ES2398375T3 - Transmisor por AMDC - Google Patents

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ES2398375T3
ES2398375T3 ES10182350T ES10182350T ES2398375T3 ES 2398375 T3 ES2398375 T3 ES 2398375T3 ES 10182350 T ES10182350 T ES 10182350T ES 10182350 T ES10182350 T ES 10182350T ES 2398375 T3 ES2398375 T3 ES 2398375T3
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rcs
channel
modem
code
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ES10182350T
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English (en)
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Gary R. Lomp
John Kowalski
Fatih M. Ozluturk
Avi Silverberg
Robert E. Regis
Michael Luddy
Alexander Marra
Alexander Jacques
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Original Assignee
InterDigital Technology Corp
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Abstract

Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código que comprende: medios para generar bits de control de potencia que se incluyen en solamente uno de entre un canal en fase (1) o uncanal en cuadratura (O); y medios para emitir una señal de radiofrecuencia derivada al menos en parte de los canales IyO.

Description

Transmisor por AMDC
ANTECEDENTES DE LA INVENCiÓN
[0001] La presente invención se refiere en general a comunicaciones de Acceso Múltiple por División de Códigos (AMDC), también conocidas como comunicaciones de espectro expandido. Más particularmente, la presente invención se refiere a un sistema y a un método para proporcionar un sistema de comunicaciones de AMDC de alta capacidad, que proporciona uno o más canales portadores de usuario simultáneos en una radiofrecuencia determinada, permitiendo la asignación dinámica de la relación del canal portador rechazando al mismo tiempo la interferencia de la trayectoria múltiple.
DESCRIPCiÓN DE LA TÉCNICA RELEVANTE
[0002] La prestación de servicios de telecomunicaciones de calidad a grupos de usuarios clasificados como remotos, tales como los sistemas de telefonía rural y los sistemas de telefonía en los países subdesarrollados, ha demostrado ser un desafío en los últimos años. Estas necesidades han sido parcialmente satisfechas por los servicios de radio inalámbrica, como los sistemas fijos o móviles múltiplex por división de frecuencias (FDM), acceso múltiple por división de frecuencia (FDMA), múltiplex por división de tiempo (TDM), sistemas de acceso múltiple por división de tiempo (TOMA), sistemas de división de tiempos y combinación de frecuencias (FDfTDMA), y otros sistemas de radio móviles terrestres. Por lo general, estos servicios remotos se enfrentan con más usuarios potenciales de los que su frecuencia o capacidad de ancho de banda espectral puede soportar simultáneamente.
[0003] Reconociendo estas limitaciones, los recientes avances en las comunicaciones inalámbricas han utilizado técnicas de modulación de espectro expandido para proporcionar una comunicación simultánea por varios usuarios. La modulación del espectro expandido se refiere a la modulación de una señal de información con una señal de código de expansión, la señal de código de expansión siendo generada por un generador de códigos donde el período Tc del código de expansión es sustancialmente menor que el período de los bits de datos de información o la señal símbolo. El código puede modular la frecuencia portadora en la que se ha enviado la información, llamada expansión por saltos en la frecuencia, o puede modular directamente la señal multiplicando el código de expansión de la señal de datos de información, llamada expansión de secuencia directa (OS). La modulación de espectro expandido produce una señal con un ancho de banda mucho mayor que la necesaria para transmitir la señal de información. La recepción y desexpansión sincrónicas de la señal en el receptor recupera la información original. Un demodulador sincrónico en el receptor utiliza una señal de referencia para sincronizar los circuitos de desexpansión a la entrada de la señal modulada de espectro expandido para recuperar las señales portadora y de información. La señal de referencia puede ser un código de expansión que no esté modulado por una señal de información.
[0004] La modulación de espectro expandido en las redes inalámbricas ofrece muchas ventajas ya que varios usuarios pueden utilizar la misma banda de frecuencias con la mínima interferencia en el receptor de cada usuario. La modulación de espectro expandido también reduce los efectos de otras fuentes de interferencias. Además, las técnicas de modulación y demodulación sincrónicas del espectro expandido pueden ampliarse proporcionando múltiples canales de mensajes para un solo usuario, cada expansión con un código diferente de expansión, mientras se sigue transmitiendo sólo una señal de referencia única al usuario.
[0005] Una de las áreas en las que se utilizan las técnicas de espectro expandido es en el campo de las comunicaciones móviles celulares para ofrecer servicios de comunicación personal (PCS). Estos sistemas soportan deseablemente un gran número de usuarios, controlan la frecuencia Doppler y el desvanecimiento y proporcionan señales de datos digitales de alta velocidad con bajas relación de error de bit. Estos sistemas emplean una familia de códigos de expansión ortogonales o semiortogonales, con una secuencia de código de expansión piloto sincronizada con la familia de códigos. A cada usuario se le asigna uno de los códigos de expansión como una función de expansión. Los problemas relacionados con este sistema son: soportar un gran número de usuarios con los códigos ortogonales, gestionar una energía reducida disponible para las unidades remotas y gestionar los efectos de la disipación en trayectorias múltiples. Las soluciones a estos problemas incluyen el uso de antenas en fase para generar múltiples haces orienta bies, utilizando secuencias de código ortogonales o semiortogonales. Estas secuencias pueden ser reutilizadas cambiando cíclicamente el código sincronizado a una referencia central y combinando la diversidad de las señales de trayectoria múltiple.
[0006] Los problemas asociados con el estado de la técnica se centran en torno a la recepción y sincronización fiables de los circuitos de desexpansión de la señal recibida. La presencia de la dispersión en trayectorias múltiples presenta un problema particular con los receptores de espectro expandido porque un receptor debe realizar en cierta manera un seguimiento de los componentes de trayectoria múltiple para mantener el bloqueo de la fase del código de los medios de desexpansión del receptor con la señal de entrada. Los receptores del estado de la técnica en general, realizan el seguimiento de sólo una o dos de las señales de trayectoria múltiple, pero este método no es satisfactorio debido a que el grupo combinado de componentes de baja potencia de la señal de trayectoria múltiple puede contener en realidad mucha más potencia que el uno o dos componentes de trayectoria múltiple más potentes. Los receptores de la técnica anterior rastrean y combinan los componentes más potentes para mantener una relación de error de bit (BER) predeterminada del receptor. Dicho receptor se describe, por ejemplo, en la patente US 5,109,390 titulada DIVERSITY RECEIVER IN A COMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM de Gilhousen et al. Un receptor que combine todos los componentes de trayectoria múltiple, sin embargo, es capaz de mantener la BER deseada con una potencia de la señal que es menor que la de los sistemas de la técnica anterior debido a que hay más potencia de la señal disponible para el receptor. En consecuencia, hay una necesidad de un sistema de comunicación de espectro expandido que emplee un receptor que rastree prácticamente todos los componentes de la señal de trayectoria múltiple, de modo que sustancialmente todas las señales de trayectoria múltiple se puedan combinar en el receptor, y por lo tanto se pueda reducir la potencia de transmisión de la señal requerida para una determinada BER.
[0007] Otro problema asociado con los sistemas de comunicación de acceso múltiple de espectro expandido es la necesidad de reducir la potencia total de transmisión de los usuarios en el sistema, ya que los usuarios pueden tener una potencia limitada disponible. Un problema asociado que requiere el control de la potencia en los sistemas de espectro expandido está relacionado con la característica inherente de los sistemas de espectro expandido de que una señal de espectro expandido de un usuario es recibida por el receptor de otro usuario como ruido con un cierto nivel de potencia. En consecuencia, los usuarios que transmiten con altos niveles de potencia de la señal pueden interferir en la recepción de otros usuarios. Además, si un usuario se mueve en relación a la ubicación geográfica de otro usuario, el desvanecimiento de la señal y la distorsión requieren que los usuarios ajusten su nivel de potencia de transmisión para mantener una calidad de señal particular. Al mismo tiempo, el sistema debe mantener la potencia que la estación base recibe de todos los usuarios de forma relativamente constante. Finalmente, debido a que es posible que el sistema de espectro expandido tenga más usuarios remotos de los que puede soportar al mismo tiempo, el sistema de control de potencia también debe emplear un método de gestión de la capacidad que rechace usuarios adicionales cuando se alcance el nivel de potencia máximo del sistema.
[0008] Los sistemas de espectro expandido de la técnica anterior han empleado una estación base que mide la señal recibida y envía una señal de control adaptativo de potencia (APC) a los usuarios remotos. Los usuarios remotos incluyen un transmisor con un control automático de ganancia (AGC), que responde a la señal de APC. En estos sistemas la estación base controla la potencia total del sistema o la potencia recibida de cada usuario y ajusta la señal de APC consecuentemente. Este sistema que funciona como un bucle abierto puede ser mejorado mediante la inclusión de una medición de la potencia de la señal recibida por el usuario remoto desde la estación base, y la transmisión de una señal de APC a la estación base para efectuar un método de control de la potencia de bucle cerrado.
[0009] Estos sistemas de control de potencia, sin embargo, presentan varios inconvenientes. En primer lugar, la estación base debe llevar a cabo complejos algoritmos de control de potencia, aumentando la cantidad de procesamiento en la estación base. En segundo lugar, el sistema en realidad experimenta varios tipos de variación de potencia: la variación en la potencia de ruido causada por la variación en el número de usuarios y las variaciones en la potencia de la señal recibida de un canal portador particular. Estas variaciones se producen con una frecuencia diferente, por lo que se pueden optimizar algoritmos de control de potencia simples para compensar sólo uno de los dos tipos de variación. Por último, estos algoritmos de potencia tienden a llevar la potencia total del sistema a un nivel relativamente alto. En consecuencia, hay una necesidad de un método de control de la potencia de espectro expandido que responda rápidamente a los cambios en los niveles de potencia del canal portador, que realice al mismo tiempo ajustes a la potencia de transmisión de todos los usuarios en respuesta a los cambios en el número de usuarios. Además, existe la necesidad de mejorar un sistema de comunicación de espectro expandido que emplee un sistema de control de potencia de bucle cerrado que minimice los requisitos de potencia generales del sistema mientras se mantiene una BER suficiente en los receptores remotos individuales. Además, dicho sistema debe controlar el nivel de potencia de transmisión inicial de un usuario remoto y gestionar la capacidad total del sistema.
[0010] Los sistemas de comunicación de espectro expandido deberían soportar de manera deseable un gran número de usuarios, cada uno de ellos teniendo al menos un canal de comunicación. Además, este sistema debe ofrecer múltiples canales de información genérica para difundir información a todos los usuarios y permitir a los usuarios acceder al sistema. Utilizando los sistemas de espectro expandido de la técnica anterior, esto sólo podría lograrse mediante la generación de un gran número de secuencias de código de expansión.
[0011] Además, los sistemas de espectro expandido deben utilizar secuencias que son ortogonales o casi ortogonales para reducir la probabilidad de que un receptor se acople a la secuencia de código de expansión o fase incorrectas. Sin embargo, es difícil generar tales familias grandes de secuencias de código con estas propiedades. Además, la generación de familias de códigos grandes requiere la generación de secuencias que tienen un largo período antes de la repetición. En consecuencia el tiempo que un receptor necesita para lograr la sincronización con este tipo de secuencia larga aumenta. Los generadores de códigos de expansión de la técnica anterior suelen combinar secuencias más cortas para hacer secuencias más largas, pero tales secuencias ya no pueden ser lo suficientemente ortogonales. Por lo tanto, hay una necesidad de un método mejorado para generar de forma fiable grandes familias de secuencias de códigos que presenten caracteristicas casi ortogonales y tengan un largo período antes de la repetición, pero que también incluyan la ventaja de una secuencia de códigos corta que reduzca el tiempo para adquirir y acoplar el receptor a la fase de código correcta. Además, el método de generación de códigos debe permitir la generación de códigos con cualquier periodo, ya que el periodo del código de expansión suele ser determinado por los parámetros utilizados tales como la velocidad de transferencia de datos o el tamaño de la estructura.
[0012] Otra de las características deseables de las secuencias de códigos de expansión es que la transición del valor de los datos del usuario se producen en una transición de los valores de la secuencia de códigos. Puesto que los datos normalmente tiene un período que es divisible por 2N, dicha característica por lo general requiere que la secuencia de códigos tenga una longitud par de 2N. Sin embargo, los generadores de códigos, como es bien sabido en la técnica, utilizan en general registros de desplazamiento lineal de retroalimentación que generan códigos de longitud 2N-1. En consecuencia, el sistema de comunicación de espectro expandido también debe generar secuencias de códigos de longitud par.
[0013] Por último, el sistema de comunicación de espectro expandido debe ser capaz de manejar diferentes tipos de datos, tales como fax, datos en banda vocal y RDSI, además del tráfico de voz tradicional. Para aumentar el número de usuarios soportados, muchos sistemas utilizan técnicas de codificación tales como ADPCM para lograr la "compresión" de la señal de telefonía digital. Los datos de fax, RDSI y otros, sin embargo, requieren que el canal sea un canal libre. En consecuencia, hay una necesidad de un sistema de comunicación de espectro expandido que soporte las técnicas de compresión que también modifique dinámicamente el canal portador del espectro expandido entre un canal codificado y un canal claro en respuesta al tipo de información contenida en la señal del usuario.
[0014] El documento WO/9508224 describe un método y un aparato para estimar una potencia de señal demodulando una señal de comunicación recibida para derivar una corriente de muestras, en donde estas muestras pueden consistir en muestras de referencia, muestras de datos o una combinación de las mismas. Entonces se genera una estimación de la potencia de la señal de comunicación recibida como una función de la corriente de muestras. Estableciendo un indicador de control de potencia en respuesta a una comparación entre la estimación de potencia de la señal y un umbral predeterminado, la estimación de potencia de señal se puede utilizar en un algoritmo de control de potencia. Posteriormente, el indicador de control de potencia se transmite por un canal de comunicación a otra unidad de comunicación. La unidad de comunicación detecta un indicador de control de potencia dentro de una señal recibida por el canal de comunicación y ajusta una potencia de transmisión de señal particular de un transmisor de señales en respuesta al indicador de control de potencia detectado.
[0015] El documento FR 2 712129 describe un método y un aparato de transmisión con modulación de fase sincrónica y expansión de espectro por secuencia directa. En particular, según este documento, junto con los datos procesados por modulación de fase y expansión de espectro, se transmite también una señal de referencia de fase por secuencia directa, dicha señal obteniéndose por expansión de espectro con una segunda secuencia seudoaleatoria ortogonal a la primera y sincrónica con ella.
EXPLICACiÓN RESUMIDA DE LA INVENCiÓN
[0016] La presente invención proporciona una unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación independiente 1 y un método para usar en una unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación independiente 8. Las formas de realización preferidas de la invención están reflejadas en las reivindicaciones dependientes.
[0017] La invención reivindicada puede ser comprendida mejor en vista de las formas de realización descritas a continuación. En general, las formas de realización descritas describen las formas de realización preferidas de la invención. El lector atento observará sin embargo que algunos aspectos de las formas de realización descritas se extienden más allá del alcance de las reivindicaciones. Si las formas de realización descritas se extendieran más allá del alcance de las reivindicaciones, las formas de realización descritas deben ser consideradas información complementaria de fondo y no constituyen definiciones de la invención per se. Lo mismo ocurre para las siguientes secciones "Breve descripción de los dibujos", así como "Descripción de la disposición ilustrativa".
[0018] La presente divulgación describe un sistema de comunicación de espectro expandido de acceso múltiple que procesa una pluralidad de señales de información recibidas simultáneamente en líneas de telecomunicación para la transmisión simultánea sobre un canal de radiofrecuencias (RF) como una señal multiplexada de división de códigos (CDM). El sistema incluye una estación de ondas portadoras de radio (RCS) que recibe una señal de petición de llamada que corresponde a una señal de información de línea de telecomunicación, y una señal de identificación de usuario que identifica a un usuario al que se dirigen la petición de llamada y la señal de información. El aparato receptor se asocia a una pluralidad de módem s de acceso múltiple por división de código (AMDC), uno de los cuales proporciona una señal de código piloto global y una pluralidad de señales de código de mensaje, y cada uno de los módems de AMDC combina una de la pluralidad de señales de información con su respectiva señal de código de mensaje para proporcionar una señal procesada en espectro expandido. La pluralidad de señales de código de mensaje de la pluralidad de módem s de AMDC se sincroniza con la señal de código piloto global. El sistema también incluye un aparato de asignación que responde a la señal de asignación de canal para acoplar las respectivas señales de información recibidas en las líneas de telecomunicación a los indicados de la pluralidad de módems; El aparato de asignación es acoplado a un medio de intercambio de intervalo de tiempo. El sistema también incluye un controlador de canal del sistema acoplado a un procesador de llamadas remoto y al medio de intercambio de intervalo de tiempo. El controlador de canal del sistema responde a la señal de identificación del usuario, para proporcionar la señal de asignación de canal. En el sistema, se conecta un transmisor de RF a todos los módems para combinar la pluralidad de señales de mensaje procesadas en espectro expandido con la señal de código piloto global para generar una señal de CDM. El transmisor de RF también modula una señal portadora con la señal de CDM y transmite la señal portadora modulada por un canal de comunicación de RF.
[0019] La señal transmitida de CDM es recibida desde el canal de comunicación de RF por una unidad de abonado (SU) que procesa y reconstruye la señal de información transmitida asignada al abonado. La SU incluye un medio receptor para recibir y demodular la señal de CDM de la portadora. Además, la SU comprende un controlador de unidad de abonado y un módem de AMDC que incluye un medio de procesamiento para adquirir el código piloto global y desexpandir la señal procesada en espectro expandido para reconstruir la señal de información transmitida.
[0020] La RCS y las SU contienen cada una módems de AMDC para la transmisión y la recepción de señales de telecomunicación incluidas las señales de información y las señales de control de conexión. El módem de AMDC comprende un transmisor de módem que tiene: un generador de códigos para proporcionar una señal de código piloto asociada y para generar una pluralidad de señales de código de mensaje; un medio de expansión para combinar cada una de las señales de información, con una respectiva señal de código de mensaje para generar señales de mensaje procesadas en espectro expandido; y un generador de códigos pilotos globales que proporciona una señal de código piloto global a la que se sincronizan las señales de código de mensaje.
[0021] El módem de AMDC también comprende un receptor de módem que tiene asociada una lógica de adquisición de códigos y de seguimiento. La lógica asociada de adquisición de códigos pilotos incluye un generador asociado de códigos piloto; un grupo de correlacionadores asociado de códigos piloto para correlacionar las versiones retardadas de fase de código de la señal piloto asociada con una señal CDM de recepción para producir una señal piloto asociada desexpandida. La fase de código de la señal piloto asociada es cambiada en respuesta a un valor de la señal de adquisición hasta que un detector indique la presencia de la señal de código piloto asociada desexpandida cambiando el valor de la señal de adquisición. La señal de código piloto asociada es sincronizada a la señal piloto global. La lógica de seguimiento del código piloto asociado ajusta la fase de la señal de código piloto asociada en respuesta a la adquisición para maximizar el nivel de potencia de la señal de código piloto asociada desexpandida. Por último, el receptor del módem de AMDC incluye un grupo de circuitos de adquisición de señales de mensaje. Cada circuito de adquisición de señales de mensaje incluye una pluralidad de correlacionadores de señales de mensaje de recepción para poner en correlación una de las señales de código de mensaje de recepción locales con la señal de CDM para producir una señal de mensaje de recepción desexpandida.
[0022] Para generar grandes familias de códigos casi mutuamente ortogonales usados por los módems de AMDC se incluye un generador de secuencias de códigos. Las secuencias de códigos se asignan a un respectivo canal lógico del sistema de comunicación por espectro expandido que incluye la transmisión en fase (1) y de cuadratura (Q) por los canales de comunicación de RF. Se utiliza un conjunto de secuencias como secuencias pilotos que son secuencias de códigos transmitidas sin modulación por una señal de datos. El circuito del generador de secuencias de códigos incluye un generador de secuencias de códigos largas que incluye un registro de desplazamiento lineal de retroalimentación, una memoria que proporciona una secuencia de códigos par corta y una pluralidad de secciones de alimentación directa de cambio cíclico, que proporcionan a otros miembros de la familia de códigos que presentan una correlación mínima la secuencia de códigos aplicada al circuito de alimentación directa. El generador de secuencias de códigos incluye además un grupo de combinadores de secuencias de códigos para combinar cada versión desplazada de fase de la secuencia larga de códigos con la secuencia corta de códigos par para producir un grupo, o familia de códigos casi mutuamente ortogonales.
[0023] Además, la presente divulgación incluye varios métodos para la utilización eficiente de los canales de espectro expandido. En primer lugar, el sistema incluye un sistema de modificación del canal portador que comprende un grupo de canales de mensajes entre un primer transceptor y un segundo transceptor. Cada uno de los grupos de canales de mensajes soporta una velocidad de transmisión de señales de información diferente. El primer transceptor controla una señal de información recibida para determinar el tipo de señal de información que se recibe y produce una señal de codificación relativa a la señal de codificación. Si un determinado tipo de señal de información está presente, el primer transceptor cambia la transmisión de un primer canal de mensajes a un segundo canal de mensajes para soportar la velocidad de transmisión diferente. La señal de codificación es transmitida por el primer transceptor al segundo transceptor, y el segundo transceptor cambia al segundo canal de mensajes para recibir la señal de información a una velocidad de transmisión diferente.
[0024] Otro método para aumentar la utilización eficiente de los canales de mensajes portadores es el método de supresión de códigos inactivos usado en la presente divulgación. El transceptor de espectro expandido recibe una señal de información de datos digital que incluye un patrón de indicadores predeterminado correspondiente a un período de inactividad. El método incluye los pasos de: 1) retardar y monitorizar la señal de datos digital; 2) detectar el patrón de indicadores predeterminado; 3) suspender la transmisión de la señal de datos digital cuando se detecta el patrón de
indicadores; y 4) transmitir la señal de datos como una señal de espectro expandido cuando no se detecta el patrón de indicadores.
[0025] La presente divulgación incluye un sistema y el método para el control automático de la potencia (APC) de un bucle cerrado para la RCS y las SU del sistema de comunicación de espectro expandido. Las SU transmiten las señales de espectro expandido, la RCS adquiere las señales de espectro expandido, y la RCS detecta el nivel de potencia recibido de las señales de espectro expandido más cualquier señal que interfiera inclusive ruido. El sistema de APC incluye la RCS y una pluralidad de SU, en donde la RCS transmite una pluralidad de señales de información de canal directo a las SU como una pluralidad de señales de espectro expandido de canal directo que tienen un respectivo nivel de potencia de transmisión directa, y cada SU transmite a la estación base por lo menos una señal inversa de espectro expandido que tiene un nivel de potencia de transmisión inversa respectivo y por lo menos una señal de espectro expandido de canal inverso que incluye una señal de información de canal inverso.
[0026] El APC incluye un sistema de control de potencia automático directo (AFPC) y un sistema de control de potencia automático inverso (ARPC). El sistema de AFPC funciona midiendo, en la SU, una relación de señal a ruido directa de la respectiva señal de información de canal directo, generando una respectiva señal de error de canal directo que corresponde a un error directo entre la respectiva relación de señal a ruido directa y un valor predeterminado de señal a ruido, y transmitiendo la respectiva señal de error de canal directo como parte de una respectiva señal de información de canal inverso de la SU a la RCS. La RCS incluye un número plural de receptores de AFPC para recibir las señales de información de canal inverso y extraer las señales de error de canal directo de las respectivas señales de información de canal inverso. La RCU también ajusta el respectivo nivel de potencia de transmisión directa de cada una de las respectivas señales de espectro expandido directas en respuesta a la respectiva señal de error directa.
[0027] El sistema de ARPC funciona midiendo, en la RCS, una relación de señal a ruido inversa de cada una de las respectivas señales de información de canal inverso, generando una respectiva señal de error de canal inverso que representa un error entre la respectiva relación de señal a ruido de canal inverso y un respectivo valor predeterminado de señal a ruido, y transmitiendo la respectiva señal de error de canal inverso como una parte de una respectiva señal de información de canal directo a la SU. Cada SU incluye un receptor de ARPC para recibir la señal de información de canal directo y extraer la respectiva señal de error inversa de la señal de información de canal directo. La SU ajusta el nivel de potencia de transmisión inversa de la respectiva señal de espectro expandido inversa en respuesta a la respectiva señal de error inversa.
DESCRIPCION BREVE DE LOS DIBUJOS
[0028]
La Figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema de comunicación de acceso múltiple por división de código según la presente divulgación.
La Figura 2a es un diagrama de bloques de un registro del desplazamiento lineal de 36 etapas adecuado para usar con códigos de expansión largos del generador de códigos de la presente divulgación.
La Figura 2b es un diagrama de bloques del circuito que ilustra la operación de alimentación directa del generador de códigos.
La Figura 2c es un diagrama de bloques de un generador de códigos ilustrativo de la presente divulgación que incluye una circuitería para generar secuencias de códigos de expansión a partir de los códigos de expansión largos y los códigos de expansión cortos.
La Figura 2d es una disposición alternativa del circuito generador de códigos que incluye elementos de retardo para compensar los retrasos del circuito eléctrico.
La Figura 3a es un gráfico de los puntos de la constelación de la señal QPSK de códigos de expansión.
La Figura 3b es un gráfico de los puntos de la constelación de la señal QPSK del canal de mensajes.
La Figura 3c es un diagrama de bloques de la circuitería ilustrativa que aplica el método de rastrear la fase del código de expansión recibido de la presente divulgación.
La Figura 4 es un diagrama de bloques del circuito de rastreo que rastrea la mediana de los componentes recibidos de la señal de trayectoria múltiple.
La Figura 5a es un diagrama de bloques del circuito de rastreo que rastrea el baricentro de los componentes recibidos de la señal de trayectoria múltiple.
La Figura 5b es un diagrama de bloques del Correlacionador de Vectores Adaptativo.
La Figura 6 es un diagrama de bloques de la circuitería ilustrativa que aplica el método de decisión de adquisición de la fase de código de expansión correcta del código piloto recibido de la presente divulgación.
La Figura 7 es un diagrama de bloques de un filtro RAKE piloto ilustrativo que incluye el circuito de rastreo y el bucle cerrado de la fase digital para desexpandir el código de expansión piloto, y el generador de los factores de ponderación de la presente divulgación.
La Figura 8a es un diagrama de bloques de un correlacionador de vectores adaptativo ilustrativo y un filtro adaptado para desexpandir y combinar los componentes de trayectoria múltiple de la presente divulgación.
La Figura 8b es un diagrama de bloques de una aplicación alternativa del correlacionador de vectores adaptativo y el filtro adaptativo adaptado para desexpandir y combinar los componentes de trayectoria múltiple de la presente divulgación.
La Figura 8c es un diagrama de bloques de una disposición alternativa del correlacionador de vectores adaptativo y el filtro adaptativo adaptado para desexpandir y combinar los componentes de trayectoria múltiple de la presente divulgación.
La Figura 8d es un diagrama de bloques del Filtro Adaptativo Adaptado de una disposición de la presente divulgación.
La Figura 9 es un diagrama de bloques de los elementos de una estación de ondas portadoras de radio (RCS) de la presente divulgación.
La Figura 10 es un diagrama de bloques de los elementos de un multiplexor ilustrativo adecuado para su uso en la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 11 es un diagrama de bloques de los elementos de un controlador de acceso inalámbrico ryvAC) ilustrativo de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 12 es un diagrama de bloques de los elementos de una unidad de interfaz de módem (MUI) ilustrativa de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 13 es un diagrama de bloques de alto nivel que muestra la transmisión, recepción, control, y circuitería de generación de códigos del módem de AMDC.
La Figura 14 es un diagrama de bloques de la sección de transmisión del módem de AMDC.
La Figura 15 es un diagrama de bloques de un receptor de señales de entrada de módem ilustrativo.
La Figura 16 es un diagrama de bloques de un codificador convolucional ilustrativo que se utiliza en la presente divulgación.
La Figura 17 es un diagrama de bloques de la sección de recepción del módem de AMDC.
La Figura 18 es un diagrama de bloques de un filtro adaptativo adaptado ilustrativo como se utiliza en la sección de recepción del módem de AMDC.
La Figura 19 es un diagrama de bloques de un RAKE piloto ilustrativo que se utiliza en la sección de recepción del módem de AMDC.
La Figura 20 es un diagrama de bloques de un RAKE piloto auxiliar ilustrativo como se utiliza en la sección de recepción del módem de AMDC.
La Figura 21 es un diagrama de bloques de un circuito de distribución de vídeo (VDC) ilustrativo de la RCS mostrada en la Figura 9.
La Figura 22 es un diagrama de bloques de un transmisor/receptor de RF ilustrativo y de los amplificadores de potencia ilustrativos de la RCS mostrada en la Figura 9. La Figura 23 es un diagrama de bloques de una unidad de abonado (SU) ilustrativa de la presente divulgación. La Figura 24 es un diagrama de flujo de un algoritmo de establecimiento de llamada ilustrativo para una solicitud de 5 llamada de entrada utilizado en la presente divulgación para el establecimiento de un canal portador entre una RCS y
una SU. La Figura 25 es un diagrama de flujo de un algoritmo de establecimiento de llamada ilustrativo para una solicitud de llamada de salida utilizado en la presente divulgación para el establecimiento de un canal portador entre una RCS y una SU.
10 La Figura 26 es un diagrama de flujo de un algoritmo de control de potencia de mantenimiento ilustrativo de la presente
divulgación. La Figura 27 es un diagrama de flujo de un algoritmo de control de potencia directo automático ilustrativo de la presente divulgación.
La Figura 28 es un diagrama de flujo de un algoritmo de control de potencia indirecto automático ilustrativo de la
15 presente divulgación. La Figura 29 es un diagrama de bloques de un sistema de control de potencia de un bucle cerrado ilustrativo de la presente divulgación cuando se establece el canal portador.
La Figura 30 es un diagrama de bloques de un sistema de control de potencia de un bucle cerrado ilustrativo de la presente divulgación durante el proceso de establecimiento del canal portador. GLOSARIO DE ACRÓNIMOS Acrónimo Definición AC Canales asignados AtD Analógico a digital ADPCM Modulación de código por pulsos diferencial adaptativa AFPC Control de potencia directo automático AGC Control de ganancia automático AMDC Acceso múltiple por división de código AMF Filtro adaptativo adaptado APC Control de potencia automático ARPC Control de potencia indirecto automático ASPT Piloto Asignado AVC Correlador vectorial adaptativo 20
(continuación)
Acrónimo AXCH B-AMDC BCM BER BS
CDM CLK CO CTCH CUCH dB DCC DI DLL DM OS EPIC FBCH FDM FDfTDMA FDMA FEC FSK
GLOSARIO DE ACRÓNIMOS Definición
Canal de acceso
Acceso múltiple por división de código de banda ancha
Modificación del canal portador
Relación de error de bit
Estación base
Control de llamadas
Múltiplex por división de código
Generador de señales de reloj
Oficina Central
Canal de control
Canal de comprobación
Decibelios
Circuitería combinadora de datos
Interfaz de distribución
Bucle cerrado de retardo
Modulador delta Secuencia directa
Controlador de interfaz PCM extendido
Canal de difusión rápido
Multiplex de división de frecuencia
Sistemas de división de frecuencia y tiempo
Acceso múltiple por división de frecuencia
Corrección de error directa
Modulación por desplazamiento de frecuencia
(continuación)
GLOSARIO DE ACRÓNIMOS
Acrónimo
Definición
FSU
Unidad de abonado fija
GC
Canal global
GLPT
Piloto global
GPC
Código piloto global
GPSK
Modulación por desplazamiento de fase gaussiana
GPS
Sistema de posicionamiento global
HPPC
Componentes pasivos de alta potencia
HSB
Bus de alta velocidad
En fase
IC
Controlador de interfaz
ISST
Umbral de señal de sistema inicial
LAXPT
Piloto de acceso largo
LAPD
Protocolo de acceso al enlace
LCT
Terminal de destino local
LE
Centralita local
LFSR
Registro de desplazamiento con retroalimentación lineal
LI
Interfaz de línea
LMS
Mínimos cuadrados
LOL
Pérdida de acoplamiento del código
LPF
Filtro de paso bajo
LSR
Registro de desplazamiento lineal
MISR
Receptor de señales de entrada del módem
MIU
Unidad de interfaz del módem
MM
Gestión de la movilidad
MOl
Interfaz de salida del módem
(continuación)
Acrónimo MPC MPSK MSK MSU NE OMS OS OQPSK
OW
PARK PBX PCM PCS PG PLL PLT PN POTS PSTN
Q
QPSK RAM RCS ROl
GLOSARIO DE ACRÓNIMOS
Definición Control de mantenimiento de potencia Modulación de desplazamiento de fase M-aria Modulación de desplazamiento mínimo Unidad móvil de abonado Elemento de red Sistema de mantenimiento y operación Sistema de operaciones Modulación con desplazamiento de fase en cuadratura con
desplazamiento temporal Circuito de orden Clave de derechos de acceso portátil Centralita privada
Modulación codificada por pulsos
Servicios de comunicación personal
Generador piloto
Bucle cerrado de fase
Piloto
Pseudorruido
Servicio telefónico ordinario antiguo
Red telefónica pública conmutada
Cuadratura
Modulación con desplazamiento de fase en cuadratura
Memoria de acceso aleatorio
Estación de ondas portadoras de radio
Circuito de entrada de datos del receptor Acrónimo
RDSI
RDU
RF
RLL
SAXPT
SBCH
SHF
SIR
SLlC
SNR
SPC SPRT STCH SU TDM TMN TRCH TSI TX TXIDAT TXQDAT UHF VCO VDC VGA VHF WAC
(continuación) GLOSARIO DE ACRÓNIMOS Definición
Red digital de servicios integrados
Unidad de distribución de radio
Radiofrecuencia
Bucle local de radio
Pilotos del canal de acceso cortos
Canal de difusión lenta
Frecuencia superalta
Relación de la potencia de señal a potencia de ruido de interfaz
Circuito de interfaz de línea de abonado
Relación señal-ruido
PC de servicio
Prueba de relación de probabilidad secuencial
Canal de estado
Unidad de abonado
Multiplexación por división de tiempo
Red de gestión de telecomunicaciones
Canales de tráfico
Intercambiador de segmentos de tiempo
Transmisión Señal de datos de transmisión del módem I Señal de datos de transmisión del módem Q Frecuencia ultra alta
Oscilador controlado por voltaje
Circuito de distribución de vídeo
Amplificador de ganancia variable
Frecuencia muy alta
Controlador de acceso inalámbrico
DESCRIPCION DE LA DISPOSICiÓN ILUSTRATIVA
Descripción general del sistema
[0029] El sistema de la presente divulgación proporciona un servicio telefónico de bucle local mediante enlaces de radio entre una o más estaciones base y varias unidades de abonados remotas. En la disposiciión ilustrativa, se describe un enlace de radio de una estación base de comunicación con una unidad de abonado fija (FSU), pero el sistema es igualmente aplicable a los sistemas que incluyen múltiples estaciones base con enlaces de radio tanto a las FSU como a las unidades de abonado móviles (MSU). En consecuencia, en la presente memoria a las unidades de abonado remotas se les llama unidades de abonado (SU).
