ES2201948T3 - Metodo para incrementar la capacidad en un sistema de cdma. - Google Patents
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Abstract
Un método para conservar la capacidad de un enlace inalámbrico RSDI de sistema de comunicación de espectro ensanchado incluyendo un primer transceptor de espectro ensanchado y un segundo transceptor de espectro ensanchado, recibiendo dicho primer transceptor de espectro ensanchado una señal de datos digitales que incluye un patrón de bandera predeterminado correspondiente a un periodo de reposo y que transfiere la señal de datos digitales a dicho segundo transceptor como señal de espectro ensanchado, y recibiendo dicho segundo transceptor de espectro ensanchado la señal de espectro ensanchada y emitiendo la señal de datos, consistiendo el método en los pasos de: demora, por el primer transceptor, de la señal de datos digitales para formar una señal de datos digitales diferida; monitorización de la señal de datos digitales para detectar el patrón de bandera predeterminado; transmisión de la señal de datos digitales como la señal de espectro ensanchado al segundo transceptor; suspensión de latransmisión de la señal de datos digitales cuando está presente el patrón de bandera; detección, por el segundo transceptor, de la ausencia de señal de datos digitales diferida; e inserción del patrón de bandera predeterminado en la señal de datos digitales emitida.
Description
Método para incrementar la capacidad en un
sistema CDMA.
La presente invención se refiere generalmente a
comunicaciones de acceso múltiple por división de código (CDMA: Code
Division Multiple Access), también conocidas como comunicaciones de
espectro extendido. Más particularmente, la presente invención se
refiere a un sistema y un método para proporcionar un sistema de
comunicaciones de acceso múltiple por división de código (CDMA) de
gran capacidad que se encarga de uno o más canales portadores
simultáneos de usuarios en una radiofrecuencia dada, permitiendo la
asignación dinámica de frecuencia de canal portador mientras rechaza
la interferencia de trayectos múltiples.
Proporcionar servicios de telecomunicación de
calidad a grupos de usuarios que son clasificados como remotos,
tales como sistemas telefónicas rurales y sistemas telefónicos en
países subdesarrollados, ha demostrado ser un desafío en años
recientes. Estas necesidades han sido satisfechas parcialmente por
radioservicios inalámbricos tales como sistemas fijos o móviles de
múltiplex por división de frecuencia (FDM), acceso múltiple por
división de frecuencia (FDMA), múltiplex por división de tiempo
(TDM), acceso múltiple por división de tiempo (TDMA), sistemas de
acceso múltiple por división de frecuencia y división de tiempo
(FD/TDMA), y otros radiosistemas móviles terrestres. Usualmente,
estos servicios remotos se enfrentan con más usuarios potenciales
que los que pueden ser soportados simultáneamente por su capacidad
de anchura de banda de frecuencias o espectral.
Reconociendo estas limitaciones, avances
recientes en las comunicaciones inalámbricas han usado técnicas de
modulación de espectro extendido para proporcionar la comunicación
simultánea por usuarios múltiples. La modulación de espectro
extendido se refiere a modular una señal de información con una
señal de código de extensión, siendo la señal de código de extensión
generada por una generador de código donde el período Tc del código
de extensión es sustancialmente menor que el período de la señal de
símbolos o bits de datos de información. El código puede modular la
frecuencia de portadora en la que se ha enviado la información,
denominado extensión de salto de frecuencia, o puede modular
directamente la señal multiplicando el código de extensión por la
señal de datos de información, denominado extensión de secuencia
directa. La modulación de espectro extendido produce una señal con
anchura de banda sustancialmente mayor que la requerida para
transmitir la señal de información. La recepción sincrónica y la
contracción de la señal en el receptor recuperan la información
original. Un desmodulador sincrónico en el receptor usa una señal de
referencia para sincronizar los circuitos de contracción con la
señal modulada de espectro extendido para recuperar las señales de
portadora e información. La señal de referencia puede ser un código
de extensión que no es modulado por una señal de información.
La modulación de espectro extendido en redes
inalámbricas ofrece muchas ventajas porque usuarios múltiples pueden
usar la misma banda de frecuencias con interferencia mínima en cada
receptor de usuario. La modulación de espectro extendido también
reduce los efectos debidos a otras fuentes de interferencia. Además,
las técnicas de modulación y desmodulación sincrónicas de espectro
extendido pueden ser ampliadas proporcionando canales de mensajes
múltiples para un solo usuario, cada uno extendido con un código de
extensión diferente, mientras siguen transmitiendo sólo una señal de
referencia única al usuario.
Un área en la que se usan técnicas de espectro
extendido es en el campo de las comunicaciones celulares móviles
para proporcionar servicios de comunicaciones personales (PCS).
Tales sistemas soportan deseablemente grandes números de usuarios,
controlan el desplazamiento y el desvanecimiento Doppler y
suministran señales de datos digitales de alta velocidad con tasas
pequeñas de errores de bits. Estos sistemas emplean una familia de
códigos de extensión ortogonales o casi ortogonales, con una
secuencia de código de extensión piloto sincronizada con la familia
de códigos. Cada usuario tiene asignado uno de los códigos de
extensión como una función de extensión. Problemas relacionados de
tal sistema son: soportar un gran número de usuario con los códigos
ortogonales, manejar la potencia reducida disponible para las
unidades remotas y manejar los efectos de desvanecimiento por
trayectos múltiples. Las soluciones de tales problemas incluyen usar
antenas múltiples con elementos en fase para generar haces
orientables múltiples, usar secuencias muy largas de códigos
ortogonales o casi ortogonales. Estas secuencias pueden ser
reutilizadas por desplazamiento cíclico del código sincronizado con
una referencia central, y combinación en diversidad de las señales
de trayectos múltiples.
Los problemas asociados con los sistemas de
técnica anterior se enfocan alrededor de la recepción fiable y la
sincronización de los circuitos contractivos del receptor con la
señal recibida. La presencia de desvanecimiento por trayectos
múltiples introduce un problema particular con los receptores de
espectro extendido porque un receptor debe rastrear de algún modo
los componentes de trayectos múltiples para mantener el enganche de
código de fase de los medios contractivos del receptor con la señal
de entrada. Los receptores de técnica anterior rastrean generalmente
sólo una o dos de las señales de trayectos múltiples, pero este
método no es satisfactorio porque el grupo combinado de componentes
de señales de trayectos múltiples de baja potencia puede contener
realmente mucha más potencia que el uno o los dos componentes más
fuertes de trayectos múltiples. Los receptores de técnica anterior
rastrean y combinan los componentes más fuertes para mantener una
tasa de errores de (BER) bits predeterminada del receptora. Tal
receptor es descrito, por ejemplo, en la Patente de EE.UU. 5.109.390
titulada RECEPTOR EN DIVERSIDAD EN UN SISTEMA TELEFÓNICO CELULAR DE
ACCESO MÚLTIPLE POR DIVISIÓN DE CÓDIGO de Gilhousen y otros. Un
receptor que combina todos los componentes de trayectos múltiples,
sin embargo, es capaz de mantener la tasa deseada de errores de bits
con una potencia de señal que es menor que la de los sistemas de
técnica anterior porque más potencia de señal está disponible para
el receptor. Por consiguiente, existe una necesidad de un sistema de
comunicación de espectro extendido que emplee un receptor que
rastree sustancialmente todos los componentes de señales de
trayectos múltiples, de modo que sustancialmente todas las señales
de trayectos múltiples pueden ser combinadas en el receptor y, por
tanto, puede ser reducida la potencia de transmisión requerida de la
señal para una tasa de errores de bits (BER) dada.
Otro problema asociado con sistemas de
comunicación de espectro extendido, acceso múltiple es la necesidad
de reducir la potencia transmitida total de usuarios en el sistema
puesto que los usuarios pueden tener potencia disponible limitada.
Un problema asociado que requiere control de potencia en sistemas de
espectro extendido está relacionado con la característica inherente
de los sistemas de espectro extendido de que la señal de espectro
extendido de un usuario es recibida por el receptor de otro usuario
como ruido con un cierto nivel de potencia. Por consiguiente, los
usuarios que transmiten con niveles altos de potencia de señal
pueden interferir con la recepción de otros usuarios. Asimismo, si
un usuario se mueve con respecto a la posición geográfica de otro
usuario, el desvanecimiento y la distorsión de señal exigen que los
usuarios ajusten su nivel de potencia de transmisión para mantener
una calidad particular de señal. Al mismo tiempo, el sistema debería
mantener relativamente constante la potencia que la estación base
recibe de todos los usuarios. Finalmente, como es posible que el
sistema de espectro extendido tenga más usuarios remotos que los que
pueden ser soportados simultáneamente, el sistema de control de
potencia también debería emplear un método de gestión de capacidad
que rechace usuarios adicionales cuando se alcanza el nivel máximo
de potencia del sistema.
Los sistemas de espectro extendido anteriores han
empleado una estación base que mide una señal recibida y envía una
señal de control adaptable de potencia (APC: adaptive power control)
a los usuarios remotos. Los usuarios remotos incluyen un transmisor
con un circuito de control automático de ganancia (AGC) que responde
a la señal de control adaptable de potencia (APC). En tales
sistemas, la estación base supervisa la potencia global del sistema
o la potencia recibida de cada usuario, y dispone consiguientemente
la señal de control adaptable de potencia (APC). Este comportamiento
funcional del sistema en bucle abierto puede ser mejorado incluyendo
una medición de la potencia de señal recibida por el usuario remoto
desde la estación base y transmitiendo una señal APC de vuelta a la
estación base para efectuar un método de control de potencia en
bucle cerrado.
Sin embargo, estos sistemas de control de
potencia presentan varias desventajas. Primera, la estación base
debe realizar algoritmos complejos de control de potencia,
incrementando la cantidad de procesamiento en la estación base.
Segunda, el sistema experimenta realmente varios tipos de variación
de potencia: variación en la potencia de ruido causada por la
variación en el número de usuarios y variaciones en la potencia de
señal recibida de un canal portador particular. Estas variaciones
ocurren con frecuencia diferente, así los algoritmos sencillos de
control de potencia pueden ser optimizados para compensar sólo uno
de los dos tipos de variación. Finalmente, estos algoritmos de
potencia tienden a llevar la potencia total del sistema a un nivel
relativamente alto. Por consiguiente, existe necesidad de un método
de control de potencia de espectro extendido que responda
rápidamente a los cambios en los niveles de potencia de canales
portadores mientras efectúa simultáneamente ajustes en la potencia
de transmisión de todos los usuarios en respuesta a cambios en el
número de usuarios. Asimismo, existen una necesidad de un sistema
perfeccionado de comunicación de espectro extendido que emplee un
sistema de control de potencia en bucle cerrado que haga mínimas las
exigencias de potencia total del sistema mientras mantiene una tasa
suficiente de errores de bits en los receptores remotos
individuales. Además, tal sistema debería controlar el nivel inicial
de potencia de transmisión de un usuario remoto y gestionar la
capacidad total del sistema.
Los sistemas de comunicación de espectro
extendido deberían soportar deseablemente números grandes de
usuarios, cada uno de los cuales tiene al menos un canal de
comunicación. Además, tal sistema debería proporcionar canales
múltiples de información genérica para difundir información a todos
los usuarios y permitir que los usuarios obtengan acceso al sistema.
Usando sistemas de espectro extendido de técnica anterior, esto sólo
podría conseguirse generando grandes números de secuencias de
códigos de extensión.
Además, los sistemas de espectro extendido
deberían usar secuencias que sean ortogonales o casi ortogonales
para reducir la probabilidad de que un receptor se enganche con la
fase o secuencia equivocada de código de extensión. Sin embargo, es
difícil generar tales familias grandes de secuencias de códigos.
Asimismo, generar grandes familias de códigos requiere generar
secuencias que tienen un período largo antes de la repetición. Por
consiguiente, se incrementa el tiempo que requiere un receptor para
conseguir la sincronización con tal secuencia larga. Los generadores
de códigos de extensión de técnica anterior combinan frecuentemente
secuencias más cortas para formar secuencias más largas, pero tales
secuencias pueden no ser ya suficientemente ortogonales. Por tanto,
existe una necesidad de un método perfeccionado para generar
fiablemente grandes familias de secuencia de códigos que exhiban
características casi ortogonales y tengan un período largo antes de
la repetición, pero también incluyan el beneficio de una secuencia
corta de código que reduzca el tiempo para adquirir y enganchar el
receptor con la fase correcta de código. Además, el método de
generación de códigos debería permitir la generación de códigos con
cualquier período, puesto que el período de código de extensión es
determinado frecuentemente por los parámetros usados tales como la
frecuencia de datos o el tamaño de trama.
Otra característica deseable de las secuencias de
códigos de extensión es que la transición del valor de datos de
usuario ocurre en una transición de los valores de secuencia de
código, Como los datos tienen típicamente un período que es
divisible por 2^{N}, tal característica requiere usualmente que la
secuencia de código tenga una longitud par de 2^{N}. Sin embargo,
los generadores de códigos, como es bien conocido en la técnica,
usan generalmente registros lineales de desplazamiento con
realimentación que generan códigos de longitud
2^{N}-1. Por consiguiente, el sistema de
comunicación de espectro extendido también debería generar
secuencias de códigos de extensión de longitud par.
Finalmente, el sistema de comunicación de
espectro extendido debería ser capaz de manejar muchos tipos
diferentes de datos, tales como FAX (facsímil), datos de banda de
voz y Red Digital de Servicios Integrados (ISDN), además del tráfico
de voz tradicional. Para aumentar el número de usuarios soportados,
muchos sistemas emplean técnicas de comunicación, tal como
modulación por codificación de impulsos diferencial adaptable
(ADPCM), para conseguir la "compresión" de la señal telefónica.
Sin embargo, FAX (facsímil), la Red Digital de Servicios Integrados
(ISDN) y otros datos requieren que el canal sea un canal sin
codificar. Por consiguiente, existe una necesidad de un sistema de
comunicación de espectro extendido que soporte técnicas de
compresión que también modifiquen dinámicamente el canal portador de
espectro extendido entre un canal codificado y un canal sin
codificar en respuesta al tipo de información contenida en la señal
de usuario.
El documento US 5.341.397 describe un sistema de
acceso múltiple por división de código (CDMA: Code Division Multiple
Access) en el que un transmisor es apagado durante una pausa en la
conversación. Si antes de ser apagado, el transmisor transmite un
mensaje que comunica al receptor que la transmisión será
interrumpida durante un cierto período de tiempo, el receptor puede
usar el resto del período de tiempo para medir las intensidades de
señales de otras señales en otras frecuencias. Como resultado, una
estación móvil puede medir la intensidad de señal de otras
estaciones base. Señales de código denominadas "indicadores de
transmisión discontinua (DTX)" pueden ser insertadas antes de la
sección de información de voz para indicar si el resto de la trama
de voz contiene información de voz. Esto proporciona una indicación
al receptor de que el transmisor va a interrumpir la transmisión
durante el resto de la trama de voz. Como resultado, un receptor
puede interrumpir el procesamiento de esa señal durante el resto de
la trama de voz y medir regularmente la intensidad de señal de
estaciones base vecinas. La señal de voz es examinada respecto a la
presencia o la ausencia de voz activa. Si no es detectada voz activa
durante la duración de una trama completa, es impedida la
transmisión de la trama de palabras de código de voz
digitalizada.
La presente invención proporciona un método para
conservar la capacidad de un enlace inalámbrico de un sistema de
comunicación de espectro extendido según la reivindicación 1.
Aspectos preferidos adicionales de la invención son provistos según
las reivindicaciones subordinadas.
En la invención, el transceptor de espectro
extendido recibe una señal de información de datos digitales que
incluye un modelo predeterminado de indicadores correspondiente a un
período activo. El método incluye los pasos de: 1) retardar y
monitorizar la señal de datos digitales; 2) detectar el modelo
predeterminado de indicadores; 3) suspender la transmisión de la
señal de datos digitales cuando el modelo de indicadores es
detectado; y 4) transmitir la señal de datos como una señal de
espectro extendido cuando el modelo de indicadores no es
detectado.
La Figura 1 es un esquema de bloques de un
sistema de comunicación de acceso múltiple por división de código
según la presente invención.
La Figura 2a es un esquema de bloques de un
registro lineal de desplazamiento de 36 etapas adecuado para uso con
código de extensión largo del generador de códigos de la presente
invención.
La Figura 2b es un esquema de bloques de circuito
que ilustra el funcionamiento de alimentación directa del generador
de códigos.
La Figura 2c es un esquema de bloques de un
generador de códigos ejemplar de la presente invención incluyendo
circuitos para generar secuencias de códigos de extensión a partir
de los códigos de extensión largos y de los códigos de extensión
cortos.
La Figura 2d es una realización alternativa del
circuito generador de códigos incluyendo elementos de retardo para
compensar los retardos de circuito eléctrico.
La Figura 3a es un gráfico de los puntos de
constelación de la señal de modulación por desplazamiento de fase en
cuadratura (QPSK) de código de extensión piloto.
La Figura 3b es un gráfico de los puntos de
constelación de la señal de modulación por desplazamiento de fase en
cuadratura de (QPSK) canal de mensaje.
La Figura 3c es un esquema de bloques de circuito
ejemplar que lleva a cabo el método de rastrear la fase de código de
extensión recibido de la presente invención.
\newpage
La Figura 4 es un esquema de bloques del circuito
de rastreo que rastrea la mediana de los componentes de señal
recibida de trayectos múltiples.
La Figura 5a es un esquema de bloques del
circuito de rastreo que rastrea el centroide de los componentes de
señal recibida de trayectos múltiples.
La Figura 5b es un esquema de bloques del
correlacionador vectorial adaptable.
La Figura 6 es un esquema de bloques de circuito
ejemplar que lleva a cabo el método de decisión de adquisición de la
fase correcta de código de extensión del código piloto recibido de
la presente invención.
La Figura 7 es un esquema de bloques de un filtro
ejemplar de rastrillo (rake) de piloto que incluye el circuito de
rastreo y el bucle digital enganchado en fase para contraer el
código de extensión piloto, y el generador de los factores de
ponderación de la presente invención.
La Figura 8a es un esquema de bloques de un
correlacionador vectorial adaptable y un filtro equilibrado
ejemplares para contraer y combinar los componentes de trayectos
múltiples de la presente invención.
La Figura 8b es un esquema de bloques de una
realización alternativa del correlacionador vectorial adaptable y el
filtro equilibrado adaptable para contraer y combinar los
componentes de trayectos múltiples de la presente invención.
La Figura 8c es un esquema de bloques de una
realización alternativa del correlacionador vectorial adaptable y el
filtro equilibrado adaptable para contraer y combinar los
componentes de trayectos múltiples de la presente invención.
La Figura 8d es un esquema de bloques del filtro
equilibrado adaptable de una realización de la presente
invención.
La Figura 9 es un esquema de bloques de los
elementos de una estación de portadoras de radio (RCS) ejemplar de
la presente invención.
La Figura 10 es un esquema de bloques de los
elementos de un multiplexor ejemplar adecuado para uso en la RCS
mostrada en la Figura 9.
La Figura 11 es un esquema de bloques de los
elementos de un controlador de acceso inalámbrico (WAC) ejemplar de
la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 12 es un esquema de bloques de los
elementos de una unidad de interfaz de módems (MIU) ejemplar de la
RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 13 es un esquema de bloques de nivel
alto que muestra los circuitos de transmisión, recepción, control y
generación de códigos del módem CDMA.
La Figura 14 es un esquema de bloques de la
sección transmisora del módem CDMA.
La Figura 15 es un esquema de bloques de un
receptor ejemplar de señales de entrada de módem.
La Figura 16 es un esquema de bloques de un
codificador de convolución ejemplar como es usado en la presente
invención.
La Figura 17 es un esquema de bloques de la
sección receptora del módem CDMA.
La Figura 18 es un esquema de bloques de un
filtro equilibrado adaptable ejemplar como es usado en la sección
receptora de módem de CDMA.
La Figura 19 es un esquema de bloques de un
rastrillo (rake) de piloto ejemplar como es usado en la sección
receptora de módem CDMA.
La Figura 20 es un esquema de bloques de un
rastrillo (rake) de piloto auxiliar ejemplar como es usado en la
sección receptora de módem CDMA.
La Figura 21 es un esquema de bloques de un
circuito de distribución de vídeo (VCD) ejemplar de la RCS mostrada
en la Figura 9.
La Figura 22 es un esquema de bloques de un
transmisor/receptor de RF ejemplar y amplificadores de potencia
ejemplares de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 23 es un esquema de bloques de una
unidad de abonado (SU) ejemplar de la presente invención.
\newpage
La Figura 24 es un organigrama de un algoritmo
ejemplar de establecimiento de llamada para una solicitud de llamada
entrante, usado por la presente invención para establecer un canal
portador entre una RCS y una SU.
La Figura 25 es un organigrama de un algoritmo
ejemplar de establecimiento de llamada para una solicitud de llamada
saliente, usado por la presente invención para establecer un canal
portador entre una RCS y una unidad de abonado (SU).
La Figura 26 es un organigrama de un algoritmo
ejemplar de control de potencia de mantenimiento de la presente
invención.
La Figura 27 es un organigrama de un algoritmo
ejemplar de control directo automático de potencia de la presente
invención.
La Figura 28 es un organigrama de un algoritmo
ejemplar de control inverso automático de potencia de la presente
invención.
La Figura 29 es un esquema de bloques de un
sistema ejemplar de control de potencia en bucle cerrado de la
presente invención cuando el canal portador está establecido.
La Figura 30 es un esquema de bloques de un
sistema ejemplar de control de potencia en bucle cerrado de la
presente invención durante el proceso de establecer el canal
portador.
Glosario de acrónimos | |
Acrónimo | Definición |
AC | Assigned Channels = canales asignados |
A/D | Analog-to-Digital = analógico/digital |
ADPCM | \begin{minipage}[t]{135mm}Adaptive Differential Pulse Code Modulation = modulación por codificación de impulsos diferencial adaptable\end{minipage} |
AFPC | Automatic Forward Power Control = control directo automático de potencia |
AGC | Automatic Gain Control = control automático de ganancia |
AMF | Adaptive Matched Filter = filtro equilibrado adaptable |
APC | Automatic Power Control = control automático de potencia |
ARPC | Automatic Reverse Power Control = control inverso automático de potencia |
ASPT | Assigned Pilot = piloto asignado |
AVC | Adaptive Vector Correlator = correlacionador vectorial adaptable |
AXCH | Access Channel = canal de acceso |
B-CDMA | \begin{minipage}[t]{135mm}Broadband Code Division Multiple Access = acceso múltiple por división de código de banda ancha\end{minipage} |
BCM | Bearer Channel Modification = modificación de canal portador |
BER | Bit Error Rate = tasa de errores de bits |
BS | Base Station = estación base |
CC | Call Control = control de llamada |
CDM | Code Division Multiplex = múltiplex por división de código |
CDMA | Code Division Multiple Access = acceso múltiple por división de código |
CLK | Clock Signal Generator = generador de señal de reloj |
CO | Central Office = central telefónica pública |
CTCH | Control Channel = canal de control |
CUCH | Check-Up Channel = canal de comprobación |
dB | Decibels = decibelios |
DCC | Data Combiner Circuitry = circuito combinador de datos |
DI | Distribution Interface = interfaz de distribución |
DLL | Delay Locked Loop = bucle enganchado en retardo |
DM | Delta Modulator = modulador delta |
DS | Direct Sequence = secuencia directa |
EPIC | \begin{minipage}[t]{135mm}Extended PCM Interface Controller = controlador de interfaz de modulación por codificación de impulsos ampliada\end{minipage} |
FBCH | Fast Broadcast Channel = canal de radiodifusión rápida |
FDM | Frecuency Division Multiplex = múltiplex por división de frecuencia |
(Continuación)
Acrónimo | Definición |
FD/TDMA | \begin{minipage}[t]{135mm}Frecuency \amp{1} Time Division Systems = sistemas de acceso múltiple por división de frecuencia y división de tiempo\end{minipage} |
FDMA | Frecuency Division Multiple Access = acceso múltiple por división de frecuencia |
FEC | Forward Error Correction = corrección de errores de reenvío (directa) |
FSK | Frecuency Shift Keying = modulación por desplazamiento de frecuencia |
FSU | Fixed Subscriber Unit = unidad fija de abonado |
GC | Global Channel = canal global |
GLPT | Global Pilot = piloto global |
GPC | Global Pilot Code = código piloto global |
GPSK | Gaussian Phase Shift Keying = modulación por desplazamiento de fase gaussiana |
GPS | Global Positioning System = sistema global de localización |
HPPC | High Power Passive Components = componentes pasivos de alta potencia |
HSB | High Speed Bus = bus de alta velocidad |
I | In-Phase = en fase |
IC | Interface Controller = controlador de interfaz |
ISDN | Integrated Services Digital Network = red digital de servicios integrados |
ISST | Inicial System Signal Threshold = umbral inicial de señal del sistema |
LAXPT | Long Access Pilot = piloto (de canal) de acceso largo |
LAPD | Link Access Protocol-D = protocolo D de acceso de enlace |
LCT | Local Craft Terminal = terminal local de técnico especialista |
LE | Local Exchange = central telefónica local |
LFSR | Linear Feedback Shift Register = registro lineal de desplazamiento con realimentación |
LI | Line Interface = interfaz de línea |
LMS | Least Mean Square = media cuadrática mínima |
LOL | Loss of Code Lock = pérdida de enganche de código |
LPF | Low Pass Filter = filtro de paso bajo |
LSR | Linear Shift Register = registro lineal de desplazamiento |
MISR | Modem Input Signal Receiver = receptor de señales de entrada de módem |
MIU | Modem Interface Unit = unidad de interfaz de módems |
MM | Mobily Management = gestión de movilidad |
MOI | Modem Ouput Interface = interfaz de salida de módem |
MPC | Maintenance Power Control = control de potencia de mantenimiento |
MPSK | M-ary Phase Shift Keying = modulación por desplazamiento de fase M-aria |
MSK | Minimun Shift Keying = modulación por desplazamiento mínimo |
MSU | Mobile Subscriber Unit = unidad móvil de abonado |
NE | Network Element = elemento de red |
OMS | Operation and Maintenance System = sistema de operación y mantenimiento |
OS | Operation System = sistema de operaciones |
OQPSK | \begin{minipage}[t]{135mm}Offset Quadrature Phase Shift Keying = modulación desviada por desplazamiento de fase en cuadratura\end{minipage} |
OW | Order Wire = línea de órdenes |
PARK | Portable Access Rights Key = clave portátil de derechos de acceso |
PBX | Private Branch Exchange = centralita telefónica privada |
PCM | Pulse Coded Modulation = modulación por codificación de impulsos |
PCS | Personal Communication Services = servicios personales de comunicación |
PG | Pilot Generador = generador de piloto |
PLL | Phase Locked Loop = bucle enganchado en fase |
PLT | Pilot = piloto |
PN | Pseudonoise = seudo-ruido |
POTS | Plain Old Telephone Service = servicio telefónico antiguo |
(Continuación)
Acrónimo | Definición |
PSTN | Public Switched Telephone Network = red telefónica conmutada pública |
Q | Quadrature = cuadratura |
QPSK | \begin{minipage}[t]{135mm}Quadrature Phase Shift Keying = modulación por desplazamiento de fase en cuadratura\end{minipage} |
RAM | Random Access Memory = memoria de escritura-lectura |
RCS | Radio Carrier Station = estación de portadoras de radio |
RDI | Receiver Data Input Circuit = circuito de entrada de datos de receptor |
RDU | Radio Distribution Unit = unidad de distribución de radio |
RF | Radio Frecuency = radiofrecuencia |
RLL | Radio Local Loop = bucle local de radio |
SAXPT | Short Access Channel Pilots = pilotos de canales de acceso corto |
SBCH | Slow Broadcast Channel = canal de radiodifusión lenta |
SHF | Super High Frecuency = frecuencia superalta |
SIR | \begin{minipage}[t]{135mm}Signal Power to Interference Noise Power Ratio = relación de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia\end{minipage} |
SLIC | Subscriber Line Interface Circuit = circuito de interfaz de líneas de abonado |
SNR | Signal-to-Noise Ratio = relación señal/ruido |
SPC | Service PC = ordenador personal de servicio |
SPRT | Secuential Probability Radio Test = ensayo de relación de probabilidad secuencial |
STCH | Status Channel = canal de estatus |
SU | Subscriber Unit = unidad de abonado |
TDM | Time Division Multiplexing = multiplexación por división de tiempo |
TMN | Telecommunication Management Network = red de gestión de telecomunicación |
TRCH | Traffic Channels = canales de tráfico |
TSI | Time-Slot Interchanger = intercambiador de segmentos de tiempo |
TX | Transmit = transmisión |
TXIDAT | I-Modem Transmit Data Signal = señal de datos de transmisión de módem en fase |
TXQDAT | Q-Modem Transmit Data Signal = señal de datos de transmisión de módem en cuadratura |
UHF | Ultra High Frecuency = frecuencia ultraalta |
VCO | Voltaje Controlled Oscillator = oscilador controlado por tensión |
VDC | Video Distribución Circuit = circuito de distribución de video |
VGA | Variable Gain Amplifier = amplificador de ganancia variable |
VHF | Very High Frecuency = frecuencia muy alta inlámbrico |
WAC | Wíreles Access Controller = controlador de acceso |
El sistema de la presente invención proporciona
servicio telefónico en bucle local usando radioenlaces entre una o
más estaciones base y unidades de abonado remotas múltiples. En la
realización ejemplar, es descrito un radioenlace para una estación
base que comunica con una unidad fija de abonado (FSU), pero el
sistema es igualmente aplicable a sistemas que incluyen estaciones
base múltiples con radioenlaces tanto a unidades fijas de abonado
(FSUs) como a unidades móviles de abonado (MSUs). Por consiguiente,
las unidades remotas de abonado son denominadas aquí como unidades
de abonado (SUs).
Refiriéndose a la Figura 1, la estación base (BS)
101 proporciona conexión de llamadas a una central telefónica local
(LE) 103 o cualquier otra interfaz de conmutación de red telefónica,
tal como una centralita telefónica privada (PBX), e incluye una
estación de portadoras de radio (RCS) 104. Una o más estaciones de
portadora de radio (RCSs) 104, 105, 110 conectan con una unidad de
distribución de radio (RDU) a través de los enlaces 131, 132, 137,
138, 139, y la RDU 102 interconecta con la LE 103 transmitiendo y
recibiendo señales de establecimiento de llamadas, control e
información a través de los enlaces 141, 142, 150 de la compañía
telefónica. Las unidades de abonado 116, 119 comunican con la RCS
104 a través de radioenlaces 161, 162, 163, 164, 165.
Alternativamente, otra realización de la invención incluye varias
unidades de abonado y una unidad "maestra" de abonado con
funcionalidad similar a la RCS. Tal realización puede tener o no
conexión con una red telefónica local.
Los radioenlaces 161 a 165 funcionan dentro de
las bandas de frecuencias de la norma DCS (Digital Cellular System)
1800 (1,71-1,785 GHz y 1,805-1,880
GHz), la norma US-PCS (United
States-Personal Communications System)
(1,85-1,99 GHz) y la norma CEPT (Conference of
European Postal and Telecommunications Administrations)
(2,0-2,7 GHz). Aunque estas bandas son usadas en la
realización descrita, la invención es igualmente aplicable a todas
las bandas de UHF y SHF, incluyendo las bandas desde 2,7 GHz a 5
GHz. Las anchuras de banda de transmisión y recepción son múltiplos
de 3,5 MHz empezando en 7 MHz, y múltiplos de 5 MHz empezando en 10
MHz, respectivamente. El sistema descrito incluye las anchuras de
banda de 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. En la realización ejemplar de la
invención, la banda de seguridad mínima entre el enlace ascendente y
el enlace descendente es 20 MHz, y es deseablemente al menos tres
veces la anchura de banda de señal. La separación en dúplex está
entre 50 y 175 MHz, con la invención descrita usando 50, 75, 80, 95
y 175 Mhz. También pueden usarse otras frecuencias.
