッキングアルゴリズムは、受信信号の
おおよその符号位相の算定、ローカルモデム受信機拡散
装置の入来パイロット信号への同期、および受信パイロ
ット符号系列位相のトラッキングのために受信機で用い
る。図11および15を参照すると、このアルゴリズムは符
号発生器1304にクロック調整信号を供給するモデムコン
トローラ1303が実行する。これらの調整信号により、逆
拡散装置用符号発生器がパイロットレーキ1711の測定出
力値および量分位数推算装置1723Bからの量分位数の値
に応答してローカル生成符号系列を調整するようにす
る。量分位数の値はAUXベクトル相関器1712(図15に示
す)の出力値からの同相チャネルおよび直交位相チャネ
ルで測定した雑音統計値である。受信機を受信信号に同
期させることは初期捕捉段階とトラッキング段階との二
つの段階に分けられる。初期捕捉段階は、ローカル生成
パイロット拡散符号系列を受信信号の拡散符号速度より
も高速度または低速度でクロックし、ローカル生成パイ
ロット拡散符号系列をスライドさせ、パイロットベクト
ル相関器1711の出力について逐次確率比率試験(SPRT)
を行うことによって達成する。トラッキング段階はロー
カル生成拡散符号パイロット系列を入来パイロット信号
と同期した状態に維持する。
源オンになったとき、したがって正しいパイロット拡散
符号位相が未知であるとき、またはSUが入来パイロット
信号との同期の再捕捉を試みたものの所要時間が長すぎ
たとき、SUCDMAモデムが用いる。このコールド捕捉アル
ゴリズムは二つの下位段階に分けられる。第1の下位段
階は、FBCHが用いる長さ233415の符号にわたる検索から
成る。このサブ符号位相が捕捉されると、このパイロッ
トの233415×128長の符号が128の可能な位相の曖昧さの
中にあることが把握される。第2の下位段階はこれら残
りの128の可能な位相の検索である。FBCHとの同期が外
れないようにするために、この検索の第2段階ではFBCH
符号のトラッキングとパイロット符号の捕捉の試みとを
相互に切り替えるのが望ましい。
捉はSUのSAXPTパイロット信号の捕捉のためにRCSCDMAモ
デムが用いる。このアルゴリズムはSAXPTが長さNの短
符号系列(ただし、N=チップ/シンボル)、すなわち
システムの帯域幅に応じてその長さが45から195の範囲
にわたる短符号系列であるために高速検索アルゴリズム
である。このサーチは捕捉完了まですべての可能な位相
を通じて巡回する。
捉はSAXPTの捕捉の直後に開始する。SUの符号位相は複
数のシンボル持続時間内で既知であり、この発明の実施
例ではRCSからの往復遅延内にサーチすべき位相は7乃
至66あり得る。この範囲はSUパイロット信号がRCSグロ
ーバルパイロット信号に同期している結果である。
たときに開始される。Z検索アルゴリズムはシステムの
ロック外れ直前の状態から符号位相があまり大きくドリ
フトしていないことを前提として処理を高速化するのに
用いる。RCSは最大往復伝搬遅延で画されるZ検索窓の
最大幅を用いる。
ルゴリズムの直後からトラッキングアルゴリズムの直前
までに設ける。プレトラックはモデムの供給する受信デ
ータが有効とは考えられない固定の期間である。このプ
レトラック期間により、ISWPLL1724、捕捉およびトラッ
キング1701、AMF重み発生器1722の用いるものなど上記
以外のモデムアルゴリズムが現用のチャネルを準備しそ
れに適応することを可能にする。プレトラック期間は二
つの部分から成る。第1の部分は符号トラッキングルー
プの引込み時の遅延である。第2の部分は決定ずみの重
みづけ係数を生ずるようにAMF重み発生器1722が行うAMF
タップ重み計算に伴う遅延である。また、プレトラック
期間の第2の部分において、搬送波トラッキングループ
がSWPLL1724によって引込み可能になり、スカラー量分
位数推算が量分位数推算器1723Aで行われる。
る。この処理は実際には反復的サイクルであり、モデム
の供給する受信データが有効と見られる唯一の処理段階
である。下記の動作、すなわちAMFタップ重み更新、搬
送波トラッキング、符号トラッキング、ベクトル量分位
数更新、スカラー量分位数更新、符号同期チェック、逆
転およびシンボル加算、および電力制御(順方向および
逆方向)はこの段階で行われる。
トラックアルゴリズムを終了させ、自動的に再捕捉アル
