JP2003264481A - スペクトラム拡散通信システムにおける高速捕捉装置 - Google Patents
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Abstract
号位相を、第1の拡散符号系列を含む伝送I符号信号お
よび第2の拡散符号系列を含む伝送Q符号信号を有する
伝送符号信号に急速に同期させる高速捕捉装置を提供す
る。 【解決方法】 この発明の高速捕捉装置は、上記伝送符
号信号を受信して伝送I符号信号および伝送Q符号信号
を分離する受信手段と、I符号信号相関器およびQ符号
信号相関器を備える相関手段と、ローカル符号系列発生
器と、上記I符号信号相関器、Q符号信号相関器および
ローカル符号系列発生器に接続され符号系列ロックを判
定し達成し維持するコントローラとを含む。
Description
信としても知られる符号分割多元接続(CDMA)通信
に関する。より詳しくいうと、本発明は所定の無線周波
数を通じて一つ以上の同時並行の利用者ベアラチャネル
を提供し、マルチパス干渉を阻止しながらベアラチャネ
ル速度の動的割当てを可能にする大容量CDMA通信シ
ステムを提供するためのシステムおよび方法に関する。
おける電話システムなど遠隔地として分類される利用者
群に高品質の電話通信サービスを提供することが近年課
題になってきた。これらの需要の一部は、固定式または
移動式の周波数分割多重(FDM)システム、周波数多
元接続(FDMA)システム、時分割多重(TDM)シ
ステム、時分割多元接続(TDMA)システム、周波数
分割および時分割組合せシステム(FD/TDMA)、
およびこれら以外の陸上移動無線システムなどの無線サ
ービスによって満たされてきた。通常これらの遠隔地電
話サービスは、周波数帯域幅またはスペクトル帯域幅容
量によって同時並行的にサポートできる数よりも多数の
潜在的利用者に対処しなければならない。
の進歩は複数の利用者による同時並行の通信を提供する
のにスペクトラム拡散変調手法を用いている。スペクト
ラム拡散変調とは、拡散符号信号、すなわち符号発生器
で生成され情報データビットまたはシンボル信号の周期
よりも短い周期TCの拡散符号信号で情報信号を変調す
ることを意味する。情報信号送信用の搬送波周波数を上
記符号信号で変調して周波数ホッピング拡散とすること
もでき、また情報データ信号を拡散符号信号に乗算して
直接系列拡散(DS)とすることもできる。スペクトラ
ム拡散変調は、情報信号の送信に必要な帯域幅よりも実
質的に大きい帯域幅の信号を生成する。受信機で受信信
号を同期復調し逆拡散することによって原情報信号を再
生する。受信機の同期復調器は基準信号を用いて逆拡散
回路を入力スペクトラム拡散被変調信号に同期させ、搬
送波および情報信号を再生する。この基準信号は、情報
信号による変調を受けていない拡散符号で構成できる。
ると、多数の利用者が相互間干渉を最小限に抑えながら
同一の周波数帯域を利用できるので多くの利点が得られ
る。スペクトラム拡散変調は他の干渉源からの影響も低
減する。また、同期スペクトラム拡散変調復調手法は、
各々が互いに異なる拡散符号でスペクトラム拡散されし
かも単一の基準信号のみを利用者に送信する複数メッセ
ージチャネルをその単一の利用者のために設けることに
よって拡張できる。
がパーソナル通信サービス(PCS)用のセルラー移動
通信の分野である。この種のシステムは多数の利用者を
サポートし、ドップラー偏移およびフェージングを抑制
し、低ビット誤り率の高速ディジタルデータ信号を生ず
るので望ましい。これらのシステムは、直交または準直
交拡散符号群を用い、パイロット拡散符号系列をこれら
符号群に同期させる。各利用者は上記拡散符号の一つを
拡散機能として割り当てられる。これらシステムの関連
問題として、直交符号により多数の利用者をサポートす
ること、遠隔ユニットに利用可能な節減電力を取り扱う
こと、およびマルチパスフェージング効果を取り扱うこ
となどがある。これらの問題に対する解決法としては、
フェーズドアレイアンテナを用いて多数の応答走査可能
なビームを生成すること、および非常に長い直交符号系
列または準直交符号系列を利用することなどが挙げられ
る。これらの系列は、市内交換局基準に同期した符号の
循環シフト、およびマルチパス信号のダイバーシティ合
成に再利用できる。
拡散回路による高信頼性受信、および同回路の受信信号
への同期が主である。マルチパスフェージングが生ずる
とスペクトラム拡散受信機に特有の問題、すなわち受信
機がそれ自身の逆拡散手段を入力信号と位相同期状態に
保つようにマルチパスに何らかの形で追従しなければな
らないという問題が生ずる。従来技術の受信機は一般に
マルチパス信号の一つまたは二つをトラックするに留ま
るが、低電力マルチパス信号成分の合成群は実際には一
つまたは二つのマルチパス成分最大値よりもはるかに大
きい電力を備え得るので上述の手法では不十分である。
従来技術の受信機は所定のビット誤り率(BER)を維
持するために上記最大値成分をトラックして合成する。
この種の受信機は例えばGilhousonほか名義の米国特許
第5,109,390号「CDMAセルラー電話システムにおけ
るダイバーシティ受信機」に記載されている。すべての
マルチパス成分を合成する受信機は、受信機に利用可能
な電力が大きいので、従来技術のシステムの信号電力よ
りも低い信号電力で所望のBERを維持することができ
る。したがって、実質的にすべてのマルチパス信号成分
をトラックし、実質的にすべてのマルチパス信号を受信
機で合成し所定のBER対応の所要信号送信電力を低減
できるようにした受信機を用いたスペクトラム拡散通信
システムが必要になっている。
伴うもう一つの問題は、利用者の使える電力が限られて
いるために、システム内の利用者の送信電力合計値を減
らす必要があることである。スペクトラム拡散システム
における電力制御の必要性という関連の問題は、一人の
利用者のスペクトラム拡散信号がもう一人の利用者の受
信機にある電力レベルの雑音として受信されるというス
ペクトラム拡散システム固有の特性に関係する。したが
って、高い信号電力レベルで送信する利用者は、他の利
用者の受信に支障を与え得る。また、一方の利用者が他
方の利用者の地理的な位置に対して移動する場合は、信
号フェージングおよび歪みのために、利用者はその送信
電力レベルを信号品質維持のために調整する必要が生ず
る。同時に、システムは基地局がすべての利用者から受
信する電力を相対的に一定に維持しなければならない。
最後に、スペクトラム拡散システムでは同時並行的にサ
ポートできるよりも多い遠隔利用者が発呼する場合があ
り得るので、最大システム電力レベル到達時に追加の利
用者を拒絶する容量管理方法を電力制御システムに用い
なければならない。
信号を計測して適応電力制御(APC)信号を遠隔利用
者に送信する基地局を用いている。遠隔利用者はAPC
信号に応答する自動利得制御(AGC)回路を備える送
信機を有する。そのシステムにおいては、基地局はシス
テム全体の電力の総計または各利用者からの電力を監視
し、その結果に応じてAPC信号を設定する。この開ル
ープシステム性能は、遠隔利用者が基地局から受信した
信号電力の測定を行い、APC信号を基地局に返送して
閉ループ電力制御方法を行うことによって向上し得る。
くつかの欠点がある。第1に、基地局は複雑な電力制御
アルゴリズムを実行する必要があり、その結果、基地局
におけるデータ処理量が増加する。第2に、システムは
実際にいくつかの種類の電力変動、すなわち利用者数の
変動によって生じる雑音電力の変動および特定のベアラ
チャネルの受信信号電力の変動を受ける。これらの変動
は互いに異なる頻度で発生するので、上記二つの種類の
変化の一方だけを補償するために簡単な電力制御アルゴ
リズムを最適化できる。最後に、これらの電力アルゴリ
ズムはシステムの電力総量を比較的高レベルに駆動する
傾向がある。したがって、ベアラチャネル電力レベルの
変動に迅速に応答し、同時に利用者数の変動に応答して
すべての利用者の送信電力を調整するスペクトラム拡散
電力制御方法が必要になっている。また、個々の遠隔受
信機において十分なBERを維持しながらシステムの電
力総量を最小限に抑える閉ループ電力制御システムを用
いた改良型スペクトラム拡散通信システムが必要になっ
ている。さらに、このようなシステムは、遠隔利用者の
初期送信電力レベルを制御し、全システム容量を管理し
なければならない。
なくとも一つの通信チャネルを有する多数の利用者をサ
ポートしなければならない。さらに、この種の通信シス
テムは、全利用者向けに情報の一斉伝達を行うとともに
全利用者がシステムにアクセスできるようにしなければ
ならない。従来技術のスペクトラム拡散システムを用い
た場合は、多数の拡散符号系列を生成しなければこれは
達成できない。
交またはほぼ直交の系列を用いて、受信機が誤った拡散
符号系列または位相にロックされる可能性を減らさなけ
ればならない。しかし、このような特性の大きい符号系
列群を生成することは困難である。また、大きい符号群
を生成するには、反復前の期間の長い系列を生成する必
要がある。したがって、受信機がこのような長い系列と
の同期を達成するための所要時間が長くなる。従来技術
のスペクトラム拡散符号発生器はより短い系列を合成し
てより長い系列を形成することがしばしばであるが、こ
のような系列は直交性が十分でないこともある。したが
って、ほぼ直交の特性を示し反復前の期間が長い一方受
信機の正しい符号位相への捕捉およびロックのための時
間を短縮する短符号系列の利点も併せ備える大きい符号
系列群を高信頼性をもって生成する改良された方法が必
要になっている。さらに、この符号生成方法は、スペク
トラム拡散符号周期がデータ速度またはフレームサイズ
など使用パラメータで決定されることが多いので、任意
の周期を有する符号の生成を可能にしなければならな
い。
性は、利用者データ値の遷移が符号系列値の遷移の過渡
時に起こることである。データは通常2Nで割り切れる
周期を有するので、上記特性は通常符号系列を一様な長
さ2Nにすることを必要とする。しかし、当該技術分野
で周知のとおり、符号発生器は一般に2N−1の長さの
符号を生成する線形帰還シフトレジスタを用いる。した
がって、スペクトラム拡散通信システムも一様な長さの
拡散符号系列を生成しなければならない。
は、従来の音声通話信号に加えてファクシミリ、音声帯
域データおよびISDNなどの多くの互いに異なる種類
のデータを処理可能でなければならない。サポート対象
の利用者の数を増やすために、多くのシステムはディジ
タル電話信号「圧縮」用にADPCMなどの符号化技術
を用いる。しかし、ファクシミリ、ISDNなどのデー
タでは、チャネルをクリアチャネルにする必要がある。
したがって、利用者の信号に含まれる情報の種類に応答
して符号化チャネルとクリアチャネルとの間でスペクト
ラム拡散ベアラチャネルを動的に変える圧縮技術をサポ
ートするスペクトラム拡散通信システムが必要になって
いる。
受信した複数の情報信号を符号分割多重化(CDM)信
号として無線周波数(RF)チャネル経由で同時並行的
に送信するように信号処理する多元接続スペクトラム拡
散通信システムとして具体化される。このシステムは通
信回線情報信号に対応する呼要求信号と情報信号の宛先
の利用者を識別する利用者識別信号とを受信する無線搬
送波局(RCS)を有する。受信装置は複数の符号分割
多元接続(CDMA)モデムに接続され、それらモデム
の一つがグローバルパイロット符号信号および複数のメ
ッセージ符号信号を生じ、それらCDMAモデムの各々
で複数の情報信号の一つとそれぞれのメッセージ符号信
号とを合成してスペクトラム拡散処理ずみ信号を生成す
る。複数のCDMAモデムの複数のメッセージ符号信号
はグローバルパイロット符号信号と同期させる。また、
このシステムはチャネル割当て信号に応答して通信回線
経由の受信情報信号を複数のモデムのうちの指定された
モデムに接続する割当て装置を有する。この割当て装置
は時間スロット交換手段に接続されている。このシステ
ムはさらに遠隔呼処理装置および時間スロット交換手段
に接続したシステムチャネルコントローラを有する。こ
のシステムチャネルコントローラは利用者識別信号に応
答してチャネル割当て信号を生ずる。このシステムにお
いて、RF送信機はすべてのモデムに接続され、複数の
スペクトラム拡散処理ずみメッセージ信号とグローバル
パイロット符号信号とを合成してCDM信号を生成す
る。また、RF送信機はCDM信号で搬送波信号を変調
し、被変調搬送波信号をRF通信チャネル経由で送信す
る。
(SU)によりRF通信チャネル経由で受信され、SU
は加入者に割り当てられた送信情報信号を処理し再構成
する。SUは搬送波からCDM信号を受信し復調する受
信手段を有する。また、SUは加入者ユニットコントロ
ーラと、グローバルパイロット符号を捕捉しスペクトラ
ム拡散処理ずみ信号を逆拡散して送信情報信号を再構成
する処理手段を含むCDMAモデムとを有する。
接続制御信号を含む通信信号の送信および受信のための
CDMAモデムを含む。CDMAモデムはモデム送信
機、すなわち関連のパイロット符号信号を生ずるととも
に複数のメッセージ符号信号を生成する符号発生器と、
情報信号の各々とそれぞれのメッセージ符号信号とを合
成してスペクトラム拡散処理ずみメッセージ信号を生成
する拡散手段と、メッセージ符号信号の同期引き込み対
象であるグローバルパイロット符号信号を生ずるグロー
バルパイロット符号発生器とを有するモデム送信機を含
む。
符号捕捉およびトラッキング論理を備えたモデム受信機
を含む。関連のパイロット符号捕捉論理は関連のパイロ
ット符号発生器と、関連のパイロット信号の符号位相遅
延出力および逆拡散関連パイロット信号生成用の受信C
DM信号の相関をとる一群の関連のパイロット符号相関
器とを有する。関連のパイロット信号の符号位相は、検
出器が捕捉信号値を変化させることによって逆拡散ずみ
の関連のパイロット符号信号の存在を表示するまで捕捉
信号値に応答して変化する。関連のパイロット符号信号
はグローバルパイロット信号に同期する。関連のパイロ
ット符号のトラッキング論理は捕捉信号に応答して関連
のパイロット符号信号の位相を調整し、逆拡散ずみの関
連のパイロット符号信号の信号電力レベルを最大にす
る。最後に、CDMAモデム受信機は一群のメッセージ
信号捕捉回路を備える。各メッセージ信号捕捉回路は、
ローカル受信メッセージ符号信号の一つとCDM信号と
の相関をとり逆拡散ずみの受信メッセージ信号をそれぞ
れ生成する複数の受信メッセージ信号相関器を有する。
交した符号の大きい群を生成するために、本発明は符号
系列発生器を有する。符号系列は、RF通信チャネル経
由の同相(I)および直交位相(Q)送信を含むスペク
トラム拡散通信システムの論理チャネルにそれぞれ割り
当てられる。系列のひと組は、データ信号による変調な
しに送信される符号系列であるパイロット系列として用
いられる。符号系列発生回路は、線形帰還シフトレジス
タと、短い均一符号系列を生ずるメモリと、フィードフ
ォワード回路に加えられる符号系列との間で最小の相関
を示す符号群の他の構成部分を生ずる複数の循環偏移フ
ィードフォワード部とを有する長符号系列発生器を有す
る。さらに、この符号系列発生器は、長符号系列の位相
偏移出力の各々と短い均一符号系列とを合成して、互い
にほぼ直交する符号のグループまたはファミリーを生成
するための一群の符号系列合成器を有する。
ルの効率的利用のためのいくつかの方法を含む。第1
に、このシステムは第1の送受信機および第2の送受信
機の間に一群のメッセージチャネルを含むベアラチャネ
ル変形システムを有する。メッセージチャネル群の各々
は、互いに異なる情報信号伝送速度をサポートする。第
1の送受信機は受信情報信号を監視して受信ずみの情報
信号の種類を判定し、その符号化信号に関する符号化信
号を生ずる。特定の種類の情報信号がある場合は、第1
の送受信機は送信を第1のメッセージチャネルから第2
のメッセージチャネルに切り換え、異なる伝送速度をサ
ポートする。この符号化信号は第1の送受信機から第2
の送受信機へ送信され、第2の送受信機は第2のメッセ
ージチャネルに切り替わり、異なる伝送速度で情報信号
を受信する。
向上のためのもう一つの方法は、本発明に用いている空
き符号抑制の方法である。スペクトラム拡散送受信機は
空き期間対応の所定のフラッグパターンを含むディジタ
ルデータ情報信号を受信する。この方法は(1)ディジタ
ルデータ信号を遅延させて監視する過程と、(2)所定の
フラッグパターンを検出する過程と、(3)フラッグパタ
ーン検出時にディジタルデータ信号の送信を停止する過
程と、(4)フラッグパターン不検出時にスペクトラム拡
散信号としてデータ信号を送信する過程とを含む。
のRCSおよびSUの閉ループ自動電力制御(APC)
のためのシステムおよび方法を含む。SUはスペクトラ
ム拡散信号を送信し、RCSはスペクトラム拡散信号を
捕捉し、RCSはスペクトラム拡散信号および雑音など
あらゆる干渉信号の受信電力レベルを検出する。APC
システムはRCSおよび複数のSUを有し、RCSは複
数の順方向チャネル情報信号を各順方向送信電力レベル
を有する複数の順方向チャネルスペクトラム拡散信号と
してSUに送信し、各SUは各逆方向送信電力レベルを
有する少なくとも一つの逆方向スペクトラム拡散信号お
よび逆方向チャネル情報信号を有する少なくとも一つの
逆方向チャネルスペクトラム拡散信号を基地局に送信す
る。
システムと、逆方向電力自動制御(ARPC)システム
とを有する。AFPCシステムは、SUにおいて順方向
チャネル情報信号それぞれの順方向SN比を測定し、順
方向SN比それぞれと所定のSN比値との間の順方向誤
差に対応する順方向誤差信号を発生し、それぞれの順方
向チャネル誤差信号を逆方向チャネル情報信号の一部と
してSUからRCSに送信することによって動作する。
RCSは逆方向チャネル情報信号を受信するとともに逆
方向チャネル情報信号から順方向チャネル誤差信号を抽
出するための複数のAFPC受信機を有する。また、R
CSはそれぞれの順方向誤差信号にそれぞれ応答する順
方向スペクトラム拡散信号の各々の順方向送信電力レベ
ルを調整する。
向チャネル情報信号の各々の逆方向チャネルSN比を測
定し、逆方向チャネルSN比それぞれと所定のSN比値
との間の誤差を表すそれぞれの逆方向チャネル誤差信号
それぞれを生成し、その逆方向チャネル誤差信号それぞ
れを順方向チャネル情報信号それぞれの一部としてSU
に送信することによって動作する。各SUは、順方向チ
ャネル情報信号を受信するとともに逆方向誤差信号それ
ぞれを順方向チャネル情報信号から抽出するARPC受
信機を有する。SUは逆方向誤差信号それぞれに応答し
て逆方向スペクトラム拡散信号の逆方向送信電力レベル
を調整する。
ステムは、一つ以上の基地局と複数の遠隔加入者ユニッ
トとの間の無線リンクを用いて加入回線電話サービス、
すなわち地域集団電話サービスを提供する。実施例にお
いては無線リンクを固定加入者ユニット(FSU)と交
信する基地局について説明するが、このシステムはFS
Uおよび移動加入者ユニット(MSU)の両方への無線
リンクを有する複数の基地局を含むシステムにも同様に
適用できる。したがって遠隔加入者ユニットをこの明細
書では加入者ユニット(SU)と呼ぶ。
は加入者線交換機(LE)103または構内交換機(P
BX)など上記以外の電話網交換インタフェースに呼接
続を提供するものであり、無線搬送波局(RCS)10
4を有する。一つ以上のRCS104、105および1
10がリンク131、132、137、138および1
39経由で無線分配ユニット(RDU)102に接続さ
れ、RDU102が電話会社局線141、142および
150経由で呼設定信号、制御信号および情報信号の送
受信によってLE103とインタフェースを形成する。
SU116および119は無線リンク161、162、
163、164および165経由でRCS104と交信
する。代替的実施例では、いくつかのSUと機能的にR
CSと同等の「主」SUとを有する。その実施例では、
市内電話網への接続はあってもなくても差し支えない。
標準(1.71−1.785GHzおよび1.805−1.880GHz)、US-PC
S標準(1.85−1.99GHz)およびCEPT標準(2.0−2.7GH
z)の周波数帯域内で動作する。これらの帯域をこの実
施例では用いているが、本発明は2.7GHzから5GHzに至
る帯域を含むUHFからSHFの全帯域に同様に適用で
きる。送信帯域幅および受信帯域幅は、それぞれ7MHz
から始めて3.5MHzの倍数および10MHzから始めて5MHzの
倍数である。この実施例のシステムは7、10、10.5、
14および15MHzの帯域幅を有する。本発明の実施例
においては、アップリンクとダウンリンクとの間の最小
ガード帯域は20MHzであり、信号帯域幅の少なくとも
3倍にするのが望ましい。同時送受の分離は50MHz乃
至175MHzであり、この実施例では、50、75、8
0、95および175MHzを用いる。これら以外の周波
数を用いてもよい。
ネルに搬送波を中心として互いに異なるスペクトラム拡
散帯域幅を用いているが、本発明の手法は送信チャネル
用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用い受信チャネル
用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用いたシステムに
も容易に拡張できる。スペクトラム拡散通信システムは
一方の利用者の送信が他方の利用者の逆拡散受信機には
雑音に見える本来の特徴を有するので、実施例では送信
経路チャネルおよび受信経路チャネルの両方に同じスペ