Aunque la realización descrita usa anchuras de
banda de espectro extendido diferentes centradas alrededor de una
portadora para los canales de espectro extendido de transmisión y
recepción, el presente método es ampliado fácilmente a sistemas que
usan anchuras de banda múltiples de espectro extendido para los
canales de transmisión y anchuras de banda múltiples de espectro
extendido parea los canales de recepción. Alternativamente, como los
sistemas de comunicación de espectro extendido tienen la
característica inherente de que la transmisión de un usuario aparece
como ruido para el receptor contractivo de otro usuario, una
realización puede emplear el mismo canal de espectro extendido o
ambos canales de trayectos de transmisión y recepción. En otras
palabras, las transmisiones de enlace ascendente y enlace
descendente pueden ocupar la misma banda de frecuencias. Además, el
presente método puede ser ampliado fácilmente a bandas de
frecuencias múltiples de CDMA, cada una transportando un conjunto
respectivamente diferente de mensajes, enlace ascendente, enlace
descendente o enlace ascendente y enlace descendente.
La información extendida de símbolos binarios es
transmitida por los radioenlaces 161 a 165 usando modulación por
desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) con formación de
impulsos de Nyquist en la presente realización, aunque pueden usarse
otras técnicas de modulación incluyendo, pero no limitadas a,
modulación desviada por desplazamiento de fase en cuadratura (OQPSK)
y modulación por desplazamiento mínimo (MSK), modulación por
desplazamiento de fase gaussiana y modulación por desplazamiento de
fase M-aria.
Los radioenlaces 161 a 165 incorporan acceso
múltiple por división de código de banda ancha
(B-CDMA^{TM}) como el modo de transmisión tanto en
las direcciones de enlace ascendente como de enlace descendente. Las
técnicas de comunicación de CDMA (también conocidas como espectro
extendido) usadas en sistemas de acceso múltiple son bien conocidas
y son descritas en la Patente de EE.UU. 5.228.056 titulada SISTEMA Y
METODO DE COMUNICACIÓN DE ESPECTRO EXTENDIDO SINCRONICA de Donald T.
Schilling. El sistema descrito utiliza la técnica de extensión de
secuencia directa (DS). El modulador de acceso múltiple por división
de código (CDMA) realiza la generación de secuencia de código de
extensión de espectro extendido, que puede ser una secuencia de
seudo-ruido (PN); y modulación de secuencia directa
compleja de las señales QPSK con secuencias de códigos de extensión
para los canales en fase (I) y en cuadratura (Q). Señales piloto son
generadas y transmitidas con las señales moduladas, y las señales
piloto de la presente realización son códigos de extensión no
modulados por datos. Las señales piloto son usadas para
sincronización, recuperación de fase de portadora y para estimar la
respuesta a impulsos del radiocanal. Cada unidad de abonado incluye
un solo generador de piloto y al menos un modulador y desmodulador
CDMA, conocidos conjuntamente como un módem CDMA. Cada RCS 104, 105,
110 tiene un solo generador de piloto más moduladores y
desmoduladores CDMA suficientes para todos los canales lógicos en
uso por todas las unidades de abonado (SUs).
El desmodulador CDMA contrae la señal con
procesamiento apropiado para combatir o aprovechar los efectos de
propagación de trayectos múltiples. Los parámetros referentes al
nivel de potencia recibida son usados para generar la información de
control automático de potencia (APC) que, a su vez, es transmitida
al otro extremo del enlace de comunicación. La información de APC es
usada para controlar la potencia de transmisión de los enlaces de
control directo automático de potencia (AFPC) y control inverso
automático de potencia (ARPC). Además, cada RCS 104, 105 y 110 puede
efectuar el control de potencia de mantenimiento (MPC), de una
manera similar al APC, para ajustar la potencia de transmisión
inicial de cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118. La
desmodulación es coherente donde la señal piloto proporciona la
referencia de fase.
Los radioenlaces descritos soportan canales de
tráfico múltiples con frecuencias de datos de 8,16, 32, 64, 128 y
144 kb/s. El canal físico al que está conectado un canal de tráfico
funciona con una frecuencia de 64 k símbolos/s. Pueden soportarse
otras frecuencia de datos y puede emplearse codificación de
corrección de errores de reenvío (FEC). Para la realización
descrita, es usada FEC con razón de codificación de 1/2 y longitud 7
de constricción. Otras relaciones y longitudes de constricción
pueden ser usadas de acuerdo con las técnicas de generación de
códigos empleadas.
Combinar en diversidad en las antenas de radio de
RCS 104, 105 y 110 no es necesario porque CDMA tiene diversidad de
frecuencia inherente debido a la anchura de banda extendida. Los
receptores incluyen filtros equilibrados adaptables (AMFs) (no
mostrados en la Figura 1) que combinan las señales de trayectos
múltiples. En la presente realización, los AMFs ejemplares realizan
la combinación de relación máxima.
Refiriéndose a la Figura 1, la RCS 104
interconecta con la RDU 102 a través de los enlaces 131, 132, 137
con, por ejemplo, formatos DS1 (señal digital 1) de 1,544 Mb/s, E1
de 2,048 Mb/s o HDSL (High-Rate Digital Subscriber
Line = línea digital de abonado de alta velocidad) para recibir y
enviar señales de datos digitales. Aunque estas son interfaces
normalizadas típicas de compañías telefónicas, la presente invención
no está limitada sólo a estos formatos de datos digitales. La
interfaz ejemplar de líneas de RCS (no mostrada en la Figura 1)
traduce la codificación de línea (tal como HDB3, B8ZS, AMI) y extrae
o produce información de formación de tramas, realiza funciones de
señalización de alarmas y equipo así como funciones de cierre de
bucle y comprobación de paridad específicas de canal. Las interfaces
para esta descripción proporcionan canales de tráfico telefónico
codificados en PCM de 64 kb/s o codificados en ADPCM de 32 kb/s o
canales ISDN a la RCS para procesamiento. Otras técnicas de
codificación ADPCM pueden ser usadas de acuerdo con las técnicas de
generación de secuencias.
El sistema de la presente invención también
soporta la modificación de frecuencia de portador entre la RCS 104 y
cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y 118 comunicando con
la RCS 104 en la que un canal de mensajes CDMA soportando 64 kb/s
puede ser asignado a datos de banda de voz o facsímil (FAX) cuando
están presentes frecuencias superiores a 4,8 kb/s. Tal canal
portador de 64 kb/s es considerado un canal no codificado. Para la
red digital de servicios integrados (ISDN), la modificación de
frecuencia de portador puede hacerse dinámicamente basada en los
mensajes de canal D.
En la Figura 1, cada unidad de abonado (SU) 111,
112, 115, 117 y 118 incluye, o interconecta con, un teléfono 170 o
interconecta con un equipo conmutador local (PBX) 171. La entrada
procedente del teléfono puede incluir voz, datos de banda de voz y
señalización. La unidad de abonado convierte las señales analógicas
en secuencias digitales, y también puede incluir un terminal 172 de
datos o una interfaz 173 de ISDN. La unidad de abonado puede
distinguir la entrada de voz, los datos de banda de voz o facsímil
(FAX) y los datos digitales. La unidad de abonado codifica los datos
de voz con técnicas tales como ADPCM a 32 kb/s o frecuencias
inferiores, y detecta los datos de banda de voz o FAX con
frecuencias mayores que 4,8 kb/s para modificar el canal de tráfico
(modificación de frecuencia de portador) para transmisión no
codificada. Asimismo, la compresión/expansión de ley A, ley u o
ninguna de la señal puede ser realizada antes de la transmisión.
Para datos digitales, técnicas de compresión de datos, tal como
eliminación de señalizador inactivo, también pueden ser usadas para
conservar la capacidad y hacer mínima la interferencia.
Los niveles de potencia de transmisión de la
interfaz de radio entre la RCS 104 y las unidades de abonado (SUs)
111, 112, 115, 117 y 118 son controlados usando dos método
diferentes de control de potencia en bucle cerrado. El método de
control directo automático de potencia (AFPC) determina el nivel de
potencia de transmisión de enlace descendente, y el método de
control inverso automático de potencia (ARPC) determina el nivel de
potencia de transmisión de enlace ascendente. El canal de control
lógico, mediante el cual la unidad de abonado (SU) 111 y la RCS 104,
por ejemplo, transfieren información de control de potencia,
funciona al menos a una frecuencia de actualización de 16 KHz. Otras
realizaciones pueden usar una frecuencia de actualización mayor o
menor, por ejemplo 64 kHz. Estos algoritmos aseguran que la potencia
de transmisión de un usuario mantiene una tasa de errores de bits
(BER) aceptable, mantiene la potencia del sistema en un mínimo para
ahorrar energía y mantiene el nivel de potencia de todas las
unidades de abonado 111, 112, 115, 117 y 118, recibida por la RCS
104, en un nivel casi igual.
Además, el sistema usa un método opcional de
control de potencia de mantenimiento durante el modo inactivo de una
unidad de abonado. Cuando la unidad 111 de abonado está inactiva o
con alimentación reducida para ahorrar energía, la unidad se activa
ocasionalmente para ajustar su nivel inicial de potencia de
transmisión en respuesta a una señal de control de potencia de
mantenimiento procedente de la RCS 104. La señal de potencia de
mantenimiento es determinada por la RCS 104 midiendo el nivel de
potencia recibida de la unidad 111 de abonado y el nivel actual de
potencia del sistema y, a partir de esto, calcula la potencia
inicial necesaria de transmisión. El método acorta el tiempo de
adquisición de canal de la unidad 111 de abonado para empezar una
comunicación. El método también impide que el nivel de potencia de
transmisión de la unidad 111 de abonado resulte demasiado alto e
interfiera con otros canales durante la transmisión inicial antes de
que el control de potencia en bucle cerrado reduzca la potencia de
transmisión.
La RCS 104 obtiene sincronización de su reloj
desde una línea de interfaz tal como, pero no limitada a, las
interfaces E1, T1 o HDLS. La RCS 104 también puede generar su propia
señal de reloj interno procedente de un oscilador que puede ser
regulada por un receptor de Sistema Global de Localización (GPS). La
RCS 104 genera un código piloto global, un canal con un código de
extensión pero sin modulación de datos, que puede ser adquirido por
las unidades de abonado remotas 111 a 118. Todos los canales de
transmisión de la RCS son sincronizados con el canal piloto, y las
fases de códigos de extensión de los generadores de códigos (no
mostrados), usados para canales lógicos de comunicación dentro de la
RCS 104, también son sincronizadas con la fase un código de
extensión del canal piloto. De modo similar, las unidades de abonado
(SUs) 111 a 118, que reciben el código piloto global de la RCS 104,
sincronizan las fases de códigos de extensión y contracción de los
generadores de códigos (no mostrados) de las unidades de abonado con
el código piloto global.
La RCS 104, la SU 111 y la RDU 102 pueden
incorporar redundancia de sistema de los elementos del sistema y
conmutación automática entre los elementos funcionales internos del
sistema en un caso de fallo para impedir la pérdida o desactivación
de un radioenlace, fuente de alimentación, canal de tráfico o grupo
de canales de tráfico.
Un "canal" de la técnica anterior es
considerado usualmente como un trayecto de comunicaciones que es
parte de una interfaz y que puede ser distinguido de otros trayectos
de esa interfaz sin considerar su contenido. Sin embargo, en el caso
de CDMA, los trayectos de comunicaciones distintos son distinguidos
sólo por su contenido. El término "canal lógico" es usado para
distinguir los flujos de datos distintos que son lógicamente
equivalentes a canales en el sentido convencional. Todos los canales
y subcanales lógicos de la presente invención son transformados a un
flujo común de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura
(QPSK) de 64 kilosímbolos por segundo (ksim/s). Algunos canales son
sincronizados con códigos piloto asociados que son generados a
partir de, y realizan una función similar que, el código piloto
global (GPC) del sistema. Sin embargo, las señales piloto del
sistema no son consideradas canales lógicos.
Varios canales lógicos de comunicación son usados
por el enlace de comunicación de RF entre la RCS y la unidad de
abonado (SU). Cada canal lógico de comunicación tiene un código de
extensión predeterminado fijo o un código de extensión asignado
dinámicamente. Tanto para códigos predeterminados como asignados, la
fase de código es sincronizada con el código piloto. Los canales
lógicos de comunicación están divididos en dos grupos: el grupo de
canales globales (GC) incluye canales que son transmitidos desde la
RCS de estación base a todas las SUs remotas o desde cualquier SU a
la RCS de la estación base con independencia de la identidad de la
SU. Los canales en el grupo de canales globales (GC) pueden contener
información de un tipo dado para todos los usuarios incluyendo los
canales usados por las SUs para obtener acceso al sistema. Los
canales en el grupo de canales asignados (AC) son los canales
dedicados a la comunicación entre la RCS y una SU particular.
El grupo de canales globales (GC) proporciona: 1)
canales lógicos de control de radiodifusión que facilitan servicios
de punto a multipunto para mensajes de radiodifusión a todas las SUs
y mensajes de buscapersonas a las SUs, y 2) canales lógicos de
control de acceso que facilitan servicios de punto a punto en
canales globales para que las SUs accedan al sistema y obtengan
canales asignados.
Las RCS de la presente invención tiene canales
lógicos múltiples de control de acceso y un grupo de control de
radiodifusión. Una SU de la presente invención tiene al menos un
canal de control de acceso y al menos un canal lógico de control de
radiodifusión.
Los canales lógicos globales controlados por la
RCS son el canal de radiodifusión rápida (FBCH) que difunde
información de cambio rápido referente a que servicios y que canales
de acceso están disponibles actualmente, y el canal de radiodifusión
lenta (SBCH) que difunde información de sistema de cambio lento y
mensajes de buscapersonas. El canal de acceso (AXCH) es usado por
las SUs para acceder a una RCS y obtener acceso a los canales
asignados. Cada canal de acceso (AXCH) está emparejado con un canal
de control (CTCH). El CTCH es usado por la RCS para acusar recibo
de, y replicar a, los intentos de acceso por las SUs. El piloto de
acceso largo (LAXPT) es transmitido sincrónicamente con el AXCH para
suministrar a la RCS una referencia de tiempo y fase.
Un grupo de canales asignados (AC) contiene los
canales lógicos que controlan una sola conexión de telecomunicación
entre la RCS y una SU. Las funciones desarrolladas cuando es formado
un grupo de canales asignados (AC) incluyen un par de canales
lógicos de mensajes de control de potencia para cada una de las
conexiones de enlace ascendente y enlace descendente y, dependiendo
del tipo de conexión, uno o más pares de canales de tráfico. La
función de control de portador realiza las funciones requeridas de
control de errores de reenvío, modificación de frecuencia de
portador y cifrado.
Cada unidad de abonado (SU) 111, 112, 115, 117 y
118 tiene al menos un grupo de canales asignados (AC) formado cuando
existe una conexión de telecomunicación, y cada RCS 104, 105 y 110
tiene grupos múltiples de canales asignados (AC) formados, uno para
cada conexión en curso. Un grupo de canales asignados (AC) de
canales lógicos es creado para una conexión cuando se establece
satisfactoriamente la conexión. El grupo de canales asignados (AC)
incluye cifrado, codificación de corrección de errores de reenvío
(FEC) y multiplexación en transmisión, y descodificación de
corrección de errores de reenvío (FEC), descifrado y
desmultiplexación en recepción.
Cada grupo de canales asignados (AC) proporciona
un conjunto de servicios de punto a punto orientados a conexión y
funciona en ambos sentidos entre una RCS específica, por ejemplo la
RCS 104, y una SU específica, por ejemplo la SU 111. Un grupo de AC
formado para una conexión puede controlar más de un portador por el
canal de comunicación de RF asociado con una sola conexión.
Portadores múltiples son usados para transportar datos distribuidos
tales como, pero no limitados a, red digital de servicios integrados
(ISDN). Un grupo de AC puede encargarse de la duplicación de canales
de tráfico para facilitar el cambio a modulación por codificación de
impulsos (PCM) de 64 kb/s para servicios de módem y facsímil de alta
velocidad para la función de modificación de frecuencia de
portador.
Los canales lógicos asignados formados en una
conexión satisfactoria de llamada e incluidos en el grupo de AC son
un canal de señalización dedicado [línea de órdenes (OW)], un canal
de control automático de potencia (APC) y uno o más canales de
tráfico (TRCH) que son portadores de 8, 16, 32 o 64 kb/s dependiendo
del servicio soportado. Para tráfico de voz, fonía codificada de
frecuencia moderada, ADPPCM o PCM puede ser soportada en los canales
de tráfico. Para tipos de servicio ISDN, dos canales de tráfico de
64 kb/s forman los canales B y un canal de tráfico de 16 kb/s forma
el canal D. Alternativamente, el subcanal de APC puede ser modulado
separadamente en su propio canal CDMA o puede ser multiplexado por
división de tiempo con un canal de tráfico o canal de línea de
órdenes (OW).
Cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 de la presente
invención soporta hasta tres canales de tráfico simultáneos. La
transformación de los tres canales lógicos para canales de tráfico
en los datos de usuario es mostrada a continuación en la Tabla
1:
Transformación de tipos de servicio en los tres canales de tráfico (TRCH) disponibles | |||
Servicio | Canal de tráfico (0) | Canal de tráfico (1) | Canal de tráfico (2) |
\begin{minipage}[t]{55mm}Servicio telefónico antiguo de 16 kb/s\end{minipage} | TRCH/16 | no usado | no usado |
\begin{minipage}[t]{55mm}Servicio telefónico antiguo de 32+ 64 kb/s (durante la modificación de canal portador\end{minipage} | TRCH/32 | TRCH/64 | no usado |
Servicio telefónico antiguo de 32 kb/s | TRCH/32 | no usado | no usado |
Servicio telefónico antiguo de 64 kb/s | no usado | TRCH/64 | no usado |
ISDN D | no usado | no usado | TRCH/16 |
ISDN B+D | TRCH/64 | no usado | TRCH/16 |
ISDN 2B+D | TRCH/64 | TRCH/64 | TRCH/16 |
Bucle local digital @ 64 kb/s | TRCH/64 | no usado | no usado |
Bucle local digital @ 2x64 kb/s | TRCH/64 | TRCH/64 | no usado |
Bucle local analógico @ 64 kb/s | TRCH/64 | no usado | no usado |
La frecuencia de datos de control automático de
potencia (APC) es enviada a 64 kb/s. El canal lógico de APC no es
codificado en corrección de errores de reenvío (FEC) para evitar
retardo y es transmitido en un nivel de potencia relativamente bajo
para minimizar la capacidad usada para APC. Alternativamente, el APC
y la línea de órdenes (OW) pueden ser modulados separadamente usando
secuencias de códigos complejos de extensión, o pueden ser
multiplexados por división de tiempo.
El canal lógico de OW es codificado en FEC con un
código de convolución de relación 1/2. Este canal lógico es
transmitido en ráfagas cuando están presentes datos de señalización
para reducir la interferencia. Después de un período inactivo, la
señal de OW empieza con al menos 35 símbolos antes del comienzo de
la trama de datos. Para datos de llamada silenciosa de
mantenimiento, la OW es transmitida continuamente entre tramas de
datos. La Tabla 2 resume los canales lógicos usados en la
realización ejemplar:
Nombre de | Acrónimo | Descripción breve | Dirección | Frecuencia | BER | Nivel de | Piloto |
canal | (directa o | de bits | máxima | potencia | |||
inversa) | |||||||
Canales globales | |||||||
Canal de | FBCH | Radiodifunde Información | Directa | 16 kb/s | 1e^{-4} | Fijo | GLPT |
radiodifusión | de sistema de cambio | ||||||
rápida | rápido | ||||||
Canal de | SBCH | Radiodifunde mensajes de | Directa | 16 kb/s | 1e^{-7} | Fijo | GLPT |
radiodifusión | buscapersonas a FSUs e | ||||||
lenta | información de sistema | ||||||
de cambio lento | |||||||
Canales de | AXCH (i) | Para intentos de acceso | Inversa | 32 kb/s | 1e^{-7} | controlado | LAXPT |
acceso | iniciales por FSUs | por APC | (i) | ||||
Canales de | CTCH (i) | Para conceder acceso | Directa | 32 kb/s | 1e^{-7} | Fijo | GLPT |
control |
Nombre de | Acrónimo | Descripción breve | Dirección | Frecuencia | BER | Nivel de | Piloto |
canal | (directa o | de bits | máxima | potencia | |||
inversa) | |||||||
Canales asignados | |||||||
Sistema | TRCH/16 | Uso general de | Directa/ | 16 kb/s | 1e^{-4} | Controlado | F-GLPT |
telefónico | servicio telefónico | inversa | por APC | R-ASPT | |||
antiguo de | antiguo | ||||||
16/kb/s | |||||||
Sistema | TRCH/32 | Uso general de | Directa/ | 32 kb/s | 1e^{-4} | Controlado | F-GLPT |
telefónico | servicio telefónico | inversa | por APC | R-ASPT | |||
antiguo de | antiguo | ||||||
32/kb/s | |||||||
Sistema | TRCH/64 | Uso de servicio | Directa/ | 64 kb/s | 1e^{-4} | Controlado | F-GLPT |
telefónico | telefónico antiguo | inversa | por APC | R-ASPT | |||
antiguo | para módems/facsímil | ||||||
de 64/kb/s | dentro de banda | ||||||
Canal D | TRCH/16 | Canal de ISDN D | Directa/ | 16 kb/s | 1e^{-7} | Controlado | F-GLPT |
inversa | por APC | R-ASPT | |||||
Canal de | OW | Canal de señalización | Directa/ | 32 kb/s | 1e^{-7} | Controlado | F-GLPT |
línea de | asignado | inversa | por APC | R-ASPT | |||
órdenes | |||||||
Canal de | APC | Transporta órdenes de | Directa/ | 64 kb/S | 2e^{-1} | Controlado | F-GLPT |
control | APC | inversa | por APC | R-ASPT | |||
automático | |||||||
de potencia |
Los generadores de códigos de CDMA usados para
codificar los canales lógicos de la presente invención emplean
registros lineales de desplazamiento (LSRs) con lógica de
realimentación que es un método bien conocido en la técnica. Los
generadores de códigos de la presente realización de la invención
generan 64 secuencias únicas sincrónicas. Cada canal de comunicación
de RF usa un par de estas secuencias para extensión compleja (en
fase y en cuadratura) de los canales lógicos, así que el generador
proporciona 32 secuencias de extensión compleja. Las secuencias son
generadas por una sola simiente que es cargada inicialmente en un
circuito de registro de desplazamiento.
El período del código de extensión de la presente
invención es definido como un múltiplo entero de la duración de
símbolo, y el principio del período de código es también el
principio del símbolo.
La relación entre las anchuras de banda y las
longitudes de símbolo elegidas para la realización ejemplar de la
presente invención es:
Anchura de banda (MHz) | Longitud (chips/símbolo) |
7 | 91 |
10 | 130 |
10,5 | 133 |
14 | 182 |
15 | 195 |
La longitud del código de extensión es también
unmúltiplo de 64 y de 96 para soporte de trama de ISDN. El código
de extensión es una secuencia de símbolos, denominados chips o
valores de chips. Los métodos generales para generar secuencias
seudoaletorias usando la matemática del cuerpo de Galois son
conocidos por los expertos en la técnica; sin embargo, un conjunto
único, o familia, de secuencias de códigos ha sido obtenido para la
presente invención. Primero, se elige la longitud del registro
lineal con desplazamiento de realimentación lineal para generar una
secuencia de código, y el valor inicial del registro es denominado
una "simiente". Segundo, se impone la limitación de que ninguna
secuencia de código generada por una simiente de código puede ser un
desplazamiento cíclico de otra secuencia de código generada por la
misma simiente de código. Finalmente ninguna secuencia de código
generada a partir de una simiente puede ser un desplazamiento
cíclico de una secuencia de código generada por otra simiente.
Se ha determinado que la longitud de código de
extensión de valores de chips de la presente invención es:
(1)128 x 233415
=
29877120
Los códigos de extensión son generados combinando
una secuencia lineal de período 233415 y una secuencia no lineal de
período 128.
El canal de radiodifusión rápida (FBCH) de la
realización ejemplar es una excepción porque no está codificado con
la secuencia de longitud 128, así que el código de extensión de FBCH
tiene un período 233415.
La secuencia no lineal de longitud 128 es
implementada como una secuencia fija cargada en un registro de
desplazamiento con una conexión de realimentación. La secuencia fija
puede ser generada por una secuencia m de longitud 127
rellenada con un valor 0,1 o aleatorio lógico extra como es bien
conocido en la técnica.
La secuencia lineal de longitud L=233415 es
generada usando un circuito de registro lineal de desplazamiento con
realimentación (LFSR) con 36 etapas. Las conexiones de
realimentación corresponden a un polinomio irreducible h(n)
de grado 36. El polinomio h(x) elegido para la realización
ejemplar de la presente invención es:
h(x) =
x^{36} + x^{35} + x^{30} + x^{28} + x^{26} + x^{25} +
x^{22} + x^{20} + x^{19} + x^{17}
+
\hskip0,7cmx^{16} + x^{15} + x^{14} + x^{12} + x^{11} + x^{9} + x^{8} + x^{4} + x^{3} + x^{2} + 1
o, en notación
binaria
(2)h(x)
=
(1100001010110010110111101101100011101)
Se determina un grupo de valores de
"simientes" para un registro lineal de desplazamiento con
realimentación (LFSR) representando el polinomio h(x) de la
ecuación (2) que genera secuencias de códigos que son casi
ortogonales entre sí. La primera exigencia de los valores de
simientes es que los valores de simientes no generan dos secuencias
de códigos que sean simplemente desplazamientos cíclicos entre
sí.
Las simientes son representadas como elementos de
GF(2^{36}) que es el campo de clases de residuos módulo
h(x). Este campo tiene un elemento primitivo
\delta=x^{2}+x+1. Larepresentación binaria de \delta es
(3)\delta =
000000000000000000000000000000000111
Cada elemento de GF(2^{36}) también
puede ser escrito como una potencia de \delta módulo h(x)
reducido. Por consiguiente, las simientes son representadas como
potencias de \delta, el elemento primitivo.
La solución para el orden de un elemento no
requiere una búsqueda de todos los valores; el orden de un elemento
divide el orden del campo (GF(2^{36})). Cuando \delta es
cualquier elemento de GF(2^{36}) con
x^{e}
\equiv
1
para cierto e, entonces
e|2^{36}-1. Por tanto, el orden de cualquier
elemento en GF(2^{36}) divide
2^{36}-1.
Usando estas limitaciones, se ha determinado que
una búsqueda numérica genera un grupo de valores de simientes, n,
que son potencias de \delta, el elemento primitivo de
h(x).
La presente invención incluye un método para
incrementar el número de simientes disponibles para uso en un
sistema de comunicación CDMA reconociendo que ciertos desplazamiento
cíclicos de las secuencia de códigos determinadas previamente pueden
ser usados simultáneamente. El retardo de ida y vuelta para las
anchuras de banda y tamaños de células de la presente invención es
menor que 3.000 chips. En una realización de la presente invención,
desplazamientos cíclicos separados suficientemente de una secuencia
pueden ser usados dentro de la misma célula sin causar ambigüedad
para un receptor intentando determinar la secuencia de código. Este
método aumenta el conjunto de secuencias disponibles para el
uso.
Realizando los ensayos descritos previamente, un
total de 3.879 simientes primarias fueron determinadas mediante
cálculo numérico. Estas simientes son dadas matemáticamente como
\delta^{n}
módulo
h(x)
donde 3.879 valores de n
están relacionados en el Apéndice A, con \delta =(00....00111)
como antes en
(3).
Cuando todas las simientes primarias son
conocidas, todas las simientes secundarias de la presente invención
son obtenidas de las simientes primarias desplazándolas en múltiplos
de 4.095 chips módulo h(x). Una vez que una familia de
valores de simientes es determinada, estos valores son almacenados
en memoria y asignados a canales lógicos como sea necesario. Una vez
asignado, el valor inicial de simiente es cargado simplemente en el
LFSR para producir la secuencia requerida de código de extensión
asociada con el valor de simiente.
La adquisición rápida de la fase de código
correcta por un receptor de espectro extendido es mejorada diseñando
códigos de extensión que sean de detección más rápida. La presente
realización de la invención incluye un método nuevo para generar
secuencias de códigos que tienen propiedades de adquisición rápida
usando uno o más de los métodos siguientes. Primero, un código largo
puede ser construido a partir de dos o más códigos cortos. La nueva
implementación usa muchas secuencias de códigos, una o más de las
cuales son secuencias de adquisición rápida de longitud L que tienen
búsquedas medias de fases de adquisición de r=log 2L. Secuencias con
tales propiedades son bien conocidas por los expertos en la técnica.
El número medio de fases de ensayo de adquisición de la secuencia
larga resultante es un múltiplo de r=log 2L más bien que la mitad
del número de fases de la secuencia larga.
Segundo, un método para transmitir secuencias de
códigos de extensión de valor complejo (secuencias en fase (I) y en
cuadratura (Q)) en una señal de código de extensión piloto puede ser
usado más bien que transmitir secuencias de valor real. Dos o más
secuencias de códigos distintas pueden ser transmitidas por los
canales complejos. Si las secuencias tienen fases diferentes, una
adquisición puede ser efectuada por circuitos de adquisición en
paralelo sobre las secuencias de códigos diferentes cuando es
conocido el desplazamiento de fase relativo entre los dos o más
canales de códigos. Por ejemplo, para dos secuencias, una puede ser
enviada por un canal en fase (I) y una por el canal en cuadratura
(Q). Para explorar las secuencias de códigos, los medios de
detección de adquisición exploran los dos canales pero empiezan en
el canal (Q) con una desviación igual a un medio de la longitud de
la secuencia de código de extensión. Con longitud N de secuencia de
código, los medios de adquisición empiezan la búsqueda en N/2 en el
canal (Q). El número medio de ensayos para hallar la adquisición es
N/2 para una sola búsqueda de código pero explorar en paralelo el
canal (I) y el canal (Q) retardado en fase reduce el número medio de
ensayos a N/4. Los códigos enviados por cada canal podrían ser el
mismo código, el mismo código con la fase de código de un canal
retardada o secuencias de códigos diferentes.
Los códigos largos de extensión compleja usados
para el sistema ejemplar de la presente invención tienen un número
de chips después de los cuales el código se repite. El período de
repetición de la secuencia de extensión es denominado una época.
Para transformar los canales lógicos en códigos de extensión de
CDMA, la presente invención usa una estructura de épocas y
subépocas. El período de código para el código de extensión de CDMA
para modular los canales lógicos es 29877120 chips/período de código
que es el mismo número de chips para todas las anchuras de banda. El
período de código es la época de la presente invención y la Tabla 3
siguiente define la duración de época para las frecuencias de
segmentos soportadas. Además, dos subépocas son definidas en la
época de código de extensión y son de 233415 chips y 128 chips de
longitud.
La subépoca de 233415 chips es denominada una
subépoca larga y es usada para sincronizar sucesos en la interfaz de
comunicación de RF tales como conmutación de clave de cifrado y
cambio de códigos globales a códigos asignados. La subépoca corta de
128 chips es definida para uso como una referencia de temporización
adicional. La frecuencia máxima de símbolos usada con un solo código
de CDMA es 64 ksim/s. Siempre hay un número entero de chips en una
duración de símbolo para las frecuencias de símbolos soportadas de
64,32,16 y 8 ksim/s.
Anchuras de banda, frecuencias de chips y épocas | |||||
Anchura de | Frecuencia de | Número de chips | Duración* de | Duración* de | Duración* de |
banda (MHz) | chips compleja, | en un símbolo | subépoca de 128 | subépoca de | época (s) |
(Mchip/s) | de 64 kbit/s | chips (\mus) | 233415 chips (ms) | ||
7 | 5,824 | 91 | 21,978 | 40,078 | 5,130 |
10 | 8,320 | 130 | 15,385 | 28.055 | 3,591 |
10,5 | 8,512 | 133 | 15,038 | 27,422 | 3,510 |
14 | 11,648 | 182 | 10,989 | 20,039 | 2,565 |
15 | 12,480 | 195 | 10,256 | 18,703 | 2,394 |
* los números en estas columnas están redondeados a 5 dígitos. |
Los códigos de extensión compleja son diseñados
tal que el principio de la época de secuencia coincide con el
principio de un símbolo para todas las anchuras de banda soportadas.
La presente invención soporta anchuras de banda de 7, 10, 10,5, 14 y
15 MHz. Suponiendo una descarga de datos nominal del 20%, estas
anchuras de banda corresponden a las frecuencias siguientes de chips
en la Tabla 4.