ゴリズムに入る。SUにおいては、LOLが送信機を遮断状
態にする。RCSでは、LOLはロック外れの直前のレベルに
送信電力を固定した状態で順方向電力制御をディスエー
ブルする。また、LOLは送信中の応答電力制御情報が010
101・・・パターンになるようにし、それによってSUが
送信電力を一定に保つようにする。この動作は捕捉およ
びトラッキング回路1701へのリセット信号を発生する信
号ロックチェック機能を用いて行うことができる。
23Bで維持し、もう一方はスカラー量分位数推算器1723A
で維持する。これら推算器はともにモデムコントローラ
1303が用いる。上記第1の組の統計値はAUXAVC受信機17
12の生成する四つの複素数のベクトルから計算される
「ベクトル」量分位数情報と呼ばれる。上記第2の組の
統計値は、補助逆拡散装置1707から出力される単一の複
素数AUX信号から計算されるスカラー量分位数情報であ
る。これらふた組の情報は予め定めた誤警報確率
(Pfa)の維持に用いる雑音統計の互いに異なる組を表
す。ベクトル量分位数データは雑音中に受信信号がある
ことを判定するためにモデムコントローラ1303が実働化
する捕捉および再捕捉アルゴリズムが用い、スカラー量
分位数情報は符号ロックチェックアルゴリズムが用い
る。
ラムダ0乃至ラムダ2の算出値、すなわち逆拡散受信信
号の確率分布関数(p.d.f)の推算およびモデムのPN符
号へのロックの有無判定に用いる境界値から成る。次に
述べるCサブルーチンに用いるAux_Power値は、スカラ
ー量分位数のためのスカラー相関器アレーのAUX信号出
力を二乗した大きさであり、ベクトルについては二乗し
た大きさの和である。いずれの場合も、量分位数を次の
Cサブルーチンを用いて計算する: (n=0;n<3;n++)について {lambda[n]+=(lambda[n]<Aux_Power)?CG[n]:GM[n];} ただし、CG[n]は、正の定数であり、GM[n]は負の
定数である(スカラー量分位数およびベクトル量分位数
について互いに異なる値を用いている)。
ト符号系列を用いた入来パイロット信号のサーチは、ロ
ーカル発生パイロット符号が受信信号に対して正しい符
号位相を有するかどうかの判定のために、一連の逐次試
験を用いる。サーチアルゴリズムは受信符号系列とロー
カル発生符号系列との位相が合っているかどうかの判定
のための逐次確率比率試験(SPRT)を用いる。捕捉はマ
ルチフィンガー受信機を有することから生じる並行処理
によって高速化する。例えば、本発明のこの実施例で
は、主パイロットレーキ1711が11チップ期間相当の全位
相期間を表す合計11のフィンガーを有する。捕捉のため
に八つの個別の逐次確率比率試験(SPRT)を各SPRTが四
つのチップウィンドウを監視する形で実働化する。各ウ
ィンドウは先行のウィンドウからずれており、サーチ系
列では所与の符号位相は四つのウィンドウでカバーす
る。八つのSPRT試験がすべて拒絶されると、ウィンドウ
組を8チップ分だけ動かす。SPRTのいずれかが許容され
れば、ローカル発生パイロット符号系列の符号位相をパ
イロットAVC内で許容SPRT位相を中心におくように調整
する。二つ以上のSPRTが同時に許容しきい値に達する可
能性がある。あり得る356種類の許容/拒絶の組合せを
カバーするように参照テーブルを用い、モデムコントロ
ーラはパイロットレーキ1711内で正しい中心符号位相を
推定するのにその情報を用いる。各SPRTは、次のとおり
実働化される(すべての動作は、64kシンボル速度で行
う):フィンガー出力レベル値をI_Finger[n]および
Q_Finger[n]で表す、ただしn=0・・・10(包括
的、0は最先の(最も進んだ)フィンガーである)。そ
の場合、各ウィンドウの電力は: である。
ィンドウについて擬似符号サブルーチンとして表される
次の計算を行う: ただし、lambda[k]は量分位数推算に関して上に定義
したとおりであり、SIGMA[k]、ACCPECTANCE_THRESHO
LD、DISMISSAL_THRESHOLDは、予め定めた定数である。
なお、SIGMA[k]は小さいkの対応の値については負
であり、kの正しい値については正であり、許可および
拒否しきい値が統計上シンボル何個分のデータが累算さ
れたかの関数ではなく定数となり得るようにしてある。
まるどのbinに電力レベルが入るかを判定し、これによ