クトラム拡散チャネルを用いることもできる。換言する
と、アップリンクおよびダウンリンク伝送に同一の周波
数帯域を用いることができる。また本発明の方法は、互
いに異なる組のメッセージをアップリンクで、ダウンリ
ンクでまたはアップリンクおよびダウンリンクの両方で
搬送する複数のCDMA周波数帯域に容易に拡張するこ
とができる。
この実施例ではナイキストパルス成形付きの直交位相偏
移(QPSK)変調により無線リンク161乃至165
経由で送信する。オフセットQPSK(OQPSK)お
よび最小偏移(MSK)、ガウス位相偏移(GPS
K)、M次位相偏移(MPSK)など上記以外の変調手
法を用いることもできる。
クおよびダウンリンク両方向の送信モードとして広帯域
符号分割多元接続(B−CDMA)を組み入れる。多元
接続システムに用いられるCDMA(スペクトラム拡散
帯域としても知られる)通信技術は周知であり、Donald
T. Schlling名義の米国特許第5,228,065号「同期スペ
クトラム拡散通信システムおよび方法」に記載されてい
る。同特許のシステムは、直接系列(DS)拡散技術を
用いている。CDMA変調器は、擬似雑音(PN)系列
で構成可能なスペクトラム拡散符号系列を発生する動
作、およびQPSK信号を同相(I)チャネルおよび直
交位相(Q)チャネル対応の拡散符号系列で複素DS変
調する動作を行う。パイロット信号は発生されたのち変
調信号とともに送信され、本実施例のパイロット信号は
データによる変調を受けない拡散符号である。パイロッ
ト信号は、同期、搬送波位相再生、および無線チャネル
のインパルス応答の評価に用いられる。各SUは、単一
のパイロット発生器と、少なくとも一つのCDMA変調
器および復調器、すなわちCDMAモデムとを有する。
各RCS104、105、110は単一のパイロット発
生器と、すべてのSUが使うすべての論理チャネルに十
分なCDMA変調器および復調器とを有する。
消または利用に適切な処理で信号を逆拡散する。受信電
力レベルに関するパラメータを用いて自動電力制御(A
PC)情報を発生し、この情報を通信リンクの他端に送
信する。APC情報は順方向電力自動制御(AFPC)
リンクおよび逆方向電力自動制御(ARPC)リンクの
送信電力を制御するのに用いる。さらに、各RCS10
4、105、110は、APCと同様に保守電力制御
(MPC)を実行して各SU111、112、115、
117、118の初期送信電力を調整することができ
る。復調は、パイロット信号が位相基準を設定するコヒ
ーレント復調である。
8、16、32、64、128および144kb/sの複数
のトラフィックチャネルをサポートする。トラフィック
チャネルの接続を受ける物理的チャネルは64kシンボ
ル/秒で動作する。これ以外のデータ速度もサポートで
き、順方向誤差補正(FEC)符号化を用いることがで
きる。この実施例では、符号化速度1/2および拘束長
7のFECを用いている。採用した符号発生手法に併せ
て上記以外の符号化速度および拘束長を用いることもで
きる。
ーシティをもともと伴っているのでRCS104、10
5および110のアンテナにおけるダイバーシティ合成
は不要である。受信機はマルチパス信号を合成する適応
整合フィルタ(AMF)(図1には示してない)を備え
る。この実施例におけるAMFは最大比合成を行う。
ば1.544Mb/s DS1、2.048Mb/s E1またはディジタル
データ信号送受信用のHDSLフォーマットでリンク1
31、132、137経由でRDU102にインタフェ
ースを形成する。これらは通常の電話会社標準インタフ
ェースであるが、本発明はこれらのディジタルデータフ
ォーマットに限定されない。RCSラインインタフェー
スの例(図1には示してない)は、ライン符号化(HD
B3、B8ZS、AM1など)を変換してフレーム同期
情報を抽出または発生し、アラームおよびファシリティ
シグナリングおよびチャネル特異的なループバックおよ
びパリティチェックを行う。この例におけるインタフェ
ースは、64kb/sPCMまたは32kb/sADPCM符号
化電話トラフィックチャネルまたはISDNチャネルを
RCSに供給して処理に備える。系列生成技術に合わせ
て上記以外のADPCM符号化技術を用いることもでき
る。
RCS104と交信するSU111、112、115、
117および118の各々との間のベアラ速度変換、す
なわち64kb/sをサポートするCDMAメッセージチャ
ネルを速度が4.8kb/s以上の場合に音声帯域データまた
はFAXに割り当て得るベアラ速度変換をサポートす
る。このような64kb/sベアラチャネルは、非符号化チ
ャネルと考える。ISDNについては、ベアラ速度変換
はDチャネルメッセージに基づいて動的に行うことがで
きる。
117および118の各々は電話ユニット170を含む
か、電話ユニット170とインタフェースを形成する
か、または私設交換機(PBX)171とインタフェー
スを形成する。電話ユニットからの入力は、音声、音声
帯域データおよびシグナリングで構成され得る。SU
は、アナログ信号をデジタル系列に変換するものであ
り、データ端末172またはISDNインタフェース1
73も含み得る。SUは音声入力、音声帯域データまた
はFAXおよびデジタルデータを区別できる。SUはA
DPCMなどの手法を用いて音声データを32kb/s以下
のデータ速度で符号化し、音声帯域データまたはFAX
を4.8kb/s以上の速度で検出して、トラフィックチャネ
ルを非符号化送信のために変換する(ベアラ速度変
換)。また、送信前にA法則またはμ法則信号圧伸をか
けることもでき、信号圧伸なしとすることもできる。デ
ジタルデータには、空きフラッグ除去などのデータ圧縮
手法を容量の節約および干渉の最小化のために適用する
ことができる。
5、117および118との間の無線インタフェースの
送信電力レベルは二つの互いに異なる閉ループ電力制御
方法を用いて制御する。順方向電力自動制御(AFP
C)方法がダウンリンク送信電力レベルを決定し、逆方
向電力自動制御(ARPC)方法がアップリンク送信電
力レベルを決定する。例えばSU111およびRCS1
04が電力制御情報を転送する論理制御チャネルは、最
低16KHzの更新レートで動作する。上記以外の実施例
では、例えば64KHzなど上記よりも速いまたは遅い更
新レートを用いる。これらのアルゴリズムは、利用者送
信電力が許容可能なビット誤り率(BER)を維持し、
節電のためにシステム電力を最低限に維持し、RCS1
04におけるSU111、112、115、117およ
び118からの受信電力レベルすべてをほぼ等しいレベ
ルに維持することを確実にする。
期間中にオプションの維持電力制御方法を用いる。電力
節約のためにSU111が非活性状態または電源オフの
状態にあるとき、このユニットはRCS104からの維
持電力制御信号に応答して初期送信電力レベル設定を調
整するようにときどき活性化する。維持電力制御信号
は、SU111の受信電力レベルおよび現在のシステム
電力レベルの測定によってRCS104が算定し、これ
によって所要初期送信電力を計算する。この方法は通信
開始時のSU111のチャネル捕捉時間を短縮する。ま
た、この方法は閉ループ電力制御が送信電力を下げる前
の段階でSU111の送信電力レベルが高くなりすぎる
ことおよび初期送信中に他のチャネルと干渉することを
防ぐ。
ないが、E1、T1またはHDSLインタフェースなど
のインタフェースラインからそのクロックの同期をと
る。また、RCS104は全地球測位システム(GP
S)受信機で調整可能な発振器から内部クロック信号を
発生させることもできる。RCS104は、拡散符号を
有するもののデータ変調は伴わないチャネルであるグロ
ーバルパイロット符号を発生し、遠隔のSU111乃至
118による捕捉に供する。RCSの全送信チャネルを
パイロットチャネルに同期させ、RCS104内の論理
通信チャネル用の符号発生器(図示せず)の拡散符号位
相をパイロットチャネルの拡散符号位相に同期させる。
同様に、RCS104のグローバルパイロット符号を受
信するSU111乃至118はSUの符号発生器(図示
せず)の拡散符号位相および逆拡散符号位相をグローバ
ルパイロット符号に同期させる。
02にはシステム構成要素の冗長配置を組み入れ、故障
の際にシステム内部機能構成要素を切り換えて、無線リ
ンク、電力供給、トラフィックチャネル、またはトラフ
ィックチャネル群ドロップアウトを防止するようにする
ことができる。 [論理通信チャネル]従来の「チャネル」はインタフェ
ースの一部であり内容に関係なくそのインタフェースの
それ以外の経路と区別できる通信経路と通常見なされ
る。しかし、CDMAの場合は互いに別々の通信経路は
その内容だけによって互いに区別される。「論理チャネ
ル」という用語は互いに別々のデータストリームを区別
するために用いられ、論理的には従来の意味でのチャネ
ルと等価である。本発明における論理チャネルおよびサ
ブチャネルはすべて通常の毎秒64キロシンボル(ksym
/s)のQPSKストリームにマップされる。いくつかの
チャネルは、システムのグローバルパイロット符号(G
PC)から発生し、それと類似する機能をもたらす関連
のパイロット符号と同期している。しかし、システムパ
イロット信号は論理チャネルとはみなされない。
Uとの間のRF通信リンク上で用いる。各論理通信チャ
ネルは、固定の予め定めた拡散符号または動的に割り当
てられた拡散符号を有する。予め定めた符号の場合も割
当て符号の場合も符号位相はパイロット符号と同期して
いる。論理通信チャネルは二つの群に分けられ、グロー
バルチャネル(GC)群は基地局RCSから遠隔SUす
べてに、または任意のSUからその区別に関係なく基地
局RCSに送信される。GC群の中のチャネルはシステ
ムアクセスするためにSUが用いるチャネルなど全利用
者用の所定の種類の情報を含み得る。割当てチャネル
(AC)群の中のチャネルはRCSと特定のSUとの間
の通信専用のチャネルである。
SUへの一斉通報メッセージおよびSUへの呼出メッセ
ージを一斉通報する1地点・多地点間通信サービスを提
供する一斉通報制御論理チャネル、および(2)SUがシ
ステムにアクセスし割当てチャネルを得るようにグロー
バルチャネル上に2地点間通信サービスを提供するアク
セス制御論理チャネルを形成する。
チャネルおよび一つの一斉通報制御群(グループ)を有
する。本発明のSUは少なくとも一つのアクセス制御チ
ャネルと少なくとも一つの一斉通報制御論理チャネルと
を有する。
には、どのサービスとどのアクセスチャネルとが現在利
用可能であるかに関する高速変化情報を一斉通報する高
速一斉通報チャネル(FBCH)、および低速変化シス
テム情報および個別呼出メッセージを一斉通報する低速
一斉通報チャネル(SBCH)がある。アクセスチャネ
ル(AXCH)はSUがRCSにアクセスし割当てずみ
チャネルへのアクセスを得るために用いる。各AXCH
は制御チャネル(CTCH)と対になっている。CTC
HはRCSがSUによるアクセスの試行を受信確認し、
それに応答するために使用される。長アクセスパイロッ
ト(LAXPT)はAXCHと同時並行的に送信され、
RCSに時間基準および位相基準を与える。
との間の単一の通信接続を制御する論理チャネルを含
む。AC群形成時に生じる機能はアップリンク接続およ
びダウンリンク接続の各々について一対の電力制御論理
メッセージチャネルを含み、接続の種類に応じて一つ以
上の対のトラフィックチャネルを含む。ベアラ制御機能
は所要の順方向誤り制御およびベアラ速度変換を行い、
暗号化を行う。
び118の各々は通信接続形成時に形成される少なくと
も一つのAC群を有し、RCS104、105および1
10の各々は進行中の接続の各々に一つずつ形成された
複数のAC群を有する。論理チャネルのAC群は、接続
の形成時にその接続について形成される。AC群は送信
側における暗号化、FEC符号化、および多重化、並び
に受信側におけるFEC復号化暗号解読、および多重化
回線分離を含む。
ひと組の接続を形成し、例えばRCS104など特定の
RCSと、例えばSU111など特定のSUとの間で、
双方向に動作する。接続のために形成したAC群は、単
一の接続に関連するRF通信チャネル経由で二つ以上の
ベアラを制御できる。複数のベアラをISDNなどの分
散データの搬送に用いる。AC群は、高速ファクシミリ
およびモデムサービスのための64kb/sPCMへの切換え
を容易にするベアラ速度変換機能に備えてトラフィック
チャネルの複写を提供できる。
C群に含まれる割当て論理チャネルには、専用シグナリ
ングチャネル「オーダワイヤ(OW)」、APCチャネ
ル、およびサポートされるサービスに応じた8、16、
32或いは64kb/sのベアラである一つ以上のトラフィ
ックチャネル(TRCH)がある。音声トラフィックの
ためには、中程度の速度で符号化した音声、ADPC
M、またはPCMをトラフィックチャネル上でサポート
できる。ISDNサービスの種類については、二つの6
4kb/sのTRCHでBチャネルを形成し、一つの16kb
/sのTRCHでDチャネルを形成する。代替的に、AP
Cサブチャネルをそれ自体のCDMAチャネル上で個別
に変調することもでき、またはトラフィックチャネル或
いはOWチャネルと時分割多重化することもできる。
17および118の各々は同時並行のトラフィックチャ
ネルを三つまでサポートする。TRCH用の三つの論理
チャネルのユーザデータへのマッピングを表1に示す。
ルは遅延を避けるためにFEC符号化せず、APC用の
容量を最小にするために比較的低い電力レベルで送信す
る。代替的にAPCおよびオーダワイヤ(OW)を複素
拡散符号系列を用いて別々に変調することもでき、また
16kbpsトラフィックチャネルと時分割多重化することもでき
る。
ドでFEC符号化する。この論理チャネルを干渉低減の
ためにシグナリングデータ存在時にバースト状に送信す
る。空き期間ののち、OW信号はデータフレームの開始
前少なくとも35シンボルから始まる。沈黙維持呼デー
タについては、OWがデータのフレームの間で連続的に
送信される。表2はこの実施例で用いる論理チャネルの
概略を示す。
DMA符号発生器は、この技術分野では周知のとおり、
フィードバック論理付きの線形シフトレジスタ(LS
R)を用いる。本発明のこの実施例の符号発生器は、6
4の同期固有系列を発生する。各RF通信チャネルは論
理チャネルの複素拡散(同相および直交位相)のために
これら系列の一対を用い、したがって発生器は32の複
素拡散系列を生ずる。系列はシフトレジスタ回路に最初
にロードされる一つのシードによって発生される。 [拡散符号系列の発生およびシード選択]本発明の拡散
符号周期は、シンボル接続時間の整数倍として定義さ
れ、符号周期の始点はシンボルの始点でもある。本発明
の実施例に選ばれた帯域幅とシンボル長との関係は次の
とおりである。
よび96の倍数である。拡散符号はチップまたはチップ
値と呼ばれるシンボル系列である。ガロア体数学を用い
た擬似ランダム系列の一般の発生方法は当業者には周知
であるが、本発明には符号系列の特有の組または群が誘
導されている。まず、符号系列発生用の線形帰還シフト
レジスタの長さを選び、レジスタの初期値を「シード」
と呼ぶ。次に、符号シードにより発生した符号系列が同
一の符号シードにより発生した別の符号系列の巡回シフ
トとなり得ないように制約を加える。最後に、一つのシ
ードから発生した符号系列が別のシードにより発生した
符号系列の巡回シフトとなり得ないようにする。
おりに算定した。
非線形系列とを合成することによって発生する。
28の系列で符号化されておらず、FBCHチャネル拡
散符号が周期233415を有するので例外である。
のシフトレジスタにロードされる固定系列として実働化
される。固定系列は、当該分野で周知のとおり、一つの
余分の論理0、1またはランダム値を埋め込んだ長さ1
27のm−系列によって発生できる。
段線形帰還シフトレジスタ(LFSR)回路で発生す
る。帰還接続は、36次既約多項式h(n)に対応する。
本発明の実施例に選んだ多項式h(x)は、 h(x)=x36+x35+x30+x28+x26+x25+x22+x 20+x19+x17 +x16+x15+x14+x12+x11+x9+ x8+x4+x3+x2+1 または、二進法では、
(2)の多項式h(x)を表すLFSRの「シード」値群
を算定する。シード値の第1の要件は、シード値が互い
に他方の巡回シフトに過ぎない二つの符号系列を発生さ
せないことである。
GF(236)の要素として表される。この体は、原始
要素δ=X2+X+1を有する。δの二進法表記は次の
とおりである。
既約されたδのべきとして表記できる。したがって、シ
ードは、δすなわち原始要素のべきとして表される。
要素の位数の解はすべての値の検索を必要としない。体
(GF(236))の位数は要素の位数で割り切れる。G
F(236)の任意の要素δに対し、あるeが存在し
て、
−1はGF(236)における任意の要素の位数で割り
切れる。
なわちh(x)の原始要素δのべきであるシード値nの
グループを発生することが判定された。
の巡回シフトを同時に使用し得ることを認めることによ
って、CDMA通信システムに利用可能なシードの数を
増やす方法を含む。本発明のセルサイズおよび帯域幅に
対する往復伝搬遅延は、3000チップを下回る。本発
明の一つの実施例では、系列の十分に間隔を隔てた巡回
シフトは、符号系列の判定を試みる受信機に曖昧さを引
き起こすことなく、同一のセル内で使用できる。この方
法は使用可能な系列の組を拡大する。
3879の一次シードを数値計算により算定した。これ
らのシードは数学的に、
(3)と同様にδ=(00,・・・00111)を用い
て付録に挙げた。
本発明のすべての二次シードを一次シードを4095チ
ップモジュロh(x)の倍数だけシフトすることによ
り、一次シードから誘導する。一群のシード値を算定す
ると、それらの値をメモリに格納し必要に応じて論理チ
ャネルに割り当てる。割り当てられると、初期シード値
はそのシード値に関連する所要の拡散符号系列を生成す
るようにLFSRにロードされるだけである。 [長符号および短符号の高速捕捉特性]スペクトラム拡
散受信機による正確な符号位相の高速捕捉は、より高速
の検出を可能にする拡散符号を設計することによって向
上する。本発明のこの実施例は、下記方法のうちの一つ
以上を用いることによって高速捕捉特性の符号系列を生
成する新規の方法を包含する。まず二つ以上の短符号か
ら長符号を構成する。この新規の実働化では多くの符号
系列を用い、それらの符号系列のうちの一つ以上が平均
捕捉位相サーチr=log2Lを有する長さLの高速捕捉
系列である。このような特性を有する系列は当業者には
周知である。ここに得られる長系列の捕捉試験位相数の
平均値は、長系列位相数の半分ではなくr=log2Lの
倍数である。
なくパイロット拡散符号信号内の複素数値をもつ拡散符
号系列(同相(I)系列および直交位相(Q)系列)を
送信する方法を用いることができる。二つ以上の互いに
別々の符号系列を複素チャネル経由で送信できる。系列
が互いに異なる位相を有する場合は、二つ以上の符号チ
ャネル間の相対的な位相偏移が既知であるときこれら互
いに異なる符号系列にわたって捕捉回路により並行に行
うことができる。例えば、二つの系列については、一つ
を同相(I)チャネルで、もう一つを直交位相(Q)チ
ャネルでそれぞれ送ることができる。符号系列をサーチ
するには捕捉検出手段によるこれら二つのチャネルのサ
ーチを拡散符号系列長の半分に等しいオフセットで
(Q)チャネルから開始する形で行う。符号系列長がN
の時は、捕捉手段は(Q)チャネルではN/2でサーチ
を開始する。捕捉を見出すまでの試験数の平均値は単一
符号のサーチについてはN/2であるが、(I)チャネ
ルおよび位相遅れの(Q)チャネルを並行してサーチす
ることによって試験数平均値はN/4に減少する。各チ
ャネルで送られる符号は同じ符号、チャネル符号位相一
つ分だけ遅れた同じ符号、または異なる符号系列のいず
れでもよい。 [エポック構成およびサブエポック構成]本発明の例示
的システムで用いる長複素拡散符号は符号反復に相続く
多くのチップを有する。拡散符号系列の反復周期をエポ
ックと呼ぶ。論理チャネルをCDMA拡散符号にマッピ
ングするために、本発明はエポック構成およびサブエポ
ック構成を用いる。CDMA拡散符号が論理チャネルを
変調する符号周期は29877120チップ/符号周期
であり、これはすべての帯域幅に対して同じチップ数で
ある。符号周期が本発明のエポックであり、表3はサポ
ートされたチップ速度に対するエポック持続時間を定義
している。また、拡散符号エポックに対し二つのサブエ
ポックを定義し、それらの長さはそれぞれ233415
チップおよび128チップである。
長サブエポックと呼ばれ、暗号化鍵切替やグローバル符
号から割当て符号への変更などのRF通信インタフェー
スでのイベントの同期化に使われる。長さ128チップ
の短エポックは、付加的タイミング基準として使用する
ために定義する。単一のCDMA符号で使われるシンボ
ル周波数最大値は64ksym/sである。サポートするシン
ボル速度64、32、16および8ksym/sについて、シ
ンボル持続時間内のチップ数は常に整数である。
ピング]複素拡散符号は、系列エポックの始点がサポー
トされた帯域幅すべてについてシンボルの始点と一致す
るように設計される。本発明は7、10、10.5、14お
よび15MHzの帯域幅をサポートする。名目20%のロ
ールオフを仮定すると、これらの帯域幅は次の表4のチ
ップ速度に対応する。
始点は系列エポックの始点と一致する。本発明の方法を
用いて発生した拡散符号系列は様々な帯域幅に対して1.