[0030] En referencia a la Figura 1, la estación base (BS) 101 proporciona conexión de llamada a una centralita local (LE) 103 o cualquier otra interfaz de red telefónica conmutada, como una centralita privada (PBX) e incluye una estación de radio portadora (RCS) 104. Una o más RCS 104, 105, 110 se conectan a una unidad de distribución de radio (RDU) 102 a través de enlaces 131,132,137,138,139 Y la RDU 102 interconecta con la LE 103 transmitiendo y recibiendo señales de información y control de establecimientos de llamada a través de enlaces de telecomunicaciones 141,142,150. Las SU 116, 119 se comunican con la RCS 104 a través de enlaces de radio 161, 162, 163, 164, 165. Alternativamente, otra disposición de la divulgación incluye varias SU y una SU "maestra" con una funcionalidad similar a la RCS. Dicha disposición puede o no tener conexión a una red telefónica local.
[0031] Los enlaces de radio 161 a 165 operan en las bandas de frecuencia de la norma DCS 1800 (1,71 -1,785 Ghz y 1,805 -1,880 GHz), la norma US-PCS (1,85 -1,99 Ghz) y la norma CEPT (2,0 -2,7 GHz). A pesar de que se utilizan estas bandas en la disposición descrita, la divulgación es igualmente aplicable a todas las bandas UHF a SHF, incluyendo las bandas de 2,7 GHz a 5 GHz. Los anchos de banda de transmisión y recepción son múltiplos de 3,5 MHz a partir de 7 MHz, y múltiplos de 5 MHz a partir de 10 MHz, respectivamente. El sistema descrito incluye anchos de banda de 7, 10, 10,5, 14 Y 15 MHz. En la disposición ilustrativa de la divulgación la banda de seguridad mínima entre el enlace ascendente y descendente es de 20 MHz, y es deseable que sea de al menos tres veces el ancho de banda de la señal. La separación dúplex está entre 50 a 175 MHz, donde la divulgación descrita utiliza 50,75,80,95 Y 175 MHz. También se pueden utilizar otras frecuencias.
[0032] Aunque la disposición descrita utiliza diferentes anchos de banda de espectro expandido centrados en torno a un portador para la transmisión y recepción de canales de espectro expandido, el presente método es fácil de extender a sistemas con múltiples anchos de banda de espectro expandido para los canales de transmisión y múltiples anchos de banda de espectro expandido para los canales de recepción. Alternativamente, como los sistemas de comunicación de espectro expandido tienen la característica inherente de que la transmisión de un usuario aparece como ruido para el receptor de desexpansión de otro usuario, una disposición puede emplear el mismo canal de espectro expandido para ambos canales de trayectoria de transmisión y recepción. En otras palabras, las transmisiones ascendentes y descendentes pueden ocupar la misma banda de frecuencia. Además, el presente método puede extenderse fácilmente a múltiples bandas de frecuencia de AMDC, cada una llevando un conjunto respectivamente diferente de mensajes, enlace ascendente, enlace descendente o enlace ascendente y enlace descendente.
[0033] La información de símbolo binario expandida se transmite por los enlaces de radio 161 a 165 utilizando la modulación de desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) con la forma de pulsos Nyquist en la presente disposición, aunque se pueden utilizar otras técnicas de modulación incluyendo, aunque no exclusivamente, QPSK con desplazamiento temporal (OQPSK) y modulación de desplazamiento de fase M-aria (MSK). Modulación por desplazamiento de fase gaussiana (GPSK) y modulación de desplazamiento de fase M-aria (MPSK)
[0034] Los enlaces de radio 161 a 165 incorporan el acceso múltiple por división de código de banda ancha (B-AMDC TM) como el modo de transmisión en ambas direcciones ascendente y descendente. Las técnicas de comunicación de AMDC (también conocido como de espectro expandido) utilizadas en los sistemas de acceso múltiple son bien conocidas, y se describen en la patente US 5.228.056 titulada SYNCHRONOUS SPREAD-SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD de Donald T Schilling. El sistema descrito utiliza la técnica de expansión de secuencia directa (DS). El modulador de AMDC realiza la generación de secuencias de códigos de expansión de espectro expandido, que puede ser una secuencia de pseudorruido (PN), y compone la modulación DS de las señales QPSK con las secuencias de códigos de expansión para los canales en fase I (1) yen cuadratura (Q). Las señales piloto se generan y se transmiten con las señales moduladas y las señales piloto de la presente disposición son códigos de expansión no modulados por los datos. Las señales piloto se utilizan para la sincronización, la recuperación de la fase portadora y para la estimación de la respuesta al impulso del canal de radio. Cada SU incluye un solo generador de pilotos y al menos un modulador y demodulador de AMDC, conocidos en conjunto como un módem de AMDC. Cada RCS 104, 105, 110 dispone de un solo generador más los moduladores y demoduladores de AMDC suficientes para todos los canales lógicos utilizados por todas las SU.
[0035] El demodulador de AMDC desexpande la señal con el procesamiento adecuado para combatir o explotar los efectos de la propagación de trayectoria múltiple. Los parámetros concernientes al nivel de potencia recibida se utilizan para generar la información de control de potencia automático (APC) que, a su vez, se transmite al otro extremo del enlace de comunicación. La información de APC se utiliza para controlar la potencia de transmisión de los enlaces de control de potencia directo automático (AFPC) y control de potencia indirecto automático (ARPC). Además, cada RCS 104, 105 Y 110 puede realizar el control de potencia de mantenimiento (MPC), de una manera similar a la APC, para ajustar la potencia de transmisión inicial de cada SU 111, 112, 115, 117 Y 118. La demodulación es coherente si la señal piloto proporciona la referencia de fase.
[0036] Los enlaces de radio descritos soportan múltiples canales de tráfico con velocidades de datos de 8, 16, 32, 64, 128 Y 144 kb/s. El canal físico al que está conectado un canal de tráfico opera con una velocidad de 64k1s. Se pueden soportar otras velocidades de datos y se puede emplear la codificación de corrección de error directa (FEC). Para la disposición descrita, se utiliza una FEC con una relación de codificación de 1/2 y longitud de restricción 7. Se pueden utilizar otras relaciones y longitudes de restricción conformes a las técnicas de generación de códigos empleadas.
[0037] La combinación de la diversidad en las antenas de radio de las RCS 104, 105 Y 110 no es necesaria porque el AMOC tiene una diversidad de frecuencia inherente debido al ancho de banda expandido. Los receptores incluyen filtros adaptativos adaptados (AMF) (no mostrados en la Figura 1) que combinan las señales de trayectoria múltiple. En la presente disposición, los AMF ilustrativos realizan la combinación de relación máxima.
[0038] En referencia a la Figura 1, la RCS 104 se interconecta a la ROU 102 través de los enlaces 131, 132, 137 con, por ejemplo, 1,544 Mb/s OS1, 2,048 Mb/s E1, o formatos de ASOL para recibir y enviar señales de datos digitales. Si bien estas son las típicas interfaces estandarizadas de las compañías telefónicas, la presente divulgación no se limita solo a estos formatos de datos digitales. La interfaz de línea de RCS (no mostrada en la Figura 1) traduce la codificación de línea (por ejemplo, HOB3, B8ZS, AMI) y extrae o produce información de estructuración, realiza funciones de alarmas y señalización de instalaciones, así como funciones de comprobación de la paridad y del bucle de retorno específicos del canal. Las interfaces de esta descripción proporcionan canales de tráfico telefónico de AOPCM codificados de 32 kb/s o de PCM de 64 kb/s codificados o canales ROSI para el procesamiento de la RCS. Se pueden utilizar otras técnicas de codificación de AOPCM conformes con las técnicas de generación de secuencias.
[0039] El sistema de la presente divulgación también soporta la modificación de la velocidad del portador entre la RCS 104 Y cada SU 111, 112, 115, 117 Y 118 comunicando con la RCS 104, en la que se puede asignar un canal de mensajes de AMOC que soporte 64 kb/s a la banda vocal de datos o fax cuando existan velocidades por encima de 4,8 kb/s. Este canal portador de 64 kb/s se considera un canal sin codificar. Para la ROSI, la modificación de la velocidad del portador se puede hacer dinámicamente, en base a los mensajes del canal O.
[0040] En la Figura 1, cada SU 111, 112, 115, 117 Y 118 incluye o se interconecta con una unidad de teléfono 170, o se interconecta con un conmutador local (PBX) 171. La entrada de la unidad de teléfono puede incluir voz, datos en banda vocal y señalización. La SU traduce las señales analógicas en secuencias digitales, y también puede incluir una terminal de datos 172 o una interfaz ROSI 173. La SU puede diferenciar entrada de voz, datos en banda vocal o fax y datos digitales. La SU codifica los datos de voz con técnicas como AOPCM a 32 kb/s, o velocidades más bajas, y detecta los datos en banda vocal o fax con velocidades superiores a 4,8 kb/s para modificar el canal de tráfico (modificación de la velocidad del portador) para la transmisión en abierto. Además, se puede realizar una ley A, una ley IJ o ninguna compresión-expansión de la señal antes de la transmisión. Para los datos digitales también se pueden utilizar técnicas de compresión de datos, como la supresión de indicadores de inactividad, para conservar la capacidad y minimizar las interferencias.
[0041] Los niveles de potencia de transmisión de la interfaz de radio entre la RCS 104 Ylas SU 111, 112, 115, 117 Y 118 se controlan utilizando dos métodos de control de potencia de bucle cerrado diferentes. El método de control de potencia directo automático (AFPC) determina el nivel de potencia de transmisión descendente, y el método de control de potencia indirecto automático (ARPC) determina el nivel de potencia de transmisión ascendente. El canal de control lógico por el cual la SU 111 Y la RCS 104, por ejemplo, transfieren información de control de potencia funciona a una velocidad de actualización de al menos 16 kHz. Otras disposiciones pueden utilizar una velocidad de actualización más rápida o más lenta, por ejemplo de 64 kHz. Estos algoritmos aseguran que la potencia de transmisión de un usuario mantenga una relación aceptable de error de bit (BER), mantenga la alimentación del sistema en un mínimo, para conservar la energía, y mantenga el nivel de potencia de todas las SU 111, 112, 115, 117 Y 118 recibidas por la RCS 104 a un nivel casi igual.
[0042] Además, el sistema utiliza un método de control de potencia de mantenimiento opcional en el modo inactivo de una SU. Cuando la SU 111 está inactiva o se apaga para conservar la potencia, la unidad se activa de vez en cuando para ajustar su nivel de potencia de transmisión inicial ajustándose en respuesta a una señal de control de mantenimiento de potencia de la RCS 104. La señal de potencia de mantenimiento es determinada por la RCS 104 midiendo el nivel de potencia recibida de la SU 111 Yel nivel actual de potencia del sistema y, a partir de esto, calcula la potencia necesaria de transmisión inicial. El método acorta el tiempo de adquisición de canales de la SU 111 para comenzar una comunicación. El método también evita que el nivel de potencia de transmisión de la SU 111 sea demasiado alto e interfiera con otros canales durante la transmisión inicial antes de que el control de potencia de bucle cerrado reduzca la potencia de transmisión.
U i iIl
[0043] La RCS 104 obtiene la sincronización de su reloj de una de interfaz tal como, aunque no exclusivamente, E1, T1,
o interfaces HDSL. La RCS 104 también puede generar su propia señal de reloj interna de un oscilador que puede ser regulado por un receptor de sistema de posicionamiento global (GPS). La RCS 104 genera un código piloto global, un canal con un código de expansión pero ninguna modulación de datos, que puede ser adquirida por las SU 111 a 118 remotas. Todos los canales de transmisión de la RCS se sincronizan con el canal piloto, y las fases del código de expansión de los generadores de códigos (no mostrados) utilizados para los canales de comunicación lógica dentro de la RCS 104 también se sincronizan a la fase del código de expansión del canal piloto. Del mismo modo, las SU 111 a 118, que reciben el código piloto global de la RCS 104 sincronizan las fases del código de expansión y desexpansión de los generadores de códigos (no mostrados) de las SU al código piloto global.
[0044] La RCS 104, la SU 111 Yla RDU 102 pueden incorporar redundancia en el sistema de los elementos del sistema y el cambio automático entre los elementos funcionales internos del sistema cuando se produzca un fallo para evitar la pérdida o abandono de un enlace de radio, del suministro de energía, del canal de tráfico, o del grupo de canales de tráfico.
Canales lógicos de comunicación
[0045] Un "canal" de la técnica anterior se considera generalmente como una ruta de comunicaciones que forma parte de una interfaz y que se puede distinguir de otras rutas de esa interfaz sin tener en cuenta su contenido. Sin embargo, en el caso del AMDC, las rutas de comunicación separadas sólo se distinguen por su contenido. El término "canal lógico" se utiliza para distinguir los flujos de datos separados, que son lógicamente equivalentes a los canales en el sentido convencional. Todos los canales y subcanales lógicos de la presente divulgación se asignan a un flujo QPSK común de 64 kilosímbolos por segundo (Ksim/s). Algunos canales están sincronizados con los códigos piloto asociados que se generan a partir, y desempeñan una función similar a la del código piloto global (GPC) del sistema. Las señales piloto del sistema no se consideran, sin embargo, canales lógicos.
[0046] Varios canales de comunicación lógicos se utilizan en el enlace de comunicación por RF entre la RCS y la SU. Cada canal de comunicación lógico tiene un código de expansión fijo predeterminado o un código de expansión asignado dinámicamente. Para ambos códigos predeterminado y asignado, la fase de código se sincroniza con el código piloto. Los canales lógicos de comunicación se dividen en dos grupos: el grupo de canales globales (GC) incluye los canales que se transmiten ya sea desde la RCS de la estación base a todas las SU remotas o desde cualquier SU a la RCS de la estación base, independientemente de la identidad de la SU. Los canales del grupo de GC pueden contener información de un determinado tipo para todos los usuarios incluidos los canales utilizados por las SU para acceder al sistema. Los canales del grupo de canales asignados (AC) son los canales dedicados a la comunicación entre la RCS y una SU particular.
[0047] El grupo de canales globales (CG) proporciona: 1) canales lógicos de contro de difusión, que ofrecen servicios de punto a multipunto para difundir mensajes a todas las SU y mensajes de paginación a las SU; y 2) los canales lógicos de control de acceso que ofrecen servicios punto a punto en los canales globales para que las SU accedan al sistema y obtengan los canales asignados.
[0048] La RCS de la presente divulgación tiene múltiples canales lógicos de control de acceso lógico y un grupo de control de difusión. Una SU de la presente divulgación tiene por lo menos un canal de control de acceso y al menos un canal lógico de control de difusión.
[0049] Los canales lógicos globales controlados por la RCS son los canales de difusión rápida (FBCH) que difunden información que cambia rápidamente sobre los servicios y canales de acceso que están actualmente disponibles, y el canal de difusión lenta (SBCH) que difunde información del sistema que cambia lentamente y mensajes de búsqueda. El canal de acceso (AXCH) es utilizado por las SU para acceder a una RCS y tener acceso a los canales asignados. Cada AXCH está emparejado con un canal de control (CTCH). El CTCH es utilizado por la RCS para reconocer y responder a los intentos de acceso por parte de las SU. El piloto de acceso largo (LAXPT) se transmite de forma sincrónica con el AXCH para proporcionar a la RCS un tiempo de referencia y de fase.
[0050] Un grupo de canales asignados (AC) está formado por los canales lógicos que controlan una conexión de telecomunicaciones única entre la RCS y una SU. Las funciones desarrolladas, cuando se forma un grupo de AC incluyen un par de canales de mensajes lógicos de control de potencia para cada una de las conexiones ascendente y descendente, y en función del tipo de conexión, uno o más pares de canales de tráfico. La función del control portador realiza la modificación necesaria de la velocidad portadora de control de errores directo y las funciones de encriptado.
[0051] Cada SU 111, 112, 115, 117 Y118 tiene al menos un grupo de AC que se forma cuando existe una conexión de telecomunicaciones, y cada RCS 104, 105 Y 110 tiene varios grupos de AC formados, uno para cada conexión en progreso. Se crea un grupo de AC de canales lógicos para una conexión tras un establecimiento satisfactorio de la conexión. El grupo de AC incluye el encriptado, la codificación de FEC, y la multiplexación en la transmisión y la decodificación de FEC, desencriptado y demultiplexado en la recepción.
[0052] Cada grupo de AC proporciona un conjunto de servicios de punto a punto orientados a la conexión y opera en ambas direcciones entre una RCS específica, por ejemplo, la RCS 104, Y una SU específica, por ejemplo, la SU 111. Un grupo de AC formado para una conexión puede controlar más de un portador a través del canal de comunicación por RF asociado a una sola conexión. Se utilizan varios portadores para llevar los datos distribuidos, tales como, aunque no
5 exclusivamente, RDSI. Un grupo de AC puede proporcionar la duplicación de canales de tráfico para facilitar el cambio de la PCM a 64 kb/s para servicios de fax y módem de alta velocidad para la función de modificación de la velocidad del portador.
[0053] Los canales lógicos asignados formados tras una conexión de llamada satisfactoria e incluidos en el grupo de AC son un canal de señalización dedicado [circuito de orden (OW)] , un canal de APC y uno o más canales de tráfico
10 (TRCH) que son portadores de 8, 16,32 064 kb/s dependiendo del servicio soportado. Para el tráfico de voz, se pueden soportar la voz codificada de velocidad moderada, ADPCM o PCM en los canales de tráfico. Para los tipos de servicio RSDI, dos TRCH a 64 kb/s forman los canales B y un TRCH a 16 kb/s forma el canal D. Alternativamente, el subcanal de APC puede ser modulado separadamente en su propio canal de AMDC o puede ser multiplexado por división de tiempo con un canal de tráfico o canal OW.
15 [0054] Cada SU 111, 112, 115, 117 Y 118 de la presente divulgación soporta tres canales de tráfico simultáneos. La asignación de los tres canales lógicos para los TRCH para los datos de usuario se muestra abajo en la Tabla 1:
Tabla 1: Asignación de los tipos de servicio de los tres canales TRCH disponibles
Servicio
TRCH(O) TRCH(1) TRCH(2)
POTS a 16 kb/s
TRCH /16 no se usa no se usa
POTS a 32 + 64 kb/s (durante BCM)
TRCH /32 TRCH /64 no se usa
POTS a 32 kb/s
TRCH /32 no se usa no se usa
POTS a 64 kb/s
no se usa TRCH /64 no se usa
RSDID
no se usa no se usa TRCH /16
RSDIB+D
TRCH /64 no se usa TRCH /16
RSDI2B + D
TRCH /64 TRCH /64 TRCH /16
LL digital a 64 kb/s
TRCH /64 no se usa no se usa
LL digital a 2 x 64 kb/s
TRCH /64 TRCH /64 no se usa
LL analógico a 64 kb/s
TRCH/64 no se usa no se usa
[0055] La velocidad de los datos APC es enviada a 64 kb/s. El canal lógico de APC no es codificado con FEC para evitar
20 el retardo y es transmitido a un nivel de potencia relativamente bajo para minimizar la capacidad utilizada para el APC. Alternativamente, el APC y OW pueden ser modulados separadamente utilizando secuencias de código de expansión complejas o pueden ser multiplexados por división de tiempo.
[0056] El canal de OW lógico es codificado con FEC con un código convolucional de velocidad 1/2. Este canal lógico es transmitido en ráfagas de impulsos cuando hay datos de señalización para reducir la interferencia. Después de un
25 período de inactividad, la señal de OW empieza con al menos 35 símbolos antes del inicio de la trama de datos. Para datos de llamada silenciosa de mantenimiento, el OW es transmitido continuamente entre tramas de datos. La Tabla 2 resume los canales lógicos utilizados en la disposición ilustrativa:
1 UlIS [JI! 1 , .'
Tabla 2: Canales y subcanales lógicos de la interfaz por aire de B-AMDC
Nombre del canal
Abrev. Descripción breve Dirección (directa o inversa) Velocidad de Bit BER máx. Nivel de potencia Piloto
Canales globales
Canal de difusión rápido
FBCH Difunde la última información de cambio del sistema F 16 kb/s 1e-4 Fijo GLPT
Canal de difusión lento
SBCH Difunde los mensajes de localización a las FSU y la información de cambio lento del sistema F 16 kb/s 1e-7 Fijo GLPT
Canales de acceso
AXCH(i) Para los intentos de acceso inicial por parte de las FUS R 32 kb/s 1e-7 Controlado por APC LAXPT(i)
Canales de control
CTCH(i) Para conceder acceso F 32 kb/s 1e-7 Fijo GLPT
Canales asignados
POTS a 16 kb/s
TRCH /16 Uso de POTS general F/R 16 kb/s 1e-4 Controlado por APC F-GLPT R-ASPT
POTS a 32 kb/s
TRCH /32 Uso de POTS general F/R 32 kb/s 1e-4 Controlado por APC F-GLPT R-ASPT
POTS a 64 kb/s
TRCH /64 Uso de POTS para módems/fax en banda F/R 64 kb/s 1e-4 Controlado por APC F-GLPT R-ASPT
CanalD
TRCH 116 Canal D de RSDI F/R 16 kb/s 1e-7 Controlado por APC F-GLPT R-ASPT
Canal de circuito de orden
OW Canal de señalización asignado F/R 32 kb/s 1e-7 Controlado por APC F-GLPT R-ASPT
Canal de APC
APC Lleva las órdenes de APC F/R 64 kb/s 2e-1 Controlado por APC F-GLPT R-ASPT
Los códigos de expansión
[0057] Los generadores de códigos AMDC utilizados para codificar los canales lógicos de la presente divulgación emplean registros de desplazamiento lineal (LSR) con la lógica de retroalimentación que es un método bien conocido en la técnica. Los generadores de códigos de la presente disposición de la divulgación generan 64 secuencias únicas sincrónicas. Cada canal de comunicación por RF utiliza un par de estas secuencias para la expansión compleja (en fase
y en cuadratura) de los canales lógicos, por lo que el generador da 32 secuencias de expansión complejas. Las secuencias son generadas por una sola semilla, que se carga inicialmente en un circuito de registro de desplazamiento.
La generación de secuencias de códigos de expansión y la selección de semillas
[0058] El período del código de expansión de la presente divulgación se define como un múltiplo de un número entero de la duración del símbolo, y el inicio del período del código es también el comienzo del símbolo. La relación entre el ancho de banda y la longitud del símbolo elegida para la disposición ilustrativa de la presente divulgación es la siguiente:
BW (MHZ) L (chips/símbolo)
7 91
10 130
10,5 133
14 182
15 195
[0059] La longitud del código de expansión es también un múltiplo de 64 y de 96 para soportar la trama de ROSI. El código de expansión es una secuencia de símbolos, llamados chips o valores de chip. Los métodos generales para generar secuencias pseudoaleatorias utilizando las operaciones de campos de Galois son conocidos por los expertos en la materia, sin embargo, se ha derivado un conjunto único, o familia, de secuencias de códigos para la presente divulgación. En primer lugar se elige la duración del registro de desplazamiento de retroalimentación lineal para generar una secuencia de código, y al valor inicial del registro se le llama "semilla". En segundo lugar, se impone la restricción de que ninguna secuencia de códigos generada por una semilla de códigos puede ser un desplazamiento cíclico de otra secuencia de códigos generada por la misma semilla de códigos. Finalmente, ninguna secuencia de códigos generada por una semilla puede ser un desplazamiento cíclíco de una secuencia de códigos generada por otra semilla.
[0060] Se ha determinado que la longitud del código de expansión de los valores de chips de la presente divulgación es la siguiente:
128 X 233415 = 29877120 (1)
Los códigos de expansión se generan mediante la combinación de una secuencia lineal de período 233415 y una secuencia no lineal de periodo 128.
[0061] El canal FBCH de la disposición ilustrativa es una excepción, ya que no se codifica con la secuencia de longitud 128, por lo que el código de expansión del canal FBCH tiene el período 233415.
[0062] La secuencia no lineal de longitud 128 se implementa como una secuencia fija cargada en un registro de desplazamiento con una conexión de realimentación. La secuencia fija puede ser generada por una secuencia de longitud m-127 completada con un valor lógico adicional O, 1, o aleatorio, como es bien conocido en la técnica.
[0063] La secuencia lineal de longitud L = 233415 se genera utilizando circuito de registro de desplazamiento con retroalimentación lineal (LFSR) con 36 etapas. Las conexiones de retroalimentación corresponden a un polinomio irreductible h(n) de 36 grados. El polinomio h(x) elegido para la disposición de la presente divulgación es
,
o, en notación binaria
h(x) =(1100001010110010110111101101100011101) (2)
[0064] Se determinan un grupo de valores "semilla" para un LFSR que representa el polinomio h(x) de la ecuación (2) que genera secuencias de códigos que son casi ortogonales entre sí. El primer requisito de los valores semilla es que los valores semilla no generan dos secuencias de códigos que sean simples desplazamientos cíclicos la una de la otra.
[0065] Las semillas se representan como elementos de GF(236) que es el campo de las clases residuales del módulo h(x). Este campo tiene un elemento primitivo 8 = Jt+ x + 1. La representación binaria de 8 es
3= 000000000000000000000000000000000111 (3)
[0066] Todos los elementos de GF(236) también se pueden escribir como una potencia del módulo reducido h(x) de
8. En consecuencia, las semillas son representadas como las potencias de 8, el elemento primitivo.
[0067] La solución para el orden de un elemento no requiere una búsqueda de todos los valores, el orden de un elemento divide el orden del campo (GF(236». Cuando 8 es cualquier elemento de GF(236) con
(4)
para algunos e, entonces, e 236_1. Por lo tanto, el orden de cualquier elemento en GF(236) divide a 236_1.
[0068] Utilizando estas restricciones, se ha determinado que una búsqueda numérica genera un grupo de valores de semillas, n, que son potencias de 8, el elemento primitivo de h(x).
[0069] La presente divulgación incluye un método para aumentar el número de semillas disponibles para usar en un sistema de comunicación de AMOC, al reconocer que ciertos cambios cíclicos de las secuencias de códigos previamente determinadas se pueden utilizar simultáneamente. El retardo de ida y vuelta para el tamaño de las células y anchos de banda de la presente divulgación son inferiores a 3.000 chips. En una disposición de la presente divulgación, se pueden utilizar desplazamientos cíclicos suficientemente separados de una secuencia en la misma célula sin causar ambigüedad a un receptor que esté tratando de determinar la secuencia de códigos. Este método aumenta el conjunto de secuencias disponibles para usar.
[0070] Al realizar las pruebas anteriormente descritas se determinó un total de 3.879 semillas primarias a través de cálculos numéricos. Estas semillas se dan matemáticamente como
D modulo h(x) (S) .
donde los 3879 valores de n se enumeran en el Apéndice A, con 8 = (00, ...00111) como antes en (3).
[0071] Cuando se conocen todas las semillas primarias, se obtienen todas las semillas secundarias de la presente divulgación de las semillas primarias desplazándolas múltiplos del módulo h(x) de 4.095 chips. Una vez determinada una familia de valores semilla, estos valores se guardan en la memoria y se asignan a canales lógicos según sea necesario. Una vez asignado, el valor semilla inicial es simplemente cargado en el LFSR para producir la secuencia de códigos de expansión necesaria asociada al valor semilla.
Característica de adquisición rápida de códigos cortos y largos.
[0072] La adquisición rápida de la fase de código correcta por un receptor de espectro expandido se mejora diseñando códigos de expansión que sean más rápidos de detectar. La presente disposición de la divulgación incluye un nuevo método para generar secuencias de códigos que tienen propiedades de rápida adquisición utilizando uno o más de los siguientes métodos. En primer lugar, se puede construir un código largo a partir de dos o más códigos cortos. La nueva implementación utiliza muchas secuencias de códigos, de las cuales una o más son secuencias de adquisición rápida de longitud L que tienen un promedio de búsquedas de fase de adquisición de r = log2L. Los expertos en la materia conocen bien las secuencias con estas propiedades. El número medio de las fases de prueba de adquisición de la secuencia larga resultante es un múltiplo de r = log2L en lugar de la mitad del número de fases de la secuencia larga.
[0073] En segundo lugar, se puede utilizar un método para transmitir secuencias de códigos de expansión valoradas complejas (secuencias en fase (1) y en cuadratura (Q» en una señal de código de expansión piloto en lugar de transmitir secuencias valoradas reales. Se pueden transmitir dos o más secuencias de códigos separadas por los canales complejos. Si las secuencias tienen diferentes fases, la adquisición se puede hacer por los circuitos de adquisición en paralelo a través de las secuencias de códigos diferentes, cuando se conoce el desplazamiento de fase relativo entre los dos o más canales de códigos. Por ejemplo, para las dos secuencias, una puede ser enviada en un canal en fase (1) y una en el canal en cuadratura (Q). Para buscar las secuencias de códigos, el medio de detección de adquisición busca los dos canales, pero comienza con el canal (Q) con un desplazamiento igual a la mitad de la longitud de la secuencia de códigos de expansión. Con una longitud de secuencia de códigos de N, el medio de adquisición comienza la búsqueda en N/2 en el canal (Q). El número medio de pruebas para determinar la adquisición es N/2 para una
5 búsqueda de código único, pero la búsqueda en el canal (1) y (Q) con retardo de fase en paralelo reduce el número medio de pruebas a N/4. Los códigos enviados en cada canal podrian ser el mismo código, el mismo código con una fase de código del canal retardada o secuencias de códigos diferentes.
Estructuras de Época y Subépoca
[0074] Los códigos de expansión complejos largos utilizados para el sistema ilustrativo de la presente divulgación tienen
10 un número de chips después del cual se repite el código. El periodo de repetición de la secuencia de expansión se llama época. Para asignar los canales lógicos a los códigos de expansión de AMDC, la presente divulgación utiliza una estructura de época y subépoca. El período de código para el código de expansión de AMDC para modular los canales lógicos es de 29877120 chips/período de código que es el mismo número de chips para todos los anchos de banda. El período de código es la época de la presente divulgación, y la Tabla 3 siguiente define la duración de la época para las
15 velocidades de chips soportadas. Además, se definen dos subépocas en la época del código de expansión que tienen una longitud de 233415 chips y 128 chips.
[0075] A la subépoca de 233415 chips se le llama subépoca larga y se utiliza para la sincronización de eventos en la interfaz de comunicación por RF, tales como la conmutación de claves de encriptado y el cambio de códigos globales a asignados. La época corta de 128 chips se define para usar como una referencia de temporización adicional. La mayor
20 velocidad de símbolos utilizada con un solo código de AMDC es de 64 ksim/s. Siempre hay un número entero de chips en una duración de símbolos para las velocidades de símbolos soportadas de 64,32, 16 Y8 ksim/s.
Tabla 3 Anchos de banda, Velocidades de chips y Épocas
Ancho de banda (MHz)
Velocidad de chips, Compleja (Mchip/seg) Número de chips en un símbolo de 64 kbitls Duración* de una subépoca de 128 chips (I-.Is) Duración* de una subépoca de 233415 chips (ms) Duración de una época (seg)
7
5,824 91 21,978 40,078 5,130
10
8,320 130 15,385 28,055 3,591
10,5
8,512 133 15,038 27,422 3,510
14
11,648 182 10,989 20,039 2,565
15
12,480 195 10,256 18,703 2,394
* Los números en estas columnas se han redondeado a 5 dígitos.
Asignación de los canales lógicos a épocas y subépocas
25 [0076] Los códigos de expansión complejos están diseñados de tal manera que el comienzo de la época de la secuencia coincide con el comienzo de un símbolo para todos los anchos de banda soportados. La presente divulgación soporta anchos de banda de 7, 10, 10,5, 14 Y 15 MHz. Asumiendo una salida nominal del 20%, estos anchos de banda corresponden a las siguientes velocidades de chips en la Tabla 4.
I _~.
Tabla 4: Anchos de banda y Velocidades de chips soportados para el AMDC.
BW (MHz)
Re (Compleja Mchips/seg) Exceso de BW,% L:(RclL)-=64k Factorización de L
7
5,824 20,19 91 7x13
10
8,320 20,19 130 2x5x13
10,5
8,512 23,36 133 7x19
14
11,648 20,19 182 2x7x13
15
12,480 20,19 195 3x5x13
El número de chips en una época es:
N = 29877120 = 2'x33xSx7x13x19 (6)
[0077] Si se utiliza intercalado, el comienzo de un período intercalador coincide con el comienzo de la época de la secuencia. Las secuencias de expansión generadas por el método de la presente divulgación pueden soportar períodos intercaladores que son múltiplos de 1,5 ms para varios anchos de banda.
[0078] Las secuencias cíclicas de la técnica anterior se generan utilizando circuitos de registro de desplazamiento con retroalimentación lineal (LFSR). Sin embargo, este método no genera secuencias de longitud par. En la Figura 2a, Figura 2b y Figura 2c se muestra una disposición del generador de secuencias de códigos de expansión que utiliza las semillas de código generadas anteriormente. La presente divulgación utiliza un LFSR 201 de 36 etapas para generar una secuencia de periodo N'=233415=33x5x7x13x19, que es Ca en la Figura 2a. En las Figuras 2a, 2b y 2c, el símbolo
El:) representa una suma binaria (O-EXCLUSIVO). Un generador de secuencias diseñado como el anterior genera las partes en fase y en cuadratura de un conjunto de secuencias complejas. Las conexiones intermedias y el estado inicial del LFSR de 36 etapas determinan la secuencia generada por este circuito. Los coeficientes intermedios del LFSR de 36 etapas se determinan de tal manera que las secuencias resultantes tienen el período 233415. Hay que tener en cuenta que las conexiones intermedias mostradas en la Figura 2a se corresponden con el polinomio dado en la ecuación (2). Cada secuencia resultante se superpone a la suma binaria con la secuencia C· de longitud 128 para obtener el período de época 29877120.
[0079] La Figura 2b muestra un circuito 202 de alimentación directa (FF), que se utiliza en el generador de códigos. La señal X[n-1] es la salida del retardo de chips 211, Y la entrada del retardo de chips 211 es X[n]. El chip del código C[n] está formado por el sumador lógico 212 de la entrada X[n] y X[n-1]. La Figura 2c muestra el generador de códigos de expansión completo. Desde el LFSR 201, las señales de salida pasan por una cadena de hasta 63 alimentaciones FF 203 de una sola etapa en cascada como se muestra. La salida de cada FF se superpone con la secuencia de códigos par corta C· con un período de 128=27, que se guarda en la memoria 222 de códigos y que presenta las características espectrales de una secuencia pseudoaleatoria para obtener la época N = 29877120. Esta secuencia de 128 se determina utilizando una m-secuencia (secuencia PN) de longitud 127=27-1 y añadiendo un valor de bit, tal como O lógico, a la secuencia para aumentar la longitud a 128 chips. La secuencia de códigos par C· se introduce en el registro de desplazamiento 221 de códigos par, que es un registro cíclico que emite continuamente la secuencia. La secuencia corta se combina entonces con la secuencia larga utilizando una operación O-EXCLUSIVO 213, 214, 220.