って概算の統計値を生ずることが可能になる。
して形成する。ただし、yはパイロットベクトル相関器
1711の複素出力値から形成されるベクトルであり、Bは
二乗検波器を参照して上述したとおり雑音を最小限に抑
えながら動作特性を最適化するように予め定めた定数値
で形成したマトリクスである。
有用である。すなわち、スペクトラム拡散(CDMA)信号
s(t)はインパルス応答hc(t)を有するマルチパス
チャネルを通過する。ベースバンドスペクトラム拡散信
号は式(27)、すなわち で表される。ただし、Ciは複素拡散符号シンボルであ
り、p(t)は予め規定されたチップパルスであり、TC
はチップ時間間隔であり、TC=1/RC、RCはチップ速度で
ある。
あり、τは未知の遅延量であり、n(t)は付加雑音で
ある。この受信信号は、フィルタhR(t)で処理され、
処理すべき波形x(t)は式(29)、すなわち で表される。ただし、f(t)=q(t)*hR(t)お
よびz(t)=n(T)*hR(t)である。
わち1/TCでサンプリングする。これらのサンプル、すな
わちx(mTC+τ’)は、r番目の相関動作期間中に式
(30)で表される量分位数を計算する相関器アレイで処
理される。
wk (r)および決定論成分yk (r)から成る。
の表現を容易にするために時間指数rは消去してもよ
い。
後続の処理に最適な形でサンプリング位相τ’の調整の
ために処理する。この調整を次に説明する。この処理の
表示を単純化するために、関数f(t+τ)(ただし、
τは調整すべき時間シフト)について説明するのが便利
である。なお、関数f(t+τ)は、雑音を伴う中で測
定したものである。したがって、位相τ’を信号f(t
+τ)の測定に基づいて調整することは問題になり得
る。雑音を説明するために関数v(t):v(t)=f
(t)+m(t)を導入する(ただし、項m(t)は、
雑音処理を表す)。このシステムプロセッサは、関数v
(t)の考慮に基づいて形成できる。
電力関数|v(t+τ)|2に基づく。式(32)で与えられ
る関数e(τ’)は、この処理の説明に役立つ。
ギーが区間[τ’−τ、∞]上のエネルギーに等しい場
合に生じるe(τ’)=0について調整する。誤り特性
は単調であり、したがって単一の零交差点を有する。こ
れはこの特性の望ましい点である。この特性の不利な点
は、雑音が伴う場合に積分が制限されないため十分に規
定されない点である。しかし関数e(τ’)は式(33)
で与えられる形に表現できる。
n(t)に等しい。
を規定するのが有用である。
TA]についての平均誤り特性の数値勾配である。統計平
均値を雑音およびランダムチャネルhc(t)についてと
る。この統計平均値の算出には、チャネルの統計特性を
指定するのが望ましい。例えば、チャネルをインパルス
応答hc(t)と式(35)に示すとおりの強度関数g
(t)を有する白色雑音処理U(t)とを備える広方向
定常無相関散乱チャネルとして形成することもできる。
る。
ある。
の変分的方法を用いて行うことができる。
セッサは次のとおり誘導される直交サンプルプロセッサ
により正確に近似できる。
号v(t)は、式(37)で示すとおり、その信号のサン
プルで表現できる。
プルv(k/W+τ’−τ)の中の無限二次式が得られ
る。信号帯域幅がチップ速度に等しいと仮定することに
より、チップクロック信号でクロックしたサンプリング
をサンプルの生成に使用できる。これらのサンプルv
kは、式(38)で表される。
誤差が小さければ、これは有効である。
る。正規化したBマトリクスの例を表12に示す。この例
ではτが1チップに等しいとして指数関数的遅延拡散プ
ロフィールg(t)=exp(−t/τ)を仮定している。
また、1.5チップに等しい開口パラメータTAを仮定して
いる。基礎となるチップパルスは20%余分の帯域幅を有
する余弦帯域を有する。
検出器経由で実働化している。ベクトルyはパイロット
AVC1711の11個の複素出力レベル値を表す列ベクトルと
定義し、Bは非コヒーレントパイロットAVC出力値yで
性能を最適化する所定値を有する11×11の対称実数値係
数マトリクスを示す。位相検出器の出力信号εは式(3
9)で与えられる。
働化のために、特定の送信チャネルおよび用途について
のシステム性能の最適化をめざしてシステムを構成する
ことにより選択した定数αおよびβについて、以下の計
算を行う。