5msの倍数のインターリーブ期間をサポートできる。
トレジスタ(LFSR)回路を用いて生成される。しか
し、この方法は均一な長さの系列を発生しない。すでに
発生ずみの符号シードを用いる拡散符号系列発生器の一
つの実施例を図2a、図2bおよび図2cに示す。本発
明は36段LFSR201を用いて周期N'=2334
15=33×5×7×13×19の系列を生成する。こ
の系列は図2aではC0である。図2a、図2bおよび
図2cにおいて符号 は二進法の加算(排他的論理和)
を表す。上述のとおり設計された系列発生器は複素系列
組の同相部分および直交位相部分を発生する。36段L
FSRのタップ接続および初期状態がこの回路の発生す
る系列を決定する。36段LFSRのタップ係数は系列
の周期が233415になるように定める。なお、図2
aに示すタップ接続は式(2)で与えられる多項式に対
応する。次に、得られた系列の各々を長さ128の系列
C0との二進法加算によってオーバーレイし、エポック
周期29877120を得る。
ワード(FF)回路202を示す。信号x(n−1)は
チップ遅延211の出力であり、チップ遅延211の入
力はx(n)である。符号チップc(n)は入力x
(n)およびx(n−1)から論理加算器212によっ
て形成される。図2cは、拡散符号発生器全体を示す。
LFSR201からは出力信号が図示のとおり縦続接続
された63個までの単一段FF203のチェーンを通過
する。各FFの出力は符号メモリ222内に格納され擬
似ランダム系列のスペクトラム特性を示す短い偶数符号
系列C*の周期128=27にオーバーレイされてエポ
ックN=29877120を生ずる。この128の系列
は、長さ127=27−1のm系列(PN系列)を用
い、この系列に論理0など一つのビット値を付加して長
さを128チップに増やすことによって決定される。偶
数符号系列C*は連続して系列を出力する巡回レジスタ
である偶数符号シフトレジスタ221に入力される。次
に、短系列は排他的論理和演算213、214、220
を用いて長系列に合成される。
系列C0−C63を、FF203の出力信号をタップし
て例えば二進法加算器213、214および220で短
系列C*を論理加算することによって発生する。当業者
には明らかなとおりFF203の実働化によりチェーン
内の各FF段で生ずる符号系列に対して累積遅延効果が
生じる。この遅延は、実働化における電子部品に非零の
電気遅延が生じすることによる。この遅延に伴うタイミ
ングの問題は、本発明の実施例の一つの変形ではFFチ
ェーンに追加の遅延要素を挿入することにより緩和させ
ることができる。図2cのFFチェーンに付加遅延素子
を加えたものを図2dに示す。
バル符号または割当て符号のいずれかを発生するように
構成される。グローバル符号は、システムの全利用者が
受信または送信できるCDMA符号である。割当て符号
は特定の接続に割り当てられるCDMA符号である。系
列組が上述のものと同じ発生器から発生される場合は、
36段LFSRのシードのみを系列群の発生のために特
定する。すべてのグローバル符号のための系列は、同じ
LFSR回路を用いて生成される。したがって、SUは
RCSからのグローバルパイロット信号に同期してグロ
ーバルチャネル符号のためのLFSR回路のシードを把
握すると、パイロット系列だけではなくRCS用の他の
グローバル符号すべてを生成することができる。
とおり生成する。上記のシフトレジスタ回路の出力信号
を正反対の系列に変換する(0は+1にマッピングし、
1は−1にマッピングする)。論理チャネルをまずQP
SK信号に変換し、これを当該分野では周知のコンステ
レーション点にマッピングする。各QPSK信号の同相
チャネルおよび直交位相チャネルが複素データ値の実部
および虚部をそれぞれ形成する。同様に、二つの拡散符
号を複素拡散チップの形成に用いる。複素データは複素
拡散符号と乗算することによって拡散する。同様に、受
信複素データを複素拡散符号の共役値と相関をとり逆拡
散データを再生する。 [短符号]短符号は、SUがRCSにアクセスするとき
初期立上りプロセスで使用される。短符号の周期はシン
ボル持続時間に等しく、各周期の始点はシンボルの境界
と一致させてある。SUおよびRCSはそのセルのため
のグローバル符号を発生する系列生成器の最後の8個の
フィードフォワード(FF)部から短符号の実部および
虚部を導き出す。
に更新される。シンボル速度と適合する上記以外の更新
時間を用いることもできる。したがって切替えはエポッ
ク境界を始点として3msごとに生じる。切替え時には、
対応のフィードフォワード出力の次のシンボル長部分が
短符号になる。SUが特定の短符号の使用を必要とする
場合は、次のエポックの最初の3msの境界まで待ち、対
応するFF部から出力される次のシンボル長部分を格納
する。3ms後に生じる次の切替えまで、これが短符号と
して使用される。
アクセスチャネルパイロット(SAXPT)として知ら
れる。 [論理チャネルの拡散符号へのマッピング]拡散符号系
列とCDMA論理チャネルおよびパイロット信号との間
の正確な関係を表5aおよび表5bに示す。「−CH」
で終わる信号名は論理チャネルに対応する。「−PT」
で終わる信号名はパイロット信号に対応し、それらにつ
いてはあとで詳述する。
さおよび有害な干渉を防ぐために36ビットシフトレジ
スタのためのシード値を選択し、これにより同じ符号ま
たは同じ符号の巡回シフトの使用を避ける。割当て符号
はいずれもグローバル符号と同じでなく、またグローバ
ル符号の巡回シフトとも同じでない。 [パイロット信号]パイロット信号は同期化、搬送波位
相の再生および無線チャネルのインパルス応答の評価に
用いる。
送波基準を複素パイロット符号系列として送信し、その
サービスエリア内のSU111、112、115、11
7および118すべてに時間基準および位相基準を提供
する。グローバルパイロット(GLPT)信号の電力レ
ベルをセルサイズで定まるRCSサービスエリア全体に
わたる十分な到達範囲をもたらすように設定する。順方
向リンクにパイロット信号一つだけを用いると、パイロ
ットエネルギーによるシステム容量の低下は無視でき
る。
び118の各々はパイロット搬送波基準を直交変調ずみ
の(複素値からなる)パイロット拡散符号系列として送
信し、逆方向リンク用のRCSに時間基準および位相基
準を提供する。本発明の一つの実施例のSUによって送
信されるパイロット信号は、32kb/sのPOTSトラフ
ィックチャネルの電力よりも6dBだけ低い。反転パイロ
ットチャネルはAPCに依存する。特定の接続に関連す
る反転リンクパイロットは割当てパイロット(ASP
T)と呼ばれる。また、アクセスチャネルに関連するパ
イロット信号がある。これらは長アクセスチャネルパイ
ロット(LAXPT)と呼ばれる。短アクセスチャネル
パイロット(SAXPT)もアクセスチャネルに関連
し、拡散符号捕捉および初期電力立上りに使用される。
て複素符号から形成される。
j0(c3 c0)}との乗算により逆拡散される。これ
に対してトラフィックチャネルは次の形をとる。 TRCH0(順方向/逆方向)={(ck c0)+j(ci c0)}{(±1)+j(± 1)} (複素符号) (データシンボル) すなわち、パイロット信号コンステレーションに対して
π/4ラジアンを成すコンステレーションを形成する形
を有する。
TRCH0トラフィックチャネルコンステレーションを
図3bに示す。[FBCH、SBCHおよびトラフィッ
クチャネルの論理チャネル割当て]FBCHはサービス
およびAXCHの利用可能性に関する動的情報の一斉通
報に使われるグローバル順方向リンクチャネルである。
このチャネル経由でメッセージを連続的に送り、各メッ
セージは約1ms継続する。FBCHメッセージは16ビ
ット長であり、連続して反復され、エポックと整合して
いる。FBCHは表6に定義するとおりフォーマットし
てある。
いたとおりトラフィック信号灯はアクセスチャネル(A
XCH)に対応し、特定のアクセスチャネルが現在使用
中(赤)または使用中でない(緑)ことを示す。論理
「1」はトラフィック信号灯が緑であることを示し、論
理「0」はトラフィック信号灯が赤であることを示す。
トラフィック信号灯ビット値は8ビットごとに変化し、
各16ビットメッセージがAXCHに利用可能なサービ
スの種類を示す個別のサービス表示ビットを含む。
XCHの利用可能性を示すように次のとおりサービス表
示ビットを用いる。サービス表示ビット{4、5、6、
7、12、13、14、15}をまとめて取り出すと、
ビット4を最上位ビットとしビット15を最下位ビット
とする符号なしの二進法数値になろう。各サービス種類
に伴う増分は、所要容量の関連名目測定基準を有し、F
BCHは利用可能な容量を連続的に一斉通報する。これ
をできるだけ大きい単一サービス増分に等価な最大値を
もつような大きさに定める。SUが新しいサービスまた
はベアラ数の増大を必要とするときは、所要容量をFB
CHの示す容量と比較し、その容量が利用可能でないと
きは阻止されていると判断する。FBCHおよびトラフ
ィックチャネルはエポックに整合する。
に利用可能なシステム情報またはそれ以外の一般的な情
報を含み、個別呼出情報フレームは特定のSUに対する
呼要求についての情報を含む。低速一斉通報情報フレー
ムおよび個別呼出情報フレームは低速一斉通報チャネル
(SBCH)を形成する単一の論理チャネルに併せて多
重化される。すでに定義したとおり、符号エポックは次
の表7で定義したチップ速度の関数であるエポック持続
時間を有する2987720チップの系列である。電力
節約を容易にするためにチャネルをN個の「スリープ」
サイクルに分割し、各サイクルをM個のスロットに再分
割する。スロット長は18msのスロットを有する10.5MH
z帯域幅の場合を除き19msである。
に使われる。スロット#2乃至#M-1は延長低速一斉通
報情報の挿入がなければ個別呼出群に使われる。本発明
の一つの実施例ではサイクルおよびスロットのパターン
は16kb/sで連続する。
源投入してパイロット符号を再捕捉する。次に十分に良
好な復調およびViterbi復号化のために十分な精度で搬
送波ロックを行う。搬送波ロックを達成するための設定
時間は、長さ3スロットまでに達しよう。例えばスロッ
ト#7に割り当てられたSUはスロット#4の始点で受
信機に電源投入する。SUはそのスロットの監視を行っ
たのち個別呼出アドレスを認識してアクセス要求を開始
するか、または個別呼出アドレスを認識しない状態に留
まる。後者の場合は、SUはスリープモードに戻る。表
8はウェークアップ持続時間を3スロットとした場合の
互いに異なる帯域幅に対するデューティサイクルを示
す。
よびAMF検出] [拡散符号トラッキング]マルチパスフェーディング環
境で受信マルチパススペクトラム拡散信号の符号位相を
トラッキングする三つのCDMA拡散符号トラッキング
方法について述べる。第1の方法は拡散符号位相を検出
器出力信号最大値でトラッキングするだけの従来技術の
トラッキング回路であり、第2の方法はマルチパス信号
群の符号位相の中間値をトラッキングするトラッキング
回路であり、第3の方法はマルチパス信号成分の最適化
した最小二乗加重平均の符号位相をトラッキングする重
心トラッキング回路である。受信CDMA信号の拡散符
号位相をトラッキングするアルゴリズムについて次に述
べる。
ラッキング回路の電圧制御発振器(VCO)を駆動する
制御電圧との間の関係を表す動作特性を有する。正のタ
イミング誤差があるときは、トラッキング回路はタイミ
ング誤差を打ち消す負の制御電圧を発生する。負のタイ
ミング誤差があるときは、トラッキング回路はタイミン
グ誤差を打ち消す正の制御電圧を発生する。トラッキン
グ回路が零値を発生するときは、この値は「ロック点」
と呼ばれる完全な時間整合に対応する。図3は基本的な
トラッキング回路を示す。受信信号r(t)は整合フィ
ルタ301に加えられ、このフィルタはr(t)と符号
発生器303の発生するローカル符号系列c(t)との
相関をとる。整合フィルタの出力信号x(t)をサンプ
リング回路302でサンプリングし、サンプルx(n
T)およびx(nT+T/2)を生成する。サンプルx
(nT)およびx(nT+T/2)は、符号発生器30
3の拡散符号c(t)の位相が正確か否かを判定するた
めにトラッキング回路304が用いる。トラッキング回
路304は誤差信号e(t)を符号発生器303への入
力として生成する。符号発生器303はこの信号e
(t)を入力信号として用いて、自らの発生する符号位
相を調節する。
する信号は次のような低域通過表示で書き込まれる。
散符号チップ波形を表し、Tcはチップ持続時間を表
す。基準利用者がデータを送信しておらず、したがって
拡散符号のみで搬送波が変調されると仮定する。図3c
に示すとおり受信信号は次のとおり表される。
フェーディング効果に応じて変化し、τiは同じ経路に
関連するランダム時間遅延である。受信機は受信信号を
整合フィルタ、すなわち相関受信機として実働化される
整合フィルタを通す。これについて次に述べる。この動
作は2つの過程で行われる。まず、信号をチップ整合フ
ィルタに通してサンプリングし、拡散符号チップ値を再
生する。次に、このチップ系列とローカルに発生した符
号系列との相関をとる。
したチップ整合フィルタ301およびサンプリング回路
302を示す。理想的には、チップ整合フィルタの出力
端子での信号x(t)は次の式で表される。
ンパルス応答であり、(*)は畳込みを表す。加算の順
序は次のとおり書き直すことができる。
合フィルタの出力信号をサンプリングして、g(t)の
最大電力レベル点でx(nT)を生成する。しかし、実
際には波形g(t)はマルチパス信号受信の影響により
激しく歪むので、信号の完全な時間整合は得られない。
タイミングの完全な評価が可能である場合、すなわちa
i=1、τi=0およびai=0、i=2、・・・、M
である場合は受信信号はr(t)=s(t)である。こ
のとき、この理想的なチャネルモデルではチップ整合フ
ィルタの出力は次のとおりとなる。
拡散符号チップ値波形は歪み、チャネル特性に依存して
サンプリング間隔をいろいろな値に変動させ得る多くの
局部的最大値を持つ。
フェーディングチャネルでは、チップ周期間隔で波形f
(t)の最大値の位置特定を行うことは実際的でない。
代わりに、迅速には変化しないf(t)の特性から時間
基準を得ることができる。三つのトラッキング方法をf
(t)の互いに異なる特性に基づいて次に述べる。 [従来技術の拡散符号トラッキング方法]従来技術のト
ラッキング方法は、受信機がチップ波形の整合フィルタ
出力の最大値の生じるタイミングを判定して信号を適切
にサンプリングしようと試みる符号トラッキング回路を
含む。しかし、マルチパスフェーディングチャネルで
は、受信機の逆拡散符号波形はとくに移動通信環境で多
くの局部的最大値をもち得る。次の説明において、f
(t)はチャネルインパルス応答で畳み込まれた拡散符
号チップの受信信号波形を表す。f(t)の周波数応答
特性およびこの特性の最大値は迅速に変化し得るので、
f(t)の最大値をトラッキングするのは実際的でなく
なる。
グ間隔期間中に計算した時間見積値であると定義する。
また、次の誤差関数、すなわち
最小にする入力信号の値を計算する。これらは次の式、
すなわち
備えるものとすると、f(τ)を最大にするτの値が誤
差εを最小にし、これによりトラッキング回路はf
(τ)の最大点をトラッキングする。 [中央加重値トラッキング方法]本発明の一つの実施例
の中央値加重トラッキング方法は、次の式で定義される
絶対加重誤差を最小にする、すなわち
ることによってf(t)の「中央」信号値を計算する。
ここでf(τ)は式(12)で表されるとおりである。
マルチパスフェーディング環境では、波形f(t)は多
数の局部的最大値をもち得るが、中央値は1つだけであ
る。
(16)の導関数を求め、結果を零に等しくする。これ
は次の式で表される。
呼ぶ。したがって、この実施例の中央値トラッキング方
法はf(t)の中央値をトラッキングする。図4は上に
定義した絶対加重誤差の最小化に基づいたトラッキング
回路の実働化を示す。信号x(t)およびこれを1/2
チップずらした信号x(t+T/2)を速度1/TでA
/D401によりサンプリングする。以下の等式は図4
の回路の動作特性を決定する。
り、マルチパス信号成分の受信エネルギーをローカルに
発生された正確な拡散符号位相cnの中央値の進相側お
よび遅相側で実質的に等しく保つ。トラッキング回路は
入力信号x(t)をサンプリングするA/D401から
なり、半チップずれサンプルを形成する。半チップずれ
サンプルは、進相サンプル組x(nT+τ)と呼ばれる
偶数サンプルと、遅相サンプル組x(nT+(T/2)
+τ)と呼ばれる奇数サンプルとに二者択一的にグルー
プ分けされる。第1の相関バンク適応整合フィルタ40
2は各進相サンプルに拡散符号位相c(n+1)、c
(n+2)、・・・、c(n+L)を乗算する。ここ
で、Lは符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマ
ルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間
の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力をそれ
ぞれの第1の加算/ダンプバンク404に加える。L個
の加算/ダンプの出力値の大きさを計算器406で計算
し、次に加算器408で加算して、進相マルチパス信号
の信号エネルギーに比例した出力値を生ずる。同様に、
第2の相関バンク適応整合フィルタ403が符号位相c
(n−1)、c(n−2)、・・・、c(n−L)を用
いて遅相サンプルに作用し、各出力信号を積分器405
の中のそれぞれの加算/ダンプ回路に加える。L個の加
算/ダンプ出力信号の大きさは計算器407で計算さ
れ、次に加算器409で加算されて、遅相マルチパス信
号エネルギーの値を生ずる。最後に、減算器410で差
を計算し、進相および遅相信号エネルギー値の誤差信号
ε(t)を生ずる。
号位相c(t)を誤差信号c(τ)によって調節し、前
記進相値および遅相値の間の差をゼロに近づけるように
する。 [重心トラッキング方法]本発明の一つの実施例の最適
な拡散符号トラッキング回路は二乗加重(または重心)
トラッキング回路と呼ばれる。τをf(t)のある特性
に基づきトラッキング回路の計算した時間概算値を表す
と定義すると、重心トラッキング回路は次式で定義され
る二乗加重誤差を最小にする。
有する。εを最小にするτの値は、上式のτについての
導関数をとりゼロに等しくすることによって算出でき、
これは次の式で示される。
グ概算値であり、ここでβは定数値である。
最小にするトラッキング回路の具体例を図5aに示す。
次式により、重心トラッキング回路の誤差信号ε(τ)
が定まる。
である。
るマルチパス信号エネルギーは互いに等しい。図5aに
示す重心トラッキング回路は、入力信号x(t)をサン
プリングして半チップずれたサンプルを形成するA/D
変換器501からなる。半チップずれたサンプルを進相
サンプル組x(nT+τ)および遅相サンプル組x(n
T+(T/2)+τ)に二者択一的にグループ分けす
る。第1の相関バンク適応整合フィルタ502は、各進
相サンプルおよび各遅相サンプルに正の拡散符号位相c
(n+1)、c(n+2)、・・・、c(n+L)を乗
算する。ここで、Lは符号長に比べると小さく、最も位
相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパ
ス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器
の出力信号を第1の加算/ダンプバンク504のL個の
加算/ダンプ回路のそれぞれに加える。加算/ダンプバ
ンク504の加算/ダンプ回路の大きさを計算器バンク
506の各計算器で計算し、第1の重みバンク508の
対応の重みづけ増幅器に加える。各重みづけ増幅器の出
力信号はマルチパス成分信号内の重みづけエネルギーを
表す。
ー値をサンプル加算器510で加算し、進相マルチパス
信号である正の符号位相対応のマルチパス信号群の信号
エネルギーに比例する出力値を生ずる。同様に、第2の
相関バンク適応整合フィルタ503は、負の拡散符号位
相c(n−1)、c(n−2)、・・・、c(n−L)
を用いて進相サンプルおよび遅相サンプルに作用し、各
出力信号を個別積分器505のそれぞれの加算/ダンプ
回路に供給する。L個の加算/ダンプ出力信号の大きさ
を計算器バンク507のそれぞれの計算器で計算し、次
に重みづけバンク509で重み付けする。重み付けした
遅相マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器51
1で加算され、遅相マルチパス信号である負の符号位相
対応のマルチパス信号群のエネルギー値を生ずる。最後
に、加算器512は進相信号エネルギー値と遅相信号エ
ネルギー値との差を計算して誤差サンプル値ε(τ)を
生ずる。
生した符号位相c(nT)を進相および遅相マルチパス
信号群の加重平均エネルギーを等しく保つように調節す
るのに用いる誤差信号ε(τ)を生ずる。図示の実施例
は、重心からの距離の増大とともに増大する重み値を用
いる。最も位相の進んだマルチパス信号および最も位相
の遅れたマルチパス信号の信号エネルギーは重心近くの
マルチパス信号値よりおそらく小さいであろう。したが
って、加算器510で計算した差は、最も位相の進んだ
マルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号の遅
延の変動に対してより左右されやすい。 [トラッキングのための直交位相検出器]トラッキング
方法のこの新規な実施例では、トラッキング回路がサン
プリング位相をマルチパスに対して「最適」で安定する
ように調節する。f(t)が式(12)に示したとおり
の受信信号波形を表すものとする。この特定の最適化方
法は遅延ロックループにこのループ駆動用の誤差信号ε
(τ)を加えて開始する。関数ε(τ)は、τ=τ0
においてただ一つの0をとらなければならない。ここで
τ0は最適値である。ε(τ)に最適な形成は次式の正
準形を備える。
づける重みづけ関数であり、次の等式(24)の関係も
成り立つ。
ることがわかる。ロック点の近傍における誤差信号の傾
斜Mを考慮すると、
(t,τ)の導関数であり、g(t)は|f(t)|2
の平均である。
有する。zがε(τ)の雑音成分を示すとすると、|z
|2は誤差関数ε(τ)の平均雑音電力である。したが
って、最適トラッキング回路は次の比
る。誤差信号ε(τ)の誤差の離散値eは次の演算
図5bに示すとおり受信信号成分yi、i=0、1、・
・・、L−1を表す。マトリックスBはL×L行列であ
り、各要素は等式(26)の比率Fが最大となるように
値を計算することによって決定される。
に述べた重心トラッキングシステムの実働化のために用
いることができる。この実働化において、ベクトルyは
加算/ダンプ回路504の出力信号、y={f(τ−L
T)、f(τ−LT+T/2)、f(τ−(L−1)
T)、・・・、f(τ)、f(τ+T/2)、f(τ+
T)、・・・、f(τ+LT)}であり、マトリックス
Bは表9に示すとおりである。
び加算/ダンプ要素の最小数を決定する。Lはトラッキ
ング回路の機能性を損なうことなく可能な限り小さい値
になるように選ぶ。
形f(t)がQTc秒にわたって拡散されるか、または
マルチパス成分がQチップの持続時間を占有するように
した特性である。選択されたLの値はL=Qである。Q
は最も位相の進んだマルチパス成分信号および最も位相
の遅れたマルチパス成分信号の伝搬遅延を算定するよう
に特定のRFチャネルの伝送特性を測定することによっ
て得られる。QTcは、受信機での最初および最後のマ
ルチパス成分の到着時間の差である。 [適応ベクトル相関器]本発明の一つの実施例はチャネ
ルインパルス応答を概算し、受信マルチパス信号成分の
コヒーレント合成のための基準値を生ずるように適応ベ
クトル相関器(AVC)を用いる。この実施例は、各マ
ルチパス成分に影響を与える複素チャネル応答の概算の
ために相関器列を用いている。受信機はチャネル応答を
補償し、受信マルチパス信号成分をコヒーレントに合成
する。この手法は最大比率合成と呼ばれる。
信号x(t)は、他のメッセージチャネルの干渉雑音、
メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、および
パイロット信号のマルチパス信号を含む。この信号をA
VC601、すなわちこの実施例では逆拡散手段602
と、チャネル応答を評価するチャネル評価手段604
と、チャネル応答の影響に対して信号を補正する補正手
段603と、加算器605とから成るAVC601に加
える。AVC逆拡散手段602は多数の符号相関器、す
なわち各々がパイロット符号発生器608からのパイロ
ット符号c(t)の異なる位相を用いる多数の符号相関
器から成る。この逆拡散手段の出力信号は、逆拡散手段
のローカルパイロット符号が入力符号信号と同位相でな
い場合は雑音電力レベルに対応する。入力パイロット符
号とローカルに発生されたパイロット符号とが同位相で
ある場合は、上記出力信号は受信パイロット信号電力レ
ベルでプラス雑音電力レベルに対応する。逆拡散手段の
相関器の出力信号は補正手段603によってチャネル応
答に対して補正され、すべてのマルチパスパイロット信
号電力を集める加算器605に加えられる。チャネル応
答評価手段604はパイロット信号と逆拡散手段602
の出力信号との合成信号を受け、チャネル応答評価信号
w(t)をAVCの補正手段603に供給する。評価信
号w(t)は後述の適応整合フィルタ(AMF)にも利
用可能である。逆拡散手段602の出力信号は捕捉判定
手段606、すなわち逐次確率比試験(SPRT)など
特定のアルゴリズムに基づき逆拡散回路の現在の出力レ
ベルがローカルに発生された符号の所望の入力符号位相