Anchuras de banda y frecuencias de chips soportadas para CDMA | ||||
Anchura de banda | R_{c} (Mchips/s | Anchura de banda | L: (R_{c}/L)= 64 k | Descomposición |
(MHz) | complejos) | en exceso (%) | en factores de L | |
7 | 5,824 | 20,19 | 91 | 7x13 |
10 | 8,320 | 20,19 | 130 | 2x5x13 |
10,5 | 8,512 | 23,36 | 133 | 7x19 |
14 | 11,648 | 20,19 | 182 | 2x7x13 |
15 | 12,480 | 20,19 | 195 | 3x5x13 |
El número de chips en una época es
(6)N=29877120=2^{7}x3^{3}x5x7x13x19
Si se usa intercalación, el principio de un
período intercalador coincide con el principio de la época de
secuencia. Las secuencias de extensión generadas usando un método de
la presente invención pueden soportar períodos intercaladores que
son múltiplos de 1,5 ms para diversas anchuras de banda.
Las secuencias cíclicas de la técnica anterior
son generadas usando circuitos de LFSR. Sin embargo, este método no
genera secuencias de longitud par. Una realización del generador de
secuencias de códigos de extensión usando las simientes de códigos
generadas previamente es mostrada en la Figura 2a, la Figura 2b y la
Figura 2c. La presente invención usa un LFSR 201 de 36 etapas para
generar una secuencia de período N'=233415=3^{3}x5x7x13x19, que es
C_{0} en la Figura 2a. En las Figuras 2a, 2b y 2c, el símbolo
\oplus representa una adición binaria (O exclusiva). Un generador
de secuencias diseñado como antes genera las partes en fase y en
cuadratura de un conjunto de secuencias complejas. Las conexiones de
derivación y el estado inicial del LFSR de 36 etapas determinan la
secuencia generada por este circuito. Los coeficientes de derivación
en el LFSR de 36 etapas son determinados tal que las secuencias
resultantes tienen el período 233415. Obsérvese que las conexiones
de derivación mostradas en la Figura 2a corresponden al polinomio
dado en la ecuación (2). Entonces, cada secuencia resultante es
superpuesta por adición binaria con la secuencia C_{\text{*}} de
longitud 128 para obtener el período 29877120 de época.
La Figura 2b muestra un circuito 202 de
alimentación directa (FF: feed forward) que es usado en el generador
de códigos. La señal X[n-1]es extraída
del retardo 211 de chip, y la entrada del retardo 211 de chip es
X[n]. El chip C[n] de código es formado por el sumador
lógico 212 a partir de la entrada X[n] y
X[n-1]. La Figura 2c muestra el generador
completo de códigos de extensión. Desde el LFSR 201, las señales de
salida pasan a través de una cadena de hasta 63 circuitos 203 de
alimentación directa (FF) de etapa única dispuestos en serie como se
muestra. La salida de cada circuito de alimentación directa es
superpuesta con el período 128=2^{7} de secuencia corta par
C_{\text{*}} de código que es almacenada en la memoria 222 de
código y que exhibe características espectrales de una secuencia
seudoaleatoria para obtener la época N=29877120. Esta secuencia de
128 es determinada usando una secuencia m (secuencia de
seudo-ruido) de longitud
127=2^{7}-1 y añadiendo un valor de bit, tal como
0 lógico, a la secuencia para aumentar la longitud a 128 bits. La
secuencia C_{\text{*}} de código par es introducida en el registro
221 de desplazamiento de código par, que es un registro cíclico, que
extrae continuamente la secuencia. La secuencia corta es combinada
entonces con la secuencia larga usando una operación O exclusiva
213, 214, 220.
Como se muestra en la Figura 2c, hasta 63
secuencias C_{0} a C_{63} de códigos de extensión son generadas
derivando las señales de salida de los circuito 203 de alimentación
directa y sumando lógicamente la secuencia corta C_{\text{*}} en
los sumadores binarios 213, 214 y 220, por ejemplo. Un experto en la
técnica comprenderá que la realización de circuitos 203 de
alimentación directa creará un efecto de retardo acumulativo para
las secuencias de códigos producidas en cada etapa de alimentación
directa en la cadena. Este retardo es debido al retardo eléctrico
no nulo en los componentes electrónicos de la realización. Los
problemas de temporización asociados con el retardo pueden ser
aliviados insertando elementos de retardo adicionales en la cadena
de circuitos de alimentación directa en una versión de la
realización de la invención. La cadena de circuitos de alimentación
directa (FFS) de la Figura 2c con elementos de retardo adicionales
es mostrada en la Figura 2d.
Los generadores de códigos en la
realizaciónejemplar de la presente invención están configurados
para generar códigos globales o códigos asignados. Los códigos
globales son códigos de CDMA que pueden ser recibidos o transmitidos
por todos los usuarios del sistema. Los códigos asignados por todos
los usuarios del sistema. Los códigos asignados son códigos de CDMA
que son asignados para una conexión particular. Cuando un conjunto
de secuencias son generadas por el mismo generador como se ha
descrito, sólo la simiente del LFSR de 36 etapas es especificada
para generar una familia de secuencias. Las secuencias para todos
los códigos globales son generadas usando el mismo circuito LFSR.
Por tanto, una vez que una unidad de abonado (SU) se ha
sincronizado con la señal piloto global procedente de una RCS y
conoce la simiente para el circuito LFSR para los códigos de canal
global, puede generar no sólo la secuencia piloto sino también
todos los demás códigos globales usados por la RCS.
La señal que es convertida elevando la frecuencia
a RF es generada como sigue. Las señales de salida de los circuitos
de registro de desplazamiento anteriores son convertidos en una
secuencia opuesta (0 se transforma en +1, 1 se transforma en -1).
Los canales lógicos son convertidos inicialmente en señales QPSK
que son transformadas como puntos de constelación como es bien
conocido en la técnica. Los canales en fase y en cuadratura de cada
señal QPSK forman las partes real e imaginaria del valor de datos
complejos. De modo similar, dos códigos de extensión son usados para
formar valores de chips de extensión complejos. Los datos complejos
son extendidos siendo multiplicados por el código de extensión
compleja. De modo similar, los datos complejos recibidos son
correlacionados con la conjugada del código de extensión compleja
para recuperar los datos contraídos.
Códigos cortos son usados para el proceso inicial
de aumento en rampa de potencia cuando una SU accede a una RCS. El
período de los códigos cortos es igual a la duración del símbolo y
el comienzo de cada período está alineado con un límite de símbolo.
Tanto la SU como la RCS obtienen las partes real e imaginaria de
los códigos cortos procedentes de las últimas ocho secciones de
alimentación directa del generador de secuencias que produce los
códigos globales para esa célula.
Los códigos cortos que están en uso en la
realización ejemplar de la invención son actualizados cada 3 ms.
Pueden usarse otros tiempos de actualización que estén de acuerdo
con la frecuencia de símbolos. Por tanto, una conmutación ocurre
cada 3 ms empezando en el límite de época. En una conmutación, la
porción siguiente de longitud de símbolo de la salida de
alimentación directa correspondiente se convierte en el código
corto. Cuando la unidad deabonado (SU) necesita usar un código
corto particular, espera hasta el primer límite de 3 ms de la época
siguiente y almacena la salida de porción siguiente de longitud de
símbolo de la sección de alimentación directa correspondiente. Esta
debe ser usada como el código corto hasta la conmutación siguiente
que ocurre 3 ms después.
Las señales representadas por estos códigos
cortos son conocidas como pilotos de canales de acceso corto
(SAXPTs).
(SAXPTs).
La relación exacta entre las secuencia de códigos
de extensión y los canales lógicos de CDMA y las señales piloto es
documentada en la Tabla 5a y la Tabla 5b. Los nombres de señales que
terminal en "CH" corresponden a canales lógicos. Los nombres de
señales que terminan en "PT" corresponden a señales piloto, que
son descritas con detalle a continuación.
Secuencias de códigos de extensión y códigos globales de CDMA | |||
Secuencia | Cuadratura | Canal lógico o señal piloto | Dirección |
C_{0} | en fase (I) | Canal de radiodifusión rápida (FBCH) | directa |
C_{1} | en cuadratura (Q) | FBCH | directa |
C_{2} \oplusC* | I | Piloto global (GLPT) | directa |
C_{3} \oplusC* | Q | GLPT | directa |
C_{4} \oplusC* | I | SBCH | directa |
C_{5} \oplusC* | Q | SBCH | directa |
C_{6} \oplusC* | I | Canal de control (0) (CTCH) | directa |
C_{7} \oplusC* | Q | CTCH (0) | directa |
C_{8} \oplusC* | I | Canal de control automático de potencia | directa |
(APCH (1)) | |||
C_{9} \oplusC* | Q | APCH (1) | directa |
C_{10} \oplusC* | I | CTCH (1) | directa |
C_{11} \oplusC* | Q | CTCH (1) | directa |
C_{12} \oplusC* | I | APCH (1) | directa |
C_{13} \oplusC* | Q | APCH (1) | directa |
C_{14} \oplusC* | I | CTCH (2) | directa |
C_{15} \oplusC* | Q | CTCH (2) | directa |
C_{16} \oplusC* | I | APCH (2) | directa |
C_{17} \oplusC* | Q | APCH (2) | directa |
C_{18} \oplusC* | I | CTCH (3) | directa |
C_{19} \oplusC* | Q | CTCH (3) | directa |
C_{20} \oplusC* | I | APCH (3) | directa |
C_{21} \oplusC* | Q | APCH (3) | directa |
C_{22} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{23} \oplusC* | Q | reservado | - - |
.... | .... | .... | .... |
.... | .... | .... | .... |
C_{40} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{41} \oplusC* | Q | reservado | - - |
C_{42} \oplusC* | I | AXCH(3) | inversa |
C_{43} \oplusC* | Q | AXCH(3) | inversa |
Secuencia | Cuadratura | Canal lógico o señal piloto | Dirección |
C_{44} \oplusC* | I | LAXPT (3) | inversa |
SAXPT (3) | |||
C_{45} \oplusC* | Q | LAXPT (3) | inversa |
SAXPT (3) simiente | |||
C_{46} \oplusC* | I | AXCH (2) | inversa |
C_{47} \oplusC* | Q | AXCH (2) | inversa |
C_{48} \oplusC* | I | LAXPT (2) | inversa |
SAXPT (2) simiente | |||
C_{49} \oplusC* | Q | LAXPT (2) | inversa |
SAXPT (2) simiente | |||
C_{50} \oplusC* | I | AXCH (1) | inversa |
C_{51} \oplusC* | Q | AXCH (1) | inversa |
C_{52} \oplusC* | I | LAXPT (1) | inversa |
SAXPT (1) simiente | |||
C_{53} \oplusC* | Q | LAXPT (1) | inversa |
SAXPT (1) simiente | |||
C_{54} \oplusC* | I | AXCH(0) | inversa |
C_{55} \oplusC* | Q | AXCH(0) | inversa |
C_{56} \oplusC* | I | LAXPT (0) | inversa |
SAXPT (0) simiente | |||
C_{57} \oplusC* | Q | LAXPT (0) | inversa |
SAXPT (0) simiente | |||
C_{58} \oplusC* | I | INACTIVO | - - |
C_{59} \oplusC* | Q | INACTIVO | - - |
C_{60} \oplusC* | I | AUXILIAR | inversa |
C_{61} \oplusC* | Q | AUXILIAR | inversa |
C_{62} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{63} \oplusC* | Q | reservado | - - |
Secuencias de códigos de extensión y códigos asignados de CDMA | |||
Secuencia | Cuadratura | Canal lógico o señal piloto | Dirección |
C_{0} \oplusC* | I | piloto asignado (ASPT) | inversa |
C_{1} \oplusC* | Q | ASPT | inversa |
C_{2} \oplusC* | I | APCH | inversa |
C_{3} \oplusC* | Q | APCH | inversa |
C_{4} \oplusC* | I | canal de línea de órdenes (OWCH) | inversa |
C_{5} \oplusC* | Q | OWCH | inversa |
C_{6} \oplusC* | I | TRCH (0) | inversa |
C_{7} \oplusC* | Q | TRCH (0) | inversa |
C_{8} \oplusC* | I | TRCH (1) | inversa |
C_{9} \oplusC* | Q | TRCH (1) | inversa |
C_{10} \oplusC* | I | TRCH (2) | inversa |
C_{11} \oplusC* | Q | TRCH (2) | inversa |
C_{12} \oplusC* | I | TRCH (3) | inversa |
C_{13} \oplusC* | Q | TRCH (3) | inversa |
C_{14} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{15} \oplusC* | Q | reservado | - - |
.... | .... | .... | .... |
.... | .... | .... | .... |
C_{44} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{45} \oplusC* | Q | reservado | - - |
C_{46} \oplusC* | I | TRCH (3) | directa |
C_{47} \oplusC* | Q | TRCH (3) | directa |
C_{48} \oplusC* | I | TRCH (2) | directa |
C_{49} \oplusC* | Q | TRCH (2) | directa |
C_{50} \oplusC* | I | TRCH (1) | directa |
C_{51} \oplusC* | Q | TRCH (1) | directa |
C_{52} \oplusC* | I | TRCH (0) | directa |
C_{53} \oplusC* | Q | TRCH (0) | directa |
C_{54} \oplusC* | I | OWCH | directa |
C_{55} \oplusC* | Q | OWCH | directa |
Secuencia | Cuadratura | Canal lógico o señal piloto | Dirección |
C_{56} \oplusC* | I | APCH | directa |
C_{57} \oplusC* | Q | APCH | directa |
C_{58} \oplusC* | I | INACTIVO | - - |
C_{59} \oplusC* | Q | INACTIVO | - - |
C_{60} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{61} \oplusC* | Q | reservado | - - |
C_{62} \oplusC* | I | reservado | - - |
C_{63} \oplusC* | Q | reservado | - - |
Para códigos globales, los valores de simientes
para el registro de desplazamiento de 36 bits son elegidos para
evitar usar el mismo código, o cualquier desplazamiento cíclico del
mismo código, dentro de la misma área geográfica para impedir la
ambigüedad o la interferencia perjudicial. Ningún código asignado
es igual a, o un desplazamiento cíclico de, un código global.
Las señales piloto son usadas para
sincronización, recuperación de fase de portadora y para estimar la
respuesta a impulsos del radiocanal.
La RCS 104 transmite una referencia de portadora
piloto de enlace directo como una secuencia de código piloto
complejo para proporcionar referencia de tiempo yfase para todas las
SUs 111, 112, 115, 117 y 118 en su área de servicio. El nivel de
potencia de la señal piloto global (GLPT) es fijado para
proporcionar cobertura adecuada en toda el área de servicio de la
RCS, cuya área depende del tamaño de la célula. Con una sola señal
piloto en el enlace directo, es despreciable la reducción en la
capacidad del sistema debido a la energía de piloto.
Cada una de las SUs 111, 112, 115, 117 y 118
transmite una referencia de portadora piloto como una secuencia de
código de extensión piloto modulado en cuadratura (de valor
complejo) para proporcionar una referencia de tiempo y fase a la RCS
para el enlace inverso. La señal piloto transmitida por la SU de una
realización de la invención es 6 dB inferior que la potencia del
canal de tráfico del servicio telefónico antiguo (POTS) de 32 kb/s.
El canal de piloto inverso está sometido a control automático de
potencia (APC). El piloto de enlace inverso asociado con una
conexión particular es denominado el piloto antiguo (ASPT). Además,
hay señales piloto asociadas con canales de acceso. Estas son
denominadas los pilotos de canales de acceso largo (LAXPTs). Pilotos
de canales de acceso corto (SAXPTs) también están asociados con los
canales de acceso y son usados para adquisición de códigos de
extensión y aumento en rampa de potencia inicial.
Todas las señales piloto son formadas a partir de
códigos complejos, como se define a continuación:
Piloto global (directo) = {C_{2}
\oplusC_{\text{*}})+j. (C_{3} \oplusC_{\text{*}})} \cdot
{(1)+j.(0)}
\hskip3cm{código complejo} \cdot {portadora}
Las señales piloto complejas son contraídas por
multiplicación por códigos de extensión conjugados: {C_{2}
\oplusC_{\text{*}}_{\text{*}}\cdot)-j.(C_{3}
\oplusC_{\text{*}})}. En contraste, los canales de tráfico
(TRCH) son de la forma:
TRCH_{n} (directo/inverso) =
{C_{k} \oplusC_{\text{*}})+j (C_{1}
\oplusC_{\text{*}})} \cdot {(\pm1) +j
(\pm1)}
\hskip4,3cm{códigos complejos} \cdot {símbolo de datos}
que forman así una constelación
dispuesta en \frac{\pi}{4} radianes con respecto a las
constelaciones de señales
piloto.
La constelación de piloto global (GLPT) es
mostrada en la Figura 3a y la constelación de canales de tráfico
TRCH_{n} es mostrada en la Figura 3b.
El FBCH es un canal de enlace directo global
usado para radiodifundir información dinámica sobre la
disponibilidad de servicios y canales de acceso (AXCHs). Los
mensajes son enviados continuamente por este canal y cada mensaje
dura 1 ms aproximadamente. El mensaje de FBCH es de 16 bits de
longitud, repetido continuamente, y es alineado en época. El FBCH es
formateado como se define en la Tabla 6.
Formato del canal de radiodifusión rápida (FBCH) | |
Bit | Definición |
0 | Luz 0 de tráfico |
1 | Luz 1 de tráfico |
2 | Luz 2 de tráfico |
3 | Luz 3 de tráfico |
4-7 | Bits indicadores de servicios |
8 | Luz 0 de tráfico |
9 | Luz 1 de tráfico |
10 | Luz 2 de tráfico |
11 | Luz 3 de tráfico |
12-15 | Bits indicadores de servicio |
Para el FBCH, el bit 0 es transmitido primero.
Como se usa en la Tabla 6, una luz de tráfico corresponde a un canal
de acceso (AXCH) e indica si el canal de acceso particular está en
uso actualmente (una roja) o no está en uso (una verde). Un "1"
lógico indica que la luz de tráfico es verde y un "0" lógico
indica que la luz de tráfico es roja. Los valores de los bits de
luces de tráfico pueden cambiar de un octeto a otro, y cada mensaje
de 16 bits contiene bits indicadores de servicios distintos que
describen los tipos de servicios que están disponibles para los
AXCHs.
Una realización de la presente invención usa bits
indicadores de servicios como sigue para indicar la disponibilidad
de servicios o canales de acceso (AXCHs). Los bits indicadores de
servicios {4,5,6,7,12,13,14,15} tomados conjuntamente pueden ser un
número binario sin signo, con el bit 4 como el bit más significativo
y el bit 15 como el bit menos significativo. Cada incremento de tipo
servicio tiene una medida nominal asociada de la capacidad
requerida, y el FBCH radiodifunde continuamente la capacidad
disponible. Esta es cambiada de escala para tener un valor máximo
equivalente al incremento máximo de servicio único posible. Cuando
una SU requiere un servicio nuevo o un incremento en el número de
portadores, compara la capacidad requerida con la indicada por el
FBCH y después se considera bloqueada si la capacidad no está
disponible. El FBCH y los canales de tráfico son alineados con
la
época.
época.
Las tramas de información de radiodifusión lenta
contienen información del sistema u otra información general que
está disponible para todas las unidades de abonado (SUs) y las
tramas de información de buscapersonas contienen información sobre
solicitudes de llamada para Sus particulares. Las tramas de
información de radiodifusión lenta y las tramas de información de
buscapersonas son multiplexadas conjuntamente en un solo canal
lógico que forma el canal de radiodifusión lenta (SBCH). Como se
definió previamente, la época de código es una secuencia de 2987720
chips teniendo una duración de época que es una función de la
frecuencia de chips definida en la Tabla 7 siguiente. Para facilitar
el ahorro de energía, el canal es dividido en N ciclos
"desactivados" y cada ciclo es subdividido en M segmentos de
tiempo, que son de 19 ms de longitud, excepto para la anchura de
banda de 10,5 MHz que tiene segmentos de tiempo de 18 ms.
Esbozo de formato de canal de radiodifusión lenta (SBCH) | ||||||
Anchura de | Frecuencia de | Longitud de | Ciclos/época | Longitud | Segmentos | Longitud |
banda (MHZ) | código de | época (ms) | N | de ciclo | de tiempo/ | de segmento |
extensión (MHz) | (ms) | ciclo M | de tiempo (ms) | |||
7,0 | 5,824 | 5.130 | 5 | 1.026 | 54 | 19 |
10,0 | 8,320 | 3.591 | 3 | 1.197 | 63 | 19 |
10,5 | 8,512 | 3.510 | 3 | 1.170 | 65 | 18 |
14,0 | 11,648 | 2.565 | 3 | 855 | 45 | 19 |
15,0 | 12,480 | 2.394 | 2 | 1.197 | 63 | 19 |
El segmento nº 1 de tiempo de ciclo desactivado
es usado siempre para información de radiodifusión lenta. Los
segmentos de tiempo nº 2 a nº M-1 son usados para
grupos de buscapersonas a no ser que se inserte información de
radiodifusión lenta. El modelo de ciclos y segmentos de tiempo en
una realización de la presente invención funciona continuamente a 16
kb/s.
Dentro de cada ciclo desactivado, la unidad de
abonado (SU) enciende el receptor y readquiere el código piloto.
Después, consigue el enganche de portadora con una precisión
suficiente para desmodulación y descodificación de Viterbi
satisfactorias. El tiempo de estabilización para conseguir el
enganche de portadora puede tener una duración de hasta 3 segmentos
de tiempo. Por ejemplo, una SU asignada al segmento nº 7 de tiempo
enciende el receptor al comienzo del segmento nº 4 de tiempo.
Habiendo supervisado su segmento de tiempo, la SU habrá reconocido
su dirección de buscapersonas e iniciado una solicitud de acceso, o
habrá fallado en reconocer su dirección de buscapersonas en cuyo
caso vuelve al modo desactivado. La Tabla 8 muestra los ciclos de
servicio para las anchuras de banda diferentes, suponiendo una
duración de activación de 3 segmentos de tiempo.
Ahorro de energía de ciclo desactivado | ||
Anchura de banda (MHz) | Segmentos de tiempo/ciclo | Ciclo de servicio |
7,0 | 54 | 7,4% |
10,0 | 63 | 6,3% |
10,5 | 65 | 6,2% |
14,0 | 45 | 8,9% |
15,0 | 63 | 6,3% |
Se describen tres métodos de rastreo de código de
extensión de CDMA, en ambientes de desvanecimiento por trayectos
múltiples, que rastrean la fase de código de una señal recibida de
espectro extendido de trayectos múltiples. El primero es el circuito
rastreador de técnica anterior que rastrea simplemente la fase de
código de extensión con el valor máximo de señal de salida del
detector, el segundo es un circuito rastreador que rastrea el valor
de mediana de la fase de código del grupo de señales de trayectos
múltiples, y el tercero es el circuito rastreador de centroide que
rastrea la fase de código de una media optimizada ponderada en media
cuadrática mínima de los componentes de señales de trayectos
múltiples. Lo siguiente describe los algoritmos mediante los cuales
es rastreada la fase de código de extensión de la señal recibida de
CDMA.
Un circuito rastreador tiene características
operativas que revelan la relación entre el error de tiempo y la
tensión de control que excita un oscilador controlado por tensión
(VCO) de un circuito rastreador de fase de código de extensión.
Cuando hay un error de temporización positivo, el circuito
rastreador genera una tensión negativa de control para compensar el
error de temporización. Cuando hay un error de temporización
negativo, el circuito rastreador genera una tensión positiva de
control para compensar el error de temporización. Cuando el circuito
rastreador genera un valor cero, este valor corresponde al ajuste
perfecto de tiempo denominado el "punto de enganche". La Figura
3c muestra el circuito rastreador básico. La señal r(t)
recibida es aplicada a un filtro equilibrado 301 que correlaciona
r(t) con una secuencia c(t) de código local generada
por el generador 303 de código. La señal x(t) de salida del
filtro equilibrado es muestreada en el circuito 302 de muestreo para
producir las muestras x[nT] y x[nT+T/2]. Las muestras
x[nT] y x[nT+T/2] son usadas por un circuito
rastreador 304 para determinar si es correcta la fase del código
c(t) de extensión del generador 303 de código. El circuito
rastreador 304 produce una señal e(t) de error como una
entrada al generador 303 de código. El generador 303 de código usa
esta señal e(t) como una señal de entrada para ajustar la
fase de código que genera.
En un sistema CDMA, la señal transmitida por el
usuario de referencia es escrita en la representación de paso bajo
como
(7)s(t)
= \sum\limits^{\infty}_{k=-\infty} c_{k} P_{Tc}
(t-kT_{c})
donde c_{k} representa los
coeficientes de código de extensión, P_{Tc}(t) representa
la forma de onda de chips de código de extensión, y T_{c} es la
duración de chip. Suponiendo que el usuario de referencia no está
transmitiendo datos de modo que sólo el código de extensión modula
la portadora. Refiriéndose a la Figura 3c, la señal recibida
es
(8)r(t)
= \sum\limits^{M}_{i=1} a_{i}s (t - \tau
_{i})
Aquí, a_{i} es debido al efecto de
desvanecimiento del canal de trayectos múltiples en el trayecto
i-simo y \tau_{i} es el retardo aleatorio de
tiempo asociado con el mismo trayecto. El receptor pasa la señal
recibida a través de un filtro equilibrado que es realizado como un
receptor de correlación y es descrito después. Esta operación es
efectuada en dos pasos: primero, la señal es pasada a través de un
filtro equilibrado de chips y es muestreada para recuperar los
valores de chips de código de extensión, y después esta secuencia de
chips es correlacionada con la secuencia de código generada
localmente.
La Figura 3c muestra el filtro 301 equilibrado de
chips, adaptado a la forma de onda P_{Tc}(t) de
chips, y el circuito 302 de muestreo. Idealmente, la señal
x(t) en el terminal del filtro equilibrado de chips
es
(9)x(t)
= \sum\limits^{M}_{i=k} \sum\limits^{\infty}_{k=-\infty} a_{i}
c_{k} g (t - \tau _{i} -
kT_{c})
donde
(10)g(t)
= P_{Tc} (t) * h_{R}
(t)
Aquí, h_{R}(t) es la respuesta a
impulsos del filtro equilibrado de chips y |*| indica convolución.
El orden de las sumas puede reescribirse como
(11)x(t)
= \sum\limits^{\infty}_{k=-\infty} c_{k} \fint (t -
kT_{c})
donde
(12)\fint (t)
= \sum\limits^{M}_{i=1} a_{i} g(t - k\tau
_{i})
En el canal de trayectos múltiples descrito
anteriormente, el circuito de muestreo muestrea la señal de salida
del filtro equilibrado para producir x(nT) en los
puntos de nivel máximo de potencia de g(t). En la
práctica, sin embargo, la forma de onda g(t) es
distorsionada fuertemente debido al efecto de la recepción de
señales de trayectos múltiples y no está disponible un ajuste
perfecto de tiempo de la señales.
Cuando la distorsión de trayectos múltiples en el
canal es despreciable y está disponible una estimación perfecta de
la temporización, o sea, a_{1}=1,
\tau_{1}=0, y a_{i}=0,
i=2,...,M, la señal recibida es
r(t)=s(t). Entonces, con este modelo de
canal ideal, la salida del filtro equilibrado de chips resulta
(13)x(t)
= \sum\limits^{\infty}_{k=-\infty} c_{k} g(t -
kT_{c})
Cuando hay desvanecimiento de trayectos
múltiples, sin embargo, la forma de onda recibida de valores de
chips de código de extensión es distorsionada y tiene un número de
máximos locales que pueden cambiar de un intervalo de muestreo a
otro dependiendo de las características del canal.
Para canales de desvanecimiento de trayectos
múltiples con características de canales rápidamente cambiantes, no
es práctico intentar localizar el máximo de la forma de onda
f(t) en cada intervalo de período de chips. En cambio,
una referencia de tiempo puede ser obtenida de las característica de
f(t) que no pueden cambiar tan rápidamente. Se
describen tres métodos de rastreo basados en características
diferentes de f(t).
Los métodos de rastreo de técnica anterior
incluyen un circuito de rastreo de código en el que el receptor
intenta determinar la temporización del valor máximo de salida del
filtro equilibrado de la forma de onda de chips y muestrea la señal
consiguientemente. Sin embargo, en canales de desvanecimiento de
trayectos múltiples, la forma de onda de código contraído del
receptor puede tener un número de máximos locales, especialmente en
un entorno móvil. En lo siguiente, f(t) representa la
forma de onda de señal recibida de los chips de código de extensión
convolucionada con la respuesta a impulsos del canal. La
característica de respuesta de frecuencia de f(t) y
el máximo de esta característica pueden cambiar bastante
rápidamente, haciendo imposible rastrear el máximo de
f(t).
Defínase \tau como la estimación de tiempo que
el circuito de rastreo calcula durante un intervalo de muestreo
particular. Asimismo, defínase la función de error siguiente.
Los circuitos de rastreo de la técnica anterior
calculan un valor de la señal de entrada que hace mínimo el error
\varepsilon. Se puede escribir
Suponiendo que f(\tau) tiene una
forma lisa en los valores dados, el valor de \tau para el
que f(\tau) es máxima hace mínimo el error
\varepsilon, así que el circuito rastreador rastrea el punto
máximo de f(t).
El método de rastreo ponderado de mediana de una
realización de la presente invención hace mínimo el error ponderado
absoluto definido como
(16)\varepsilon =
\int^{\infty}_{-\infty} | t - \tau | \fint(t)
dt
Este método de rastreo calcula el valor de señal
de "mediana" de f(t) recogiendo información de
todos los trayectos, donde f(\tau) es como en la
ecuación 12. En un entorno de desvanecimiento de trayectos
múltiples, la forma de onda f(t) puede tener máximos
locales múltiples pero sólo una mediana.
Para hacer mínimo e, la derivada de la
ecuación (16) es calculada con respecto a \tau y el resultado es
igualado a cero, lo que proporciona
(17)\int^{\tau}_{-\infty} \fint
(t) dt = \int_{\tau}^{-\infty} \fint (t)
dt
El valor de \tau que satisface (17) es
denominado la "mediana" de f(t). Por tanto, el
método de rastreo de mediana de la presente realización rastrea la
mediana de f(t). La Figura 4 muestra una realización
del circuito rastreador basada en hacer mínimo el error ponderado
absoluto definido anteriormente. La señal x(t) y su
versión x(t+T/2) desplazada en medio chip son
muestreadas por el convertidor analógico/digital (A/D) 401 a una
frecuencia 1/T. La ecuación siguiente determina la característica
operativa del circuito en la Figura 4:
(18)\varepsilon (\tau) =
\sum\limits^{2L}_{n=1} | \fint (\tau - nT/2) | - | \fint (\tau +
nT/2)
|
Rastrear la mediana de un grupo de señales de
trayectos múltiples mantiene la energía recibida de los componentes
de señales de trayectos múltiples sustancialmente igual en los
lados adelantado y retrasado del punto de mediana de la fase
c_{n} correcta de código de extensión generado localmente.
El circuito rastreador consiste en un convertidor analógico/digital
401 que muestrea una señal x(t) de entrada para formar
las muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en
medio chip están agrupadas alternativamente en muestras pares
denominadas un conjunto adelantado de muestras
x(nT+\tau) y muestras impares denominadas un conjunto
atrasado de muestras x(nT+(T/2)+\tau). El primer
filtro 402 equilibrado adaptable de serie de correlación multiplica
cada muestra adelantada por las fases c(n+1),
c(n+2),..., c(n+L) de código de
extensión, donde L es pequeño comparado con la longitud de código y
aproximadamente igual al número de chips de retardo entre las
señales de trayectos múltiples más adelantada y más atrasada. La
salida de cada correlacionador es aplicada a una primera serie 404
respectiva de suma y vaciado (\sum/\Delta). Las magnitudes de
los valores de salida de las L sumas y vaciados son calculadas en el
calculador 406 y sumadas después en el sumador 408 para proporcionar
un valor de salida proporcional a la energía de señal en las señales
anticipadas de trayectos múltiples. De modo similar, un segundo
filtro 403 equilibrado adaptable de serie de correlación opera
sobre las muestras atrasadas, usando las fases de código
c(n-1),
c(n-2), ...,
c(n-L), y cada señal de salida es
aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado en un integrador
405. Las magnitudes de las L señales de salida de suma y vaciado son
calculadas en el calculador 407 y sumadas después en el sumador 409
para proporcionar un valor de la energía de señales atrasadas de
trayectos múltiples. Finalmente, el sustractor 410 calcula la
diferencia y produce la señal \varepsilon(t) de
error de los valores de energía de señales adelantadas y
atrasadas.