り、z[n]はVCO出力値である。符号位相調整はモデ
ムコントローラが次のC−サブルーチンを実行すること
によって行う。
用いることもできる。
新アルゴリズムは、パイロットレーキ1711の各フィンガ
ー値の位相の逆転、およびメモリ付けのために、パイロ
ットAVCフィンガー値と搬送波トラッキングループの現
在の出力値の複素共役値との複素乗算を行い、その値を
低域フィルタに加えるとともにAMFタップ重み値、すな
わちCDMAモデムのAMFフィルタに周期的に書き込まれるA
MFタップ重み値を生ずるようにフィルタ値の複素共役値
を形成することによって周期的に起動する。
ー相関器アレーの出力信号に対してSPRT動作を行うモデ
ムコントローラ1303によって実働化する。SPRT手法はロ
ックの検出確率の向上のために許可および拒否しきい値
を変化させること以外は、捕捉アルゴリズムの手法と同
じである。
ト出力値に対して作動する2次ループ経由で達成され
る。位相検出器出力はスカラー相関アレーの(複素数)
パイロット出力信号とVCO出力信号との積の直交成分の
厳格限定出力である。ループフィルタは比例および積分
構成を備える。VCOは純粋に加算累計された位相φを伴
い、この誤差はメモリ中の参照テーブルにより複素位相
cosφ+jsinφに変換される。
説明は、捕捉の期間中はAMF、パイロットAVC、AuxAVC、
およびDPLLが平衡状態になるまでコヒーレント基準が得
られないため非コヒーレントトラッキングによる非コヒ
ーレント捕捉追従を捕捉およびトラッキングアルゴリズ
ムが必要とするので非コヒーレント手法に絞っている。
しかし、この技術分野で周知のとおり、非コヒーレント
トラッキングおよび非コヒーレント合成においては各パ
イロットAVCフィンガーの出力位相情報がなくなるので
コヒーレントトラッキングおよびコヒーレント合成が常
に最適である。したがって、本発明のもう一つの実施例
は二段階捕捉およびトラッキングシステム、すなわち上
述の非コヒーレントトラッキング手法に切り換える二段
階捕捉およびトラッキングシステムを採用している。コ
ヒーレント合成およびトラッキング手法はトラックずみ
の誤差信号が次の式で表される形をとることを除き上述
のものと同じである。すなわち、 ε=yTAy (40) ただし、yはパイロットAVC1711の11の複素出力レベル
値を表す縦ベクトルを表し、Aはコヒーレントパイロッ
トAVC出力yで動作を最適化するための予め定めた値を
有する11×11対称実数値係数マトリクスを表す。マトリ
クスAの例を次に示す。
明が請求の範囲記載の本発明の範囲から逸脱することな
く上記実施例への改変を伴って実施され得ることは当業
者には理解されよう。
Claims (8)
- 【請求項1】複数のマルチパススペクトラム拡散信号、
すなわち送信符号系列を含むスペクトラム拡散チャネル
信号を構成する複数のマルチパススペクトラム拡散信号
の重心をトラッキングする方法であって、 クロック信号に応答して前記スペクトラム拡散帯域チャ
ネル信号をデジタル形式でサンプリングし、偶数番目の
サンプル値ひと組および奇数番目のサンプル値ひと組を
含むサンプル値系列を生成する過程であって、前記偶数
番目のサンプルと前記奇数番目のサンプルとが時間的に
インターリーブされ、前記偶数番目のサンプル値のひと
組が進相スペクトラム拡散チャネル信号サンプルの系列
を画定し、前記奇数番目のサンプル値のひと組が遅相ス
ペクトラム拡散チャネル信号サンプルの系列を画定する
ようにするサンプル系列生成過程と、 各々が符号位相および符号シンボル周期を有し各々が前
記送信符号系列の符号位相偏移出力である複数のローカ
ル符号系列を発生する過程と、 前記複数のローカル符号系列の各々を前記進相受信スペ
クトラム拡散チャネル信号サンプル系列と合成して複数
の進相逆拡散ずみマルチパス信号を生成するとともに、
前記複数のローカル符号系列の各々を前記遅相受信スペ
クトラム拡散チャネル信号サンプル系列と合成して複数
の遅相逆拡散ずみマルチパス信号を生成する過程と、 前記複数の進相逆拡散マルチパス信号を処理して進相ト
ラッキング値を生成するとともに、前記複数の遅相逆拡
散マルチパス信号を処理して遅相トラッキング値を生成
する過程と、 前記信号トラッキング値と前記遅相トラッキング値との
差を算定して誤差信号値を生成する過程と、 前記誤差信号値に応答して前記複数のローカル符号系列