[0080] Como se muestra en la Figura 2c, se generan hasta 63 secuencias de Ca a C63 de códigos de expansión aprovechando las señales de salida de las FF 203 Y sumando lógicamente la secuencia corta C· en sumadores binarios 213,214 Y220, por ejemplo. Un experto en la materia se daría cuenta de que la aplicación de FF 203 creará un efecto de retardo acumulativo para las secuencias de códigos producidas en cada etapa de FF de la cadena. Este retardo se debe al retardo eléctrico de no cero en los componentes electrónicos de la implementación. Los problemas de temporización asociados con el retardo pueden mitigarse introduciendo elementos de retardo adicionales en la cadena de FF en una versión de la disposición de la divulgación. En la Figura 2d se muestra la cadena de FF de la Figura 2c, con elementos de retardo adicionales.
[0081] Los generadores de códigos en la disposición ilustrativa de la presente divulgación están configurados para generar o códigos globales o códigos asignados. Los códigos globales son códigos de AMDC que pueden ser recibidos y transmitidos por todos los usuarios del sistema. Los códigos asignados son los códigos de AMDC que se asignan para una determinada conexión. Cuando se genera un conjunto de secuencias desde el mismo generador que el descrito, sólo se especifica la semilla del LFSR de 36 etapas para generar una familia de secuencias. Las secuencias de todos los códigos globales se generan utilizando el mismo circuito de LFSR. Por lo tanto, una vez que un SU ha sincronizado con la señal piloto global de una RCS y conoce la semilla para el circuito de LFSR para los códigos del canal global, puede generar no sólo la secuencia piloto sino también todos los otros códigos globales usados por la RCS.
[0082] La señal de se convierte a RF se genera de la siguiente manera. Las señales de salida de los circuitos de registro de desplazamiento indicados arriba se convierten en una secuencia antípoda (se asigna O a +1, se asigna 1 a -1). Los 5 canales lógicos se convierten inicialmente en señales de QPSK, que se asignan como puntos de la constelación como es bien conocido en la técnica. Los canales en fase y en cuadratura de cada señal de QPSK forman las partes real e imaginaria del valor de datos complejos. Del mismo modo, dos códigos de expansión se utilizan para formar valores de chips de expansión complejos. Los datos complejos se expanden al ser multiplicados por el código de expansión complejo. Del mismo modo, el dato complejo recibido se correlaciona con el conjugado del código de expansión
10 complejo para recuperar los datos desexpandidos.
Códigos cortos
[0083] Los códigos cortos se utilizan para el proceso de aumentar la potencia inicial cuando una SU accede a una RCS. El período de los códigos cortos es igual a la duración del símbolo y el inicio de cada período se alinea con un límite de símbolos. Tanto la SU como la RCS obtienen las partes real e imaginaria de los códigos cortos de las últimas ocho
15 secciones de alimentación directa del generador de secuencias que produce los códigos globales para esa célula.
[0084] Los códigos cortos que se utilizan en la disposición ilustrativa de la divulgación se actualizan cada 3 ms. Se pueden utilizar otros tiempos de actualización que se correspondan con la velocidad de símbolos. Por lo tanto, se produce un cambio cada 3 ms a partir del límite de la época. En un cambio, la siguiente porción de longitud de un símbolo de la salida de alimentación directa correspondiente se convierte en el código corto. Cuando la SU necesita
20 utilizar un código corto en particular, se espera hasta el primer límite de 3 ms de la época siguiente, y guarda la siguiente porción de longitud del símbolo que sale de la sección de FF correspondiente. Este se utilizará como el código corto hasta el próximo cambio, que se produce 3 ms más tarde.
[0085] Las señales representadas por los códigos cortos son conocidas como Pilotos de canal de acceso cortos (SAXPT).
25 Asignación de canales lógicos a códigos de expansión
[0086] La relación exacta entre las secuencias de códigos de expansión y los canales lógicos de AMDC y señales piloto está documentada en la Tabla 5a y la Tabla 5b. Los nombres de las señales que terminan en n_CHncorresponden a los canales lógicos. Los nombres de las señales que terminan en n_PT" corresponden a las señales piloto, que se describen en detalle a continuación.
30 Tabla 5a: Secuencias de códigos de expansión y códigos globales de AMDC
Secuencia
Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
Co
I FBCH Directa (F)
C1
Q FBCH F
C2EBC*
I GLPT F
C3EBC*
Q GLPT F
C4EBC*
I SBCH F
CsEBC*
Q SBCH F
C6EBC*
I CTCH (O) F
C7EBC*
Q CTCH (O) F
CaEBC*
I APCH (1) F
C9EBC*
Q APCH (1) F
C10EBC·
I CTCH (1) F
C 11 EBC·
Q CTCH (1) F
(continuación) (continuación)
Secuencia
Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C12EBC·
I APCH (1) F
C13EBC·
Q APCH (1) F
C 14EBC·
I CTCH (2) F
C15EBC·
Q CTCH (2) F
C16EBC·
I APCH (2) F
C 17 EBC·
Q APCH (2) F
C 1sEBC·
I CTCH (3) F
C19EBC·
Q CTCH (3) F
C20EBC·
I APCH (3) F
C 21 EBC·
Q APCH (3) F
C22 EBC·
I reservado
C23EBC·
Q reservado -
....
....
....
....
....
....
....
....
C40EBC·
I reservado -
C41 EBC·
Q reservado -
C42 EBC·
I AXCH(3) Inversa (R)
C43EBC·
Q AXCH(3) R
C44EBC·
I LAXPT (3) SAXPT (3) semilla R
C45EBC·
Q LAXPT (3) SAXPT (3) semilla R
C46EBC·
I AXCH (2) R
C47EBC·
Q AXCH (2) R
C48EBC·
I LAXPT (2) SAXPT (2) semilla R
C49EBC·
Q LAXPT (2) SAXPT (2) semilla R
C50EBC·
I AXCH (1) R
C51 EBC·
Q AXCH (1) R
C52EBC·
I LAXPT (1) SAXPT (1) semilla R
C53EBC·
Q LAXPT (1) SAXPT (1) semilla R
C54EBC·
I AXCH (O) R
Secuencia
Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C55EBC
Q AXCH (O) R
C56EBC·
I LAXPT (O) SAXPT (O) semilla R
C57EBC·
Q LAXPT (O) SAXPT (O) semilla R
C58EBC·
I INACTIVIDAD -
C59EBC·
Q INACTIVIDAD -
C60EBC·
I AUX R
C61 EBC·
Q AUX R
C62EBC·
I reservado -
C63EBC·
Q reservado -
Tabla 5b: Secuencias de códigos de expansión y códigos asignados de AMDC
Secuencia
Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
CoEBC·
I ASPT Indirecto (R)
C1EBC·
Q ASPT R
C2EBC·
I APCH R
C3EBC·
Q APCH R
C4EBC·
I OWCH R
C5 EBC·
Q OWCH R
C6EBC·
I TRCH(O) R
C7EBC·
Q TRCH(O) R
C8EBC·
I TRCH(1) R
CgEBC·
Q TRCH(1) R
C10EBC·
I TRCH(2) R
C11 EBC·
Q TRCH(2) R
C12EBC·
I TRCH(3) R
C13EBC·
Q TRCH(3) R
C14EBC·
I reservado -
C15EBC·
Q reservado -
....
....
....
....
....
....
....
....
(conti n uación)
Secuencia
Cuadratura Canal lógico o señal piloto Dirección
C44EDC·
I reservado -
C45EDC·
Q reservado -
C46EDC·
I TRCH(3) Directo (F)
C47EDC·
Q TRCH(3) F
C48EDC·
I TRCH(2) F
C49EDC·
Q TRCH(2) F
C50EDC·
I TRCH(1) F
C51 EDC·
Q TRCH(1) F
C52EDC·
I TRCH(O) F
C53EDC·
Q TRCH(O) F
C54EDC·
I OWCH F
C55EDC·
Q OWCH F
C56EDC·
I APCH F
C57EDC·
Q APCH F
C58EDC·
I INACTIVIDAD -
C59EDC·
Q INACTIVIDAD -
C60EDC·
I reservado -
C61EDC·
Q reservado -
C62EDC·
I reservado -
C63EDC·
Q reservado -
[0087] Para los códigos globales, los valores semilla para el registro de desplazamiento de 36 bits se eligen para evitar
5 el uso del mismo código, o cualquier desplazamiento cíclico del mismo código, dentro de la misma área geográfica para evitar las interferencias perjudiciales o ambigüedad. Ningún código asignado es igual a un desplazamiento cíclico de un código global.
Señales piloto
[0088] Las señales piloto se utilizan para la sincronización, la recuperación de la fase portadora y para la estimación de 10 la respuesta al impulso del canal de radio.
[0089] La RCS 104 transmite una referencia de portadora piloto de enlace directo como una secuencia de código piloto compleja para proporcionar una referencia de tiempo y fase para todas las SU 111, 112, 115, 117 Y118 en su área de servicio. El nivel de potencia de la señal piloto global (GLPT) se configura para proporcionar una cobertura adecuada en toda el área de servicio de la RCS, cuya área depende del tamaño de la célula. Con solo una señal piloto en el enlace
15 directo, la reducción de la capacidad del sistema producida por la energía de la señal piloto es insignificante.
[0090] Cada SU 111, 112, 115, 117 Y 118 transmite una referencia portadora piloto como una secuencia de códigos de expansión piloto modulada en cuadratura (de valores complejos) para proporcionar una referencia de tiempo y fase a la RCS para el enlace indirecto. La señal piloto transmitida por la SU, de una disposición de la divulgación es de 6 dB menor que la potencia del canal de tráfico del POTS de 32 kb/s. El canal piloto inverso es sometido al APC. El piloto de
20 enlace inverso asociado a una conexión particular se llama piloto asignado (ASPT). Además, hay señales piloto asociadas a los canales de acceso. Éstos se llaman pilotos de canal de acceso largos (LAXPT). Los pilotos de canal de acceso cortos (SAXPT) también están asociados a los canales de acceso y se utilizan para la adquisición de códigos de expansión y el aumento de potencia inicial.
[0091] Todas las señales piloto se forman a partir de códigos complejos, tal como se define a continuación:
GLPT ( Directo) ( Código complejo ). { Portador }
[0092] Las señales piloto complejas son desexpandidas por la multiplicación con un conjugado de códigos de expansión: ((C2E9Co) -j.(C3E9Co)}.
Por el contrario, los canales de tráfico son de la forma:
TRCHa( directo/inverso) = ((ckec.) + j.(c.ec.)}.. { (±1) + j(t1) }
{ Códigos complejos }. {símbolo de dat~
1f que forman así una constelación configurada en 4 radianes con respecto a las constelaciones de la señal piloto.
[0093] La constelación del GLPT se muestra en la Figura 3a, y la constelación de canal de tráfico TRCHo se muestra en 10 la Figura 3b.
Asignación de canales lógicos de los canales FBCH, SBCH y de tráfico
[0094] El FBCH es un canal de enlace directo global usado para difundir información dinámica sobre la disponibilidad de
servicios y los AXCH. Los mensajes se envían continuamente por este canal y cada mensaje tarda aproximadamente 1
ms. El mensaje del FBCH es de 16 bits de largo, continuamente repetido, y es alineado con la época. El FBCH tiene el 15 formato definido en la Tabla 6.
Tabla 6: formato del FBCH
Bit Definición O Semáforo O 1 Semáforo 1 2 Semáforo 2 3 Semáforo 3 4-7 Bits indicadores de servicio 8 Semáforo O 9 Semáforo 1 10 Semáforo 2 11 Semáforo 3 12-15 Bits indicadores de servicio
[0095] Para el FBCH, el bit O se transmite primero. Tal como se utiliza en la tabla 6, un semáforo corresponde a un canal de acceso (AXCH) e indica si el canal de acceso en particular está actualmente en uso (de color rojo) o no está en uso 20 (color verde). Una lógica '1' indica que el semáforo está en verde, y una lógica 'O' indica que el semáforo está en rojo.
Los valores de los bits de los semáforos pueden cambiar de octeto a octeto, y cada mensaje de 16 bits contiene distintos bits indicadores de servicio que describen los tipos de servicios que están disponibles para los AXCH.
[0096] Una disposición de la presente divulgación usa un bit indicador de servicio de la siguiente manera para indicar la disponibilidad de servicios o AXCH. Los bits indicadores de servicio {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} en su conjunto pueden ser un número binario sin signo, con el bit 4 como el MSB (bit más significativo) y el bit 15 como el LSB (bit menos significativo). Cada incremento del tipo de servicio tiene una medida nominal asociada de la capacidad requerida, yel FBCH transmite de forma continua la capacidad disponible. Esta se gradúa para tener un valor máximo equivalente al mayor incremento posible de un solo servicio. Cuando una SU requiere un nuevo servicio o un aumento en el número de portadores, compara la capacidad necesaria con la indicada por el FBCH, y luego se considera bloqueada si la capacidad no está disponible. Los canales FBCH y de tráfico están alineados con la época.
[0097] Las tramas de información de difusión lenta contienen información del sistema u otra general, que está disponible para todas las SU y las tramas de información de búsqueda contienen información sobre las solicitudes de llamada para las SU particulares. Las tramas de información de difusión lenta y las tramas de información de búsqueda son multiplexadas juntas en un solo canal lógico que forma el canal de difusión lenta (SBCH). Como se definió anteriormente, la época de código es una secuencia de 29 877 20 chips que tiene una duración de época que está en función de la velocidad de chips definida en la Tabla 7. Con el fin de facilitar el ahorro de energía, el canal se divide en N ciclos de "Reposo" y cada ciclo se subdivide en M ranuras, que son de 19 ms de largo, a excepción del ancho de banda de 10,5 Mhz que tiene ranuras de 18 ms.
Tabla 7: Diseño del formato del canal SBCH
Ancho de banda (MHz)
Velocidad de código de expansión (MHz) Longitud de época (ms) Ciclos/Época N Longitud del ciclo (ms) Ranuras/Ciclo M Longitud de ranura (ms)
7,0
5,824 5130 5 1026 54 19
10,0
8,320 3591 3 1197 63 19
10,5
8,512 3510 3 1170 65 18
14,0
11,648 2565 3 855 45 19
15,0
12,480 2394 2 1197 63 19
[0098] La ranura # 1 del ciclo de reposo se utiliza siempre para la información de difusión lenta. Las ranuras # 2 a # M-1 se usan para grupos de búsqueda a menos que se introduzca información de difusión lenta extendida. El patrón de ciclos y ranuras en una disposición de la presente divulgación funciona continuamente a 16 kb/s.
[0099] Dentro de cada ciclo de reposo la SU enciende el receptor y vuelve a adquirir el código piloto. A continuación, logra el acople con la portadora con una precisión suficiente para obtener una demodulación y decodificación Viterbi satisfactorias. El tiempo de estabilización para lograr el acople con la portadora puede ser de hasta 3 ranuras de duración. Por ejemplo, una SU asignada a la ranura # 7 enciende el receptor en el inicio de la ranura # 4. Después de haber comprobado su la ranura, la SU o bien ha reconocido su dirección de localización e inició una solicitud de acceso,
o no reconoce su dirección de localización en cuyo caso se vuelve al modo de reposo. La Tabla 8 muestra los ciclos de trabajo de los diferentes anchos de banda, asumiendo una duración del despertar de 3 ranuras.
Tabla 8: Ahorro de energía con ciclos de reposo 5
Ancho de banda (MHz)
Ranuras/Ciclo Ciclo de trabajo
7.0
54 7.4%
10.0
63 6.3%
105
65 6.2%
14.0
45 8.9%
15.0
63 6.3%
Rastreo del código de expansión y Detección AMF en canales de trayectoria múltiple
Rastreo del código de expansión
[0100] Se describen tres métodos de rastreo del código de expansión de AMDC en entornos de desvanecimiento de trayectoria múltiple que rastrean la fase del código de una señal de espectro expandido de trayectoria múltiple recibida. El primero es el circuito de rastreo de la técnica anterior que simplemente rastrea la fase del código de expansión con el valor más alto de la señal de salida del detector, el segundo es un circuito de rastreo que rastrea el valor medio de la fase del código del grupo de señales de trayectoria múltiple, y el tercero es el circuito de rastreo del baricentro que rastrea la fase del código de una media optimizada de la regla del minimo cuadrado medio ponderado de los componentes de la señal de trayectoria múltiple. A continuación se describen los algoritmos por los que se rastrea la fase del código de expansión de la señal de AMDC recibida.
[0101] Un circuito de rastreo tiene características de funcionamiento que revelan la relación entre el error de temporización y el voltaje de control que acciona un Oscilador controlado por voltaje (VCO) de un circuito de rastreo de la fase del código de expansión. Cuando hay un error de temporización positivo, el circuito de rastreo genera un voltaje de control negativo para compensar el error de temporización. Cuando hay un error de temporización negativo, el circuito de rastreo genera un voltaje de control positivo para compensar el error de temporización. Cuando el circuito de rastreo genera un valor cero, este valor corresponde a la alineación perfecta de tiempo llamada el "punto de cierre'. La Figura 3 muestra el circuito básico de rastreo. La señal recibida r(t) se aplica al filtro adaptado 301, que correlaciona r(t) con una secuencia de códigos local c(t) generada por el Generador de códigos 303. La señal de salida del filtro adaptado x(t) es muestreada en el muestreador 302 para producir muestras x[nT] y x[nT + T/2]. Las muestras x[nT] y x[nT + T/2] se utilizan por un circuito de rastreo 304 para determinar si la fase del código de expansión c(t) del generador de códigos 303 es correcta. El circuito de rastreo 304 produce una señal de error e(t) como una entrada para el generador de códigos 303. El generador de códigos 303 usa esta señal e(t) como una señal de entrada para ajustar la fase del código que genera.
[0102] En un sistema de AMDC, la señal transmitida por el usuario de referencia es escrita en la representación de paso bajo como
...
s(t) = LC~PT':(/-k~) (7) "'..
donde Ck representa los coeficientes del código de expansión, PTc(t) representa la forma de ondas de chip del código de expansión, y Te es la duración del chip. Suponiendo que el usuario de referencia no está transmitiendo los datos de manera que sólo el código de expansión modula el portador. Con referencia a la Figura 3c, la señal recibida es
M
r(/) = ¿a,.s\t-t";) (8)
~I
[0103] Aquí, a¡ se debe al efecto de desvanecimiento del canal de trayectoria múltiple en la trayectoria iésima y "ti, es el retardo de tiempo aleatorio asociado a la misma trayectoria. El receptor pasa la señal recibida por un filtro adaptado, que se aplica como un receptor de correlación y se describe abajo. Esta operación se hace en dos pasos: primero la señal es pasada por un filtro adaptado de chips y muestreada para recuperar los valores de chip del código de expansión, entonces esta secuencia de chips se correlaciona con la secuencia de códigos generada localmente.
[0104] La Figura 3c muestra el filtro adaptado de chips 301, adaptado a la forma de ondas del chip PTc(t) y al muestreador 302. Idealmente, la señal x(t) en el terminal de salida del filtro adaptado de chips es
J.I ..
x(t) =¿: La,C,tg(I-'C¡ -k7;) (9)
,..kt__
donde
g(t) = PTc(t)*bR(t) (10)
Aquí, hR(t) es la respuesta de impulso del filtro acoplado de chips y '*' denota convolución. El orden de las sumas puede reescribirse como
x(t)= Lct f(t-k7;) (ll)
t=_
donde
M
1(/) =LQ,g(t -'f,) (12)
¡..\
[0105] En el canal de trayectoria múltiple descrito arriba, el muestreador muestrea la señal de salida del filtro adaptado para producir x(nT) en los puntos de nivel de potencia máximo de g(t). En la práctica sin embargo la forma de ondas g(t) está muy distorsionada debido al efecto de la recepción de la señal de trayectoria múltiple y no se dispone de una alineación perfecta del tiempo de las señales.
[0106] Cuando la distorsión de la trayectoria múltiple en el canal es insignificante y se dispone de una estimación perfecta del tiempo, es decir, a1=1, <1=0, Y a¡ = O, i=2,... ,M, la señal recibida es r(t) = s(t). Entonces, con este modelo ideal de canal, la salida del filtro adaptado de chips pasa a ser
•
x(t)= ¿c.g{t-k7;) (13)
i=
[0107] Sin embargo, cuando hay un desvanecimiento de la trayectoria múltiple, la forma de onda del valor de chip del código de expansión recibido se distorsiona y tiene un número de máximos locales que pueden cambiar de un intervalo de muestreo a otro dependiendo de las características del canal.
[0108] Para canales con desvanecimiento de la trayectoria múltiple con características de canal que cambian rápidamente, no es factible tratar de situar el máximo de la forma de onda t(t) en cada intervalo de período de chip. En vez de eso, se puede obtener una referencia de tiempo a partir de las características de t(t) que posiblemente no cambien tan rápidamente. Se describen tres métodos de rastreo en base a las distintas características de t(t).
Método de rastreo del código de expansión de la técnica anterior:
[0109] Los métodos de rastreo de la técnica anterior incluyen un circuito de rastreo de códigos en el que el receptor intenta determinar el momento en el que se produce el valor máximo de salida del filtro adaptado de la forma de onda de chip y muestrea la señal de acuerdo con éste. Sin embargo, en los canales con desvanecimiento de la trayectoria múltiple, la forma de ondas del código desexpandido del receptor puede tener varios máximos locales, especialmente en un entorno móvil. En lo sucesivo, f(t) representa la forma de ondas de la señal recibida del chip del código de expansión convuelto con la respuesta de impulso de canal. La característica de respuesta de frecuencia de t(t) y el máximo de esta característica pueden cambiar más bien rápidamente haciendo impracticable rastrear el máximo de t(t).
[0110] Se define < como el tiempo estimado que el circuito de rastreo calcula durante un intervalo de muestreo particular. Asimismo define la siguiente función de error
(14)
e ={I/(/)d/,
,,*,-,1>8}
8=0
Los circuitos de rastreo de la técnica anterior calculan un valor de la señal de entrada que minimiza el error E. Se puede escribir
------------------------------------_._----_.---------_
mins= l-m;sx r+4ff(t)dt (15)
r-l
[0111] Suponiendo que f(r) tiene una forma lisa en los valores dados, el valor de, para el que f(,) es máximo minimiza el error E, así que el circuito de rastreo rastrea el punto máximo de f(t).
Método de rastreo del valor ponderado de la mediana:
[0112] El método de rastreo de la mediana ponderada de una disposición de la presente divulgación minimiza el error ponderado absoluto, definido como
s= .r:Jt-~{t)dt (16)
[0113] Este método de rastreo calcula el valor de la 'mediana' de la señal de f(t) reuniendo información de todas las trayectorias, donde f(r) es como en la ecuación 12. En un entorno de desvanecimiento de trayectoria múltiple, la forma de onda f(t) puede tener múltiples máximos locales, pero sólo una mediana.
[0114] Para minimizar E, se toma el derivado de la ecuación (16) con respecto a , y el resultado es igualado a cero, lo que da
f.f{t)dt =rf(t)dt (17)
[0115] El valor de , que satisface (17) es llamado la 'mediana' de f(t). Por lo tanto, el Método de rastreo de la mediana de la presente disposición rastrea la mediana de f(t). La Figura 4 muestra una aplicación del circuito de rastreo basado en minimizar el error ponderado absoluto definido arriba. La señal x(t) y su versión desviada en medio chip x(t+ T/2) se muestrean por el AJO 401 a una velocidad 1fT. La ecuación siguiente determina la característica operadora del circuito de la Figura 4:
2L
e(f")= l:l/(t'-nTI2)I-V(f"+nTI2)1 (18)
_1
[0116] El rastreo de la mediana de un grupo de señales de trayectoria múltiple mantiene la energía recibida de los componentes de la señal de trayectoria múltiple sustancialmente iguales en los lados anterior y posterior del punto de la mediana de la fase Cn del código de expansión correcto generado localmente. El circuito de rastreo consiste en un AJO 401 que muestrea una señal de entrada x(t) para formar las muestras con una desviación de medio chip. Las muestras con una desviación de medio chip son agrupadas alternativamente en muestras pares llamadas conjunto anterior de muestras x(nT +,) y muestras impares llamadas conjunto posterior de muestras x(nT + (T/2) + ,). El primer filtro adaptativo adaptado 402 de bancos de correlación multiplica cada muestra anterior expandiendo las fases del código c(n+1), c(n+2),... , c(n+L), donde L es pequeña comparada con la longitud del código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre la señal de trayectoria múltiple anterior y posterior. La salida de cada correlacionador es aplicada a un primer banco de suma y volcado 404 respectivo. Las magnitudes de los valores de salida de las L señales de suma y volcado son calculadas en el calculador 406 y entonces sumadas en el sumador 408 para dar un valor de salida proporcional a la energía de la señal en las señales de trayectoria múltiple anteriores. Oe forma similar, un segundo filtro adaptativo adaptado 403 de bancos de correlación opera en las muestras posteriores, utilizando las fases de código c(n-1), c(n-2), ... , c(n-L), y cada señal de salida es aplicada a un respectivo circuito de suma y volcado en un integrador
405. Las magnitudes de las L señales de salida de suma y volcado son calculadas en el calculador 407 y entonces sumadas en el sumador 409 para dar un valor para la energía de la señal de trayectoria múltiple posterior. Por último el restador 410 calcula la diferencia y produce la señal de error E(t) de los valores de energía de las señales anterior y última.
[0117] El circuito de rastreo ajusta por medio de la señal de error E(,) las fases de código c(t) generadas localmente para hacer que la diferencia entre los valores anteriores y posteriores tiendan a O.
Método de rastreo del baricentro
[0118] El circuito de rastreo del código de expansión óptimo de una disposición de la presente invención recibe el nombre de circuito de rastreo de la media cuadrática ponderada (o del baricentro). Definiendo -r para designar la estimación del tiempo durante el cual el circuito de rastreo calcula, basado en alguna característica de {(tJ, el baricentro, el circuito de rastreo minimiza el error de la media cuadrática ponderada definido como
8 = I:~-~zf(i)dl (19)
[0119] Esta función dentro de la integral tiene una forma cuadrática, que tiene un mínimo único. El valor de -r que minimiza ¡; puede hallarse tomando la derivada de la ecuación anterior con respecto a -r e igualando a cero, lo que da
L(-2t +2t-)f(t)dJ =O (20)
Por lo tanto, el valor de -r que satisface la ecuación (21)
r-!rpJ_tf(t}dt=O (21)
es la estimación de tiempo que el circuito de rastreo calcula, donde (l, es un valor constante.
[0120] En base a estas observaciones, en la Figura 5a se muestra una forma de realización de un circuito de rastreo ilustrativo que minimiza el error cuadrado ponderado. La siguiente ecuación determina la señal de error ¡;(-r) del circuito de rastreo del baricentro.
lL
s(r) =:Ln(lI(r-nT 12)I-V(r+nT 12)1]= O (22)
_1
El valor que satisface ¡;(-r) =0 es la estimación perfecta del tiempo.
[0121] La energía de la señal de trayectoria múltiple anterior y posterior en cada lado del punto del baricentro son iguales. El circuito de rastreo del baricentro mostrado en la Figura 5a consiste en un corvertidor AJO 501 que muestrea una señal de salida x(t) para formar las muestras con una desviación de medio chip. Las muestras con una desviación de medio chip son agrupadas alternativamente como un conjunto anterior de muestras x(nT +-r) y muestras impares y un conjunto posterior de muestras x(nT +(T/2)+ -r). El primer filtro adaptativo adaptado 502 de bancos de correlación multiplica cada muestra anterior y cada muestra posterior por las fases del código de expansión positivos c(n+1), c(n+2), ... , c(n+L), donde L es pequeña comparada con la longitud del código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre la señal de trayectoria múltiple anterior y posterior. La señal de salida de cada correlacionador es aplicada a uno de los respectivos circuitos de suma y volcado del primer banco de suma y volcado 504. El valor de la magnitud de cada circuito de suma y volcado del banco de suma y volcado 504 es calculado por el respectivo calculador en el banco del calculador 506 y aplicado a un amplificador de ponderación correspondiente del primer banco de ponderación 508. La señal de salida de cada amplificador de ponderación representa la energía de la señal ponderada en una señal de componente de trayectoria múltiple.
[0122] Los valores de la energía de la señal de trayectoria múltiple anterior ponderada son sumados en el sumador de muestras 510 para dar un valor de salida proporcional a la energía de la señal en el grupo de señales de trayectoria múltiple que corresponde a las fases de código positivas que son las las señales de trayectoria múltiple anteriores. De forma similar, un segundo filtro adaptativo adaptado 503 de bancos de correlación opera en las muestras anterior y posterior utilizando las fases de códigos de expansión negativas c(n-1), c(n-2), ... , c(n-L), y cada señal de salida es aplicada a un respectivo circuito de suma y volcado de un integrador separado 505. El valor de la magnitud de las L señales de suma y volcado es calculado por el respectivo calculador del banco del calculador 507 y luego ponderado en el banco de ponderación 509. Los valores de la energía de la señal de trayectoria múltiple posterior ponderada son sumados en el sumador de muestras 511 para dar un valor de energía para el grupo de señales de trayectoria múltiple que corresponde a las fases de código negativas que son las las señales de trayectoria múltiple posteriores. Por último, el sumador 512 calcula la diferencia de los valores de la energía de la señal anterior y posterior para producir el valor de la muestra de error ¡;(-r).
[0123] El circuito de rastreo de la Figura 5a produce la señal de error E(r) que se usa para ajustar la fase del código c(nt) generado localmente para mantener la energia media ponderada igual en los grupos de señales de trayectoria múltiple anteriores y posteriores. La disposición mostrada usa los valores de ponderación que aumenta según aumenta la distancia desde el baricentro. La energia de la señal en las señales de trayectoria múltiples anteriores y posteriores es probablemente menor que los valores de las señales de trayectoria múltiple cerca del baricentro. Por consiguiente, la diferencia calculada por el sumador 510 es más sensible a las variaciones en el retardo de las señales de trayectoria múltiple anteriores y posteriores.
Detector cuadrático para el rastreo
[0124] En la nueva disposición del método de rastreo, el circuito de rastreo ajusta la fase de muestreo para que sea "óptima" y robusta para una trayectoria múltiple. Supongamos que f(t) representa la forma de onda de la señal recibida como en la ecuación 12 arriba. El método particular de optimización comienza con un bucle cerrado de retardo con una señal de error E(r) que acciona el bucle. La función E(r) debe tener sólo cero en T=TO donde TO es óptimo. La forma óptima para E(T) tiene la forma canónica:
CII
E(r) = 1w (t, 't) If(t) 1:Z dt (23)
-
CII
donde w(t, T) es una función de ponderación que relaciona f(t) al error E(T), y la relación indicada por la ecuación (24) también confirma
CII
E('t+to) = 1w (1, 't+to) Iftt) Pdt (24)
[0125] De la ecuación (24) se deduce que w(t, T) equivale a W(t-T). Teniendo en cuenta la pendiente M de la señal de error alrededor de un punto de cierre TO:
=. IID w'(t-to) g(t) dt (25)
-
ID
donde w'(t, T) es el derivado de w(t, T) con respecto a T, y g(t) es el promedio de If(t)¡2.
[0126] El error E(T) tiene una parte determinista y una parte de ruido. Suponiendo que z es el componente de ruido en E(T), entonces Izl2 es la potencia de ruido media en la función de error E(T). Por consiguiente, el circuito de rastreo óptimo maximiza la relación
(26)
[0127] A continuación se describe la aplicación del Detector cuadrático. El valor de error distinto e de una señal de error E(T) se genera realizando la operación
e=lBy (27)
donde el vector y representa los componentes de la señal recibida yi, i= O, 1,... L-1, como se muestra en la Figura 5b. La matriz B es una matriz L por L y los elementos se determinan calculando los valores de tal manera que la relación F de la ecuación (26) se maximice.
[0128] El Detector cuadrático descrito arriba puede ser utilizado para aplicar el sistema de rastreo del baricentro descrito arriba con referencia a la Figura 5a. Para esta aplicación, el vector y es la seña de salida de los circuitos de suma y volcado.
504: y={f(t-LT), f(T-LT + T/2) , f(T(L-1 )T), ••• f(T), f(T+T/2) , f(T+T), ••• f(T+LT)} Yla matriz B se indica en la tabla 9.
--_......_--_.........-... ..........
Tabla 9 Matriz B para la forma cuadrática del Sistema de rastreo del baricentro
L
O O O O O O O O O O
O
L-1/2
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
L-1
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
1/2
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
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-1/2
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...
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-L+1
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O
-L+1/2
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O
O
O
O
-L
Determinación del Valor Mínimo de L necesario:
[0129] El valor de L en la sección anterior determina el número mínimo de correlacionadores y elementos de suma y volcado. L se escoge lo más pequeño posible sin comprometer la funcionalidad del circuito de rastreo.
[0130] La característica de trayectoria múltiple del canal es tal que la forma de onda de chip recibida f(t) se expande en QTc segundos, o los componentes de trayectoria múltiple ocupan un período de Q chips de duración. El valor de L escogido es L = Q. Q se halla midiendo las características particulares del canal de transmisión por RF para determinar el retardo de propagación de la señal de componente de trayectoria múltiple anterior y posterior. QT e es la diferencia entre el primer y el último tiempo de llegada del componente de trayectoria múltiple en un receptor.
Correlador vectorial adaptativo
[0131] Una disposición de la presente divulgación utiliza un correlacionador vectorial adaptativo (AVC) para estimar la respuesta de impulso de canal y para obtener un valor de referencia para combinar coherentemente los componentes de señal de trayectoria múltiple recibidos. La disposición descrita emplea una serie de correlacionadores para estimar la respuesta del canal complejo que afecta a cada componente de trayectoria múltiple. El receptor compensa la respuesta de canal y combina coherentemente los componentes de la señal de trayectoria múltiple recibidos. A este procedimiento se le conoce como combinación de la relación máxima.
