JP3501491B2 - スイッチングレギュレータ回路において高効率を広い電流範囲にわたって維持するための制御回路および方法 - Google Patents

スイッチングレギュレータ回路において高効率を広い電流範囲にわたって維持するための制御回路および方法

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングレギュレ
ータ回路に関する。特に、本発明は、スイッチングレギ
ュレータ回路において高効率を広い電流範囲にわたって
維持するための制御回路および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧レギュレータの目的は、良好に制御
されない変動入力電圧源から、所定の一定出力電圧を負
荷に供給することである。一般に、２つの異なるタイプ
のレギュレータがある：シリーズレギュレータとスイッ
チングレギュレータである。
【０００３】シリーズレギュレータは、負荷と直列に接
続した直列要素（例えば、パワートランジスタ）を用
い、負荷に印加される電圧を制御するするために直列要
素の電圧降下を制御する。これとは対照的に、スイッチ
ングレギュレータは、負荷に直列または並列に接続され
たスイッチ（例えば、パワートランジスタ）を用いる。
レギュレータは、負荷への電力の流れを制御するために
スイッチのターンオンおよびターンオフを制御する。ス
イッチングレギュレータは、誘導エネルギー貯蔵素子を
用いて、スイッチングされた電流パルスを安定負荷電流
に変換する。このため、シリーズレギュレータにおいて
は、電力は、安定電流として直列要素を伝送されるのに
対して、スイッチングレギュレータにおいては、電力
は、断続する電流パルスの形でスイッチを伝送される。
【０００４】連続した電流パルスを発生するために、ス
イッチングレギュレータは、通常、スイッチをターンオ
ンおよびターンオフするための制御回路を有する。負荷
への電力の流れを制御するスイッチのデューティーサイ
クルは、種々の方法に応じて変化し得る。例えば、デュ
ーティーサイクルは、（１）パルスストリーム周波数を
固定し、各パルスのオンまたはオフ時間を変化させるこ
と、または（２）各パルスのオンまたはオフ時間を固定
し、パルスストリーム周波数を変化させることによって
変化させることが可能である。
【０００５】デューティーサイクルを制御するためにい
ずれの方法を用いたとしても、スイッチングレギュレー
タは、一般に、シリーズレギュレータよりもより効率的
である。シリーズレギュレータでは、直列要素は、一般
に、直列要素が電流を連続して導電する線形領域におい
て動作する。この結果、直列トランジスタにおいて電力
が連続して散逸する。これとは対照的に、スイッチング
レギュレータでは、スイッチがオフとなるときには電力
がスイッチによって散逸せず、低インピーダンス状態で
オンとなるときには少量の電力がスイッチによって散逸
する。この動作の相違により、一般に、スイッチングレ
ギュレータでは、より少ない量の平均電力が散逸するこ
とになる。
【０００６】上記の効率差は、レギュレータにおける入
力−出力電圧差が大きいときほどより明確にあらわれ
る。例えば、同等の機能を果たすのに、スイッチングレ
ギュレータが、７５％を上回る効率で行うことができる
のに対して、シリーズレギュレータは、２５％未満の効
率でしか行うことができないこともまれなことではな
い。
【０００７】スイッチングレギュレータは、シリーズレ
ギュレータよりもより優れた効率を有するため、通常、
ポータブルおよびラップトップコンピュータおよび手持
ち器具などの電池駆動システムで使用される。このよう
なシステムでは、スイッチングレギュレータが定格出力
電流付近を供給する場合（例えば、ポータブルまたはラ
ップトップコンピュータにおいてディスクドライブまた
はハードドライブがオンの場合）、回路全体の効率は高
くなり得る。しかし、効率は、一般に、出力電流の関数
であり、通常、低出力電流で減少する。この効率低下
は、一般に、スイッチングレギュレータの動作に伴う損
失に原因がある。これらの損失には、とりわけ、レギュ
レータの制御回路における静止電流の損失、スイッチの
損失、スイッチ駆動電流の損失およびインダクタ／トラ
ンスフォーマの巻線およびコアの損失が含まれる。
【０００８】低出力電流でスイッチングレギュレータの
効率が低下することは、電池寿命を最大にすることが所
望される電池駆動システムにおいては深刻な問題となり
得る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記の問題
を鑑みて成されたものであり、高効率のスイッチングレ
ギュレータを提供すること、およびスイッチングレギュ
レータ回路において、高効率を、低い出力電流を含む広
い電流範囲にわたって維持するための制御回路および方
法を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の１つの局面によ
ると、スイッチング電圧レギュレータを制御する回路で
あって、該レギュレータは、（１）入力電圧を受け取る
ことができるように接続され、一対の同期してスイッチ
ングされるスイッチングトランジスタを含むスイッチ
と、（２）出力コンデンサを含む負荷に、制御された電
圧で電流を供給する出力とを含み、該回路は、該出力を
モニタして第１帰還信号を発生する第１回路と、第１状
態の回路動作中に第１制御信号を発生する第２回路であ
って、該第１制御信号が、該第１帰還信号に応答して、
該スイッチングトランジスタのデューティーサイクルを
変化させて、該出力を該制御された電圧で維持する、第
２回路と、第２状態の回路動作中に第２制御信号を発生
して、該出力コンデンサが実質的に該制御された電圧で
該出力を維持する第１期間に、該スイッチングトランジ
