WO2012121185A1

WO2012121185A1 - アンテナ装置及び通信端末機器

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Publication number: WO2012121185A1
Application number: PCT/JP2012/055505
Authority: WO
Inventors: 加藤　登
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2011-03-08
Filing date: 2012-03-05
Publication date: 2012-09-13
Also published as: US8797225B2; US20140009361A1; JP5630566B2; JPWO2012121185A1

Abstract

　放射素子や筺体の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、かつ、利得の大きなアンテナ装置及び通信端末機器を得る。　平板状放射素子（２１）と、平板状放射素子（２１）を囲むように設けられた枠状放射素子（１１）と、平板状放射素子（２１）と枠状放射素子（１１）との間に接続された給電部（２５）とを備えたアンテナ装置。前記平板状放射素子（２１）が筺体内に配置された通信端末機器。

Description

アンテナ装置及び通信端末機器

　本発明は、アンテナ装置、特に、携帯電話などの移動体通信端末機器に搭載されるアンテナ装置及び通信端末機器に関する。

　近年、移動体通信端末機器に搭載されるアンテナ装置として、特許文献１，２，３に記載されているように、端末筺体の内部に配置した金属体（プリント配線基板のグランド板など）を放射素子として利用する筺体ダイポールアンテナが提案されている。この種の筺体ダイポールアンテナでは、折りたたみ式やスライド式の携帯通信端末機器における二つの筺体グランド板（本体部筺体のグランド板と蓋体部筺体のグランド板）に差動給電することでダイポールアンテナと同等の性能を得ることができる。また、筺体に設けたグランド板を放射素子として利用しているため、別途専用の放射素子を設ける必要がなく、携帯通信端末機器の小型化を図ることができる。

　しかしながら、前記筺体ダイポールアンテナでは、放射素子として用いているグランド板の形状や筺体の形状さらには近接する金属体（近接配置されている電子部品やヒンジ部品など）の配置状況などに応じてグランド板のインピーダンスが変化してしまう。それゆえ、高周波信号のエネルギーロスをできる限り小さくするために、機種ごとにインピーダンスマッチング回路を設計する必要があった。また、折りたたみ式やスライド式の携帯通信端末機器では、本体部筺体と蓋体部筺体の位置関係（例えば、折りたたみ式では蓋体部を閉じた状態と開いた状態）に応じてグランド板やインピーダンスマッチング回路のインピーダンスが変化してしまい、特に、筺体を閉じた状態では大きな利得が得られにくいという問題点を有していた。

特開２００４－１７２９１９号公報特開２００５－６０９６号公報特開２００８－１１８３５９号公報

　そこで、本発明の目的は、放射素子や筺体の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、かつ、利得の大きなアンテナ装置及び通信端末機器を提供することにある。

　本発明の第１の形態であるアンテナ装置は、
　平板状放射素子と、
　前記平板状放射素子を囲むように設けられた枠状放射素子と、
　前記平板状放射素子と前記枠状放射素子との間に接続された給電部と、
　を備えたことを特徴とする。

　本発明の第２の形態である通信端末機器は、
　筺体内に配置された平板状放射素子と、
　前記平板状放射素子を囲むように前記筺体の内側面又は外側面に沿って設けられた枠状放射素子と、
　前記平板状放射素子と前記枠状放射素子との間に接続された給電部と、
　を備えたことを特徴とする。

　前記アンテナ装置においては、給電部に対して、平板状放射素子を第１放射素子とし、枠状放射素子を第２放射素子とするダイポール型アンテナが形成される。それゆえ、平板状放射素子と枠状放射素子との容量性結合を抑制しつつ枠状放射素子のアンテナ実効面積を大きくすることができ、利得が大きくなる。

　本発明によれば、平板状放射素子を第１放射素子とし、枠状放射素子を第２放射素子とするダイポール型アンテナが形成されるため、放射素子や筺体の形状、近接部品の配置状況などに影響されることがなくなり、高周波信号の周波数が安定化し、かつ、利得が大きくなる。

通信端末機器の第１実施例を示し、（Ａ）は通信端末機器の内部構成の概略斜視図、（Ｂ）は模式的な平面図である。通信端末機器の第１実施例における放射素子と筺体との配置関係を示し、（Ａ）は平面図、（Ｂ）は斜視図である。通信端末機器の第１実施例に搭載されたアンテナ装置における放射電界強度を示す模式図である。通信端末機器の第２実施例を示し、（Ａ）は概略斜視図、（Ｂ）は模式的な平面図である。通信端末機器の第３実施例を示す斜視図である。通信端末機器の第４実施例を示す斜視図である。通信端末機器の第５実施例を示す斜視図である。通信端末機器の第６実施例を示す斜視図である。周波数安定化回路の第１例を示し、（Ａ）は等価回路図、（Ｂ）は動作原理図、（Ｃ）はフィルタとしての視点から描いた回路図である。（Ａ）～（Ｄ）は周波数安定回路の第１例を用いたアンテナ装置の通過特性を示すグラフである。積層体として構成された周波数安定化回路を示し、（Ａ）は表面側の斜視図、（Ｂ）は裏面側の斜視図である。積層体として構成された周波数安定化回路の第１構成例を分解して示す斜視図である。図１２に示す周波数安定化回路の動作原理を示す説明図である。積層体として構成された周波数安定化回路の第２構成例を分解して示す斜視図である。周波数安定化回路の第２例を示す等価回路図である。積層体として構成された周波数安定化回路の第３構成例を分解して示す斜視図である。積層体として構成された周波数安定化回路の第４構成例を分解して示す斜視図である。周波数安定化回路の第３例を示す等価回路図である。周波数安定化回路の第４例を示す等価回路図である。周波数安定化回路の第５例を示す等価回路図である。周波数安定化回路の第６例を示す等価回路図である。周波数安定化回路の第６例の応用例を示す等価回路図である。周波数安定化回路の第７例を示し、（Ａ）は等価回路図、（Ｂ）は動作説明図である。

　以下、本発明に係るアンテナ装置及び通信端末機器の実施例について、添付図面を参照して説明する。なお、各図面において、同じ部材、部分には共通する符号を付し、重複する説明は省略する。