[0132] Haciendo referencia a la Figura 6, la señal de entrada x(t) al sistema incluye ruido de interferencia de otros canales de mensaje, señales de trayectoria múltiple de los canales de mensaje, ruido térmico y señales de trayectoria múltiple de la señal piloto. La señal es proporcionada al AVe 601 que, en la disposición ilustrativa, incluye un medio de desexpansión 602, medios de estimación del canal para estimar la respuesta de canal 604, medios de corrección para corregir una señal en cuanto a los efectos de la respuesta de canal 603, y el sumador 605. El medio de desexpansión de AVe 602 se compone de múltiples correlacionado res de códigos, donde cada correlacionador utiliza una fase diferente del código piloto c(t) proporcionado por el generador de códigos piloto 608. La señal de salida de este medio de desexpansión corresponde a un nivel de potencia de ruido si el código piloto local del medio de desexpansión no está en fase con la señal de código de entrada. Alternativamente, ésta corresponde a un nivel de potencia de señal piloto recibida más el nivel de potencia de ruido si las fases del código piloto de entrada y el código piloto generado localmente son el mismo. Las señales de salida de los correlacionadores del medio de desexpansión son corregidos en cuanto a la respuesta del canal por el medio de corrección 603 y se aplica al sumador 605 que reúne toda la potencia de la señal piloto de trayectoria múltiple. El medio de estimación de la respuesta de canal 604 recibe la señal piloto combinada y las señales de salida del medio de desexpansión 602, y proporciona una señal de estimación de respuesta de canal, w(t) al medio de corrección 603 del AVC, y la señal estimada w(t) está también disponible para el filtro adaptativo adaptado (AMF) descrito abajo. La señal de salida del medio de desexpansión 602 también se proporciona al medio de decisión de adquisición 606 que decide, en base a un algoritmo particular como una prueba secuencial de la relación de probabilidad (SPRT), si los niveles de salida presentes de los circuitos de desexpansión corresponden a la
sincronización del código localmente generado para la fase de código de entrada deseada. Si el detector no encuentra sincronización, entonces los medios de decisión de adquisición envían una señal de control a(t) al generador de códigos piloto 608 para desplazar su fase en uno o más períodos de chip. Cuando se encuentra la sincronización, el medio de decisión de adquisición informa al circuito de rastreo 607, que logra y mantiene una sincronización cercana entre las secuencias de cógigos generados localmente y recibidos.
[0133] En la Figura 7 se muestra una aplicación ilustrativa del AVC Piloto utilizada para desexpandir el código de expansión. La disposición descrita asume que la señal de entrada x(t) ha sido muestreada con un período de muestreo T para formar las muestras x(nT +t), y está compuesta de ruido de interferencia de otros canales de mensaje, señales de trayectoria múltiple de canales de mensaje, ruido térmico y señales de trayectoria múltiple del código piloto. La señal x(nT +'t) se aplica a L correlacionadores, donde L es el número de fases de código sobre el que existe la incertidumbre dentro de las señales de trayectoria múltiple. Cada correlacionador 701, 702, 703 comprende un multiplicador 704, 705, 706, que multiplica la señal de entrada con una fase particular de la señal de código de expansión piloto c«n+i)T), y circuitos de suma y volcado 708, 709, 710. La señal de salida de cada multiplicador 704, 705, 706 se aplica a un respectivo circuito de suma y volcado 708, 709, 710 para realizar una integración distinta. Antes de sumar la energía de la señal contenida en las salidas de los correlacionadores, el AVC compensa la respuesta de canal y la rotación de la fase de la portadora de las diferentes señales de trayectoria múltiple. Cada salida de cada suma y volcado 708, 709, 710 se multiplica con un corrector de fase de desrotación [conjugado complejo de ep(nT)] a partir del bucle de cierre de fase digital (DPLL) 721 por el respectivo multiplicador 714, 715, 716 para representar el desplazamiento de fase y frecuencia de la señal portadora. El AMF del Rake piloto calcula los factores de ponderación wk, k=1, ... , L, para cada señal de trayectoria múltiple haciendo pasar la salida de cada multiplicador 714, 715, 716 por un filtro de paso bajo (LPF) 711, 712, 713. Cada señal de trayectoria múltiple desexpandida es multiplicada por su correspondiente factor de ponderación en un respectivo multiplicador 717,718,719. Las señales de salida de los multiplicadores 717,718,719 son sumadas en un sumador principal 720, y la señal de salida p(nT) del acumulador 720 consiste en las señales piloto de trayectoria múltiple desexpandida combinadas en ruido. La señal de salida p(nT) también es introducida en el DPLL 721 para producir la señal de error ep(nT) para rastrear la fase de la portadora.
[0134] Las Figuras 8a y 8b muestran disposiciones alaternativas del AVC que puede ser utilizado para la detección y para la combinación de componentes de la señal de trayectoria múltiple. Los AVC de las señales de mensaje de las Figuras 8a y 8b utilizan los factores de ponderación producidos por el AVC Piloto para corregir las señales de trayectoria múltiple con los datos de mensaje. La señal del código de expansión, c(nT) es el código de expansión que extiende la secuencia utilizada por un canal de mensaje particular y es sincrónica con la señal del código de expansión piloto. El valor L es el número de correlacionadores en el circuito de AVC.
[0135] El circuito de la Figura 8a calcula la decisión variable Z que es dada por
N N
Z = WtL%(iT+r)c(iT)+WzL%(iT+r)c{(; +l)T)
1=1 '00)
(28)
donde N es el número de chips en la ventana de correlación. Equivalentemente, la estadística de decisión es dada por
L L
Z =x(T+ r)~w)c(i1) +%(2T + r)L W c((i + 1)7)
'a) , ..) )
L
+••• +x(NT+r)¿w c(i+N)r) (29)
1=1 N
N L
=¿%(kT-r)Lw c(i+k-l)T)
ta) ' .. 1 t
[0136] En la Figura 8b se muestra la aplicación alternativa que resulta de la ecuación (29).
[0137] Haciendo referencia a la Figura 8a, la señal de entrada x(t) es muestreada para formar x(nT +'t), y está compuesta de ruido de interferencia de otros canales de mensaje, señales de trayectoria múltiple de canales de mensaje, ruido térmico y señales de trayectoria múltiple del código piloto. La señal x(nT +'t) se aplica a los L correlacionadores, donde L es el número de fases de código sobre el que existe la incertidumbre dentro de las señales de trayectoria múltiple. Cada correlacionador 801, 802, 803 comprende un multiplicador 804, 805, 806, que multiplica la
señal de entrada por una fase particular de la señal de código de expansión del canal piloto y un respectivo circuito de suma y volcado 808, 809, 810. La señal de salida de cada multiplicador 804,805,806 se aplica a un respectivo circuito de suma y volcado 808, 809, 810 que realiza una integración distinta. Antes de sumar la energía de señal contenida en las señales de salida de los correlacionadores, el AVC compensa las señales de trayectoria múltiple diferentes. Cada señal de trayectoria múltiple desexpandida y su correspondiente factor de ponderación, que se obtiene del factor de ponderación de trayectoria múltiple correspondiente del AVC piloto son multiplicados en un respectivo multiplicador 817, 818, 819. Las señales de salida de los multiplicadores 817, 818, 819 son sumadas en un sumador principal 820, y la señal de salida z(nT) del acumulador 820 consiste en los niveles muestreados de una señal de mensaje de desexpansión en ruido.
[0138] La disposición alternativa de la divulgación incluye una nueva aplicación del circuito de desexpansión del AVC para los canales de mensaje que realiza la suma y volcado para cada componente de señal de trayectoria múltiple simultáneamente. La ventaja de este circuito es que sólo se necesita un circuito de suma y volcado y un sumador. Haciendo referencia a la Figura 8b, el generador de secuencias de códigos de mensaje 830 proporciona una secuencia de códigos de mensaje al registro de desplazamiento 831 de longitud L. La señal de salida de cada registro 832, 833, 834,835 del registro de desplazamiento 831 corresponde a la secuencia de códigos de mensaje desplazada en fase por un chip. El valor de salida de cada registro 832, 833, 834, 835 es multiplicado en los multiplicadores 836, 837, 838, 839 con el correspondiente factor de ponderación Wk, k=1,.,. L obtenido del AVC Piloto. Las señales de salida de los L multiplicadores 836,837,838,839 son sumados por el circuito sumador 840. La señal de salida del circuito sumador y la señal de entrada del receptor x(nT +,) se multiplican entonces en el multiplicador 841 y se integran mediante el circuito de suma y volcado 842 para producir una señal de mensaje z(nT).
[0139] En la Figura 8c se muestra una tercera disposición del correlacionador vectorial adaptativo. La disposición mostrada utiliza la estadística del mínimo cuadrado (LMS) para aplicar el correlacionador vectorial y determina los factores de desrotación para cada componente de trayectoria múltiple a partir de la señal de trayectoria múltiple recibida. El AVC de la Figura 8c es similar a la aplicación ilustrativa del AVC Piloto utilizado para desexpandir el código de expansión piloto mostrado en la Figura 7. El bucle cerrado de fase digital 721 es reemplazado por el bucle cerrado de fase 850 teniendo un oscilador controlado por voltaje 851, un filtro de bucle 852, un limitador 853 y un separador de componentes imaginario 854. La diferencia entre la señal de salida desexpandida corregida dos y una señal de salida desexpandida ideal es proporcionada por el sumador 855, y la señal de diferencia es un valor de error desexpandido ide que es utilizado además por los circuitos de des rotación para compensar los errores en los factores de desrotación.
[0140] En un entorno de señales de trayectoria múltiple, la energía de señal de un símbolo transmitido es expandida por los componentes de la señal de trayectoria múltiple. La ventaja de la adición de la señal de trayectoria múltiple es que una parte sustancial de energía de señal es recuperada en una señal de salida desde el AVC. Por consiguiente, un circuito de detección tiene una señal de entrada del AVC con una relación mayor de señal a ruido (SNR), y así puede detectar la presencia de un símbolo con una relación de error a bit más baja (SER). Además, la medición de la salida del AVC es una indicación buena de la potencia de transmisión del transmisor y una buena medida del ruido de interferencia del sistema.
Filtro adaptativo adaptado
[0141] Una disposición de la presente divulgación incluye un Filtro adaptativo adaptado (AMF) para combinar óptimamente los componentes de la señal de trayectoria múltiple en una señal recibida de mensaje de espectro expandido. El AMF es una línea de retardo conectada que mantiene los valores desplazados de la señal de mensaje muestreada y los combina después de corregirlos para la respuesta de canal. La corrección para la respuesta de canal se hace utilizando la estimación de respuesta de canal calculada en el AVC que opera en la señal de secuencia piloto. La señal de salida del AMF es la combinación de los componentes de trayectoria múltiple que son sumados para dar un valor máximo. Esta combinación corrige la distorsión de la recepción de la señal de trayectoria múltiple. Los distintos circuitos de desexpansión de mensajes operan en esta señal combinada de componentes de trayectoria múltiple AMF.
[0142] La Figura 8d muestra una disposición ilustrativa del AMF. La señal muestreada del convertidor AJD 870 es aplicada a la línea de retardo de L etapas 872. Cada etapa de esta línea de retardo 872 mantiene la señal correspondiente a un componente de señal de trayectoria múltiple diferente. La corrección para la respuesta de canal es aplicada a cada componente de señal retardado multiplicando el componente en el respectivo multiplicador del banco de multiplicadores 874 con el respectivo factor de ponderación W1, W2, ... , WL del AVC correspondiente al componente de señal retardado. Todos los componentes de señal ponderados son sumados en el sumador 876 para dar la señal de componente de trayectoria múltiple y(t).
[0143] La señal de componente de trayectoria múltiple combinada y(t) no incluye la corrección debido a la desviación de fase y frecuencia de la señal portadora. La corrección de la desviación de fase y frecuencia de la señal portadora se hace para y(t) multiplicando y(t) con la fase de portadora y corrección de frecuencia (corrrector de fase de desrotación) en el multiplicador 878. La corrección de fase y frecuencia es producida por el AVC como se ha descrito anteriormente. La Figura 8d muestra cómo se aplica la corrección antes de los circuitos de desexpansión 880, aunque las disposiciones alternativas de la divulgación pueden aplicar la corrección después de los circuitos de desexpansiÓn.
Método para reducir el tiempo de readquisición con localización virtual
[0144] Una consecuencia de determinar la diferencia en la fase de código entre la secuencia de códigos piloto generada localmente y una secuencia de códigos de expansión recibida es que se puede calcular un valor aproximado para la distancia entre la estación base y una unidad de abonado. Si la SU tiene una posición relativamente fija con respecto a la RCS de la estación base, la incertidumbre de la fase de código de expansión recibida se reduce para las tentativas posteriores en la readquisición por parte de la SU o la RCS. El tiempo necesario para que la estación base adquiera la señal de acceso de una SU que se ha "descolgado" contribuye al retardo entre el descolgado de la SU y la recepción de un tono de marcado desde la PSTN. Para sistemas que requieren un retardo corto, como de 150 ms para la señal de marcado después de detectar que se ha descolgado, es deseable un método que reduzca el tiempo de adquisición y de establecimiento del canal portador. Una disposición de la presente divulgación utiliza este método de reducir la readquisición utilizando localización virtual.
[0145] La RCS adquiere la señal de AMDC de la SU buscando sólo aquellas fases de código recibidas correspondientes al retardo de propagación más grande del sistema particular. Es decir, la RCS asume que todas las SU están a una distancia fija predeterminada de la RCS. La primera vez que la SU establece un canal con la RCS, el patrón de búsqueda normal es realizado por la RCS para adquirir el canal de acceso. El método normal comienza buscando las fases de código que corresponden al retardo más largo posible y ajusta gradualmente la búsqueda a las fases de código con el retardo más corto posible. Sin embargo, después de la adquisición inicial, la SU puede calcular el retardo entre la RCS y la SU midiendo la diferencia de tiempo entre enviar un mensaje de acceso corto a la RCS y recibir un mensaje de reconocimiento, y utilizando el canal Piloto Global recibido como una referencia de tiempo. La SU también puede recibir el valor de retardo al haber calculado la RCS la diferencia de retardo en el viaje de ida y vuelta a partir de la diferencia de fase de código entre el código de Piloto Global generado en la RCS y la secuencia piloto asignada recibida desde la SU, y entonces enviando a la SU el valor en un canal de control predeterminado. Una vez que la SU conoce el retardo del viaje de ida y vuelta, la SU puede ajustar la fase de código del piloto asignado generado localmente y las secuencias de códigos de expansión sumando el retardo necesario para hacer que a la RCS le parezca que la SU está a la distancia fija predeterminada de la RCS. Aunque el método se explica para el retardo más grande, se puede usar un retardo correspondiente a cualquier localización predeterminada en el sistema.
[0146] Una segunda ventaja del método de reducir la readquisición mediante localización virtual es que se puede conseguir una conservación del uso de la potencia de la SU. Obsérvese que una SU que esté "desactivada" o en un modo de reposo debe comenzar el proceso de adquisición de canal de portador con un nivel de potencia de transmisión bajo e ir subiendo la potencia hasta que la RCS pueda recibir su señal para minimizar la interferencia con otros usuarios. Como el tiempo de readquisición posterior es más corto, y dado que la localización de las SU es relativamente fija en relación con la RCS, la SU puede subir la potencia de transmisión más rápidamente porque la SU esperará un período más corto antes de aumentar la potencia de transmisión. La SU espera un período más corto porque sabe, dentro de un intervalo de error pequeño, cuándo debe recibir una respuesta de la RCS si la RCS ha adquirido la señal de la SU.
El Sistema de comunicación de espectro expandido
Estación de ondas portadoras de radio (RCS)
[0147] La Estación de radio portadora (RCS) de la presente divulgación actúa como una interfaz central entre la SU y el elemento de red de control de procesamiento remoto, tal como una unidad de distribución de radio (RDU). La interfaz de la RDU de la presente disposición sigue la norma G.704 Y una interfaz según una versión modificada de DECT V5.1 , aunque en la presente divulgación se puede soportar cualquier interfaz que pueda conmutar el control de llamadas y los canales de tráfico. La RCS recibe los canales de información de la RDU, incluidos los datos de control de llamadas y datos del canal de tráfico tales como, aunque no exclusivamente, ADPCM a 32 kb/s, PCM a 64 kb/s y RDSI, así como los datos de configuración del sistema y de mantenimiento. La RCS también termina los canales portadores de la interfaz de radio AMDC con las SU, cuyos canales incluyen tanto los datos de control como los datos del canal de tráfico. En respuesta a los datos de control de llamadas de ya sea la RDU o una SU, la RCS asigna canales de tráfico a los canales portadores en el enlace de comunicación de RF y establece una conexión de comunicación entre la SU y la red telefónica a través de una RDU.
[0148] Como se muestra en la Figura 9, la RCS recibe los datos de control de llamadas y de información de mensajes en los MUX 905, 906 Y 907 a través de las líneas de interfaz 901, 902 Y 903. Aunque se muestra el formato E1, se pueden soportar otros formatos de telecomunicaciones similares de la misma manera que se describe a continuación. Los MUX que se muestran en la Figura 9 se pueden implementar utilizando circuitos similares a los mostrados en la Figura 10. El MUX que se muestra en la Figura 10 incluye un generador de señales 1001 del reloj del sistema que consiste en osciladores de acople de fase (no mostrados) que generan señales de reloj para la autopista de datos 1002 de PCM de la línea (que forma parte de la autopista de datos 910 de PCM), y el bus de alta velocidad (HSB) 970; yel controlador MUX 1010 que sincroniza el reloj del sistema del 1001 al interfaz de línea 1004. Se contempla que los osciladores de acople de fase puedan proporcionar señales de temporización para la RCS en ausencia de sincronización a una línea. La interfaz 1011 de línea de MUX separa los datos de control de llamadas de los datos de informaciónl de mensaje. En referencia a la Figura 9, cada MUX ofrece una conexión con el controlador de acceso Inalámbrico 0NAC) 920 a través de la autopista de datos 910 de PCM. El controlador MUX 1010 también controla la presencia de diferentes tonos presentes en la señal de información por medio del detector de tonos 1030.
[0149] Además, el controlador MUX 1010 proporciona la red del canal O de ROSI que señaliza localmente a la ROU. La interfaz de línea 1011 del MUX 1011, tal como un FALC 54, incluye una interfaz E1 1012, que consta de un par de conexiones de transmisión (no mostradas) y un par de conexiones de recepción (no mostradas) del MUX conectado a la ROU o al conmutador de RSIO de la oficina central (CO) a la velocidad de datos de 2.048 Mbps. Los pares de conexiones de transmisión y recepción están conectados a la interfaz E1 1012, que traduce los pares codificados de transmisiónlrecepción de tres niveles diferenciales en niveles para usar por el Entramador 1015. La interfaz de línea 1011 utiliza bucles acoplados a una fase interna (no mostrados) para producir relojes derivados de E1 de 2.048 MHz y
4.096 MHz, así como un pulso de sincronización de trama de 8 KHz. La interfaz de línea puede operar en modo de reloj maestro o reloj esclavo. Aunque la disposición ilustrativa se muestra utilizando una interfaz E1, se contempla que se puedan utilizar otros tipos de líneas telefónicas que transmitan múltiples llamadas, por ejemplo, las líneas T1 o líneas de interfaz a una centralita privada (PBX).
[0150] El entramador 1015 de interfaz de línea entrama los flujos de datos mediante el reconocimiento de los patrones de entramado en el canal 1 (intervalo de tiempo O) de la línea de entrada, e introduce y extrae los bits de servicio y genera/comprueba la información de calidad del servicio de la línea.
[0151] Siempre que aparezca una señal E1 válida en la interfaz E1 1012, el FALC 54 recuperará una señal de reloj de PCM de 2,048 MHz de la línea E1. Este reloj, a través del reloj del sistema 1001, se utiliza en todo el sistema como una señal de reloj de la autopista de datos de PCM. Si la Línea E1 falla, el FALC 54 continúa enviando una señal de reloj de PCM derivada de una señal del oscilador o(t) conectada a la entrada de la sincronización (no mostrada) del FALC 54. Este reloj de PCM sirve al sistema de la RCS hasta que otro MUX con una línea E1 operativa asuma la responsabilidad de generar las señales de reloj del sistema.
[0152] El entramador 1015 genera un 'pulso de sincronizacón de la trama recibida, que a su vez puede ser utilizado para activar la interfaz de PCM 1016 para transferir datos en la autopista de datos 1002 de PCM de la línea yen el sistema de la RCS para que los usen otros elementos. Como todas las líneas E1 tienen la trama sincronizada, todas las autopistas de datos de PCM de la línea también tienen la trama sincronizada. A partir de este pulso de sincronización de PCM de 8 kHz, el generador de señales 1001 del reloj del sistema del MUX utiliza un bucle acoplado a la fase (no mostrado) para sintetizar el reloj PNx2 [por ejemplo, 15,96 MHz) 0No(t»). La frecuencia de esta señal de reloj es para los diferentes anchos de banda de transmisión, como se describe en la Tabla 7.
[0153] El MUX incluye un controlador MUX 1010, tal como un controlador de comunicaciones integrado Quad de 25 MHz, que contiene un microprocesador 1020, la memoria del programa 1021, Y el multiplexor por división de tiempo (TOM) 1022. El TOM 1022 se acopla para recibir la señal proporcionada por el entramador 1015, y extrae la información colocada en las ranuras de tiempo O y 16. La información extra ida dirige la forma en la que el controlador MUX 1010 procesa el enlace de datos O con el protocolo de acceso de enlace (LAPO). Los mensajes de control de llamadas y modificación de la portadora, tales como aquellos definidos como mensajes de la capa de red V5.1, son pasados al WAC, o los usa el controlador MUX 1010 localmente.
[0154] La autopista de datos de PCM 1002 de la línea de la RCS está conectada y tiene su origen en el entramador 1015 a través de la interfaz de PCM 1016, y comprende un flujo de datos de 2,048 MHz, tanto en la dirección de transmisión como de recepción. La RCS también contiene un bus de alta velocidad (HSB) 970, que es el enlace de comunicación entre el MUX, el WAC y la MIU. El HSB 970 soporta una velocidad de datos de, por ejemplo, 100 Mbitlseg. Cada uno del MUX, el WAC y la MIU accede al HSB utilizando arbitraje. La RCS de la presente divulgación también puede incluir varios MUX que requieran de una tarjeta que sea "maestra" y el resto "esclavos".
[0155] En referencia a la Figura 9, el controlador de acceso inalámbrico 0NAC) 920 es el controlador del sistema de la RCS que gestiona las funciones de control de llamadas y la interconexión de los flujos de datos entre los MUXs 905, 906, 907 Y las unidades de interfaz de módem (MIU), 931, 932, 933. El WAC 920 también controla y supervisa otros elementos de la RCS tales como el VOC 940, la RF 950 Y los amplificadores de potencia 960. El WAC 920 como se muestra en la Figura 11, asigna canales portadores a los módems en cada MIU 931, 932, 933 Y asigna los datos de mensaje en la autopista de datos 910 de PCM de la línea desde los MUX 905,906,907 a los módems en las MIU 931, 932, 933. Esta asignación se realiza a través de la autopista de datos 911 de PCM del sistema por medio de un intercambio de ranuras de tiempo en el WAC 920. Si hay más de un WAC por motivos de redundancia, los WAC determinan la relación maestro-esclavo con un segundo WAC. El WAC 920 también genera mensajes y la información de localización en respuesta a las señales de control de llamadas desde los MUX 905, 906, 907 recibidos de un procesador remoto, tal como una ROU, genera datos de difusión que se transmiten al módem maestro 934 de la MIU y controla la generación por el MM 934 de la MIU de la secuencia de códigos de expansión piloto del sistema global. El WAC 920 también está conectado a un gestor de red externa (NM) 980 para el acceso por parte del personal de mantenimiento o los usuarios.
•
[0156] En referencia a la Figura 11, el WAC incluye un intercambiador de segmentos de tiempo (TSI) 1101, que transfiere la información de un segmento de tiempo en una autopista de datos de PCM de la línea o autopista de datos de PCM del sistema a otro segmento de tiempo en la misma o distinta autopista de datos de PCM de la línea o autopista de datos de PCM del sistema. El TSI 1101 se conecta con el controlador WAC 1111 de la Figura 11, que controla la asignación o transferencia de información de un segmento de tiempo a otro segmento de tiempo y guarda esta información en la memoria 1120. La disposición ilustrativa de la invención tiene cuatro autopistas de datos de PCM 1102, 1103, 1104, 1105 conectadas al TSI. El WAC también está conectado al HSB 970, a través del cual el WAC se comunica con un segundo WAC (no mostrado), a los MUX y a la MIU.
[0157] En referencia a la Figura 11, el WAC 920 incluye un controlador WAC 1111 que emplea, por ejemplo, un microprocesador 1112, como un MC Motorola 68040 y un procesador de comunicaciones 1113, como el procesador de comunicaciones MC Motorola 68360 QUICC, y un oscilador de reloj 1114 que recibe una señal de sincronización del reloj wo(t) del generador de reloj del sistema. El generador de reloj se encuentra en un MUX (no mostrado) para proporcionar temporización al controlador WAC 1111. El controlador WAC 1111 también incluye memoria 1120 como memoria Flash Prom 1121 y SRAM 1122. La memoria flash Prom 1121 contiene el código del programa para el controlador WAC 1111 y es reprogramable para nuevos programas de software descargados de una fuente externa. La SRAM 1122 se proporciona para contener los datos temporales escritos en y leidos de la memoria 1120 por el controlador WAC 1111.
[0158] Un bus de baja velocidad 912 está conectado al WAC 920 para transferir las señales de control y estado entre el transmisorlreceptor 950 de RF, el VDC 940, la RF 950 y el amplificador de potencia 960, como se muestra en la Figura
9. Las señales de control se envían desde el WAC 920 para activar o desactivar los transmisoreslreceptores 950 de RF
o el amplificador de potencia 960, y las señales de estado se envían desde los transmisores/receptores 950 de RF o el amplificador de potencia 960 para supervisar la presencia de una condición por defecto.
[0159] En referencia a la Figura 9, la RCS ilustrativa contiene al menos una MIU 931, que se muestra en la Figura 12 y que se describe ahora en detalle. La MIU de la disposición ilustrativa incluye seis módems de AMDC, pero la divulgación no se limita a este número de módems. La MIU incluye una autopista de datos de PCM 1201 del sistema conectada a cada uno de los módems de AMDC 1210,1211,1212,1215 a través de una interfaz de PCM 1220, un bus 1221 del canal de control conectado al controlador de la MIU 1230 y cada uno de los módems de AMDC 1210, 1211, 1212, 1213, un generador de señales de reloj (CLK) 1231 de la MIU y un combinador 1232 de salida de módem. La MIU provee a la RCS de las siguientes funciones: el controlador de la MIU recibe instrucciones sobre la asignación de canales de AMDC del WAC y le asigna un módem a una señal de información del usuario que se aplica a la interfaz de línea del MUX y un módem para recibir el canal de AMDC de la SU; también combina los datos del módem de transmisión de AMDC para cada uno de los módems de AMDC de la MIU; multiplexa los datos de mensajes de transmisión I y Q de los módems de AMDC para su transmisión al VDC; recibe los datos de mensajes analógicos I y Q del VDC, distribuye los datos I y Q a los módems de AMDC, transmite y recibe los datos digitales de AGC, distribuye los datos de AGC a los módems de AMDC, y envía la información de mantenimiento y estado de la tarjeta de la MIU al WAC 920.
[0160] El controlador 1230 de la MIU de la disposición ilustrativa de la presente divulgación contiene un microprocesador de comunicaciones 1240, como el procesador MC 68360 "QUICC" e incluye una memoria 1242 que tiene una memoria Flash Prom 1243 y una memoria SRAM 1244. La memoria Flash Prom 1243 está prevista para contener el código del programa para los microprocesadores 1240 y la memoria 1243 se puede descargar y reprogramar para soportar las nuevas versiones del programa. La SRAM 1244 está prevista para contener el espacio para los datos temporales que necesita el microprocesador MC68360 1240 cuando el controlador 1230 de la MIU lee o escribe datos en la memoria.
[0161] El circuito CLK 1231 de la MIU proporciona una señal de temporización al controlador 1230 de la MIU y también proporciona una señal de temporización a los módem s de AMDC. El circuito CLK 1231 de la MIU recibe y es sincronizado a la señal wo(t) de reloj del sistema. El generador 1213 de señales de reloj del controlador también recibe y sincroniza a la señal pn(t) de reloj del código de expansión que es distribuida a los módems de AMDC 1210, 1211, 1212,1215 desde el MUX.
[0162] La RCS de la presente disposición incluye un módem 1210 del sistema contenido en una MIU. El módem 1210 del sistema incluye un expansor de difusión (no mostrado) y un generador de pilotos (no mostrado). El módem de difusión proporciona la información de difusión utilizada por el sistema ilustrativo y los datos de mensajes de difusión son transferidos desde el controlador 1230 de la MIU al módem 1210 del sistema. El módem del sistema también incluye cuatro módems adicionales (no mostrados) que se utilizan para transmitir las señales CT1 a CT4 y AX1 a AX4. El módem 1210 del sistema proporciona señales de datos de mensajes de difusión I y Q sin ponderar que se aplican al VDC. El VDC añade la señal de datos de mensajes de difusión a los datos de transmisión del módem de AMDC de la MIU de todos los módems de AMDC 1210, 1211, 1212, 1215, Y la señal piloto global.
[0163] El generador de pilotos (PG) 1250 proporciona la señal piloto global que es utilizada en la presente divulgación, y la señal piloto global es proporcionada a los módems de AMDC 1210, 1211, 1212, 1215 por el controlador 1230 de la MIU. Sin embargo, otras disposiciones de la presente invención no requieren que el controlador de la MIU genere la señal piloto global sino que incluyen una señal piloto global generada por cualquier forma de generador de secuencias de códigos de AMDC. En la disposición descrita de la divulgación, la señal piloto global I y Q sin ponderar también es enviada al VDC donde se le asigna un peso, y se añade a los datos de transmisión del módem de AMDC de la MIU y la señal de datos de mensajes de difusión.
[0164] La temporización del sistema en la RCS se obtiene de la interfaz E1. Hay cuatro MUX en una RCS, tres de los cuales (905, 906 Y 907) se muestran en la Figura 9. Hay dos MUX situados en cada bastidor. Uno de los dos MUX de cada bastidor es designado como el maestro y uno de los maestros es designado como el maestro del sistema. El MUX que es el maestro del sistema obtiene una señal de reloj de PCM de 2,048 Mhz de la interfaz E1 utilizando un bucle acoplado a la fase (no mostrado). A su vez, el MUX maestro del sistema divide la señal de reloj de PCM de 2,048 Mhz en frecuencia por 16 para obtener una señal de reloj de 128 KHz de referencia. La señal de reloj de 128 KHz de referencia es distribuida desde el MUX que es el maestro del sistema a todos los otros MUX. A su vez, cada MUX multiplica la señal de reloj de 128 KHz de referencia en frecuencia para sintetizar la señal de reloj del sistema que tiene una frecuencia que es dos veces la frecuencia de la señal de reloj de PN. El MUX también divide la señal de reloj de 128 KHz en frecuencia por 16 para generar la señal de sincronización de la trama de 8 KHz que es distribuida a las MIU. La señal de reloj del sistema para la disposición ilustrativa tiene una frecuencia de 11 ,648 Mhz para un canal de AMDC de banda ancha de 7 MHz. Cada MUX divide también la señal de reloj del sistema en frecuencia por 2 para obtener la señal de reloj de PN y divide posteriormente la señal de reloj de PN en frecuencia por 29 877 120 (la longitud de la secuencia de PN) para generar la señal de sincronización de PN que indica los límites de la época. La señal de sincronización de PN del MUX maestro del sistema también es distribuida a todos los MUX para mantener el alineamiento de fase de las señales de reloj generadas internamente para cada MUX. La señal de sincronización de PN Y la señal de sincronización de la trama se alinean. Los dos MUX que son designados como los MUX maestros para cada bastidor distribuyen entonces la señal de reloj del sistema y la señal de reloj de PN a las MIU y al VDC.
[0165] La interfaz 1220 de la autopista de datos de PCM conecta la autopista de datos 911 de PCM del sistema a cada módem de AMDC 1210, 1211, 1212, 1215. El controlador WAC transmite la información de control del módem, incluidas las señales de control de mensajes de tráfico para cada señal de información del usuario respectivo, al controlador 1230 de la MIU a través del HSB 970. Cada módem de AMDC 1210, 1211, 1212, 1215 recibe una señal de control de mensajes de tráfico, que incluye la información de señalización, desde el controlador 1111 de la MIU. Las señales de control de mensajes de tráfico también incluyen la información del control de llamadas (CC) y la información de la secuencia de códigos de expansión y códigos de desexpansión.
[0166] La MIU también incluye el combinador 1232 de datos de transmisión que añade los datos de transmisión del módem de AMDC ponderados incluidos los datos de transmisión del módem en fase (1) y en cuadratura (Q) desde los módems de AMDC 1210,1211,1212,1215 en la MIU. Los datos de transmisión del módem I se añaden por separado de los datos de transmisión del módem Q. La señal de salida de datos de transmisión combinada del módem I y Q del combinador 1232 de datos de transmisión se aplica al multiplexor I y Q 1233 que crea un único canal de mensajes de transmisión de AMDC compuesto de los datos de transmisión del módem I y Q multiplexados en un flujo de datos digitales.
[0167] El circuito de entrada de datos del receptor (ROl) 1234 recibe los datos analógicos diferenciales I y Q del circuito de distribución de vídeo (VCD) 940 que se muestra en la Figura 9 y distribuye los datos analógicos diferenciales I y Q a cada uno de los módems de AMDC 1210, 1211, 1212, 1215 de la MIU. El circuito de distribución de control de ganancia automático (AGC) 1235 recibe la señal de datos de AGC del VDC y distribuye los datos de AGC a cada uno de los módems de AMDC de la MIU. El circuito de TRL 1233 recibe la información de los semáforos y distribuye de manera similar los datos de los semáforos a cada uno de los módems 1210,1211, 1212,1215.
El módem de AMDC
[0168] El módem de AMDC proporciona la generación de secuencias de códigos de expansión de AMDC y la sincronización entre el transmisor y el receptor. También proporciona cuatro canales bidireccionales (TRO, TR1, TR2, TR3) programables a 64, 32, 16 Y 8 ksim/s cada uno, para la expansión y la transmisión a una potencia específica. El módem de AMDC mide la intensidad de la señal recibida para permitir el control automático de la potencia, genera y transmite señales piloto y codifica y decodifica usando la señal de corrección de errores directa (FEC). El módem en un SU también lleva a cabo la conformación de los pulsos de los códigos de expansión del transmisor usando un filtro FIR. El módem de AMDC también es utilizado por la unidad de abonado (SU), y en la siguiente explicación se señalan claramente aquellas características que son utilizadas únicamente por la SU. Las frecuencias de funcionamiento del módem de AMDC se dan en la Tabla 10.