スタを両方とも同時にオフにする、第３回路と、を含む
回路が提供される。
【００１１】本発明の１つの実施態様によると、前記第
２制御信号が、前記第１帰還信号に応答して発生され
る。
【００１２】本発明の他の実施態様によると、前記回路
が、第１しきい値レベルに降下した前記第１帰還信号の
大きさに応答して、前記第２動作状態から前記第１動作
状態に変化する。
【００１３】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記回路が、前記第１しきい値レベルよりも大きい第２し
きい値レベルを越えた前記第１帰還信号の大きさに応答
して、前記第１動作状態から前記第２動作状態に変化す
る。
【００１４】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第１帰還信号が電圧帰還信号であり、前記第３回路が
ヒステリシスを有する電圧比較器を有する。
【００１５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチング電圧レギュレータで消費される電流が、
前記第２動作状態で低減される。
【００１６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記第１制御信号を発生するワンショッ
ト回路を含み、該第１制御信号が、スイッチサイクルの
第２期間中に発生される。
【００１７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が所定の期間である。
【００１８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記負荷に供給される前記電流をモニタ
して、電流帰還信号を発生する第４回路を含む。
【００１９】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチが、インダクタに接続されるように設計さ
れ、前記第４回路が該インダクタの電流をモニタして、
前記電流帰還信号を発生する。
【００２０】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４回路が、前記電流帰還信号と基準電流値とを比較
し、該電流帰還信号が該基準電流値よりも大きいときに
は、前記ワンショット回路をトリガする。
【００２１】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４回路が、前記ワンショット回路をトリガする電流
比較器を含み、該電流比較器が、前記電流帰還信号を受
け取ることができるように接続された第１入力と、前記
基準電流値を提供する電流源に接続された第２入力とを
含む。
【００２２】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記電流源が、前記第１帰還信号と一定電圧との間の電圧
差に実質的に比例した電流を供給する、相互コンダクタ
ンス増幅器と、該相互コンダクタンス増幅器と並列に接
続された一定の電流源と、を含む。
【００２３】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が前記入力電圧に依存する。
【００２４】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第２期間が前
記入力電圧の低下に応答して減少し、それによって、該
インダクタを介したリップル電流の振動周波数が可聴周
波数からユーザノイズを実質的に発生しない周波数に増
加する。
【００２５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が前記負荷の電圧に依存する。
【００２６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第２期間が前
記負荷の電圧降下に応答して増加し、それによって、前
記第１制御信号が発生される間に、該インダクタを介し
た電流の降下の合計が増加する。
【００２７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２動作状態で前記ワンショット回路が実質的にオフ
に維持され、それによって、前記回路が前記第１動作状
態から該第２動作状態に変化するにつれて、前記スイッ
チングレギュレータ回路の効率が増加する。
【００２８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記電流比較器が前記第２動作状態で実質的にオフに維持
され、それによって、前記回路が前記第１動作状態から
該第２動作状態に変化するにつれて、前記スイッチング
レギュレータ回路の効率が増加する。
【００２９】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第３回路が、ユーザ駆動スイッチを含み、前記第２制
御信号が、該ユーザ駆動スイッチの駆動に応答して発生
される。
【００３０】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記第１動作状態で、前記帰還信号と一
定電圧との間の電圧差に実質的に比例した電流を供給す
る、相互コンダクタンス増幅器を含み、前記ユーザ駆動
スイッチの駆動が、ヒステリシスを前記相互コンダクタ
ンス増幅器に導入する。
【００３１】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記第１制御信号を発生するワンショッ
ト回路を含み、該第１制御信号が、スイッチサイクルの
第２期間中に発生される。
【００３２】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が所定の期間である。