El circuito rastreador ajusta por medio de la
señal \varepsilon(\tau) de error las fases
c(t) de código generadas localmente para causar que
la diferencia entre los valores adelantados y atrasados tienda hacia
0.
El circuito óptimo rastreador de código de
extensión de una realización de la presente invención es denominado
el circuito de rastreo ponderado cuadrado (o centroide). Definiendo
\tau para indicar la estimación de tiempo que calcula el circuito
rastreador, basado en alguna característica de f(t),
el circuito de rastreo de centroide reduce al mínimo el error
ponderado cuadrado definido como
(19)\varepsilon =
\int^{\infty}_{-\infty} | t - \tau |^{2} \fint (t)
dt
Esta función dentro de la integral tiene una
forma cuadrática que tiene un mínimo único. El valor de \tau que
hace mínimo \varepsilon puede ser hallado calculando la derivada
de la ecuación anterior con respecto a \tau e igualando a
cero, lo que proporciona
(20)\int^{\infty}_{-\infty} (-2t
+ 2\tau ) \fint (t) dt =
0
Por tanto, el valor de \tau que
satisface la ecuación (21)
(21)\tau -
\frac{1}{\beta } \int^{\infty}_{-\infty} t\fint (t) dt =
0
es la estimación de temporización
que calcula el circuito rastreador, donde \beta es un valor
constante.
Basada en estas observaciones, en la Figura 5a se
muestra una realización de un circuito rastreador ejemplar que hace
mínimo el error ponderado cuadrado. La ecuación siguiente determina
la señal \varepsilon(\tau) de error del circuito
de rastreo de centroide:
(22)\varepsilon (t) =
\sum\limits^{2L}_{n=1} n [ | \fint (\tau - nT/2) | - | \fint (\tau
+ nT/2) | ] =
0
el valor que satisface
\varepsilon(\tau)=0 es la estimación perfecta de
la
temporización.
Las energías de señales adelantadas y atrasadas
de trayectos múltiples a cada lado del punto de centroide son
iguales. El circuito de rastreo de centroide mostrado en la Figura
5a consiste en un convertidor analógico/digital (A/D) 501 que
muestrea una señal x(t) de entrada para formar las
muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en
medio chip son agrupadas alternativamente como un conjunto
adelantado de muestras x(nT+\tau) y un conjunto
atrasado de muestras x(nT+(T/2)+\tau). El primer
filtro 502 equilibrado adaptable de serie de correlación multiplica
cada muestra adelantada y cada muestra atrasada por las fases
positivas c(n+1), c(n+2), ...,
c(n+L) de código de extensión, donde L es pequeño
comparado con la longitud de código y aproximadamente igual al
número de chips de retardo entre la señal más adelantada y la señal
más atrasada de trayectos múltiples. La señal de salida de cada
correlacionador es aplicada a uno respectivo de los L circuitos de
suma y vaciado (\sum/\Delta) de la primera serie 504 de suma y
vaciado. El valor de magnitud de cada circuito de suma y vaciado de
la serie 504 de suma y vaciado es calculado por el calculador
respectivo en la serie 506 de calculadores y aplicado a un
amplificador de ponderación correspondiente de la primera serie 508
de ponderación. La señal de salida de cada amplificador de
ponderación representa la energía de señal ponderada en una señal de
componentes de trayectos múltiples.
Los valores de energía de señales adelantadas
ponderadas de trayectos múltiples son sumados en el sumador 510 de
muestras para proporcionar un valor de salida proporcional a la
energía de señal en el grupo de señales de trayectos múltiples
correspondientes a fases de código positivas que son las señales
adelantadas de trayectosmúltiples. De modo similar, un segundo
filtro 503 equilibrado adaptable de serie de correlación funciona
sobre las señales adelantadas y atrasadas usando las fases negativas
c(n-1),
c(n-2), ...,
c(n-L) de código de extensión; cada
señal de salida es suministrada a un circuito respectivo de suma y
vaciado del integrador discreto 505. Los valores de magnitud de las
L señales de salida de suma y vaciado son calculados por el
calculador respectivo de la serie 507 de calculadores y después
ponderados en la serie 509 de ponderación. Los valores de energía
de señales atrasadas ponderadas de trayectos múltiples son sumados
en el sumador 511 de muestras para suministrar un valor de energía
para el grupo de señales de trayectos múltiples correspondientes a
las fases de código negativas que son las señales atrasadas de
trayectos múltiples. Finalmente, el sumador 512 calcula la
diferencia de los valores de energía de señales adelantadas y
atrasadas para producir el valor \varepsilon(\tau)
de muestra de error.
El circuito rastreador de la Figura 5a produce la
señal \varepsilon(\tau) de error que es usada
para ajustar la fase c(nT) de código generado
localmente para mantener igual la energía media ponderada en los
grupos de señales adelantadas y atrasadas de trayectos múltiples. La
realización mostrada usa valores de ponderación que aumentan a
medida que aumenta la distancia desde el centroide. La energía de
señal en las señales más adelantadas y más atrasadas de trayectos
múltiples es probablemente menor que los valores de señales de
trayectos múltiples cerca del centroide. Por consiguiente, la
diferencia calculada por el sumador 512 es más sensible a las
variaciones en retardo de las señales más adelantadas y más
atrasadas de trayectos múltiples.
En la nueva realización del método de rastreo, el
circuito rastreador ajusta la fase de muestreo para que sea
"óptima" y robusta para trayectos múltiples. Supóngase que
f(t) representa la forma de onda de señal recibida
como en la ecuación 12 anterior. El método particular para optimizar
empieza con un bucle enganchado en retardo con una señal
\varepsilon(\tau) de error que excita el bucle.
La función \varepsilon(\tau) debe tener sólo un
cero en \tau=\tau_{0}donde
\tau_{0} es óptimo. La forma óptima para
\varepsilon(\tau) tiene la forma canónica:
(23)\varepsilon (\tau) =
\int\limits^{\infty}_{-\infty} w(t, \tau ) | \fint (t) |^{2}
dt
donde w(t,\tau) es
una función de ponderación que relaciona f(t) con el
error \varepsilon(\tau), y también vale la
relación indicada por la ecuación
(24)
(24)\varepsilon(\tau + \tau _{0})
= \int\limits^{\infty}_{-\infty} w(t, \tau + \tau _{0}) |
\fint(t) |^{2}
dt
De la ecuación (24) se deduce que
w(t,\tau) es equivalente a
w(t-\tau). Considerando la pendiente
M de la señal de error en la proximidad de un punto
\tau_{0} de enganche:
(25)M =
\frac{d\varepsilon (\tau )}{d\tau }|_{\tau 0} =
-\int\limits^{\infty}_{-\infty} w'(t - \tau
_{0})g(t)dt
donde w'(t,\tau) es la
derivada de w(t,\tau) con respecto a \tau,
y g(t) es la media de
|f(t)|^{2}.
El error \varepsilon(\tau)
tiene una parte determinista y una parte de ruido. Supóngase que
z indica el componente de ruido en
\varepsilon(\tau), entonces |z|^{2} es la
potencia media de ruido en la función
\varepsilon(\tau) de error. Por consiguiente, el
circuito rastreador óptico hace máxima la relación.
(26)F=
\frac{M^{2}}{|z|^{2}}
Ahora se describe la realización del detector
cuadrático. El valor e de error discreto de una señal
\varepsilon(\tau) de error es generado realizando
la operación
(27)e = y^{T}
By
donde el vector y representa
los componentes yi de señal recibida, i=0,1,...,
L-1, como se muestra en la Figura 5b. La matriz B es
una matriz de L por L y los elementos son determinados calculando
valores tales que se hace máxima la relación F de la ecuación
(26).
El detector cuadrático antes descrito puede ser
usado para realizar el sistema de rastreo de centroide descrito
anteriormente con referencia a la Figura 5a. Para esta realización,
el vector y es la señal de salida de los circuitos 504 de suma y
vaciado: y={f(\tau-LT),
f(\tau-LT+T/2),
f(\tau-(L-1)T),
\bullet\bullet\bullet
f(\tau),f(\tau+T/2), f(\tau+T),
\bullet\bullet\bullet f(\tau+LT)}, y la matriz
B se expone en la Tabla 9
L | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | L-1/2 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | L-1 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
\vdots | \vdots | \vdots | \ddots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots |
0 | 0 | 0 | 0 | 1/2 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -1/2 | 0 | 0 | 0 | 0 |
\vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \vdots | \ddots | \vdots | \vdots | \vdots |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -L+1 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -L+1/2 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -L |
El valor de L en la sección anterior determina el
número mínimo de correlacionadores y elementos de suma y vaciado. L
es elegido lo más pequeño posible sin comprometer la funcionalidad
del circuito rastreador.
La característica de trayectos múltiples del
canal es tal que la forma de onda f(t) de chips
recibida está extendida sobre QT_{c} segundos, o los componentes
de trayectos múltiples ocupan un período de tiempo de Q chips de
duración. El valor de L elegido es L=Q. Q se halla midiendo las
características particulares de transmisión de canal de RF para
determinar el retardo de propagación de las señales de componentes
más adelantadas y más atrasadas de trayectos múltiples. QT_{c} es
la diferencia entre los tiempos de llegada de los componentes más
adelantados y más atrasados de trayectos múltiples a un
receptor.
Una realización de la presente invención usa un
correlacionador vectorial adaptable (AVC) para estimar la respuesta
a impulsos del canal y obtener un valor de referencia para
combinación coherente de los componentes recibidos de señales de
trayectos múltiples. La realización descrita emplea un conjunto de
correlacionadores para estimar la respuesta compleja de canal que
afecta a cada componente de trayectos múltiples. Este método es
denominado la combinación de relación máxima.
Refiriéndose a la Figura 6, la señal
x(t) de entrada al sistema incluye ruido de
interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos
múltiples de los canales de mensajes, ruido térmico y señales de
trayectosmúltiples de la señal piloto. La señal es suministrada al
correlacionador vectorial adaptable (AVC) 601 que, en la realización
ejemplar, incluye unos medios contractivos 602, medios 604 de
estimación de canal para estimar la respuesta de canal, medios 603
de corrección para corregir una señal para efectos de la respuesta
de canal, y el sumador 605. Los medios contractivos 602 del
correlacionador vectorial adaptable (AVC) están compuestos por
correlacionadores múltiples de código, con correlacionador usando
una fase diferente del código piloto c(t) suministrado
por el generador 608 de código piloto. La señal de salida de estos
medios contractivos corresponde a un nivel de potencia de ruido si
el código piloto local de los medios contractivosno está en fase con
la señal de código de entrada. Alternativamente, corresponde a un
nivel de potencia de señal piloto recibida más el nivel de potencia
de ruido si las fases del código piloto de entrada y del código
piloto generado localmente son iguales. La señales de salida de los
correlacionadores de los medios contractivos son corregidas
respecto a la respuesta de canal por los medios 603 de corrección y
son aplicadas al sumador 605 que recoge toda la potencia de señal
piloto de trayectos múltiples. Los medios 604 de estimación de
respuesta de canal reciben la señal piloto combinada y las señales
de salida de los medios contractivos 602 y suministran una señal
w(t) de estimación de respuesta de canal a los medios
603 de corrección de correlacionador vectorial adaptable (AVC), y
la señal w(t) de estimación también está disponible
para el filtro equilibrado adaptable (AMF) descrito después. La
señal de salida de los medios contractivos 602 también es
suministrada a los medios 606 de decisión de adquisición que
deciden, basados en un algoritmo particular tal como un ensayo de
relación de probabilidad secuencial (SPRT), si los niveles de salida
presentes de los circuitos contractivos corresponden a la
sincronización del código generado localmente con la fase deseada de
código de entrada. Si el detector no halla sincronización, entonces
los medios de decisión de adquisición envían una señal
a(t) de control al generador 608 de código piloto
local para desplazar su fase en uno o más períodos de chip. Cuando
se encuentra la sincronización, los medios de decisión de
adquisición informan al circuito rastreador 607 que consigue y
mantiene una sincronización estrecha entre las secuencia de códigos
recibido y generado localmente.
En la Figura 7 se muestra una realización
ejemplar del AVC de piloto usado para contraer el código de
extensión piloto. La realización descrita supone que la señal
x(t) de entrada ha sido muestreada con período T de
muestreo para formar las muestras x(nT+\tau), y está
compuesta por ruido de interferencia de otros canales de mensajes,
señales de trayectos múltiples de canales de mensajes, ruido térmico
y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal
x(nT+\tau) es aplicada a L correlacionadores, donde
L es el número de fases de código sobre las que existe incertidumbre
dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada correlacionador
701, 702, 703 comprende un multiplicador 704, 705, 706, que
multiplica la señal de entrada por una fase particular de la señal
c((n+i)T) de código de extensión piloto, y circuitos de suma
y vaciado (\sum/D) 708, 709, 710. La señal de salida de cada
multiplicador 704, 705, 706 es aplicada a un circuito respectivo de
suma y vaciado 708, 709, 710 para efectuar la integración discreta.
Antes de sumar la energía de señales contenida en las salidas de los
correlacionadores, el AVC compensa la respuesta de canal y la
rotación de fase de portadora de las diferentes señales de trayectos
múltiples. Cada salida de cada circuito de suma y vaciado 708, 709,
710 es multiplicada por un fasor de desrotación [conjugada compleja
de ep(nT)] procedente del bucle digital 721 de enganche de
fase (DPLL) por el multiplicador respectivo 714, 715, 716 para tener
en cuenta la desviación de fase y frecuencia de la señal de
portadora. El filtro equilibrado adaptable (AMF) de rastrillo (rake)
de piloto calcula los factores wk de ponderación, k=1, ..., L, para
cada señal de trayectos múltiples pasando la salida de cada
multiplicador 714, 715, 716 a través de un filtro de paso bajo 711,
712, 713. Cada señal contraída de trayectos múltiples es
multiplicada por su factor de ponderación correspondiente en un
multiplicador respectivo 717, 18, 719. Las señales de salida de los
multiplicadores 717, 718, 719 son sumadas en un sumador maestro 720,
y la señal p(nT) de salida del acumulador 720 consta de las
señales piloto contraídas combinadas de trayectos múltiples en
ruido. La señal p(nT) de salida también es introducida en el
bucle digital 721 de enganche de fase (DPLL) para producir la señal
ep(nT) de error para rastreo de la fase de portadora.
Las Figuras 8a y 8b muestran realizaciones
alternativas del correlacionador vectorial adaptable (AVC) que
pueden ser usadas para detección y combinación de componentes de
señales de trayectos múltiples. Los AVCs de señales de mensajes de
las Figuras 8a y 8b usan los factores de ponderación producidos por
el AVC de piloto para corregir las señales de trayectos múltiples de
datos de mensajes. La señal c(nT) de código de extensión es
la secuencia de código de extensión usada por un canal de mensaje
particular y es sincrónica con la señal de código de extensión
piloto. El valor L es el número de correlacionadores en el circuito
de AVC.
El circuito de la Figura 8a calcula la variable Z
de decisión que es dada por
(28)Z = w_{1}
\sum\limits^{N}_{i=1} x(iT + \tau )c(iT) + w_{2}
\sum\limits^{N}_{i=1} x(iT + \tau ) c \left((i+1) T \right) +
\bullet \bullet \bullet + w_{L} \sum\limits^{L}_{i=1} x(iT +
\tau ) + c \left((i + L)T
\right)
donde N es el número de chips en la
ventana de correlación. De modo equivalente, la estadística de
decisión es dada
por
Z = x(T + \tau )
\sum\limits^{L}_{i=1} w_{1} c(iT) + x(2T + \tau )
\sum\limits^{L}_{i=1} w_{2} c \left((i + 1)T \right) +
\bullet \bullet \bullet + x(NT + \tau ) \sum\limits^{L}_{i=1}
w_{N} c \left((i + N)T
\right)
\hskip5cm= \sum\limits^{N}_{k=1} x(kT - \tau ) \sum\limits^{L}_{i=1} w_{k} c \left((i + k - 1)T \right)
\hskip5cm(29)
En la Figura 8b se muestra la realización
alternativa que resulta de la ecuación (29).
Refiriéndose a la Figura 8a, la señal
x(t) de entrada es muestreada para formar
x(nT+\tau), y está compuesta por ruido de
interferencia de otros canales de mensajes, señales de trayectos
múltiples de canales de mensajes, ruido térmico y señales de
trayectos múltiples del código piloto. La señal
x(nT+\tau) es aplicada a L correlacionadores, donde
L es el número de fases de código sobre las que existe la
incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada
correlacionador 801, 802, 803 comprende un multiplicador 804, 805,
806 que multiplica la señal de entrada por una fase particular de
la señal de código de extensión de canal de mensaje, y un circuito
respectivo de suma y vaciado (\sum/D) 808, 809, 810. La señal de
salida de cada multiplicador 804, 805, 806 es aplicada a un circuito
respectivo de suma y vaciado 808, 809, 810 que realiza la
integración discreta. Antes de sumar la energía de señales contenida
en las señales de salida de los correlacionadores, el AVC compensa
las diferentes señales de trayectos múltiples. Cada señal contraída
de trayectos múltiples y su factor de ponderación correspondiente,
que es obtenido del factor de ponderación correspondiente de
trayectos múltiples del AVC de piloto, son multiplicados en un
multiplicador respectivo 817, 818, 819. Las señales de salida de
los multiplicadores 817, 818, 819 son sumadas en un sumador maestro
820, y la señal Z(nT) de salida del acumulador 820 consta de
niveles muestreados de una señal contraída de mensaje en ruido.
La realización alternativa de la invención
incluye una implementación nueva del circuito contractivo de AVC
para los canales de mensajes que realiza la suma y vaciado para
cada componente de señal de trayectos múltiples simultáneamente. La
ventaja de este circuito es que sólo es necesario un circuito de
suma y vaciado y un sumador. Refiriéndose a la Figura 8b, el
generador 830 de secuencia de código de mensaje suministra una
secuencia de código de mensaje al registro 831 de desplazamiento de
longitud L. La señal de salida de cada registro 832, 833, 834, 35
del registro 831 de desplazamiento corresponde a la secuencia de
código de mensaje desplazada en fase en un chip. El valor de salida
de cada registro 832, 833, 834, 835 es multiplicado en los
multiplicadores 836, 837, 838, 839 por el factor w_{k} de
ponderación correspondiente, k=1, ..., L, obtenido del AVC de
piloto. Las señales de salida de los L multiplicadores 836, 837,
838, 839 son sumadas por el circuito sumador 840. La señal de salida
del circuito sumador y la señal x(nT+\tau) de
entrada del receptor son multiplicadas después en el multiplicador
841 e integradas por el circuito 842 de suma y vaciado (\sum/D)
para producir la señal z(nT) de mensaje.
En la Figura 8c se muestra una tercera
realización del correlacionador vectorial adaptable (AVC). La
realización mostrada usa la estadística de media cuadrática mínima
para implementar el correlacionador vectorial y determina los
factores de desrotación para cada componente de trayectos múltiples
procedente de la señal recibida de trayectos múltiples. El AVC de
la Figura 8c es similar a la implementación ejemplar del AVC de
piloto usado para contraer el código de extensión piloto, mostrada
en la Figura 7. El bucle digital 721 enganchado en fase es
sustituido por el bucle 850 enganchado en fase que tiene el
oscilador 851 controlado por tensión, el filtro 852 en bucle, el
limitador 853 y el separador 854 de componente imaginario. La
diferencia entre la señal dos de salida contraída corregida
y una señal de salida contraída ideal es suministrada por el sumador
855, y la señal de diferencia es un valor ide de error
contraído que es usado además por los circuitos de desrotación para
compensar los errores en los factores de desrotación.
En un entorno de señal de trayectos múltiples, la
energía de señal de un símbolo transmitido está extendida sobre los
componentes de señal de trayectos múltiples. La ventaja de la
adición de señales de trayectos múltiples es que una porción
sustancial de la energía de señal es recuperada en una señal de
salida del AVC. Por consiguiente, un circuito de detección tiene una
señal de entrada procedente del AVC con una relación señal/ruido
mayor y así puede detectar la presencia de un símbolo con una tasa
menor de errores de bits. Además, medir la salida del AVC es una
buena indicación de la potencia de transmisión del transmisor, y
una buena medida del ruido de interferencia del sistema.
Una realización de la invención actual incluye un
filtro equilibrado adaptable (AMF) para combinar óptimamente los
componentes de señal de trayectos múltiples en una señal recibida
de mensaje de espectro extendido. El AMF es una línea de retardo con
derivaciones que contiene valores desplazados de la señal de
mensaje muestreada y combina estos después de corregir la respuesta
de canal. La corrección de la respuesta de canal es efectuada
usando la estimación de respuesta de canal calculada en el AVC que
opera sobre la señal de secuencia piloto. La señal de salida del
AMF es la combinación de los componentes de trayectos múltiples que
son sumados para proporcionar un valor máximo. Esta combinación
corrige la distorsión de recepción de señal de trayectos múltiples.
Los diversos circuitos de contracción de mensaje operan sobre esta
señal combinada de componentes de trayectos múltiples procedente
del AMF.
La Figura 8d muestra una realización ejemplar del
AMF. La señal muestreada procedente del convertidor
analógico/digital (A/D) 870 es aplicada a la línea 872 de retardo
de L etapas. Cada etapa de esta línea 872 de retardo contiene la
señal correspondiente a un componente diferente de señal de
trayectos múltiples. La corrección de la respuesta de canal es
aplicada a cada componente retardado de señal multiplicando el
componente en el multiplicador respectivo de la serie 874 de
multiplicadores por el factor de ponderación respectivo w_{1},
w_{2}, ..., w_{L} procedente del AVC correspondiente al
componente retardado de señal. Todos los componentes ponderados de
señal son sumados en el sumador 876 para proporcionar la señal
y(t) combinada de componentes de trayectos
múltiples.
La señal y(t) combinada de
componentes de trayectos múltiples no incluye la corrección debida
a la desviación de fase y frecuencia de la señal de portadora. La
corrección de la desviación de fase y frecuencia de la señal de
portadora es efectuada en y(t) multiplicando
y(t) por la corrección de fase y frecuencia de
portadora (fasor de desrotación) en el multiplicador 878. La
corrección de fase y frecuencia es producida por el AVC como se
describió previamente. La Figura 8d muestra la corrección como
siendo aplicada antes de los circuitos 880 de contracción, pero
realizaciones alternativas de la invención pueden aplicar la
corrección después de los circuitos de contracción.
Una consecuencia de determinar la diferencia en
fase de código entre la secuencia de código piloto generada
localmente y una secuencia recibida de código de extensión es que
puede ser calculado un valor aproximado de la distancia entre la
estación base y una unidad de abonado (SU). Si la SU tiene una
posición relativamente fija con respecto a la RCS de la estación
base, la incertidumbre de la fase de código de extensión recibido es
reducida para intentos subsiguientes en la readquisición por la SU o
la RCS. El tiempo necesario para que la estación base adquiera la
señal de acceso de una SU que ha sido "descolgada" contribuye
al retardo entre la SU que se descuelga y la recepción de un tono
de marcar procedente de la Red Telefónica Conmutada Pública (PSTN).
Para sistemas que requieren un retardo corto, tal como 150 ms para
tono de marcar después de que se detecta la situación de descolgado,
es deseable un método que reduzca el tiempo de adquisición y
establecimiento de canal portador. Una realización de la presente
invención usa un método tal para reducir la readquisición mediante
el uso de ubicación virtual.
La RCS adquiere la señal CDMA de la unidad de
abonado (SU) buscando sólo las fases de código recibido
correspondientes al retardo máximo de programación del sistema
particular. En otras palabras, la RCS supone que todas las SUs están
a una distancia fija predeterminada de la RCS. La primera vez que la
SU establece un canal con la RCS, el modelo de búsqueda normal es
efectuado por la RCS para adquirir el canal de acceso. El método
normal empieza buscando las fases de código correspondientes al
retardo posible máximo y gradualmente ajusta la búsqueda a las fases
de código con el retardo posible mínimo. Sin embargo, después de la
adquisición inicial, la SU puede calcular el retardo entre la RCS y
la SU midiendo la diferencia de tiempo entre enviar un mensaje corto
de acceso a la RCS y recibir un mensaje de acuse de recibo, y usando
el canal recibido de piloto global como una referencia de
temporización. La SU también puede recibir el valor de retardo
haciendo que la RCS calcule la diferencia de retardos de ida y
vuelta a partir de la diferencia de fases de códigos entre el código
piloto global generado en la RCS y la secuencia piloto asignada
recibida procedente de la SU, y enviando después a la SU el valor
por un canal de control predeterminado. Una vez que el retardo de
ida y vuelta es conocido por la SU, la SU puede ajustar la fase de
código de las secuencias piloto asignada generada localmente y de
código de extensión sumando el retardo requerido para hacer que la
SU aparezca para la RCS que está a la distancia fija predeterminada
de la RCS. Aunque el método se explica para el retardo máximo, puede
usarse un retardo correspondiente a cualquier ubicación
predeterminada en el sistema.
Una segunda ventaja del método para reducir la
readquisición por ubicación virtual es que puede conseguirse un
ahorro en el uso de energía de la SU. Obsérvese que una SU que está
"apagada" o en un modo desactivado necesita empezar el proceso
de adquisición de canal portador con un nivel bajo de potencia de
transmisión y aumentar en rampa la potencia hasta que la RCS pueda
recibir su señal para hacer mínima la interferencia con otros
usuarios. Como el tiempo de readquisición subsiguiente es más corto
y como la ubicación de SU es relativamente fija con relación a la
RCS, la SU puede aumentar en rampa la potencia de transmisión más
rápidamente porque la SU esperará un período más corto de tiempo
antes de incrementar la potencia de transmisión. La SU espera un
período más corto porque conoce, dentro de un margen pequeño de
error, cuando debería recibir una respuesta de la RCS si la RCS ha
adquirido la señal de SU.
La estación de portadoras de radio(RCS) de
la presente invención actúa como una interfaz central entre la SU y
el elemento remoto de red de control de procesamiento, tal como una
unidad de distribución de radio (RDU). La interfaz con la RDU de la
presente realización sigue la norma G.704 y una interfaz según una
versión modificada de la norma DECT V5.1, pero la presente invención
puede soportar cualquier interfaz que pueda intercambiar canales de
tráfico y control de llamada. La RCS recibe canales de información
procedentes de la RDU incluyendo datos de control de llamadas y
datos de canales de tráfico tales como, pero no limitados a, ADPCM
de 32 kb/s, PCM de 64 kb/s e ISDN así como datos de configuración y
mantenimiento del sistema. La RCS también termina los canales
portadores de interfaz de radio CDMA con SUs, cuyos canales incluyen
tanto datos de control como datos de canales de tráfico. En
respuesta a los datos de control de llamadas procedentes de la RDU o
de una SU, la RCS asigna canales de tráfico a canales portadores por
el enlace de comunicación de RF y establece una conexión de
comunicación entre la SU y la red telefónica a través de una
RDU.
Como se muestra en la Figura 9, la RCS recibe
datos de información de mensajes y control de llamadas dentro de los
multiplexores 905, 906 y 907 por las líneasde interfaz 901, 902 y
903. Aunque se muestra el formato E1, otros formatos de
telecomunicación similares pueden ser soportados de la misma manera
que se describe después. Los multiplexores mostrados en la Figura 9
pueden ser implementados usando circuitos similares al mostrado en
la Figura 10. El multiplexor mostrado en la Figura 10 incluye el
generador 1001 de señales de reloj del sistema que consta de
osciladores enganchados en fase (no mostrados) que generan señales
de reloj para el enlace común 1002 de PCM de línea (que forma parte
del enlace común 910 de PCM), y el bus de alta velocidad (HSB) 970;
y el controlador 1010 de multiplexor que sincroniza el reloj 1001
del sistema con la línea 1004 de interfaz. Se considera que los
osciladores enganchados en fase pueden suministrar señales de
temporización para la RCS en ausencia de sincronización con una
línea. La interfaz 1011 de línea de multiplexor separa los datos de
control de llamadas de los datos de información de mensajes.
Refiriéndose a la Figura 9, cada multiplexor proporciona una
conexión con el controlador de acceso inalámbrico (WAC) 920 a través
del enlace común 910 de PCM. El controlador 1010 de multiplexor
también supervisa la presencia de tonos diferentes presentes en la
señal de información por medio del detector 1030 de tonos.
Adicionalmente, el controlador 1010 de
multiplexor suministra localmente la señalización de red de canales
D de ISDN a la RDU. La interfaz 1011 de línea de multiplexor, tal
como una FALC 54 (Frame and Line Interface Component = componente
de interfaz de bastidor y línea), incluye una interfaz E1 1012 que
consta de un par de conexión de transmisión (no mostrado) y un par
de conexión de recepción (no mostrado) del multiplexor conectado a
la RDU o equipo conmutador ISDN de central telefónica pública (CO)
a la frecuencia de datos de 2,048 Mb/s. Los pares de conexión de
transmisión y recepción están conectados a la interfaz E1 1012 que
convierte los pares codificados diferenciales de
transmisión/recepción de tres niveles en niveles para uso por al
formador 1015 de tramas. La interfaz 1011 de línea usa bucles
enganchados en fase internos (no mostrados) para producir señales de
reloj de 2,048 MHz y 4,096 MHz obtenidos de la interfaz E1 así como
un impulso de sincronización de trama de 8 kHz. La interfaz de línea
puede funcionar en el modo de reloj maestro o de reloj subordinado.
Aunque la realización ejemplar se muestra usando una interfaz E1, se
considera que pueden usarse otros tipos de líneas telefónicas que
transportan llamadas múltiples, por ejemplo, líneas T1 o líneas que
interconectan con una central telefónica privada (PBX).
El formador 1015 de tramas de interfaz de línea
forma en tramas los flujos de datos identificando los modelos de
formación de tramas en el canal 1 (segmento 0 de tiempo) de la línea
entrante, e inserta y extrae bits de servicio, genera/comprueba la
información de calidad de servicio de línea.
Mientras una señal E1 válida aparece en la
interfaz E1 1012, la FALC 54 recupera una señal de reloj PCM de
2,048 MHz procedente de la línea E1. Esta señal de reloj, por vía
del reloj 1001 del sistema, es usada en todo el sistema como una
señal de reloj de enlace común de PCM. Si la línea E1 falla, la FALC
54 continúa suministrando una señal de reloj PCM obtenida de una
señal o(t) de oscilador conectada a la entrada de
sincronización (no mostrada) de la FALC 54. Este reloj de PCM sirve
al sistema de RCS hasta que otro multiplexor con una línea E1
operativa asume la responsabilidad de generar las señales de reloj
del sistema.
El formador 1015 de tramas genera un impulso de
sincronización de trama recibida que, a su vez, puede ser usado para
activar la interfaz 1016 de PCM para transferir datos al enlace
común 1002 de PCM de línea y al interior del sistema de RCS para uso
por otros elementos. Como todas las líneas E1 son sincronizadas en
tramas, todos los enlaces comunes de PCM de línea también son
sincronizados en tramas. A partir de este impulso de sincronización
PCM de 8 kHz, el generador 1001 de señales de reloj de sistema del
multiplexor usa un bucle enganchado en fase (no mostrado) para
sintetizar el reloj de seudo-ruido x 2 [por ejemplo,
15,96 MHz (W_{0}(t)]. La frecuencia de esta señal de
reloj es diferente para anchuras de banda diferentes de transmisión,
como se describió en la Tabla 7.
El multiplexor incluye un controlador 1010 de
multiplexor, tal como un controlador de comunicaciones integrado
cuádruple de 25 MHz, que contiene un microprocesador 1020, la
memoria 1021 de programa y el multiplexor por división de tiempo
(TDM) 1022. El TDM 1022 está acoplado para recibir la señal
suministrada por el formador 1015 de tramas y extrae la información
situada en los segmentos de tiempo 0 y 16. La información extraída
gobierna como el controlador 1010 de multiplexor procesa el enlace
de datos de protocolo D de acceso de enlace (LAPD). Los mensajes de
modificación de portadores y control de llamadas, tales como los
definidos como mensajes de capas de la red V5.1, son pasados al
controlador de acceso inalámbrico (WAC) o usados localmente por el
controlador 1010 de multiplexor.