Tabla 10 Frecuencia de funcionamiento
Ancho de banda (MHz)
Velocidad de chips (MHz) Velocidad de símbolos (KHz) Ganancia (Chips/Símbolo)
7
5,824 64 91
10
8,320 64 130
10,5
8,512 64 133
14
11,648 64 182
15
12,480 64 195
[0169] Cada módem de AMDC 1210, 1211, 1212, 1215 de la Figura 12, y como se muestra en la Figura 13, se compone de una sección de transmisión 1301 y una sección de recepción 1302. También se incluyen en el módem de AMDC un centro de control 1303 que recibe los mensajes de control CNTRL del sistema externo. Estos mensajes se utilizan, por ejemplo, para asignar códigos de expansión particulares, activar la expansión o desexpansión o asignar velocidades de transmisión. Además, el módem de AMDC tiene un medio generador de códigos 1304 usado para generar los distintos código de expansión y desexpansión usados por el módem AMDC. La sección de transmisión 1301 sirve para transmitir la información de entrada y las señales de control m¡(t), i=1 ,2, ..1como señales de información de usuario procesadas en espectro expandido SCj(t), j=1,2,..J. La sección de transmisión 1301 recibe el código piloto global en el generador de códigos 1304, que es controlado por el medio de control 1303. Las señales de información de usuario procesadas en espectro expandido son en última instancia añadidas a otras señales procesadas de manera similar y transmitidas como canales de AMDC por el enlace de mensajes directo de RF de AMDC, por ejemplo, para las SU. La sección de recepción 1302 recibe los canales de AMDC como r(t) y desexpande y recupera la información de usuario y las señales de control rCk(t), k = 1,2, .. K transmitidas por el enlace de mensajes indirecto de RF de AMDC, por ejemplo, a la RCS desde las SU.
Sección de transmisión de módem de AMDC
[0170] Haciendo referencia a la Figura 14, el medio generador de códigos 1304 incluye una lógica de control de temporización de transmisión 1401 y un generador 1402 de PN de códigos de expansión, y la sección de transmisión 1301 incluye un receptor de señales de entrada de módem (MISR) 1410, codificadores de convolución 1411, 1412, 1413,1414, expansores 1420,1421,1422,1423,1424 Y un combinador 1430. La sección de transmisión 1301 recibe los canales de datos de mensajes MESSAGE, codifica convolucionalmente cada canal de datos de mensajes en el codificador convolucional respectivo 1411, 1412, 1413, 1414, modula los datos con una secuencia aleatoria de códigos de expansión en el expansor respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424, Y combina los datos modulados de todos los canales, incluyendo el código piloto recibido en la disposición descrita desde el generador de códigos, en el combinador 1430 para generar los componentes I y Q para la transmisión por RF. La sección del transmisor 1301 de la presente disposición soporta cuatro canales programables (TRO, TR1, TR2, TR3) a 64, 32, 16, 8 kb/s. Los datos del canal de mensajes son una señal multiplexada una vez recibida desde la autopista de datos de PCM 1201 a través de la interfaz de PCM 1220 e introducida en el MISR 1410.
[0171] La Figura 15 es un diagrama de bloques de un MISR 1410 ilustrativo. Para la disposición ilustrativa de la presente divulgación, un contador es ajustado por la señal de sincronización de la trama de 8 KHz MPCMSYNC y se incrementa en MPCMCLK en 2,048 MHz desde el circuito de temporización 1401. El comparador 1502 compara la salida del contador con los valores del TRCFG correspondientes a la ubicación del segmento de tiempo para los datos de los canales de mensajes TRO, TR1, TR2, TR3 Y los valores de TRCFG se reciben del controlador de la MIU en el MCTRL 1230. El comparador envía la señal de recuento a los registros 1505, 1506, 1507 Y 1508 que registra el tiempo de los datos de los canales de mensajes en los búferes 1510,1511,1512, 1513 utilizando la señal de temporización TXPCNCLK obtenida del reloj del sistema. Los datos de mensajes siempre son proporcionados por la señal MSGDAT desde el MENSAJE de la señal de la autopista de datos de PCM cuando las señales de habilitación TROEN, TR1 EN, TR2EN Y TR3EN de la lógica de control de temporización 1401 están activas. En otras disposiciones, MENSAJE también puede incluir las señales que habilitan los registros en función de una velocidad de encriptado o velocidad de datos. Si la salida del contador es igual a una de las direcciones de localización del canal, los datos de mensajes de transmisión especificados en los registros 1510, 1511, 1512, 1513 son introducidos en los codificadores convolucionales 1411,1412,1413,1414 que se muestran en la Figura 14.
[0172] El codificador convolucional permite el uso de técnicas de corrección de errores directa (FEC), que son muy conocidas en la técnica. Las técnicas de FEC dependen de la introducción de redundancia en la generación de datos en forma codificada. Los datos codificados se transmiten y la redundancia de los datos permite que el dispositivo decodificador receptor detecte y corrija los errores. Una disposición de la presente divulgación emplea la codificación convolucional. Se añaden bits de datos adicionales a los datos en el proceso de codificación y son el encabezamiento
de codificación. La relación de codificación se expresa como la relación de bits de datos transmitidos con respecto a los bits totales (datos de código + datos redundantes) que se transmiten y se llama la relación "R" del código.
[0173] Los códigos de convolución son códigos en los que se genera cada bit de código por la convolución de cada bit nuevo no codificado con un número de bits codificados previamente. El número total de bits utilizado en el proceso de codificación se conoce como longitud de restricción "K", del código. En la codificación convolucional, se registra el tiempo de los datos en un registro de desplazamiento con una longitud de K bits de modo que se registre el tiempo de un bit de entrada en el registro, y éste y el bit existente K-1 son codificados convolucionalmente para crear un nuevo símbolo. El proceso de convolución consiste en crear un símbolo que comprende una suma de 2 módulos de un determinado patrón de bits disponibles, incluyendo siempre el primer bit y el último bit en al menos uno de los símbolos.
[0174] La Figura 16 muestra el diagrama de bloques de un codificador de convolución K = 7, R = 1/2 adecuado para su uso como el codificador 1411 que se muestra en la Figura 14. Este circuito codifica el canal TRO como se usa en una disposición de la presente divulgación. Un registro de siete bits 1601 con las etapas 01 a 07 utiliza la señal TXPNCLK para registrar el tiempo en los datos de TRO cuando se confirma la señal de TROEN. El valor de salida de las etapas 01, 02, 03, 04, 06 Y 07 se combina usando la lógica O-EXCLUSIVO 1602, 1603 para producir los respectivos datos de FEC de los canales I y a para el canal TRO FECTRODI y FECTRODO.
[0175] Se generan dos flujos de símbolos de salida FECTRODI y FECTRODO. El flujo de símbolos FECTRODI es generado por la lógica O-EXCLUSIVO 1602 de las salidas del registro de desplazamiento correspondientes a los bits 6, 5, 4, 3 Y O, (octal 171) y es designado como el componente en fase "1" de los datos del canal de transmisión de mensajes. El flujo de símbolos FECTRODO es asimismo generado por la lógica O-EXCLUSIVO 1603 de las salidas del registro de desplazamiento de los bits 6, 4,3, 1 YO, (octal 133) y es designado como componente en cuadratura "a" de los datos del canal de transmisión de mensajes. Se transmiten dos símbolos para representar un solo bit codificado creando la redundancia necesaria para permitir que la corrección de errores tenga lugar en el extremo receptor.
[0176] Haciendo referencia a la Figura 14, la señal de reloj de habilitación de desplazamiento para los datos del canal de transmisión de mensajes es generada por la lógica de temporización de control 1401. Los datos de salida del canal de mensajes de transmisión codificados convolucionalmente se aplican al respectivo expansor 1420, 1421, 1422, 1423, 1424, que multiplica los datos del canal de mensajes de transmisión por su secuencia preasignada de códigos de expansión desde el generador de códigos 1402. Esta secuencia de códigos de expansión es generada por el control 1303, como se ha descrito anteriormente, y se denomina secuencia de signatura de pseudorruido aleatoria (código de PN).
[0177] La señal de salida de cada expansor 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 es un canal de datos de transmisión expandido. El funcionamiento del expansor es el siguiente: la expansión de la salida del canal (1 + jO), multiplicada por una secuencia aleatoria (PNI + jPNO) da el componente en fase I del resultado que se compone de (1 xor PNI) y (-a xor PNO). El componente en cuadratura a del resultado es (a xor PNI) y (1 xor PNO). Puesto que no hay entrada de datos del canal a la lógica del canal piloto (1 = 1, los valores de a están prohibidos), la señal de salida expandida para los canales piloto da las respectivas secuencias PNI para el componente I y PNO para el componente O.
[0178] El combinador 1430 recibe los canales de datos de expansión expandidos I y a y combina los canales en una señal de datos de transmisión de módem I (TXIDAT) y una señal de datos de transmisión de módem a (TXODAT). Los datos de transmisión expandidos I y los datos de transmisión expandidos a se suman por separado.
[0179] Para una SU, la sección de transmisión 1301 del módem AMDC incluye los filtros FIR para recibir los canales I y a del combinador para proporcionar la conformación del pulso, el control espectral de cerca y la corrección xtsin (x) para la señal transmitida. Unos filtros FIR separados pero idénticos reciben los flujos de datos de transmisión expandidos I y a a la velocidad de chips, y la señal de salida de cada uno de los filtros es el doble de la velocidad de chips. Los filtros FIR ilustrativos son 28 filtros simétricos pares de derivación que aumentan el índice de muestreo (interpolan) por 2. El sobremuestreo se produce antes de la filtración, por lo que 28 derivaciones se refieren a 28 derivaciones al doble de la velocidad de chips, y el sobremuestreo se lleva a cabo ajustando cualquier otra muestra a cero. Los coeficientes ilustrativos se muestran en la Tabla 11.

Tabla 11 -Valores de los coeficientes
Coef.No.: Valor: Coef.No.
o 3 14 1 -11 15 2 -34 16 3 -22 17 4 19 18 567 17 -32 -19 19 20 21 8 52 22 9 24 24 10 -94 25 11 -31 26 12 277 27 13 468
Coef.No.:
o 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13
Valor
277 -31 -94 24 52 -19 -32 17 19 -22 -34 -11 3
41
Sección de recepción del módem de AMOC
[0180] En referencia a las Figuras 9 y 12, el receptor de RF 950 de la presente disposición acepta los canales de AMOC de entrada analógica I y Q, que se transmiten a los módems de AMOC 1210, 1211, 1212, 1215 a través de la MIU 931, 932, 933 del VOC 940. Estas señales de los canales de CMOA I y Q son muestreados por la sección de recepción 1302 del módem de AMOC (que se muestra en la Figura 13) y se convierte en una señal de mensaje de recepción digital I y Q utilizando un conversor 1730 analógico a digital (AJO) que se muestra en la Figura 17. La relación de muestreo del conversor AJO de la disposición ilustrativa de la presente divulgación es equivalente a la relación de códigos de desexpansión. Las señales de mensaje de recepción digitales I y Q se desexpanden entonces con correladores utilizando seis secuencias de códigos de expansión diferentes complejas correspondientes a las secuencias de códigos de desexpansión de los cuatro canales (TRO, TR1, TR2, TR3), la información de APC y el código piloto.
[0181] La sincronización del tiempo del receptor a la señal recibida se separa en dos fases, hay una fase de adquisición inicial y luego una fase de seguimiento después de haber adquirido la temporización de la señal. La adquisición inicial se realiza cambiando la fase de la secuencia de códigos piloto generada con respecto a la señal recibida y comparando la salida del desexpansor del piloto con un umbral. El método utilizado se conoce como búsqueda secuencial. Se calculan dos umbrales (de adaptación y descarte) del desexpansor auxiliar. Una vez que la señal se adquiere, el proceso de búsqueda se detiene y comienza el proceso de seguimiento. El proceso de seguimiento mantiene el generador de códigos 1304 (que se muestra en las Figuras 13 y 17) utilizado por el receptor en sincronización con la señal entrante. El circuito de seguimiento utilizado es el bucle cerrado de retardo (OLL) y se implementa en los bloques de adquisición y seguimiento 1701 y de IPM 1702 de la Figura 17.
[0182] En la Figura 13, el controlador 1303 del módem implementa el bucle cerrado de fase (PLL) y un algoritmo de software en la lógica PLL de SW 1724 de la Figura 17, que calcula la fase y el desplazamiento de frecuencia en la señal recibida con respecto a la señal transmitida. Los cambios de fase calculados se utilizan para rotar al revés los cambios de fase en los bloques de rotación y combinación 1718, 1719, 1720, 1721, de las señales de datos de trayectoria múltiple para su combinación con el fin de producir señales de salida correspondientes a los canales de recepción TRO, TR1, TR2, TR3. Entonces se realiza la decodificación Viterbi de los datos en los decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715,1716 para eliminar la codificación convolucional en cada uno de los canales de mensajes recibidos.
[0183] La Figura 17 indica que el generador de códigos 1304 proporciona las secuencias de códigos PN¡(t), i = 1,2, .. I utilizadas por los desexpansores 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 del canal de recepción. Las secuencias de códigos generadas se temporizan en respuesta a la señal SYNK de la señal de reloj del sistema y son determinadas por la señal de CCNTRL desde el controlador 1303 del módem que se muestra en la Figura 13. Haciendo referencia a la Figura 17, la sección del receptor del módem de AMOC 1302 incluye el filtro adaptativo adaptado (AMF) 1710, los desexpansores 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 de canales, el AVC piloto 1711, el AVC auxiliar 1712, decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716, la interfaz de salida del módem (MOl) 1717, La lógica de rotación y combinación 1718, 1719, 1720, 1721, el generador 1722 de pesos de AMF y la lógica de estimación de cuantiles 1723.
[0184] En otra disposición de la divulgación, el receptor del módem de AMOC también incluye un integrador de error de bit para medir la SER del canal y desactivar la lógica de inserción de códigos entre los decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 Yla MOl 1717 para insertar códigos inactivos en el caso de pérdida de datos de mensaje.
[0185] El filtro adaptativo adaptado (AMF) 1710 resuelve la interferencia de trayectoria múltiple introducida por el canal de aire. El AMF 1710 ilustrativo utiliza un filtro FIR complejo de 11 etapas, como se muestra en la Figura 18. Las señales de mensajes digitales I y Q recibidas se reciben en el registro 1820 del conversor AJO 1730 de la Figura 17 y se multiplican en multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811, por los pesos W1 a W11 de los canales I y Q recibidos del generador 1722 de pesos de AMF de la Figura 17. En la disposición ilustrativa, el AJO 1730 proporciona los datos de señales de mensajes digitales recibidas I y Q como 2 valores complementarios, 6 bits para I y 6 bits para Q, cuyo tiempo se registra a través de un registro 1820 de desplazamiento de 11 etapas que responde a la señal RXPNCLK de reloj del código de expansión recibida. La señal RXPNCLK es generada por la sección de temporización 1401 de la lógica generadora de códigos 1304. Cada etapa del registro de desplazamiento se deriva y se multiplica con una operación compleja en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por los valores de peso individuales (6 bits de I y 6 bits de Q) para proporcionar productos ponderados de 11 derivaciones que se suman en el sumador 1830, y se limitan a valores de siete bits para I y 7 bit para Q.
[0186] La sección de recepción 1302 del módem de AMOC (que se muestra en la Figura 13), prevé expansores de canal independientes 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 (que se muestran en la Figura 17) para desexpandir los canales de mensajes. La disposición descrita desexpande 7 canales de mensajes, cada desexpansor aceptando una señal de código de desexpansión de 1 bit para I b y 1 bit para Q para realizar una correlación compleja de este código contra una entrada de datos de 8 bits para I y 8 bits para Q. Los 7 desexpansores corresponden a los 7 canales: El canal de tráfico O (TRO'), TR1', TR2', TR3', AUX (un canal de repuesto), el de control automático de potencia (APC) y el piloto (PL T).
[0187] El AVC piloto 1711 que se muestra en la Figura 19 recibe los valores PCI y PCO de las secuencias de códigos de expansión pilotos I y O en el registro de desplazamiento 1920 en respuesta a la señal de temporización RXPNCLK, e incluye 11 desexpansores individuales 1901 a 1911 cada uno correlacionando los datos de la señal de mensajes digital recibida I y O con una versión retardada de chip de la misma secuencia de códigos piloto. Las señales OE1, OE2, .. OE11 son utilizadas por el control 1303 del módem para permitir la operación de desexpansión. Las señales de salida de los desexpansores se combinan en el combinador 1920 formando la señal de correlación DSPRDAT del AVC piloto 1711, el cual es recibido por la lógica de ACO y seguimiento 1701 (como se muestra en la Figura 17), y en última instancia por el controlador 1303 del módem (que se muestra en la Figura 13). La lógica de ACO y seguimiento 1701 utiliza el valor de la señal de correlación para determinar si el receptor local está sincronizado con su transmisor remoto.
[0188] El AVC auxiliar 1712 también recibe los datos de la señal de mensajes de recepción digital I y O y, en la disposición descrita, incluye cuatro desexpansores separados 2001, 2002, 2003, 2004, como se muestra en la Figura
20. Cada desexpansor recibe y correlaciona los datos de mensajes recibidos digitales I y O con las versiones retardadas de la misma secuencia de códigos de desexpansión PARI y PARO que son proporcionados por la entrada del generador de códigos 1304 para y contenidos en el registro de desplazamiento 2020. Las señales de salida de los desexpansores 2001, 2002, 2003, 2004 se combinan en el combinador 2030 que proporciona la señal de correlación de ruido ARDSPRDAT. La secuencia de códigos de expansión del AVC auxiliar no se corresponde con ninguna secuencia de códigos de expansión de transmisión del sistema. Las señales OE1, OE2, .. OE4 son utilizadas por el control 1303 del módem para permitir la operación de desexpansión. El AVC auxiliar 1712 proporciona una señal de correlación de ruido ARDSPRDAT a partir de la cual el estimador de cuantiles 1733 calcula las estimaciones de cuantiles, y proporciona una medida del nivel de ruido de la lógica de ACO y seguimiento 1701 (que se muestra en la Figura 17) y del controlador 1303 del módem (que se muestra en la Figura 13).
[0189] Cada señal de salida del canal desexpandido correspondiente a los canales de mensajes recibidos TRO', TR1', TR2' YTR3' es introducida en el decodificador Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 correspondiente mostrado en la Figura 17, que lleva a cabo la corrección de errores directa en los datos codificados convolucionalmente. Los decodificadores Viterbi de la disposición ilustrativa tienen una longitud de restricción de K = 7 Yuna relación de R = 1/2. Las señales de los canales de mensajes desexpandidos decodificados son transferidas desde el módem de AMDC hacia la autopista de datos de PCM 1201 y la MOIK 1717. El funcionamiento de la MOl es esencialmente el mismo que el funcionamiento de la MISR de la sección de transmisión 1301 (que se muestra en la Figura 13) pero al revés.
[0190] La sección de recepción 1302 del módem de AMDC implementa varios algoritmos diferentes en las distintas fases de adquisición, seguimiento y desexpansión de la señal de mensajes de AMDC recibida.
[0191] Cuando la señal recibida se pierde momentáneamente (o se degrada mucho) el algoritmo de inserción del código de inactividad introduce los códigos de inactividad en lugar de los datos de mensajes recibidos perdidos o degradados para impedir que el usuario pueda escuchar irrupciones de ruido alto en una llamada de voz. Los códigos de inactividad se envían a la MOl 1717 (que se muestra en la Figura 17) en lugar de la señal de salida del canal de mensajes decodificado de los descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716. El código de inactividad utilizado para cada canal de tráfico es programado por el controlador 1303 de módem escribiendo el patrón apropiado de REPOSO en la MOl, que en la presente disposición es una palabra de 8 bits para un flujo de 64 kb/s o una palabra de 4 bits para un flujo de 32 kb/s.
Algoritmos del módem para la adquisición y rastreo de la señal piloto recibida
[0192] Los algoritmos de adquisición y rastreo son utilizados por el receptor para determinar la fase de código aproximada de una señal recibida, sincronizar los desexpansores locales del receptor del módem con la señal piloto entrante, y rastrear la fase de la secuencia de códigos piloto generada localmente con la secuencia de códigos piloto recibida. Haciendo referencia a las Figuras 13 y 17, los algoritmos son realizados por el controlador del módem 1303, que proporciona señales de ajuste del reloj al generador de códigos 1304. Estas señales de ajuste hacen que el generador de códigos para los desexpansores ajuste las secuencias de códigos generadas localmente en respuesta a los valores de salida medidos del Rake piloto 1711 y los valores cuantiles de los estimadores de cuantiles 17238. Los valores cuantiles son estadísticas de ruido medidos de los canales en fase y en cuadratura de los valores de salida del correlador de vectores AUX 1712 (mostrado en la Figura 17). La sincronización del receptor de la señal recibida se separa en dos fases, una fase de adquisición inicial y una fase de rastreo. La fase inicial de adquisición se realiza situando el reloj de la secuencia de códigos de expansión piloto generada localmente a una velocidad más alta o más baja que la velocidad del código de expansión de la señal recibida, disminuyendo la secuencia de códigos de expansión piloto generada localmente y realizando una prueba de la relación de probabilidad secuencial (SPRT) en la salida del correlacionador de vectores piloto 1711. La fase de rastreo mantiene la secuencia de códigos de expansión generada localmente en sincronización con la señal piloto entrante.
[0193] El algoritmo de adquisición en frío de la SU es utilizado por el módem de AMDC de la SU cuando se activa la primera vez, y por lo tanto no conoce la fase correcta del código de expansión piloto, o cuando una SU intenta readquirir la sincronización con la señal piloto entrante pero ha tardado demasiado tiempo. El algoritmo de adquisición en frío se divide en dos subfases. La primera subfase consiste en una búsqueda sobre el código de longitud 233415 utilizado por el FBCH. Una vez que esta fase de subcódigo es adquirida, se sabe que el código de longitud 233415 x 128 del piloto se encuentra dentro de una ambigüedad de 128 fases posibles. La segunda subfase es una búsqueda de estas 128 posibles fases. Para no perder la sincronización con el FBCH, en la segunda fase de la búsqueda, es deseable alternar entre rastrear el código de FBCH e intentar adquirir el código piloto.
[0194] La adquisición de la RCS del algoritmo del piloto de acceso corto (SAXPT) es utilizado por un módem de AMDC de la RCS para adquirir la señal piloto del SAXPT en una SU. El algoritmo es un algoritmo de búsqueda rápida porque el SAXPT es una secuencia corta de códigos de longitud N, donde N = chips/símbolo y oscila de 45 a 195, dependiendo del ancho de banda del sistema. La búsqueda realiza ciclos por todas las fases posibles hasta completar la adquisición.
[0195] La adquisición de la RCS del algoritmo del piloto de acceso largo (LAXPT) empieza inmediatamente después de la adquisición del SAXPT. Se conoce la fase del código de las SU de entre varias duraciones de símbolo, así que en la disposición ilustrativa de la divulgación es posible que haya de 7 a 66 fases para buscar en el retardo del viaje de ida y vuelta de la RCS. Este limite es el resultado de sincronizar la señal piloto de la SU con la señal piloto global de la RCS.
[0196] El algoritmo de readquisición empieza cuando se produce la pérdida del cierre por código (LOL). Se usa un algoritmo de búsqueda z para acelerar el proceso suponiendo que la fase de código no se ha desviado demasiado de donde estaba la última vez que el sistema se cerró. La RCS utiliza un ancho máximo de las ventanas de búsqueda z limitado por el retardo de la propagación del viaje de ida y vuelta.
[0197] El período de Rastreo previo sigue inmediatamente a los algoritmos de adquisición o readquisición y precede inmediatamente el algoritmo de rastreo. El rastreo previo es un período de duración fija durante el cual los datos recibidos proporcionados por el módem no se consideran válidos. El período de rastreo previo permite que otros algoritmos de módem, como los utilizados por el ISW PLL 1724, ACQ y Rastreo, GEN de Peso de AMF 1722, se preparen y adapten al canal actual. El período de rastreo previo tiene dos partes. La primera parte es el retardo mientras el bucle de rastreo del código se para. La segunda parte es el retardo mientras se realizan los cálculos de peso de la conexión del AMF por el Gen de Peso de AMF 1722 para producir coeficientes de peso establecidos. También en la segunda parte del período de rastreo previo, se deja parar el bucle de rastreo de la portadora por el SW PLL 1724, Yse realizan las estimaciones escalares de los cuantiles en el estimador de cuantiles 1723A.
[0198] El proceso de rastreo se introduce después de finalizar el período de rastreo previo. Este proceso es de hecho un ciclo repetitivo y es la única fase del proceso durante la cual los datos recibidos proporcionados por el módem pueden ser considerados válidos. Las operaciones siguientes son realizadas durante esta fase: Actualización del peso de la conexión del AMF, rastreo de la portadora, rastreo del código, actualización de los cuantiles escalares, Verificación del cierre con código, des rotación y sumado de símbolos y control de la potencia (directo e inverso).
[0199] Si se detecta el LOL, el receptor del módem termina el algoritmo de rastreo e introduce automáticamente el algoritmo de readquisición. En la SU, un LOL hace que el transmisor se cierre. En la RCS, el LOL hace que el control de la potencia directo se desabilite manteniendo la potencia de transmisión constante al nivel inmediatamente anterior a la pérdida de cierre. También hace que la información de retorno del control de la potencia sea transmitida para asumir un patrón de 010101 ... , haciendo que la SU mantenga su potencia de transmisión constante. Esto puede realizarse utilizando la función de verificación de cierre de señal que genera la señal de reinicio para el circuito de adquisición y rastreo 1701 .
[0200] Se mantienen dos conjuntos de estadísticas de cuantiles, uno por el estimador de cuantiles 1723B y el otro por el estimador de cuantiles escalares 1723A. Ambos son utilizados por el controlador de módem 1303. El primer conjunto es la información del cuantil "vectorial", llamado así porque es calculado a partir del vector de cuatro valores complejos generados por el receptor de AVC AUX 1712. El segundo conjunto es la información de cuantil escalar, que es calculada a partir de la única señal AUX de valor complejo que sale de desexpansor AUX 1707. Los dos conjuntos de información representan conjuntos diferentes de estadísticas de ruido que se usan para mantener una probabilidad predeterminada de falsa alarma (Pa). Los datos del cuantil vectorial son utilizados por los algoritmos de adquisición y readquisición aplicados por el controlador de módem 1303 para determinar la presencia de una señal recibida en el ruido, y la información del cuantil escalar es utilizada por el algoritmo de verificación de cierre con códigos.
[0201] Para ambos casos, vectorial y escalar, la información de cuantil consiste en valores calculados de lambdaO a lambda2, que son valores limites que se utilizan para estimar la función de distribución de probabilidad (p.d.f) de la señal recibida desexpandida y determinar si el módem está cerrado para el código PN. El valor Aux_Power utilizado en la siguiente subrutina C es la magnitud cuadrada de la salida de señal AUX de la serie del correlacionador escalar para los cuantiles escalares y la suma de las magnitudes cuadradas para el caso vectorial. En ambos casos los cuantiles se calculan utilizando la siguiente subrutina C:
for(n = O;n < 3;n++» {
lambda [n] + = (lambda [n] < Aux_Power) ? CG[n] : GM[n];
} donde CG[n] son constantes positivas y GM[n] son constantes negativas (se usan valores diferentes para cantidades escalares y vectoriales).
[0202] Durante la fase de adquisición, la búsqueda de la señal piloto entrante con la secuencia de códigos piloto generada localmente emplea una serie de pruebas secuenciales para determinar si el código piloto generado localmente tiene la fase correcta de código correcta con respecto a la señal recibida. Los algoritmos de búsqueda utilizan la Prueba Secuencial de Relación de Probabilidad (SPRT) para determinar si las secuencias de códigos recibidas y generadas localmente están en fase. La velocidad de adquisición es aumentada por el paralelismo resultante de tener un receptor multibarras. Por ejemplo, en la disposición descrita de la divulgación, el Rake piloto principal 1711 tienen un total de 11 barras que representan un período total de fase de 11 períodos de chips. Para la adquisición se aplican 8 pruebas secuenciales de relación de probabilidad (SPRT), con cada SPRT observando una ventana de 4 chips. Cada ventana está desviada de la ventana anterior por un chip y en una secuencia de búsqueda cualquier fase de código dada es cubierta por 4 ventanas. Si las 8 pruebas SPRT son rechazadas, entonces el conjunto de ventanas es movido en 8 chips. Si se acepta cualquiera de las SPRT, entonces se ajusta la fase de código de la secuencia de cógigos piloto generada localmente para intentar centrar la fase de la SPRT aceptada en el AVC piloto. Es probable que más de una SPRT alcance el umbral de aceptación al mismo tiempo. Se usa una tabla de consulta que cubre las 256 combinaciones posibles de aceptación/rechazo y el controlador de módem utiliza la información para estimar la fase de código central correcta en el Rake piloto 1711. Cada SPRT se aplica como sigue (todas las operaciones se realizan a una velocidad de símbolo de 64k): Se designan los valores de nivel de salida de las barras como I_Finger[n] y O_Finger[n], donde n=0 .. 10 (inclusive, O es la barra anterior (más avanzada), entonces la potencia de cada ventana es:
VentanadePotencia[i] = L (I_Fingel[n] + Q.Finget'[n))
D
Para aplicar las SPRT el controlador de módem realiza para cada una de las ventanas los cálculos siguientes que son expresados como una subrutina de pseudocódigo:
1* find bin for Power */ tmp = SIGMA[O]; for (k = O; k< 3; k++) { if (Power > lambda [k]) tmp = SIGMA[k+1];
}
test_statistic + = tmp; 1* update statistic */ if(test_statistic > ACCEPTANCE_ THRBSHOLD)you've got ACO;
el se if (test_statistic < DISMISSAL_ THREHOLD) {
forget this code phase; }else keep trying -get more statistics;
donde lambda[k] es como se ha definido en la sección anterior en la estimación de cuantiles y SIGMA[k], ACCEPTANCE_ THRESHOLD y DISMISSAL_ THREHOLD son constantes predeterminadas. Obsérvese que SIGMA[k] es negativo para valores bajos de k, y positivo para valores correctos de k, de manera que los umbrales de aceptación y rechazo puedan ser constantes en lugar de una función de cuántos valores de símbolos de datos se han acumulado en la estadística.
[0203] El controlador de módem determina en qué espacio delimitado por los valores de lambda[k] desciende el nivel de potencia que permita que el controlador de módem desarrolle una estadística aproximada.
[0204] Para el presente algoritmo, el voltaje de control se forma como E = YTBy, donde y es un vector formado a partir de los valores de salida de valor complejo del correlacionador de vectores piloto 1711, Y B es una matriz que consiste en los valores constantes predeterminados para maximizar las características operadoras mientras se minimiza el ruido como se ha descrito anteriormente con referencia al detector cuadrático.
[0205] Para comprender el funcionamiento del detector cuadrático, es útil considerar lo siguiente. Se hace pasar una señal de espectro expandido (AMDC) s(t) a través de un canal de trayectoria múltiple con una respuesta de impulso he(t). La señal de banda base expandida es descrita por la ecuación (30).
(30)
donde Ci es un símbolo de código de expansión complejo, p(t) es un pulso de chip predefinido y Te es la separación de tiempo de chip, donde Te = 1/Re y Re es la velocidad de chip. .
[0206] La señal de banda base recibida es representada por la ecuación (31)
r(/) =LC¡q(t -iI: -r) +n(t) (3I)
donde q(t) = p(t)*he(t), T es un retardo desconocido y n(t) es ruido acumulativo. La señal recibida es procesada por un filtro, hR(t), así que la forma de onda, x(t) que hay que procesar viene dada por la ecuación (32).
X(/) = LCll(t -i~ -r) + Z(/) (32)
donde f(t) = q(t)*hR(t) Y z(t) = n(t)*hR(t).
[0207] En el receptor ilustrativo, las muestras de la señal recibida son tomadas a la velocidad de chip, es decir, 1Te. Estas muestras, x(mTe + T'), son procesadas por una serie de correlacionadores que calculan, durante el réSimO período de correlación, las cantidades dadas por la ecuación (33)
d.+L-l
v~') = ¿x(mT. +-rI)C:". (33) -"
[0208] Estas cantidades están compuestas de un componente de ruido Wk(r) y un componente determinístico yk(r) dado por la ecuación (34).
(34)
En la continuación, el índice de tiempo r puede ser suprimido para facilitar la escritura, aunque debe observarse que la función f(t) cambia lentamente con el tiempo.
[0209] Las muestras son procesadas para ajustar la fase de muestreo, T', de una manera óptima para ser procesada posteriormente por el receptor, tal como el filtrado adaptado. Este ajuste se describe abajo. Para simplificar la representación del proceso, es útil describirlo en términos de la función f(t + T), donde debe ajustarse el desplazamiento de tiempo T. Se observa que la función f(t + T) es medida en presencia de ruido. Así, puede ser problemático ajustar la fase T' en base a las mediciones de la señal f(t + T). Para representar el ruido, se introduce la función v(t): v(t)=f(t)+m(t), donde el término m(t) representa un proceso de ruido. El procesador del sistema puede derivase en base a las consideraciones de la función v(t).
[0210] El proceso es no coherente y por lo tanto se basa en la función de la potencia de la envolvente IV(t+T)12. La expresión funcional e(T') dada en la ecuación (35) sirve para describir el proceso.
l) = (Iv(1 + r'-rtdl-(Iv(1 + T"'-T")I~ di (35)
El parámetro de desplazamiento se ajusta para e(T')=O, que ocurre cuando la energía en el intervalo (-OO,T' -T] iguala a la del intervalo [T' -T,oo). La característica del error es monotónica y por lo tanto tiene un solo punto de cruce en cero. Esta es la calidad deseable de la expresión funcional. Una desventaja de la expresión funcional es que está mal definida porque las integrales no están limitadas cuando hay ruido. No obstante, la expresión funcional e(T') puede transformarse en la forma dada por la ecuación (36).
'e(r')'= r.w(t)lv(t+ r'--r)fdJ (36)
donde la función típica w(t) es igual a sgn(t), la función signo.
[0211] Para optimizar la función típica w(t), es útil definir una Figura de mérito, F, como se indica en la ecuación (37).
,
F =[e(T~ + TA ) -e(r; -1'..)]2
(37)
VAR{e(1'~)}
El numerador de F es la pendiente numérica de la característica media de error en el intervalo [-T A,TAl que rodea el valor rastreado, To'. La media estadística es tomada con respecto al ruido así como el canal aleatorio, hc(t). Es deseable especificar una característica estadística del canal para realizar este promedio estadístico. Por ejemplo, el canal puede ser modelado como un canal de Dispersión Estacionaria Sin Correlacionar de Sentido Amplio (WSSUS) con respuesta de impulso hc(t) y un proceso de ruido blanco U(t) que tiene una función de intensidad g(t) como se muestra en la ecuación (38).
hr;(t) =~g(t)U(t} (38)
[0212] La variancia de e(,) es calculada como el valor medio cuadrático de la fluctuación
e'(T) = e(r)-(e(r») (39)
donde <e(,» es el promedio de e(,) con respecto al ruido.