　（第１実施例、図１及び図２参照）
　携帯通信端末機器１Ａは、ワンセグ受信用（４７０～７７０ＭＨｚ）の端末であって、図１及び図２に示すように、第１の筺体２の内部に設けたプリント配線板２０に配置されたグランド電極として機能する平板状放射素子２１と、該平板状放射素子２１を囲むように第１の筺体２の内側面に沿って設けられた枠状放射素子１１と、平板状放射素子２１と枠状放射素子１１との間に接続された給電部２５とを備えたアンテナ装置を有している。給電部２５は、無線信号を処理するための給電回路３０と以下に詳述する周波数安定化回路３５とを含んでいる。平板状放射素子２１及び枠状放射素子１１は周波数安定化回路３５を介して給電回路３０に接続されている（図１（Ｂ）参照）。

　なお、端末機器１Ａは第１の筺体２に加えて蓋部材として機能する図示しない第２の筺体を備えている。第２の筺体は第１の筺体２に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。また、プリント配線板２０上には、通信端末機器として必要なＩＣ回路部品５やチップタイプの電子部品６などが多数搭載されている。

　平板状放射素子２１及び枠状放射素子１１は金属箔などの薄膜、金属の蒸着膜あるいは導電ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成することができる。枠状放射素子１１は線材を用いてもよい。なお、平板状放射素子２１としては、プリント配線板２０に設ける以外に、筺体２の金属製裏蓋や筺体２に内蔵されている電池の金属製被覆膜などを用いてもよい。

　平板状放射素子２１と枠状放射素子１１は、給電回路３０から周波数安定化回路３５を介して差動給電することでダイポール型アンテナとほぼ同等の性能を発揮する。給電回路３０はＲＦ回路やＢＢ回路のような信号処理回路を有しており、半導体集積回路として構成されている。即ち、このアンテナ装置においては、給電部２５に対して、平板状放射素子２１を第１放射素子とし、該第１放射素子の中心と少なくとも一部で空間部Ａを有するように枠状放射素子１１を第２放射素子とするダイポール型アンテナが形成される。それゆえ、平板状放射素子２１と枠状放射素子１１とが容量性結合しつつ枠状放射素子１１がアンテナとして機能する。このアンテナ形状で携帯電話機を構成すると、平板状放射素子２１に手が触れることができないので、枠状放射素子１１を携帯電話機の最外部に配置した場合、該枠状放射素子１１に人体が触れることになっても、平板状放射素子２１と枠状放射素子１１との間の容量性結合に変化がなく、安定したアンテナ側性を示す。本アンテナ装置では、図３に模式的に示す放射電界強度が得られる。図３における矢印Ｘ，Ｙ，Ｚは８５０ＭＨｚ帯における図１に示す矢印Ｘ，Ｙ，Ｚに対応する。即ち、Ｙ方向への利得がやや小さくなるものの、Ｘ，Ｙ，Ｚ方向のいずれにも十分な利得が得られていることが分かる。なお、図示はしないが、特に２ＧＨｚ帯では、Ｘ，Ｙ，Ｚ方向のいずれの利得も十分に大きい。

　一方、周波数安定化回路３５は、給電回路３０と平板状放射素子２１及び枠状放射素子１１との間に設けられ、放射素子２１，１１から送信される高周波信号、あるいは、放射素子２１，１１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、放射素子２１，１１の形状、筺体２の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の携帯通信端末機器にあっては、筺体の開閉状態に応じて、放射素子２１，１１のインピーダンスが変化しやすいが、周波数安定化回路３５を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。周波数安定化回路３５の詳細については以下に図９～図２３を参照して説明する。

　（第２実施例、図４参照）
　携帯通信端末機器１Ｂは、図４に示すように、枠状放射素子１１の一部分をギャップ１２によって分離したものであり、他の構成は前記第１実施例と同様である。ギャップ１２の対向部分に電位差を生じて該対向部分の電界が強くなる。それゆえ、ギャップ１２の位置を調整することによりアンテナとしての指向性をコントロールできる。また、枠状放射素子１１をギャップ１２にて比較的短い線路長Ｘ１の放射部１１ａと、比較的長い線路長Ｘ２の放射部１１ｂに分割することにより、使用周波数帯に応じて線路長Ｘ１の放射部１１ａをハイバンド側の周波数帯に対応させ、放射部１１ａ，１１ｂ（線路長Ｘ１＋Ｘ２）をローバンド側の周波数帯に対応させることができる。本第２実施例における他の作用効果は第１実施例と同様である。

　（第３実施例、図５参照）
　携帯通信端末機器１Ｃは、図５に示すように、枠状放射素子１１を筺体２の外側面であって上縁部の周囲に斜線を付して示すように設けたものである。本第３実施例の他の構成は前記第１実施例と同様であり、作用効果も同様である。

　（第４実施例、図６参照）
　携帯通信端末機器１Ｄは、図６に示すように、枠状放射素子１１を筺体２の外側面であって中段部の周囲に斜線を付して示すように設けたものである。本第４実施例の他の構成は前記第１実施例と同様であり、作用効果も同様である。

　（第５実施例、図７参照）
　携帯通信端末機器１Ｅは、図７に示すように、平板状放射素子２１を筺体２の下面全体に斜線を付して示すように設け、枠状放射素子１１を筺体２の外側面であって上段部の周囲に斜線を付して示すように設けたものである。本第５実施例の他の構成は前記第１実施例と同様であり、作用効果も同様である。

　（第６実施例、図８参照）
　携帯通信端末機器１Ｆは、図８に示すように、平板状放射素子２１を筺体２の上面全体に斜線を付して示すように設け、枠状放射素子１１を筺体２の外側面であって下段部の周囲に設けたものである。本第６実施例の他の構成は前記第１実施例と同様であり、作用効果も同様である。