への同期化に対応するかどうかを判定する捕捉判定手段
606にも供給される。この検出器が同期化を見出せな
い場合は、捕捉判定手段は制御信号a(t)をローカル
パイロット符号発生器608に送ってその位相をチップ
周期一つ以上分だけずらす。同期化が見出せた場合は、
捕捉判定手段はトラッキング回路607に通知し、この
トラッキング回路は受信符号シーケンスとローカルに発
生した符号シーケンスとの間の緊密な同期関係を達成
し、これを維持する。
れるパイロットAVCの実働化例を図7に示す。この実
施例では、入力信号x(t)をサンプリング周期Tでサ
ンプリングしてサンプルx(nT+τ)を形成し、また
この入力信号が他のメッセージチャネルの干渉雑音、メ
ッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパ
イロット符号のマルチパス信号から成るものと仮定して
いる。信号x(nT+τ)をL個の相関器に加える。こ
こで、Lはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号
位相の数である。各相関器701、702、703は入
力信号をパイロット拡散符号信号c((n+i)T)の特定
の位相で乗算する乗算器704、705、706と加算
/ダンプ回路708、709、710とを有する。各乗
算器704、705、706の出力信号はそれぞれの加
算/ダンプ回路708、709、710に加えられ、個
別の積分演算を行う。相関器の出力に含まれる信号エネ
ルギーを加算する前に、AVCがチャネル応答および互
いに異なるマルチパス信号の搬送波位相回転を補償す
る。各加算/ダンプ回路708、709、710の各出
力はそれぞれの乗算器714、715、716でデジタ
ル位相同期ループ(DPLL)721からの逆回転位相
器[ep(nT)の複素共役]と乗算され、搬送波信号
の位相ずれおよび周波数ずれを表す。パイロットレーキ
AMFは、各乗算器714、715、716の出力を低
域フィルタ(LPF)711、712、713に通すこ
とによって、各マルチパス信号に対する重みづけ係数w
k、k=1、・・・、Lを計算する。逆拡散マルチパス
信号は、それぞれの乗算器717、718、719で対
応の重みづけ係数と乗算される。乗算器717、71
8、719の出力信号は主加算器720で加算され、加
算器720の出力信号p(nT)は雑音中の逆拡散マル
チパスパイロット信号の合成成分から成る。出力信号p
(nT)は搬送波位相のトラッキングのための誤差信号
ep(nT)の発生のためにDPLL721にも入力さ
れる。
ス信号成分の合成に使えるAVCの代替的実施例を示
す。図8aおよび図8bのメッセージ信号AVCは、メ
ッセージデータマルチパス信号の補正のためにパイロッ
トAVCの発生する重みづけ係数を用いる。拡散符号信
号c(nT)は、特定のメッセージチャネルの用いる拡
散符号拡散シーケンスであり、パイロット拡散符号信号
と同期している。値LはAVC回路内の相関器の数であ
る。
数Zを計算する。
く、判定の統計は次式で与えられる。
サンプリングされてx(nT+τ)を形成し、他のメッ
セージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマル
チパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパ
ス信号から成る。信号x(nT+τ)はL個の相関器に
加えられる。ここで、Lはマルチパス信号内に不確定性
が存在する符号位相の数である。相関器801、80
2、803は入力信号をメッセージチャネル拡散符号信
号の特定の位相とそれぞれ乗算する乗算器804、80
5、806と、それぞれの加算/ダンプ回路808、8
09、810とをそれぞれ有する。乗算器804、80
5、806の出力信号は加算/ダンプ回路808、80
9、810にそれぞれ加えられ、ここでそれぞれ個別に
積分される。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギ
ーを加算する前に、AVCは互いに異なるマルチパス信
号について補償する。各逆拡散マルチパス信号とパイロ
ットAVCの対応のマルチパス重みづけ係数から得られ
るその対応の重みづけ係数をそれぞれの乗算器817、
818、819でそれぞれ乗算する。乗算器817、8
18、819の出力信号を主加算器820で加算し、し
たがって累算器820の出力信号z(nT)は雑音中の
逆拡散ずみメッセージ信号のサンプリングされたレベル
から成る。
ス信号成分の加算/ダンプを同時並行に行うメッセージ
チャネルのためのAVC逆拡散回路の新規な実働化を含
む。この回路の利点は、加算/ダンプ回路一つだけと加
算器一つだけとで構成できることである。図8bを参照
すると、メッセージ符号シーケンス発生器830がメッ
セージ符号シーケンスを長さLのシフトレジスタ831
に供給する。シフトレジスタ831の各レジスタ83
2、833、834、835の出力信号は1チップだけ
位相シフトしたメッセージ符号シーケンスに対応する。
各レジスタ832、833、834、835の出力値は
乗算器836、837、838、839でパイロットA
VCからの対応の重みづけ係数wk、k=1、・・・、
Lと乗算される。L個の乗算器836、837、83
8、839の出力信号は加算回路840で加算する。次
に、加算回路出力信号および受信機入力信号x(nT+
τ)を乗算器841で乗算し、加算/ダンプ回路842
で積分してメッセージ信号z(nT)を生ずる。
cに示す。図示の実施例は、最小二乗平均(LMS)統
計法を用いてベクトル相関器を実働化し、受信マルチパ
ス信号から各マルチパス成分のための逆回転係数を算定
する。図8cのAVCは、図7に示すパイロット拡散符
号の逆拡散に使われるパイロットAVCの実働化と同様
である。デジタル位相同期ループ721を、電圧制御発
振器851とループフィルタ852とリミタ853と虚
数成分分離器854とを有する位相同期ループ850に
置換する。補正ずみの逆拡散出力信号dosと理想的な
逆拡散出力信号との間の差が加算器855によって生
じ、その差信号が逆拡散ずみの誤差値ideであり、こ
の値が逆回転係数の誤差の補償のために逆回転回路でさ
らに使われる。
シンボルの信号エネルギーはマルチパス信号成分全体に
わたって拡散される。マルチパス信号加算の利点は、信
号エネルギーの実質的な部分がAVCからの出力信号で
再生されることである。したがって検出回路はより大き
い信号対雑音比のAVCからの入力信号を受け、そのた
めにシンボルの検出をより低いビット誤り率(BER)
で行うことができる。さらに、AVCの出力の測定は、
送信機の送信電力を良好に表示し、またシステムの干渉
雑音の良好な測定を提供する。 [適応整合フィルタ]本発明の一つの実施例は受信スペ
クトラム拡散メッセージ信号中のマルチパス信号成分を
最適に合成するように適応整合フィルタ(AMF)を備
える。AMFは、サンプリングされたメッセージ信号の
シフト値を保持し、それらシフト値をチャネル応答に対
する補正ののち合成するタップ付き遅延線である。チャ
ネル応答に対する補正は、パイロットシーケンス信号で
動作するAVCで計算されたチャネル応答推定値を用い
て行う。AMFの出力信号は最大値を与えるように加算
されるマルチパス成分の合成値である。この合成がマル
チパス信号受信の歪みに対して補正を行う。種々のメッ
セージ逆拡散回路がAMFからのこの合成マルチパス成
分信号で動作する。
/D変換器870からのサンプリング出力信号をL段遅
延線872に加える。この遅延線872の各段は異なる
マルチパス信号成分に対応する信号を保持する。チャネ
ル応答に対する補正を、乗算器バンク874のそれぞれ
の乗算器で成分と遅延ずみの信号成分対応のAVCから
の重みづけ係数w1、w2、・・・、wLとを乗算する
ことによって各遅延ずみ信号成分に加える。すべての重
みづけ信号成分を加算器876で加算して合成マルチパ
ス成分信号y(t)を生ずる。
信号の位相および周波数ずれによる補正を含まない。搬
送波信号の位相および周波数ずれに対する補正は、乗算
器878において搬送波位相および周波数補正値(逆回
転位相器)をy(t)に乗算することによってy(t)
に対して行う。上述のとおり、位相および周波数補正値
はAVCで生成する。図8dは補正値を逆拡散回路88
0の前に加えるように示しているが、本発明の代替的実
施例では、補正値は逆拡散回路のあとで加えることがで
きる。 [仮想位置を用いて再捕捉時間を短縮する方法]ローカ
ルに発生されるパイロット符号系列と受信拡散符号系列
との間の符号位相の差を算定することにより、基地局と
加入者ユニットSUとの間の距離の近似値を算出でき
る。SUが基地局のRCSに対して相対的に固定位置に
ある場合は、SUまたはRCSによる再捕捉時における
後続の試行に受信拡散符号位相の不確定性が低減され
る。基地局が「オフフック」状態のSUのアクセス信号
の捕捉に要する時間は、SUのオフフック動作とPST
Nからのダイアルトーンの受信との間の遅れの一因とな
る。オフフック検出からダイアルトーン受信までの遅れ
を150ミリ秒程度の短い値にする必要のあるシステム
では、捕捉時間およびベアラチャネル確立時間を短縮す
る方法が求められる。本発明の一つの実施例は仮想位置
特定の利用によって再捕捉を短縮する方法を用いる。
応の受信符号位相のみをサーチすることによってSU
CDMA信号を捕捉する。つまり、RCSはすべてのS
UがRCSから所定の固定距離にあると仮定している。
SUがRCSとのチャネルを初めて確立するとき、RC
Sは通常のサーチパターンを実行してアクセスチャネル
を捕捉する。この通常の方法は、できるだけ長い遅延に
対応する符号位相のサーチで始まり、できるだけ短い遅
延を有する符号位相へとサーチを徐々に調整する。しか
し、最初の捕捉のあとは、SUはRCSへの短いアクセ
スメッセージ送信と受信確認メッセージの受信との間の
時間差を測定し受信グローバルパイロットチャネルをタ
イミング基準として用いることによって、RCSとSU
との間の遅延を算定することができる。また、SUはR
CSで発生したグローバルパイロット符号とSUから受
信した割当てパイロット系列との間の符号位相差から往
復遅延差をRCSに算出させ、次にこの値を所定の制御
チャネル経由でSUに送ることによって、遅延値を受信
できる。この往復遅延がSUに把握されると、SUはR
CSから所定の固定位置にあるとRCSに見かけ上把握
させるのに必要な遅延を加えることによって、ローカル
発生割当てパイロットおよび拡散符号系列の符号位相を
調整することができる。最大遅延について上にこの手法
を説明したが、システム内の任意の所定位置に対応する
遅延値でも差し支えない。
手法の第2の利点は、SUの電力使用の節約を達成でき
ることである。なお、「電源断」モードまたはスリープ
モードにあるSUは、他のユーザとの干渉の最小化のた
めにRCSがその信号を受信できるまで、ベアラチャネ
ル捕捉プロセスを低い送信電力レベルおよび立上げ電力
で開始する必要がある。後続の再捕捉時間はより短くS
Uの位置はRCSに対して相対的に固定されているの
で、SUは送信電力上昇前の待ち時間の短縮により送信
電力の立上りを迅速化することができる。SUの待ち時
間の短縮化は、RCSがSU信号を捕捉した場合にRC
Sからの応答をいつ受信すべきかを狭い誤差範囲内で把
握できることによって可能になる。 [スペクトラム拡散通信システム] [無線搬送波局(RCS)]本発明の無線搬送波局(R
CS)は、SUと無線配信ユニット(RDU)などの遠
隔処理制御回路網要素との間の電話局インタフェースと
して作用する。本実施例のRDUへのインタフェースは
G.704標準およびDECT V5.1の改良版によるインタフェー
スに準拠するが、本発明は呼制御チャネルおよびトラフ
ィックチャネルを交換できる任意のインタフェースをサ
ポートできる。RCSは呼制御データおよび32kb/s
ADPCM、64kb/s PCM、およびISDNなどの
トラフィックチャネルデータ、およびシステム構成およ
び保守データなどの情報チャネルをRDUから受ける。
また、RCSはSUとのCDMA無線インタフェースベ
アラチャネルの終端を形成する。これらベアラチャネル
は制御データおよびトラフィックチャネルデータの両方
を含む。RDUまたはSUからの呼制御データに応答し
て、RCSはトラフィックチャネルをRF通信リンク上
のベアラチャネルに割り当て、SUと電話網との間の通
信接続をRDU経由で形成する。
5、906および907への呼制御情報データおよびメ
ッセージ情報データをインタフェース線路901、90
2および903経由で受ける。図にはE1フォーマット
を示すが、それ以外の同様の通信フォーマットも後述の
とおり同様にサポートできる。図9に示すMUXは図1
0に示したものと類似の回路を用いて実働化できる。図
10に示すMUXは、回線PCMハイウェイ1002
(PCMハイウェイ910の一部)のためのクロック信
号を発生する位相同期発振器(図示せず)から成るシス
テムクロック信号発生器1001と、高速バス(HS
B)970と、システムクロック1001をインタフェ
ース線路1004に同期化させるMUXコントローラ1
010とを含む。位相同期発振器が線路への同期外れの
場合にRCSへのタイミング信号を供給できるように考
慮してある。MUX線路インタフェース1011はメッ
セージ情報データから呼制御データを分離する。図9を
参照すると、各MUXはPCMハイウェイ910経由で
無線アクセスコントローラ(WAC)920への接続を
形成する。また、MUXコントローラ1010は情報信
号に異なるトーンがあるかどうかをトーン検出器103
0によって監視する。
DUにローカルに信号を送るISDN Dチャネルネッ
トワークを形成する。FALC54などMUX線路イン
タフェース1011は、データ速度2.048MbpsでRDU
または市内電話局(CO)ISDN交換機に接続したM
UXの送信接続対(図示せず)と受信接続対(図示せ
ず)とから成るE1インタフェース1012を含む。送
信および受信接続対は差動3レベル送信/受信符号化対
をフレーマ1015用のレベルに変換するE1インタフ
ェース1012に接続する。線路インタフェース101
1は内部位相同期ループ(図示せず)を用いて、E1抽
出の2.048MHzクロックおよび4.096MHzクロック並びに8
KHzフレーム同期パルスを発生する。線路インタフェー
スはクロックマスターモードまたはクロックスレーブモ
ードで動作できる。本実施例はE1インタフェースを用
いたものとして示してあるが、多重呼を伝送する上記以
外の種類の電話回線、例えばT1回線や構内交換機(P
BX)とのインタフェースを形成する回線を用いること
も意図している。
入力回線のチャネル1(時間スロット0)のフレーム同
期パターンを認識することによってデータストリームの
フレーム同期をとり、サービスビットを挿入/抽出し、
回線サービス品質情報を発生しチェックする。
信号が現れていれば、FALC54はE1回線から2.04
8MHzのPCMクロック信号を再生する。このクロック
は、システムクロック1001経由でPCMハイウェイ
クロック信号としてシステム全体で使われる。E1回線
が故障になった場合は、FALC54がFALC54の
同期入力(図示せず)への発信器信号0(t)から得ら
れるPCMクロックの供給を続ける。このPCMクロッ
クは、動作可能なE1回線を有するもう一つのMUXが
システムクロック信号発生の役割を引き受けるまでRC
Sシステムに続けて供給される。
スを発生し、このパルスはPCMハイウェイ1002へ
のデータ転送および他の素子による使用に備えたRCS
システムへのデータ転送のためにPCMインタフェース
1016のトリガに使用できる。すべてのE1回線はフ
レーム同期されているので、回線のPCMハイウェイも
全部フレーム同期されている。MUXのシステムクロッ
ク信号発生器1001は位相同期ループ(図示せず)を
用いてこの8KHzPCM同期パルスからPN×2クロッ
ク(例えば、15.96MHz)(w0(t))を合成する。こ
のクロック信号の周波数は表7に示すとおり互いに異な
る送信帯域幅ごとに異なる。
ローラなど、マイクロプロセッサ1020、プログラム
メモリ1021および時分割マルチプレクサ(TDM)
1022を含むMUXコントローラ1010を備える。
TDM1022はフレーマ1015の供給する信号を受
けるように接続され、時間スロット0および16に位置
する情報を抽出する。抽出された情報は、MUXコント
ローラ1010によるリンクアクセスプロトコル−D
(LAPD)データリンクの処理の仕方を決める。V5.
1ネットワークレイヤメッセージとして規定されている
ものなどの呼制御およびベアラ改変メッセージはWAC
に送られ、またはMUXコントローラ1010でローカ
ルに使われる。
CMインタフェース1016経由でフレーマ1015に
接続してフレーマ1015と信号授受し、送受信両方向
において2.048MHzのデータストリームを伝達する。ま
た、RCSはMUXとWACと複数のMIUとの間の通
信リンクである高速バス(HSB)970を備える。H
SB970は例えば100Mbit/秒のデータ転送速度を
サポートする。MUX、WAC、およびMIUの各々は
任意にHSBにアクセスする。本発明のRCSは一つの
ボードを「マスター」とし、それ以外のボードを「スレ
ーブ」とすることを要求するいくつかのMUXを備えた
構成にすることもできる。
ーラ(WAC)920は、呼制御機能およびMUX90
5、906、907とモテ゛ムインタフェースユニット(M
IU)931、932、933との間のデータストリー
ムの相互接続を管理するRCSシステムコントローラで
ある。また、WAC920はVDC940、RF950
および電力増幅器960など上記以外のRCS構成要素
を制御し監視する。図11に示したとおり、WAC92
0は各MIU931、932、933のモテ゛ムにベアラチ
ャネルを割り当て、MUX905、906、907から
の回線PCMハイウェイ910上のメッセージデータを
MIU931、932、933のモデムに割り当てる。
この割当てはWAC920上の時間スロット交換により
システムPCMハイウェイ911経由で行う。冗長度確
保のために一つ以上のWACが存在する場合は、それら
WACは第2のWACとのマスター−スレーブ関係を決
定する。また、WAC920はRDUなど遠隔プロセッ
サから受信したMUX905、906、907への呼制
御信号に応答するメッセージおよび一斉呼出情報を発生
し、MIUマスターモデム934への一斉通報データを
発生し、MIU MM934によるグローバルシステム
パイロット拡散符号シーケンスの発生を制御する。ま
た、WAC920は技術者によるアクセスまたはユーザ
によるアクセスに備えて外部ネットワーク管理装置(N
M)980に接続する。
ハイウェイまたはシステムPCMハイウェイの一つの時
間スロットから同一のまたは別の回線PCMハイウェイ
またはシステムPCMハイウェイのもう一つの時間スロ
ットに情報を転送する時間スロット交換機(TSI)1
101を含む。TSI1101は、一つの時間スロット
から別の時間スロットへの情報の割当てまたは転送を制
御し、この情報をメモり1120に格納する図11のW
ACコントローラ1111に接続してある。本発明の実
施例は、TSIに接続した四つのPCMハイウェイ11
02、1103、1104および1105を有する。ま
た、WACはHSB970に接続され、このHSB97
0経由でWACは第2のWAC(図示せず)、MUXお
よびMIUに信号を伝達する。
ばMotorola社製MC68040型マイクロプロセッサから成る
マイクロプロセッサ1112と、Motorola社製MC68360Q
UICC通信プロセッサから成る通信プロセッサ1113
と、システムクロック発生器からクロック同期信号w0
(t)を受けるクロック発生器1114とを備えるWA
Cコントローラ111を含む。クロック発生器はWAC
コントローラ1111へのタイミング信号供給のために
MUX(図示せず)に設けてある。また、WACコント
ローラ1111はフラッシュPROM1121およびS
RAM1122を備えるメモリ1120を含む。フラッ
シュPROM1121はWACコントローラ1111に
対するプログラム符号を含み、外部ソースからダウンロ
ードした新たなプログラムに備えて再プログラミング可
能である。SRAM1122はWACコントローラ11
11がメモり1120に対して書込み読出しする一時的
データを格納するように設けてある。
0、VDC940および電力増幅器960相互間の制御
信号およびステータス信号の転送のためにWAC920
に低速バス912が接続してある。WAC920は制御
信号を供給し、それによってRF送/受信機950また
は電力増幅器960をイネーブルしまたはディスエーブ
ルし、ステータス信号がRF送/受信機950または電
力増幅器960から返送されて故障状態の有無を監視す
る。
2に示した後述のMIU931を少なくとも一つ含む。
この実施例のMIUは六つのCDMAモデムを備える
が、本発明はモデムの数を6に限定するわけではない。
このMIUは、PCMインタフェース1220経由でC
DMAモデム1210、1211、1212および12
15の各々に接続したシステムPCMハイウェイ120
1と、MIUコントローラ1230並びにCDMAモデ
ム1210、1211、1212および1213の各々
に接続した制御チャネルバス1221と、MIUクロッ
ク信号発生器(CLK)1231と、モデム出力合成器
1232とを含む。MIUはRCSに次の機能、すなわ
ち:MIUコントローラがWACからCDMAチャネル
割当て命令を受けてモデムをMUXの回線インタフェー
スへのユーザ情報信号に割り当てるとともにSUからの
CDMAチャネル受信用のモデムを割り当てる;MIU
CDMAモデムの各々についてCDMA送信モデムデー
タを合成する;VDCへの送信のためにCDMAモデム
からのIおよびQ送信メッセージデータを多重化する;
VDCからのアナログIおよびQ受信メッセージを受信
する;これらIおよびQデータをCDMAモデムに分配
する;デジタルAGCデータを送受信する;AGCデー
タをCDMAモデムに分配する;およびMIUボード状
態および保守情報をWAC920に送る、などの機能を
もたらす。
30はMC68360「QUICC」プロセッサなどの通信マイクロ
プロセッサ1240を1個備え、フラッシュPROM1
243およびSRAM1244を備えるメモリ1242
を含む。フラッシュPROM1243は、マイクロプロ
セッサ1240のためのプログラム符号の格納のために
備えてあり、メモリ1243はプログラムの新たなヴァ
ージョンのサポートのためにダウンロードおよび再プロ
グラミングが可能である。SRAM1244はMIUコ
ントローラ1230によるデータ読出し/書込み時にMC
68360マイクロプロセッサ1240が必要とする一時的
なデータスペースを備えるように設けてある。
トローラ1230にタイミング信号を供給するとともに
CDMAモデムにもタイミング信号を供給する。MIU
CLK回路1231はシステムクロック信号w0(t)
を受けてその信号に同期する。また、コントローラクロ
ック信号発生器1231はMUXからCDMAモデム1
210、1211、1212および1215に分配され
る拡散符号クロック信号pn(t)も受けてその信号に
同期する。
システムモデム1210を含む。システムモデム121
0は一斉通報拡散器(図示せず)およびパイロット発生
器(図示せず)を備える。一斉通報モデムは、この実施
例のシステムが用いる一斉通報情報を供給し、この一斉
通報メッセージデータをMIUコントローラ1230か
らシステムモデム1210に転送する。システムモデム
は信号CT1乃至CT4および信号AX1乃至AX4の
送信に用いる四つの追加のモデム(図示せず)も備え
る。システムモデム1210はVDCに供給される重み
づけなしのIおよびQ一斉通報メッセージデータ信号を
供給する。VDCは一斉通報メッセージデータ信号をC
DMAモデム1210、1211、1212および12
15すべてのMIU CDMAモデム送信データおよび
グローバルパイロット信号に加える。
明に用いるグローバルパイロット信号を供給し、このグ
ローバルパイロット信号はMIUコントローラ1230
によってCDMAモデム1210、1211、1212
および1215に供給される。しかし、本発明の他の実
施例ではMIUコントローラでグローバルパイロット信
号を発生する必要はなく、任意の形式のCDMA符号系
列発生器の発生したグローバルパイロット信号を用い
る。この実施例においては、重みづけなしのIおよびQ
グローバルパイロット信号をもVDCに送り、そのVD
Cで重み付けしてMIU CDMAモデム送信データお
よび一斉通報メッセージデータ信号に加える。
インタフェースから抽出する。RCSには四つのMUX
があり、そのうちの三つ(905、906および90
7)が図9に示してある。各シャーシには二つのMUX
が設けてある。各シャーシに設けた二つのMUXの一方
をマスターに指定し、マスターの一つをシステムマスタ
ーに指定する。システムマスターを構成するMUXは位
相同期ループ(図示せず)を用いてE1インタフェース
から2.048MHzのPCMクロック信号を抽出する。システ
ムマスターMUXはこの2.048MHzのPCMクロック信号
を16で分周して128KHz基準クロック信号を生ず
る。この128KHz基準クロック信号をシステムマスタ
ーであるMUXからすべての他のMUXに分配する。各
MUXは128KHz基準クロック信号を周波数乗算し、
PNクロック信号の2倍の周波数のシステムクロック信
号を合成する。また、MUXは128KHzのクロック信
号を16分の1に分周してMIU向けの8KHzフレーム
同期信号を生ずる。この実施例のためのシステムクロッ
ク信号は帯域幅7MHzのCDMAチャネルについては11.