El enlace común 1002 de PCM de línea de RCS está
conectado a, y se origina en, el formador 1015 de tramas a través de
la interfaz 1016 de PCM, y comprende un flujo de datos de 2,048 MHz
en ambas direcciones de transmisión y recepción. La RCS también
contiene un bus de alta velocidad (HSB) 970 que es el enlace de
comunicación entre los multiplexores (MUX), el WAC y las unidades
de interfaz de módems (MIUs). El HSB 970 soporta una frecuencia de
datos, porejemplo, de 100 Mb/s. Cada uno de los MUX, WAC y MIU
accede al bus de alta velocidad (HSB) usando arbitraje. La RCS de la
presente invención también puede incluir varios multiplexores
(MUXs) requiriendo que una placa sea un "maestro" y el resto
"subordinados".
Refiriéndose a la Figura 9, el controlador de
acceso inalámbrico (WAC) 920 es el controlador del sistema de RCS
que gestiona las funciones de control de llamadas y la interconexión
de flujos de datos entre los MUXs 905, 906, 907 y la MIUs 931, 932,
933. El WAC 920 también controla y supervisa otros elementos de RCS
tales como el circuito de distribución de vídeo (VDC) 940, la unidad
de radiofrecuencia (RF) 950 y los amplificadores 960 de potencia.
Como se muestra en la Figura 11, el WAC 920 asigna canales
portadores a los módems en cada MIU 931, 932, 933 y asigna los datos
de mensajes POR el enlace común 910 de PCM de línea, procedentes de
los MUXs 905, 906, 907, a los módems en las MIUs 931, 932, 933. Esta
asignación es efectuada a través del enlace común 911 de PCM del
sistema por medio de un intercambio de segmentos de tiempo en el WAC
920. Si más de un WAC está presente con fines de redundancia, el WAC
determina la relación maestro-subordinado con un
segundo WAC. El WAC 920 también genera mensajes e información de
buscapersonas en respuesta a señales de control de llamadas
procedentes de los multiplexores (MUXs), 905, 906, 907 recibidas de
un procesador remoto tal como una unidad de distribución de radio
(RDU); genera datos de radiodifusión que son transmitidos al módem
maestro 934 de MIU; y controla la generación por el módem maestro
(MM) 934 de MIU de la secuencia de código de extensión piloto de
sistema global. El WAC 920 también está conectado a un gestor de red
(Network Manager: NM) 980 externo para acceso de un técnico
especialista o usuario.
Refiriéndose a la Figura 11, el WAC incluye un
intercambiador de segmentos de tiempo (TSI) 1101 que transfiere
información desde un segmento de tiempo, en un enlace común de PCM
de línea o enlace común de PCM de sistema, a otro segmento de tiempo
en el mismo o diferente enlace común de PCM de línea o enlace común
de PCM de sistema. El TSI 1101 está conectado al controlador 1111 de
WAC de la Figura 11 que controla la asignación o transferencia de
información desde un segmento de tiempo a otro segmento de tiempo y
almacena esta información en la memoria 1120. La realización
ejemplar de la invención tiene cuatro enlaces comunes de PCM 1102,
1103, 1104, 1105 conectados al TSI. El WAC también está conectado al
HSB 970, a través del cual el WAC comunica con un segundo WAC (no
mostrado), con los MUXs y con las MIUs.
Refiriéndose a la Figura 11, el WAC 920 incluye
un controlador 1111 de WAC que emplea, por ejemplo, un
microprocesador 1112, tal como un Motorola MC 68040, y un procesador
1113 de comunicaciones, tal como el procesador de comunicaciones
Motorola MC68360 QUICC, y un oscilador de reloj 1114 que recibe una
señal wo(t) de señal de sincronización de reloj desde
el generador de señales de reloj del sistema. El generador de
señales de reloj está situado en un multiplexor (no mostrado) para
suministrar temporización al controlador 1111 de WAC. El controlador
1111 de WAC también incluye la memoria 1120 incluyendo una memoria
flash 1121 de sólo lectura programable (PROM) y una memoria estática
de escritura-lectura (SRAM) 1122. La memoria flash
PROM 1121 contiene el código de programa para el controlador 1111
de WAC, y es reprogramable para programas nuevos de soporte lógico
descargados desde una fuente externa. La memoria SRAM 1122 está
provista para contener los datos temporales escritos en, y leídos
de, la memoria 1120 por el controlador 1111 de WAC.
Un bus 912 de baja velocidad está conectado al
WAC 920 para transferir señales de control y estatus entre el
transmisor/receptor 950 de RF, el circuito de distribución de vídeo
(VDC) 940, la unidad 950 de RF y el amplificador 960 de potencia,
como se muestra en la Figura 9. Las señales de control son enviadas
desde el WAC 920 para habilitar o inhabilitar los
transmisores/receptor 950 de RF o el amplificador 950 de potencia,
y las señales de estatus son enviadas desde los
transmisores/receptor 950 de RF o el amplificador 950 de potencia
para supervisar la presencia de un estado de fallo.
Refiriéndose a la Figura 9, la RCS ejemplar
contiene al menos una MIU 931 que es mostrada en la Figura 12 y
descrita ahora con detalle. La MIU de la realización ejemplar
incluye seis módems CDMA pero la invención no está limitada a este
número de módems. La MIU incluye un enlace común 1201 de PCM del
sistema conectado a cada uno de los módems CDMA 1210,1211, 1212,
1215 a través de una interfaz 1220 de PCM, un bus 1221 de canal de
control conectado al controlador 1230 de MIU y a cada uno de los
módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, un generador (CLK) 1231 de
señales de reloj de MIU y un combinador 1232 de salidas de módems.
La MIU suministra a la RCS las funciones siguientes: el controlador
de MIU recibe instrucciones de asignación de canales CDMA desde el
WAC y asigna un módem a una señal de información de usuario que es
aplicada a la interfaz de líneas del MUX y un módem para recibir el
canal CDMA desde la SU; también combina los datos de módem de
transmisión CDMA para cada uno de los módems CDMA de la MIU;
multiplexa los datos de mensajes de transmisión CDMA para cada uno
de los módems CDMA de MIU; multiplexa los datos de mensajes de
transmisión en fase (I) y en cuadratura (Q) procedentes de los
módems CDMA para transmisión al VDC; recibe datos de mensajes
analógicos de recepción en fase (I) y en cuadratura (Q) desde el
VDC; distribuye los datos I y Q a los módems CDMA; transmite y
recibe datos digitales de control automático de ganancia (AGC);
distribuye los datos de control automático de ganancia (AGC) a los
módems CDMA; y envía información de estatus y mantenimiento de
placas de la MIU al WAC 920.
El controlador 1230 de MIU de la realización
ejemplar de la presente invención contiene un microprocesador 1240
de comunicación, tal como el procesador MC68360 "QUICC", e
incluye una memoria 1242 que tiene una memoria flash PROM 1243 y una
memoria SRAM 1244. La memoria flashPROM 1243 es provista para
contener el código de programa para los microprocesadores 1240, y la
memoria 1243 es descargable y reprogramable para soportar nuevas
versiones de programa. La memoria SRAM 1244 es provista para
contener el espacio de datos temporales precisado por el
microprocesador MC68360 1240 cuando el controlador 1230 de MIU lee
o escribe datos en memoria.
El circuito CLK 1231 de la MIU suministra una
señal de temporización al controlador 1230 de MIU y también
suministra una señal de temporización a los módems CDMA. El circuito
CLK 1231 de MIU recibe y es sincronizado con la señal
wo(t) de reloj del sistema. El generador 1231 de
señales de reloj del controlador también recibe y sincroniza con la
señal pn(t) de reloj de código de extensión que es
distribuida a los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 desde el
multiplexor (MUX).
La RCS de la presente realización incluye un
módem 1210 de sistema contenido en una MIU. El módem 1210 de sistema
incluye un circuito extensor de radiodifusión (no mostrado) y un
generador de piloto (no mostrado). El módem 1210 de radiodifusión
suministra la información de radiodifusión usada por el sistema
ejemplar, y los datos de mensajes de radiodifusión son transferidos
desde el controlador 1230 de MIU al módem 1210 de sistema. El módem
de sistema también incluye cuatro módems adicionales (no mostrados)
que son usados para transmitir las señales CT1 a CT4 y AX1 a AX4. El
módem 1210 de sistema suministra señales no ponderadas de datos de
mensajes de radiodifusión en fase (i) y en cuadratura (Q) que son
aplicadas al VDC. El VDC suma la señal de datos de mensajes de
radiodifusión a los datos de transmisión de módems CDMA de MIU de
todos los módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215, y la señal piloto
global.
El generador de piloto (PG) 1250 suministra la
señal piloto global que es usada por la presente invención, y la
señal piloto global es suministrada a los módems CDMA 1210, 1211,
1212, 1215 por el controlador 1230 de MIU. Sin embargo, otras
realizaciones de la presente invención no requieren que el
controlador de MIU genere la señal piloto global sino que incluyen
una señal piloto global generada por cualquier forma de generador de
secuencia de código CDMA. En la realización descrita de la
invención, la señal piloto global no ponderada en fase (I) y en
cuadratura (Q) también es enviada al VDC donde se la asigna una
ponderación, y es sumada a los datos de transmisión de módems CDMA
de MIU y a la señal de datos de mensajes de radiodifusión.
La temporización del sistema en la RCS es
obtenida de la interfaz E1. Hay cuatro multiplexores en la RCS,
tres de los cuales (905, 906 y 907) son mostrados en la Figura 9.
Dos multiplexores están situados en cada chasis. Uno de los dos
multiplexores en cada chasis es designado como el maestro y uno de
los maestros es designado como el maestro del sistema. El
multiplexor que es el maestro del sistema obtiene una señal de reloj
PCM de 2,048 MHz de la interfaz E1 usando un bucle enganchado en
fase (no mostrado). A su vez, el multiplexor maestro del sistema
divide la señal de reloj PCM de 2.048 MHz en frecuencia por 16 para
obtener una señal de reloj de referencia de 128 kHz. Laseñal de
reloj de referencia de 128 kHz es distribuida desde el multiplexor
que es el maestro del sistema a todos los demás multiplexores. A su
vez, cada multiplexor multiplica la señal de reloj de referencia de
128 kHz en frecuencia para sintetizar la señal de reloj del sistema
que tiene una frecuencia que es el doble que la frecuencia de la
señal de reloj de seudo-ruido. El multiplexor
también divide la señal de reloj de 128 kHz en frecuencia por 16
para generar la señal de sincronización de tramas de 8 kHz que es
distribuida a las unidades de interfaz de módems (MIUs). La señal de
reloj del sistema para la realización ejemplar tiene una frecuencia
de 11,648 MHz para un canal CDMA de anchura de banda de 7 MHz. Cada
multiplexor también divide la señal de reloj del sistema en
frecuencia por 2 para obtener la señal de reloj de
seudo-ruido y divide además la señal de reloj de
seudo-ruido en frecuencia por 29.877.120 (la
longitud de secuencia de seudo-ruido) para generar
la señal de sincronización de seudo-ruido que indica
los límites de épocas. La señal de sincronización de
seudo-ruido procedente del multiplexor maestro del
sistema también es distribuida a todos los multiplexores para
mantener la alineación de fase de las señales de reloj generadas
internamente para cada multiplexor. La señal de sincronización de
seudo-ruido y la señal de sincronización de tramas
están alineadas. Los dos multiplexores que son designados como los
multiplexores maestros para cada chasis distribuyen después tanto la
señal de reloj del sistema como la señal de reloj de
seudo-ruido a las MIUs y al
VDC.
VDC.
La interfaz 1220 de enlace común PCM conecta el
enlace común 911 PCM del sistema con cada módem CDMA 1210, 1211,
1212, 1215. El controlador de WAC transmite información de control
de módems, incluyendo señales de control de mensajes de tráfico
para cada señal respectiva de información de usuario, al
controlador 1230 de MIU a través del HSB 970. Cada módem CDMA 1210,
1211, 1212, 1215 recibe una señal de control de mensajes de tráfico,
que incluye información de señalización, desde el controlador 1111
de MIU. Las señales de control de mensajes de tráfico también
incluyen información de control de llamadas e información de
secuencias de código de extensión y de código de contracción.
La MIU también incluye el combinador 1232 de
datos de transmisión que suma los datos ponderados de transmisión de
módems CDMA incluyendo los datos de transmisión de módems en fase
(I) y en cuadratura (Q) procedentes de los módems CDMA 1210, 1211,
1212, 1215 en la MIU. Los datos de transmisión de módems en fase (I)
son sumados separadamente de los datos de transmisión de módems en
cuadratura (Q). La señal combinada de salida de datos de transmisión
de módems en fase (I) y en cuadratura (Q) del combinador 1232 de
datos de transmisión es aplicada al multiplexor 1233 I y de Q que
crea un solo canal de mensajes de transmisión CDMA compuesto por
los datos de transmisión de módems en fase (I) y en cuadratura (Q)
multiplexados en un flujo de datos digitales.
El circuito 1234 de entrada de datos de receptor
(RDI) recibe los datos diferenciales analógicos I y Q desde el
circuito de distribución de vídeo (VDC) 940 mostrado en la Figura 9
y distribuye datos diferenciales analógicos I y Q a cada uno de los
módems CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la MIU. El circuito 1235 de
distribución de control automático de ganancia (AGC) recibe la
señal de datos de control automático de ganancia (AGC) procedente
del VDC y distribuye los datos de AGC a cada uno de los módems CDMA
de la MIU. El circuito TRL (traffic lights) 1233 recibe la
información de luces de tráfico y distribuye de modo similar los
datos de luces de tráfico a cada uno de los módems 1210, 1211, 1212,
1215.
El módem CDMA se encarga de la generación de
secuencias de códigos de extensión CDMA y de la sincronización
entre el transmisor y el receptor. También proporciona cuatro
canales dúplex (TR0, TR1, TR2, TR3) programables en 64, 32, 16 y 8
kilosímbolos/s cada uno, para extensión y transmisión en un nivel
específico de potencia. El módem CDMA mide la intensidad de señal
recibida para permitir el control automático de potencia (APC),
genera y transmite señales piloto, y codifica y descodifica usando
la señal para corrección de errores de reenvío (FEC). El módem en
una unidad de abonado (SU) también realiza la formación de impulsos
de código de extensión de transmisor usando un filtro de respuesta
finita a impulsos (FIR). El módem CDMA también es usado por la SU y,
en la discusión siguiente, las características que sólo son usadas
por la SU son señaladas claramente. Las frecuencias operativas del
módem CDMA son dadas en la Tabla 10.
Frecuencias operativas | |||
Anchura de banda | Frecuencia de chips | Frecuencia de símbolos | Ganancia (chips/símbolo) |
(MHz) | (MHz) | (KHz) | |
7 | 5,824 | 64 | 91 |
10 | 8,320 | 64 | 130 |
10,5 | 8,512 | 64 | 133 |
14 | 11,648 | 64 | 182 |
15 | 12,480 | 64 | 195 |
Cada módem CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la
Figura 12, y como se muestra en la Figura 13, está compuesto por
una sección transmisora 1301 y una sección receptora 1302. En el
módem CDMA también está incluido un centro 1303 de control que
recibe mensajes CNTRL de control desde el sistema externo. Estos
mensajes son usados, por ejemplo, para asignar códigos de extensión
particulares, activar la extensión y contracción o asignar
frecuencias de transmisión. Además, el módem CDMA tiene unos medios
1304 generadores de códigos usados para generar los diversos
códigos de extensión o contracción usados por el módem CDMA. La
sección transmisora 1301 es para transmitir la información de
entrada y la señales de control de entrada
m_{i}(t), i=1,2, ..., I, como señales
sc_{j}(t) de información de usuario procesadas, de
espectro extendido, j=1,2, ..., J. La sección transmisora
1301 recibe el código piloto global desde el generador 1304 de
códigos que es controlado por los medios 1303 de control. Las
señales de información de usuario procesadas, de espectro extendido
son sumadas finalmente a otras señales procesadas similares y
transmitidas como canales CDMA por el enlace directo de mensajes de
RF de CDMA, por ejemplo a las unidades de abonado (SUs). La sección
receptora 1302 recibe canales CDMA como r(t) y contrae
y recupera la información de usuario y las señales de control
rc_{k}(t), k=1,2, ..., K, transmitidas por el
enlace inverso de mensajes de RF de CDMA, por ejemplo a la RCS desde
las SUs.
Refiriéndose a la Figura 14, los medios 1304
generadores de códigos incluyen la lógica 1401 de control de
temporización de transmisión y el generador 1402 de
seudo-ruido de códigos de extensión, y la sección
transmisora 1301 incluye el receptor de señales de entrada de
módems (MISR) 1410, los codificadores de convolución 1411, 1412,
1413, 1414, los circuitos extensores 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 y
el combinador 1430. La sección transmisora 1301 recibe los canales
MENSAJE de datos de mensajes, codifica por convolución cada canal de
datos de mensajes en el codificador de convolución respectivo 1411,
1412, 1413,1414, modula los datos con secuencia aleatoria de código
de extensión en el circuito extensor respectivo 1420, 1421, 1422,
1423, 1424 y combina los datos modulados procedentes de todos los
canales, incluyendo el código piloto recibido desde el generador de
códigos en la realización descrita, en el combinador 1430 para
generar los componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) para
transmisión de RF. La sección transmisora 1301 de la presente
realización soporta cuatro canales programables (TR0, TR1, TR2, TR3)
de 64, 32, 16, 8 kb/s. Los datos de canales de mensajes son una
señal multiplexada en tiempo recibida desde el enlace común 1201 de
PCM a través de la interfaz 1220 de PCM e introducida en el MISR
1410.
La Figura 15 es un esquema de bloques de un
receptor de señales de entrada de módems (MISR) 1410 ejemplar. Para
la realización ejemplar de la presente invención, un contador es
dispuesto por la señal MPCM SYNC de sincronización de tramas de 8
kHz y es incrementado por la señal MPCMCLK de 2,048 MHz procedente
del circuito 1401 de temporización. La salida del contador es
comparada por el comparador 1502 con los valores TRCFG
correspondientes a la ubicación cronológica de segmentos para los
datos de canales de mensajes TR0, TR1, TR2, TR3; y los valores
TRCFG son recibidos desde el controlador 1230 de MIU en la señal
MCTRL. El comparador envía la señal de cuenta a los registros 1505,
1506, 1507 y 1508 que temporiza los datos de canales de mensajes al
interior de las memorias intermedias 1510, 1511, 1512, 1513 usando
la señal de temporización TXPCNCLK obtenida del reloj de sistema.
Los datos de mensajes son suministrados desde la señal MSGDAT
procedente de la señal MENSAJE de enlace común PCM cuando son
activas las señales habilitadoras TR0EN, TR1EN,TR2EN y TR3EN
procedentes de la lógica 1401 de control de temporización. En
realizaciones adicionales, MENSAJE también puede incluir señales que
habilitan los registros dependiendo de una frecuencia de cifrado o
frecuencia de datos. Si la salida del contador es igual a una de las
direcciones de ubicación de canales, los datos especificados de
mensajes de transmisión en los registros 1505, 1506, 1507, 1508 son
introducidos en los codificadores de convolución 1411, 1412, 1413,
1414 mostrados en la Figura
14.
14.
El codificador de convolución permite el uso de
técnicas de corrección de errores de reenvío (FEC) que son bien
conocidas en la técnica. Las técnicas de FEC dependen de introducir
redundancia en la generación de datos en forma codificada. Los datos
codificados son transmitidos y la redundancia en los datos permite
que el dispositivo descodificador de receptor detecte y corrija los
errores. Una realización de la presente invención emplea
codificación de convolución. Bits adicionales de datos son añadidos
a los datos en el proceso de codificación y son el campo
suplementario de codificación. La razón de codificación es expresada
como la relación de los bits de datos transmitidos a los bits
totales (datos de código + datos redundantes) transmitidos y es
denominada la razón "R" del código.
Los códigos de convolución son códigos donde cada
bit de código es generado por la convolución de cada bit nuevo no
codificado con un número de bits codificados previamente. El número
total de bits usados en el proceso de codificación es denominado
como la longitud "K" de constricción del código. En la
codificación de convolución, los datos son temporizados al interior
de un registro de desplazamiento de K bits de longitud de modo que
un bit entrante es temporizado al interior del registro, y él y los
K-1 bits existentes son codificados por convolución
para crear un símbolo nuevo. El proceso de convolución consiste en
crear un símbolo compuesto por una suma de módulo 2 de un cierto
modelo de bits disponibles, incluyendo siempre el primer bit y el
último bit en al menos uno de los
símbolos.
símbolos.
La Figura 16 muestra el esquema de bloques de un
codificador de convolución de K=7, R=1/2, adecuado para usocomo el
codificador 1411 mostrado en la Figura 14. Este circuito codifica
el canal TR0 como es usado en una realización de la presente
invención. El registro 1601 de siete bits con las etapas Q1 a Q7 usa
la señal TXPNCLK para temporizar de entrada los datos de TR0 cuando
la señal TR0EN es afirmada. Cada uno de los valores de salida de las
etapas Q1, Q2, Q3, Q4, Q6 y Q7 es combinado usando lógica O
exclusiva (XOR) 1602, 1603 para producir datos respectivos de FEC de
canales I y Q para las señales FECTR0DI y FECTR0DQ de canal TR0.
Dos flujos de símbolos de salida FECTR0DI y
FECTR0DQ son generados. El flujo de símbolos FECTR0DI es generado
por la lógico O exclusiva (XOR) 1602 de las salidas del registro de
desplazamiento correspondientes a losbits 6, 5, 4, 3 y 0 (171
octal) y es designado como el componente "I" en fase de los
datos de canal de mensaje de transmisión. El flujo de símbolos
FECTR0DQ es generado igualmente por la lógica O exclusiva
(XOR)1603 de las salidas del registro de desplazamiento
correspondientes a los bits 6, 4, 3, 1 y 0 (133 octal) y es
designado como componente "Q" en cuadratura de los datos de
canal de mensaje de transmisión. Dos símbolos son transmitidos para
representar un bit codificado único, creando la redundancia
necesaria para permitir que la corrección de errores tenga lugar en
el extremo receptor.
Refiriéndose a la Figura 14, la señal de reloj
habilitadora de desplazamiento para los datos de canal de mensaje de
transmisión es generada por la lógica 140 de temporización de
control. Los datos de salida de canal de mensaje de transmisión
codificados por convolución para cada canal son aplicados al
circuito extensor respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 que
multiplica los datos de canal de mensaje de transmisión por su
secuencia preasignada de código de extensión procedente del
generador 1402 de códigos. Esta secuencia de código de extensión es
generada por el control 1303 como se describió previamente, y es
denominada una secuencia aleatoria de firma de
seudo-ruido (código de
seudo-ruido).
La señal de salida de cada circuito extensor
1420, 1421, 1422, 1423, 1424 es un canal de datos de transmisión
extendidos. El funcionamiento del circuito extensor es como sigue:
la extensión de la salida (I+jQ) de canal multiplicada por una
secuencia aleatoria (PNI+jPNQ) produce que la componente I en fase
del resultado esté compuesta por (I O exclusiva PNI) y (-Q exclusiva
PNQ). El componente Q en cuadratura del resultado es (Q 0 exclusiva
PNI) y (I O exclusiva PNQ). Como no hay entrada de datos de canal a
la lógica de canal de piloto (I=1, valores de Q son prohibidos), la
señal de salida extendida para canales de piloto produce las
secuencias respectivas PNI para el componente I y PNQ para el
componente Q.
El combinador 1430 recibe los canales de datos de
transmisión extendidos en fase (I) y en cuadratura (Q) y combina los
canales en una señal de datos de transmisión de módem en fase (I)
(TXIDAT) y una señal de datos de transmisión de módem en cuadratura
(Q) (TXQDAT). Los datos de transmisión extendidos en fase (I) y los
datos de transmisión extendidos en cuadratura (Q) son sumados
separadamente.
Para una unidad de abonado (SU), la sección
transmisora 1301 de módem CDMA incluye los filtros de respuesta
finita a impulsos (FIR) para recibir los canales I y Q procedentes
del combinador para proporcionar formación de impulsos, control
espectral próximo y corrección de x/sen(x) para la señal
transmitida. Filtros FIIR separados pero idénticos reciben los
flujos de datos de transmisión extendidos I y Q a la frecuencia de
chips, y la señal de salida de cada uno de los filtro está al doble
de la frecuencia de chips. Los filtros FIR ejemplares son filtros
simétricos pares de 28 tomas que sobremuestrean (interpolan) por 2.
El sobremuestreo ocurre antes de la filtración, de modo que 28
tomas se refiere a 28 tomas al doble de la frecuencia de chips, y el
sobremuestreo es efectuado disponiendo un cero en una muestra si y
otra no. Los coeficientes ejemplares son mostrados en la Tabla
11.
Valores de coeficientes | ||||||||||||||
N^{o} de coeficiente | 0 | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 | 13 |
Valor | 3 | -11 | -34 | -22 | 19 | 17 | -32 | -19 | 52 | 24 | -94 | -31 | 277 | 468 |
N^{o} de coeficiente | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | 21 | 22 | 24 | 25 | 26 | 27 | |
Valor | 277 | -31 | -94 | 24 | 52 | -19 | -32 | 17 | 19 | -22 | -34 | -11 | 3 |
Refiriéndose a las Figuras 9 y 12, el receptor
950 de RF de la presente realización acepta los canales CDMA I y Q
de entrada analógica, que son transmitidos a los módems CDMA 1210,
1211, 1212, 1215, a través de las MIUs 931, 932, 933, desde el VDC
940. Estas señales de canales CDMA en fase (I) y en cuadratura (Q)
son muestreadas por la sección receptora 1302 de módem CDMA
(mostrada en la Figura 13) y convertidas en señales digitales de
mensajes de recepción en fase (I) y en cuadratura (Q) usando un
convertidor analógico/digital (A/D) 1730 mostrado en la Figura 17.
La frecuencia de muestreo del convertidor A/D de la realización
ejemplar de la presente invención es equivalente a la frecuencia de
código de contracción. Las señales digitales de mensajes de
recepción I y Q son contraídas después con correlacionadores usando
seis secuencias diferentes de códigos de extensión complejos
correspondientes a las secuencias de códigos de contracción de los
cuatro canales (TR0, TR1, TR2, TR3), a la información de APC y al
código piloto.
La sincronización de tiempo del receptor con la
señal recibida es separada en dos fases; hay una fase de adquisición
inicial y después una fase de rastreo después de que la
temporización de señal ha sido adquirida. La adquisición inicial es
efectuada desplazando la fase de la secuencia de código piloto
generada localmente con respecto a la señal recibida y comparando la
salida del circuito contractivo de piloto con un umbral. El método
usado es denominado búsqueda secuencial. Dos umbrales (emparejar y
rechazar) son calculados a partir del circuito contractivo auxiliar.
Una vez que la señal es adquirida, el proceso de búsqueda es
detenido y empieza el proceso de rastreo. El proceso de rastreo
mantiene el generador 1304 de códigos (mostrado en las Figuras 13 y
17), usado por el receptor, en sincronización con la señal entrante.
El bucle de rastreo usado es el bucle enganchado en retardo (DLL) y
es realizado en los bloques 1701 de adquisición y rastreo y 1702 de
IPM (Incremental Phase Modulation = modulación de fase por
incrementos) de la Figura 17.
En la Figura 13, el controlador 1303 de módem
implementa el bucle enganchado en fase (PLL) como un algoritmo de
soporte lógico en la lógica 1724 de bucle enganchado en fase de
soporte lógico (SW PLL) de la Figura 17 que calcula el
desplazamiento de fase y frecuencia en la señal recibida con
respecto a la señal transmitida. Los desplazamientos de fase
calculados son usados para deshacer el giro de los desplazamientos
de fase en los bloques de giro y combinación 1718, 1719, 1720, 1721
de las señales de datos de trayectos múltiples para combinación a
fin de producir las señales de salida correspondientes a los canales
receptores TR0', TR1', TR2', TR3'. Después, los datos son
descodificados según Viterbi en los descodificadores Viterbi 1713,
1714, 1715, 1716 para eliminar la codificación por convolución en
cada uno de los canales de mensajes recibidos.
La Figura 17 indica que el generador 1304 de
códigos suministra las secuencias de códigos
Pn_{i}(t), i=1,2, ..., I, usadas por los circuitos
contractivos 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales
receptores. Las secuencias de códigos generadas son temporizadas en
respuesta a la señal SYNK de la señal de reloj del sistema y son
determinadas por la señal CCNTRL procedente del controlador 1303 de
módem mostrado en la Figura 13. Refiriéndose a la Figura 17, la
sección receptora 1302 de módem CDMA incluye el filtro equilibrado
adaptable (AMF) 1710, los circuitos contractivos 1703, 1704, 1705,
1706, 1707, 1708, 1709 de canales, el correlacionador vectorial
adaptable (AVC) 1711 de piloto, el AVC auxiliar 1712, los
descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716, la interfaz de
salida de módem (MOI) 1717, la lógica de giro y combinación 1718,
1719, 1720, 1721, el generador 1722 de ponderaciones de AMF, y la
lógica 1723 de estimación de cuantiles.
En otra realización de la invención, el receptor
de módem CDMA también incluye un integrador de errores de bits para
medir la tasa de errores de bits (BER) de canal y lógica de
inserción de códigos inactivos entre los descodificadores Viterbi
1713, 1714, 1715, 1716 y la interfaz de salida de módem (MOI) 1717
para insertar códigos inactivosen el caso de pérdida de los datos
de mensaje.
El filtro equilibrado adaptable (AMF) 1710 separa
la interferencia de trayectos múltiples introducida por el canal
aéreo. El AMF 1710 ejemplar usa un filtro FIR complejo de 11 etapas
como se muestra en la Figura 18. Las señales de mensajes digitales
I y Q recibidas son recibidas en el registro 1820 procedentes del
convertidor A/D 1730 de la Figura 17 y son multiplicadas en los
multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por las ponderaciones
W1 a W11 de canales I y Q recibidas desde el generador 1722 de
ponderaciones de AMF de la Figura 17. En la realización ejemplar,
el convertidor A/D 1730 suministra los datos de señales de mensajes
de recepción digitales I y Q como valores de complementos de 2, 6
bits para I y 6 bits para Q, que son temporizados a través de un
registro de desplazamiento 1820 de 11 etapas en respuesta a la señal
RXPNCLK de reloj de código de extensión de recepción. La señal
RXPNCLK es generada por la sección 1401 de temporización de la
lógica 1304 de generación de códigos. Cada etapa del registro de
desplazamiento es derivada y multiplicada en complejo en los
multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por valores de
ponderación individuales (I de 6 bits y Q de 6 bits) para
suministrar 11 productos ponderados en derivación que son sumados en
el sumador 1830 y limitados a valores de I de 7 bits y Q de 7
bits.
La sección receptora 1302 de módem CDMA (mostrada
en la Figura 13) proporciona los circuitos contractivos 1703, 1704,
1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales independientes (mostrados
en la Figura 17) para contraer los canales de mensajes. La
realización descrita contrae 7 canales de mensajes, aceptando cada
circuito contractivo una señal de código de contracción de I de 1
bit por Q de 1 bit para realizar una correlación compleja de este
código respecto a una entrada de datos de I de 8 bits por Q de 8
bits. Los 7 circuitos contractivos corresponden a los 7 canales:
canal 0 de tráfico (TR0'), TR1', TR2', TR3', auxiliar (un canal de
reserva), control automático de potencia (APC) y piloto (PLT).