　（周波数安定化回路の第１例、図９～図１４参照）
　前記アンテナ装置に用いられる周波数安定化回路（スタビライザー回路とも称する）３５は、図９（Ａ）に示すように、給電回路３０に接続された一次側リアクタンス回路と、該一次側リアクタンス回路と電界又は磁界を介して結合する二次側リアクタンス回路とで構成されている。一次側リアクタンス回路は、第１リアクタンス素子及び該第１リアクタンス素子に直列接続された第２リアクタンス素子を含む一次側直列回路３６にて構成されている。二次側リアクタンス回路は、第１リアクタンス素子と結合する第３リアクタンス素子及び該第３リアクタンス素子に直列接続されて第２リアクタンス素子と結合する第４リアクタンス素子を含む二次側直列回路３７にて構成されている。具体的には、第１リアクタンス素子は第１インダクタンス素子Ｌ１で構成されており、第２リアクタンス素子は第２インダクタンス素子Ｌ２で構成されており、第３リアクタンス素子は第３インダクタンス素子Ｌ３で構成されており、第４リアクタンス素子は第４インダクタンス素子Ｌ４で構成されている。

　一次側直列回路３６の一方端（第１インダクタンス素子Ｌ１の一端）は給電回路３０に接続され、二次側直列回路３７の一方端（第３インダクタンス素子Ｌ３の一端）は枠状放射素子１１に接続されている。一次側直列回路３６の他方端（第２インダクタンス素子Ｌ２の他端）及び二次側直列回路３７の他方端（第４インダクタンス素子Ｌ４の他端）は、平板状放射素子２１に接続されている。

　図９（Ｂ）に示すように、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは互いに同相で磁界結合及び電界結合しており、同じく、第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４とは互いに同相で磁界結合及び電界結合している。つまり、第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２によって閉磁路が形成され、これらのインダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２は主に電磁界を介して結合し、磁界結合によって流れる電流と電界結合によって流れる電流の方向が一致するようにパターン配線している。また、第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４によって閉磁路が形成され、これらのインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４は主に電磁界を介して結合し、磁界結合によって流れる電流と電界結合によって流れる電流の方向が一致するようにパターン配線している。また、第１インダクタンス素子Ｌ１と第３インダクタンス素子Ｌ３とは互いに逆相で結合し、磁界結合によって流れる電流と電界結合によって流れる電流の方向が一致するようにパターン配線しており、同様に、第２インダクタンス素子Ｌ２と第４インダクタンス素子Ｌ４とは互いに逆相で結合し、磁界結合によって流れる電流と電界結合によって流れる電流の方向が一致するようにパターン配線している。つまり、第１及び第３インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３並びに第２及び第４インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４は、それぞれ閉磁路を形成し、これらの閉磁路どうしが、つまり、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７とが主に電磁界を介して結合し、電界結合と磁界結合が同じ方向に電流を流すので、磁界のみの結合又は電界のみの結合に比べて強い電磁界結合を得ている。なお、「電磁界を介して結合」とは、電界を介しての結合、磁界を介しての結合、又は電界・磁界の両者を介しての結合を意味する。

　以上の構成からなる周波数安定化回路３５において、給電回路３０から一次側直列回路３６に流れ込んだ高周波信号電流は、第１インダクタンス素子Ｌ１に導かれるとともに、各インダクタンス素子がコイルパターンで形成されている場合、誘導磁界を介して二次電流として第３インダクタンス素子Ｌ３に導かれる。また、第２インダクタンス素子Ｌ２に導かれた高周波信号電流は誘導磁界を介して二次電流として第４インダクタンス素子Ｌ４に導かれる。その結果、高周波信号電流は図９（Ｂ）に矢印で示す方向に流れることになる。

　つまり、一次側直列回路３６では、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とが直列かつ同相で接続されているため、第１インダクタンス素子Ｌ１及び第２インダクタンス素子Ｌ２に電流が流れると、各インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２間に閉磁路が形成される。同様に、二次側直列回路３７においても、第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４とが直列かつ同相で接続されているため、第３インダクタンス素子Ｌ３及び第４インダクタンス素子Ｌ４に、一次側直列回路３６で生じた閉磁路によって誘導電流が流れると、各インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４間に閉磁路が形成される。

　そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは前述のように閉磁路を形成するようになり、同相で結合しているので、一次側直列回路３６のトータルのインダクタンス値は、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値と第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンス値を単純に足したインダクタンス値よりも小さく見えるようになる。一方、第１インダクタンス素子Ｌ１と第３インダクタンス素子Ｌ３とは、相互インダクタンスを介して結合しており、この相互インダクタンス値は第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値と第３インダクタンス素子Ｌ３のインダクタンス値とを足したインダクタンス値になる。第２インダクタンス素子Ｌ２と第４インダクタンス素子Ｌ４との関係も同様である。

　即ち、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との間に形成される相互インダクタンス値の総和は、一次側直列回路３６又は二次側直列回路３７のインダクタンス値に対して相対的に大きく見えるため、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との結合度が見掛け上高くなる。つまり、一次側直列回路３６及び二次側直列回路３７における磁界は閉磁路をそれぞれ形成するので、直列回路３６の全体のインダクタンス値（＝Ｌ１＋Ｌ２－ｋ１Ｌ１－ｋ２Ｌ２)及び直列回路３７の全体のインダクタンス値（＝Ｌ３＋Ｌ４－ｋ１Ｌ３－ｋ２Ｌ４)を生じ、二次側直列回路３７には一次側直列回路３６にて生じた磁界を打ち消す方向の電流（例えば変位電流と同じ）と同じ方向の電流が流れる。よって、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７それぞれにおける電力が漏洩することがほとんどないうえに、直列回路３６と直列回路３７の全体の相互インダクタンス値（＝ｋ１Ｌ１＋ｋ１Ｌ３＋ｋ２Ｌ２＋ｋ２Ｌ４)は、直列回路３６の全体のインダクタンス値（＝Ｌ１＋Ｌ２－ｋ１Ｌ１－ｋ２Ｌ２）及び直列回路３７の全体のインダクタンス値（＝Ｌ３＋Ｌ４－ｋ１Ｌ３－ｋ２Ｌ４)に対して大きくなるので、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７の結合度が高くなる。これにより、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７の結合度は、０．７以上、さらには、１．０以上（特に周波数によっては結合度２．０）と高い結合度を得ることができる。なお、ｋ１はＬ１とＬ３との結合係数、ｋ２はＬ２とＬ４との結合係数である。