648MHzの周波数を有する。また、各MUXはシステムク
ロック信号を2分の1に分周しPNクロック信号を生
じ、そのPNクロック信号を29 877 120(PN
系列長)でさらに分周し、エポック境界指示用のPN同
期信号を生ずる。システムマスターMUXからのPN同
期信号もすべてのMUXに分配し、それによって各MU
Xについて内部発生クロック信号の位相整合を維持す
る。PN同期信号とフレーム同期信号とは同期状態にな
る。次に、各シャーシでマスターMUXに指定された二
つのMUXはシステムクロック信号およびPNクロック
信号の両方をMIUおよびVDCに分配する。
はシステムPCMハイウェイ911をCDMAモデム1
210、1211、1212、1215の各々に接続す
る。WACコントローラは、各対応ユーザ情報信号につ
いてのトラフィックメッセージ制御信号を含むモデムを
制御情報をHSB970経由でMIUコントローラ12
30に送信する。CDMAモデム1210、1211、
1212、1215の各々はMIUコントローラ111
1からシグナリング情報などのトラフィックメッセージ
制御信号を受ける。トラフィックメッセージ制御信号は
呼制御(CC)情報と拡散符号および逆拡散符号シーケ
ンス情報とを含む。
10、1211、1212、1215からの同相(I)
および直交位相(Q)モデム送信データを含む重みづけ
ずみのCDMAモデム送信データを加算する送信データ
合成器1232を含む。この同相(I)モデム送信デー
タを直交位相(Q)モデム送信データとは別に加算す
る。送信データ合成器1232からの結合ずみのIおよ
びQモデム送信データ出力信号をIおよびQマルチプレ
クサ1233に加え、デジタルデータストリームの形に
多重化されるIおよびQモデム送信データから成る単一
のCDMA送信メッセージチャネルを生ずる。
図9に示したビデオ分配回路(VDC)940からアナ
ログ差動IおよびQデータを受け、それらアナログ差動
IおよびQデータをMIUのCDMAモデム1210、
1211、1212、1215の各々に分配する。自動
利得制御分配回路(AGC)1235はVDCからAG
Cデータ信号を受け、そのAGCデータをMIUのCD
MAモデムの各々に分配する。TRL回路1233はト
ラフィック信号灯情報受け、そのトラフィック信号灯デ
ータをモデム1210、1211、1212、1215
の各々に同様に分配する。 [CDMAモデム]CDMAモデムはCDMA拡散符号
系列を発生し送信機と受信機との間の同期をとる。ま
た、CDMAは特定の電力レベルでのスペクトラム拡散
および送信に備えて64ksym/秒、32ksym/秒、16
ksym/秒および8ksym/秒にそれぞれプログラム可能な
四つの全二重チャネル(TR0、TR1、TR2および
TR3)を提供する。CDMAモデムは自動電力制御を
可能にするように受信信号強度を測定し、パイロット信
号の発生および送信を行い、前向き誤り補正(FEC)
用の信号により符号化および復号化を行う。SUの中の
モデムはFIRフィルタを用いて送信機拡散符号パルス
の整形を行う。CDMAモデムは加入者ユニット(S
U)で使われ、以下の説明においてSUのみで使う特徴
についてはその旨を明確に指摘する。CDMAモデムの
動作周波数を表10に示す。
2、1215の各々は、図13に示すとおり、送信部1
301および受信部1302から構成される。CDMA
モデムは外部システムから制御メッセージCNTRLを
受信する制御部1303も備える。これらの制御メッセ
ージは、例えば特定の拡散符号の割当てや、拡散または
逆拡散の起動や、送信速度の割当てなどに用いられる。
また、CDMAモデムはそのCDMAモデムの用いる種
々の拡散符号および逆拡散符号の発生に用いる符号発生
器1304を有する。送信部1301は入力情報および
制御信号mi(t)、i=1、2、・・・、Iをスペク
トラム拡散処理ずみのユーザ情報信号scj(t)、j
=1、2、・・・、Jとして送信するためのものであ
る。送信部1301は制御手段1303によって制御さ
れる符号発生器1304からグローバルパイロット符号
を受ける。スペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号
は同様に処理された他の信号に加えられ、CDMA R
F順方向メッセージリンク経由でCDMAチャネルとし
て例えばSUに送信される。受信部1302は、r
(t)としてのCDMAチャネルを受信し、例えばSU
からRCSにCDMA RF逆方向メッセージリンク経
由で送信されてきたユーザ情報および制御信号rck
(t)、k=1、2、・・・、Kを逆拡散し、再生す
る。 [CDMAモデム送信部]図14を参照すると、符号発
生手段1304は送信同期制御ロジック1401および
拡散符号PN発生器1402を含み、送信部1301は
モデム入力信号受信装置(MISR)1410と畳込み
符号化装置1411、1412、1413および141
4と、拡散装置1420、1421、1422、142
3および1424と、合成器1430とを含む。送信部
1301は、メッセージデータチャネルMESSAGE
を受信し、各メッセージデータチャネルをそれぞれの畳
込み符号化装置1411、1412、1413、141
4において畳込み符号化し、それぞれの拡散装置142
0、1421、1422、1423、1424において
ランダム拡散符号系列でそれらのデータを変調し、この
実施例では符号発生器からの受信パイロット符号を含む
すべてのチャネルからの被変調データを合成器1430
で合成し、RF送信のためのIおよびQ成分を生ずる。
この実施例の送信部1301は、64kb/s、32kb/s、
16kb/s、および8kb/sの四つのプログラム可能なチャ
ネル(TR0、TR1、TR2およびTR3)をサポー
トする。メッセージチャネルデータはPCMインタフェ
ース1220経由でPCMハイウェイ1201から受信
された時間多重化信号であり、MISR1410に入力
される。
ク図である。本発明の実施例では、カウンタを8KHzの
フレーム同期信号MPCMSYNCでセットし、タイミ
ング回路1401からの2.048MHzのMPCMCLKで増
分計数する。カウンタ出力をTR0、TR1、TR2、
TR3のメッセージデータへのスロット時間位置対応の
TRCFG値と比較器1502で比較し、TRCFG値
はMCTRLの中のMIUコントローラ1230から受
ける。比較器はシステムクロックから得られるTXPC
NCLKタイミング信号を用いて、メッセージチャネル
データをバッファ1510、1511、1512、15
13に同期入力するレジスタ1505、1506、15
07、1508にカウント出力を送る。メッセージデー
タは、タイミング制御ロジック1401からのイネーブ
ル信号TR0EN、TR1EN、TR2EN、TR3E
Nが活性状態のときPCMハイウェイ信号MESSAG
Eからの信号MSGDATから供給される。他の実施例
では、MESSAGEは暗号化速度またはデータ速度に
応じてレジスタをイネーブルする信号を含めることもで
きる。カウンタ出力がチャネル位置アドレスの一つと等
しい場合は、レジスタ1510、1511、1512、
1513の中の特定の送信メッセージデータを図14に
示した畳込み符号化装置1411、1412、141
3、1414に入力する。
前向き誤り訂正(FEC)手法の利用を可能にする。F
EC手法は、符号化ずみの形式でデータを発生する際の
冗長度の導入に依存する。符号化ずみのデータは送信さ
れ、データの冗長度は受信復号化装置による誤り検出お
よび誤り訂正を可能にする。本発明の一つの実施例は畳
込み符号化を用いる。追加データビットを符号化処理の
段階でデータに加え、符号化オーバーヘッドとする。符
号化速度は送信ずみの全ビット(符号データ+冗長デー
タ)に対する送信ずみのデータビットの割合で表され、
符号速度「R」と呼ばれる。
ットで新たな未符号化ビットの各々を畳み込むことによ
って各符号ビットを生じさせた符号である。符号化処理
で使われるビットの総数を符号の拘束長「K」と呼ぶ。
畳込み符号化では、データをKビット長のシフトレジス
タにクロックで1ビットごとに格納し、入来ビットとそ
の時点で格納ずみのK−1ビットとを畳込み符号化して
新たなシンボルを生ずる。畳込み処理は、利用可能なビ
ットの特定のパターン、すなわち少なくとも一つのシン
ボルにおける最初のビットおよび最後のビットを常に含
むビットの特定のパターンのモジュロ−2和から成るシ
ンボルを生ずる処理である。
して用いるのに適したK=7、R=1/2畳込み符号化
装置のブロック図を示す。この回路は本発明の一つの実
施例で用いたTR0チャネルを符号化する。レジスタ段
Q1乃至Q7から成る7ビットレジスタ1601はTR
0EN信号のアサート時に信号TXPNCLKを用いて
TR0データをクロックごとに1ビットずつ格納する。
レジスタ段Q1、Q2、Q3、Q4、Q6およびQ7の
出力値を排他的論理和回路1602および1603でそ
れぞれ合成し、それによってTR0チャネルFECTR
0DIおよびFECTR0DQについてのそれぞれのI
チャネルFECデータおよびQチャネルFECデータを
生ずる。
0DIおよびFECTR0DQを生ずる。シンボルスト
リームFECTR0DIはビット6、5、4、3および
0(8進法171)に対応するシフトレジスタの出力の
排他的論理和回路1602によって生成され、送信メッ
セージチャネルデータの同相成分「I」となる。同様
に、シンボルストリームFECTR0DQはビット6、
4、3、1および0(8進法133)からのシフトレジ
スタ出力の排他的論理和回路1603によって生成さ
れ、送信メッセージチャネルデータの直交位相成分
「Q」となる。受信側での誤差補正を可能にするのに必
要な冗長度を生ずる、単一の符号化ずみビットを表すよ
うに二つのシンボルを送信する。
ネルデータのためのシフトイネーブルクロック信号を制
御タイミングロジック1401で発生する構成が示して
ある。各チャネルについての畳込み符号化ずみの送信メ
ッセージチャネル出力データは、送信メッセージチャネ
ルデータを符号発生器1402からの予め割当てずみの
拡散符号系列と乗算するそれぞれの拡散器1420、1
421、1422、1423および1424に加える。
この拡散符号系列は上述のとおり制御回路1303で生
成され、ランダム擬似雑音シグネチャ系列(PN−符
号)と呼ばれる。
423、1424の各々の出力信号は、スペクトラム拡
散ずみの送信データチャネルである。拡散器の動作は次
のとおりである:すなわち、ランダム系列(PNI+j
PNQ)を乗算したチャネル出力(I+jQ)のスペク
トラム拡散により(IxorPNI)および(−Qxo
rPNQ)から成る出力の同相成分Iが得られる。な
お、この出力の直交位相成分Qは、(QxorPNI)
および(IxorPNQ)である。パイロットチャネル
ロジック(I=1、Qの値は禁止されている)へのチャ
ネルデータ入力は存在しないので、パイロットチャネル
についての拡散ずみ出力信号はI成分についての系列P
NIおよびQ成分についての系列PNQを生ずる。
タチャネルを受信し、それらチャネルを合成してIモデ
ム送信データ信号(TXIDAT)およびQモデム送信
データ信号(TXQDAT)にする。I拡散送信データ
およびQ拡散送信データは別々に加算する。
301が合成器からIおよびQチャネルを受信して、送
信されてきた信号のパルス整形、隣接スペクトラム制御
およびx/sin(x)補正を行うためのFIRフィル
タを含む。互いに別個ではあるが互いに同一のFIRフ
ィルタがIおよびQ拡散ずみ送信データストリームをチ
ップ速度で受け、各フィルタの出力信号はチップ速度の
2倍になる。これらFIRフィルタの一つの例は2倍の
アップサンプリング(補間)を行う28タップの偶数対
称フィルタである。アップサンプリングはフィルタ処理
の前に行うので、28個のタップはチップ速度の2倍で
の28個のタップを意味し、アップサンプリングは一つ
おきのサンプルを0に設定することにより達成する。係
数の例を表11に示す。
と、本実施例のRF受信機950は、VDC940から
MIU931、932、933経由でCDMAモデム1
210、1211、1212、1215に送信されてき
たアナログ入力IおよびQCDMAチャネルを受ける。
これらのIおよびQCDMAチャネル信号をCDMAモ
デム受信部1302(図13に示す)でサンプリング
し、図17に示すA−D変換器1730によりIおよび
Qデジタル受信メッセージ信号に変換する。本発明の実
施例のA−Dサンプリング速度は、逆拡散符号速度と等
価である。次に、IおよびQデジタル受信メッセージ信
号を4つのチャネル(TR0、TR1、TR2およびT
R3)の逆拡散符号系列、APC情報およびパイロット
符号に対応する六つの互いに異なる複素拡散符号系列を
用いて相関器で逆拡散する。
の段階に分けられる。すなわち、まず初期捕捉段階があ
り、次に信号タイミング捕捉のあとのトラッキング段階
がある。初期捕捉は受信機でローカルに発生したパイロ
ット符号系列の位相を受信信号に対してシフトさせ、パ
イロット逆拡散器の出力をしきい値と比較することによ
って行う。この手法は逐次サーチと呼ばれる。二つのし
きい値(整合および却下)を補助逆拡散装置から計算す
る。信号を捕捉すると、サーチ処理を中止してトラッキ
ング処理を開始する。トラッキング処理は受信機の用い
る符号発生器1304(図13および17に示す)を入
来信号と同期した状態に維持する。この実施例で用いる
トラッキングループは遅延同期ループ(DLL)であ
り、図17の捕捉およびトラックブロック1701およ
びIPMブロック1702で実働化する。
03は送信信号に対する受信信号の位相シフトおよび周
波数シフトを計算する図17のSWPLLロジック17
24中のソフトウェアアルゴリズムとして位相同期ルー
プ(PLL)を実働化する。位相シフトの計算値をマル
チパスデータ信号位相回転合成ブロック1718、17
19、1720、1721で位相シフトを逆転させるの
に用い、受信チャネルTR0’、TR1’、TR2’お
よびTR3’対応の出力信号の生成のための合成に備え
る。次に、データをViterbi復号器1713、171
4、1715、1716でViterbi復号し、受信メッセ
ージチャネルの各々における畳込み符号化を除去する。
ネル逆拡散装置1703、1704、1705、170
6、1707、1708、1709の用いる符号系列P
Ni(t)(i=1、2、・・・、I)を供給すること
を示す。生成される上記符号系列はシステムクロック信
号のSYNK信号に応答して同期を確保してあり、図1
3のモデムコントローラ1301からのCCNTRL信
号で定まる。図17を参照すると、CDMAモデム受信
部1302は適応整合フィルタ(AMF)1710と、
チャネル逆拡散装置1703、1704、1705、1
706、1707、1708、1709と、パイロット
AVC1711と、補助AVC1712と、Viterbi復
号器1713、1714、1715、1716と、モデ
ム出力インタフェース(MOI)1717と、位相回転
および合成ロジック1718、1719、1720、1
721と、AMF重み発生器1722と、量分位数推算
ロジック1723とを含む。
受信機にチャネルのBERおよびViterbi復号器171
3、1714、1715、1716とMOI1717と
の間の空き符号挿入ロジックのBERを測定するビット
エラー積分器を併せて含み、メッセージデータ喪失時の
空き符号の挿入に備える。
線チャネルに起因するマルチパス干渉を解消する。実施
例のAMF1710は図18に示すとおり11段の複素
FIRフィルタを用いる。受信したIおよびQデジタル
メッセージ信号を図17のA−D変換器1730からレ
ジスタ1820に受け、乗算器1801、1802、1
803、1810、1811において図17のAMF重
み発生器1722からのIおよびQチャネル重み係数W
1乃至W11と乗算する。図示の実施例では、A−D変
換器1730は、2の補数値としてIおよびQデジタル
受信メッセージ信号データ、すなわち、受信拡散符号ク
ロック信号RXPNCLKに応答する11段シフトレジ
スタ1820を通じてクロック歩進するIデータ6ビッ
トおよびQデータ6ビットが供給される。信号RXPN
CLKは符号発生ロジック1304のタイミング部14
01によって生成する。上記シフトレジスタの各段には
タップ接続を設け、各段の出力を乗算器1801、18
02、1803、1810、1811で個々の(6ビッ
トIおよび6ビットQ)重み係数と複素乗算し、それに
よって11個のタップでそれぞれ重みづけられた積を発
生し、それら積を加算器1830で加算して7ビットの
I値および7ビットのQ値に限定した出力を生ずる。
示す)はメッセージチャネルを逆拡散するための独立し
たチャネル逆拡散装置1703、1704、1705、
1706、1707、1708、1709(図17に示
す)を備える。この実施例は七つのメッセージチャネル
を逆拡散し、各逆拡散装置は1ビットI逆拡散符号信号
および1ビットQ逆拡散符号信号を受けてこれら符号と
8ビットIデータ入力×8ビットQデータ入力との間の
複素相関をとる。これら七つの逆拡散装置が七つのチャ
ネル、すなわちトラフィックチャネル0(TR0’)、
TR1’、TR2’、TR3’、補助チャネルAUX、
自動電力制御APCチャネルおよびパイロットチャネル
PLTにそれぞれ対応する。
タイミング信号RXPNCLKに応答してIおよびQパ
イロット拡散符号系列値PCIおよびPCQをシフトレ
ジスタ1920に受けるものであるが、このパイロット
AVC1711は、各々がIおよびQデジタル受信メッ
セージ信号データと同じパイロット符号系列の1チップ
遅延出力との間の相関をとる11個の個別の逆拡散装置
1901乃至1911を含む。信号OE1、OE2、・
・・、OE11をモデム制御1303が用いて逆拡散動
作をイネーブルする。逆拡散装置の出力信号を合成器1
920で合成し、ACQ&トラックロジック1701
(図17に示す)で受け、最終的にモデムコントローラ
1303(図13に示す)で受けるパイロットAVC1
711の相関信号DSPRDATを形成する。捕捉&ト
ラックロジック1701はこの相関信号値を用いて市内
局に近い方の受信機が遠い方の送信機と同期しているか
どうかを判定する。
受信メッセージ信号データをも受信し、この実施例では
図20に示すとおり四つの個別の逆拡散装置2001、
2002、2003、2004を含む。各逆拡散装置は
IおよびQデジタル受信メッセージデータを受け、これ
らのメッセージデータと、シフトレジスタ2020に入
力され格納されている符号発生器1304供給の同じ逆
拡散符号系列PARIおよびPARQの遅延出力との間
の相関をとる。逆拡散装置2001、2002、200
3、2004の出力信号は雑音相関信号ARDSPRD
ATを生ずる合成器2030で合成する。補助AVC拡
散符号系列はシステムの送信拡散符号系列のいずれにも
対応しない。信号OE1、OE2、・・・、OE4は逆
拡散動作をイネーブルするようにモデム制御回路130
3が用いる。補助AVC1712は量分位数推算値を量
分位数推算器1733で計算するもととなる雑音相関信
号ARDSPRDATを生ずるとともに、捕捉&トラッ
クロジック1701(図17に示す)およびモデムコン
トローラ1303(図13に示す)への雑音レベル測定
値を提供する。
1’、TR2’、TR3’に対応する逆拡散チャネル出
力信号は畳込み符号化されたデータに前向き誤り訂正を
加える図17の対応Viterbi復号器1713、171
4、1715、1716に入力する。この実施例のVite
rbi復号器は、制約長K=7および比R=1/2を有す
る。復号化した逆拡散メッセージチャネル信号はMOI
1717経由でCDMAモデムからPCMハイウェイ1
201に転送される。MOIの動作は、逆方向動作であ
ることを除き、送信部1301(図13に示す)のMI
SRの動作と実質的に同じである。
MAメッセージ信号の捕捉、トラッキングおよび逆拡散
の互いに異なる段階の間にいくつかの互いに異なるアル
ゴリズムを実働化する。
しく劣化した)場合は、空き符号挿入アルゴリズムがそ
れら途切れたり劣化したりした受信メッセージデータの
代わりに空き符号を挿入し、大きい雑音バーストが音声
呼進行中にユーザに聞こえることがないようにする。空
き符号は、Viterbi復号器1713、1714、171
5、1716からの復号化ずみメッセージチャネル出力
信号の代わりにMOI1717(図17に示す)に送
る。各トラフィックチャネルに用いられる空き符号は適
切なパターンIDLE、すなわちこの実施例では64kb
/sストリームについて8ビットワードで、32kb/sスト
リームについて4ビットワードで構成するパターンID
LEをMOIに書き込むことによりモデムコントローラ
1303がプログラムする。[受信パイロット信号の捕
捉およびトラッキングのためのモデムアルゴリズム]捕
捉およびトラッキングアルゴリズムは、受信信号のおお
よその符号位相の算定、ローカルモデム受信機逆拡散装
置の入来パイロット信号への同期、および受信パイロッ
ト符号系列位相のトラッキングのために受信機で用い
る。図13および17を参照すると、このアルゴリズム
は符号発生器1304にクロック調整信号を供給するモ
デムコントローラ1303が実行する。これらの調整信
号により、逆拡散装置用符号発生器がパイロットレーキ
1711の測定出力値および量分位数推算装置1723
Bからの量分位数の値に応答してローカル生成符号系列
を調整するようにする。量分位数の値はAUXベクトル
相関器1712(図17に示す)の出力値からの同相チ
ャネルおよび直交位相チャネルで測定した雑音統計値で
ある。受信機を受信信号に同期させることは初期捕捉段
階とトラッキング段階との二つの段階に分けられる。初
期捕捉段階は、ローカル生成パイロット拡散符号系列を
受信信号の拡散符号速度よりも高速度または低速度でク
ロックし、ローカル生成パイロット拡散符号系列をスラ
イドさせ、パイロットベクトル相関器1711の出力に
ついて逐次確率比率試験(SPRT)を行うことによっ
て達成する。トラッキング段階はローカル生成拡散符号
パイロット系列を入来パイロット信号と同期した状態に
維持する。
CDMAモデムが電源オンになったとき、したがって正
しいパイロット拡散符号位相が未知であるとき、または
SUが入来パイロット信号との同期の再捕捉を試みたも
のの所要時間が長すぎたとき、SUCDMAモデムが用
いる。このコールド捕捉アルゴリズムは二つの下位段階
に分けられる。第1の下位段階は、FBCHが用いる長
さ233415の符号にわたる検索から成る。このサブ
符号位相が捕捉されると、このパイロットの23341
5×128長の符号が128の可能な位相の曖昧さの中
にあることが把握される。第2の下位段階はこれら残り
の128の可能な位相の検索である。FBCHとの同期
が外れないようにするために、この検索の第2段階では
FBCH符号のトラッキングとパイロット符号の捕捉の
試みとを相互に切り替えるのが望ましい。
ゴリズムのRCS捕捉はSUのSAXPTパイロット信
号の捕捉のためにRCSCDMAモデムが用いる。この
アルゴリズムはSAXPTが長さNの短符号系列(ただ
し、N=チップ/シンボル)、すなわちシステムの帯域
幅に応じてその長さが45から195の範囲にわたる短
符号系列であるために高速検索アルゴリズムである。こ
のサーチは捕捉完了まですべての可能な位相を通じて巡
回する。
ゴリズムのRCS捕捉はSAXPTの捕捉の直後に開始
する。SUの符号位相は複数のシンボル持続時間内で既
知であり、この発明の実施例ではRCSからの往復遅延
内にサーチすべき位相は7乃至66あり得る。この範囲
はSUパイロット信号がRCSグローバルパイロット信
号に同期している結果である。
L)外れが生じたときに開始される。Z検索アルゴリズ
ムはシステムのロック外れ直前の状態から符号位相があ
まり大きくドリフトしていないことを前提として処理を
高速化するのに用いる。RCSは最大往復伝搬遅延で画
されるZ検索窓の最大幅を用いる。
は再捕捉アルゴリズムの直後からトラッキングアルゴリ
ズムの直前までに設ける。プレトラックはモデムの供給
する受信データが有効とは考えられない固定の期間であ
る。このプレトラック期間により、ISWPLL172
4、捕捉およびトラッキング1701、AMF重み発生
器1722の用いるものなど上記以外のモデムアルゴリ
ズムが現用のチャネルを準備しそれに適応することを可
能にする。プレトラック期間は二つの部分から成る。第
1の部分は符号トラッキングループの引込み時の遅延で
ある。第2の部分は決定ずみの重みづけ係数を生ずるよ
うにAMF重み発生器1722が行うAMFタップ重み
計算に伴う遅延である。また、プレトラック期間の第2
の部分において、搬送波トラッキングループがSWPL
L1724によって引込み可能になり、スカラー量分位
数推算が量分位数推算器1723Aで行われる。
グ処理に入る。この処理は実際には反復的サイクルであ
り、モデムの供給する受信データが有効と見られる唯一
の処理段階である。下記の動作、すなわちAMFタップ
重み更新、搬送波トラッキング、符号トラッキング、ベ
クトル量分位数更新、スカラー量分位数更新、符号同期
チェック、逆転およびシンボル加算、および電力制御
(順方向および逆方向)はこの段階で行われる。
ックアルゴリズムを終了させ、自動的に再捕捉アルゴリ
ズムに入る。SUにおいては、LOLが送信機を遮断状
態にする。RCSでは、LOLはロック外れの直前のレ
ベルに送信電力を固定した状態で順方向電力制御をディ
スエーブルする。また、LOLは送信中の応答電力制御
情報が010101・・・パターンになるようにし、そ
れによってSUが送信電力を一定に保つようにする。こ
の動作は捕捉およびトラッキング回路1701へのリセ
ット信号を発生する信号ロックチェック機能を用いて行
うことができる。
数推算器1723Bで維持し、もう一方はスカラー量分
位数推算器1723Aで維持する。これら推算器はとも
にモデムコントローラ1303が用いる。上記第1の組
の統計値はAUXAVC受信機1712の生成する四つ
の複素数のベクトルから計算される「ベクトル」量分位
数情報と呼ばれる。上記第2の組の統計値は、補助逆拡