El AVC 1711 de piloto mostrado en la Figura 19
recibe los valores PCI y PCQ de secuencias de códigos de extensión
piloto en fase (I) y en cuadratura (Q) dentro del registro 1920 de
desplazamiento en respuesta a la señal RXPNCLK de temporización, e
incluye 11 circuitos contractivos individuales 1901 a 1911, cada
uno correlacionando los datos digitales de señales de mensajes de
recepción I y Q con una versión retardad en un chip de la misma
secuencia de código piloto. Las señales OE1, OE2, ..., OE11 son
usadas por el control 1303 para permitir la operación de
contracción. Las señales de salida de los circuitos contractivos
son combinadas en el combinador 1921 formando la señal DSPRDAT de
correlación del AVC 1711 de piloto, que es recibida por la lógica
1701 de adquisición y rastreo (mostrada en la Figura 17), y
finalmente por el controlador 1303 de módem (mostrado en la Figura
13). La lógica 1701 de adquisición y rastreo usa el valor de señal
de correlación para determinar si el receptor local está
sincronizado con su transmisor remoto.
El AVC auxiliar 1712 también recibe los datos
digitales de señales de mensajes de recepción I y Q y, en la
realización descrita, incluye cuatro circuitos contractivos
distintos 2001, 2002, 2003, 2004 como se muestra en la Figura 20.
Cada circuito contractivo recibe y correlaciona los datos digitales
de mensajes de recepción I y Q con versiones retardadas de la misma
secuencia de código de contracción PARI y PARQ que son suministradas
por el generador 1304 de códigos, introducidas y contenidas en el
registro 2020 de desplazamiento. Las señales de salida de los
circuitos contractivos 2001, 2002, 2003, 2004 son combinadas en el
combinador 2030 que suministra la señal ARDSPRDAT de correlación de
ruido. La secuencia de código de extensión de AVC auxiliar no
corresponde a ninguna secuencia de código de extensión de
transmisión del sistema. La señales OE1, OE2, ..., OE4 son usadas
por el control 1303 de módem para habilitar la operación de
contracción. El AVC auxiliar 1712 suministra una señal ARDSPRDAT de
correlación de ruido a partir de la cual estimaciones de cuantiles
son calculadas por el calculador 1733 de cuantiles, y proporciona
una medición del nivel de ruido a la lógica 1701 de adquisición y
rastreo (mostrada en la Figura 17) y al controlador 1303 de módem
(mostrado en la Figura 13).
Cada señal contraída de salida de canal
correspondiente a los canales de mensajes recibidos TR0', TR1',
TR2' y TR3' es introducida en un descodificador Viterbi
correspondiente 1713, 1714, 1715, 1716, mostrados en la Figura 17,
que realiza la corrección de errores de reenvío sobre los datos
codificados por convolución. Los descodificadores Viterbi de la
realización ejemplar tienen una longitud de constricción de K=7 una
razón de R=1/2. Las señales de canales de mensajes contraídas
descodificadas son transferidas desde el módem CDMA al enlace común
1201 de PCM a través de la interfaz de salida de módem (MOI) 1717.
El funcionamiento de la MOI es esencialmente igual que el
funcionamiento del receptor de señales de entrada de módem (MISR) de
la sección transmisora 1301 (mostrada en la Figura 13) pero a la
inversa.
La sección receptora 1302 de módem CDMA lleva a
cabo varios algoritmos diferentes durante fases diferentes de la
adquisición, rastreo y contracción de la señal de mensaje CDMA de
recepción.
Cuando la señal recibida es perdida
momentáneamente (o degradada fuertemente), el algoritmo de
inserción de códigos inactivos inserta códigos inactivos en lugar de
los datos de mensajes de recepción perdidos o degradados para
impedir que el usuario oiga ráfagas de ruido fuerte en una
comunicación de voz. Los códigos inactivos son enviados al MOI 1717
(mostrado en la Figura 17) en lugar de la señal de salida
descodificada de canales de mensajes procedente de los
descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716. El código inactivo
usado para cada canal de tráfico es programado por el controlador
1303 de módem escribiendo el modelo INACTIVO apropiado para la MOI,
que en la presente realización es una palabra de 8 bits para un
flujo de 64 kb/s, y una palabra de 4 bits para un flujo de 32
kb/s.
Los algoritmos de adquisición y rastreo son
usados por el receptor para determinar la fase de código aproximada
de una señal recibida, sincronizar los circuitos contractivos
locales de receptor de módem con la señal piloto entrante y rastrear
la fase de la secuencia de código piloto generada localmente con la
secuencia de código piloto recibida. Refiriéndose a las Figuras 13 y
17, los algoritmos son realizados por el controlador 1303 de módem
que suministra señales de ajuste de reloj al generador 1304 de
códigos. Estas señales de ajuste causan que el generador de códigos
para los circuitos contractivos ajuste las secuencias de códigos
generadas localmente en respuesta a los valores de salida medidos
del rastrillo (rake) 1711 de piloto y a los valores de cuantiles
procedentes de los calculadores 1723B de cuantiles. Los valores de
cuantiles son estadísticas de ruido medidas a partir de los canales
en fase y en cuadratura procedentes de los valores de salida del
correlacionador vectorial auxiliar 1712 (mostrado en la Figura 17).
La sincronización del receptor con la señal recibida es separada en
dos fases: una fase de adquisición inicial y una fase de rastreo.
La fase de adquisición inicial es efectuada temporizando la
secuencia de código de extensión piloto generada localmente a una
frecuencia mayor o menor que la frecuencia de código de extensión
de la señal recibida, haciendo correr la secuencia de código de
extensión piloto generada localmente y realizando el ensayo de
relación de probabilidad secuencial (SPRT) sobre la salida del
correlacionador vectorial 1711 de piloto. La fase de rastreo
mantiene la secuencia de código piloto de extensión generada
localmente en sincronización con la señal piloto entrante.
El algoritmo de adquisición en frío de la unidad
de abonado (SU) es usado por el módem CDMA de SU cuando es encendida
primero y, por tanto, no conoce la fase correcta de código de
extensión piloto, o cuando una SU intenta readquirir la
sincronización con la señal piloto entrante pero ha requerido un
tiempo excesivo. El algoritmo de adquisición en frío es dividido en
dos subfases. La primera subfase consiste en una búsqueda sobre el
código de longitud 233415 usado por canal de radiodifusión rápida
(FBCH). Una vez que es adquirida esta fase de subcódigo, el código
piloto de longitud 233415x128 es conocido dentro de una ambigüedad
de 128 fases posibles. La segunda subfase es una búsqueda de estas
128 fases posibles restantes. Para no perder la sincronización con
el canal de radiodifusión rápida (FBCH), en la segunda fase de la
búsqueda, es deseable oscilar entre el rastreo del código de FBCH e
intentar la adquisición del código piloto.
La adquisición por la estación de portadoras de
radio(RCS) del algoritmo de piloto de acceso corto
(SAXPT)es usada por el módem CDMA de RCS para adquirir la
señal de SAXPT de una SU. El algoritmo es un algoritmo de búsqueda
rápida porque el SAXPT es una secuencia de código corta de longitud
N, donde N=chips/símbolo, y varía de 45 a 195 dependiendo de la
anchura de banda del sistema. La búsqueda realiza un ciclo a través
de todas las fases posibles hasta que la adquisición es
completa.
La adquisición por la RCS del algoritmo de piloto
de acceso largo (LAXPT) empieza inmediatamente después de la
adquisición de SAXPT. La fase de código de SU es conocida dentro de
un múltiplo de una duración de símbolo, así que en la realización
ejemplar de la invención puede haber 7 a 66 fases para búsqueda
dentro del retardo de ida y vuelta desde la RCS. Este límite es un
resultado de la señal piloto de SU siendo sincronizada con la señal
piloto global de RCS.
El algoritmo de readquisición empieza cuando
ocurre la pérdida de enganche de código (LOL). Un algoritmo de
búsqueda Z es usado para acelerar el proceso sobre la hipótesis de
que la fase de código no se ha desviado mucho de donde estaba la
última vez que el sistema fue enganchado. La RCS usa una anchura
máxima de las ventanas de búsqueda Z limitada por el retardo máximo
de propagación de ida y vuelta.
El período de prerrastreo sigue inmediatamente a
los algoritmos de adquisición o readquisición y precede
inmediatamente al algoritmo de rastreo. El prerrastreo es un período
de duración fija durante el cual los datos derecepción suministrados
por el módem no son considerados válidos. El período de prerrastreo
permite que otros algoritmos de módem, tales como los usados por la
lógica SW PLL 1724, la lógica de adquisición y rastreo, y el
generador 1722 de ponderaciones de AMF, se preparen y adapten al
canal actual. El período de prerrastreo tiene dos partes. La primera
parte es el retardo mientras el bucle de rastreo de código engancha.
La segunda parte es el retardo mientras los cálculos de
ponderaciones de tomas del AMF son realizados por el generador 1722
de ponderaciones del AMF para producir coeficientes de ponderación
estabilizados. Asimismo, en la segunda parte del período de
prerrastreo, el bucle de rastreo de portadora es permitido enganchar
por la lógica 1724 de bucle enganchado en fase de soporte lógico
(SW PLL), y las estimaciones de cuantiles escalares son realizadas
en el calculador 1723A de cuantiles.
En el proceso de rastreo se entra después de que
termina el período de prerrastreo. Este proceso es realmente un
ciclo repetitivo y es la única fase de proceso durante la que los
datos de recepción suministrados por el módem pueden ser
considerados válidos. Las operaciones siguientes son realizadas
durante esta fase: actualización de ponderaciones de tomas de AMF,
rastreo de portadora, rastreo de código, actualización de cuantiles
vectoriales, actualización de cuantiles escalares, comprobación de
enganche de código, desrotación y suma de símbolos y control de
potencia (directo o inverso).
Si se detecta pérdida de enganche de código
(LOL), el receptor de módem finaliza el algoritmo de rastreo y
entra automáticamente en el algoritmo de readquisición. En la SU,
una LOL causa que el transmisor sea apagado. En la RCS, la LOL
causa que el control directo de potencia sea inhabilitado con la
potencia de transmisión mantenida constante en el nivel
inmediatamente anterior a la pérdida de enganche. También causa que
la información de control de potencia de retorno sea transmitida
para adoptar un modelo de 010101..., causando que la SU mantenga
constante su potencia de transmisión. Esto puede ser realizado
usando la función de comprobación de enganche de señal que genera
la señal de reposición al circuito 1701 de adquisición y
rastreo.
Son mantenidos dos conjuntos de estadísticas de
cuantiles, uno por el calculador 1723B de cuantiles vectoriales y
el otro por el calculador 1723A de cuantiles escalares. Ambos son
usados por el controlador 1303 de módem. El primer conjunto es la
información de cuantiles "vectoriales", denominada así porque
es calculada a partir del vector de cuatro valores complejos
generados por el receptor 1712 de AVC auxiliar. El segundo conjunto
es la información de cuantiles escalares que es calculada a partir
de la señal auxiliar (AUX) única de valor complejo que es extraída
del circuito contractivo auxiliar 1707. Los dos conjuntos de
información representan conjuntos diferentes de estadísticas de
ruido usadas para mantener una probabilidad de alarma falsa
(P_{fa}) predeterminada. Los datos de cuantiles vectoriales son
usados por los algoritmos de adquisición y readquisición llevados
acabo por el controlador 1303 de módem para determinar la presencia
de una señal recibida en ruido, y la información de cuantiles
escalares es usada por el algoritmo de comprobación de enganche de
código.
Para ambos casos vectorial y escalar, la
información de cuantiles consiste en valores calculados de lambda 0
a lambda 2 que son valores de límite usados para estimar la función
de distribución de probabilidad de la señal de recepción contraída
y determinar si el módem está enganchado al código de
seudo-ruido. El valor de Aux_Power (potencia
auxiliar) usado en la subrutina siguiente de lenguaje C es la
magnitud elevada al cuadrado de la salida de señal auxiliar (AUX)
del conjunto de correlacionadores escalares para los cuantiles
escalares, y la suma de las magnitudes elevadas al cuadrado para el
caso vectorial. En ambos casos, los cuantiles son calculados después
usando la subrutina siguiente de lenguaje C.
donde CG[n] son constantes
positivas y GM[n] son constantes negativas (valores
diferentes son usados para cuantiles escalares y
vectoriales).
Durante la fase de adquisición, la búsqueda de la
señal piloto entrante con la secuencia de código piloto generada
localmente emplea una serie de ensayos secuenciales para determinar
si el código piloto generado localmente tiene la fase de código
correcta con respecto a la señal recibida. Los algoritmos de
búsqueda usan el ensayo de relación de probabilidad secuencial
(SPRT) para determinar si las secuencias de códigos recibidas y
generadas localmente están en fase. La velocidad de adquisición es
incrementada por paralelismo producido por tener un receptor de
dedos múltiples. Por ejemplo, en la realización descrita de la
invención, el rastrillo (rake) 1711 de piloto principal tiene un
total de 11 dedos que representan un período de fase total de 11
períodos de chip. Para adquisición, son efectuados 8 ensayos
distintos de relación de probabilidad secuencial (SPRTs), con cada
SPTR observando una ventana de 4 chips. Cada ventana está desplazada
respecto a la ventana anterior en un chip y, en una secuencia de
búsqueda, cualquier fase dada de código es cubierta por 4 ventanas.
Si todos los 8 SPRTs son rechazados, entonces el conjunto de
ventanas es movido en 8 chips. Si cualquiera de los SPRTs es
aceptado, entonces la fase de código de la secuencia de código
piloto generada localmente es ajustada para intentar centrar la fase
de SPRT aceptado dentro del AVC de piloto. Es probable que más de un
SPRT alcance el umbral de aceptación al mismo tiempo. Una consulta
de tabla es usada para cubrir todas las 256 combinaciones posibles
de aceptación/rechazo y el controlador de módem usa la información
para calcular la fase central correcta de código dentro del
rastrillo (rake) 1711 de piloto. Cada SPRT es realizado como sigue
(todas las operaciones ocurren a frecuencia de 64 kilosímbolos/s):
Indíquense los valores de niveles de salida de los dedos como
I_Dedo[n] y Q_Dedo[n], donde n)0,..., 10
(inclusive, 0 es el dedo más adelantado (mas avanzado)), entonces la
potencia de cada ventana es:
Potencia de ventana [i] =\sum
(I\_Dedo^{2} [n] + Q\_Dedo^{2} [n])
{}\hskip-1cm^{n}
{}\hskip-1cm^{n}
Para efectuar los SPRTs, el controlador de módem
realiza entonces para cada una de las ventanas de cálculos
siguientes que son expresados como una subrutina de
seudocódigo:
donde lambda[k] son como se
definen en la sección anterior de cálculo de cuantiles y
SIGMA[k], ACCEPTANCE_THRESHOLD (UMBRAL DE ACEPTACIÓN) y
DISMISSAL_THRESHOLD (UMBRAL DE RECHAZO) son constantes
predeterminadas. Obsérvese que SIGMA[k] es negativa para
valores reducidos de k y positiva para valores correctos de
k, tal que los umbrales de aceptación y rechazo pueden ser
constantes más bien que una función de cuantos símbolos de valor de
datos han sido acumulados en la
estadística.
El controlador de módem determina en que
compartimento delimitado por los valores de lambda[k] cae el
nivel de potencia que permite que el controlador de módem
desarrolle una estadística aproximada.
Para el presente algoritmo, la tensión de control
es formada como \varepsilon=y^{T}By, donde y es un vector
formado a partir de los valores de salida complejos del
correlacionador vectorial 1711 de piloto, y B es una matriz
compuesta por los valores constantes predeterminados para hacer
máximas las características operativas mientras hace mínimo el
ruido como se describió previamente con referencia al detector
cuadrático.
Para comprender el funcionamiento del detector
cuadrático, es útil considerar lo siguiente. Una señal
s(y) de espectro extendido (CDMA) es pasada a través
de un canal de trayectos múltiples con una respuesta
h_{c}(t) a impulsos. La señal extendida de banda
base es descrita por la ecuación (30).
(30)s(t)
= \sum\limits_{i} C_{i} p(t -
iT_{c})
donde C_{i} es un símbolo
complejo de código de extensión, p(t) es un impulso de
chip predefinido y T_{c} es la separación temporal de
chips, donde T_{c}=1/R_{c} y R_{c} es la frecuencia de
chips.
La señal de banda base recibida es representada
por la ecuación (31).
(31)r(t)
= \sum\limits_{i} C_{i} q(t - iT_{c} - \tau) +
n(t)
donde
q(t)=p(t)*h_{c}(t),\tau es un
retardo desconocido y n(t) es ruido aditivo. La señal
recibida es procesada por un filtro, h_{R}(t), así
que la forma de onda x(t) que ha de ser procesada es
dada por la ecuación
(32).
(32)x(t)
= \sum\limits_{i} C_{i} \fint (t - iT_{c} - \tau) +
z(t)
donde
f(t)=q(t)*h_{R}(t) y
z(t)=n(t)*h_{R}(t).
En el receptor ejemplar, muestras de la señal
recibida son tomadas a la frecuencia de chips, es decir
1/T_{c}. Estas muestras
x(mT_{c}+\tau') son procesadas por un
conjunto de correlacionadores que calculan, durante el
r-simo período de correlación, las cantidades dadas
por la ecuación (33).
(33)v_{k}^{(r)} =
\sum\limits^{rL+L-1}_{m=rL} x(mT_{c} + \tau
') C^{\bullet
}_{m+k}
Estas cantidades están compuestas por un
componente w_{k}^{(r)} de ruido y un componente
determinista y_{k}^{(r)} dado por la ecuación (34)
(34)y^{(r)}_{k} =
E[v^{(r)}_{k}] = L\fint{kT_{c} + \tau ' - \tau
)}
Como consecuencia, el índice
r de tiempo puede ser suprimido por facilidad de escritura,
aunque ha de observarse que la función f(t) cambia
lentamente con el
tiempo.
Las muestras son procesadas para ajustar la fase
\tau' de muestreo de una forma óptima para procesamiento
adicional por el receptor, tal como filtración equilibrada. Este
ajuste es descrito a continuación. Para simplificar la
representación del proceso, es útil describirlo en términos de la
función f(t+\tau), donde ha de ajustarse el
desplazamiento \tau de tiempo. Se observa que la función
f(t+\tau) es medida en la presencia de ruido. Así,
puede ser problemático ajustar la fase \tau' basada en
mediciones de la señal f(t+\tau). Para tener en
cuenta el ruido, es introducida la función
v(t)=f(t)+m(t), donde el término
m(t) representa un proceso de ruido. El procesador del
sistema puede ser obtenido basado en consideraciones de la función
v(t).
El proceso es incoherente y, por tanto, está
basado en la función |v(t+\tau)|^{2} de potencia
de envolvente. La función e(\tau') dada en la
ecuación (35) es útil para describir el proceso
(35)e(\tau ') =
\int^{0}_{-\infty} | v(t + \tau ' - \tau ) |^{2} dt -
\int^{\infty}_{0} | v(t + \tau ' - \tau ) | ^{2}
dt
El parámetro de desplazamiento es ajustado para
e(\tau')=0, lo que ocurre cuando la energía en el intervalo
(-\infty,\tau'-\tau] es igual a energía
en el intervalo [\tau'-\tau,\infty). La
característica de error es monótona y por tanto tiene un solo punto
de cruce por cero. Esta es la cualidad deseable de la función. Una
desventaja de la función es que está mal definida porque las
integrales son indefinidas cuando hay ruido presente. No obstante,
la función e(\tau') puede ser modelada en la forma
dada por la ecuación (36)
(36)e(\tau ')
\int^{\infty}_{-\infty} w(t) | v(t + \tau ' - \tau )
|^{2}
dt
donde la función característica
w(t) es igual a sgn(t), la función de
signo.
Para optimizar la función característica
w(t), es útil definir una cifra F de mérito, como se
expone en la ecuación (37).
(37)F =
\frac{\left[\overline{e(\tau '_{0} + T_{A}) - e(\tau '_{0} -
T_{A})}\right]^{2}}{VAR\{e(\tau
'_{0})\}}
El numerador de F es la pendiente numérica de la
característica de error medio en el intervalo
[-T_{A},T_{A}] que rodea al valor rastreado
\tau'_{0}. La media estadística es tomada con respecto al
ruido así como al canal aleatorio h_{c}(t). Es
deseable especificar una característica estadística del canal para
efectuar esta media estadística. Por ejemplo, el canal puede ser
modelado como un canal de dispersión no correlacionada fija de
sentido amplio con respuesta h_{c}(t) a impulsos y
un proceso U(t) de ruido blanco que tiene una función
g(t) de intensidad como se muestra en la ecuación
(38)
(38)h_{c}(t) =
\sqrt{g(t)U(t)}
La varianza de e(\tau) es
calculada como el valor medio cuadrático de la fluctuación
(39)e'(t) =
e(\tau ) - \langle e(\tau )
\rangle
donde
<e(\tau)> es la media de
e(\tau) con respecto al
ruido.
La optimización de la cifra F es mérito con
respecto a la función w(t) puede ser llevada a cabo
usando métodos de variaciones de optimización bien conocidos.
Una vez que el óptimo w(t) es
determinado, el procesador resultante puede ser aproximado
exactamente por un procesador de muestras cuadrático que es obtenido
como sigue.
Por el teorema de muestreo, la señal
v(t), limitada en banda a una anchura W de banda,
puede ser expresada en términos de sus muestras como se enseña en la
ecuación (40).
(40)v(t)
= \sum v(k/W)sinc[(Wt-k)
\pi]
sustituir esta expansión en la
ecuación (z+6) produce una forma cuadrática infinita en las
muestras v(k/W+\tau'-\tau). Hacer
la hipótesis de que la anchura de banda de señal es igual a la
frecuencia de chips permite el uso de un esquema de muestreo que es
temporizado por la señal de reloj de chips que ha de ser usada para
obtener las muestras. Estas muestras v_{k} son representadas por
la ecuación
(41).
(41)v_{k} =
v(kT_{c} + \tau ' -
\tau)
Esta hipótesis conduce a una simplificación de la
implementación. Es válida si el error por distorsión de alias es
pequeño.
En la práctica, la forma cuadrática que es
obtenida es truncada. Una matriz B normalizada ejemplar es dada a
continuación en la Tabla 12. Para este ejemplo, se supone un perfil
extendido de retardo exponencial: g(t)=exp(-t/\tau),
con \tau igual a un chip. También se ha supuesto un
parámetro T_{A} de abertura igual a 1,5 chips. El impulso de chip
subyacente tiene un espectro cosinusoidal elevado con una anchura
de banda de 20% en exceso.
Matriz B ejemplar | ||||||||||
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | -0,1 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | -0,1 | 0,22 | 0,19 | -0,19 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0,19 | 1 | 0,45 | -0,2 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | -0,19 | 0,45 | 0,99 | 0,23 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | -0,2 | 0,23 | 0 | -0,18 | 0,17 | 0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -0,18 | -0,87 | -0,42 | 0,18 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0,17 | -0,42 | -0,92 | -0,16 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0,18 | -0,16 | -0,31 | 0 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | -0,13 | 0 |
0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
El rastreo de código es efectuado por medio de un
detector de fase en bucle que es realizado como sigue. El vector
y es definido como un vector de columna que representa los
11 valores complejos de niveles de salida del AVC 1711 de piloto, y
B indica una matriz de 11x11 coeficientes de valores reales
simétricos con valores predeterminados para optimizar el
comportamiento funcional con los valores y incoherentes de
salida del AVC de piloto. La señal \varepsilon de salida del
detector de fase es dada por la ecuación(42):
(42)\varepsilon = y^{T}
By
Los cálculos siguientes son efectuados después
para realizar un filtro en bucle proporcional más integral y el
oscilador controlado por tensión (VCO):
x[n] =
x[n-1] + \beta
\varepsilon
z[n] =
z[n-1] + x[n] + \alpha
\varepsilon
para \beta y \alpha que son
constantes elegidas del modelado del sistema para optimizar el
comportamiento funcional del sistema para el canal de transmisión y
la aplicación particulares, y donde x[n] es el valor
de salida de integrador de filtro en bucle y z[n] es
el valor de salida del oscilador controlado por tensión (VCO). Los
ajustes de fase de código son efectuados por el controlador de
módem con la subrutina de lenguaje C
siguiente:
Una fase de retardo diferente podría ser usada en
el seudocódigo anterior de acuerdo con la presente invención.
El algoritmo de actualización de ponderaciones de
tomas del filtro equilibrado adaptable (AMF) del generador 1722 de
ponderaciones de AMF ocurre periódicamente para deshacer el giro y
cambiar de escala la fase de cada valor de dedo del rastrillo 1711
de piloto realizando una multiplicación compleja del valor de dedo
del AVC de piloto por la conjugada compleja del valor de salida
actual del bucle de rastreo de portadora y aplicando el producto a
un filtro de paso bajo y formar la conjugada compleja de los valores
de filtro para producir valores de ponderaciones de tomas de AMF,
que son escritos periódicamente en los filtros de AMF del módem
CDMA.
El algoritmo de comprobación de enganche,
mostrado en la Figura 17, es efectuado por el controlador 1303 de
módem realizando operaciones de ensayo de relación de probabilidad
secuencial (SPRT) sobre la señal de salida del conjunto de
correlacionadores escalares. La técnica de SPRT es igual que la de
los algoritmos de adquisición excepto en que los umbrales de
aceptación y rechazo son cambiados para incrementar la probabilidad
de detección de enganche.
El rastreo de portadora es efectuado por medio de
un bucle de segundo orden que opera sobre los valores de salida de
piloto del conjunto correlacionado escalar. La salida del detector
de fase es la versión muy limitada del componente en cuadratura del
producto de la señal de salida piloto (de valor complejo) del
conjunto correlacionado escalar por la señal de salida del VCO. El
filtro en bucle es un diseño proporcional más integral. El VCO es un
error \Phi de fase acumulado, de suma pura, que es convertido en
el fasor complejo cos\Phi+jsen\Phi usando una tabla de
consulta en memoria.
La descripción anterior del algoritmo de
adquisición y rastreo se enfoca en un método incoherente porque el
algoritmo de adquisición y rastreo descrito requiere adquisición
incoherente seguida por rastreo incoherente porque, durante la
adquisición, una referencia coherente no está disponible hasta que
el AMF, el AVC de piloto, el AVC auxiliar y el DPLL están en un
estado de equilibrio. Sin embargo, en la técnica es conocido que el
rastreo y combinación coherente es siempre óptimo porque en rastreo
y combinación incoherente se pierde la información de fase de salida
de cada dedo del AVC de piloto. Por consiguiente, otra realización
de la invención emplea un sistema de adquisición y rastreo de dos
pasos en el que el algoritmo de adquisición y rastreo incoherente
descrito previamente es efectuado primero y después el algoritmo
cambia a un método de rastreo coherente. El método de combinación y
rastreo coherente es similar al descrito previamente, excepto en que
la señal de error rastreada es de la forma:
(43)\varepsilon = y^{T}
Ay
donde y es definido como un
vector de columna que representa los 11 valores de niveles de
salida complejos del AVC 1711 de piloto, y A designa una matriz de
11x11 coeficientes de valores reales simétricos con valores
predeterminados para optimizar el comportamiento funcional con las
salidas y coherentes de AVC piloto. Una matriz A ejemplar es
mostrada a
continuación
Refiriéndose a la Figura 9, la placa 940 de
controlador de distribución de vídeo (VDC) de la RCS está conectada
a cada MIU 931, 932, 933 y a los transmisores/receptores 950 de RF.
El VDC 940 es mostrado en la Figura 21. El circuito de combinador de
datos (DCC) 2150 incluye un desmultiplexor 2101 de datos, el sumador
2102 de datos, los filtros FIR 2103, 2104 y una unidad 2111 de
control. El DCC 2150: 1) recibe la señal MDAT ponderada de datos I y
Q de módem CDMA desde cada una de las MIUs 931, 932, 933, 2) suma
los datos I y Q con los datos digitales de canal portador
procedentes de cada MIU 931, 932, 933, 3) y suma el resultado con la
señal BCAST de mensaje de datos de radiodifusión y el código GPILOT
de extensión piloto global suministrado por el módem 1210 de MIU
maestro, 4)forma en banda las señales sumadas para
transmisión, y 5) produce la señal analógica de datos para
transmisión al transmisor/receptor de RF.
Los filtros FIR 2103, 2104 son usados para
modificar los datos de módem en fase (I) y en cuadratura (Q) de
transmisión CDMA de MIU antes de la transmisión. El controlador de
acceso inalámbrico (WAC) transfiere los datos de coeficientes de
filtros FIR a través del enlace 912 de puerto en serie, a través del
controlador 2120 de VDC y a los filtros FIR 2103, 2104. Cada filtro
FIR 2103, 2104 es configurado separadamente. Los filtros FIR 2103,
2104 emplean sobremuestreo para funcionar al doble de la frecuencia
de bits así que valores de datos nulos son enviados después de cada
valor de DATI y DATQ de módem de transmisión CDMA de MIU para
producir FTXI y FTXQ.
El VDC 940 distribuye la señal AGCDATA de control
automático de ganancia (AGC) desde el AGC 1750 de las MIUs 931, 932,
933 al transmisor/receptor 950 de RF a través de la interfaz de
distribución (DI) 2110. La DI 2110 de VDC recibe los datos RXI y RXQ
desde el transmisor/receptor de RF y distribuye la señal como VDATAI
y VDATAQ a las MIUs 931, 932, 933.
Refiriéndose a la Figura 21, el VDC 940 también
incluye un controlador 2120 de VDC que supervisa las señales
MIUSTAT de información de estatus y fallos procedentesde las MIUs y
se conecta el enlace 912 en serie y al HSBS 970 para comunicar con
el WAC 920 mostrado en la Figura 9. El controlador 2120 de VDC
incluye un microprocesador, tal como un microcontrolador Intel 8032,
un oscilador (no mostrado) que suministra señales de temporización,
y memoria (no mostrada). La memoria del controlador de VDC incluye
una memoria flash PROM (no mostrada) para contener el código de
programa de controlador para el microprocesador 8032, y una memoria
SRAM (no mostrada) para contener los datos temporales escritos en,
y leídos de, la memoria por el microprocesador.
Refiriéndose a la Figura 9, la presente invención
incluye un transmisor/receptor 950 de RF y la sección 960
amplificadora de potencia. Refiriéndose a la Figura 22, el
transmisor/receptor 950 de RF está dividido en tres secciones: el
modulo 2201 de transmisor, el módulo 2202 de receptor y el
sintetizador 2203 de frecuencia. El sintetizador 2203 de
frecuencias produce una frecuencia TFREQ de portadora de
transmisión y una frecuencia RFREQ de portadora de recepción en
respuesta a una señal FREQCTRL de control de frecuencia recibida
desde el WAC 920 por el enlace 912 en serie. En el módulo 2201 de
transmisor, las señales analógicas TXI y TXQ de datos I y Q de
entrada procedentes del VDC son aplicadas al modulador 2220 en
cuadratura que también recibe una señal TFREQ de frecuencia de
portadora de transmisión desde el sintetizador 2203 de frecuencias
para producir una señal TX de portadora de transmisión modulada en
cuadratura. La señal analógica TX modulada de portadora de
transmisión, una señal de RF de frecuencia incrementada, es aplicada
entonces al amplificador 2252 de potencia de transmisión del
amplificador 960 de potencia. La señal de portadora de transmisión
amplificada es pasada después, a través de los componentes pasivos
de alta potencia (HPPC) 2253, a la antena 2250 que transmite la
señal de RF de frecuencia incrementada al canal de comunicación como
una señal de RF de CDMA. En una realización de la invención, el
amplificador 2252 de potencia de transmisión comprende ocho
amplificadores de 60 W pico a pico aproximadamente cada uno.
Los HPPC 2253 comprenden un pararrayos, un filtro
de salida, un acoplador direccional de 10 dB, un aislador y una
terminación de alta potencia unida al aislador.
Una señal de RF CDMA de recepción es recibida en
la antena 2250 desde el canal de RF y pasada, a través de los HPPC
2253, al amplificador 2251 de potencia de recepción. El
amplificador 2251 de potencia de recepción incluye, por ejemplo, un
transmisor de potencia de 30 W excitado por un transistor de 5W. El
módulo 2202 de recepción de RF recibe la señal RX de portadora de
recepción modulada en cuadratura desde el amplificador de potencia
de recepción. El módulo 2202 de recepción incluye un desmodulador
2210 en cuadratura que recibe la señal RX de portadora de recepción
modulada y la señal RFREQ de frecuencia de portadora de recepción
desde el sintetizador 2203 de frecuencias, desmodula sincrónicamente
la portadora y suministra los canales analógicos I y Q. Estos
canales son filtrados para producir las señales RXI y RXQ que son
transferidas al VDC 940.