　前記周波数安定化回路３５では、主に、一次側直列回路３６にて給電回路３０側とのインピーダンスマッチングが図られ、二次側直列回路３７にて枠状放射素子１１側とのインピーダンスマッチングが図られるため、即ち、一次側直列回路３６のインピーダンスと二次側直列回路３７のインピーダンスをそれぞれ独立して設計できるようになるため、インピーダンスを容易に整合させることができる。

　図９（Ｂ）に示した等価回路をフィルタとしての視点で描くと図９（Ｃ）のようになる。キャパシタンス素子Ｃ１は第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２で形成される線間容量であり、キャパシタンス素子Ｃ２は第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４で形成される線間容量である。また、キャパシタンス素子Ｃ３は一次側直列回路３６と二次側直列回路３７で形成される線間容量（寄生容量）である。即ち、一次側直列回路３６にてＬＣ並列共振回路Ｒ１が形成され、二次側直列回路３７にてＬＣ並列共振回路Ｒ２が形成されることになる。

　そして、ＬＣ並列共振回路Ｒ１における共振周波数をＦ１、ＬＣ並列共振回路Ｒ２における共振周波数をＦ２とすると、Ｆ１＝Ｆ２の場合で給電回路３０からの高周波信号は図１０（Ａ）に示す通過特性を示す。第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２、第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４をそれぞれ逆相で結合させることにより、Ｌ１+Ｌ２及びＬ３+Ｌ４が小さくなるので、それぞれのインダクタンス素子Ｌ１～Ｌ４のインダクタンス値を大きくしても共振周波数が下がらないのでＬ１～Ｌ４を大きくすることができる。それゆえ、広帯域な通過特性を得ることができる。そして、第１放射素子１１からの高周波信号は、図１０（Ｂ）に示すように、曲線Ａで示す広帯域な通過特性が得られる。このメカニズムは必ずしも明らかではないが、ＬＣ並列共振回路Ｒ１，Ｒ２が結合しているので、縮退が解けるためと思われ、ΔＦは共振回路Ｒ１，Ｒ２の結合度によって決まる。即ち、結合度に比例して広帯域化が可能である。

　一方、Ｆ１≠Ｆ２の場合で給電回路３０からの高周波信号は図１０（Ｃ）に示す通過特性を示す。枠状放射素子１１からの高周波信号は、図１０（Ｄ）に示すように、曲線Ｂで示す広帯域な通過特性が得られる。これもＬＣ並列共振回路Ｒ１，Ｒ２が結合しているので、縮退が解けるためと思われる。共振回路Ｒ１，Ｒ２の結合度が大きければブロードで広帯域の通過特性となる。

　このように、周波数安定化回路３５自身が持つ共振特性を利用してインピーダンス整合などの周波数特性を決めているので、周波数のずれが生じにくい。また、広帯域な通過特性を得ることで、多少インピーダンスが変化しても、通過帯域を確保することができる。即ち、放射素子のサイズや形状、さらには放射素子の環境によらずに、送受信される高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。また、周波数安定化回路３５は閉磁路で形成されているのでシールドパターンが共振回路の上下部にあってもよい。これによりさらに外部環境による特性変化が小さくなる。

　前記周波数安定化回路３５は、図１１に示すチップ型の積層体４０として構成することができる。この積層体４０は誘電体又は磁性体からなる複数の基材層を積層したもので、その裏面には給電回路３０に接続される給電端子４１、平板状放射素子２１に接続されるグランド端子４２、枠状放射素子１１に接続されるアンテナ端子４３が設けられている。裏面には、それ以外に、実装のために用いられるＮＣ端子４４も設けられている。なお、積層体４０の表面に、必要に応じてインピーダンス整合用のチップ型インダクタやチップ型コンデンサを搭載してもよい。このように構成する場合、搭載したインダクタやコンデンサを変更するだけで、様々な入出力インピーダンスに対応できる。また、積層体４０内に電極パターンでインダクタンス素子やコンデンサ素子を形成してもよい。

　ここで、前記積層体４０に内蔵された周波数安定化回路３５の第１構成例を図１２を参照して説明する。この第１構成例は、最上層の基材層５１ａに導体６１が形成され、２層目の基材層５１ｂに第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２となる導体６２が形成され、３層目の基材層５１ｃに第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２となる二つの導体６３，６４が形成されている。４層目の基材層５１ｄに第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４となる二つの導体６５，６６が形成され、５層目の基材層５１ｅに第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４となる導体６７が形成されている。さらに、６層目の基材層５１ｆにグランド導体６８が形成され、７層目の基材層５１ｇの裏面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。なお、最上層の基材層５１ａ上には図示しない無地の基材層が積層される。

　導体６１～６８としては、銀や銅などの導電性材料を主成分として形成することができる。基材層５１ａ～５１ｇとしては、誘電体であればガラスセラミック材料、エポキシ系樹脂材料などを用いることができ、磁性体であればフェライトセラミック材料やフェライトを含有する樹脂材料などを用いることができる。基材層用の材料としては、特に、ＵＨＦ帯用の周波数安定化回路を形成する場合、誘電体材料を用いることが好ましく、ＨＦ帯用の周波数安定化回路を形成する場合、磁性体材料を用いることが好ましい。

　前記基材層５１ａ～５１ｇを積層することで、それぞれの導体６１～６８及び端子４１，４２，４３は層間接続導体（ビアホール導体）を介して接続され、図９（Ａ）に示す等価回路を形成する。

　即ち、給電端子４１は、ビアホール導体４５ａ、導体６１及びビアホール導体４５ｂを介して、コイルパターン６３の一端に接続され、コイルパターン６３の他端は、ビアホール導体４５ｃを介してコイルパターン６２ａの一端に接続されている。また、コイルパターン６２ａの他端はコイルパターン６２ｂの一端に接続されており、コイルパターン６２ｂの他端は、ビアホール導体４５ｄを介してコイルパターン６４の一端に接続されている。コイルパターン６４の他端は、ビアホール導体４５ｅを介してグランド導体６８に接続され、グランド導体６８はビアホール導体４５ｆを介してグランド端子４２に接続されている。つまり、コイルパターン６３及びコイルパターン６２ａにて第１コイルパターン、つまりインダクタンス素子Ｌ１が構成されており、コイルパターン６２ｂ及びコイルパターン６４にて第２コイルパターン、つまりインダクタンス素子Ｌ２が構成されている。