散装置1707から出力される単一の複素数AUX信号
から計算されるスカラー量分位数情報である。これらふ
た組の情報は予め定めた誤警報確率(Pfa)の維持に
用いる雑音統計の互いに異なる組を表す。ベクトル量分
位数データは雑音中に受信信号があることを判定するた
めにモデムコントローラ1303が実働化する捕捉およ
び再捕捉アルゴリズムが用い、スカラー量分位数情報は
符号ロックチェックアルゴリズムが用いる。
位数情報はラムダ0乃至ラムダ2の算出値、すなわち逆
拡散受信信号の確率分布関数(p.d.f)の推算およ
びモデムのPN符号へのロックの有無判定に用いる境界
値から成る。次に述べるCサブルーチンに用いるAux
_Power値は、スカラー量分位数のためのスカラー
相関器アレーのAUX信号出力を二乗した大きさであ
り、ベクトルについては二乗した大きさの和である。い
ずれの場合も、量分位数を次のCサブルーチンを用いて
計算する: (n=0; n<3; n++) について {lambda[n] + = (lambda[n] < Aux_Power)? CG[n] : GM[n];} ただし、CG[n]は、正の定数であり、GM[n]は
負の定数である(スカラー量分位数およびベクトル量分
位数について互いに異なる値を用いている)。
たパイロット符号系列を用いた入来パイロット信号のサ
ーチは、ローカル発生パイロット符号が受信信号に対し
て正しい符号位相を有するかどうかの判定のために、一
連の逐次試験を用いる。サーチアルゴリズムは受信符号
系列とローカル発生符号系列との位相が合っているかど
うかの判定のための逐次確率比率試験(SPRT)を用
いる。捕捉はマルチフィンガー受信機を有することから
生じる並行処理によって高速化する。例えば、本発明の
この実施例では、主パイロットレーキ1711が11チ
ップ期間相当の全位相期間を表す合計11のフィンガー
を有する。捕捉のために八つの個別の逐次確率比率試験
(SPRT)を各SPRTが四つのチップウィンドウを
監視する形で実働化する。各ウィンドウは先行のウィン
ドウからずれており、サーチ系列では所与の符号位相は
四つのウィンドウでカバーする。八つのSPRT試験が
すべて拒絶されると、ウィンドウ組を8チップ分だけ動
かす。SPRTのいずれかが許容されれば、ローカル発
生パイロット符号系列の符号位相をパイロットAVC内
で許容SPRT位相を中心におくように調整する。二つ
以上のSPRTが同時に許容しきい値に達する可能性が
ある。あり得る356種類の許容/拒絶の組合せをカバ
ーするように参照テーブルを用い、モデムコントローラ
はパイロットレーキ1711内で正しい中心符号位相を
推定するのにその情報を用いる。各SPRTは、次のと
おり実働化される(すべての動作は、64kシンボル速
度で行う):フィンガー出力レベル値をI_Finge
r[n]およびQ_Finger[n]で表す、ただし
n=0・・・10(包括的、0は最先の(最も進んだ)
フィンガーである)。その場合、各ウィンドウの電力
は: SPRTを実働化するために、モデムコントローラは各
ウィンドウについて擬似符号サブルーチンとして表され
る次の計算を行う: /* find bin for Power*/ tmp = SIGMA[0]; for (k=0; k<3; k++){ if (Power > lambda[k]) tmp = SIGMA[k+1]; } test_statistic + = tmp;/*update statistic*/ if (test_statistic > ACCEPTANCE_THRESTHOLD) you've got ACQ; else if (test_statistic < DISMISSAL_THRESHOLD){ forget this code phase; } else keep trying - get more statistics; ただし、lambda[k]は量分位数推算に関して上に定義
したとおりであり、SIGMA[k]、ACCPECTANCE_THRESHO
LD、DISMISSAL_THRESHOLDは、予め定めた定数である。
なお、SIGMA[k]は小さいkの対応の値については負
であり、kの正しい値については正であり、許容および
却下のしきい値が統計上シンボル何個分のデータが累算
されたかの関数ではなく定数となり得るようにしてあ
る。
で範囲の定まるどのbinに電力レベルが入るかを判定
し、これによって概算の統計値を生ずることが可能にな
る。
ε=yTByとして形成する。ただし、yはパイロット
ベクトル相関器1711の複素出力値から形成されるベ
クトルであり、Bは二乗検波器を参照して上述したとお
り雑音を最小限に抑えながら動作特性を最適化するよう
に予め定めた定数値で形成したマトリクスである。
することが有用である。すなわち、スペクトラム拡散
(CDMA)信号s(t)はインパルス応答hc(t)
を有するマルチパスチャネルを通過する。ベースバンド
スペクトラム拡散信号は式(30)、すなわち
り、p(t)は予め規定されたチップパルスであり、T
Cはチップ時間間隔であり、TC=1/RC、RCはチ
ップ速度である。
1)、すなわち
であり、τは未知の遅延量であり、n(t)は付加雑音
である。この受信信号は、フィルタhR(t)で処理さ
れ、処理すべき波形x(t)は式(32)、すなわち
およびz(t)=n(T)*hR(t)である。
速度、すなわち1/TCでサンプリングする。これらの
サンプル、すなわちx(mTC+τ’)は、r番目の相
関動作期間中に式(33)で表される量分位数を計算す
る相関器アレイで処理される。
wk(r)および決定論成分yk(r)から成る。
の表現を容易にするために時間指数rは消去してもよ
い。
機における後続の処理に最適な形でサンプリング位相
τ’の調整のために処理する。この調整を次に説明す
る。この処理の表示を単純化するために、関数f(t+
τ)(ただし、τは調整すべき時間シフト)について説
明するのが便利である。なお、関数f(t+τ)は、雑
音を伴う中で測定したものである。したがって、位相
τ’を信号f(t+τ)の測定に基づいて調整すること
は問題になり得る。雑音を説明するために関数v
(t):v(t)=f(t)+m(t)を導入する(た
だし、項m(t)は、雑音処理を表す)。このシステム
プロセッサは、関数v(t)の考慮に基づいて形成でき
る。
って包絡線電力関数|v(t+τ)|2に基づく。式
(35)で与えられる関数e(τ’)は、この処理の説
明に役立つ。
ギーが区間[τ’−τ、∞]上のエネルギーに等しい場
合に生じるe(τ’)=0について調整する。誤り特性
は単調であり、したがって単一の零交差点を有する。こ
れはこの特性の望ましい点である。この特性の不利な点
は、雑音が伴う場合に積分が制限されないため十分に規
定されない点である。しかし関数e(τ’)は式(3
6)で与えられる形に表現できる。
gn(t)に等しい。
に示す指数Fを規定するのが有用である。
TA、TA]についての平均誤り特性の数値勾配であ
る。統計平均値を雑音およびランダムチャネルhc
(t)についてとる。この統計平均値の算出には、チャ
ネルの統計特性を指定するのが望ましい。例えば、チャ
ネルをインパルス応答hc(t)と式(38)に示すと
おりの強度関数g(t)を有する白色雑音処理U(t)
とを備える広方向定常無相関散乱チャネルとして形成す
ることもできる。
る。
ある。
知の最適化の変分的方法を用いて行うことができる。
生じるプロセッサは次のとおり誘導される直交サンプル
プロセッサにより正確に近似できる。
制限した信号v(t)は、式(40)で示すとおり、そ
の信号のサンプルで表現できる。
プルv(k/W+τ’−τ)の中の無限二次式が得られ
る。信号帯域幅がチップ速度に等しいと仮定することに
より、チップクロック信号でクロックしたサンプリング
をサンプルの生成に使用できる。これらのサンプルvk
は、式(41)で表される。
誤差が小さければ、これは有効である。
り捨てられる。正規化したBマトリクスの例を表12に
示す。この例ではτが1チップに等しいとして指数関数
的遅延拡散プロフィールg(t)=exp(−t/τ)
を仮定している。また、1.5チップに等しい開口パラメ
ータTAを仮定している。基礎となるチップパルスは2
0%余分の帯域幅を有する余弦帯域を有する。
出器経由で実働化している。ベクトルyはパイロットA
VC1711の11個の複素出力レベル値を表す列ベク
トルと定義し、Bは非コヒーレントパイロットAVC出
力値yで性能を最適化する所定値を有する11×11の
対称実数値係数マトリクスを示す。位相検出器の出力信
号εは式(42)で与えられる。
実働化のために、特定の送信チャネルおよび用途につい
てのシステム性能の最適化をめざしてシステムを構成す
ることにより選択した定数αおよびβについて、以下の
計算を行う。
り、z[n]はVCO出力値である。符号位相調整はモ
デムコントローラが次のC−サブルーチンを実行するこ
とによって行う。 if (z>zmx){ delay phase 1/16 chip; z- = zmax; } else if (z < -zmax){ advance phase 1/16 chip; z+ = zmax; } 本発明と整合した上記擬似符号には、別の遅延位相を用
いることもできる。
重み更新アルゴリズムは、パイロットレーキ1711の
各フィンガー値の位相の逆転、およびメモリ付けのため
に、パイロットAVCフィンガー値と搬送波トラッキン
グループの現在の出力値の複素共役値との複素乗算を行
い、その値を低域フィルタに加えるとともにAMFタッ
プ重み値、すなわちCDMAモデムのAMFフィルタに
周期的に書き込まれるAMFタップ重み値を生ずるよう
にフィルタ値の複素共役値を形成することによって周期
的に起動する。
ムは、スカラー相関器アレーの出力信号に対してSPR
T動作を行うモデムコントローラ1303によって実働
化する。SPRT手法はロックの検出確率の向上のため
に許可および拒否しきい値を変化させること以外は、捕
捉アルゴリズムの手法と同じである。
のパイロット出力値に対して作動する2次ループ経由で
達成される。位相検出器出力はスカラー相関アレーの
(複素数)パイロット出力信号とVCO出力信号との積
の直交成分の厳格限定出力である。ループフィルタは比
例および積分構成を備える。VCOは純粋に加算累計さ
れた位相φを伴い、この誤差はメモリ中の参照テーブル
により複素位相cosφ+jsinφに変換される。
する上述の説明は、捕捉の期間中はAMF、パイロット
AVC、AuxAVC、およびDPLLが平衡状態にな
るまでコヒーレント基準が得られないため非コヒーレン
トトラッキングによる非コヒーレント捕捉追従を捕捉お
よびトラッキングアルゴリズムが必要とするので非コヒ
ーレント手法に絞っている。しかし、この技術分野で周
知のとおり、非コヒーレントトラッキングおよび非コヒ
ーレント合成においては各パイロットAVCフィンガー
の出力位相情報がなくなるのでコヒーレントトラッキン
グおよびコヒーレント合成が常に最適である。したがっ
て、本発明のもう一つの実施例は二段階捕捉およびトラ
ッキングシステム、すなわち上述の非コヒーレントトラ
ッキング手法に切り換える二段階捕捉およびトラッキン
グシステムを採用している。コヒーレント合成およびト
ラッキング手法はトラックずみの誤差信号が次の式で表
される形をとることを除き上述のものと同じである。す
なわち、
力レベル値を表す縦ベクトルを表し、Aはコヒーレント
パイロットAVC出力yで動作を最適化するための予め
定めた値を有する11×11対称実数値係数マトリクス
を表す。マトリクスAの例を次に示す。
ード(VDC)940がMIU931、932、933
の各々およびRF送/受信機950に接続してある。V
DC940は、図21に示してある。データ合成回路
(DCC)2150は、データ多重化解除器2101、
データ加算器2102、FIRフィルタ2103、21
04および出力回路2111を含む。DCC2150は
(1)重みづけずみCDMAモデムIおよびQデータ信
号MDATをMIU931、932、933の各々から
受け、(2)IおよびQデータをMIU931、93
2、933の各々からのデジタルベアラチャネルデータ
と加算し、(3)その加算出力をマスタMIUモデム1
210からの一斉通報データメッセージ信号BCAST
およびグローバルパイロット拡散符号GPILOTと加
算し、(4)その加算ずみの信号を送信用に帯域整形
し、(5)RF送/受信機への送信のためのアナログデ
ータ信号を生ずる。
IU CDMA送信IおよびQモデムデータを送信前に
変換するために用いる。WACはFIRフィルタ係数デ
ータをシリアルポートリンク912およびVDCコント
ローラ2120経由でFIRフィルタ2103、210
4に転送する。各FIRフィルタ2103、2104は
互いに別個に構成する。FIRフィルタ2103、21
04は各MIU CDMA送信モデムDATIおよびD
ATQ値のあとに毎回ゼロデータ値が送られてFTXI
およびFTXQを生ずるようにチップ速度の2倍で動作
するためのアップサンプリングを採用する。
33のAGC1750からのAGC信号AGCDATA
を分配インタフェース(DI)2110経由でRF送/
受信機950に分配する。VDC DI2110はRF
送/受信機からデータRXIおよびRXQを受けて、そ
の信号をVDATAIおよびVDATAQとしてMIU
931、932、933に分配する。
Uからの状態信号および故障情報信号MIUSTATを
監視し図9のWAC920との信号授受のためにシリア
ルリンク912およびHSBS970に接続したVDC
コントローラ2120を含む。VDCコントローラ21
20はIntel社製8032型マイクロコントローラなどのマ
イクロプロセッサと、タイミング信号供給用の発振器
(図示してない)と、メモリ(図示してない)とを含
む。VDCコントローラメモリは、上記8032型マイクロ
プロセッサ用のコントローラプログラム符号を格納する
ためのフラッシュPROM(図示してない)と、マイク
ロプロセッサがメモリに対して書込み読出しを行うため
の一時記憶データを格納するためのSRAM(図示して
ない)とを含む。
送/受信機950と電力増幅器部960とを含む。図2
2を参照すると、RF送/受信機950は三つの部分、
すなわち送信機モジュール2201、受信機モジュール
2202、および周波数合成器2203に分けられてい
る。周波数合成器2203はシリアルリンク912経由
でWAC920から受けた周波数制御信号FREQCT
RLに応答して送信搬送波周波数TFREQと受信搬送
波周波数RFREQとを生成する。送信機モジュール2
201においてVDCからの入力アナログIおよびQデ
ータ信号TXIおよびTXQを直交変調器2220、す
なわち周波数合成器2203から送信搬送波周波数信号
TFREQを受けて被直交変調送信搬送波信号TXを生
ずる直交変調器2220に加える。次に、アナログ送信
被変調搬送波信号、すなわちアップコンバートずみのR
F信号TXを電力増幅器960の送信電力増幅器225
2に加える。次に、増幅ずみの送信搬送波信号を大電力
受動素子(HPPC)2253経由でアンテナ2250
に伝達し、アンテナ2250からアップコンバートずみ
のRF信号をCDMA RF信号として通信チャネルに
伝達する。本発明の一つの実施例では送信電力増幅器2
252は各々が出力電力ピークピーク値約60ワットを
有する八つの増幅器を含む。
ィルタ、10dB方向性結合器、アイソレータ、およびそ
のアイソレータ付属の大電力終端装置を含む。
らアンテナ2250で受信され、HPPC2253経由
で受信電力増幅器2251に伝達される。受信電力増幅
器2251は例えば5ワットトランジスタで駆動する3
0ワット電力トランジスタを含む。RF受信モジュール
2202は受信電力増幅器からの直交被変調受信搬送波
信号RXを有する。受信モジュール2202は受信被変
調搬送波信号RXと周波数合成器2203からの受信搬
送波周波数信号を受けて搬送波を同期的に変調しアナロ
グIチャネルおよびQチャネルを提供する直交復調器2
210を含む。これらのチャネルはフィルタ処理されて
信号RXIおよびRXQを生じ、これら信号はVDC9
40に転送される。 [加入者ユニット]図23は本発明の一つの実施例の加
入者ユニット(SU)を示す。図示のとおり、SUはR
F変調器2302、RF復調器2303、およびスプリ
ッタ/アイソレータ2304を含むRF部2301を備
え、順方向リンクCDMA RFチャネル信号中にトラ
フィック信号および制御メッセージ並びにグローバルパ
イロット信号を含むグローバルチャネルおよび割当て論
理チャネルを受信するとともに、逆方向リンクCDMA
RFチャネル中の割当てチャネルおよび逆方向パイロ
ット信号を送信する。これら順方向および逆方向リンク
はそれぞれアンテナ2305経由で受信および送信され
る。RF部は一つの実施例では信号ROSCに応答する
同期復調器を有する従来の二重変換スーパーヘテロダイ
ン受信機を用いる。その種の受信機の選択性は70MHz
トランスバーサルSAWフィルタ(図示してない)によ
って得られる。RF変調器は直交被変調搬送波信号を生
ずるように搬送波信号TOSCに応答する同期変調器
(図示してない)を含む。この信号はオフセット周波数
ミキサ回路(図示してない)によって周波数を上げる。
能を含む加入者回路インタフェース2310、データイ
ンタフェース2320、ADPCM符号化器2321、
ADPCM復号化器2322、SUコントローラ233
0、SUクロック信号発生器2331、メモリ233
2、および図13を参照して上に述べたCDMAモデム
1210と実質的に同じであるCDMAモデム2340
を含む。なお、データインタフェース2320、ADP
CM符号化装置2321およびADPCM復号化装置2
322は通常標準ADPCM符号化/復号化チップとし
て入手できる。
に、順方向リンクCDMA RFチャネル信号をRF復
調器2303に加える。順方向リンクCDMA信号はC
DMAモデム2340、すなわちグローバルパイロット
信号との同期を捕捉し、クロック2331へのグローバ
ルパイロット同期信号を生成してシステムタイミング信
号を生成し、複数の論理チャネルを逆拡散するCDMA
モデム2340に加える。CDMAモデム2340はト
ラフィックメッセージRMESSおよび制御メッセージ
RCTRLをも捕捉し、トラフィックメッセージ信号R
MESSをデータインタフェース2320に供給しSU
コントローラ2330への制御メッセージ信号RCTR
Lを受信する。
者ID信号、符号化信号、およびベアラ変更信号を含
む。また、RCTRLは制御情報およびそれ以外の通信
シグナリング情報を含み得る。受信制御メッセージ信号
RCTRLはSUコントローラ2330、すなわちRC
TRLから得た加入者ID値から呼がSU宛のものであ
ることを検証するSUコントローラ2330に加える。
SUコントローラ2330は、符号化信号およびベアラ
速度変更信号からトラフィックメッセージ信号に含まれ
るユーザ情報の種類を判定する。符号化信号がトラフィ
ックメッセージをADPCMにより符号化されたもので
あると示した場合は、そのトラフィックメッセージRV
MESSを選択メッセージのデータインタフェース23
20への伝送によってADPCM復号化器2322に送
る。SUコントローラ2330はADPCM復号化器へ
の符号化信号から抽出したADPCM符号化信号および
ベアラ速度信号を出力する。トラフィックメッセージ信
号RVMESSはADPCM復号化器2322への入力
信号であり、ここでトラフィックメッセージ信号は入力
ADPCM符号化信号の値に応答してデジタル情報信号
RINFに変換される。
らのトラフィックメッセージ信号に含まれるユーザ情報
の種類をADPCM符号化されたものでないと判定した
場合は、RDMESSはADPCM符号化器を認識され
ることなく通過する。トラフィックメッセージRDME
SSはデータインタフェース2320から加入者回線イ
ンタフェース2310のインタフェースコントローラ
(IC)2312に直接に転送される。
SSをインタフェースコントローラ(IC)2312お
よび回線インタフェース(LI)2313を含む加入者
回線インタフェース2310に加える。実施例において
はICは拡張PCMインタフェースコントローラ(EP
IC)であり、LIはRINF型の信号対応のPOTS
のための加入者回線インタフェース回路(SLIC)お
よびRDMESS型の信号と対応のISDNのためのI
SDNインタフェースである。EPIC回路およびSL
IC回路はこの技術分野において周知である。加入者回
線インタフェース2310はデジタル情報信号RINF
またはRDMESSを利用者の定義したフォーマットに
変換する。利用者の定義したフォーマットはSUコント
ローラ2330からIC2312に供給される。LI2
310は、A則変換またはμ則変換などの変換を行い、
ダイアルトーンを発生し、シグナリングビットを生成ま
たは復号化する回路を含む。回線インタフェースも例え
ばPOTS音声、音声帯域データ、またはISDNデー
タサービスなど加入者回線インタフェースで定義された
とおりSUユーザ2350へのユーザ情報信号を生成す
る。
ては、利用者情報信号を加入者回線インタフェース23
10のLI2313、すなわちサービス種類信号および
情報種類信号をSUコントローラに出力するLI231
3に加える。加入者インタフェース2310のIC23
12は例えばPOTSサービスなどのようにユーザ情報
信号をADPCM符号化する場合のADPCM符号化器
2321への入力信号であるデジタル情報信号TINF
を発生する。データまたは上記以外の非ADPCM符号
化利用者情報については、IC2312はデータメッセ
ージTDMESSをデータインタフェース2320に直
接に伝達する。加入者回線インタフェース2310に含
まれる呼制御モジュール(CC)は、利用者情報から呼
制御情報を抽出し、その呼制御情報CCINFをSUコ
ントローラ2330に伝達する。また、ADPCM符号
器2321、SUコントローラ2330からの符号化信
号およびベアラ変更信号を受け、符号化信号およびベア
ラ変更信号に応答して入力デジタル情報信号を出力メッ
セージトラフィック信号TVMESSに変換する。ま
た、SUコントローラ2330は符号化信号、呼制御情
報、およびベアラチャネル変更信号を含む逆方向制御信
号をCDMAモデムに出力する。出力メッセージ信号T
VMESSはデータインタフェース2320に加えられ
る。データインタフェース2320は利用者情報を送信
メッセージ信号TMESSとしてCDMAモデム234
0に送信する。CDMAモデム2340はSUコントロ
ーラ2330からの出力メッセージおよび逆方向制御チ
ャネルTCTRLをスペクトラム拡散し、逆方向リンク
CDMA信号を生成する。逆方向リンクCDMA信号は
RF送信部2301に供給されRF変調器2302で変
調されて、アンテナ2305から送信される出力逆方向
リンクCDMA RFチャネル信号を生ずる。[呼接続
および呼確立手順]ベアラチャネル確立のプロセスは二
つの手順、すなわちRDUなどの遠隔呼処理装置からの
着信呼接続のための呼接続処理(着信呼接続)、および
SUからの発信呼のための呼接続処理(発信呼接続)か
ら成る。RCSとSUとの間に何らかのベアラチャネル
を確立できる前にSUはRDUなどの遠隔呼プロセッサ
に網内における自身の存在を登録しなければならない。
オフフック信号をSUが検知すると、SUはベアラチャ
ネルの確立を開始するだけではなく、RCSと遠隔プロ
セッサとの間に地上リンクを形成するRCSの手順を起
動する。RCSとRDUとの接続の確立のための処理は
DECT V5.1標準規格に詳述されている。
ると、まずステップ2401においてWAC920(図
9に示す)はMUX905、906および907の一つ
経由で遠隔呼処理装置からの入来呼要求を受信する。こ
の呼要求は、対象のSUを特定し、そのSUへの呼接続
が要求されていることを示す。WACは各SUへの個別
呼出信号を伴うSBCHチャネルを周期的に出力し、各
アクセスチャネルについてFBCH交通信号灯を周期的
に出力する。入来呼要求に応答してWACはステップ2
420で上記特定ずみのSUが他の呼ですでに活性化ず
みであるかどうかをまずチェックする。活性化ずみであ
れば、WACはMUX経由でSU向けの話中表示信号を
遠隔処理装置に送り、そうでない場合はそのチャネル向
けの個別呼出信号を設定する。
RCSモデムの状態をチェックし、ステップ2421に
おいてその呼のために利用可能なモデムの有無を判定す
る。モデムが利用可能の場合は、FBCH上の交通信号
灯が一つ以上のAXCHチャネルが利用可能であること
を表示する。所定の時間の経過後も利用可能なチャネル
がない場合は、WACはMUX経由でSU向けの話中表
示信号を遠隔処理装置に伝達する。RCSモデムが利用
可能であって、SUが活性化状態でない場合(スリープ
モードにある場合)は、WACは特定ずみのSUのため
の個別呼出信号をSBCH上に設定して入来呼要求を表
示する。一方、アクセスチャネルモデムはSUの短アク
セスパイロット信号(SAXPT)を継続的にサーチす
る。
中のSUは周期的に覚醒モードに入る。覚醒モードにお
いては、SUモデムはダウンリンクパイロット信号と同
期し、SUモデムAMFフィルタおよび位相同期ループ
の安定化を待ち、SBCH上の割当て時間スロットの個
別呼出信号を検出してSU2422向けの呼の有無を判
定する。個別呼出信号が設定されていない場合はSU
は、SUモデムを停止させてスリープモードに戻る。入
来呼接続のための個別呼出信号が設定されている場合
は、SUモデムはサービスの種類および利用可能なAX
CHについてのFBCH上の交通信号灯をチェックす
る。
デムは利用可能なAXCHを選択し、対応のSAXPT
で送信電力高速立上げを開始する。しばらくの間SUモ
デムはSAXPTで送信電力高速立上げを続行し、アク
セスモデムはSAXPTのサーチを続行する。
はSUのSAXPTを捕捉し、SULAXPTのサーチ
を開始する。SAXPTを捕捉するとモデムはWACコ
ントローラに知らせ、WACコントローラはそのモデム
対応の交通信号灯を「赤」に設定してそのモデムが話中