の各々の符号位相を調節する過程と を含む方法。 - 【請求項2】前記複数の進相逆拡散マルチパス信号を処
理するとともに前記複数の遅相逆拡散マルチパス信号を
処理する過程が、 前記複数の進相逆拡散マルチパス信号を累算して複数の
進相信号サンプルをそれぞれ生成するとともに、前記複
数の遅相逆拡散マルチパス信号を累算して複数の遅相信
号サンプルをそれぞれ生成する過程と、 前記進相信号サンプルのいくつかを合算して前記進相ト
ラッキング値を生成するとともに、前記遅相信号サンプ
ルのいくつかを合算して前記遅相トラッキング値を生成
する過程 とを含む請求項1記載の方法。 - 【請求項3】前記合算する過程の前に、前記進相信号サ
ンプルの各々と前記遅相信号サンプルの各々とをそれぞ
れの所定の重みづけ値で重みづけする過程を含む請求項
2記載の方法。 - 【請求項4】前記複数のローカル符号系列の各々の符号
位相を調節する過程が前記誤差信号値の負の状態に応答
して第1の所定数の符号シンボル周期だけ各符号位相を
増加させ、前記誤差信号値の正の状態に応答して第2の
所定数の符号シンボル期間だけ各符号位相を減少させる
過程を含む請求項1記載の方法。 - 【請求項5】前記複数のローカル符号系列の各々の符号
位相を調節する過程が、前記誤差信号の正の状態に応答
して第1の所定数の符号シンボル周期だけ各符号位相を
増加させ、前記誤差信号値の負の状態に応答して第2の
所定数の符号シンボル周期だけ各符号位相を減少させる
過程を含む請求項1記載の方法。 - 【請求項6】複数のマルチパススペクトラム拡散信号、
すなわち送信符号系列を含むスペクトラム拡散チャネル
信号を構成する複数のマルチパススペクトラム拡散信号
の重心をトラッキングする装置であって、 クロック信号に応答して前記スペクトラム拡散チャネル
信号をデジタル形式でサンプリングし、偶数番目のサン
プル値ひと組および奇数番目のサンプル値ひと組を含む
サンプル値系列を生成するアナログ−デジタル変換器で
あって、前記偶数番目のサンプルと前記奇数番目のサン
プルが時間的にインターリーブされ、前記偶数番目のサ
ンプルのひと組が進相スペクトラム拡散チャネル信号サ
ンプルの系列を画定し、前記奇数番目のサンプル値のひ
と組が遅相スペクトラム拡散チャネル信号サンプルの系
列を画定するようにするアナログ−デジタル変換器と、 各々が符号位相および符号シンボル周期を有し、各々が
前記送信符号系列の符号位相偏移出力である複数のロー
カル符号系列を発生する符号系列発生手段と、 前記複数のローカル符号系列の各々を前記進相受信スペ
クトラム拡散チャネル信号サンプル系列と合成して複数
の進相逆拡散マルチパス信号を生成するとともに、前記
複数のローカル符号系列の各々を前記遅相受信スペクト
ラム拡散チャネル信号サンプルの系列と合成して複数の
遅相逆拡散マルチパス信号を生成する手段と、 前記複数の進相逆拡散マルチパス信号を処理して進相ト
ラッキング値を生成するとともに、前記複数の遅相逆拡
散マルチパス信号を処理して遅相トラッキング値を生成
する手段と、 前記進相トラッキング値と前記遅相トラッキング値との
差を算定して誤差信号値を生成する減算器と、 前記符号位相発生手段に接続され前記誤差信号値に応答
して前記複数のローカル符号系列の各々の符号位相を調
節する手段と を含む装置。 - 【請求項7】前記複数の進相逆拡散マルチパス信号を処
理するとともに前記複数の遅相逆拡散マルチパス信号を
処理する過程が、 前記複数の進相逆拡散マルチパス信号を累算して複数の
進相信号サンプルをそれぞれ生成する第1の複数の累算
器と、前記複数の遅相逆拡散マルチパス信号を累算して
複数の遅相信号サンプルをそれぞれ生成する第2の複数
の累算器と、 前記進相信号サンプルのいくつかを合算して前記進相ト
ラッキング値を生成する第1の合算ネットワーク、およ
び前記遅相信号サンプルのいくつかを合算して前記遅相
トラッキング値を生成する第2の合算ネットワークと を含む請求項6記載の装置。 - 【請求項8】前記進相信号サンプルの各々と前記遅相信
号サンプルの各々とにそれぞれ所定の重みづけ値を乗算
して、重みづけずみの奇数および偶数信号サンプルを前
記第1および第2の合算ネットワークにそれぞれ加える
複数の信号スケーラをさらに含む請求項7記載の装置。
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