　また、アンテナ端子４３は、ビアホール導体４５ｇを介してコイルパターン６５の一端に接続され、コイルパターン６５の他端は、ビアホール導体４５ｈを介してコイルパターン６７ａの一端に接続されている。また、コイルパターン６７ａの他端はコイルパターン６７ｂの一端に接続されており、コイルパターン６７ｂの他端は、ビアホール導体４５ｉを介してコイルパターン６６の一端に接続されている。コイルパターン６６の他端は、ビアホール導体４５ｊを介してグランド導体６８に接続され、グランド導体６８はビアホール導体４５ｆを介してグランド端子４２に接続されている。つまり、コイルパターン６５及びコイルパターン６７ａにて第３コイルパターン、つまりインダクタンス素子Ｌ３が構成されており、コイルパターン６７ｂ及びコイルパターン６６にて第４コイルパターン、つまりインダクタンス素子Ｌ４が構成されている。

　そして、図１２に示すように、第１及び第２コイルパターンは、第１コイルパターンの巻回軸と第２コイルパターンの巻回軸とが平行になるように隣接配置されており、第３及び第４コイルパターンは、第３コイルパターンの巻回軸と第４コイルパターンの巻回軸とが平行になるように隣接配置されている。さらに、第１及び第３コイルパターンは、第１コイルパターンの巻回軸と第３コイルパターンの巻回軸とがほぼ同一直線になるように配置されており、第２及び第４コイルパターンは、第２コイルパターンの巻回軸と第４コイルパターンの巻回軸とがほぼ同一直線上になるように配置されている。

　なお、各コイルパターンは１ターンのループ状導体にて構成されているが、複数ターンのループ状導体にて構成されていてもよい。また、第１及び第３コイルパターンは、各コイルパターンの巻回軸が厳密に同一直線になるように配置されている必要はなく、平面視したときに、第１及び第３コイルパターンのコイル開口が互いに重なるように、つまり、各コイルパターンに共通の磁束が通過するように、巻回されていればよい。同様に、第２及び第４コイルパターンは、各コイルパターンの巻回軸が厳密に同一直線になるように配置されている必要はなく、平面視したときに、第２及び第４コイルパターンのコイル開口が互いに重なるように、つまり、各コイルパターンに共通の磁束が通過するように、巻回されていればよい。

　以上のごとく、インダクタンス素子Ｌ１～Ｌ４を誘電体や磁性体からなる積層体４０に内蔵すること、特に、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との結合部となる領域を積層体４０の内部に設けることによって、周波数安定化回路３５を構成する素子の素子値、さらには一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との結合度が、積層体４０に隣接して配置される他の電子素子からの影響を受けにくくなる。その結果、周波数特性の一層の安定化を図ることができる。

　ところで、前記積層体４０を搭載するプリント配線板２０（図１参照）には各種の配線が設けられており、これらの配線と周波数安定化回路３５とが干渉するおそれがある。本第１構成例のように、積層体４０の底部にグランド導体６８を導体６１～６７によって形成されるコイルパターンの開口を覆うように設けることにより、コイルパターンにて生じる磁界がプリント配線板２０上の各種配線からの磁界に影響されにくくなる。換言すれば、インダクタンス素子Ｌ１～Ｌ４のＬ値にばらつきが生じにくくなる。

　第１構成例である周波数安定化回路３５では、図１３に示すように、給電端子４１から入力された高周波信号電流は、矢印ａ，ｂに示すように流れ、第１インダクタンス素子Ｌ１（導体６２，６３）に矢印ｃ，ｄで示すように導かれ、さらに、第２インダクタンス素子Ｌ２（導体６２，６４）に矢印ｅ，ｆで示すように導かれる。一次電流（矢印ｃ，ｄ）にて生じる磁界Ｃによって、第３インダクタンス素子Ｌ３（導体６５，６７）に矢印ｇ，ｈに示すように高周波信号電流が励起され、誘導電流（二次電流）が流れる。同様に、一次電流（矢印ｅ，ｆ）にて生じる磁界Ｃによって、第４インダクタンス素子Ｌ４（導体６６，６７）に矢印ｉ，ｊに示すように高周波信号電流が励起され、誘導電流（二次電流）が流れる。

　即ち、一次側直列回路３６で発生する磁界Ｃと二次側直列回路３７で発生する磁界Ｄは、互いに反発し合うような向きに発生し、各磁界Ｃ，Ｄの間には磁気障壁Ｅが形成される。その結果、アンテナ端子４３には矢印ｋで示す高周波信号電流が流れ、グランド端子４２には矢印ｌで示す高周波信号電流が流れる。なお、給電端子４１に流れる電流（矢印ａ）が逆向きであれば、他の電流も逆向きに流れる。また、第１インダクタンス素子Ｌ１のコイルパターン６３と第３インダクタンスＬ３のコイルパターン６５が対向しているので電界結合が発生し、この電界結合によって流れる電流（変位電流）は、誘導電流と同じ方向に流れ、磁界結合と電界結合とで結合度を高めている。同様に、第２インダクタンス素子Ｌ２のコイルパターン６４と第４インダクタンス素子Ｌ４のコイルパターン６６でも磁界結合と電界結合が生じている。

　一次側直列回路３６では、第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２が互いに同相で結合し、二次側直列回路３７では、第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４が互いに同相で結合し、それぞれ閉磁路を形成している。そのため、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間、並びに、第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４との間のエネルギーの損失を小さくすることができる。なお、第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２のインダクタンス値、第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４のインダクタンス値を実質的に同じ素子値にすると、閉磁路の漏れ磁界が少なくなり、エネルギーの損失をより小さくすることができる。また、グランド導体６８を介して、第３インダクタンス素子Ｌ３及び第４インダクタンス素子Ｌ４が電界結合するので、この電界結合により流れる変位電流が素子Ｌ３，Ｌ４間の結合度を強めている。同様に、素子Ｌ１，Ｌ２間に電界結合を発生させることで素子Ｌ１，Ｌ２間の結合度を強めることができる。