【００３３】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記負荷に供給される前記電流をモニタ
して、電流帰還信号を発生する第４回路を含む。
【００３４】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４回路が、前記電流帰還信号と基準電流値とを比較
し、該電流帰還信号が該基準電流値よりも大きいときに
は、前記ワンショット回路をトリガする。
【００３５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が前記入力電圧に依存する。
【００３６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第２期間が前
記入力電圧の低下に応答して減少し、それによって、該
インダクタを介したリップル電流の振動周波数が可聴周
波数からユーザノイズを実質的に発生しない周波数に増
加する。
【００３７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が前記負荷の電圧に依存する。
【００３８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第２期間が前
記負荷の電圧降下に応答して増加し、それによって、前
記第１制御信号が発生される間に、該インダクタを介し
た電流の降下の合計が増加する。
【００３９】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２動作状態で前記ワンショット回路が実質的にオフ
に維持され、それによって、前記回路が前記第１動作状
態から該第２動作状態に変化するにつれて、前記スイッ
チング回路の効率が増加する。
【００４０】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記回路が、入力電圧とアースとの間に直列に接続された
第１および第２スイッチングトランジスタを有するスイ
ッチング電圧レギュレータを制御するように設計され、
該第１および第２スイッチングトランジスタが出力端末
で共通に接続され、前記入力電圧が、前記負荷の電圧よ
りも高く、それによって、該スイッチング電圧レギュレ
ータは降圧型電圧レギュレータとなる。本発明のさらに
他の実施態様によると、前記回路がスイッチング電圧レ
ギュレータを制御するように設計され、前記入力電圧が
前記負荷の電圧よりも低く、それによって、該スイッチ
ング電圧レギュレータはステップアップ電圧レギュレー
タとなる。
【００４１】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記回路が、スイッチング電圧レギュレータを制御するよ
うに設計され、前記入力電圧が、前記負荷の電圧とは反
対の極性を有し、それによって、該スイッチング電圧レ
ギュレータは極性反転電圧レギュレータとなる。
【００４２】本発明の他の局面によると、スイッチング
電圧レギュレータを制御する回路であって、該レギュレ
ータは、（１）入力電圧を受け取ることができるように
接続され、スイッチングトランジスタおよびスイッチン
グダイオードを含むスイッチと、（２）出力コンデンサ
を含む負荷に、制御された電圧で電流を供給する出力と
を含み、該回路は、該出力をモニタして第１帰還信号を
発生する第１回路と、第１状態の回路動作中に第１制御
信号を発生する第２回路であって、該第１制御信号が、
該第１帰還信号に応答して、該スイッチングトランジス
タのデューティーサイクルを変化させて、該出力を該制
御された電圧で維持する、第２回路と、第２状態の回路
動作中に第２制御信号を発生して、該出力コンデンサが
実質的に該制御された電圧で該出力を維持する第１期間
に、該スイッチングトランジスタを実質的にオフにし、
該第２制御信号が該第１帰還信号に応答する、第３回路
と、を含む回路が提供される。
【００４３】本発明の１つの実施態様によると、前記第
２制御信号が、前記第１帰還信号に応答して発生され
る。
【００４４】本発明の他の実施態様によると、前記回路
が、第１しきい値レベルに降下した前記第１帰還信号の
大きさに応答して、前記第２動作状態から前記第１動作
状態に変化する。
【００４５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記回路が、前記第１しきい値レベルよりも大きい第２し
きい値レベルを越えた前記第１帰還信号の大きさに応答
して、前記第１動作状態から前記第２動作状態に変化す
る。
【００４６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第１帰還信号が電圧帰還信号であり、前記第３回路が
ヒステリシスを有する電圧比較器を有する。
【００４７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチング電圧レギュレータで消費される電流が、
前記第３動作状態で低減される。
【００４８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記第１制御信号を発生するワンショッ
ト回路を含み、該第１制御信号が、スイッチサイクルの
第２期間中に発生される。
【００４９】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が所定の期間である。
【００５０】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記負荷に供給される前記電流をモニタ
して、電流帰還信号を発生する第４回路を含む。
【００５１】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチが、インダクタに接続されるように設計さ