であることを表示する。LAXPTの捕捉を試み続ける
期間中は交通信号灯を周期的に出力する。
BCH AXCH交通信号灯を監視する。AXCH交通
信号灯が赤に設定されると、SUはRCSモデムがSA
XPTを捕捉したとみなし、LAXPTの送信を開始す
る。SUモデムはSync−Indメッセージが対応の
CTCHに受信されるまでLAXPTの電力をより低速
度で立ち上げ続ける。AXCHを捕捉したもう一つのS
Uに応答して交通信号灯が実際に設定されたためにSU
が誤動作した場合は、Sync−Indメッセージが受
信されないためにSUモデムは時間切れとなる。SUは
一定期間ランダムに待機し、新たなAXCHチャネルを
選択し、SUモデムがSync−Indメッセージを受
信するまでステップ2404および2405を繰り返
す。
モデムはSUのLAXPTを捕捉し、対応のCTCH上
にSync−Indメッセージを送信し始める。モデム
はパイロットおよびAuxベクトル相関フィルタおよび
位相同期ループの安定化を10m秒の間待ち受けるが、
CTCH上にSync−Indメッセージを送信し続け
る。次いで、このモデムはSUモデムからのベアラチャ
ネルへのアクセス要求メッセージ(MAC_ACC_R
EQ)のサーチを開始する。
ync−Indメッセージを受け、LAXPT送信電力
レベルを凍結する。次に、SUモデムはベアラトラフィ
ックチャネルへのアクセスの要求メッセージ(MAC_
ACC_REQ)の繰返し送信を開始し、RCSモデム
からの要求確認メッセージ(MAC_BEARER_C
FM)を待ち受ける。
デムはMAC_ACC_REQメッセージを受け、次い
でAXCH電力レベルの測定を開始し、APCチャネル
を開始する。次いでRCSモデムはMAC_BEARE
R_CFMメッセージをSUに送信し、MAC_BEA
RER_CFMメッセージの受信確認MAC_BEAR
ER_CFM_ACKの受信待ちを開始する。
MAC_BEARER_CFMメッセージを受け、AP
C電力制御メッセージに従い始める。SUはMAC_A
CC_REQメッセージの送信を停止し、RCSモデム
にMAC_BEARER_CFM_ACKメッセージを
送信する。SUはAXCH上に空白データを送信し始め
る。SUは、アップリンク送信電力レベルが安定するの
を10m秒の間待つ。
MAC_BEARER_CFM_ACKメッセージを受
け、MAC_BEARER_CFMメッセージの送信を
停止する。APC電力測定は続行する。
デムおよびRCSモデムの両方がサブエポックに同期
し、APCメッセージに追従し、受信電力レベルを測定
し、APCメッセージを計算し送信する。SUはダウン
リンク電力レベルが安定するのを10m秒の間待つ。
ラチャネルがSUモデムとRCSモデムとの間で確立さ
れて初期化される。WACはRCSモデムからベアラ確
立信号を受信し、AXCHチャネルを再割当てし、対応
の交通信号灯を緑に設定する。
プ2501においてSUはユーザインタフェースのオフ
フック信号によって活性化モードになっている。
それぞれの交通信号灯を設定することによって利用可能
なAXCHチャネルを表示する。
ンクパイロットに同期し、SUモデムベクトル相関フィ
ルタおよび位相ロックループが安定化するのを待機し、
サービスの種類および利用可能なAXCHのための交通
信号灯を確認する。
入来呼接続手順のための手順ステップ2404乃至24
13と同じであるので詳述しない。
において、送信電力立上げ処理は次のイベントから成
る。SUはごく低い送信電力で開始し、短符号SAXP
Tを送信しながらその電力レベルを上げていく。RCS
モデムがこの短符号を検知するとすぐに交通信号灯を消
す。この交通信号灯の変化を検出するとSUは立上げを
より遅い速度で続行し、このときLAXPTを送信す
る。RCSモデムがLAXPTを捕捉しこれを表示する
ようにCTCHでメッセージを送信すると、SUはその
送信(TX)電力を一定に保ちMAC−アクセス−要求
メッセージを送信する。このメッセージにはCTCH上
のMAC_BEARER_CFMメッセージで応答す
る。SUは、MAC_BEARER_CFMメッセージ
を受信するとすぐにPOTSのダイアルトーンであるト
ラフィックチャネル(TRCH)に切り替える。
捉すると、RCSはSUに対してCTCH経由で符号シ
ードを割り当てる。符号シードは、SUモデム内の拡散
符号発生器で加入者の逆方向パイロットへの割当て符
号、並びにトラフィック、呼制御、およびシグナリング
用の関連チャネルのための拡散符号の生成のために用い
る。SU逆方向パイロット拡散符号系列は、RCSシス
テムグローバルパイロット拡散符号系列を位相同期して
おり、トラフィック、呼制御、およびシグナリング拡散
符号はSU逆方向パイロット拡散符号系列と位相同期し
ている。
首尾よく捕捉した場合は、RCSは特定の利用者チャネ
ルとの対応のために遠隔処理装置との地上リンクを確立
する。DECT V5.1標準規格のために、V5.1確立メ
ッセージを用いてRDUからLEへの完全なリンクが設
定されると、対応のV5.1確立受信確認メッセージがL
EからRDUに応答送信され、加入者ユニットに送信リ
ンク完了表示用のCONNECTメッセージが送られ
る。 [特定の種類のサービスのサポート]本発明のシステム
は利用者情報の伝送速度を低速度から最高64kb/sまで
切換え可能にするベアラチャネル変形の特徴を備える。
ベアラチャネル変形(BCM)手法は、本発明のスペク
トラム拡散通信システム経由の高速データ通信およびフ
ァックス通信をサポートするように32kb/sADPCM
チャネルを64kb/sPCMチャネルに変更するのに用い
る。
ェース上にベアラチャネルを設定し、対応するリンクを
RCS地上インタフェースとRDUなどの遠隔処理装置
との間に設ける。RCSと遠隔処理装置との間のリンク
のデジタル伝送速度は、例えば32kb/sのADPCMな
どのデータ符号化速度に通常対応する。RCSのWAC
コントローラはMUXの回線インタフェースの受信した
リンクの符号化デジタルデータ情報を監視する。WAC
コントローラがデジタルデータ中に2100Hzトーンを
検出した場合は、WACは割り当てられた論理制御チャ
ネル経由でSUに命令を出して、第2の64kb/s二重リ
ンクをRCSモデムとSUとの間に設定させる。また、
WACコントローラは遠隔処理装置に第2の64kb/
二重回線を遠隔処理装置とRCSとの間に確立するよう
に命令する。したがって、短時間の間遠隔処理装置とS
UとはRCS経由の32kb/sリンクおよび64kb/sリン
クの両方を通じてデータを交換する。第2のリンクが確
立されると遠隔処理装置はWACコントローラに64kb
/sリンクのみへの送信に切り替えさせ、WACコントロ
ーラはRCSモデムおよびSUに32kb/sリンクの終話
および切断を命令する。同時に32kb/s地上リンクも終
話し切断される。
どの外部遠隔処理装置とRCSとの間に調整を組み入れ
て、RFインタフェース上でベアラチャネル一つだけを
用いながら地上インタフェース上の冗長チャネルを可能
にする。明細書記載の手法は、無線リンク経由の32kb
/sリンクから64kb/sリンクへの同期切換え、すなわち
拡散符号系列タイミングがRCSモデムとSUとの間で
同期するという事実を利用した切換えである。WACコ
ントローラがデジタルデータ中に2100Hzトーンを検
出した場合は、WACコントローラは、遠隔処理装置と
RCSとの間に第2の64kb/s二重回線を確立するよう
に遠隔処理装置に命令する。次に、遠隔処理装置は32
kb/s符号化ずみデータおよび64kb/sデータを同時にR
CSに送信する。遠隔処理装置が64kb/sリンクを確立
すると、RCSはその旨を通知され、32kb/sリンクが
終了させ切断する。また、RCSはSUに32kb/sリン
クが切断中であることを知らせ、未符号化64kb/sデー
タをチャネル上で受ける処理に切り換えさせる。SUお
よびRCSは、割当てずみチャネルグループのベアラ制
御チャネル経由で制御メッセージを交換し、ベアラチャ
ネル拡散コード系列の特定のサブエポックを特定し決定
し、その中でRCSは64kb/sデータをSUに送信し始
める。サブエポックが特定されると、その特定されたサ
ブエポックの境界で切換えが同期的に生じる。この同期
切換え手法は、切換えのサポートのためにシステムが6
4kb/sリンクのための容量を維持する必要がないので帯
域幅の節約となる。
をまず切断しているが、ベアラチャネルが64kb/sリン
クへの切り換えのあとにRCSが32kb/sリンクを切断
するように構成できることは当業者には明らかであろ
う。
のシステムは、RFインタフェースを通じてISDN型
トラフィック向けの容量を保存する方法を含む。この容
量保存は、データ情報の無送信時に既知の空きビットパ
ターンをISDN Dチャネルで送信している間に生じ
る。本発明のCDMAシステムは、無線通信リンク経由
で送信される信号のためのISDN網のDチャネルで搬
送される冗長情報の送信を防ぐ方法を含む。このような
方法の利点は、送信される情報量を削減し、したがって
その情報の用いる送信電力およびチャネル容量を削減す
ることである。この方法をRCSに用いた形で説明す
る。第1のステップでは、RCSのWACまたはSUの
SUコントローラなどのコントローラが所定のチャネル
空きパターンを対象として加入者回線インタフェースか
らの出力Dチャネルを監視する。回線インタフェースの
出力とCDMAモデムとの間に遅延が含まれる。空きパ
ターンが検出されると、コントローラはCDMAモデム
への制御信号に含まれるメッセージを通じて拡散メッセ
ージチャネルの送信を阻止する。コントローラはデータ
情報の存在が検出されるまで回線インタフェースの出力
Dチャネルの監視を続ける。データ情報が検出される
と、拡散メッセージチャネルを活性化する。メッセージ
チャネルは阻止されなかった関連パイロットと同期する
ので、通信リンクの他端の対応CDMAモデムはメッセ
ージチャネルとの同期を再捕捉する必要がない。 [ドロップアウト修復]RCSおよびSUの各々はCD
MAベアラチャネル接続の品質を評価するためにCDM
Aベアラチャネル信号を監視する。リンク品質は適応量
分位数推算を用いた逐次確率比率試験(SPRT)によ
り推算する。SPRT処理は受信信号電力の測定を使
い、SPRT処理がローカル拡散符号発生器の受信信号
拡散符号との間の同期外れを検出した場合、または受信
信号の不在または低レベルを検出した場合は、SPRT
がロック外れ(LOL)を宣言する。
びSUの各々の受信機モデムはローカル拡散符号発生器
で入力信号のZサーチを開始する。Zサーチは、CDM
A拡散符号捕捉および検出の分野で周知である。本発明
のZサーチアルゴリズムは、拡散符号位相増分の徐々に
増大する最後の既知位相の前後の八つの拡散符号位相の
グループを試験する。
RCSは割当てチャネル経由でSUへ送信を続け、SU
送信電力レベルを維持するようにSUへ電力制御信号を
送信し続ける。電力制御信号の送信の方法を次に述べ
る。再捕捉を首尾よく行うには特定した時間内に行うの
が望ましい。再捕捉が成功した場合は、呼接続は継続
し、そうでない場合はRCSは上述のとおりWACの割
り当てたRCSモデムを不活性化し割当てを解消し、呼
接続切断し、終話信号をRDUなどの遠隔呼プロセッサ
に送信する。
は割当てずみチャネル上のRCSへの送信を停止し、こ
れによりRCSを強制的にLOL状態にし、再捕捉アル
ゴリズムを開始する。再捕捉が成功した場合、呼接続は
続行し、不成功の場合は上述のとおりSUモデムを不活
性化し割当て解消することによってRCSは呼接続を切
断する。 [電力制御] [概要]本発明の電力制御の特徴機能は、システム内の
RCSおよびSUの用いる送信電力の量を最小にするた
めに用い、ベアラチャネル接続の期間中の送信電力の更
新を行う電力制御の下位の特徴機能は、自動電力制御
(APC)として定義される。APCデータはRCSか
らSUに順方向APCチャネル経由で転送され、SUか
らRCSへ逆方向APCチャネル経由で転送される。こ
れら二つの間に活性化したデータリンクがない場合は、
維持電力制御(MPC)の下位の特徴機能がSU送信電
力を更新する。
よび逆方向グローバルチャネルの送信電力レベルは、こ
れらのチャネル上の信号電力対干渉雑音電力比(SI
R)を十分な値に維持するとともにシステム出力電力を
安定化させ最小にするようにAPCアルゴリズムによっ
て制御する。
ずつ上昇または低下させることを受信機が判定する閉ル
ープ電力制御機構を用いる。この判定は、APCチャネ
ル上の電力制御信号経由でそれぞれの送信機に伝達され
る。受信機は二つの誤差信号に基づいて送信機の電力の
増加または減少の判定を下す。一方の誤差信号は信号電
力の値と同信号電力の所望値との差を示し、他方の誤差
信号は受信電力合計値の平均を示す。
電力制御という用語は、他端からAPCチャネルに受信
したAPC信号にしたがって送信機出力電力を調整する
ことを意味する。これは、SUにとっては逆方向電力制
御、RCSにとっては順方向電力制御を意味し、遠端A
PCという用語はSUにとっては順方向電力制御、RC
Sにとっては逆方向電力制御(反対端の送信電力を調整
すること)を意味する。
受け期間中は送信を停止するとともに電源をオフにして
スリープ期間に入る。スリープ期間はSUコントローラ
からの覚醒信号によって終了する。SUモデム捕捉回路
は自動的に再捕捉期間に入り、上述のとおりダウンリン
クパイロットを捕捉する処理を開始する。 [閉ループ電力制御アルゴリズム]近端電力制御は二つ
のステップ、すなわち初期送信電力を設定し、次にAP
Cを用いて遠端からの情報にしたがって送信電力を継続
的に調整する。
設定し、その後ランプアップタイマーが時間切れとなる
まで(図示せず)、またはRCSがFBCH上の対応交
通信号灯をRCSがSUの短パイロットSAXPTをロ
ックしたことを示す「赤」に変えるまで例えば1dB/
ミリ秒の速度でランプアップする。タイマーの時間切れ
は、交通信号値が最初に赤に設定されていなければ、S
AXPT送信を切断し、この場合SUは「赤」信号の検
出前よりも低速度で送信電力のランプアップを継続す
る。
スの種類およびシステム利用者の現在の数に対応して、
実験的に決定した高信頼性動作所要最小値対応の固定値
に設定する。グローバルパイロットまたはFBCHなど
のグローバルチャネルは固定の初期電力で常に送信し、
一方トラフィックチャネルはAPCに切り換える。
上または下の信号として送信される。64kb/sAPCデ
ータストリームは符号もインターリーブもしてない。
に用いる近端送信電力制御情報から成る。
次の不等式の成立時に+1、不成立時に−1を送信する
ようにする。
PNは逆拡散ずみ雑音電力であり、SNRREQは特定
の種類のサービスについての所望逆拡散信号対雑音比で
あり、
動利得制御(AGC)回路設定点である。式(33)に
おける重みα1およびα2はサービスの種類およびAP
C更新速度の各々について選択した値である。 [保守電力制御]SUのスリープ期間中にCDMA R
Fチャネルの干渉雑音電力は変化し得る。本発明はSU
の初期送信電力をCDMAチャネルの干渉雑音電力に対
して周期的に調整する保守電力制御(MPC)を含む。
MPCは、SUの信号の検出のためにSUの送信電力レ
ベルをRCS用の最低レベル近傍内に維持する処理であ
る。MPC処理は所要SU送信電力の低周波数変化を補
償する。
ャネル、すなわち逆方向リンク上の状態チャネル(ST
CH)と呼ばれるものと、順方向リンク上のチェックア
ップチャネル(CUCH)と呼ばれるものとを用いる。
これらのチャネルで伝送される信号はデータを伝送せ
ず、初期電力ランプアップに用いられる短符号の生成と
同一の方法で生成する。STCH符号およびCUCH符
号は、グローバル符号発生器の「予約された」枝路から
発生する。
ンダムな間隔で状態チャネル(STCH)で周期的に3
ミリ秒にわたり1シンボル長の拡散符号を送信する。R
CSがその系列を検出した場合は、RCSはチェックア
ップチャネル(CUCH)で次の3ミリ秒以内に1シン
ボル長の符号系列を送信することにより応答する。SU
がRCSからの応答を検出すると、SUは特定のステッ
プサイズだけ送信電力を減少させる。SUが上記3ミリ
秒の期間内にRCSからの応答を検出しなかった場合、
SUはそのステップサイズだけ送信電力を増加させる。
この方法を用いて、RCSの応答の送信をすべてのSU
で検出確率0.99を維持するに十分な電力レベルで行う。
の数の変化率はCDMAチャネルの干渉雑音電力合計値
に関連する。本発明のための保守電力更新信号の更新率
およびステップサイズは、通信理論の分野で周知の待ち
行列理論を用いて決定する。発呼処理を平均値6.0分の
指数関数的ランダム変数としてモデム化した数値計算に
より、ステップサイズ0.5dBを用いて干渉レベル変化に
追従可能にするには、SUの保守電力レベルを10秒以
内の間隔で更新する必要があることが分かる。発呼処理
を指数関数的到着時間間隔を有するポアソンランダム変
数としてモデル化し、到着速度が毎秒1利用者あたり2
×10−4、サービス速度が毎秒1/360、RCSサ
ービスエリア内の全加入者数が600とすると、数値計
算から、ステップサイズ0.5dBの場合10秒ごとの更新
率で十分であることが分かる。
に変化してMPC処理を実行するSUが周期的に行う。
このMPC特徴機能の信号処理は図26に示してあり次
のとおり行う。まずステップ2601において信号をS
UとRCSとの間で交換し、検出に必要なレベルに近い
送信電力レベルを維持する。SUはSTCHで1シンボ
ル長拡散符号を周期的に送信し、RCSはそれに応答し
てCUCHで1シンボル長拡散符号を周期的に送信す
る。
CHメッセージの送信から3ミリ秒以内に応答を受信し
た場合、SUはステップ2603において特定のステッ
プサイズだけ送信電力を減少させる。しかし、SUがS
TCHメッセージから3ミリ秒以内に応答を受信しなか
った場合、SUはステップ2604において同じステッ
プサイズだけ送信電力を増加させる。
幅、すなわちランダム処理で算定した平均10秒の時間
幅だけ待ったのちもう一つのSTCHメッセージを送信
する。
の送信電力はRCS応答に基づいて周期的に調整され、
RCSからのCUCHメッセージの送信電力は固定され
る。 [APC用論理チャネルへの電力制御信号のマッピン
グ]電力制御信号を順方向および逆方向に割り当てられ
たチャネルの送信電力レベルの制御のための特定論理チ
ャネルにマッピングする。逆方向グローバルチャネルの
制御をAPCアルゴリズムによっても行い、これらの逆
方向チャネルの信号電力対雑音電力比(SIR)を維持
するとともに、システム出力電力の安定化および最小化
を達成するようにする。本発明は受信機で他端の送信機
の出力電力の増分ずつの増減を決める閉ループ電力制御
方法を用いる。この方法は上記増減の決定をそれぞれの
送信機に送り返す。
る。処理中の呼/接続については、順方向リンク(TR
CH APCおよびOW)電力を逆方向APCチャネル
経由で送信されてきたAPCビットで制御する。呼/接
続設定処理中は、逆方向リンク(AXCH)電力は順方
向APCチャネル経由で送信されてきたAPCビットで
制御する。表13は制御対象のチャネルのための特定の
電力制御方法を要約したものである。
Wの所要SIRおよびいずれかの特定のSUのための逆
方向割当てパイロット信号を互いに比例させて固定す
る。これらのチャネルはほとんど同一のフェーディング
の影響を受け、したがって同時並行的に電力制御され
る。 [適応型順方向制御(AFPC)]AFPC処理は呼/
接続中に順方向チャネル上で所要SIRを最小限に維持
することを試みる。図27に示したAFPC再帰処理
は、ステップ2701でSUに二つの誤差信号e1およ
びe2、すなわち
と雑音電力との和であり、Pnは逆拡散ずみの雑音電力
であり、SNRREQは所与のサービスの種類に必要な
S/N比であり、Prは総受信電力測定値であり、Po
はAGC設定値である。SUモデムはステップ2702
で合成誤差信号α1e1+α2e2を生ずる。ここで、
重みα1およびα2を各サービス種類およびAPC更新
速度について選択する。ステップ2703において、S
Uはこの合成誤差信号を限定し単一のAPCビットを生
成する。ステップ2704においてSUはAPCビット
をRCSに送信し、ステップ2705においてRCSモ
デムはそのビットを受信する。ステップ2706におい
てRCSはSUへの送信電力を増加または減少させ、ア
ルゴリズムをステップ2701から反復する。 [適応型逆方向電力制御(ARPC)]ARPC処理
は、呼/接続設定中および呼/接続進行中にシステム逆
方向総出力電力を最小にするように逆方向チャネル上の
最小所望SIRを維持する。図28に示す再帰ARPC
処理は、ステップ2801でRCSモデムに二つの誤差
信号e1およびe2、すなわち
信号電力と雑音電力との和であり、Pnは逆拡散ずみ雑
音電力であり、SNRREQはそのサービス種類に所望
のS/N比であり、PrtはRCSが受信する平均総電
力の測定値であり、PoはAGC設定値である。ステッ
プ2802でRCSモデムは合成誤差信号α1e1+α
2e2を生成し、ステップ2803においてこの合成誤
差信号を限定して単一のAPCビットを算定する。ステ
ップ2804においてRCSはこのAPCビットをSU
に送信し、ステップ2805においてこのビットはSU
に受信される。最後に、ステップ2806においてSU
は受信したAPCビットにしたがってその送信電力を調
整し、アルゴリズムがステップ2801から反復され
る。
ネルの所要SIRは、チャネルフォーマット(例えば、
TRCH、OW)、サービスの種類(例えば、ISDN
B、32kbps ADPCM、POTS)、およびデータ
ビットの分布先のシンボルの数(例えば、二つの64kb
psシンボルを統合して単一の32kbps ADPCM PO
TSシンボルを生成する)の関数である。各チャネル種
類およびサービス種類に必要なSIRに対応する逆拡散
出力電力は予め決まっている。呼/接続が進行中である
間、いくつかのユーザCDMA論理チャネルが同時並行
的に活性状態にあり、これらの論理チャネルの各々はシ
ンボル周期ごとにシンボルを転送する。名目上最大のS
IRチャネルからのシンボルのSIRを測定し、閾値と
比較し、各シンボル周期ごとにAPCステップアップ/
ダウン判定に用いる。表14は、サービスの種類および
呼の種類によるAPC演算用のシンボル(および閾値)
を示す。 [APCパラメータ]APC情報は常に情報1ビットと
して伝送され、APCデータ速度はAPC更新速度と等
価である。このAPC更新速度は64kbpsである。この
速度は予想されるレイリーおよびドップラーフェーディ
ングを許容するに十分であり、アップリンクおよびダウ
ンリンクAPCチャネル内で比較的高い0.2以下のビッ
ト誤り率(BER)を許容し、したがってAPC専用の
通信容量は最小になる。
アップ/ダウンは、公称0.1から0.01dBの範囲である。
電力制御のダイナミックレンジは、本システムの一例と
しての実施例の場合、逆方向リンクで70dB、順方向リ
ンクで12dBである。 [APC情報多重化の代替の実施例]上述の専用APC
論理チャネルおよび専用OW論理チャネルを一つの論理
チャネルに一緒に多重化することもできる。APC情報
は64kbpsで連続的に送信され、OW情報はデータバー
ストの形で生ずる。代替の多重化した論理チャネルは未
符号化の非交互配置の64kbps APC情報をQPSK
信号の例えば同相チャネルに、OW情報を直交チャネル
上にそれぞれ含む。 [閉ループ電力制御実働化]呼接続期間中の閉ループ電
力制御はシステム総電力の二つの互いに異なる変動に応
答する。第1に、システムはSUの電力レベルの変化な
ど局部的振舞に応答し、第2に、システムはシステム内
の活性状態のユーザのグループ全体の電力レベルの変化
に応答する。
9に示す。図示のとおり、送信電力の調整に用いる回路
は、RCS(RCS電力制御モジュール2901として
図示)の場合もSU(SU電力制御モジュール2902
として図示)の場合も同様である。RCS電力制御モジ
ュール2901から始めると、逆方向リンクRFチャネ
ル信号はRFアンテナで受信され、復調されてCDMA
信号RMCHを生ずる。この信号RMCHは可変利得増
幅器(VGA1)2910に加えられ、この増幅器は自
動利得制御(AGC)回路2911への入力信号を生ず
る。AGC2911はVGA1 2910への可変利得
増幅器制御信号を生ずる。この信号はVGA1 291
0の出力信号のレベルをほぼ一定の値に維持する。VG
A1の出力信号は逆拡散デマルチプレクサ(demu
x)2912により逆拡散され、逆拡散ずみの利用者メ
ッセージ信号MSおよび順方向APCビットが生ずる。
この順方向APCビットは積分器2913に加えられて
順方向APC制御信号を生ずる。順方向APC制御信号
は順方向リンクVGA2 2914を制御し、順方向リ
ンクRFチャネル信号を通信用の所望レベルの最低値に
維持する。
みの利用者メッセージ信号MSの信号電力は、信号電力
測定値を生ずるように電力測定回路2915で測定す
る。VGA1の出力は、相関のない拡散符号を用いて信
号を逆拡散し逆拡散雑音信号を生ずるAUX逆拡散器に
よって逆拡散する。この信号の電力測定値を1プラス所
望S/N比(SNRR)と乗算し、閾値信号S1を生ず
る。逆拡散信号電力と閾値S1との差は減算器2916
により生ずる。この差は特定のSU送信電力レベルに関
連する誤差信号ES1である。同様に、VGA1 29
10用の制御信号は、VGA1 2910用制御信号の
速度を低下させる速度スケーリング回路2917に加え
る。スケーリング回路2917の出力信号はスケーリン
グしたシステム電力レベル信号SP1である。閾値演算
論理2918は、RCS利用者チャネル電力データ信号
RCSUSRからシステム信号閾値SSTを計算する。
スケーリングされたシステム電力レベル信号SP1の補
数とシステム信号電力閾値SSTとを加算器2919に
加え、その加算器2919が第2の誤差信号ES2を生
成する。この誤差信号はすべての活性状態のSUのシス
テム送信電力レベルに関係する。入力誤差信号ES1お
よびES2は合成器2920で合成されてデルタ変調器