[0213] La optimización de la Figura de mérito F con respecto a la función w(t) puede ser llevada a cabo utilizando métodos variacionales muy conocidos de optimización.
[0214] Una vez que se determina el w(t) óptimo, el procesador resultante puede ser aproximado exactamente por un procesador cuadrático de muestras que se deriva como sigue.
[0215] Por el teorema de muestreo, la señal v(t), con un límite de banda en un ancho de banda W, puede ser expresada en función de sus muestras como se indica en la ecuación (40).
v(t) = Lv(k I W)sinc[(Wt -k)1r] (40)
La sustitución de esta expansión en la ecuación (z+6) tiene como resultado una forma cuadrática infinita en las muestras v(k/W + ,'-,). Suponiendo que el ancho de banda de señal sea igual a la velocidad de chip, esto permite el uso de un esquema de muestreo que es temporizado por la señal de reloj de chip para ser utilizado para obtener las muestras. Estas muestras, Vk está representadas por la ecuación (41).
Vol = v(k7; + 1" -r) (41)
Esta suposición lleva a una simplificación de la aplicación. Es válido que el error de solapamiento sea pequeño.
[0216] En la práctica, la forma cuadrática que se deriva es truncada. En la Tabla 12 se da un ejemplo normalizado de la matriz B. Para este ejemplo, se considera un perfil exponencial g(t)=exp(-U,) de expansión del retardo con, igual a un chip. También se considera un parámetro de apertura T A igual a uno y a medio chip. El pulso de chip subyacente tiene un espectro de coseno elevado con un exceso de ancho de banda del 20%.

Tabla 12 -Ejemplo de matriz B
o
O O O O O O O O O O
O
O
-0,1
O
O
O
O
O
O
O
O
O
-0,1 0,22 0,19 -0,19
O
O
O
O
O
O
O
O
0,19 1 0,45 -0,2
O
O
O
O
O
O
O
-0,19 0,45 0,99 0,23
O
O
O
O
O
O
O
O
-0,2 0,23 O -0,18 0,17
O
O
O
O
O
O
O
O
-0,18 -0,87 -0,42 0,18
O
O
O
O
O
O
O
0,17 -0,42 -0,92 -0,16
O
O
O
O
O
O
O
O
0,18 -0,16 -0,31
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
-0,13
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
[0217] El rastreo de códigos se aplica a través de un detector de fase de bucle que se aplica como sigue. El vector y se define como un vector de columna que representa los 11 valores complejos del nivel de salida del AVe Piloto 1711, Y B
5 designa una matriz simétrica de coeficientes con valor real 11 x 11, con valores predeterminados para optimizar la aplicación con los valores de salida del AVe Piloto no coherentes y. La señal de salida E del detector de fase es dada por la ecuación (42):
(42)
Los cálculos siguientes se realizan para aplicar un filtro de bucle proporcional e integral y el veo:
10 x[n] =x[n-l] +pe
z[n] =z[n-l] + x[n] +as
Para B Y a que son constantes escogidas de modelar el sistema para optimizar la aplicación del sistema para el canal de transmisión y la aplicación particulares, y donde x[n] es el valor de salida del integrador del filtro de bucle y z[n] es el valor de salida de veo. Los ajustes de la fase del código los hace el controlador de módem siguiendo la subrutina e:
15 if(z>zmx){
delay phase 1/16 chip;
z -= zmax;
} else if (z < -zmax) {
advance phase 1/16 chip;
20 z +=zmax;
}
[0218] Se podría utilizar una fase de retardo diferente en el pseudocódigo anterior conforme a la presente divulgación.
[0219] El algoritmo de actualización de peso intermedio de AMF del generador de peso del AMF 1722 se produce periódicamente para desrotar y escalar la fase de cada valor de barra del Rake piloto 1711 realizando una multiplicación 25 compleja del valor de la barra del AVe piloto con el conjugado complejo del valor de salida actual del bucle de rastreo de la portadora y aplicar el producto a un filtro de paso bajo y formar el conjugado complejo de los valores del filtro para
producir los valores de peso intermedio del AMF, que son escritos periódicamente en los filtros AMF del módem de AMDC.
[0220] El algoritmo de verificación de cierre, mostrado en la Figura 17, es aplicado por el controlador de módem 1303 realizando operaciones de SPRT en la señal de salida de la serie escalar de correlacionadores. La técnica de SPRT es la misma que para los algoritmos de adquisición, excepto en que los umbrales de aceptación y rechazo se cambian para aumentar la probabilidad de detección del cierre.
[0221] El rastreo de la portadora se realiza a través de un segundo bucle de orden que opera en los valores de salida pilotos de la serie escalar correlacionada. La salida del detector de fase es la versión muy limitada del componente de cuadratura del producto de la señal de salida piloto (de valor complejo) de la serie escalar correlacionada y la señal de salida del VCO. El filtro de bucle es un diseño proporcional e integral. El VCO es una pura suma del error de fase 4> acumulado, que se convierte en el corrector de fase complejo cos 4> + j sen 4> usando una tabla de consulta en la memoria.
[0222] La descripción anterior del algoritmo de adquisición y rastreo se centra en un método no coherente porque el algoritmo de adquisición y rastreo descrito requiere una adquisición no coherente seguido de un rastreo no coherente porque durante la adquisición no hay una referencia coherente disponible hasta que el AMF, el AVC piloto, el AVC auxiliar y el DPLL estén en un estado de equilibrio. Sin embargo, en la técnica se sabe que el rastreo y combinación coherentes siempre son óptimos porque en el rastreo y combinación no coherente se pierde la información de salida de la fase de salida de cada barra del AVC piloto. Por consiguiente, otra disposición de la divulgación emplea un sistema de adquisición y rastreo de dos pasos, en el que primero se aplica el algoritmo de adquisición y rastreo no coherente descrito anteriormente y entonces el algoritmo cambia a un método de rastreo coherente. El método de combinación y rastreo coherente es similar al descrito anteriormente, excepto en que la señal de error rastreada es de la forma:
(43)
donde y se define como un vector de columna que representa los 11 valores complejos del nivel de salida del AVC Piloto 1711, Y A designa una matriz simétrica de coeficientes con valor real 11 x 11, con valores predeterminados para optimizar la aplicación con los valores de salida del AVC piloto coherentes y. Abajo se muestra una matriz A ilustrativa.
A= 00000000000 (44)
o O O O O O-1 O O O O O O O O O O 0-1 O O O O O O O O O O 0-1 O O O O O O O O O O 0-1 O O O O O O O O O O 0-1
[0223] Haciendo referencia a la Figura 9, la tarjeta del controlador de distribución de video (VDC) 940 de la RCS se conecta a cada MIU 931, 932, 933 Y a los transmisores/receptores de RF 950. El VDC 940 se muestra en la Figura 21. La circuitería del combinador de datos (DCC) 2150 incluye un demultiplexador de datos 2101, sumador de datos 2102, filtros FIR 2103, 2104, Y un accionador 2111. El DCC 2150 1) recibe la señal de datos pesada MDAT I Y a del módem de AMDC de cada uno de los MIU, 931, 932, 933; 2) suma los datos I ya con los datos digitales del canal portador de cada MIU 931,932,933; 3) Y suma el resultado con la señal de mensaje de datos de transmisión BCAST y el código de expansión piloto global GPILOT proporcionados por el módem principal de MIU 1210; 4) forma la banda de las señales sumadas para la transmisión; y 5) produce la señal de datos analógica para la transmisión al transmisor/receptor de RF.
[0224] Los filtros FIR 2103, 2104 son utilizados para modificar los datos I y a del módem de transmisión de AMDC del MIU antes de la transmisión. El WAC transfiere los datos con el coeficiente del filtro FIR a través del enlace con el puerto de serie 912 a través del controlador VDC 2120 y los filtros FIR 2103, 2104. Cada filtro FIR 2103, 2104 se configura separadamente. Los filtros FIR 2103, 2104 emplean un muestreo ascendente para operar al doble de la velocidad de chip, así que los valores cero de los datos se envían después de cada valor DATI y DATO del módem de transmisión de AMDC del MIU para producir FTXI y FTXO
[0225] El VDC 940 distribuye la señal de AGC AGCDAT A del AGC 1750 de los M I U 931, 932, 933 al transmisorlreceptor de RF 950 a través de la interfaz de distribución (DI) 2110. La VDC DI 2110 recibe los datos RXI y RXQ del transmisorlreceptor de RF y distribuye la señal como VDATAI y VDATAQ a los MIU 931,932,933.
[0226] Haciendo referencia a la Figura 21, el VDC 940 también incluye un controlador de VDC 2120 que monitoriza las señales de información de estado y defecto MIUSTAT de las MIU y se conecta al enlace de serie 912 y HSBS 970 para comunicar con el WAC 920 mostrado en la Figura 9. El controlador de VDC 2120 incluye un microprocesador, como un microcontrolador Intel 8032, un oscilador (no mostrado) que proporciona señales de temporización, y una memoria (no mostrada). La memoria del controlador de VDC incluye una Flash Prom (no mostrada) para contener el código del programa del controlador para el microprocesador 8032, y una SRAM (no mostrada) para contener los datos temporales escrito en y leídos de la memoria por el microprocesador.
[0227] Haciendo referencia a la Figura 9, la presente divulgación incluye un transmisor/receptor de RF 950 Y una sección de amplificador de potencia 960. Haciendo referencia a la Figura 22, el transmisor/receptor de RF 950 es dividido en tres secciones: el módulo de transmisor 2201, el módulo de receptor 2202, y el sintetizador de frecuencia 2203. El sintetizador de frecuencia 2203 produce una frecuencia portadora de transmisión TFREQ y una frecuencia portadora de recepción RFREQ en respuesta a una señal de control de frecuencia FREQCTRL recibida del WAC 920 en el enlace de serie 912. En el módulo de transmisor 2201, las señales de datos I y Q analógicas de entrada TXI y TXQ del VDC son aplicadas al modulador de cuadratura 2220, que también recibe una señal de frecuencia portadora de transmisión TFREQ del sintetizador de frecuencia 2203 para producir una señal portadora de transmisión modulada en cuadratura TX. Después se aplica la señal modulada portadora de transmisión analógica, una señal de RF elevada TX, al amplificador de potencia de transmisión 2252 del amplificador de potencia 960. La señal portadora de transmisión amplificada es pasada entonces a través de los componentes pasivos de alta potencia (HPPC) 2253 a la antena 2250, que transmite la señal de RF elevada al canal de comunicación como una señal de RF de AMDC. En una disposición de la divulgación, el amplificador de potencia de transmisión 2252 comprende ocho amplificadores de aproximadamente 60 vatios de pico a pico cada uno.
[0228] El HPPC 2253 comprende un pararrayos, un filtro de salida, un acoplador direccional de 10 dB, un aislante, y una terminación de alta potencia unida al aislante.
[0229] Una señal de RF de AMDC de recepción es recibida en la antena 2250 desde el canal de RF y pasada por el HPPC 2253 al amplificador de potencia de recepción 2251. El amplificador de potencia de recepción 2251 incluye, por ejemplo, un transistor de potencia de 30 vatios accionado por un transistor de 5 vatios. El módulo de recepción de RF 2202 tiene una señal RX portadora de recepción modulada en cuadratura del amplificador de potencia de recepción. El módulo de recepción 2202 incluye un demodulador de cuadratura 2210 que toma la señal RX modulada portadora de recepción y la señal de frecuenca portadora de recepción RFREQ del sintetizador de frecuencia 2203, demodula síncronamente la portadora, y proporciona los canales I y Q analógicos. Estos canales son filtrados para producir las señales RXI y RXQ, que son transferidas al VDC 940.
La unidad de abonado
[0230] La Figura 23 muestra la unidad de abonado (SU) de una disposición de la presente invención. Como puede observarse, la SU incluye una sección de RF 2301 que incluye un modulador de RF 2302, un demodulador de RF 2303, Y un divisor/aislador 2304, que reciben los canales lógicos globales y asignados que incluyen los mensajes de tráfico y control y las señales piloto globales en la señal del canal de RF de AMDC de enlace directo, y transmite las señales pilotos inversas y los canales asignados en el enlace indirecto y las señales pilotos inversas en el canal de RF de AMDC de enlace indirecto. Los enlaces directo e indirecto son recibidos y transmitidos, respectivamente, a través de las antenas 2305. La sección de RF emplea, en una disposición ilustrativa, un receptor convencional de conversión dual superheterodino que tiene un demodulador sincrónico que responde a la señal ROSC. La selectividad de este receptor es proporcionada por un filtro SAW de 70 MHz transversal (no mostrado). El modulador de RF incluye un modulador sincrónico (no mostrado) que responde a la señal portadora TOSC para producir una señal portadora modulada en cuadratura. Esta señal se intensifica en frecuencia mediante un circuito de mezcla de compensación (no mostrado).
[0231] La SU también incluye una interfaz de línea de abonado 2310, incluyendo la funcionalidad de un generador de control (CC), una interfaz de datos 2320, un codificador de ADPCM 2321, un decodificador de ADPCM 2322, un controlador de SU 2330, un generador de señales de reloj de SU 2331, una memoria de 2332, y un módem de AMDC 2340, que es esencialmente el mismo que el módem de AMDC 1210 que se describió anteriormente en referencia a la Figura 13. Cabe señalar que la interfaz de datos 2320, el codificador de ADPCM 2321 y el decodificador de ADPCM 2322 se proporcionan normalmente como un chip codificador/decodificador estándar de ADPCM.
[0232] La señal del canal de RF de AMDC de enlace directo se aplica al demodulador de RF 2303 para producir la señal de AMDC de enlace directo. La señal de AMDC de enlace directo es suministrada al módem de AMDC 2340, que adquiere la sincronización con la señal piloto global, produce la señal de sincronización piloto global para el reloj 2331, para generar las señales de temporización del sistema, y desexpande la pluralidad de canales lógicos. El módem de AMDC 2340 adquiere también los mensajes de tráfico RMESS y los mensajes de control RCTRL y proporciona las señales de mensajes de tráfico RMESS a la interfaz de datos 2320 y recibe las señales de mensajes de control RCTRL para el controlador de la SU 2330.
[0233] Las señales de mensajes de control recibidas RCTRL incluyen una señal de identificación del abonado, una señal de codificación y las señales de modificación del portador. La RCTRL también puede incluir información de control y otras de señalización de telecomunicaciones. La señal de mensajes de control recibida RCTRL se aplica al controlador de la SU 2330, que comprueba que la llamada es para la SU a partir del valor de identificación del abonado obtenido de la RCTRL. El controlador de la SU 2330 determina el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensajes de tráfico de la señal de codificación y la señal de modificación de la velocidad del portador. Si la señal de codificación indica que el mensaje de tráfico está codificado por ADPCM, se envía el mensaje de tráfico RVMESS al decodificador de ADPCM 2322 enviando un mensaje de selección a la interfaz de datos 2320. El controlador de la SU 2330 emite una señal de codificación de ADPCM y una señal de velocidad del portador obtenidas de la señal de codificación al decodificador de ADPCM 2322. La señal de mensajes de tráfico RVMESS es la señal de entrada al decodificador de ADPCM 2322, donde se convierte la señal de mensajes de tráfico en una señal de información digital RINF en respuesta a los valores de la señal de codificación de ADPCM introducida.
[0234] Si el controlador de la US 2330 determina que el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensajes de tráfico de la señal de codificación no está codificada por ADPCM, entonces la RDMESS pasa a través del codificador ADPCM sin codificar. La señal de mensaje de tráfico RDMESS es transferida desde la interfaz de datos 2320 directamente al controlador de interfaz (IC) 2312 de la interfaz de línea de abonado 2310.
[0235] La señal de información digital RINF o RDMESS se aplica a la interfaz de línea de abonado 2310, que incluye un controlador de interfaz (IC) 2312 y una interfaz de línea (LI) 2313. Para la disposición ilustrativa, ellC es un controlador de interfaz de PCM extendido (EPIC) y la LI es un circuito de interfaz de línea de abonado (SLlC) para el POTS, que corresponde a las señales de tipo RINF, y una interfaz RDSI para la RDSI que corresponde a las señales de tipo RDMESS. Los circuitos del EPIC y del SLlC son muy conocidos en la técnica. La interfaz de línea de abonado 2310 convierte la señal de información digital RINF o RDMESS al formato definido por el usuario. El formato definido por el usuario es proporcionado al IC 2312 por el controlador de la SU 2330. La LI 2310 incluye circuitos para llevar a cabo funciones tales como la conversión de ley A o ley 1-1, generar tonos de marcado y generar o interpretar bits de señalización. La interfaz de línea también produce la señal de información del usuario a la SU de usuario 2350 según ha sido definida por la interfaz de línea de abonado, por ejemplo voz del POTS, datos de banda de voz o servicio de datos RDS!.
[0236] Para un canal de RF de AMDC de enlace indirecto, se aplica una señal de información de usuario a la Ll2313 de la interfaz de línea de abonado 2310, que emite una señal de tipo de servicio y una señal de tipo de información al controlador de la SU. El CI 2312 de la interfaz de línea de abonado 2310 produce una señal de información digital TINF que es la señal de entrada al codificador de ADPCM 2321 si la señal de información de usuario debe ser codificada por ADPCM, como para el servicio POTS. Para los datos u otra información de usuario no codificados por ADPCM, el IC 2312 pasa el mensaje de datos TDMESS directamente a la interfaz de datos 2320. El módulo de control de llamadas (CC), incluida en la interfaz de línea de abonado 2310, obtiene la información de control de llamadas de la señal de información de usuario, y pasa la información de control de llamadas CCINF al controlador de SU 2330. El codificador de ADPCM 2321 también recibe la señal de codificación y las señales de modificación del portador del controlador de la SU 2330 Yconvierte la señal de información digital de entrada en la señal de mensajes de tráfico de salida TVMESS en respuesta a las señales de codificación y de modificación del portador. El controlador de la SU 2330 también emite la señal de control inverso que incluye la información de control de llamada de la señal de codificación y la señal de modificación del canal portador al módem de AMDC. La señal de mensajes de salida TVMESS se aplica a la interfaz de datos 2320. La interfaz de datos 2320 envía la información de usuario al módem de AMDC 2340 como señal de mensaje de transmisión TMESS. El módem de AMDC 2340 expande el mensaje de salida y los canales de control inversos TCTRL recibidos del controlador de la SU 2330 Y produce la señal de AMDC de enlace inverso. La señal de AMDC de enlace inverso es proporcionada a la sección de transmisión de RF 2301 Y modulada por el modulador de RF 2302 para producir la señal del canal de RF de AMDC de enlace inverso transmitida desde la antena 2305.
Procedimiento de conexión y establecimiento de llamadas
[0237] El proceso de establecimiento del canal portador consta de dos procedimientos: el proceso de conexión de llamada para una conexión de llamada entrante de una unidad de procesamiento de llamadas remota, como una RDU (conexión de llamadas entrantes), y el proceso de conexión de llamada para una llamada saliente desde la SU (conexión de llamadas salientes). Antes de que cualquier canal portador pueda establecerse entre una RCS y una SU, la SU debe registrar su presencia en la red con el procesador de llamadas remotas, como la RDU. Cuando la señal de descolgar es detectada por la SU, la SU no sólo comienza a establecer un canal portador, sino que también inicia el procedimiento para que una RCS obtenga un enlace terrestre entre la RCS y el procesador de control remoto. El proceso de establecer la conexión de la RCS y la RDU se detalla en la norma DECT V5.1.
[0238] Para el procedimiento de conexión de llamada entrante que se muestra en la Figura 24, en primer lugar 2401, el WAC 920 (que se muestra en la Figura 9) recibe, a través de uno de los MUX 905, 906 Y 907, una solicitud de llamada entrante de una unidad de procesamiento de llamadas remota. Esta solicitud identifica la SU objetivo y que se desea una conexión de llamada con la SU. El WAC emite periódicamente el canal SBCH con indicadores de localización para cada SU y emite periódicamente los semáforos FBCH para cada canal de acceso. En respuesta a la solicitud de llamada entrante, el WAC, en la etapa 2420, comprueba primero si la SU identificada ya está activa con otra llamada. Si es así, el WAC devuelve una señal de ocupado para la SU a la unidad de procesamiento remota a través del MUX, de lo contrario se establece el indicador de localización.
[0239] A continuación, en la etapa 2402, el WAC comprueba el estado de los módems de la RCS y, en la etapa 2421, determina si hay un módem para la llamada. Si un módem está disponible, los semáforos del FBCH indican que uno o más canales AXCH están disponibles. Si no hay un canal disponible después de un cierto período de tiempo, entonces el WAC devuelve una señal de ocupado de la SU a la unidad de procesamiento remota a través del MUX. Si un módem de la RCS está disponible y la SU no está activa (en modo de reposo), el WAC establece el indicador de localización para la SU identificada en el SBCH para indicar una solicitud de llamada entrante. Mientras tanto, el canal de acceso a los módems busca continuamente la señal piloto de acceso corta (SAXPT) de la SU.
[0240] En la etapa 2403, una SU en reposo entra periódicamente en modo vigilia. En el modo vigilia, el módem de la SU sincroniza con la señal piloto de enlace descendente, espera a que los filtros AMF y el bucle cerrado en fase del módem de la SU se establezcan y lee el indicador de localización en la ranura que le ha sido asignada en el SBCH para determinar si hay una llamada para la SU 2422. Si no hay ningún indicador de localización establecido, la SU detiene el módem de la SU y vuelve al modo de reposo. Si se establece un indicador de localización para una conexión de llamada entrante, el módem de la SU comprueba el tipo de servicio y los semáforos en el FBCH para un AXCH disponible.
[0241] A continuación, en la etapa 2404, el módem de la SU selecciona un AXCH disponible y comienza un incremento de la potencia de transmisión rápida del SAXPT correspondiente. Durante un período, el módem de la SU continúa aumentando la potencia rápida en el SAXPT y los módems de acceso continúan la búsqueda del SAXPT.
[0242] En la etapa 2405, el módem de la RCS adquiere el SAXPT de la SU y comienza a buscar el LAXPT de la SU. Cuando se adquiere el SAXPT, el módem informa al controlador WAC, y el controlador WAC establece el semáforo correspondiente al módem en "rojo" para indicar que el módem está ahora ocupado. Los semáforos son periódicamente emitidos sin dejar de intentar la adquisición del LAXPT.
[0243] El módem de la SU comprueba, en la etapa 2406, el semáforo del FBCH y del AXCH. Cuando el semáforo del AXCH está rojo, la SU asume que el módem de la RCS ha adquirido el SAXPT y comienza a transmitir el LAXPT. El módem de la SU continúa aumentando la potencia del LAXPT a una velocidad más lenta hasta recibir los mensajes de Sinc-Ind en el CTCH correspondiente. Si la SU es errónea porque el semáforo se estableció de hecho en respuesta a otra SU al adquirir el AXCH, el módem de la SU se desconecta transcurrido un tiempo porque no se ha recibido mensajes de Sinc-Ind. La SU espera aleatoriamente durante un período de tiempo, recoge un nuevo canal AXCH, y se repiten las etapas 2404 y 2405 hasta que el módem de la SU reciba los mensajes de Sinc-Ind.
[0244] Después, en la etapa 2407, el módem de la RCS adquiere el LAXPT de la SU y comienza a enviar mensajes de Sinc-Ind en el CTCH correspondiente. El módem espera 10 ms a que se establezcan los filtros del correlador del vector AUX y piloto y el bucle cerrado en fase, pero continúa enviando mensajes de Sinc-Ind en el CTCH. El módem entonces comienza a buscar un mensaje de solicitud de acceso a un canal portador (MAC_ACC_REQ), desde el módem de la SU.
[0245] El módem de la SU, en la etapa 2408, recibe el mensaje de Sinc-Ind y bloquea el nivel de potencia de transmisión del LAXPT. El módem de la SU comienza entonces a enviar mensajes repetidos de solicitud de acceso a un canal de tráfico portador (MAC_ACC_ REQ) a niveles de potencia fija, y queda en espera de detectar un mensaje de confirmación de la solicitud (MAC_BEARER_CFM) del módem de la RCS.
[0246] A continuación, en la etapa 2409, el módem de la RCS recibe un mensaje MAC_ACC_REQ, el módem empieza entonces a medir el nivel de potencia del AXCH e inicia el canal de APC. El módem de la RCS envía el mensaje MAC_BEARER_CFM a la SU y empieza a detectar la confirmación de MAC_BEARER_CFM_ACK del mensaje MAC_BEARER_CFM.
[0247] En la etapa 2410, el módem de la SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM y comienza a obedecer los mensajes de control de potencia de APC. El SU deja de enviar el mensaje MAC_ACC_REQ y envía al módem de la RCS el mensaje de MAC_BEARER_CFM_ACK. La SU comienza a enviar los datos cero en el AXCH. La SU espera 10 ms para establecer el nivel de potencia de transmisión de enlace ascendente.
[0248] El módem de la RCS, en la etapa 2411, recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM_ACK y deja de enviar los mensajes MAC_BEARER_CFM. Las mediciones de potencia del APC continuan.
[0249] A continuación, en la etapa 2412, los módems de tanto la SU como la RCS han sincronizado las subépocas, obedecen los mensajes de APC, miden los niveles de potencia recibidos y calculan y envían mensajes de APC. La SU espera 10 ms para establecer el nivel de potencia de enlace descendente.
[0250] Por último, en la etapa 2413, el canal portador se establece y se inicia entre los módems de la SU y la RCS. El WAC recibe la señal de establecimiento del portador del módem de la RCS, reasigna el canal AXCH y establece el semáforo correspondiente en verde.
[0251] Para la conexión de llamadas salientes que se muestra en la Figura 25, la SU es puesta en modo activo por la señal de descolgado en la interfaz de usuario en la etapa 2501.
[0252] A continuación, en la etapa 2502, la RCS indica los canales AXCH disponibles mediante el establecimiento de los semáforos correspondientes.
[0253] En la etapa 2503, la SU se sincroniza con el piloto de enlace descendente, espera a que se establezcan los filtros del correlador vectorial del módem de la SU y el bucle cerrado en fase y la SU comprueba el tipo de servicio y los semáforos de un canal AXCH disponible.
[0254] Las etapas 2504 a 2513 son idénticas a las etapas de procedimiento 2404 a 2413 para el procedimiento de conexión de llamada entrante de la Figura 24, por lo que no se explican en detalle.
[0255] En los procedimientos anteriores para la conexión de llamadas entrantes y la conexión de llamadas salientes, el proceso de aumento de potencia consta de los siguientes eventos. La SU empieza desde una potencia de transmisión muy baja y aumenta su nivel de potencia mientras transmite el código SAXPT corto, una vez que el módem de la RCS detecta el código corto apaga el semáforo. Al detectar que el semáforo cambió, la SU sigue aumentando, a una velocidad más lenta esta vez enviando el LAXPT. Una vez que el módem de la RCS adquiere el LAXPT y envía un mensaje en el CTCH para indicarlo, la SU mantiene su potencia de transmisión (TX) constante y envía el mensaje de solicitud de acceso al MAC. Este mensaje se contesta con un mensaje MAC_BEARER_CFM en el CTCH. Una vez que la SU recibe el mensaje MAC_BEAER_CFM cambia al canal de tráfico (TRCH), que es el tono de marcado para el POTS.
[0256] Cuando la SU captura un canal AXCH de usuario específico, la RCS asigna un código semilla para la SU a través del CTCH. El código semilla es utilizado por el generador de códigos de expansión en el módem de la SU para producir el código asignado para el piloto inverso del abonado, y los códigos de expansión de los canales asociados para el tráfico, control de llamadas y señalización. La secuencia de códigos de expansión piloto inversa de la SU se sincroniza en fase a la secuencia de códigos de expansión global piloto del sistema de la RCS y los códigos de expansión de tráfico, control de llamadas y señalización se sincronizan en fase con la secuencia de códigos de expansión piloto inversa de la SU.
[0257] Si la unidad de abonado consigue capturar un canal de usuario específico, la RCS establece un enlace terrestre con la unidad de procesamiento remota que corresponda al canal de usuario específico. Para la norma DECT V5.1, una vez que se ha establecido el enlace completo de la RDU a la LE utilizando el mensaje ESTABLECIMIENTO V5.1, la LE devuelve el correspondiente mensaje ESTABLECIMIENTO ACK V5.1 a la RDU, ya la unidad de abonado se le envía un mensaje CONNECT que indica que el enlace de transmisión está completo.
Soporte de tipos de servicio especiales
[0258] El sistema de la presente divulgación incluye una función de modificación del canal portador que permite que la velocidad de transmisión de la información del usuario cambie de una velocidad más baja hasta un máximo de 64 kb/s. El método de modificación del canal portador (BCM) se utiliza para cambiar de un canal de ADPCM a 32 kb/s a un canal de PCM a 64 kb/s para soportar datos y comunicaciones de fax de alta velocidad a través del sistema de comunicaciones de espectro expandido de la presente divulgación.
[0259] En primer lugar, se establece un canal portador en la interfaz de RF entre la RCS y la SU, y existe un enlace correspondiente entre la interfaz terrestre de la RCS y la unidad de procesamiento remota, como una RDU. La velocidad de transmisión digital del enlace entre la RCS y la unidad de procesamiento remota normalmente se corresponde con una velocidad de datos codificados, que puede ser, por ejemplo, una ADPCM a 32 kb/s. El controlador WAC de la RCS controla la información de datos digitales codificada del enlace recibido por la interfaz de línea del MUX. Si el controlador WAC detecta la presencia del tono de 2100 Hz en los datos digitales, el WAC da instrucciones a la SU a través del canal de control lógico asignado y hace que se establezca un segundo enlace dúplex a 64 kb/s entre el módem de la RCS y la SU. Además, el controlador WAC da instrucciones a la unidad de procesamiento remota para que establezca un segundo enlace dúplex a 64 kb/s entre la unidad de control remota y la RCS. En consecuencia, durante un breve período, la unidad de procesamiento remota y la SU intercambian los mismos datos por ambos enlaces a 32 kb/s y 64 kb/s a través de la RCS. Una vez que el segundo enlace se ha establecido, la unidad de procesamiento remota hace que el controlador WAC cambie la transmisión sólo al enlace a 64 kb/s, y el controlador WAC da instrucciones al módem de la RCS y la SU para cancelar y deshacer el enlace a 32 kb/s. Al mismo tiempo, el enlace terrestre a 32 kb/s también se termina y deshace.
[0260] Otra disposición del método de BCM incorpora una negociación entre la unidad de procesamiento remota externa, tal como la RDU y la RCS para permitir canales redundantes en la interfaz terrestre, mientras que sólo se usa un canal portador en la interfaz de RF. El método descrito es una conmutación síncrona del enlace a 32 kb/s al enlace a 64 kb/s por el enlace aéreo que aprovecha la ventaja del hecho de que la temporización de la secuencia de códigos de expansión es sincronizada entre el módem de la RCS y la SU. Cuando el controlador WAC detecta la presencia del tono a 2100 Hz en los datos digitales, el controlador WAC da instrucciones a la unidad de procesamiento remota para que establezca un segundo enlace dúplex a 64 kb/s entre la unidad de control remota y la RCS. La unidad de procesamiento remota envía entonces datos codificados a 32 kb/s y datos a 64 kb/s al mismo tiempo a la RCS. Una vez que la unidad de procesamiento remota ha establecido el enlace a 64 kb/s, la RCS es informada y el enlace a 32 kb/s se termina y deshace. La RCS también informa a la SU de que el enlace a 32 kb/s se está deshaciendo y que cambie de procesamiento para recibir datos sin codificar a 64 kb/s en el canal. Los mensajes de control de intercambio de la RCS y la SU en el canal de control portador del grupo de canales asignados para identificar y determinar la subépoca particular de la secuencia de códigos de expansión del canal portador en el que la RCS empezará a transmitir datos a 64 kbiUs a la SU. Una vez que se identifica la subépoca, el cambio se produce de forma sincrónica en el límite de la subépoca identificada. Este método de conmutación sincrónica es el más económico de ancho de banda ya que el sistema no necesita mantener la capacidad de un enlace a 64 kb/s para soportar un proceso de conmutación.
[0261] Según las disposiciones anteriormente descritas de la función de BCM, la RCS deshará primero el enlace a 32 kb/s, pero los expertos en la materia sabrán que la RCS podría deshacer el enlace a 32 kb/s después de que el canal portador haya cambiado al enlace a 64 kb/s.
[0262] Como otro tipo de servicio especial, el sistema de la presente divulgación incluye un método para conservar la capacidad en la interfaz de RF para los tipos de RDSI de tráfico. Esta conservación se produce mientras se transmite un patrón de bits de inactividad en el canal D de RDSI cuando no se está transmitiendo ninguna información de datos. El sistema de AMDC de la presente divulgación incluye un método para evitar la transmisión de información redundante llevada a cabo en el canal D de las redes de RDSI para la transmisión de señales a través de un enlace de comunicación inalámbrica. La ventaja de este método es que reduce la cantidad de información transmitida y por lo tanto la capacidad del canal y de potencia de transmisión utilizada por esa información. El método se describe como se utiliza en la RCS. En la primera etapa, el controlador, como el WAC de la RCS o el controlador de SU de la SU, controla el canal D de salida de la interfaz de línea de abonado para un patrón de inactividad de canal predeterminado. Se incluye un retardo entre la salida de la interfaz de línea y el módem de AMDC. Una vez que el patrón de inactividad se detecta, el controlador inhibe la transmisión del canal de mensajes de expansión a través de un mensaje incluido en la señal de control para el módem de AMDC. El controlador continúa controlando el canal D de salida de la interfaz de línea hasta que se detecta la presencia de información de datos. Cuando se detecta la información de datos, el canal de mensajes de expansión se activa. Como el canal de mensajes se sincroniza con el piloto asociado que no se inhibe, el correspondiente módem de AMDC del otro extremo del enlace de comunicación no tiene que adquirir de nuevo la sincronización con el canal de mensajes.
Recuperación de la llamada interrumpida
[0263] La RCS y la SU monitorizan cada una la señal de canal portador de AMDC para evaluar la calidad de la conexión del canal portador de AMDC. La calidad del enlace se evalúa utilizando la prueba secuencial de relación de probabilidad (SPRT) empleando una estimación de cuantil adaptativo. El proceso de SPRT utiliza mediciones de la potencia de la señal recibida; y si el proceso de SPRT detecta que el generador de códigos de expansión local ha perdido la sincronización con el código de expansión de la señal recibida o si detecta la ausencia o nivel bajo de una señal recibida, la SPRT declara una pérdida de cierre (LOL).