La Figura 23 muestra la unidad de abonado (SU) de
una realización de la presente invención. Como se muestra, la SU
incluye una sección 2301 de RF comprendiendo un modulador 2302 de
RF, un desmodulador 2303 de RF y un divisor/aislador 2304 que
reciben canales lógicos globales y asignados incluyendo mensajes de
tráfico y control y señales piloto global en la señal de canal de RF
CDMA de enlace directo, y transmiten canales asignados y señales
piloto inverso en el canal de RF CDMA de enlace inverso. Los enlaces
directo e inverso son recibidos y transmitidos respectivamente a
través de la antena 2305. La sección de RF emplea, en una
realización ejemplar, un receptor superheterodino de conversión
doble convencional que tiene un desmodulador sincrónico sensible a
la señal ROSC. La selectividad de tal receptor es proporcionada por
un filtro SAW (Surface Acoustic Wave = onda acústica superficial)
transversal de 70 MHz (no mostrado). El modulador de RF incluye un
modulador sincrónico (no mostrado) sensible a la señal TOSC de
portadora para producir una señal de portadora modulada en
cuadratura. Esta señal es incrementada en frecuencia por un circuito
mezclador de desviación (no mostrado).
La SU incluye además una interfaz 2310 de línea
de abonado, incluyendo la funcionalidad de un generador de control
(CC), una interfaz 2320 de datos, un codificador 2321 de ADPCM, un
descodificador 2322 de ADPCM, un controlador 2330 de SU, un
generador 2331 de señales de reloj de SU, la memoria 2332 y un módem
CDMA 2340 que es esencialmente el mismo que el módem CDMA 1210
descrito anteriormente con referencia a la Figura 13. Se observa
que la interfaz 2320 de datos, el codificador 2321 de ADPCM y el
descodificador 2322 de ADPCM son provistos típicamente como un
circuito integrado estándar de codificador/descodificador de
ADPCM.
La señal de canal de RF CDMA de enlace directo es
aplicada al desmodulador 2303 de RF para producir la señal CDMA de
enlace directo. La señal CDMA de enlace directo es suministrada al
módem CDMA 2340, que adquiere la sincronización con la señal piloto
global, produce la señal de sincronización de piloto global al reloj
2331, para generar las señales de temporización del sistema, y
contrae la pluralidad de canales lógicos. El módem CDMA 2340 también
adquiere los mensajes de tráfico RMESS y los mensajes de control
RCTRL y suministra las señales de mensajes de tráfico RMESS a la
interfaz a la interfaz 2320 de datos y las señales RCTRL de mensajes
de control de recepción al controlador 2330 de SU.
Las señales RCTRL de mensajes de control de
recepción incluyen una señal de identificación de abonado, una señal
de codificación y señales de modificación de portador. Las señales
RCTRL también pueden incluir información de control y otra
información de señalización de telecomunicación. La señal RCTRL de
mensaje de control de recepción es aplicada al controlador 2330 de
SU que verifica que la llamada es para la SU a partir del valor de
identificación de abonado obtenido para la señal RCTRL. El
controlador 2330 de SU determina el tipo de información de usuario
contenida en la señal de mensaje de tráfico a partir de la señal de
codificación y la señal de modificación de frecuencia de portador.
Si la señal de codificación indica que el mensaje de tráfico es
codificado en ADPCM, el mensaje de tráfico RVMESS es enviado al
descodificador 2322 de ADPCM enviando un mensaje de selección a la
interfaz 2320 de datos. El controlador 2330 de SU extrae una señal
de codificación de ADPCM y la señal de frecuencia de portador,
obtenidas de la señal de codificación, al descodificador 2322 de
ADPCM. La señal RVMESS de mensaje de tráfico esla señal de entrada
al descodificador 2322 de ADPCM donde la señal de mensaje de
tráfico es convertida en una señal RINF de información digital en
respuesta a los valores de la señal de codificación ADPCM de
entrada.
Si el controlador 2330 de SU determina que el
tipo de información de usuario contenida en la señal de mensaje de
tráfico procedente de la señal de codificación no está codificada en
ADPCM, entonces la señal RDMESS pasa de modo transparente a través
del codificador de ADPCM. El mensaje RDMESS de tráfico es
transferido directamente desde la interfaz 2320 de datos al
controlador de interfaz (IC) 2312 de la interfaz 2310 de línea de
abonado.
La señal RINF de información digital o la señal
RDMESS es aplicada a la interfaz 2310 de línea de abonado que
incluye un controlador de interfaz (IC)2312 y una interfaz de
línea (LI) 2313. Para la realización ejemplar,el IC es un
controlador de interfaz de PCM ampliada (EPIC) y la LI es un
circuito de interfaz de línea de abonado (SLIC) para servicio
telefónico antiguo (POTS) que corresponde a señales de tipo RINF, y
una interfaz de ISDN para ISDN que corresponde a señales de tipo
RDMESS. Los circuitos EPIC y SLIC son bien conocidos en la técnica.
La interfaz 2310 de línea de abonado convierte la señal RINF de
información digital o la señal RDMESS en el formato definido por el
usuario. El formato definido por el usuario es proporcionado al IC
2312 desde el controlador 2330 de SU. La LI 2310 incluye circuitos
para realizar funciones tales como conversión de ley A o ley \mu,
generar tono de marcar y generar o interpretar bits de señalización.
La interfaz de línea también produce la señal de información de
usuario al usuario 2350 de SU como es definido por la interfaz de
línea de abonado, por ejemplo, servicio de voz de POTS, de datos de
banda de voz o de datos de ISDN.
Para un canal de RF CDMA de enlace inverso, una
señal de información de usuario es aplicada a la LI 2313 de la
interfaz 2310 de línea de abonado que extrae una señal de tipo de
servicio y una señal de tipo de información al controlador de SU. El
IC 2312 de la interfaz 2310 de línea de abonado produce una señal
TINF de información digital que es la señal de entrada al
codificador 2321 de ADPCM si la señal de información de usuario ha
de ser codificada en ADPCM, tal como para servicio de servicio
telefónico antiguo (POTS). Para datos u otra información de usuario
no codificada en ADPCM, el IC 2312 pasa el mensaje TDMESS de datos
directamente a la interfaz 2320 de datos. El módulo de control de
llamada (CC), incluido en la interfaz 2310 de línea de abonado,
obtiene la información de control de llamada de la señal de
información de usuario y pasa la información CCINF de control de
llamada al controlador 2330 de SU. El codificador 2321 de ADPCM
también recibe la señal de codificación y la señales de modificación
de portador desde el controlador 2330 de SU y convierte la señal de
información digital de entrada en la señal TVMESS de tráfico de
mensaje de salida en respuesta a la señales de codificación y de
modificación de portadora. El controlador 2330 de SU también extrae
la señal de control inverso, que incluye la información de control
de llamada de señal de codificación, y la señal de modificación de
canal portador, al módem CDMA. La señal TVMESS de mensaje de salida
es aplicada a la interfaz 2320 de datos. La interfaz 2330 de datos
envía la información de usuario al módem CDMA 2340 como señal TMESS
de mensaje de transmisión. El módem CDMA 2340 extiende los canales
TCTRL de control inverso y mensaje de salida recibidos del
controlador 2330 de SU, y produce la señal CDMA de enlace inverso.
La señal CDMA de enlace inverso es suministrada a la sección 2301 de
RF y modulada por el modulador 2302 de RF para producir la señal de
canal de RF CDMA de enlace inverso de salida transmitida desde la
antena 2305.
El proceso de establecimiento de canal portador
consta de dos procedimientos: el proceso de conexión de llamada para
una conexión de llamada entrante desde una unidad remota de
procesamiento de llamadas tal como una RDU (conexión de llamada
entrante), y el proceso de conexión de llamada para una llamada
saliente de la SU (conexión de llamada saliente). Antes de que
cualquier canal portador pueda ser establecido entre una RCS y una
SU, la SU debe registrar su presencia en la red con el procesador
remoto de llamadas tal como la RDU. Cuando la señal de descolgado es
detectada por la SU, la SU no sólo empieza a establecer un canal
portador sino que también inicia el procedimiento para que una RCS
obtenga un enlace terrestre entre la RCS y el procesador remoto. El
proceso de establecer la conexión de la RCS y la RDU es detallado en
la norma DECT V5.1.
Para el procedimiento de conexión de llamada
entrante mostrado en la Figura 24, primero en 2401, el WAC 920
(mostrado en la Figura 9) recibe, por vía de uno de los
multiplexores 905, 906 y 907, una solicitud de llamada entrante
desde una unidad remota de procesamiento de llamadas. Esta
solicitud identifica la SU objetivo y que es deseada una conexión de
llamada con la SU. El controlador de acceso inalámbrico (WAC) extrae
periódicamente el canal de radiodifusión lenta (SBCH) con
indicadores de buscapersonas para cada SU y extrae periódicamente
las luces de tráfico de canal de radiodifusión rápida (FBCH) para
cada canal de acceso. En respuesta a la solicitud de llamada
entrante, en el paso 2420, el WAC comprueba primero para ver si la
SU identificada ya está activa con otra llamada. Si es así, el WAC
devuelve una señal de ocupada para la SU a la unidad remota de
procesamiento a través del multiplexor (MUX), en caso contrario es
dispuesto el indicador de buscapersonas para el canal.
A continuación, en el paso 2402, el WAC comprueba
el estatus de los módems de RCS y, en el paso 2421, determina si
hay un módem disponible para la llamada. Si un módem está
disponible, las luces de tráfico en el FBCH indican que uno o más
canales de acceso (AXCH) están disponibles. Si no está disponible
ningún canal después de un cierto período de tiempo, entonces el
WAC devuelve una señal de ocupada para la SU a la unidad remota de
procesamiento a través del multiplexor. Si un módem de RCS está
disponible y la SU no está activa (en modo desactivado), el WAC
dispone el indicador de buscapersonas para la SU identificada en el
SBCH para indicar una solicitud de llamada entrante. Mientras
tanto, los módems de canales de acceso buscan continuamente la señal
piloto de acceso corto (SAXPT) de la SU.
En el paso 2403, una SU en modo desactivado entra
periódicamente en el modo activado. En el modo activado, el módem
de SU sincroniza con la señal piloto de enlace descendente, espera
que se estabilicen los filtros AMF del módem de SU y el bucle
enganchado en fase, y lee el indicador de buscapersonas en el
segmento de tiempo asignado a él en el SBCH para determinar si hay
una llamada para la SU 2422. Si no está dispuesto ningún indicador
de buscapersonas, la SU para el módem de SU y vuelve al modo
desactivado. Si un indicador de buscapersonas está dispuesto para
una conexión de llamada entrante, el módem de SU comprueba el tipo
de servicio y las luces de tráfico en el FBCH para un AXCH
disponible.
A continuación, en el paso 2404, el módem de SU
selecciona un AXCH disponible y comienza un aumento en rampa rápido
de potencia de transmisión en el SAXPT correspondiente. Durante un
período, el módem de SU continúa el aumento rápido en rampa de
potencia en el SAXPT y los módems de acceso continúan buscando el
SAXPT.
En el paso 2405, el módem de RCS adquiere el
SAXPT de la SU y empieza a buscar el LAXPT de SU. Cuando el SAXPT es
adquirido, el módem informa al controlador de WAC y este controlador
de WAC dispone las luces de tráfico correspondientes al módem en
"rojo" para indicar que el módem está ocupado ahora. Las luces
de tráfico son producidas periódicamente mientras se continúa
intentando la adquisición del LAXPT.
En el paso 2406, el módem de SU supervisa la luz
de tráfico de AXCH del FBCH. Cuando la luz de tráfico de AXCH es
dispuesta en rojo, la SU supone que el módem de RCS ha adquirido el
SAXPT y empieza a transmitir el LAXPT. El módem de SU continúa
aumentando en rampa la potencia de L LAXPT a una velocidad menor
hasta que mensajes de sinc-ind son recibidos en el
CTCH correspondiente. Si la SU está equivocada porque la luz de
tráfico fue dispuesta realmente en respuesta a que otra SU adquiere
el AXCH, el módem de SU para temporalmente porque no son recibidos
mensajes de sinc-ind. La SU espera aleatoriamente un
período de tiempo, escoge un nuevo AXCH y los pasos 2404 y 2405 son
repetidos hasta que el módem de SU recibe mensajes de
sinc-ind.
A continuación, en el paso 2407, el módem de RCS
adquiere el LAXPT de la SU y empieza a enviar mensajes de
sinc-ind por el CTCH correspondiente. El módem
espera 10 ms a que se estabilicen los filtros de correlacionadores
vectoriales auxiliares y de piloto y el bucle enganchado en fase,
pero continúa enviando mensajes de sinc-ind por el
CTCH. Entonces, el módem empieza a buscar un mensaje de solicitud de
acceso a un canal portador (MAC_ACC_REQ), procedente del módem de
SU.
En el paso 2408, el módem de SU recibe el mensaje
de sinc-ind e inmoviliza el nivel de potencia de
transmisión del LAXPT. Después, el módem de SU empieza a enviar
mensajes de solicitud repetidos de acceso a un canal de tráfico
portador (MAC_ACC_REQ) en niveles fijos de potencia, y está atento
a un mensaje de confirmación de solicitud (MAC_BEARER_CFM)
procedente del módem de RCS.
A continuación, en el paso 2409, el módem de RCS
recibe un mensaje MAC_ACC_REQ, después, el módem empieza a medir el
nivel de potencia de AXCH e inicia el canal de control automático de
potencia (APC). Entonces, el módem de RCS envía el mensaje
MAC_BEARER_CFM a la SU y empieza a estar atento al acuse de recibo
MAC_BEARER_CFM_ACK del mensaje MAC_BEARER_CFM.
En el paso 2410, el módem de SU recibe el mensaje
MAC_BEARER_CFM y empieza a obedecer a los mensajes de APC. La SU
deja de enviar el mensaje MAC_ACC_REQ y envía al módem de RCS el
mensaje MAC_BEARER_CFM_
ACK. La SU empieza a enviar los datos nulos por el AXCH. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente.
ACK. La SU empieza a enviar los datos nulos por el AXCH. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente.
En el paso 2411, el módem de RCS recibe el
mensaje MAC_BEARER_CFM_ACK y deja de enviar los mensajes
MAC_BEARER_CFM. Continúan las mediciones de potencia de APC.
A continuación, en el paso 2412, ambos módems de
SU y RCS han sincronizado las subépocas, obedecen los mensajes de
APC, miden los niveles de potencia de recepción y calculan y envían
mensajes de APC. La SU espera 10 ms a que se estabilice el nivel de
potencia de enlace descendente.
Finalmente, en el paso 2413, el canal portador es
establecido e inicializado entre los módems de SU y RCS. El WAC
recibe la señal de establecimiento de portador desde el módem de
RCS, reasigna el AXCH y dispone en verde la luz de tráfico
correspondiente.
Para la conexión de llamada saliente mostrada en
la Figura 25, la SU es dispuesta en modo activo por la señal de
descolgado en la interfaz de usuario, en el paso 2501.
A continuación, en el paso 2502, la RCS indica
los canales de acceso (AXCH) disponibles disponiendo las luces de
tráfico respectivas.
En el paso 2503, la SU sincroniza el piloto de
enlace descendente, espera que se estabilicen los filtros de
correlacionadores vectoriales y el bucle enganchado en fase del
módem de SU, y la SU comprueba el tipo de servicio y las luces de
tráfico para un AXCH disponible.
Los pasos 2504 a 2513 son idénticos que los pasos
de procedimiento 2404 a 2413 para el procedimiento de conexión de
llamada entrante de la Figura 24, y por tanto no son explicados con
detalle.
En los procedimientos anteriores para conexión de
llamada entrante y conexión de llamada saliente, el proceso de
aumento en rampa de potencia consta de los sucesos siguientes. La SU
empieza desde potencia de transmisión muy baja e incrementa su nivel
de potencia mientras transmite el SAXPT de código corto; una vez que
el módem de RCS detecta el código corto, apaga la luz de tráfico. Al
detectar la luz de tráfico cambiada, la SU continúa aumentando en
rampa la potencia a una velocidad menor, enviando esta vez el LAXPT.
Una vez que el módem de RCS adquiere el LAXPT y envía un mensaje por
el CTCH para indicar esto, la SU mantiene constante su potencia de
transmisión y envía el mensaje MAC_ACC_REQ. Este mensaje es
contestado con un mensaje MAC_BEARER_CFM por el CTCH. Una vez que la
SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM, cambia al canal de tráfico
(TRCH) que es el tono de marcar para el servicio telefónico antiguo
(POTS).
Cuando la SU captura un canal de acceso (AXCH) de
usuario específico, la RCS asigna una simiente de código para la SU
a través del canal de control (CTCH). La simiente de código es usada
por el generador de códigos de extensión en el módem de SU para
producir el código asignado para el piloto inverso del abonado, y
los códigos de extensión para canales asociados para tráfico,
control de llamada y señalización. La secuencia de código de
extensión piloto inverso de SU es sincronizada en fase con la
secuencia de código de extensión de piloto global del sistema de
RCS, y los códigos de extensión de tráfico, control de llamada y
señalización son sincronizados en fase con la secuencia de código
de extensión piloto inverso de SU.
Si la unidad de abonado (SU) tiene éxito en
capturar un canal de usuario específico, la RCS establece un enlace
terrestre con la unidad remota de procesamiento para corresponder
con el canal de usuario específico. Para la norma DECT V5.1, una vez
que el enlace completo desde la RDU a la central telefónica local
(LE) es establecido usando el mensaje V5.1 ESTABLISHMENT, un mensaje
correspondiente V5.1 ESTABLISHMENT ACK de acuse de recibo es
devuelto desde la LE a la RDU, y un mensaje CONNECT es enviado a la
unidad de abonado (SU) indicando que el enlace de transmisión está
completo.
El sistema de la presente invención incluye una
característica de modificación de canal portador que permite que la
frecuencia de transmisión de la información de usuario sea cambiada
desde una frecuencia más baja a una frecuencia máxima de 64 kb/s. El
método de modificación de canal portador (BCM) es usado para
cambiar un canal ADPCM de 32 kb/s a un canal PCM de 64 kb/s para
soportar comunicaciones de datos y fax de alta velocidad a través
del sistema de comunicación de espectro extendido de la presente
invención.
Primero, un canal portador en la interfaz de RF
es establecido entre la RCS y la SU, y un enlace correspondiente
existe entre la interfaz terrestre de RCS y la unidad remota de
procesamiento, tal como una RDU. La frecuencia de transmisión
digital del enlace entre la RCS y la unidad remota de procesamiento
corresponde normalmente a una frecuencia de datos codificados que
puede ser, por ejemplo, ADPCM a 32 kb/s. El controlador de acceso
inalámbrico (WAC) de la RCS supervisa la información de datos
digitales codificados del enlace recibida por la interfaz de línea
del multiplexor. Si el WAC detecta la presencia del tono de 2.100 Hz
en los datos digitales, el WAC instruye a la SU a través del canal
de control lógico asignado y causa que un segundo enlace dúplex de
64 kb/s sea establecido entre el módem de RCS y la SU. Además, el
WAC ordena a la unidad remota de procesamiento establecer un segundo
enlace dúplex de 64 kb/s entre la unidad remota de procesamiento y
la RCS. Por consiguiente, durante un período breve, la unidad
remota de procesamiento y la SU intercambian los mismos datos por
ambos enlaces de 32 kb/s y 64 kb/s a través de la RCS. Una vez que
el segundo enlace es establecido, la unidad remota de procesamiento
causa que el WAC cambie la transmisión sólo al enlace de 64 kb/s, y
el WAC ordena al módem de RCS y a la SU que terminen e interrumpan
el enlace de 32 kb. Simultáneamente, el enlace terrestre de 32 kb/s
también es terminado e
interrumpido.
interrumpido.
Otra realización del método de BCM incorpora una
negociación entre la unidad remota externa de procesamiento, tal
como la RDU, y la RCS para tener en cuenta los canales redundantes
en la interfaz terrestre mientras que sólo usa un canal portador en
la interfaz de RF. El método descrito es un cambio sincrónico desde
el enlace de 32 kb/s al enlace de 64 kb/s por el enlace aéreo que
aprovecha el hecho de que la temporización de secuencia de código de
extensión es sincronizada entre el módem de RCS y la SU. Cuando el
WAC detecta la presencia del tono de 2.100 Hz en los datos
digitales, el WAC ordena a la unidad remota de procesamiento
establecer un segundo enlace dúplex de 64 kb/s entre la unidad
remota de procesamiento y la RCS. Después, la unidad remota de
procesamiento envía simultáneamente datos codificados de 32 kb/s y
datos de 64 kb/s a la RCS. Una vez que la unidad remota de
procesamiento ha establecido en enlace de 64 kb/s, la RCS es
informada y el enlace de 32 kb/s es terminado e interrumpido. La RCS
también informa a la SU de que el enlace de 32 kb/s está siendo
interrumpido y que cambie el procesamiento para recibir datos de 64
kb/s no codificados por el canal. La SU y la RCS intercambian
mensajes de control por el canal de control de portador del grupo de
canales asignados para identificar y determinar la subépoca
particular de la secuencia de código de extensión de canal portador
dentro de la cual la RCS empezará a transmitir datos de 64 kb/s a la
SU. Una vez que la subépoca es identificada, el cambio ocurre
sincrónicamente en el límite de subépoca identificada. Este método
de cambio sincrónico es más económico en anchura de banda puesto
que el sistema no precisa mantener la capacidad de un enlace de 64
kb/s para soportar un cambio.
En las realizaciones descritas previamente de la
característica de modificación de canal portador (BCM), la RCS
interrumpirá primero el enlace de 32 kb/s pero un experto en la
técnica sabrá que la RCS podría interrumpir el enlace de 32 kb/s
después de que el canal portador ha conmutado al enlace de 64
kb/s.
Como otro tipo de servicio especial, el sistema
de la presente invención incluye un método para conservar la
capacidad en la interfaz de RF para tipos ISDN de tráfico. Esta
conservación ocurre mientras un modelo inactivo conocido de bits es
transmitido en el canal D de ISDN cuando no está siendo transmitida
información de datos. El sistema CDMA de la presente invención
incluye un método para impedir la transmisión de información
redundante transportada por el canal D de redes ISDN para las
señales transmitidas a través de un enlace de comunicación
inalámbrica. La ventaja de tal método es que reduce la cantidad de
información transmitida y, por consiguiente, la potencia de
transmisión y la capacidad de canal usadas por esa información. El
método es descrito como es usado en la RCS. En el primer paso, el
controlador, tal como el WAC de la RCS o el controlador de la SU,
supervisa el canal D de salida de la interfaz de línea de abonado
para un modelo inactivo de canal predeterminado. Un retardo es
incluido entre la salida de la interfaz de línea y el módem CDMA.
Una vez que el modelo inactivo es detectado, el controlador inhibe
la transmisión del canal de mensaje extendido mediante un mensaje
incluido en la señal de control al módem CDMA. El controlador
continúa supervisando el canal D de salida de la interfaz de línea
hasta que es detectada la presencia de información de datos. Cuando
es detectada información de datos, el canal de mensaje extendido es
activado. Como el canal de mensaje es sincronizado con el piloto
asociado que no es inhibido, el módem CDMA correspondiente del otro
extremo del enlace de comunicación no tiene que readquirir la
sincronización con el canal de
mensaje.
mensaje.
Cada una de la RCS y la SU supervisa la señal de
canal portador de CDMA para evaluar la calidad de la conexión de
canal portador de CDMA. La calidad de enlace es evaluada usando el
ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) que emplea
estimación adaptable de cuantiles. El proceso de SPRT usa
mediciones de potencia de señal recibida, y si el proceso de SPRT
detecta que el generador local de código de extensión ha perdido la
sincronización con el código de extensión de señal recibida o si
detecta la ausencia o nivel bajo de una señal recibida, el SPRT
declara la pérdida de enganche (LOL).
Cuando es declarado el estado de pérdida de
enganche (LOL), el módem de receptor de cada RCS y SU empieza una
búsqueda Z de la señal de entrada con el generador local de código
de extensión. La búsqueda Z es bien conocida en la técnica de
adquisición y detección de códigos de extensión de CDMA. El
algoritmo de búsqueda Z de la presente invención ensaya grupos de
ocho fases de código de extensión por delante y por detrás de la
última fase conocida en incrementos cada vez mayores de fase de
código de extensión.
Durante el estado de pérdida de enganche
detectado por la RCS, la RCS continúa transmitiendo a la SU por los
canales asignados y continúa transmitiendo señales de control de
potencia a la SU para mantener el nivel de potencia de transmisión
de SU. El método para transmitir señales de control de potencia es
descrito a continuación. La readquisición satisfactoria tiene lugar
deseablemente dentro de un período especificado de tiempo. Si la
readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa, en
caso contrario la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando
y desasignando el módem de RCS asignado por el WAC, y transmite una
señal de terminación de llamada a un procesador remoto de llamadas,
tal como la RDU, como se describió previamente.
Cuando el estado de pérdida de enganche es
detectado por la SU, la SU detiene la transmisión a la RCS por los
canales asignados, lo que fuerza la RCS a un estado de pérdida de
enganche, e inicia el algoritmo de readquisición. Si la
readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa y,
si no es satisfactoria, la RCS interrumpe la conexión de llamada
desactivando y desasignando el módem de SU como se describió
previamente.
La característica de control de potencia de la
presente invención es usada para minimizar la magnitud de la
potencia de transmisión usada por una RCS y las unidades de abonado
(SUs) del sistema, y la subcaracterística de control de potencia que
actualiza la potencia de transmisión durante la conexión de canal
portador es definida como control automático de potencia (APC). Los
datos de APC son transferidos desde la RCS a una SU por el canal
directo de APC, y desde una SU a la RCS por el canal inverso de APC.
Cuando no hay enlace activo de datos entre las dos, la
subcaracterística de control de potencia de mantenimiento (MPC)
actualiza la potencia de transmisión de la
SU.
SU.
Los niveles de potencia de transmisión de los
canales asignados directo e inverso y los canales globales inversos
son controlados por el algoritmo de APC para mantener una relación
suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia
(SIR) en esos canales, y para estabilizar y minimizar la potencia de
salida del sistema. La presente invención usa un mecanismo de
control de potencia en bucle cerrado en el que un receptor decide
que el transmisor debería aumentar o reducir por incrementos su
potencia de transmisión. Esta decisión es transportada de vuelta al
transmisor respectivo por medio de la señal de control de potencia
por el canal de APC. El receptor toma la decisión de incrementar o
reducir la potencia de transmisor basado en dos señales de error.
Una señal de error es una indicación de la diferencia entre las
potencias de señales contraídas medida y deseada, y la otra señal
de error es una indicación de la potencia total recibida media.
Como es usado en la realización descrita de la
invención, el término control de potencia de extremo próximo es
usado para referirse a ajustar la potencia de salida del transmisor
de acuerdo con la señal de APC recibida por el canal de APC desde
el otro extremo. Esto significa el control inverso de potencia para
la SU y el control directo de potencia para la RCS; y el término
control automático de potencia (APC) de extremo lejano es usado
para referirse al control directo de potencia para la SU y al
control inverso de potencia para la RCS (ajustando la potencia de
transmisión del extremo opuesto).
Para ahorrar energía, el módem de SU termina la
transmisión y reduce la potencia mientras espera una llamada,
definido como la fase desactivada. La fase desactivada es terminada
por una señal de activación procedente del controlador de SU. El
circuito de adquisición del módem de SU entra automáticamente en la
fase de readquisición, y empieza el proceso de adquirir el piloto
de enlace descendente, como se describió previamente.
El control de potencia de extremo próximo consta
de dos pasos: primero, es dispuesta la potencia de transmisión
inicial; y segundo, la potencia de transmisión es ajustada
continuamente según la información recibida desde el extremo lejano
usando el APC.
Para la SU, la potencia de transmisión inicial es
dispuesta en un valor mínimo y después aumentada en rampa, por
ejemplo, a una velocidad de 1 dB/ms hasta que termina un
temporizador de aumento en rampa de potencia (no mostrado) o la RCS
cambia el valor de luz de tráfico correspondiente en el FBCH a
"rojo" indicando que la RCS ha enganchado con el piloto de
canal de acceso corto (SAXPT) de la SU. La terminación del
temporizador causa que la transmisión de SAXPT sea parada, a no ser
que el valor de luz de tráfico sea dispuesto en rojo primero, en
cuyo caso la SU continúa aumentando en rampa la potencia de
transmisión pero a una velocidad mucho menor que antes de que la
señal "roja" fue detectada.
Para la RCS, la potencia de transmisión inicial
es dispuesta en un valor fijo correspondiente al valor mínimo
necesario para funcionamiento fiable como es determinado
experimentalmente para el tipo de servicio y el número actual de
usuarios del sistema. Los canales globales, tal como el piloto
global o el canal de radiodifusión rápida (FBCH), siempre son
transmitidos a la potencia inicial fija mientras que los canales de
tráfico son conmutados al APC.
Los bits de APC son transmitidos como señales
ascendentes o descendentes de un bit por el canal de APC. En la
realización descrita, el flujo de datos de APC de 64 kb/s no es
codificado ni intercalado.
El control de potencia de extremo lejano consiste
en la información de control de potencia de transmisión de extremo
próximo para que el extremo lejano la use para ajustar su potencia
de transmisión.
El algoritmo de APC causa que la RCS o la SU
transmita +1 si se cumple la desigualdad siguiente, y -1 en caso
contrario.
(45)\alpha_{1} e_{1} -
\alpha_{2} e _{2} >
0
\newpage
Aquí, la señal e_{1} de error es
calculada como
(46)e_{1} =
P_{d} - (1 + SNR_{REQ})
P_{N}
donde P_{d} es la potencia
de señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido
contraído y SNR_{REQ} es la relación deseada de señal a ruido
contraídos para el tipo de servicio particular;
y
(47)e_{2} =
P_{r} -
P_{o}
donde P_{r} es una medida
de la potencia recibida y P_{o} es el valor prefijado del
circuito de control automático de ganancia (AGC). Las ponderaciones
\alpha_{1} y \alpha_{2} en la ecuación (33) son elegidas
para cada tipo de servicio y frecuencia de actualización de
APC.
cuadratura
(Q)
Durante la fase desactivada de la SU, puede
cambiar la potencia de ruido de interferencia del canal de RF CDMA.
La presente invención incluye una característica de control de
potencia de mantenimiento (MPC) que ajusta periódicamente la
potencia de transmisión inicial de la SU con respecto a la potencia
de ruido de interferencia del canal CDMA. El MPC es el proceso
mediante el cual el nivel de potencia de transmisión de una SU es
mantenido muy próximo al nivel mínimo para que la RCS detecte la
señal de SU. El proceso de MPC compensa los cambios de baja
frecuencia en la potencia requerida de transmisión de SU.
La característica de control de mantenimiento usa
dos canales globales: uno es denominado el canal de estatus (STCH)
en enlace inverso, y el otro es denominado el canal de comprobación
(CUCH) en enlace directo. Las señales transmitidas por estos canales
no transportan datos y son generadas del mismo modo que son
generados los códigos cortos usados en el aumento en rampa de
potencia inicial. Los códigos de STCH y CUCH son generados desde una
bifurcación "reservada" del generador de códigos globales.
El proceso de MPC es como sigue. A intervalos
aleatorios, la SU envía periódicamente un código de extensión de
longitud de símbolo, durante 3 ms, por el canal de estatus (STCH).
Si la RCS detecta la secuencia, contesta enviando una secuencia de
código de longitud de símbolo dentro de los 3 ms siguientes por el
canal de comprobación (CUCH). Cuando la SU detecta la respuesta
procedente de la RCS, reduce su potencia de transmisión en un tamaño
de escalón particular. Si la SU no aprecia ninguna respuesta
procedente de la RCS dentro de ese período de 3 ms, incrementa su
potencia de transmisión en el tamaño de escalón. Usando este
método, la respuesta de RCS es transmitida en un nivel de potencia
que es suficiente para mantener una probabilidad de detección de
0,99 en todas las SUs.