　また、一次側直列回路３６における一次電流によって励起される磁界Ｃと、二次側直列回路３７における二次電流によって励起される磁界Ｄは、誘導電流によって互いの磁界を打ち消すように生じている。誘導電流を用いることによってエネルギーの損失が小さくなり、第１及び第３インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３並びに第２及び第４インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４は、高い結合度で結合する。即ち、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７とは高い結合度にて結合する。第１及び第２インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２、第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を同相で結合させることにより、周波数安定化回路３５のインダクタンス値を小さくすることができる。

　以上のように本第１例によれば、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７は、閉磁路と閉磁路との間の結合（電磁界結合）を利用しているため、一次側直列回路３６にて給電回路３０側とのインピーダンスマッチングを図り、二次側直列回路３７にて第１放射素子１１側とのインピーダンスマッチングを図ることにより、一次側と二次側とで独立してインピーダンスを整合させることができる。しかも、高周波信号エネルギーの伝達効率が向上するため、放射素子１１，２１や筺体２の形状、開閉状態などに大きく影響されることなく、広い帯域で、高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。

　次に、周波数安定化回路３５の第２構成例を図１４を参照して説明する。この第２構成例は、前記第１構成例と基本的には同じ構成であり、第１構成例とは、基材層５１ａを省略して導体６１を基材層５１ｂ上に形成した点と、グランド導体６８を省略し、基材層５１ｈに接続用導体６９を形成した点が異なっている。本第２構成例では、グランド導体６８を省略しているため、この積層体４０を搭載するプリント配線基板にグランド導体６８に相当するシールド用の導体を設けることが好ましい。

　（周波数安定化回路の第２例、図１５～図１７参照）
　第２例である周波数安定化回路を図１５に示す。ここで用いられている周波数安定化回路３５は前述した一次側直列回路３６と二次側直列回路３７に加えて、いま一つの二次側直列回路３８（二次側リアクタンス回路）を設けたものである。二次側直列回路３８を構成する第５インダクタンス素子Ｌ５と第６インダクタンス素子Ｌ６とは互いに同相で結合している。第５インダクタンス素子Ｌ５は第１インダクタンス素子Ｌ１と逆相で結合しており、第６インダクタンス素子Ｌ６は第２インダクタンス素子Ｌ２と逆相で結合している。第５インダクタンス素子Ｌ５の一端は枠状放射素子１１に接続され、第６インダクタンス素子Ｌ６の一端は平板状放射素子２１に接続されている。

　この周波数安定化回路３５を積層体４０として構成した第３構成例を図１６を参照して説明する。この第３構成例は、前記第１構成例で示した積層体４０の上に、さらに二次側直列回路３８の第５及び第６インダクタンス素子Ｌ５，Ｌ６となる導体７１，７２，７３を形成した基材層５１ｉ，５１ｊを積層したものである。即ち、前述した第１～第４のリアクタンス素子と同様、第５及び第６リアクタンス素子をそれぞれ第５及び第６インダクタンス素子Ｌ５，Ｌ６で構成し、これらの第５及び第６インダクタンス素子Ｌ５，Ｌ６をコイルパターンにて形成し、かつ、第５及び第６インダクタンス素子Ｌ５，Ｌ６を構成するコイルパターンを、これらのインダクタンス素子Ｌ５，Ｌ６に生じる磁界が閉磁路を形成するように巻回している。

　本第２例及び積層体４０の第３構成例の動作は前記第例及び前記第１構成例と基本的には同様である。本第２例においては、一次側直列回路３６を二つの二次側直列回路３７，３８で挟み込むことによって、一次側直列回路３６から二次側直列回路３７，３８への高周波信号のエネルギー伝達ロスが少なくなる。

　次に、周波数安定化回路３５を積層体４０として構成した第４構成例を図１７を参照して説明する。この第４構成例は、前記第３構成例の積層体４０の上に、さらにグランド導体７４を設けた基材層５１ｋを積層したものである。グランド導体７４は底部に設けたグランド導体６８と同様に、導体７１，７２，７３によって形成されるコイルの開口を覆う面積を有している。それゆえ、本第４構成例では、グランド導体７４を設けることによって、コイルによって形成される磁界が積層体４０の直上に配置される各種配線からの磁界に影響されにくくなる。このように、第１及び第３インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３、第２及び第４インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４がそれぞれ同相で結合しても、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７を結合させることができる。

　（周波数安定化回路の第３例、図１８参照）
　第３例である周波数安定化回路を図１８に示す。ここで用いられている周波数安定化回路３５は基本的には前記第１例と同様の構成を備えている。異なるのは、第１インダクタンス素子Ｌ１と第３インダクタンス素子Ｌ３とが互いに同相で結合しており、第２インダクタンス素子Ｌ２と第４インダクタンス素子Ｌ４とが互いに同相で結合している点である。即ち、第１及び第３インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３は主に磁界を介して結合し、第２及び第４インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４は主に磁界を介して結合している。本第３例の作用効果は第１例と基本的に同様である。

　各インダクタンス素子Ｌ１～Ｌ４を構成するコイルパターンをこのように巻回することで、インダクタンス素子Ｌ１とインダクタンス素子Ｌ２との間で形成される閉磁路（第１閉磁路）、インダクタンス素子Ｌ３とインダクタンス素子Ｌ４との間で形成される閉磁路（第２閉磁路）、これら第１閉磁路及び第２閉磁路にて形成される閉磁路（第３閉磁路）が形成されるため、各インダクタンス素子Ｌ１～Ｌ４における高周波信号の損失を最小限に抑えることができる。

　（周波数安定化回路の第４例、図１９参照）
　第４例である周波数安定化回路を図１９に示す。ここで用いられている周波数安定化回路３５は前記第１例と同様であり、その作用効果は第１例と同様である。第１例と異なるのは、周波数安定化回路３５と平板状放射素子２１との間にキャパシタンス素子Ｃ４を配置した点である。キャパシタンス素子Ｃ４は直流成分、低周波成分をカットするためのバイアスカット用として機能し、ＥＳＤ対策素子としても機能する。