[0264] Cuando se declara la condición de LOL, el módem del receptor de cada RCS y SU empieza una búsqueda z de la señal de entrada con el generador de códigos de expansión local. La búsqueda z es muy conocida en la técnica de adquisición y detección del código de expansión de AMDC. El algoritmo de la búsqueda z de la presente divulgación prueba los grupos de ocho fases de código de expansión delante y detrás de la última fase conocida en incrementos cada vez más grandes de fases de código de expansión.
[0265] Durante la condición de LOL detectada por la RCS, la RCS continúa transmitiendo a la SU en los canales asignados, y continúa transmitiendo las señales de control de potencia a la SU para mantener el nivel de potencia de transmisión de la SU. El método de transmitir señales de control de la potencia se describe abajo. La readquisición satisfactoria tiene lugar deseablemente dentro de un período determinado de tiempo. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa, de otro modo la RCS rechaza la conexión de llamada desactivando y liberando el módem de RCS asignado por el WAC, y transmite una señal de terminación de llamada a un procesador remoto de la llamada, como el RDU, como se ha descrito anteriormente.
[0266] Cuando la condición de LOL es detectada por la SU, la SU detiene la transmisión al RCS en los canales asignados, lo que fuerza a la RCS a una condición de LOL y comienza el algoritmo de readquisición. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa, y si no es satisfactoria, la RCS rechaza la conexión de llamada desactivando y liberando el módem de la SU como se ha descrito anteriormente.
CONTROL DE LA POTENCIA
General
[0267] La característica de control de la potencia de la presente divulgación es utilizada para minimizar la cantidad de potencia de transmisión utilizada por una RCS y las SU del sistema, y la subcaracterística de control de la potencia que actualiza la potencia de transmisión durante la conexión del canal portador se define como un control de potencia automático (APC). Los datos de APC son transferidos de la RCS a una SU en el canal APC directo y de una SU a la RCS en el canal de APC inverso. Cuando no hay un enlace de datos activo entre los dos, la subcaracterística de control de potencia de mantenimiento (MPC) actualiza la potencia de transmisión de la SU.
[0268] Los niveles de potencia de transmisión de los canales directos e inversos asignados son controlados por el algoritmo de APC para mantener la potencia de señal suficiente para la relación de potencia del ruido de interferencia (SIR) en esos canales, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. En la presente divulgación se utiliza un mecanismo de control de la potencia de bucle cerrado en el que un receptor decide que el transmisor debería aumentar o disminuir gradualmente su potencia de transmisión. Esta decisión es transmitida de vuelta al respectivo transmisor a través de la señal de control de potencia en el canal de APC. El receptor toma la decisión de aumentar o disminuir la potencia del transmisor basado en dos señales de error. Una señal de error es una indicación de la diferencia entre las potencias de las señales desexpandidas medidas y deseadas, y la otra señal de error es una indicación del promedio de la potencia total recibida.
[0269] Como se utiliza en la disposición descrita de la descripción de la invención, el término control de potencia cerca del extremo se usa para denominar el ajuste de la potencia de salida del transmisor según la señal de APC recibida en el canal de APC desde el otro extremo. Esto significa el control inverso de la potencia para la SU y el control directo de potencia para la RCS; y el término APC lejano del extremo se utiliza para denominar al control de potencia directo para la SU y el control de potencia inverso para la RCS (ajustando la potencia de transmisión del extremo opuesto).
[0270] Para conservar la potencia, el módem de la SU termina la transmisión y se apaga mientra espera una llamada, definido como fase de reposo. La fase de apagado automático se termina por una señal de activación desde el controlador de la SU. El circuito de adquisición del módem de la SU introduce automáticamente la fase de readquisición, y empieza el proceso de adquirir el piloto en la parte inferior del enlace, como se ha descrito anteriormente.
Algoritmos de control de potencia de bucle cerrado
[0271] El control de la potencia cercano al extremo consiste en dos etapas: primero, se establece la potencia de transmisión inicial; y segundo, se ajusta la potencia de transmisión continuamente según la información recibida del extremo alejado utilizando el APC.
[0272] Para la SU, la potencia de transmisión inicial se establece en un valor mínimo y entonces se aumenta, por ejemplo, a razón de 1 d8/ms hasta que expire el temporizador de aumento (no mostrado) o la RCS cambie el correspondiente valor de semáforo en el F8CH a "rojo" indicando que la RCS ha cerrado al piloto corto SAXPT de la SU. La expiración del temporizador hace que la transmisión de SAXPT se cierre, a menos que el valor del semáforo se ponga en rojo primero, en cuyo caso la SU sigue aumentando la potencia de transmisión pero a una velocidad mucho más baja que antes de que se detectara la señal en "rojo".
[0273] Para la RCS, la potencia de transmisión inicial se ajusta en un valor fijo, correspondiente al valor mínimo necesario para un funcionamiento seguro determinado experimentalmente para el tipo de servicio y el número actual de usuarios del sistema. Los canales globales, como el piloto global o F8CH, siempre son transmitidos a la potencia inicial fija, mientras que los canales de tráfico son cambiados al APC.
[0274] Los bits del APC son transmitidos como señales de un bit hacia arriba o hacia abajo en el canal de APC. En la disposición descrita, la corriente de datos del APC de 64 kb/s no es codificada o interpolada.
[0275] El control de potencia del extremo lejano consiste en la información de control de potencia de transmisión del extremo cercano que se usa para ajustar su potencia de transmisión.
[0276] El algoritmo de APC hace que la RCS o la SU transmita +1 si se mantiene la siguiente desigualdad, de otro modo sería -1.
(4S)
Aquí, la señal de error e1 se calcula como
(46)
donde Pd es la señal desexpandida mas la potencia de ruido, PN es la potencia de ruido desexpandido y SNRREQ es la 5 relación ruido a señal desexpandida deseada para el tipo particular de servicio; y
ez =P,. Po (47)
donde Pr es una medida de la potencia recibida y Po es el punto de ajuste del circuito del control automático de ganancia (AGC). Los pesos a1 y a2 en la ecuación (33) son escogidos para cada tipo de servicio y la velocidad de actualización del APC.
10 Control de la potencia de mantenimiento
[0277] Durante la fase de reposo de la SU, la potencia del ruido de interferencia del canal de RF de AMDC puede cambiar. La presente divulgación incluye una característica de control de la potencia de mantenimiento (MPC) que ajusta periódicamente la potencia de transmisión inicial de la SU con respecto a la potencia del ruido de interferencia del canal de AMDC. El MPC es el proceso por el cual el nivel de la potencia de transmisión de una SU se mantiene muy
15 próximo al nivel mínimo para que la RCS detecte la señal de la SU. El proceso de MPC compensa los cambios de frecuencias bajas en la potencia de transmisión de la SU necesaria.
[0278] La característica de control de mantenimiento utiliza dos canales globales: uno es llamado el canal de estado (STCH) en el enlace inverso, y el otro es llamado el canal de verificación (CUCH) en el enlace directo. Las señales transmitidas en estos canales no llevan datos y se generan de la misma manera que se generan los códigos cortos
20 utilizados en el aumento de la potencia inicial. Los códigos del STCH y del CUCH son generados desde una rama "reservada" del generador de códigos global.
[0279] El proceso de MPC es como sigue. En intervalos aleatorios, la SU envía un código de expansión con longitud de símbolo periódicamente durante 3 ms en el canal de estado (STCH). Si la RCS detecta la secuencia, contesta enviando una secuencia de códigos de longitud de símbolo dentro de los próximos 3 ms en el canal de verificación (CUCH).
25 Cuando la SU detecta la respuesta de la RCS, reduce su potencia de transmisión en un tamaño de paso particular. Si la SU no ve ninguna respuesta de la RCS dentro de ese período de 3 ms, aumenta su potencia de transmisión en el tamaño de paso. Utilizando este método, la respuesta de la RCS es transmitida a un nivel de potencia que es suficiente para mantener una probabilidad de detección de 0,99 en todas las SU.
[0280] La velocidad de cambio de la carga de tráfico y el número de usuarios activos están relacionados con la potencia
30 del ruido de interferencia del canal de AMDC. La velocidad actualizada y el tamaño del paso de la señal de actualización de potencia de mantenimiento se determina usando métodos según la teoría de puesta en cola muy conocidos en la técnica de la teoría de la comunicación. Al modelar el proceso de originación de llamada como una variable aleatoria exponencial con una media de 6,0 min, el cómputo numérico muestra que el nivel de la potencia de mantenimiento de una SU debe ser actualizado una vez cada 10 segundos o menos para poder seguir los cambios en el nivel de
35 interferencia utilizando un tamaño de paso de 0,5 dB. La modelación del proceso de originación de llamada como una variable de Poisson aleatoria con tiempos exponenciales de llegada intermedia, una velocidad de llegada de 2x10-4 por segundo por usuario, una velocidad de servicio de 1/360 por segundo y una población total de 600 abonados en el área de servicio de la RCS también da por cómputo numérico que una velocidad de actualización de una vez cada 10 segundos es suficiente cuando se utiliza un tamaño de paso de 0,5 dB.
40 [0281] El ajuste de la potencia de mantenimiento es realizado periódicamente por la SU que cambia de la fase de reposo a la fase de vigilia y realiza el proceso de MPC. Por consiguiente, el proceso para la característica de MPC se muestra en la Figura 26 y es como sigue: Primero, en la etapa 2601, las señales se intercambian entre la SU y la RCS que mantienen un nivel de potencia de transmisión que es cercano al nivel necesario para la detección: la SU envía periódicamente un código de expansión de longitud de símbolo en el STCH, y en la RCS envía periódicamente un
45 código de expansión de longitud de símbolo en el CUCH como respuesta.
[0282] Después, en la etapa 2602, si la SU recibe una respuesta dentro de 3 ms después de que se haya enviado el mensaje de STCH, disminuye su potencia de transmisión en un tamaño particular de paso en la etapa 2603; pero si la SU no recibe una respuesta en los 3 ms después del mensaje de STCH, aumenta su potencia de transmisión en el mismo tamaño de paso en la etapa 2604.
[0283] La SU espera, en la etapa 2605, durante un período de tiempo antes de enviar otro mensaje de STCH, este período de tiempo es determinado por un proceso aleatorio que promedia 10 segundos.
[0284] Así, se ajusta la potencia de transmisión de los mensajes de STCH de la SU en base a la respuesta de la RCS periódicamente, y se fija la potencia de transmisión de los mensajes de CUCHo
Asignación de la señal de control de potencia a los canales lógicos para el APC
[0285] Las señales de control de potencia se asignan a los canales lógicos especificados para controlar los niveles de potencia de transmisión de los canales directos e inversos asignados. Los canales globales inversos también son controlados por el algoritmo de APC para mantener una relación suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en esos canales inversos, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. En la presente divulgación se utiliza un método de control de la potencia de bucle cerrado en el que un receptor decide periódicamente aumentar o disminuir gradualmente la potencia de salida del transmisor en el otro extremo. El método también devuelve esa decisión al respectivo transmisor.

Tabla 13: Asignaciones de canal de la señal de APC
Enlace Canales y Señales
Estado de Llamada/Conexión Método de control de potencia
Valor inicial
Continuo
Enlace inverso AXCH AXPT
Estableciéndose igual que el determinado al aumentar la potencia bits de APC en canal de APC directo
Enlace inverso APC,
En progreso nivel establecido durante el establecimiento de llamada bits de APC en canal de APC directo
OW, TRCH, pilot
Enlace directo APC,
En progreso valor fijo bits de APC en canal de APC inverso
OW, TRCH
[0286] Los enlaces directos e inversos son controlados independientemente. Para una llamada/conexión en proceso, la potencia del enlace directo (el APC de los TRCH, y OW) es controlada por los bits del APC transmitidos en el canal inverso del APC. Durante el proceso de llamada/establecimiento de conexión, la potencia del enlace indirecto (AXCH) también es controlada por los bits del APC transmitidos en el canal directo del APC. La Tabla 13 resume los métodos específicos de control de potencia para los canales controlados.
[0287] La SIR requerida de los canales asignados TRCH, APC y OW y la señal piloto asignada inversa para una SU particular son fijadas en proporción la una con respecto a la otra y estos canales son sometidos a un desvanecimiento casi idéntico, por lo que se controla la potencia de todos juntos.
Control de potencia directa adaptativa
[0288] El proceso de AFPC intenta mantener la SIR mlnlma requerida en los canales delanteros durante una llamada/conexión. El proceso recursivo del AFPC, mostrado en la Figura 27, consiste en los pasos de tener una forma de SU las dos señales de error e1 y e2 en la etapa 2701 donde
(47) ez=Pr-Po (48)
y Pd es la potencia de la señal desexpandida más ruido, PN es la potencia del ruido desexpandido, SNRREQ es la relación requerida de señal a ruido para el tipo de servicio, p, es una medida de la potencia recibida total y Po es el punto establecido del AGC. Luego, el módem de la SU forma la señal combinada de error U1e1+U2e2 en la etapa 2702. Aquí los pesos U1 y U2 son escogidos para cada tipo de servicio y la velocidad de actualización del APC. En la etapa 2703, la SU limita mucho la señal combinada de error y forma un único bit de APC. La SU transmite el bit de APC a la RCS en la etapa 2704 y el módem de la RCS recibe el bit en la etapa 2705. La RCS aumenta o disminuye su potencia de transmisión a la SU en la etapa 2706 y el algoritmo vuelve a comenzar desde la etapa 2701.
Control de potencia inversa adaptativa
[0289] El proceso de ARPC mantiene la SIR mínima deseada en los canales inversos para minimizar la potencia de salida inversa de todo el sistema durante ambos el establecimiento de llamada y la conexión y mientras la llamada/conexión está en progreso. El proceso recursivo del ARPC, mostrado en la Figura 28, empieza en la etapa 2801 donde el módem de la RCS forma las dos señales de error e1 y e2 en la etapa 2801 donde
el = Pd -(l + SNRuQ) P., (49)
(SO)
y Pd es la potencia de la señal desexpandida más ruido, PN es la potencia del ruido desexpandido, SNRREQ es la relación deseada de señal a ruido para el tipo de servicio, PN es una medida de la potencia promedio recibida por la RCS y Po es el punto establecido del AGC. El módem de la RCS forma la señal combinada de error a1e1+a2e2 en la etapa 2802 y limita mucho esta señal de error para determinar un único bit de APC en la etapa 2803. La RCS transmite el bit de APC a la SU en la etapa 2804 y el bit es recibido por la SU en la etapa 2805. Finalmente, la SU ajusta su potencia de transmisión según el bit de APC recibido en la etapa 2806 y el algoritmo vuelve a comenzar desde la etapa 2801.

Tabla 14 Símbolos/Umbrales utilizados para el cálculo del APC
Tipo de Servicio o Llamada
Estado de Llamada/Conexión Símbolo (y Umbral) usado para la decisión APC
Indiferente
Estableciéndose AXCH
RSDI D SU
En progreso Un símbolo a 1/64-kb/s del TRCH (RSDI-D)
RSDI1B+D SU
En progreso TRCH (RSDI-B)
RSDI2B+D SU
En progreso TRCH (uno RSDI-B)
POTS SU (64 KBPS PCM)
En progreso Un símbolo a 1/64-KBPS del TRCH, usar umbral a 64 KBPS para la PCM
POTS SU (32 KBPS ADPCM)
En progreso Un símbolo a 1/64-KBPS del TRCH, usar umbral a 32 KBPS para la ADPCM
Llamada silenciosa de mantenimiento (cualquier SU)
En progreso OW (continuo durante una llamada de mantenimiento)
[0290] La SIR requerida para los canales en un enlace está en función del formato de canal (por ejemplo TRCH, AY), del tipo de servicio (por ejemplo RSDI B, 32 KBPS ADPCM POTS), y el número de símbolos sobre los que los bits de datos son distribuidos (por ejemplo dos símbolos de 64 kb/s son integrados para formar un solo símbolo de 32 kb/s de ADPCM POTS). La potencia de salida del desexpansor correspondiente a la SIR requerida para cada canal y tipo de servicio es predeterminada. Mientras una llamada/conexión está en progreso, los canales lógicos de AMDC de varios usuarios están activos al mismo tiempo; cada uno de estos canales transfiere un símbolo cada período de símbolo. La SIR del símbolo del canal de SIR nominalmente más alto es medida, comparada a un valor umbral y usada para determinar la decisión del paso arriba/abajo del APC cada período de símbolo. La Tabla 14 indica el símbolo (y el umbral) utilizado para calcular el APC por servicio y tipo llamada.
Parámetros de APC
[0291] La información de APC siempre es transmitida como un solo bit de información, y la velocidad de datos del APC equivale a la velocidad de actualización del APC. La velocidad de actualización del APC es de 64 kb/s. Esta velocidad es lo suficientemente alta para admitir el desvanecimiento de Rayleigh y Doppler esperado, y permite una relación de error de bit (BER) relativamente alta (-0,2) en los canales de enlace ascendente y enlace descendente del APC, lo que minimiza la capacidad dedicada al APC.
[0292] El paso hacia arriba/abajo de la potencia indicado por un bit de APC está nominalmente entre 0,1 Y 0,01 dB. El rango dinámico para el control de la potencia es de 70 dB en el enlace inverso y 12 dB en el enlace directo para la disposición ilustrativa del presente sistema.
Disposición alternativa de multiplexado de la información del APC
[0293] Los canales lógicos de APC y OW dedicados descritos anteriormente también pueden ser multiplexados juntos en un canal lógico. La información de APC es transmitida a 64 kb/s. continuamente mientras que la información de OW ocurre en ráfagas de datos. El canal lógico multiplexado incluye los 64 kb/s sin codificar y sin interpolar, la información de APC en, por ejemplo, el canal en fase y la información del OW en el canal de cuadratura de la señal de QPSK.
Aplicación del control de potencia de bucle cerrado
[0294] El control de la potencia en un bucle cerrado durante una conexión de llamada responde a dos variaciones diferentes en la potencia general del sistema. Primero, el sistema responde a la conducta local como cambios en el nivel de potencia de una SU, y segundo, el sistema responde a cambios en el nivel de potencia de todo el grupo de usuarios activos en el sistema.
[0295] En la Figura 29 se muestra el sistema de control de potencia de la realización ilustrativa de la presente divulgación. Como se muestra, la circuitería usada para ajustar la potencia transmitida es similar para la RCS (mostrada como el módulo de control de potencia de la RCS 2901) Y la SU (mostrada como el módulo de control de potencia de la SU 2902). Empezando por el módulo de control de la potencia de la RCS 2901, la señal del canal de RF del enlace inverso es recibida en la antena de RF y demodulada para producir la señal de AMDC inversa RMCH. La señal RMCH es aplicada al amplificador de ganancia variable (VGA 1) 2910 que produce una señal de entrada para el circuito de control de ganancia automático (AGC) 2911. El AGC 2911 produce una señal de control del amplificador de ganancia variable en el VGA 1 2910. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de VGA 1 2910 en un valor casi constante. La señal de salida de VGA1 es desexpandida por el demultiplexador-desexpansor (demux) 2912, que produce una señal de mensaje de usuario desexpandida MS y un bit de APC directo. El bit de APC directo se aplica al integrador 2913 para producir la señal de control de APC directa. La señal de control de APC directa controla el enlace directo VGA2 2914 y mantiene la señal del canal de RF del enlace directo en un nivel mínimo deseado para la comunicación.
[0296] La potencia de señal de la señal de mensaje de usuario desexpandida MS del módulo de potencia de la RCS 2901 es medida por el circuito de medición de potencia 2915 para producir una indicación de la potencia de señal. La salida del VGA 1 es también desexpandida por el desexpansor AUX que desexpande la señal utilizando un código sin correlacionar de expansión y de ahí obtiene una señal de ruido desexpandida. La medición de la potencia de esta señal es multiplicada por 1 más la relación deseada de señal a ruido (SNRR) para formar la señal umbral S1. La diferencia entre la potencia de la señal desexpandida y el valor umbral S1 es producida por el restador 2916. Esta diferencia es la señal de error ES1, que es una señal de error relacionada al nivel de potencia de transmisión de la SU particular. De forma similar, la señal de control para el VGA1 2910 es aplicada al circuito de graduación de la velocidad 2917 para reducir la velocidad de la señal de control para el VGA1 2910. La señal de salida del circuito de graduación 2917 es una señal de nivel de potencia del sistema graduada SP1. La lógica de cálculo del umbral 2918 calcula el valor umbral de la señal del sistema SST de la señal de datos de potencia del canal de usuario de la RCS RCSUSR. El complemento de la señal de nivel de potencia del sistema graduada, SP1, y el valor umbral de la potencia de señal del sistema SST son aplicados al sumador 2919 que produce la segunda señal de error ES2. Esta señal de error es relacionada al nivel de potencia de transmisión del sistema de todas las SU activas. Las señales de error de entrada ES1 y ES2 son combinadas en el combinador 2920 para producir una entrada combinada de señal de error al modulador delta (DM1) 2921, Y la señal de salida del DM1 es la señal de la corriente de bits del APC inversa que tiene bits de valor +1 0-1, que para la presente disposición es transmitida como una señal a 64kb/s.
[0297] El bit de APC Inverso es aplicado al circuito de expansión 2922, y la señal de salida del circuito de expansión 2922 es la señal de mensaje de APC directa de espectro expandido. Las señales de tráfico y OW directas también se proporcionan a los circuitos de expansión 2923, 2924, produciendo señales de mensaje de tráfico directas 1, 2, ... N. El nivel de potencia de la señal de APC directa, el OW directo y las señales de mensaje de tráfico son ajustadas por los respectivos amplificadores 2925, 2926 Y 2927 para producir las señales de los canales APC, OW y TRCH directas con el nivel de potencia ajustado. Estas señales son combinadas por el sumador 2928 y aplicadas al VAG2 2914, que produce la señal de canal de RF de enlace directo.
[0298] La señal del canal de RF de enlace directo incluyendo la señal de APC directa expandida es recibida por la antena de RF de la SU y demodulada para producir la señal de AMDC directa FMCH. Esta señal es proporcionada al amplificador de ganancia variable (VGA3) 2940. La señal de salida de VGA3 es aplicada al circuito de control de ganancia automático (AGC) 2941 que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable para VGA3 2940. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de VGA3 en un nivel casi constante. La señal de salida de VGA3 2940 es desexpandida por el demultiplexador-desexpansor 2942, que produce una señal de mensaje de usuario desexpandida SUMS y un bit de APC indirecto. El bit de APC indirecto se aplica al integrador 2943 que produce la señal de control de APC indirecta. Esta señal de control de APC inversa es proporcionada al VGA4 Inverso del APC 2944 para mantener la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel de potencia mínimo.
[0299] La señal de mensaje de usuario desexpandida SUMS también es aplicada al circuito de medición de potencia 2945 para producir una señal de medición de potencia que es sumada al complemento del valor umbral S2 en el sumador 2946 para producir la señal de error ES3. La señal ES3 es una señal de error relacionada con el nivel de potencia de transmisión para la SU particular. Para obtener el umbral S2, la indicación de potencia de ruido desexpandido del desexpansor AUX es multiplicada por 1 más la relación deseada de señal a ruido SNRR. El desexpansor AUX desexpande los datos de entrada utilizando un código de expansión sin correlacionar, por lo que su salida es una indicación de la potencia de ruido desexpandido.
[0300] De forma similar, la señal de control para el VGA3 es aplicada al circuito de graduación de la velocidad para reducir la velocidad de la señal de control para VGA3 para producir un nivel de potencia recibida graduada RP1 (véase la Fig. 29). El circuito de cálculo del umbral calcula el umbral de la señal recibida RST de la señal de potencia medida SUUSR de la SU. El complemento del nivel de potencia recibida graduada, RP1, Y el umbral de la señal recibida RST son aplicados al sumador que produce la señal de error ES4. Este error es relacionado a la potencia de transmisión de la RCS para todas las otras SU. Las señales de error de entrada ES3 y ES4 son combinadas en el combinador e introducidas en el modulador delta DM2 2947. La señal de salida de DM2 2947 es la señal directa de la corriente de bits del APC, donde los bits tienen el valor +1 o -1. En la disposición ilustrativa de la presente divulgación, la señal es transmitida como una señal de 64 kb/s.
[0301] La señal directa de la corriente de bits del APC es aplicada al circuito de expansión 2948, para producir la señal inversa de salida de espectro expandido del APC. Las señales de tráfico y OW inversas también se proporcionan a los circuitos de expansión 2949, 2950, produciendo señales de mensaje de tráfico y OW inversas 1, 2, .. N, Y el piloto inverso son generados por el generador de pilotos inversos 2951. El nivel de potencia de la señal inversa de mensaje de APC, la señal de mensaje de OW inversa, el piloto inverso y las señales inversas de mensaje de tráfico son ajustadas por los amplificadores 2952, 2953, 2954, 2955 para producir las señales que son combinadas por el sumador 2956 y la entrada al VGA4 de APC inverso 2944. Es este VGA4 2944 el que produce la señal del canal de RF del enlace inverso.
[0302] Durante el proceso de conexión de llamada y de establecimiento de canal portador, el control de potencia de bucle cerrado de la presente divulgación es modificado y se muestra en la Figura 30. Como se muestra, los circuitos usados para ajustar la potencia transmitida son diferentes para la RCS, mostrado como el módulo de control de potencia de la RCS inicial 3001, Ypara la SU, mostrado como el módulo de control de potencia de la SU inicial 3002. Empezando por el módulo de control de la potencia de la RCS inicial 3001, la señal del canal de RF del enlace inverso es recibida en la antena de RF y demodulada produciendo la señal de AMDC inversa IRMCH que es recibida por el primer amplificador de ganancia variable (VGA 1) 3003. La señal de salida de VGA 1 es detectada por el circuito de control de ganancia automático (AGC) 3004 que proporciona una señal de control de amplificador de ganancia variable al VGA 1 3003 para mantener el nivel de la señal de salida de VAG1 a un nivel casi constante. La señal de salida de VGA1 es desexpandida por el demultiplexador-desexpansor 3005, que produce una señal de mensaje de usuario desexpandida IMS. La señal de control de APC directa, ISET, es ajustada a un valor fijo, y es aplicada al amplificador de ganancia variable de Ganancia (VGA2) 3006 del enlace directo para ajustar la señal del canal de RF del enlace directo en un nivel predeterminado.
[0303] La potencia de señal de la señal de mensaje de usuario desexpandida IMS del módulo de potencia de la RCS inicial 3001 es medida por el circuito de medición de potencia 3007, y la medida de la potencia de salida restada de un valor umbral S3 en el restador 3008 para producir la señal de error ES5, que es una señal de error relacionada con el nivel de potencia de transmisión de una SU particular. El umbral S3 es calculado multiplicando la medida de la potencia desexpandida obtenida del desexpansor AUX por 1 más la relación deseada de señal a ruido SNRR. El desexpansor AUX desexpande la señal utilizando un código de expansión sin correlacionar, por lo que su señal de salida es una indicación de la potencia de ruido desexpandida. De forma similar, la señal de control es aplicada al circuito de graduación de la velocidad 3009 para reducir la velocidad de la señal de control del VGA1 para producir una señal de potencia graduada del sistema SP2. La lógica de cálculo del umbral 3010 determina el valor umbral de la señal del sistema inicial (ISST) calculada a partir de la señal de datos de potencia del canal de usuario (IRCSUSR). El complemento de la señal de nivel de potencia graduada del sistema SP2 y la ISST son proporcionadas al sumador 3011 que produce una segunda señal de error ES6, que es una señal de error relacionada con el nivel de potencia de transmisión del sistema de todas las SU activas. El valor de ISST es la potencia de transmisión deseada para un sistema que tiene la configuración particular. Las señales de error de entrada ES3 y ES6 son combinadas en el combinador 3012 para producir una entrada de señal de error combinada para el modulador delta (DM3) 3013. El DM3 produce la señal de la corriente de bits de APC inversa inicial, que tiene bits de valor +1 o -1, que en la disposición ilustrativa es transmitida como una señal de 64 kb/s.
[0304] La señal inversa de la corriente de bits del APC es aplicada al circuito de expansión 3014, para producir la señal directa inicial de espectro expandido del APC. La información del CTCH es expandida por el expansor 3016 para formar la señal de mensaje de CTCH expandida. Las señales de APC y CTCH expandidas son graduadas por los amplificadores 3015 y 3017, Ycombinadas por el combinador 3018. La señal combinada es aplicada al VGA2 3006 que produce la señal del canal de RF del enlace directo.
[0305] La señal del canal de RF de enlace directo incluyendo la señal de APC directa expandida es recibida por la antena de RF de la SU y demodulada para producir la señal de AMDC directa inicial (IFMCH) que es aplicada al amplificador de ganancia variable (VGA3) 3020. La señal de salida de VGA3 es detectada por el circuito de control de ganancia automático (AGC2) 3021 que produce una señal de control del amplificador de ganancia variable para el VGA3 3020. Esta señal mantiene el nivel de potencia de salida del VGA3 3020 en un valor casi constante. La señal de salida de VGA3 es desexpandida por el demultiplexador-desexpansor 3022, que produce un bit de APC inverso inicial que depende del nivel de salida de VGA3. El bit de APC indirecto es procesado por el integrador 3023 para producir la señal de control de APC inversa. La señal de control de APC inversa es proporcionada al VGA4 Inverso de APC 3024 para mantener la señal de canal de RF de enlace inverso en un nivel de potencia definido.
[0306] La señal de AXCH del canal global es expandida por el circuito de expansión 3025 para proporcionar la señal de canal de AXCH expandida. El generador piloto inverso 3026 proporciona una señal piloto inversa, y la potencia de señal de AXCH y la señal piloto inversa son ajustadas por los respectivos amplificadores 3027 y 3028. La señal del canal de AXCH expandida y la señal piloto inversa son sumadas por el sumador 3029 para producir la señal de AMDC de enlace inverso. La señal de AMDC de enlace inverso es recibida por el VGA4 3021 de APC inverso que produce la salida de señal de canal de RF de enlace inverso para el transmisor de RF.
Gestión de la capacidad del sistema
[0307] El algoritmo de gestión de la capacidad del sistema de la presente divulgación optimiza la capacidad máxima de usuario para un área de RCS, llamada célula. Cuando la SU entra en un cierto valor de potencia de transmisión máxima, la SU envía un mensaje de alarma a la RCS. La RCS ponen los semáforos que controlan el acceso al sistema en "rojo" lo cual, como se ha descrito anteriormente, es un indicador que inhibe el acceso por parte de las SU. Esta condición permanece efectiva hasta que termine la llamada a la SU que emite la alarma o hasta que la potencia de transmisión de la SU que emite la alarma, medida en la SU, sea un valor inferior a la potencia de transmisión máxima. Cuando varias SU envían mensajes de alarma, la condición permanece efectiva hasta que cualquiera de todas las llamadas de alarma de las SU, o hasta que la potencia de transmisión de la SU que emitió la alarma, medida en la SU, sea inferior a la potencia de transmisión máxima. Una disposición alternativa monitoriza las mediciones de la relación de error de bit del decodificador FEC, y mantiene los semáforos de la RCS en "rojo" hasta que la relación de error de bit sea inferior a un valor predeterminado.
[0308] La estrategia de bloqueo de la presente divulgación incluye un método que utiliza la información de control de la potencia transmitida desde la RCS a una SU, y las medidas de potencia recibidas en la RCS. La RCS mide su nivel de potencia de transmisión, detecta que se ha alcanzado un valor máximo y determina cuándo bloquear a nuevos usuarios. Una SU que se prepare para entrar en el sistema se bloquea a sí misma si la SU alcanza la potencia de transmisión máxima antes de completar con éxito la asignación de un canal portador.
[0309] Cada usuario adicional en el sistema tiene el efecto de aumentar el nivel de ruido para todos los otros usuarios, lo que disminuye la relación de señal a ruido (SNR) que cada usuario experimenta. El algoritmo de control de la potencia mantiene una SNR deseada para cada usuario. Por lo tanto, en ausencia de cualquier otra limitación, la adición de un nuevo usuario en el sistema tiene sólo un efecto transitorio y se recupera la SNR deseada.
[0310] La medición de la potencia de transmisión en la RCS se hace midiendo el valor cuadrático medio (rms) de la señal combinada de la banda base o midiendo la potencia de transmisión de la señal de RF y retroalimentándola a los circuitos de control digitales. La medición de la potencia transmitida también puede hacerse determinando las SU si la unidad ha alcanzado su potencia máxima de transmisión. El nivel de potencia de transmisión de la SU se determina midiendo la señal de control del amplificador de RF, y graduando el valor en base al tipo de servicio, como POTS, FAX o RSDI.
[0311] La información de que una SU ha alcanzado la potencia máxima es transmitida a la RCS por la SU en un mensaje en los canales asignados. La RCS también determina la condición midiendo los cambios del APC inverso porque, si la RCS envía mensajes de APC a la SU para aumentar la potencia de transmisión de la SU, y la potencia de transmisión de la SU medida en la RCS no se aumenta, la SU ha alcanzado la potencia máxima de transmisión.
[0312] La RCS no utiliza semáforos para bloquear a nuevos usuarios que han acabado aumentando utilizando los códigos cortos. Estos usuarios son bloqueados negándoles el tono de marcado y dejándolos en pausa. La RCS envía todos los 1 (órdenes de bajada) en el canal de APC para hacer que la SU baje su potencia de transmisión. La RCS también envía o ningún mensaje de CTCH o un mensaje con una dirección inválida que forzaría a la FSU a abandonar el procedimiento de acceso y a volver a empezar. La SU sin embargo no comienza el proceso de adquiSición inmediatamente porque los semáforos están en rojo.
[0313] Cuando la RCS alcanza su límite de potencia de transmisión, se obliga a bloquearse de la misma manera como cuando una SU alcanza su límite de potencia de transmisión. La RCS apaga todos los semáforos en el FBCH, comienza a enviar los bits de 1 del APC (órdenes de bajada) a aquellos usuarios que han completado su aumento de códigos cortos pero a los que aún no se les ha dado tono de marcado y o no envía ningún mensaje de CTCH a estos usuarios o envía mensajes con direcciones inválidas para forzarlos a abandonar el proceso de acceso.
[0314] El proceso de autobloqueo de la SU es como sigue. Cuando la SU empieza a transmitir por el AXCH, el APC comienza su operación de control de potencia utilizando el AXCH y la potencia de transmisión de la SU aumenta. Mientras la potencia de transmisión aumenta bajo el control del APC, este es vigilado por el controlador de la SU. Si se alcanza el límite de potencia de transmisión, la SU abandona el procedimiento de acceso y vuelve a empezar.