La velocidad de cambio de la carga de tráfico y
el número de usuarios activos están relacionados con la potencia
total de ruido de interferencia del canal CDMA. La frecuencia de
actualización y el tamaño de escalón de la señal de actualización de
potencia de mantenimiento para la presente invención son
determinados usando métodos de teoría de puesta en cola de espera
bien conocidos en la teoría de técnica de comunicación. Modelando el
proceso de generación de llamada como una variable aleatoria
exponencial con 6.0 minutos de media, el cálculo numérico muestra
que el nivel de potencia de mantenimiento de una SU debería ser
actualizado una vez cada 10s o menos para poder seguir los cambios
en el nivel de interferencia usando el tamaño de escalón de 0,5 dB.
Modelando el proceso de generación de llamada como una variable
aleatoria de Poisson con tiempos exponenciales entre llegadas,
frecuencia de llegadas de 2x10^{-4} por segundo por usuario,
frecuencia de servicio de 1/360 por segundo y la población total de
abonados es 600 en el área de servicio de RCS, también produce por
cálculo numérico que una frecuencia de actualización de una vez cada
10 segundos es suficiente cuando es usada el tamaño de escalón de
0,5 dB.
El ajuste de la potencia de mantenimiento es
realizado periódicamente por la SU que cambia de la fase desactivada
a la fase activada y realiza el proceso de MPC. Por consiguiente, el
proceso para la característica de MPC es mostrado en la Figura 26 y
es como sigue. Primero, en el paso 2601, las señales son
intercambiadas entre la SU y la RCS manteniendo un nivel de potencia
de transmisión que está próximo al nivel requerido para detección;
la SU envía periódicamente un código de extensión de longitud de
símbolo en el STCH y, como respuesta, la RCS envía periódicamente
un código de extensión de longitud de símbolo en el CUCH.
A continuación, en el paso 2602, si la SU recibe
una respuesta dentro de 3 ms después del mensaje de STCH que envió,
reduce su potencia de transmisión en un tamaño de escalón particular
en el paso 2603; pero si la SU no recibe una respuesta dentro de 3
ms después del mensaje de STCH, incrementa su potencia de
transmisión en el mismo tamaño de escalón en el paso 2604.
En el paso 2605, la SU espera durante un período
de tiempo antes de enviar otro mensaje de STCH, este período de
tiempo es determinado por un proceso aleatorio que promedia 10
segundos.
\newpage
Así, la potencia de transmisión de los mensajes
de STCH procedentes de la SU es ajustada periódicamentebasada en la
respuesta de la RCS, y es fijada la potencia de transmisión de los
mensajes de CUCH procedentes de la RCS.
Las señales de control de potencia son
transformadas en canales lógicos especificados para controlar los
niveles de potencia de transmisión de los canales asignados directo
e inverso. Los canales globales inversos también son controlados por
el algoritmo de APC para mantener una relación suficiente de
potencia de señal a potencia de ruido de interferencia en esos
canales inversos, y para estabilizar y minimizar la potencia de
salida del sistema. La presente invención usa un método de control
de potencia en bucle cerrado en el que un receptor decide
periódicamente aumentar o reducir por incrementos la potencia de
salida del transmisor en el otro extremo. El método también
devuelve la decisión al transmisor respectivo.
Asignación de canales de señales de APC | |||
Enlace | Método de control de potencia | ||
Canales y señales | Estatus de | Valor inicial | Continuo |
llamada/conexión | |||
Enlace inverso | Como es determinado por | Bits de APC en canal | |
AXCH | Siendo establecida | la variación en rampa de | directo de APC |
AXPT | potencia | ||
Enlace inverso | Nivel establecido durante | Bits de APC en canal | |
APC, línea de órdenes (OW), | En curso | el establecimiento de | directo de APC |
TRCH, señal piloto | llamada | ||
Enlace directo | Valor fijo | Bits de APC en canal | |
APC, OW | En curso | inverso de APC | |
TRCH |
Los enlaces directos e inversos son controlados
independientemente. Para una llamada/conexión en curso, la potencia
de enlace directo (TRCHs, APC y OW) es controlada por los bits de
APC transmitidos por el canal inverso de APC. Durante el proceso de
establecimiento de llamada/conexión, la potencia de enlace inverso
(AXCH) es controlada también por los bits de APC transmitidos por
el canal directo de APC. La Tabla 13 resume los métodos específicos
de control de potencia para los canales controlados.
Las relaciones requeridas de potencia de señal a
potencia de ruido de interferencia (SIRs) de los canales asignados
TRCH, APC y OW y la señal piloto asignada inversa para cualquier SU
particular son fijadas proporcionalmenteentre sí y estos canales
son sometidos a desvanecimiento casi idéntico, por tanto, son
controlados en potencia conjuntamente.
El proceso de control directo adaptable de
potencia (AFPC) intenta mantener la relación mínima requerida de
potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en los
canales directos durante una llamada/conexión. El proceso recurrente
de AFPC, mostrado en la Figura 27, consta de los pasos de hacer que
una SU forme las dos señales de error e_{1} y
e_{2} en el paso 2701, donde
(47)e_{1} =
P_{d} - (1 + SNR_{REQ})
P_{N}
(48)e_{2} =
P_{r} -
P_{o}
y P_{d} es la potencia de
señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido
contraído, SNR_{REQ} es la relación señal/ruido requerida
para el tipo de servicio, P_{r} es una medida de la
potencia recibida total y P_{o} es el valor prefijado de
control automático de ganancia (AGC). A continuación, el módem de
SU forma la señal de error combinada
\alpha_{1}e_{1}+\alpha_{2}e_{2}
en el paso 2702. Aquí, las ponderaciones \alpha_{1} y
\alpha_{2} son elegidas para cada tipo de servicio y
frecuencia de actualización de APC. En el paso 2703, la SU limita
mucho la señal de error combinada y forma un solo bit de APC. La SU
transmite el bit de APC a la RCS en el paso 2704 y el módem de RCS
recibe el bit en el paso 2705. La RCS aumenta o reduce su potencia
de transmisión a la SU en el paso 2706 y el algoritmo se repite
empezando en el paso
2701.
El proceso de control inverso adaptable de
potencia (ARPC) mantiene la relación deseada mínima de potencia de
señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en los canales
inversos para minimizar la potencia total de salida inversa del
sistema tanto durante el establecimiento de llamada/conexión como
mientras la llamada/conexión está en curso. El proceso recurrente de
ARPC, mostrado en la Figura 28, empieza en el paso 2801 donde el
módem de RCS forma las dos señales de error e_{1} y
e_{2}, donde
(49)e_{1} =
P_{d} - (1 + SNR_{REQ})
P_{N}
(50)e_{2} =
P_{rt} -
P_{o}
y P_{d} es la potencia de
señal más ruido contraídos, P_{N} es la potencia de ruido
contraído, SNR_{REQ} es la relación señal/ruido deseada
para el tipo de servicio, P_{rt} es una medida de la
potencia total media recibida por la RCS, y P_{o} es el
valor prefijado de AGC. En el paso 2802, el módem de RCS forma la
señal de error combinada
\alpha_{1}e_{1}+\alpha_{2}e_{2}, y
en el paso 2803 limita mucho esta señal de error para determinar un
solo bit deAPC. En el paso 2804, la RCS transmite el bit de APC a la
SU y, en el paso 2805, el bit es recibido por la SU. Finalmente, en
el paso 2806, la SU ajusta su potencia de transmisión de acuerdo con
el bit recibido de APC, y el algoritmo se repite empezando en el
paso
2801.
\vskip1.000000\baselineskip
Símbolos/umbrales usados para cálculo de control automático de potencia | ||
Tipo de servicio o llamada | Estatus de llamada/conexión | Símbolo (y umbral) usado para decisión |
de control automático de potencia (APC) | ||
No importa | Siendo establecida | AXCH |
Unidad de abonado (SU) de | En curso | Un símbolo de 1/64 kb/s procedente de |
ISDN D | TRCH (ISDN-D) | |
SU de ISDN 1B+D | En curso | TRCH (ISDN-B) |
SU de ISDN 2B+D | En curso | TRCH (un ISDN-B) |
SU de servicio telefónico antiguo | En curso | Un símbolo de 1/64 kb/s procedente de |
(POTS) (PCM de 64 kb/s) | TRCH, usar umbral de | |
PCM de 64 kb/s | ||
SU de servicio telefónico antiguo | En curso | Un símbolo de 1/64 kb/s, usar umbral de |
(POTS) (ADPCM de 32 kb/s) | ADPCM de 32 kb/s | |
Llamada silenciosa de | En curso | Línea de órdenes(continuo durante una |
mantenimiento (cualquier SU) | llamada de mantenimiento) |
\vskip1.000000\baselineskip
La SIR requerida para canales en un enlace es una
función del formato de canal (por ejemplo, TRCH, OW), el tipo de
servicio (por ejemplo, ISDN B, servicio telefónico antiguo (POTS) de
ADPCM de 32 kb/s), y el número de símbolos sobre los que son
distribuidos los bits de datos (por ejemplo, dos símbolos de 64 kb/s
son integrados para formar un solo símbolo de POTS de ADPCM de 32
kb/s). Es predeterminada la potencia de salida de circuito
contractivo correspondiente a la SIR requerida para cada canal y
tipo de servicio. Mientras una llamada/conexión está en curso,
varios canales lógicos CDMA de usuarios son simultáneamente activos;
cada uno de estos canales transfiere un símbolo en cada período de
símbolo. La SIR del símbolo procedente del canal de SIR nominalmente
máxima es medida, comparada con un umbral y usada para determinar la
decisión de aumentar/reducir el APC en cada período de símbolo. La
Tabla 14 indica el símbolo (y el umbral) usado para el cálculo de
APC por servicio y tipo de
llamada.
llamada.
\newpage
La información de APC es transportada siempre
como un solo bit de información, y la frecuencia de datos de APC es
equivalente a la frecuencia de actualización de APC. La frecuencia
de actualización de APC es 64 kb/s. Esta frecuencia es bastante alta
para acomodar los desvanecimientos previstos de Rayleigh y Doppler,
y tiene en cuenta una tasa de errores de bits (BER) relativamente
grande (\simeq0,2) en los canales de APC de enlace ascendente y
enlace descendente, lo que minimiza la capacidad dedicada al
APC.
El aumento/reducción de potencia indicado por un
bit de APC está nominalmente entre 0,1 y 0,01 dB. El margen dinámico
para control de potencia es 70 dB en el enlace inverso y 12 dB en el
enlace directo para la realización ejemplar del presente
sistema.
Los canales lógicos dedicados de control
automático de potencia (APC) y línea de órdenes (OW) descritos
previamente también pueden ser multiplexados entre sí en un canal
lógico. La información de APC es transmitida continuamente a 64 kb/s
mientras que la información de OW ocurre en ráfagas de datos. El
canal lógico multiplexado alternativo incluye la información de APC
no codificada, no intercalada, de 64 kb/s en, por ejemplo, el canal
en fase y la información de OW en el canal en cuadratura de la señal
de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK).
El control de potencia en bucle cerrado durante
una conexión de llamada responde a dos variaciones diferentes en la
potencia total del sistema. Primera, el sistema responde al
comportamiento local tal como cambios en el nivel de potencia de una
SU y, segunda, el sistema responde a cambios en el nivel de potencia
de todo el grupo de usuarios activos en el sistema.
El sistema de control de potencia de la
realización ejemplar de la presente invención es mostrado en la
Figura 29. Como se muestra, el circuito usado para ajustar la
potencia transmitida es similar para la RCS (mostrado como módulo
2901 de control de potencia de RCS) y la SU (mostrado como el módulo
2902 de control de potencia de SU). Empezando con el módulo 1901 de
control de potencia de RCS, la señal de canal de RF de enlace
inverso es recibida en la antena de RF y desmodulada para producir
la señal RMCH inversa de CDMA. La señal RMCH es aplicada al
amplificador 2910 de ganancia variable (VGA1) que produce una señal
de entrada al circuito 2911 de control automático de ganancia (AGC).
El AGC 2911 produce una señal de control de amplificador de
ganancia variable de entrada al VGA1 2910. Esta señal mantiene el
nivel de la señal de salida de VGA1 2910 en un valor casi
constante. La señal de salida de VGA1 es contraída por el circuito
contractivo-desmultiplexor 2912 que produce una
señal MS contraída de mensaje de usuario y un bit de APC directo. El
bit de APC directo es aplicado al integrador 2913 para producir la
señal de control de APC directo. La señal de control de APC directo
controla el amplificador 2914 de ganancia variable (VGA2) de enlace
directo y mantiene la señal de canal de RF de enlace directo en un
nivel deseado mínimo para comunicación.
La potencia de señal de la señal MS contraída de
mensaje de usuario del módulo 2901 de potencia de RCS es medida por
el circuito 2915 medidor de potencia para producir una indicación
de potencia de señal. La salida del VGA1 también es contraída por
el circuito contractivo auxiliar que contrae la señal usando un
código de extensión no correlacionado y, por tanto, obtiene una
señal de ruido contraída. La medición de potencia de esta señal es
multiplicada por 1 mas la relación señal/ruido (SNR_{R}) deseada
para formar la señal S1 de umbral. La diferencia entre la potencia
de señal contraída y el valor S1 de umbral es producida por el
sustractor 2916. Esta diferencia es la señal ES1 de error que es
una señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de
SU particular. De modo similar, la señal de control para el VGA1
2910 es aplicada al circuito 2917 de cambio de escala de frecuencia
para reducir la frecuencia de la señal de control para VGA1 2910.
La señal de salida del circuito 2917 de cambio de escala es una
señal SP1 cambiada de escala de nivel de potencia del sistema. La
lógica 2928 de cálculo de umbral calcula el valor SST de umbral de
señal del sistema a partir de la señal RCSUSR de datos de potencia
de canal de usuario de RCS. El complemento de la señal SP1 cambiada
de escala de nivel de potencia del sistema y el valor SST de umbral
de potencia de señal del sistema son aplicados al sumador 2919 que
produce la segunda señal ES2 de error. Esta señal de error está
relacionada con el nivel de potencia de transmisión del sistema de
todas las unidades de abonado (SUs) activas. Las señales de error
ES1 y ES2 de entrada son combinadas en el combinador 2920 para
producir una señal de error combinada introducida en el modulador
delta (DM1) 2921, y la señal de salida del DM1 es la señal de flujo
de bits de APC inverso, teniendo bits de valor +1 o -1, que para la
presente invención es transmitida como una señal de
64 kb/s.
64 kb/s.
El bit de APC inverso es aplicado al circuito
extensor 2922, y la señal de salida del circuito extensor 2922 es
la señal de mensaje de APC directo de espectro extendido. Las
señales de tráfico y línea de órdenes (OW) directas también son
suministradas a los circuitos extensores 2923, 2924, produciendo
las señales directas 1, 2, ..., N de mensajes de tráfico. Los
niveles de potencia de la señal de APC directa, la OW directa y las
señales de mensajes de tráfico son ajustados por los amplificadores
respectivos 2925, 2926 y 2927 para producir las señales directas de
canales de APC, OW y TRCH ajustadas en nivel de potencia. Estas
señales son combinadas por el sumador 2928 y aplicadas al VAG1
2914, que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
La señal de canal de RF de enlace directo
incluyendo la señal de APC directa extendida es recibida por la
antena de RF de la SU y desmodulada para producir la señal FMCH
directa de CDMA. Esta señal es suministrada al amplificador de
ganancia variable (VGA3) 2940. La señal de salida de VGA3 es
aplicada al circuito 2941 de control automático de ganancia (AGC)
que produce una señal de control de amplificador de ganancia
variable para el VGA3 2940. Esta señal mantiene el nivel de la
señal de salida de VGA3 en un nivel casi constante. La señal de
salida de VGA3 2940 es contraída por el circuito
contractivo-desmultiplexor 2942 que produce una
señal SUMS contraída de mensaje de usuario y un bit de APC inverso.
El bit de APC inverso es aplicado al integrador 2943 que produce la
señal de control de APC inverso. Esta señal de control de APC
inverso es suministrada al VGA4 2944 de APC inverso para mantener
la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel mínimo de
potencia.
La señal SUMS contraída de mensaje de usuario
también es aplicada al circuito 2945 medidor de potencia que produce
una señal de medición de potencia, que es sumada al complemento del
valor S2 de umbral en el sumador 2946 para producir la señal ES3 de
error. La señal ES3 es una señal de error relativa al nivel de
potencia de transmisión de RCS para la SU particular. Para obtener
el umbral S2, la indicación de potencia de ruido contraído
procedentede circuito contractivo auxiliar es multiplicada por 1
más la relación señal/ruido RNR_{R} deseada. El circuito
contractivo auxiliar contrae los datos de entrada usando un código
de extensión no correlacionado, por tanto, su salida es una
indicación de la potencia de ruido contraído.
De modo similar, la señal de control para el VGA3
es aplicada al circuito de cambio de escala de frecuencia para
reducir la frecuencia de la señal de control para VGA3 a fin de
producir un nivel RP1 cambiado de escala de potencia recibida
(véase la Figura 29). El circuito de cálculode umbral calcula el
umbral RST de señal recibida a partir de la señal SUUSR de potencia
medida de SU. El complemento del nivel RP1 cambiado de escala de
potencia recibida y el umbral RST de señal recibida son aplicados al
sumador que produce la señal ES4 de error. Este error está
relacionado con la potencia de transmisión de RCS a todas la demás
SUs. Las señales de error ES3 y ES4 de entrada son combinadas en el
combinador e introducidas en el modulador delta DM2 2947. La señal
de salida del DM2 2947 es la señal de flujo de bits de APC directo,
con bits que tienen el valor +1 o -1. En la realización ejemplar
de la presente invención, esta señal es transmitida como una señal
de 64 kb/s.
La señal de flujo de bits de APC directo es
aplicada al circuito extensor 2948 para producir la señal de APC
inverso de espectro extendido, de salida. Las señales inversas de
OW y tráfico también son introducidas en los circuitos extensores
2949, 2950, produciendo las señales inversas 1, 2, ..., N de
mensajes de tráfico y OW, y el piloto inverso es generado por el
generador 2951 de piloto inverso. Los niveles de potencia de la
señal de mensaje de APC inverso, la señal de mensaje de OW inversa,
el piloto inverso y las señales de mensajes de tráfico inverso son
ajustados por los amplificadores 2952, 2953, 2954, 2955 para
producir las señales que son combinadas por el sumador 2956 e
introducidos en el VGA4 2944 de APC inverso. Este VGA4 2944 es el
que produce la señal de canal de RF de enlace inverso.
Durante el proceso de establecimiento de conexión
de llamada y canal portador, el control de potencia en bucle cerrado
de la presente invención es modificado, y es mostrado en la Figura
30. Como se muestra, los circuitos usados para ajustar la potencia
transmitida son diferentes para la RCS, mostrado como el módulo 3001
de control de potencia de RCS inicial, y para la SU, mostrado como
el módulo 3002 de control de potencia de SU inicial. Empezando con
el módulo 3001 de control de potencia de RCS inicial, la señal de
canal de RF de enlace inverso es recibida en la antena de RF y
desmodulada, produciendo la señal IRMCH inversa de CDMA que es
recibida por el primer amplificador 3003 de ganancia variable
(VGA1). La señal de salida de VGA1 es detectada por el circuito 3004
de control automático de ganancia (AGC1) que suministra una señal
de controlde amplificador de ganancia variable a VGA1 3003 para
mantener el nivel de la señal de salida de VGA1 en un nivel casi
constante. La señal de salida de VGA1 es contraída por el circuito
contractivo-desmultiplexor 3005 que produce la señal
IMS contraída de mensaje de usuario. La señal ISET de APC directo es
dispuesta en un valor fijo y es aplicada al amplificador 3006 de
ganancia variable (VGA2) de enlace directo para disponer la señal de
canal de RF de enlace directo en un nivel predeterminado.
La potencia de señal de la señal IMS contraída de
mensaje de usuario del módulo 3001 de potencia de RCS inicial es
medida por el circuito 3007 medidor de potencia y la medición de
potencia de salida es restada de un valor S3 de umbral en el
sustractor 3008 para producir la señal ES5 de error, que es una
señal de error relativa al nivel de potencia de transmisión de una
SU particular. El umbral S3 es calculado multiplicando la medición
de potencia contraída, obtenida del circuito contractivo auxiliar,
por 1 más la relación señal/ruido SNR_{R} deseada. El circuito
contractivo auxiliar contrae la señal usando un código de extensión
no correlacionado, por tanto, su señal de salida es una indicación
de potencia de ruido contraído. De modo similar, la señal de control
de VGA1 es aplicada al circuito 3009 de cambio de escala de
frecuencia para reducir la frecuencia de la señal de control de VGA1
para producir una señal SP2 cambiada de escala de nivel de potencia
del sistema. La lógica 3010 de cálculo de umbral determina un valor
de umbral inicial de señal del sistema (ISST) calculado a partir de
la señal de datos de potencia de canal de usuario (IRCSUSR). El
complemento de la señal SP2 cambiada de escala de nivel de potencia
del sistema y el ISST son suministrados al sumador 3011 que produce
una segunda señal ES6 de error que es una señal de error relativa al
nivel de potencia de transmisión del sistema a todas las SUs
activas. El valor de ISST es la potencia de transmisión deseada
para un sistema que tiene la configuración particular. Las señales
de error ES5 y ES6 de entrada son combinadas en el combinador 3012
para producir una señal de error combinada introducida en el
modulador delta (DM3) 3013. El DM3 produce la señal de flujo de
bits de APC inverso inicial, que tiene bits de valor +1 o -1, que en
la realización ejemplar es transmitida como una señal de 64
kb/s.
La señal de flujo de bits de APC inverso es
aplicada al circuito extensor 3014 para producir la señal inicial de
APC directo de espectro extendido. La información de CTCH es
extendida por el circuito extensor 3016 para formar la señal
extendida de mensaje de CTCH. Las señales extendidas de APC y CTCH
son cambiadas de escala por los amplificadores 3015 y 3017 y
combinadas por el combinador 3018. La señal combinada es aplicada al
VGA2 3006 que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
La señal de canal de RF de enlace directo,
incluyendo la señal extendida de APC directo, es recibida por la
antena de RF de la SU y es desmodulada para producir laseñal directa
inicial de CDMA (IFMCH) que es aplicada al amplificador 3020 de
ganancia variable (VGA3). La señal de salida de VGA3 es detectada
por el circuito 3021 de control automático de ganancia (AGC2) que
produce una señal de control de amplificador de ganancia variable
para el VGA3 3020. Esta señal mantiene el nivel de potencia de
salida del VGA3 3020 en un valor casi constante. La señal de salida
de VGA3 es contraída por el circuito
contractivo-desmultiplexor 3022 que produce un bit
inicial de APC inverso que depende del nivel de salida de VGA3. El
bit de APC inverso es procesado por el integrador 3023 para
producir la señal de control de APC inverso. La señal de control de
APC inverso es suministrada al VGA4 3024 de APC inversopara mantener
la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel de potencia
definido.
La señal de AXCH de canal global es extendida por
el circuito extensor 3025 para suministrar la señal extendida de
canal de acceso (AXCH). El generador 3026 de piloto inverso
suministra una señal piloto inversa, y las potencias de señales de
la señal de AXCH y la señal piloto inversa son ajustadas por los
amplificadores 3027 y 3028 respectivos. La señal extendida de AXCH y
la señal piloto inversa son sumadas por el sumador 3029 para
producir la señal CDMA de enlace inverso. La señal CDMA de enlace
inverso es recibida por el VGA4 3024 de APC inverso que produce la
señal de canal de RF de enlace inverso extraída al transmisor de
RF.
El algoritmo de gestión de capacidad del sistema
de la presente invención optimiza la capacidad máxima de usuarios
para un área de RCS denominada una célula. Cuando la SU llega dentro
de un cierto valor de la potencia máxima de transmisión, la SU envía
un mensaje de alarma a la RCS. La RCS dispone las luces de tráfico,
que controlan el acceso al sistema, en "rojo" que, como se
describió previamente, es un señalizador que impide el acceso por
las SUs. Este estado permanece en efecto hasta que termina la
llamada a la SU que alarma o hasta que la potencia de transmisión
de las SUs que alarman, medida en la SU, tiene un valor menor que la
potencia máxima de transmisión. Cuando SUs múltiples envían
mensajes de alarma, el estado permanece en efecto hasta que terminan
todas las llamadas procedes de SU que alarma o hasta que la
potencia de transmisión de las SU que alarma, medida en la SU, es
menor que la potencia máxima de transmisión. Una realización
alternativa supervisa las mediciones de tasa de errores de bits
procedentes del descodificador de corrección de errores de reenvió
(FEC) y mantiene en "rojo" las luces de tráfico de RCS hasta
que la tasa de errores de bits es menor que un valor
predeterminado.
La estrategia de bloqueo de la presente invención
incluye un método que usa la información de control de potencia
transmitida desde la RCS a una SU y las mediciones de potencia
recibidas en la RCS. La RCS mide su nivel de potencia de
transmisión, detecta que un valor máximo es alcanzado y determina
cuando bloquear a nuevos usuarios. Una SU preparándose para entrar
en el sistema se bloquea si la SU alcanza la potencia máxima de
transmisión antes de la conclusión satisfactoria de una asignación
de canal portador.
Cada usuario adicional en el sistema tiene el
efecto de incrementar el nivel de ruido para todos los demás
usuarios, lo que reduce la relación señal/ruido (SNR) que
experimenta cada usuario. El algoritmo de control de potencia
mantiene una relación señal/ruido deseada para cada usuario. Por
tanto, en ausencia de cualesquier otras limitaciones, la adición de
un usuario nuevo al sistema tiene sólo un efecto transitorio y la
relación señal/ruido deseada es recuperada.
La medición de potencia de transmisión en la RCS
es efectuada midiendo el valor medio cuadrático de la señal
combinada de banda base o midiendo la potencia de transmisión de la
señal de RF y realimentándola a circuitos digitales de control. La
medición de potencia de transmisión también puede ser efectuada por
las SUs para determinar si la unidad ha alcanzado su potencia máxima
de transmisión. El nivel de potencia de transmisión de SU es
determinado midiendo la señal de control del amplificador de RF y
cambiando de escala el valor basado en el tipo de servicio tal como
servicio telefónico antiguo (POTS), facsímil (FAX) o red digital de
servicios integrados (ISDN).
La información de que una SU ha alcanzado la
potencia máxima es transmitida a la RCS por la SU en un mensaje por
los canales asignados. La RCS también determina el estado midiendo
los cambios de APC inverso porque, si la RCS envía mensajes de APC
a la SU para incrementar la potencia de transmisión de SU y la
potencia de transmisión de SU, medida en la RCS, no es incrementada,
la SU ha alcanzado la potencia máxima de transmisión.
La RCS no usa luces de tráfico para bloquear a
usuarios nuevos que han terminado el aumento en rampa de potencia
usando los códigos cortos. Estos usuarios son bloqueados negándoles
el tono de marcar y dejándoles en tiempo de espera. La RCS envía
todos unos (órdenes de reducir) por el canal de APC para hacer que
la SU reduzca su potencia de transmisión. Asimismo, la RCS no envía
mensaje de CTCH o envía un mensaje con una dirección inválida que
obligaría a la unidad de abonado fija (FSU) a abandonar el
procedimiento de acceso y empezar nuevamente. Sin embargo, la SU no
empieza el proceso de adquisición inmediatamente porque las luces de
tráfico son
rojas.
rojas.
Cuando la RCS alcanza su límite de potencia de
transmisión, impone el bloqueo de la misma manera que cuando una SU
alcanza su límite de potencia de transmisión. La RCS apaga todas las
luces de tráfico por el canal de radiodifusión rápida (FBCH),
empieza a enviar todos bits 1 de APC (órdenes de reducción) a los
usuarios que han completado su aumento en rampa de potencia por
códigos cortos pero que aún no han recibido un tono de marcar, y no
envía mensaje de canal de control (CTCH) a estos usuarios o envía
mensajes con direcciones inválidas para obligarles a abandonar el
proceso de acceso.
El proceso de autobloqueo de la SU es como sigue.
Cuando la SU empieza a transmitir el canal de acceso (AXCH), el APC
empieza su operación de control de potencia usando el AXCH y aumenta
la potencia de transmisión de SU. Mientras la potencia de
transmisión está aumentando bajo el control del APC, es supervisada
por el controlador de SU. Si se alcanza el límite de potencia de
transmisión, la SU abandona el procedimiento de acceso y empieza
nuevamente.
La RCS es sincronizada con la señal de reloj de
la Red Telefónica Conmutada Pública (PSTN) a través de una de las
interfaces de línea, como se muestra en la Figura 10, o con el
oscilador de reloj del sistema de RCS que funciona libremente (de
modo asincrónico) para suministrar una señal de temporización
maestra para el sistema. El canal piloto global y, por tanto, todos
los canales lógicos dentro del canal de CDMA, son sincronizados con
la señal de reloj del sistema de la RCS. El piloto global (GLPT) es
transmitido por la RCS y define la temporización en el transmisor de
RCS.
El receptor de SU es sincronizado con el piloto
global y así se comporta como un subordinado del oscilador de reloj
de la red. Sin embargo, la temporización de SU es retardada por el
retardo de propagación. En la presente realización de la invención,
el módem de SU extrae una señal de reloj de 64 kHz y 8 kHz del canal
de recepción de RF de CDMA, y un circuito oscilador de bucle
enganchado en fase (PLL) crea las señales de reloj de 2 MHz y 4
MHz.
El transmisor de SU y, por tanto, el piloto de
acceso largo (LAXPT) o el piloto asignado (ASPT) son subordinados a
la temporización del receptor de SU.
El receptor de RCS es sincronizado con el LAXPT o
el ASPT transmitido por la SU, sin embargo, su temporización puede
ser retardada por el retardo de propagación. Por tanto, la
temporización del receptor de RCS es la del transmisor de RCS
retardada en el doble del retardo de propagación.
Además, el sistema puede ser sincronizado por
medio de una referencia recibida desde un receptor de Sistema Global
de Localización (GPS). En un sistema de este tipo, un receptor GPS
en cada RCS suministra una señal de reloj de referencia a todos los
submódulos de la RCS. Como cada RCS recibe la misma referencia de
tiempo desde el GPS, son sincronizadas todos las señales de reloj
del sistema en todas las RCSs.
Aunque la invención ha sido descrita en términos
de realizaciones ejemplares múltiples, los expertos en la técnica
comprenden que la invención puede ser puesta en práctica con
modificaciones en la realizaciones que estándentro del alcance de
la invención como es definido por las reivindicaciones
siguientes.
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(Continuación)
Claims (3)
1. Un método para conservar la capacidad de un
enlace de comunicación inalámbrica de un sistema de comunicación de
espectro extendido que acopla de modo inalámbrico un primer
transceptor (2901) de espectro extendido a un segundo transceptor
(2902) de espectro extendido, estando caracterizado el método
por:
- a)
- recibir, por el primer transceptor (2901) de espectro extendido, una señal de datos digitales que incluye información de datos;
- b)
- retardar, por el primer transceptor (2901) de espectro extendido, la señal de datos digitales recibida para formar una señal de datos digitales retardada;
- c)
- monitorizar la señal de datos digitales respecto a la presencia de información de datos y un modelo predeterminado de bits de canal inactivo;
- d)
- activar la transmisión de un canal de mensaje extendido cuando es detectada la presencia de información de datos en la señal de datos digitales;
- e)
- transmitir la señal de datos digitales retardada como una señal de espectro extendido, por el canal de mensaje extendido, al segundo transceptor (2902) de espectro extendido;
- f)
- impedir la transmisión del canal de mensaje extendido cuando la presencia del modelo predeterminado de bits de canal inactivo es detectada en la señal de datos digitales;
- g)
- monitorizar la señal de datos digitales recibida respecto a la presencia de información de datos adicional; y
- h)
- repetir los pasos b)-e) cuando la presencia de información de datos adicional es detectada en la señal de datos digitales recibida.
2. El método de la reivindicación 1, en el que el
paso f) está caracterizado además por usar un controlador
para impedir la transmisión del canal de mensaje extendido mediante
un mensaje incluido en una señal de control.
3. El método de la reivindicación 1,
caracterizado además porque el canal de mensaje extendido es
sincronizado con una señal piloto, evitando de tal modo la exigencia
de volver a sincronizar el enlace de comunicación inalámbrica para
volver a obtener la sincronización con el canal de mensaje
extendido.
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