　（周波数安定化回路の第５例、図２０参照）
　第５例である周波数安定化回路を図２０に示す。この周波数安定化回路３５は、ＧＳＭ（登録商標）方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられる。この周波数安定化回路３５は、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との間にキャパシタンス素子Ｃ５を挿入したもので、他の構成は前記第１例と同様であり、その作用効果は第１例と基本的に同様である。そして、枠状放射素子１１として分岐モノポール型アンテナ１１ａ，１１ｂを設けている。これは、図４を参照して説明したギャップ１２を設けたものと同じ構成である。

　なお、キャパシタンス素子Ｃ５は、ハイバンド側（１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）の信号を、主として一次側直列回路３６と二次側直列回路３７を介さずに分岐モノポール型アンテナ１１ａ，１１ｂから給電回路３０（またはその逆）に通すための結合コンデンサとして機能する。一次側直列回路３６及び二次側直列回路３７で形成されるインピーダンス比がハイバンド側（１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）とローバンド側（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯）のいずれにおいても整合していれば、必ずしもキャパシタンス素子Ｃ５を設ける必要はない。

　この周波数安定化回路３５を用いたアンテナ装置は、移動体通信端末機器のメインアンテナとして使用可能である。この分岐モノポール型アンテナ１１ａ，１１ｂでは、アンテナ１１ａが主にハイバンド側（１８００～２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として、アンテナ１１ａ，１１ｂの両者が主にローバンド側（８００～９００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として機能する。ここで、分岐モノポール型アンテナ１１ａ，１１ｂは、それぞれの対応周波数帯でアンテナとして共振している必要はない。なぜなら、周波数安定化回路３５が、アンテナ１１ａ，１１ｂのもつ特性インピーダンスをＲＦ回路のインピーダンスにマッチングさせているからである。例えば、周波数安定化回路３５は、８００～９００ＭＨｚ帯で、アンテナ１１ａ，１１ｂのもつ特性インピーダンスをＲＦ回路のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、アンテナ１１ａ，１１ｂからＲＦ回路の信号を送信し、または、アンテナ１１ａ，１１ｂでＲＦ回路への信号を受信することができる。

　なお、このように、大きく離れた複数の周波数帯でのインピーダンスマッチングを図る場合には、複数の周波数安定化回路３５を並列に配置するなどして、それぞれの周波数帯でインピーダンスマッチングを図ることもできる。また、一次側直列回路３６に対して複数の二次側直列回路３７を結合させて、複数の二次側直列回路３７を用いてそれぞれの周波数帯でインピーダンスマッチングを図ることもできる。

　（周波数安定化回路の第６例、図２１及び図２２参照）
　第６例である周波数安定化回路３５は、図２１（Ａ）に示すように、給電回路３０に接続された一次側リアクタンス回路と、該一次側リアクタンス回路と電界又は磁界を介して結合する二次側リアクタンス回路とで構成されている。一次側リアクタンス回路は、第１リアクタンス素子及び該第１リアクタンス素子に直列接続された第２リアクタンス素子を含む一次側直列回路３６にて構成されている。二次側リアクタンス回路は、第１リアクタンス素子と結合する第３リアクタンス素子及び該第３リアクタンス素子に直列接続されて第２リアクタンス素子と結合する第４リアクタンス素子を含む二次側直列回路３７にて構成されている。具体的には、第１リアクタンス素子は第１インダクタンス素子Ｌ１で構成されており、第２リアクタンス素子は第２インダクタンス素子Ｌ２で構成されており、第３リアクタンス素子は第３インダクタンス素子Ｌ３で構成されており、第４リアクタンス素子は第４インダクタンス素子Ｌ４で構成されている。

　図２１（Ｂ）に示すように、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは互いに逆相で結合しており、同じく、第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４とは互いに逆相で結合している。また、第１インダクタンス素子Ｌ１と第３インダクタンス素子Ｌ３とは互いに逆相で結合しており、同様に、第２インダクタンス素子Ｌ２と第４インダクタンス素子Ｌ４とは互いに逆相で結合している。

　以上の構成からなる周波数安定化回路３５において、給電回路３０から一次側直列回路３６に流れ込んだ高周波信号電流は、第１インダクタンス素子Ｌ１に導かれるとともに、各インダクタンス素子がコイルパターンで形成されている場合、誘導磁界を介して二次電流として第３インダクタンス素子Ｌ３に導かれる。また、第２インダクタンス素子Ｌ２に導かれた高周波信号電流は誘導磁界を介して二次電流として第４インダクタンス素子Ｌ４に導かれる。その結果、高周波信号電流は図２１（Ｂ）に矢印で示す方向に流れることになる。

　本第６例の構成では、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２は互いに磁界を強め合うように働くとともに、第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４も互いに磁界を強め合うように働いており、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との間の磁界は閉磁路を形成する。

　そこで、特に、図２２に示すように、一次側直列回路３６を、インダクタンス素子Ｌ３とインダクタンス素子Ｌ４との直列回路を含む第１の二次側直列回路３７と、インダクタンス素子Ｌ５とインダクタンス素子Ｌ６との直列回路を含む第２の二次側直列回路３８とで挟み込むことによって、二次側直列回路３７，３８から一次側直列回路３６への高周波信号のエネルギー伝達ロスを少なくすることができる。なお、本応用例の構造は、図１５に示した周波数安定化回路３５と、インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６の巻回方向も変更している。

　（周波数安定化回路の第７例、図２３参照）
　第７例である周波数安定化回路３５は、図２３（Ａ）に示すように、給電回路３０に接続された一次側直列回路３６と、該一次側直列回路３６と電界又は磁界を介して結合する二次側直列回路３７とで構成されている。一次側直列回路３６は、直列に接続されかつ互いに逆相に巻回して閉磁路を形成している第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とで構成されている。二次側直列回路３７は、直列に接続されかつ互いに逆相に巻回して閉磁路を形成している第３インダクタンス素子Ｌ３と第４インダクタンス素子Ｌ４とで構成されている。換言すると、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２は加極性結合し、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４は加極性結合している。第１インダクタンス素子Ｌ１と第３インダクタンス素子Ｌ３とは互いに同相で結合しており、同様に、第２インダクタンス素子Ｌ２と第４インダクタンス素子Ｌ４とは互いに同相で結合している。換言すると、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３は減極性結合し、インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４は減極性結合している。また、図２３（Ｂ）に示すように、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３間は電界によっても結合され、インダクタンス素子Ｌ２，Ｌ３間も同様に電界によっても結合される。図２３（Ｂ）中のキャパシタＣ６，Ｃ７は前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。このような結合形態である本第７例において、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７の結合度は０．１以上、さらには０．５以上と高い値を得ることができる。