5 Sincronización del sistema
[0315] La RCS es sincronizada o a la señal del reloj de la red de PSTN por una de las interfaces de línea, como se muestra en la Figura 10, o al oscilador del reloj del sistema de la RCS, que funciona libremente para proporcionar una señal de tiempo principal para el sistema. El canal piloto global, y por lo tanto todos los canales lógicos dentro del canal de AMDC, son sincronizados a la señal del reloj del sistema de la RCS. El piloto global (GLPT) es transmitido por la
10 RCS y define el tiempo en el transmisor de la RCS.
[0316] El receptor de la SU es sincronizado al GLPT, y así se comporta como un esclavo para el oscilador del reloj de la red. Sin embargo, el tiempo de la SU es retardado por el retardo de propagación. En la presente disposición de la divulgación, el módem de la SU extrae una señal de reloj de 64 KHz y de 8 KHz del canal de recepción de RF de AMDC y un circuito oscilador de PLL crea las señales de reloj de 2 MHz y 4 MHz.
15 [0317] El transmisor de la SU y por lo tanto el LAXPT o ASPT son esclavos del tiempo del receptor de la SU.
[0318] El receptor de la RCS es sincronizado al LAXPT o al ASPT transmitido por la SU, sin embargo, su tiempo puede ser retardado por el retardo de la propagación. Por lo tanto, el tiempo del receptor de la RCS es aquel del transmisor de la RCS retardado en dos veces el retardo de la propagación.
[0319] Además, el sistema puede ser sincronizado a través de una referencia recibida de un receptor del sistema de
20 posicionamiento global (GPS). En un sistema de este tipo, un receptor GPS en cada RCS proporciona una señal de reloj de referencia a todos los submódulos de la RCS. Como cada RCS recibe la misma referencia de tiempo del GPS, todas las señales de reloj de sistema en todas las RCS son sincronizadas.
[0320] Aunque la divulgación se ha descrito en función de múltiples disposiciones ilustrativas, el experto en la materia
entenderá que la invención puede ser realizada con modificaciones a estas disposiciones que estén dentro del ámbito de la invención como las definidas en las siguientes reivindicaciones.
O 67 134 201 268 335 402 469 536 603 670 737 1 68 135 202 269 336 403 470 537 604 671 738 2 69 136 203 270 337 404 471 538 605 672 739 3 70 137 204 271 338 405 472 539. 606 673 740 4 71 138 205 272 339 406 473 540 607 674 741 5 72 139 206 273 340 407 474 541 608 675 742 6 73 140 207 274 341 408 475 542 609 676 743 7 74 141 208 275 342 409 476 543 610 677 744 8 75 142 209 276 343 410 477 544 611 678 745 9 76 143 210 277 344 411 478 545 612 679 746 10 77 144 211 278 345 412 479 546 613 680 747 11 78 145 212 279 346 413 480 547 614 681 748 12 79 146 213 280 347 414 481 548 615 682 749 13 80 147 214 281 348 415 482 549 616 683 750 14 81 148 215 282 349 416 483 550 617 684 751 15 82 149 216 283 350 417 484 551 618 685 752 16 83 150 217 284 351 418 485 552 619 686 753 17 84 151 218 285 352 419 486 553 620 687 754 18 85 152 219 286 353 420 487 554 621 688 755 19 86 153 220 287 354 421 488 555 622 689 756 20 87 154 221 288 355 422 489 556 623 690 757 21 88 155 222 289 356 423 490 557 624 691 758 22 89 156 223 290 357 424 491 558 625 692 759 23 90 157 224 291 358 425 492 559 626 693 760 24 91 158 225 292 359 426 493 560 627 694 761 25 92 159 226 293 360 427 494 561 628 695 762 26 93 160 227 294 361 428 495 562 629 696 763
27 94 161 228 295 362 429 496 563 630 697 764 28 95 162 229 296 363 430 497 564 631 698 765 29 96 163 230 297 364 431 498 565 632 699 766 30 97 164 231 298 365 432 499 566 633 700 767 31 98 165 232 299 366 433 500 567 634 701 768
(continuación)
32
99 166 233 300 367 434 501 568 635 702 769
33
100 167 234 301 368 435 502 569 636 703 770
34
101 168 235 302 369 436 503 570 637 704 771
35
102 169 236 303 370 437 504 571 638 705 772
36
103 170 237 304 371 438 505 572 639 706 773
37
104 171 238 305 372 439 506 573 640 707 774
38
105 172 239 306 373 440 507 574 641 708 775
39
106 173 240 307 374 441 508 575 642 709 776
40
107 174 241 308 375 442 509 576 643 710 777
41
108 175 242 309 376 443 510 577 644 711 778
42
109 176 243 310 377 444 511 578 645 712 779
43
110 177 244 311 378 445 512 579 646 713 780
44
111 178 245 312 379 446 513 580 647 714 781
45
112 179 246 313 380 447 514 581 648 715 782
46
113 180 247 314 381 448 515 582 649 716 783
47
114 181 248 315 382 449 516 583 650 717 784
48
115 182 249 316 383 450 517 584 651 718 785
49
116 183 250 317 384 451 518 585 652 719 786
50
117 184 251 318 385 452 519 586 653 720 787
51
118 185 252 319 386 453 520 587 654 721 788
52
119 186 253 320 387 454 521 588 655 722 789
53
120 187 254 321 388 455 522 589 656 723 790
54
121 188 255 322 389 456 523 590 657 724 791
55
122 189 256 323 390 457 524 591 658 725 792
56
123 190 257 324 391 458 525 592 659 726 793
57
124 191 258 325 392 459 526 593 660 727 794
58
125 192 259 326 393 460 527 594 661 728 795
59
126 193 260 327 394 461 528 595 662 729 796
60
127 194 261 328 395 462 529 596 663 730 797
61
128 195 262 329 396 463 530 597 664 731 798
62
129 196 263 330 397 464 531 598 665 732 799
63
130 197 264 331 398 465 532 599 666 733 800
64
131 198 265 332 399 466 533 600 667 734 801
65
132 199 266 333 400 467 534 601 668 735 802
66
133 200 267 334 401 468 535 602 669 736 803
804
871 938 1005 1072 2241 2308 2375 2442 2509 2576 2643
805
872 939 1006 1073 2242 2309 2376 2443 2510 2577 2644
806
873 940 1007 1074 2243 2310 2377 2444 2511 2578 2645
807
874 941 1008 1075 2244 2311 2378 2445 2512 2579 2646
808
875 942 1009 1076 2245 2312 2379 2446 2513 2580 2647
809
876 943 1010 1077 2246 2313 2380 2447 2514 2581 2648
810
877 944 1011 1078 2247 2314 2381 2448 2515 2582 2649
811
878 945 1012 1079 2248 2315 2382 2449 2516 2583 2650
812
879 946 1013 1080 2249 2316 2383 2450 2517 2584 2651
813
880 947 1014 1081 2250 2317 2384 2451 2518 2585 2652
814
881 948 1015 1082 2251 2318 2385 2452 2519 2586 2653
815
882 949 1016 1083 2252 2319 2386 2453 2520 2587 2654
816
883 950 1017 1084 2253 2320 2387 2454 2521 2588 2655
817
884 951 1018 1085 2254 2321 2388 2455 2522 2589 2656
818
885 952 1019 1086 2255 2322 2389 2456 2523 2590 2657
819
886 953 1020 1087 2256 2323 2390 2457 2524 2591 2658
820
887 954 1021 1088 2257 2324 2391 2458 2525 2592 2659
821
888 955 1022 1089 2258 2325 2392 2459 2526 2593 2660
822
889 956 1023 1090 2259 2326 2393 2460 2527 2594 2661
823
890 957 1024 1091 2260 2327 2394 2461 2528 2595 2662
824
891 958 1025 1092 2261 2328 2395 2462 2529 2596 2663
825
892 959 1026 1093 2262 2329 2396 2463 2530 2597 2664
826
893 960 1027 1094 2263 2330 2397 2464 2531 2598 2665
827
894 961 1028 1095 2264 2331 2398 2465 2532 2599 2666
828
895 962 1029 1096 2265 2332 2399 2466 2533 2600 2667
829
896 963 1030 1097 2266 2333 2400 2467 2534 2601 2668
830
897 964 1031 1098 2267 2334 2401 2468 2535 2602 2669
831
898 965 1032 1099 2268 2335 2402 2469 2536 2603 2670
(continuación)
832
899 966 1033 1100 2269 2336 2403 2470 2537 2604 2671
833
900 967 1034 1101 2270 2337 2404 2471 2538 2605 2672
834
901 968 1035 2204 2271 2338 2405 2472 2539 2606 2673
835
902 969 1036 2205 2272 2339 2406 2473 2540 2607 2674
836
903 970 1037 2206 2273 2340 2407 2474 2541 2608 2675
837
904 971 1038 2207 2274 2341 2408 2475 2542 2609 2676
838
905 972 1039 2208 2275 2342 2409 2476 2543 2610 2677
839
906 973 1040 2209 2276 2343 2410 2477 2544 2611 2678
840
907 974 1041 2210 2277 2344 2411 2478 2545 2612 2679
841
908 975 1042 2211 2278 2345 2412 2479 2546 2613 2680
842
909 976 1043 2212 2279 2346 2413 2480 2547 2614 2681
843
910 977 1044 2213 2280 2347 2414 2481 2548 2615 2682
844
911 978 1045 2214 2281 2348 2415 2482 2549 2616 2683
845
912 979 1046 2215 2282 2349 2416 2483 2550 2617 2684
846
913 980 1047 2216 2283 2350 2417 2484 2551 2618 2685
847
914 981 1048 2217 2284 2351 2418 2485 2552 2619 2686
848
915 982 1049 2218 2285 2352 2419 2486 2553 2620 2687
849
916 983 1050 2219 2286 2353 2420 2487 2554 2621 2688
850
917 984 1051 2220 2287 2354 2421 2488 2555 2622 2689
851
918 985 1052 2221 2288 2355 2422 2489 2556 2623 2690
852
919 986 1053 2222 2289 2356 2423 2490 2557 2624 2691
853
920 987 1054 2223 2290 2357 2424 2491 2558 2625 2692
854
921 988 1055 2224 2291 2358 2425 2492 2559 2626 2693
855
922 989 1056 2225 2292 2359 2426 2493 2560 2627 2694
856
923 990 1057 2226 2293 2360 2427 2494 2561 2628 2695
857
924 991 1058 2227 2294 2361 2428 2495 2562 2629 2696
858
925 992 1059 2228 2295 2362 2429 2496 2563 2630 2697
859
926 993 1060 2229 2296 2363 2430 2497 2564 2631 2698
860
927 994 1061 2230 2297 2364 2431 2498 2565 2632 2699
861
928 995 1062 2231 2298 2365 2432 2499 2566 2633 2700
862
929 996 1063 2232 2299 2366 2433 2500 2567 2634 2701
863
930 997 1064 2233 2300 2367 2434 2501 2568 2635 2702
864
931 998 1065 2234 2301 2368 2435 2502 2569 2636 2703
865
932 999 1066 2235 2302 2369 2436 2503 2570 2637 2704
866
933 1000 1067 2236 2303 2370 2437 2504 2571 2638 2705
867
934 1001 1068 2237 2304 2371 2438 2505 2572 2639 2706
868
935 1002 1069 2238 2305 2372 2439 2506 2573 2640 2707
869
936 1003 1070 2239 2306 2373 2440 2507 2574 2641 2708
870
937 1004 1071 2240 2307 2374 2441 2508 2575 2642 2709
2710
2777 2844 2911 2978 3045 3112 3179 3246 4415 4482 4549
2711
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2712
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4743 4810 4877 4944 5011 5078 5145 5212 5279 5346 5413
4677
4744 4811 4878 4945 5012 5079 5146 5213 5280 5347 5414
4678
4745 4812 4879 4946 5013 5080 5147 5214 5281 5348 5415
4679
4746 4813 4880 4947 5014 5081 5148 5215 5282 5349 5416
4680
4747 4814 4881 4948 5015 5082 5149 5216 5283 5350 5417
4681
4748 4815 4882 4949 5016 5083 5150 5217 5284 5351 5418
4682
4749 4816 4883 4950 5017 5084 5151 5218 5285 5352 5419
5420
5487 6656 6723 6790 6857 6924 6991 7058 7125
5421
5488 6657 6724 6791 6858 6925 6992 7059 7126
5422
5489 6658 6725 6792 6859 6926 6993 7060 7127
5423
5490 6659 6726 6793 6860 6927 6994 7061 7128
5424
5491 6660 6727 6794 6861 6928 6995 7062 7129
5425
5492 6661 6728 6795 6862 6929 6996 7063 7130
5426
5493 6662 6729 6796 6863 6930 6997 7064 7131
5427
5494 6663 6730 6797 6864 6931 6998 7065 7132
5428
5495 6664 6731 6798 6365 6932 6999 7066 7133
5429
5496 6665 6732 6799 6866 6933 7000 7067 7134
5430
5497 6666 6733 6800 6867 6934 7001 7068 7135
5431
5498 6667 6734 6801 6868 6935 7002 7069 7136
5432
5499 6668 6735 6802 6869 6936 7003 7070 7137
5433
5500 6669 6736 6803 6870 6937 7004 7071 7138
(continuación)
5434
5501 6670 6737 6804 6871 6938 7005 7072 7139
5435
5502 6671 6738 6805 6872 6939 7006 7073 7140
5436
5503 6672 6739 6806 6873 6940 7007 7074 7141
5437
5504 6673 6740 6807 6874 6941 7008 7075 7142
5438
5505 6674 6741 6808 6875 6942 7009 7076 7143
5439
5506 6675 6742 6809 6876 6943 7010 7077 7144
5440
5507 6676 6743 6810 6877 6944 7011 7078 7145
5441
5508 6677 6744 6811 6878 6945 7012 7079 7146
5442
5509 6678 6745 6812 6879 6946 7013 7080 7147
5443
6612 6679 6746 6813 6880 6947 7014 7081 7148
5444
6613 6680 6747 6814 6881 6948 7015 7082 7149
5445
6614 6681 6748 6815 6882 6949 7016 7083 7150
5446
6615 6682 6749 6816 6883 6950 7017 7084 7151
5447
6616 6683 6750 6817 6884 6951 7018 7085 7152
5448
6617 6684 6751 6818 6885 6952 7019 7086 7153
5449
6618 6685 6752 6819 6886 6953 7020 7087 7154
5450
6619 6686 6753 6820 6887 6954 7021 7088 7155
5451
6620 6687 6754 6821 6888 6955 7022 7089 7156
5452
6621 6688 6755 6822 6889 6956 7023 7090 7157
5453
6622 6689 6756 6823 6890 6957 7024 7091 7158
5454
6623 6690 6757 6824 6891 6958 7025 7092 7159
5455
6624 6691 6758 6825 6892 6959 7026 7093 7160
5456
6625 6692 6759 6826 6893 6960 7027 7094 7161
5457
6626 6693 6760 6827 6894 6961 7028 7095 7162
5458
6627 6694 6761 6828 6895 6962 7029 7096 7163
5459
6628 6695 6762 6829 6896 6963 7030 7097 7164
5460
6629 6696 6763 6830 6897 6964 7031 7098 7165
5461
6630 6697 6764 6831 6898 6965 7032 7099 7166
5462
6631 6698 6765 6832 6899 6966 7033 7100 7167
5463
6632 6699 6766 6833 6900 6967 7034 7101 7168
5464
6633 6700 6767 6834 6901 6968 7035 7102 7169
5465
6634 6701 6768 6835 6902 6969 7036 7103 7170
5466
6635 6702 6769 6836 6903 6970 7037 7104 7171
5467
6636 6703 6770 6837 6904 6971 7038 7105 7172
5468
6637 6704 6771 6838 6905 6972 7039 7106 7173
5469
6638 6705 6772 6839 6906 6973 7040 7107 7174
5470
6639 6706 6773 6840 6907 6974 7041 7108 7175
5471
6640 6707 6774 6841 6908 6975 7042 7109 7176
5472
6641 6708 6775 6842 6909 6976 7043 7110 7177
5473
6642 6709 6776 6843 6910 6977 7044 7111 7178
5474
6643 6710 6777 6844 6911 6978 7045 7112 7179
5475
6644 6711 6778 6845 6912 6979 7046 7113 7180
5476
6645 6712 6779 6846 6913 6980 7047 7114 7181
5477
6646 6713 6780 6847 6914 6981 7048 7115 7182
5478
6647 6714 6781 6848 6915 6982 7049 7116 7183
5479
6648 6715 6782 6849 6916 6983 7050 7117 7184
5480
6649 6716 6783 6850 6917 6984 7051 7118
5481
6650 6717 6784 6851 6918 6985 7052 7119
5482
6651 6718 6785 6852 6919 6986 7053 7120
5483
6652 6719 6786 6853 6920 6987 7054 7121
5484
6653 6720 6787 6854 6921 6988 7055 7122
5485
6654 6721 6788 6855 6922 6989 7056 7123
5486
6655 6722 6789 6856 6923 6990 7057 7124

Claims (21)

  1. REIVINDICACIONES
    1.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código que comprende: medios para generar bits de control de potencia que se incluyen en solamente uno de entre un canal en fase (1) o un canal en cuadratura (O); y medios para emitir una señal de radiofrecuencia derivada al menos en parte de los canales I yO.
  2. 2.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación 1, que comprende además medios para combinar los canales I y O con una secuencia compleja.
  3. 3.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación 2, donde la combinación se hace por multiplicación.
  4. 4.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación 2, donde la secuencia compleja comprende al menos dos secuencias de seudorruido.
  5. 5.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación 1, donde el otro de los canales I y O que no incluye los bits de control de potencia incluye además información de señalización.
  6. 6.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación 1 que comprende además medios para generar una pluralidad de canales de tráfico; donde la señal de radio frecuencia se deriva, al menos en parte, de la pluralidad de canales de tráfico y al menos dos de la pluralidad de canales de tráfico tienen diferentes velocidades de datos.
  7. 7.
    Unidad de abonado de acceso múltiple por división de código según la reivindicación 3, que comprende medios para generar bits pilotos; donde la señal de radiofrecuencia se deriva al menos en parte de los bits pilotos.
  8. 8.
    Método para usar en una unidad de abonado de acceso múltiple por división de código (AMDC), el método comprendiendo: recibir, por la unidad de abonado de AMDC, una primera señal de radiofrecuencia; generar bits de control de potencia en respuesta a la primera señal de radiofrecuencia; producir un canal en fase (1) y un canal en cuadratura (O), en donde sólo uno de entre el canal I o el canal O incluye los bits de control de potencia; producir una segunda señal de radiofrecuencia, incluyendo un componente I y un componente O derivado del canal I y el canal O; y transmitir la segunda señal de radiofrecuencia.
  9. 9.
    Método según la reivindicación 8, que comprende además la combinación de los canales I y O con una secuencia compleja.
  10. 10.
    Método según la reivindicación 9, donde la secuencia compleja comprende al menos dos secuencias de seudorruido.
  11. 11.
    Método según la reivindicación 8, que comprende además el suministro de información de señalización a otro de los canales I y O que no incluye los bits de control de potencia.
  12. 12.
    Método según la reivindicación 8, que comprende además generar una pluralidad de canales de tráfico; donde la segunda señal de radiofrecuencia que incluye los componentes I y O se deriva de la pluralidad de canales de tráfico y al menos dos de la pluralidad de canales de tráfico tienen diferentes velocidades de datos.
  13. 13.
    Método según la reivindicación 8, que comprende además la producción de bits pilotos, donde la segunda señal de radiofrecuencia que incluye los componentes I y O se deriva de los bits pilotos producidos.
    FIG. I
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    DE CÓDIGOS-CHIPS
    303 304
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    408 409
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    E
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    -
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    1, 604----,
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    I
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    ~
    L __ .i __ .i.AIf. ~---1--_I~ 10JO
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    FIG. 11
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    1101 1102 1104
    TSI
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    r---
    ---
    '~2-~1~0lI i
    1220 IjMÓDEM DE . AMDC DEL BCAST GPLOTSISTEMA /11
    ....... .,,. MÓDEM DE
    CMOAT2
    AMDC #2 911 INTERFAZ
    ~MÓDEMD~212
    DE AMDC #3 CMOAT3
    PCM
    ~
    MÓDEM DE
    CMDAT6
    (X) AMDC /161t------,
    ¿ MDAT 1215
    ',-¡----,
    I
    ../1242
    I
    I
    I
    wo(t)
    pn(t)
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    ~
    m, (t)
    sel (t) m2(t) ~
    ---
    . SC'.;2 (t)
    SECCiÓN DE
    mJ{t) , •
    --
    .
    TRANSMISiÓN • •
    • seJ (t) -
    mJ (t)
    -
    Ir1J04 ~ ..,-/ 1303 SYNK J .,l
    -
    ""1GENERADOR DE CODlG0j-CCNTRL_ CONTROL
    re, (t) I -
    ~
    rC2 (t)
    ~
    reJ (t) SECCiÓN DE
    _ r(t)
    ......
    • RECEPCiÓN
    •
    • reK (t)
    ...... CNTRl
    "
    FIG. 13
    ,1304
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    ~
    1411 1430
    .....
    TRO
    CODIFICADOR CONV. DE ~l --.
    DESEXPANSOR
    .1VELOCIDAD
    2 r-
    ~1420
    MENSAJE
    ..... CODIFICADOR --'-
    TRl CONV. DE -r-.
    DESEXPANSOR.1VELOCIDAD
    2 --. ~ , 1421
    r-!.
    MCNTRL.....
    MISR 1
    ~
    ...-.-....
    CODIFICADOR
    TR~ CONV. DE --r--+
    DESEXPANSOR.1VELOCIDAD --lo
    ¡-.
    2 "'1422
    1410 J
  18. -........"
    1
    CODIFICADOR --'
    .....
    TR3... CONV. DE J-+
    DESEXPANSOR
    1 VELOCIDAD
    --
    .
    2 1--'
    1
    APC ..... --'
    DESEXPANSO~
    --'-1
    FIG. 14 DESEXPANSOR¡-.
    DE PILOTO
    r-+
    '""""--
    ---
    '
    ~PCMSYNC
    .....
    FIG. 15
    CONTADORMPCMCLK
    , .)
    TRCFG -:-COMPARADOR
    _ /"1505
    TXPNCLK
    REGISTRO ~ ' 1
    -
    MSGDAT ""'1. V-jr\¡;---.
    .... BÚFER ~10,-TRO~
    '"Ir-I~
    TROEN "' --i'U' i\-I "---t..
    '-
    /1506
    '----{ REGISTRO
    ""\. J-\
    1511 TR'
    "" v-. -BÚFER
    TR1 EN --l-' -
    f----Jh -1"--11'\.
  19. -
    1. REGISTRO~ -
    ......
    ~ TR2
    ..... BÚFER
    1-1
    TR2EN -
    1----'1'\. -
    ,1508
    -
    t REGISTRO 1
    .J
    -
    --
    '513 TR3
    .....
    BÚFER 1,.-..1 --
    TR3EN
    1601
    /
    ___ ....L.... __ -,
    -
    r----TRO I
    1-TROEN 1 I TXPNCLK 1 I
    CKQ1 02 03 04 as 06 07
    I I
    _-.J
    L ----r---r----,-
    ~602
    FECTROOI
    XOR -
    ~603
    FECTRODQ
    XOR
    FIG. 16
    89
    DESDE EL CANAL . DE TRÁFICO ACTIVO
    FIG. 17
    ...
    ...
    ao
    ...
    O
    :3
    ... -CD
    I I I
    r
    I :Ir:
    '
    ro.
    L o
    ID
    -
    O
    ~
    U ~
    Z
    Q..
    X
    a:
    pel
    peo
    RXPNCLK 1, 1>
    L!_--..---
    <O 1903 1911
    N
    \ ' , OEJ i \' I ______ _ OE11 , \ i
    ) I i
    DESEXPANSOR DESEXPANSOR
    1.0 -...--1L...--r-_
    1 ) ) ------]
    DSPRDAT
    FIG. 19
    ,/
    I~--~-~~---~---I
    PARI~
    I----r--fl REG I I REG I I REG .--, I
    PARQ
    I
    RXPNCLK 1>
    I
    L __
    _.-1
    2001 200.1
    c.o
    OEl \ I \ I i OEJ ,..-~\-'--
    VJ
    DESEXPANSOR
    DESEXPANSOR
    1,0
    AROSPROAT
    FIG. 20
    c---" ...
    -
    912 MIUSTAT ICONTROLADOR c:;.
    ----------------
    ~~~~----------~~ DEVDC
    FIG. 21
    2110 \
    VDATAI
    RXI r-
    "
    VDATAQ
    DI Rxa
    AGCDATA ~ AGCDATA ---"'"
    ~ ...
    ~ ..... 2150
    CD
    ----
    .-t:-----l
    ~ 1--.--------------2111
    I 2102 FTX I I 2101 DAn I I FIR 2103
    MOAT I DEMUX SUMADOR I DATOS DATOS FTXQ TXQ
    I DATQ I I FIR 2104 I
    BCAST I
  20. 1 . L _. _ ~I~T______. _1 ______CIRCUITERíA COMBINADORA DE DATO~
    2202 950 _/
    _/
    \ r--....¿-------l
    \rr:~===:_1l 2210 I AMPLIFICADOR I
    l"i DEMODULADOR
    RX DE POTENCIA DE RECEPCiÓN
    RXI EN I
    CUADRATURA
    I 1
    RXQ --I .
    I
    L_-I~~~I
    912 ,
    I 2251
    SINTETIZADOR 2253
    HPPC
    DE
    I
    co I
    01 FRECUENCIAS
    ,./ 2201 , 2252 I
    I
    912 \
    I
    I r --TFREO I
    \ , ,
    '
    AMPLIFICADOR
    I
    DEMODULADOR DE POTENCIA DE TXI EN TRANSMISiÓN I CUADRATURA
    ''1 I TX
    TXQ I I
    L __________ .J
    L=====-lJ
    FIG. 22
    RDMESS
    CHIP TDMESS CODIFICADOR/DECODIFICADOOR DEADPCM r --2310
    , -~ 12320 -.....:::----1
    2312\ I INT ~--&-.¡ ¡.-----. I
    DATOS
    'i RVMESS re LI 1 I I
    2322 2313 J 2301 ---
    , ..... RMESS
    \V -L
    r - -. -~'l TMESS
    1 DEMOD TCTRL
    co
    (J)
    RF 23~USUARIO I 230.3 1 MÓDEM ",",ODPtí r--
    . -,
    23021 DE
    I HO tJ I"ro~ I
    2305 I MOD AMDC RCTRL I RF I h..
    ']1( _ -..J l~5"l
    23041 --, -_-~.-IJ
    '2340
    FIG. 23
    'rosc IROSC CCINF
    , 2331 , + , ~J2
    •
    ,..
    CONTROLADOR
    RELOJ ... 14 ~ MEMORIA
    DE SU
    T
    "'"'23.30
    r(FDfrr
    , '-o-..,.-----'
    AXCH ERRONEO
    MÓDEM DE RCS ADQUIERE LAXPT DE SU; ENVIA MENSAJES DE SINC-IND; 2405
    '----1 MÓDEM DE RCS ESPERA QUE LOS FILTROS Y EL PLL SE ESTABLEZCAN
    U COMPRUEBA SEMAFOR ROJO DE AXCH EN FBCCH; 2406 AUMENTA POTENCIA DE LAXPT; BUSCA MENSAJES DESINC-IND
    MÓDEM DE RCS ADQUIERE LAXPT DE SU; ENVIA MENS 2407
    JES DE SINC-IND; MÓDEM DE RCS ESPERA QUE LOS FILTROS Y EL PLL SE ESTABLEZCAN
    SU RECIBE LOS MENSAJES DE SINC-IND; SU ENVIA 2408 MAC_ACC_REQ y ESPERA UNA CONFIRMACiÓN
    MÓDEM DE RCS RECIBE MAC_ACC~REQy EMPIEZA 2409 MEDIR NIVEL DE POTENCIA
    ENVIA MENSAJE MAC_BEARER_CFM YAPC
    M DEM DE SU RECIBE EL MAC_BEARER_CFM; OBEDECE MENSAJES DE 2410
    CONTROL DE POTENCIA DE APC; ENVIA MAC_BEARER_CFM_ACK
    MÓDEM DE RCS RECIBE MENSAJE MAC_BEARER_CFM_ACK;
    DEJA DE ENVIAR MENSAJE MAC_BEARER_CFM
    LOS MÓDEMS DE SU Y RCS SE SINCRONIZAN. AMBAS
    SU Y RCS OBEDECEN LOS 2412
    MENSAJES DEL APC
    CANAL PORTADOR ESTA
    BLECIDO; WAC RECIBE LA
    SEÑAL DE ESTABLE24'J
    CIMIENTO DEL PORTADOR
    Y REASIGNA AXCH
    LLAMADA ESTABLECIDA
    FIG. 24
    SU PUESTA EN MODO , ACTIVO POR SEÑAL '2501
    DE DESCOLGAR EN INTERFAZ DE USUARIO
    ,
    ~CS INDICA CANALES 1\ AXCH DISPONIBLES 1'2502 ESTABLECIENDO SEMÁFOROS
    SU SINCRONIZA CON
    PILOTO DE ENLACE • \~ DESCENDENTE Y 250J ESPERA QUE EL MÓDEM DEAVC
    y PLL SE ESTABLEZCA; COMPRUEBA AXCH EN LOS SEMAFOROS
    COGE AXCH DIS PONIBLE; AUMENTA POTENCIA EN SAXPT
    AXCH ERRÓNEO.
    MÓDEM DE RCS ADQUIERE SAXPT; SE INFORMA A WAC; \. ~_~SEESTABLECE SEMAFORO; 2505 EMPIEZA ADQUISICiÓN DE LAXPT
    ,
    ~U COMPRUEBA SEMAFORO ~ ROJO DE AXCH EN FBCCH; 1·2506
    AUMENTA POTENCIA DE LAXPT; BUSCA MENSAJES DESINC-IND
    MÓDEM DE RCS ADQUIERE LAXPT DE SU; ENVIA ~2507 MENSAJES DE SINC-IND; MÓDEM DE RCS ESPERA A QUE LOS FILTROS Y EL PLL: SE ESTABLEZCAN
    ,
    SU RECIBE LOS MENSAJES DE SINC-IND; SU ENVIA ~'2508
    MAC_ACC_REQ y ESPERA UNA CONFIRMACiÓN
    ,
    MÓDEM DE RCS RECIBE MAC_ACC_REQ y EMPIEZA \'2509 A MEDIR EL NIVEL
    DE POTENCIA DE RECEPCiÓN' ENVIA MENSAJE DE MAC_BEARER_CFY YAPC
    SU RECIBE EL MAC_BEARER_CFM; ~, OBEDECE LOS MENSAJES 2510
    DE CONTROL Y POTENCIA DEL APC; ENVIA MAC_BEARER_CFM_ACK
    MÓDEM DE RCS RECIBE EL ME;" SAJE MAC_BEARER_CFM_ACK; \"tC.l1 DEJA DE ENVIAR MENSAJES .., MAC_BEARER_CFM
    LOS MÓDEMS DE SU Y RCS SE SINCRONIZAN; AMBAS SU \, Y RCS OBEDECEN LOS 25t2 MENSAJES DEL APC
    •
    CANAL PORTADOR ESTABLE CIOO; WAC RECIBE SEÑAL \"8:.13 DE ESTABLECIMIENTO DEL PORTADOR Y REASIGNA AXCH
    ,
    LLAMADA ESTABLECIDA
    FIG. 25
    MÓDEM DE SU ENVíA MENSAJE LARGO CON CÓDIGO DE 128 CHIPS EN STCH MÓDEN DE RCS ENVíA MENSAJE LARGO CON CÓDIGO DE 128 CHIPS EN CUCH
  21. 2601 .
    MÓDEM DE SU REDUCE LA MÓDEM DE SU AUMENTA LA
    OTENCIA DE TRANSMISiÓN EN U POTENCIA DE TRANSMISiÓN TAMAÑO DE PASO 2604 TAMAÑO DE PASO PREDETERMINADO PREDETERMINADO
    MÓDEM DE SU ESPERA DURANTE UN PERíODO ALEATORIO DE 2605
    TIEMPO. LUEGO ENVíA OTRO MENSAJE LARGO CON CÓDIGO DE 128 CHIPS EN STCH. RCS ENVíA RESPUESTA CON CÓDIGO DE 128 CHIPS
    SU AJUSTA LA POTENCIA DE -2606
    TRANSMISiÓN EN BASE A LOS MENSAJES DE RESPUESTA DE RCS; EL MÓDEM DE RCS FIJA LA POTENCIA DE TRANSMISiÓN DE LOS MENSAJES EN CUCH
    FIG. 26
    ,.
    EL MÓDEM DESU FORMA LA
    SEÑAL DE ERROR COMBINADA ~2702
    el,., +Cl2e2
    EL MÓDEM DE SU LIMITA MUCHO
    LA SEÑAL DE ERROR COMBINADA
    HASTA FORMAR UN SOLO BIT DE 1\..2703
    APC
    SU TRANSMITE EL BIT DE APC
    A LA RCS EN EL CANAL DE APC
    V 2704
    INVERSO
    EL CANAL DE RCS RECIBE
    EL ÚNICO BIT DE APC
    1'-2705
    RCS AUMENTA O REDUCE LA POTEN-_ 2-106
    CIA DE TRANSMISiÓN HACIA LA SU
    V
    DE LOS CANALES DIRECTOS
    FIG. 27
    Res FORMA LAS SEÑALES 2801 DE ERROR t!2
    e" Y V -.,1:11 Pd-(1+SNR REQ)PN ·2-Prt -Po
    EL MÓDEM DE RCS FORMA LA SEÑAL DE ERROR COMBINADAr--2B02
    CI,.,+Cl2e2
    n
    EL MÓDEM DE RCS LIMITA MUCHO LA SEÑAL DE ERROR COMBINADA HASTA FORMAR UN SOLO BIT 1\.-2803 DE APC.
    RCS TRANSMITE EL BIT DE APC A LA SU EN EL CANAL DE APC
    V 2804
    DIRECTO
    ~
    EL MODEM DE SU RECIBE EL ÚNICO BIT DE APC
    ~2805
    LA SU AUMENTA O REDUCE SU POTENCIA DE TRANSMISiÓN CON-V 2806 FORME AL BIT RECIBIDO.
    FIG. 28
    r'------------,
    I ......J 2955 2950 I I 2902 \
    TRCH 1 I
    1 I
    I VGA4 I
    2944 ~I 2953 2948 I 12919 -. I ..... I ESz I
    o N 2947
    I 1 I I I I
    ..--JL--, I
    I I I I I
    ow
    I l· TRCH
    Ir---'----·
    ,,------,
    I
    I 3002 I
    3004 I 3D26 I IRCSVSR
    I I
    mo I II
    I
    AXCH 1
    -
    1 3027 I I
    .....
    o
    (¡.) I I I I
    BIT DEAPC INVERSO INICIAL
    I I I
    CTCH
    L _____________ ~ ~~lO21 :
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