(DM1)2921への合成誤差信号を生じ、DM1か
らの出力信号は値+1または−1の逆方向APCビット
ストリーム信号であり、本発明の場合は64kbpsの信号
として送信される。
加え、この拡散回路2922はスペクトラム拡散順方向
APCメッセージ信号を出力する。順方向OW信号およ
び順方向トラフィック信号は拡散回路2923、292
4に供給し、順方向トラフィックメッセージ信号1、
2、・・・Nを生ずる。順方向APC信号、順方向OW
信号およびトラフィックメッセージ信号の電力レベルを
それぞれの増幅器2925、2926および2927で
それぞれ調整して、電力レベル調整ずみの順方向APC
チャネル信号、OWチャネル信号およびTRCHチャネ
ル信号を生ずる。これらの信号を加算器2928で合成
し、VGA2 2914に加え、これにより順方向リン
クRFチャネル信号を生ずる。
リンクRFチャネル信号はSUのRFアンテナで受信さ
れ復調されて、順方向CDMA信号FMCHを生ずる。
この信号を可変利得増幅器(VGA3)2940に供給
する。VGA3の出力信号を自動利得制御回路(AG
C)2941に加え、この回路がVGA3 2940へ
の可変利得増幅器制御信号を生ずる。この信号は、VG
A3の出力信号のレベルをほぼ一定のレベルに維持す
る。VGA3 2940の出力信号は逆拡散デマルチプ
レクサ2942で逆拡散し、逆拡散利用者メッセージ信
号SUMSおよび逆方向APCビットを生ずる。逆方向
APCビットは積分器2943に加え、これによって逆
方向APC制御信号を生ずる。この逆方向APC制御信
号を逆方向APC VGA4 2944に供給し、逆方向
リンクRFチャネル信号を最低電力レベルに維持するよ
うにする。
力測定値信号発生用の電力測定回路2945に加え、こ
の電力測定値信号を加算器2946で閾値S2の補数に
加算して、誤差信号ES3を生ずる。この信号ES3は
特定のSUのRCS送信電力レベルに関連する誤差信号
である。閾値S2を得るためにAUX逆拡散器からの逆
拡散雑音電力値に1プラス所望のS/N比SNRRを乗
算する。AUX逆拡散器は、相関のない拡散符号を用い
て入力データを逆拡散し、したがってその出力は逆拡散
ずみの雑音電力を表す。
リングずみの受信電力レベルRP1発生のために、VG
A3制御信号の速度低減用の速度スケーリング回路に加
える(図29参照)。閾値演算回路はSUの測定した電
力信号SUUSRから受信信号閾値RSTを算出する。
スケーリングずみの受信電力レベルRP1の補数と受信
信号閾値RSTとを誤差信号ES4生成用の加算器に加
える。この誤差はすべての他のSUへのRCS送信電力
に関連する。入力誤差信号ES3およびES4を合成器
で合成してデルタ変調器DM2 2947に入力する。
DM2 2947の出力信号は値+1または−1の順方
向APCビットストリーム信号である。本発明の実施例
においては、この信号を64kbpsの信号として送信す
る。
回路2948に加えて、逆方向スペクトラム拡散ずみA
PC信号を生ずる。逆方向OW信号および逆方向トラフ
ィック信号も拡散回路2949、2950に入力して、
逆方向OW信号および逆方向トラフィックメッセージ信
号1、2、・・・Nを生ずる。また、逆方向パイロット
を逆方向パイロット発生器2951により発生する。逆
方向APCメッセージ信号、逆方向OWメッセージ信
号、逆方向パイロット、および逆方向トラフィックメッ
セージ信号の電力レベルを増幅器2952、2953、
2954および2955でそれぞれ調整して信号をそれ
ぞれ生じ、これら信号を加算器2956で合成して逆方
向APC VGA4 2944に入力する。逆方向リンク
RFチャネル信号を生ずるのはこのVGA4 2944
である。
期間中は本発明の閉ループ電力制御は図30に示すとお
り変形する。図示のとおり、送信電力の調整に用いる回
路は初期RCS電力制御モジュール3001として示し
たRCSと、初期SU電力制御モジュール3002とし
て示したSUとで互いに異なる。初期RCS電力制御モ
ジュール3001から始めると、逆方向リンクRFチャ
ネル信号はRFアンテナで受信され復調されて逆方向C
DMA信号IRMCH、すなわち第1の可変利得増幅器
(VGA1)3003で受信される逆方向CDMA信号
IRMCHを生ずる。VGA1の出力信号を自動利得制
御回路(AGC1)3004で検出し、この回路300
4がVGA1 3003への可変利得増幅器制御信号を
供給してVGA1の出力信号レベルをほぼ一定の値に維
持する。VGA1の出力信号を逆拡散デマルチプレクサ
3005により逆拡散して、逆拡散ずみの利用者メッセ
ージ信号IMSを生ずる。順方向APC制御信号ISE
Tは固定値に設定され、順方向リンク可変利得増幅器
(VGA2)3006に加えられて、順方向リンクRF
チャネル信号のレベルを予め決めた値に設定する。
散ずみの利用者メッセージ信号IMSの信号電力を電力
測定回路3007により測定し、その出力電力測定値を
減算器3008で閾値S3から減算して、誤差信号ES
5、すなわち特定のSUの送信電力レベルに関連する誤
差信号を生ずる。閾値S3は、AUX逆拡散器からの逆
拡散ずみの電力測定値に1プラス所望のS/N比SNR
Rを乗算して算出する。AUX逆拡散器は相関のない拡
散符号を用いて信号を逆拡散するので、その出力信号は
逆拡散ずみの雑音電力を表示する。同様に、VGA1制
御信号を、スケーリングずみのシステム信号電力レベル
信号SP2の発生のために速度スケーリング回路300
9に加えてVGA1制御信号の速度を減少させる。閾値
計算論理3010は、利用者チャネル電力データ信号
(IRCSUSR)から算出した初期システム信号閾値
(ISST)を算定する。スケーリングしたシステム電
力レベル信号SP2の補数とISSTとを加算器301
1に加え、第2の誤差信号ES6、すなわちすべての活
性状態のSUのシステム送信電力に関連する誤差信号で
ある第2の誤差信号ES6を生ずる。ISSTの値は、
特定の構造を有するシステムにとって所望の送信電力で
ある。入力誤差信号ES5およびES6を合成器301
2で合成して、デルタ変調器(DM3)3013への合
成誤差信号を生ずる。DM3は値+1または−1のビッ
トを有する初期逆方向APCビットストリーム信号を生
じ、この信号は実施例では64kbpsの信号として送信さ
れる。
回路3014に加えて初期スペクトラム拡散順方向AP
C信号を生ずる。CTCH情報を拡散器3016で拡散
して拡散ずみのCTCHメッセージ信号を生ずる。拡散
ずみのAPC信号およびCTCH信号を増幅器3015
および3017でスケーリングして合成器3018で合
成する。この合成信号をVGA2 3006に加え、こ
れによって順方向リンクRFチャネル信号を生ずる。
リンクRFチャネル信号をSUのRFアンテナで受信し
復調して初期順方向CDMA信号(IFMCH)を生
じ、その信号(IFMCH)を可変利得増幅器(VGA
3)3020に加える。VGA3の出力信号を自動利得
制御回路(AGC2)3021で検出し、これによって
VGA3 3020用の可変利得増幅器制御信号を生ず
る。この信号はVGA33020の出力電力レベルをほ
ぼ一定の値に維持する。VGA3の出力信号を逆拡散デ
マルチプレクサ3022で逆拡散する。逆拡散デマルチ
プレクサ3022は、VGA3の出力レベルに左右され
る初期逆方向APCビットを生ずる。この逆方向APC
ビットを積分器3023で処理して逆方向APC制御信
号を生ずる。この逆方向APC制御信号を逆方向APC
VGA4 3024に加えて、逆方向リンクRFチャネ
ル信号を所定の電力レベルに維持するようにする。
路3025で拡散して拡散ずみAXCHチャネル信号を
供給する。逆方向パイロット発生器3026は逆方向パ
イロット信号を供給し、AXCHの信号電力と逆方向パ
イロット信号とをそれぞれの増幅器3027および30
28でそれぞれ調整する。拡散AXCHチャネル信号お
よび逆方向パイロット信号を加算器3029で加算し
て、逆方向リンクCDMA信号を生ずる。逆方向リンク
CDMA信号は、逆方向APC VGA4 3024で受
信し、これによってRF送信機への逆方向リンクRFチ
ャネル信号出力を生ずる。 [システム容量管理]本発明のシステム容量管理アルゴ
リズムは、一つのRCS領域、すなわちセルの最大利用
者容量を最適化する。SUが最大送信電力からある値の
範囲内に入ると、そのSUは警報メッセージをRCSに
送信する。RCSはそのシステムへのアクセスを制御す
る交通信号を「赤」、すなわち上述のとおりSUによる
アクセスを禁止するフラグである「赤」に設定する。こ
の状態は、警報発生中のSUへの呼が終了するまで、ま
たは警報発生中のSUの送信電力のSUにおける測定値
が最大送信電力以下の値になるまで継続する。複数のS
Uが警報メッセージを送信している場合は、上記状態は
警報発生中のSUからすべての呼が終了するまで、また
は警報発生中のSUの送信電力のSUにおける測定値が
最大送信電力以下の値になるまで継続する。代替の実施
例では、FEC検出器からのビット誤り率測定値を監視
し、そのビット誤り率が予め決められた値よりも小さい
値になるまでRCS交通信号を「赤」に保持する。
信される電力制御情報とRCSでの受信電力測定値とを
用いる方法を含む。RCSはその送信電力レベルを測定
し、最大値に到達したことを検出し、新たな利用者を阻
止すべきタイミングを判定する。システム通話参入を準
備中のSUは、ベアラチャネル割当ての完結前にそのS
Uが最大送信電力に達した場合は自局を阻止する。
々は、自身以外の利用者すべてからみて雑音レベル上昇
の原因となり、そのために各利用者からみたS/N比
(SNR)が低下する。電力制御アルゴリズムは各利用
者について所望のSNRを維持する。したがって、他に
何ら制限がない場合は、新たな利用者のシステムへの加
入は一時的な影響を与えるのみであり、所望のSNRが
再び得られる。
ンド合成信号の実効値の測定、またはRF信号の送信電
力の測定およびその測定値のディジタル制御回路への帰
還によって行う。送信電力測定は、SUでそのSUユニ
ットが最大送信電力に達したか否かの判定のためにも行
うことができる。SU送信電力レベルは、RF増幅器の
制御信号の測定およびPOTS、FAXまたはISDN
などのサービスの種類に基づく測定値のスケーリングに
よって算定する。
てチャネル上のメッセージに含めてSUからRCSに送
信される。RCSも逆方向のAPC変化の測定によって
その状態を判定する。すなわち、RCSがSU送信電力
を増加させるようにSUにAPCメッセージを送信して
しかもRCSにおけるSU送信電力測定値が増加しない
場合は、SUは最大送信電力に達しているからである。
新たな利用者の阻止には交通信号を用いない。それらの
利用者はダイアルトーンの発信停止および時間切れによ
り阻止される。RCSはAPCチャネルで全部1の符号
(電力低下コマンド)を送信することにより、SUにそ
の送信電力を低下させる。また、RCSはCTCHメッ
セージを全く送信しないか、FSUにアクセス手順放棄
およびやり直しを強制する無効なアドレス付きのメッセ
ージを送信する。しかし、SUは交通信号が赤であるた
めにすぐには捕捉処理を開始しない。
と、SUの送信電力限界到達時と同じ方法で阻止を強化
する。RCSは、FBCH上のすべての交通信号をオフ
にして、全部1のAPCビット(電力低下コマンド)を
短符号立上げ終了ののちダイアルトーン未受信中の利用
者に送信開始し、これらの利用者にCTCHメッセージ
を全く送らないかアクセス処理放棄を強制する無効アド
レス付きメッセージを送る。
SUがAXCHの送信を開始すると、APCはAXCH
を用いてその電力制御動作を開始し、SUの送信電力は
増加する。APCの制御下で送信電力が増加している
間、その送信電力をSUコントローラが監視する。送信
電力限界に達すると、SUはアクセス手順を放棄して再
始動する。 [システム同期]RCSは図10に示すとおり回線イン
タフェースの一つ経由でPSTN網クロック信号に同期
しているか、またはRCSシステムクロック発振器、す
なわちシステム用基準タイミング信号を供給するRCS
システムクロック発振器に同期している。グローバルパ
イロットチャネル、したがってCDMAチャネル内のす
べての論理チャネルはRCSのシステムクロック信号に
同期している。グローバルパイロット(GLPT)はR
CSによって送信され、RCS送信機でタイミングを画
定する。
ク発振器に従属して動作する。しかし、SUタイミング
は伝搬遅延により遅れる。本発明のこの実施例では、S
Uモデムは64KHzおよび8KHzのクロック信号をCD
MA RF受信チャネルから抽出し、PLL発振器回路
で2MHzおよび4MHzのクロック信号を生ずる。
ASPTはSU受信機のタイミングに従属する。
またはASPTに同期するが、そのタイミングは伝搬遅
延により遅れる。したがって、RCS受信機のタイミン
グは伝搬遅延の2倍だけ遅れたRCS送信機のタイミン
グである。
S)受信機から受信した基準を介して同期をとることも
できる。その種のシステムでは、各RCSの中のGPS
受信機が基準クロック信号をRCSのすべてのサブモジ
ュールに供給する。各RCSはGPSから同じ時間基準
を受けるので、RCSのすべてにおけるシステムクロッ
ク信号全部が同期する。
たが、本発明が請求の範囲記載の本発明の範囲から逸脱
することなく上記実施例への改変を伴って実施され得る
ことは当業者には理解されよう。
ブロック図。
に適した36段線形帰還シフトレジスタのブロック図。
図解する回路ブロック図。
列を生ずるための回路を有する本発明の符号発生器の例
のブロック図。
発生回路の代替の実施例。
レーション点のグラフ。
レーション点のグラフ。
する方法を実行する回路の例のブロック図。
クするトラッキング回路のブロック図。
ラックするトラッキング回路のブロック図。
の捕捉決定方法を実行する本発明の回路の例のブロック
図。
キング回路およびディジタル位相同期ループ、および重
みづけ係数の発生器を有する本発明のパイロットレーキ
(rake)フィルタの例のブロック図。
の適応ベクトル相関器および整合フィルタの例のブロッ
ク図。
適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実
施例のブロック図。
適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実
施例のブロック図。
ブロック図。
素のブロック図。
プレクサの例の構成要素のブロック図。
(WAC)の例の構成要素のブロック図。
ニット(MIU)の例の構成要素のブロック図。
号生成回路を示す高レベルブロック図。
ック図。
ルタの例のブロック図。
ーキの例のブロック図。
トレーキの例のブロック図。
C)の例のブロック図。
および電力増幅器の例のブロック図。
ック図。
するために本発明で用いる入来着信呼要求のための呼形
成アルゴリズムの例の流れ図。
するために本発明で用いる送出発信呼要求のための呼形
成アルゴリズムの例の流れ図。
れ図。
例の流れ図。
例の流れ図。
電力制御システムの例のブロック図。
閉ループ電力制御システムの例のブロック図。
トローラ FBCH 高速一斉通報チャネル FDM 周波数分割多重 FD/TDMA 周波数分割時分割多元接続 FDMA 周波数分割多元接続 FEC 順方向誤差補正 FSK 周波数偏移 FSU 固定加入者ユニット GC グローバルチャネル GLPT グローバルパイロット GPC グローバルパイロット符号 GPSK ガウス位相偏移 GPS 全地球測位システム HPPC 高電力受動成分 HSB 高速バス I 同相 IC インタフェースコントローラ ISDN 総合サービスディジタル網 ISST 初期システム信号しきい値 LAXPT 長接続パイロット LAPD リンク接続プロトコル LCT ローカルクラフトターミナル LE 市内交換 LFSR 線形帰還シフトレジスタ LI ラインインタフェース LMS 最小二乗平均 LOL 符号ロック外れ LPF 低域フィルタ LSR 線形シフトレジスタ MISR モデム入力信号受信機 MIU モデムインタフェースユニット MM 移動度管理 MOI モデム出力インタフェース MPC 維持電力制御 MPSK M次位相偏移 MSK 最小偏移 MSU 移動加入者ユニット NE 網要素 OMS 稼動および保守システム OS オペレーションズシステム OQPSK オフセット直交位相偏移 OW オーダワイヤ PARK 携帯接続権利キー PBX 構内交換機 PCM パルス符号変調 PCS パーソナル通信サービス PG パイロット発生器 PLL 位相同期ループ PLT パイロット PN 擬似雑音 POTS 従来型電話サービス PSTN 公衆交換網 Q 直交 QPSK 直交位相偏移 RAM ランダムアクセスメモリ RCS 無線搬送波局 RDI 受信機データ入力回路 RDU 無線分配ユニット RF 無線周波数 RLL 無線加入回線 SAXPT 短接続チャネルパイロット SBCH 低速一斉通報チャネル SHF 超高周波 SIR 信号電力対インタフェース雑音
電力比 SLIC 加入者回線インタフェース回路 SNR 信号対雑音比 SPC サービスPC SPRT 逐次確率比率試験 STCH ステータスチャネル SU 加入者ユニット TDM 時分割多重化 TMN 通信管理ネットワーク TRCH トラフィックチャネル TSI 時間スロット交換装置 TX 送信 TXIDAT I−モデム送信データ信号 TXQDAT Q−モデム送信データ信号 UHF 極超短波 VCO 電圧制御発振器 VDC ビデオ分配回路 VGA 可変利得増幅器 VHF 超短波 WAC 無線接続コントローラ 101 基地局(BS) 102 無線分配ユニット(RDU) 103 加入者線交換機(LE) 104、105、110 無線搬送波局(RCS) 111、112、115 固定加入者局ユニット 117、118 移動加入者局ユニット 161−165 無線リンク 201 36段線形帰還シフトレジスタ
(LFSR) 202 フィードフォワード(FF)回路 213−220 二進法加算器 301 整合フィルタ 302 サンプリング回路 303 チップ符号発生器 304 トラッキング回路 401、501 A−D変換器 402、403、502、503 相関バンク適応整
合フィルタ 404、405、504、505 加算/ダンプバン
ク 406、407、506、507 計算器バンク 408、409、510、511 加算器 410、512 減算器 508、509 重みづけバンク 601 相関器 602 逆拡散器 603 補正手段 604 チャネル評価手段 605 加算器 606 捕捉判定手段 607 トラッキング回路 608 ローカルパイロット符号発生器 701、702、703、801、802、803
相関器 704、705、706、804、805、806
乗算器 708、709、710、808、809、810
加算/ダンプ回路 711、712、713 低域フィルタ 714、715、716、717、718、 719、817、818、819 乗算器 720、820 主加算器 830 符号系列発生器 831 シフトレジスタ 840 加算回路 841 乗算器 842 加算/ダンプ回路 850 位相同期ループ 870 A−D変換器 872 L段遅延線 874 乗算器バンク 876 加算器 878 乗算器 920 無線アクセスコントローラ(WA
C) 931、932、933 モデムインタフェースユ
ニット(MIU) 940 ビデオ分配回路(VDC) 1001 システムクロック源 1002 回線PCMハイウェイ 1004 インタフェース線路 1010 MUXコントローラ 1011 MUX線路インタフェース 1012 E1インタフェース 1015 回線インタフェースフレーマー 1016 PCMインタフェース 1101 時間スロット交換機(TSI) 1102、1103、1104、1105 PCM
ハイウェイ 1111 無線アクセスコントローラ(W
AC) 1210−1215 CDMAモデム 1230 MIUコントローラ 1232 送信データ合成器 1233 IおよびQマルチプレクサ 1234 受信データ入力回路(RDI) 1235 自動利得制御分配回路(AG
C) 1304 符号発生手段 1410 モデム入力信号受信装置(MI
SR) 1411−1414 畳込み符号化装置 1420−1424 拡散装置 1430 被変調データ合成器 1601 7ビットシフトレジスタ 1602、1603 排他的論理和回路 2110 分配インタフェース(DI) 2150 データ合成回路 2301 RF部 2304 スプリッタ/アイソレータ 2310 加入者回路インタフェース
Claims (8)
- 【請求項1】スペクトラム拡散通信システムの拡散符号
位相を、第1の拡散符号系列を含む伝送同位相(I)符
号信号および第2の拡散符号系列を含み前記伝送I符号
信号との間で所定の相互符号系列位相関係値を有する伝
送直交位相(Q)符号信号を有する伝送符号信号に急速
に同期させる高速捕捉装置であって、 前記伝送符号信号を受信するとともに前記受信符号信号
から前記伝送I符号信号および前記伝送Q符号信号を分
離する受信手段と、 符号系列と前記伝送符号信号との間の相関をとる相関手
段であってI符号信号相関器およびQ符号信号相関器を
備える相関手段と、 符号制御信号値に応答してI符号位相値を有するI符号
系列のローカル部分とQ符号位相値を有するQ符号系列
のローカル部分とを発生するローカル符号系列発生器
と、 前記I符号信号相関器、前記Q符号信号相関器および前
記ローカル符号系列発生器に接続され、符号系列ロック
を判定し達成し維持するコントローラであって、前記I
符号信号相関器が前記I符号系列のローカル部分と前記
伝送I符号信号との間の相関をとり、前記I符号系列の
前記ローカル部分の前記I符号位相値と前記伝送I符号
信号の符号位相値とが一致する符号位相値を有する場合
にIハイ値を発生し、前記Q符号信号相関器が前記Q符
号系列の前記ローカル部分と前記伝送Q符号信号との間
の相関をとり、前記Q符号系列の前記ローカル部分の前
記Q符号位相値と前記伝送Q符号信号の符号位相値とが
一致する符号位相値を有する場合にQハイ値を発生する
コントローラとを含む高速捕捉装置において、 前記コントローラが、前記Iハイ値に応答して前記I符
号系列の前記ローカル部分の前記I符号位相値をロック
するとともに前記Q符号系列の前記ローカル部分の前記
Q符号位相値を設定するように符号制御信号値を発生
し、前記Qハイ値に応答して前記Q符号系列の前記ロー
カル部分の前記Q符号位相値をロックするとともに前記
I符号系列の前記ローカル部分の前記I符号位相値を設
定するように符号制御信号値を発生し、 前記コントローラが、前記Iハイ値および前記Qハイ値
の不在に応答して、前記I符号位相値および前記Q符号
位相値を調節する前記符号制御信号値を発生する高速捕
捉装置。 - 【請求項2】前記第1の拡散符号系列が前記第2の拡散
符号シーケンスと等価であり、前記伝送I符号信号およ
び前記伝送Q符号信号がそれぞれの符号位相を同一にし
ない所定の相互符号系列位相関係を有する請求項1記載
の高速捕捉装置。 - 【請求項3】前記第1の拡散符号系列および前記第2の
拡散符号系列の各々を長さLの符号チップからなる複数
の高速捕捉系列から選び、前記高速捕捉系列の各々が長
さNの符号チップを有する短符号部分と長さMの符号チ
ップを有する長符号部分とを含むとともに、前記短符号
部分が反復的に現れるlog2Lの位相の平均サーチ値
を有し、 前記I符号系列の前記ローカル部分が前記高速捕捉系列
それぞれの短符号部分に等価なI系列を含み、前記Q符
号系列のローカル部分が前記高速捕捉系列の短符号部分
に等価なQ系列を含み、 前記I符号信号相関器が、前記I符号系列のローカル部
分のI符号位相値および前記伝送I符号信号の符号位相
が前記第1の拡散符号系列の各短符号系列の1回の発生
と同位相のI系列に対応する符号位相値を有する場合に
I中間値を発生する手段をさらに含み、 前記Q符号信号相関器が、前記Q符号系列のローカル部
分のQ符号位相値および前記伝送Q符号信号の符号位相
が前記第2の拡散符号系列の各短符号系列の1回の発生
と同位相のQ系列に対応する符号位相値を有する場合に
Q中間値を発生する手段をさらに含み、 前記コントローラが、前記I中間値ならびに前記Iハイ
値および前記Qハイ値の不在に応答して前記I符号位相
値および前記Q符号位相値を調節する符号制御信号値を
発生し、前記I符号系列のローカル部分の各ローカル短
符号系列部分を前記第1の拡散符号系列の短符号系列の
各発生時点のそれぞれと同位相に維持し、前記Q中間値
ならびに前記Iハイ値および前記Qハイ値の不在に応答
して、前記I符号位相値および前記Q符号位相値を調節
する符号制御信号値を発生し、前記Q符号系列のローカ
ル部分の各Q系列を前記第2の拡散符号系列の短符号系
列の各発生時点のそれぞれと同位相に維持する請求項1
記載の高速捕捉装置。 - 【請求項4】前記短符号部分が長さN(Nは偶数の整
数)の符号チップを有し、前記長符号部分が長さM(M
は奇数の整数)の符号チップを有する請求項3記載の高
速捕捉装置。 - 【請求項5】前記短符号部分が長さN(Nは奇数の整
数)の符号チップを有し、前記長符号部分が長さM(M
は偶数の整数)の符号チップを有する請求項3記載の高
速捕捉装置。 - 【請求項6】前記高速捕捉系列の各々が長さNの符号チ
ップを有する短符号部分および長さMの符号チップを有
する長符号部分を含み、前記複数の高速捕捉系列が長さ
Lの符号チップを有する(L、MおよびNは整数であ
り、LはMとNの積である)請求項3記載の高速捕捉装
置。 - 【請求項7】前記高速捕捉系列の各々が長さNの符号チ
ップを有する短符号部分および長さMの符号チップを有
する長符号部分を含み、前記複数の高速捕捉系列が長さ
Lの符号チップを有する(L、MおよびNは整数であ
り、LはMとNの最小公倍数に等しい)請求項3記載の
高速捕捉装置。 - 【請求項8】前記第1の拡散符号系列および前記第2の
拡散符号系列が前記複数の高速捕捉系列から選んだ互い
に等価の高速捕捉系列である請求項3記載の高速捕捉装
置。
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