　一次側直列回路３６の一方端（第１インダクタンス素子Ｌ１の一端）は給電回路３０に接続され、一次側直列回路３６の他方端（第２インダクタンス素子Ｌ２の他端）及び二次側直列回路３７の他方端（第４インダクタンス素子Ｌ４の他端）は、それぞれ枠状放射素子１１に接続されている。二次側直列回路３７の一方端（第３インダクタンス素子Ｌ３の一端）は、平板状放射素子２１に接続されている。

　以上の構成からなる周波数安定化回路３５において、第３インダクタンス素子Ｌ３は第１インダクタンス素子Ｌ１に高周波信号が流れたとき、磁界による誘導電流の向きと電界結合により誘起される電流の向きとが同じ向きになるように構成されている。即ち、図２３（Ｂ）に示すように、給電回路３０から矢印ａ１方向に高周波電流が供給されたとき、第１インダクタンス素子Ｌ１には矢印ａ２方向に電流が流れるとともに、第２インダクタンス素子Ｌ２には矢印ａ３方向に電流が流れる。これらの電流により磁界Ｆの閉磁路が形成される。一方、第３及び第４インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４には、前記磁界Ｆによって磁界Ｇの閉磁路が形成される。また、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ３及びインダクタンス素子Ｌ２，Ｌ４は電界によっても結合しているため、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２に高周波信号が流れると、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４において磁界による誘導電流及び電界結合により誘起される電流は、矢印ｂ１，ｂ２に示すように流れる。このように、一次側直列回路３６と二次側直列回路３７との間には、磁気障壁Ｅが形成される。

　（他の実施例）
　なお、本発明に係るアンテナ装置及び通信端末機器は前記実施例に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更できる。

　例えば、本発明はワンセグ用だけではなく、ＧＳＭ（登録商標）やＣＤＭＡのような移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯など）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）やＷ－ＬＡＮのような近距離無線システム（２．４ＧＨｚ帯）、ＧＰＳシステム（１．５ＧＨｚ帯）など、各種の通信システムに利用できる。

　また、周波数安定化回路の形態は、チップ型の積層体として構成する以外に、ストリップ線路など他の素子と一体化されたモジュールや、放射体を設けたプリント配線基板に搭載あるいは内蔵したモジュールとして構成することもできる。また、周波数安定化回路は、一次側直列回路と二次側直列回路とをワンセット設ける以外に、複数セットを組み合わせて多段化してもよい。第２例として示したように一次側直列回路を二次側直列回路で挟んだ構造をワンセットとして多段化してもよい。多段化することで、高周波信号のエネルギー伝達ロスを少なくでき、リターンロスの減衰が急峻になる。

　以上のように、本発明は、アンテナ装置及び通信端末機器に有用であり、特に、高周波信号の周波数を安定化させる点で優れている。

　１…携帯通信端末機器
　２…筺体
　１１…枠状放射素子
　２０…プリント配線板
　２１…平板状放射素子
　２５…給電部
　３０…給電回路
　３５…周波数安定化回路
　３６…一次側直列回路
　３７，３８…二次側直列回路
　４０…積層体
　Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６…インダクタンス素子

Claims

　平板状放射素子と、
　前記平板状放射素子を囲むように設けられた枠状放射素子と、
　前記平板状放射素子と前記枠状放射素子との間に接続された給電部と、
　を備えたことを特徴とするアンテナ装置。
　前記枠状放射素子はその一部分がギャップによって分離されていること、を特徴とする請求項１に記載のアンテナ装置。
　前記給電部は給電回路と周波数安定化回路とを含み、
　前記平板状放射素子及び前記枠状放射素子は前記周波数安定化回路を介して前記給電回路に接続されていること、
　を特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアンテナ装置。
　前記周波数安定化回路は、前記給電回路に接続された一次側リアクタンス回路と、該一次側リアクタンス回路と電界及び／又は磁界を介して結合する二次側リアクタンス回路とを含むこと、を特徴とする請求項３に記載のアンテナ装置。
　一次側リアクタンス回路は、第１リアクタンス素子及び該第１リアクタンス素子に直列接続された第２リアクタンス素子を含む一次側直列回路にて構成されており、
　二次側リアクタンス回路は、第１リアクタンス素子と結合する第３リアクタンス素子及び該第３リアクタンス素子に直列接続されて第２リアクタンス素子と結合する第４リアクタンス素子を含む二次側直列回路にて構成されていること、
　を特徴とする請求項４に記載のアンテナ装置。
　第１リアクタンス素子と第２リアクタンス素子とは互いに逆相で結合しており、第３リアクタンス素子と第４リアクタンス素子とは互いに逆相で結合していること、を特徴とする請求項５に記載のアンテナ装置。
　第１リアクタンス素子と第３リアクタンス素子とは互いに逆相で結合しており、第２リアクタンス素子と第４リアクタンス素子とは互いに逆相で結合していること、を特徴とする請求項５又は請求項６に記載のアンテナ装置。
　第１リアクタンス素子と第３リアクタンス素子とは互いに同相で結合しており、第２リアクタンス素子と第４リアクタンス素子とは互いに同相で結合していること、を特徴とする請求項５又は請求項６に記載のアンテナ装置。
　第１、第２、第３及び第４リアクタンス素子はそれぞれインダクタンス素子であること、を特徴とする請求項５ないし請求項８のいずれかに記載のアンテナ装置。
　筺体内に配置された平板状放射素子と、
　前記平板状放射素子を囲むように前記筺体の内側面又は外側面に沿って設けられた枠状放射素子と、
　前記平板状放射素子と前記枠状放射素子との間に接続された給電部と、
　を備えたことを特徴とする通信端末機器。