れ、前記第４回路が該インダクタの電流をモニタして、
前記電流帰還信号を発生する。
【００５２】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４回路が、前記電流帰還信号と基準電流値とを比較
し、該電流帰還信号が該基準電流値よりも大きいときに
は、前記ワンショット回路をトリガする。
【００５３】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４回路が、前記ワンショット回路をトリガする電流
比較器を含み、該電流比較器が、前記電流帰還信号を受
け取ることができるように接続された第１入力と、前記
基準電流値を提供する電流源に接続された第２入力とを
含む。
【００５４】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記電流源が、前記帰還信号と一定電圧との間の電圧差に
実質的に比例した電流を供給する、相互コンダクタンス
増幅器と、該相互コンダクタンス増幅器と並列に接続さ
れた一定の電流源と、を含む。
【００５５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が前記入力電圧に依存する。
【００５６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第２期間が前
記入力電圧の低下に応答して減少し、それによって、該
インダクタを介したリップル電流の振動周波数が可聴周
波数からユーザノイズを実質的に発生しない周波数に増
加する。
【００５７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が前記負荷の電圧に依存する。
【００５８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第２期間が前
記負荷の電圧降下に応答して増加し、それによって、前
記第１制御信号が発生される間に、該インダクタを介し
た電流の降下の合計が増加する。
【００５９】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２動作状態で前記ワンショット回路が実質的にオフ
に維持され、それによって、前記回路が前記第１動作状
態から該第２動作状態に変化するにつれて、前記スイッ
チングレギュレータ回路の効率が増加する。
【００６０】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記電流比較器が前記第２動作状態で実質的にオフに維持
され、それによって、前記回路が前記第１動作状態から
該第２動作状態に変化するにつれて、前記スイッチング
レギュレータ回路の効率が増加する。
【００６１】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記回路が、入力電圧とアースとの間に直列に接続された
スイッチングトランジスタとスイッチングダイオードを
有するスイッチング電圧レギュレータを制御するように
設計され、該スイッチングトランジスタおよびスイッチ
ングダイオードが出力端末で共通に接続され、前記入力
電圧が、前記負荷の電圧よりも高く、それによって、該
スイッチング電圧レギュレータは降圧型電圧レギュレー
タとなる。本発明のさらに他の実施態様によると、前記
回路がスイッチング電圧レギュレータを制御するように
設計され、前記入力電圧が前記負荷の電圧よりも低く、
それによって、該スイッチング電圧レギュレータはステ
ップアップ電圧レギュレータとなる。
【００６２】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記回路が、スイッチング電圧レギュレータを制御するよ
うに設計され、前記入力電圧が、前記負荷の電圧とは反
対の極性を有し、それによって、該スイッチング電圧レ
ギュレータは極性反転電圧レギュレータとなる。
【００６３】本発明のさらに他の局面によると、制御さ
れた電圧で出力コンデンサを含む負荷に電流を供給する
ように設計された、スイッチおよび出力を有するスイッ
チング電圧レギュレータを制御する回路であって、該ス
イッチは、入力電圧と出力電圧との間に接続され、１つ
またはそれ以上のスイッチングトランジスタを含み、該
回路は、該出力をモニタして第１帰還信号を発生する第
１回路と、第１状態の回路動作中に第１制御信号を発生
する第２回路であって、該第１制御信号が、該第１帰還
信号に応答して、該１つまたはそれ以上のスイッチング
トランジスタのデューティーサイクルを変化させて、該
出力を該制御された電圧で維持し、該第２回路が、スイ
ッチサイクルの第１期間に該第１制御信号を発生するワ
ンショット回路を含み、該第１制御信号が、該入力電圧
および該出力電圧の少なくとも１つに依存している、第
２回路と、を含む回路が提供される。
【００６４】本発明の１つの実施態様によると、前記第
１期間が前記入力電圧に依存する。本発明の他の実施態
様によると、前記スイッチがインダクタに接続され、前
記第１期間が前記入力電圧の低下に応答して減少し、そ
れによって、該インダクタを介したリップル電流の振動
周波数が可聴周波数からユーザノイズを実質的に発生し
ない周波数に増加する。
【００６５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第１期間が前記出力電圧に依存する。
【００６６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第１期間が前
記出力電圧の降下に応答して増加し、それによって、前
記第１制御信号が発生される間に、該インダクタを介し
た電流の降下の合計が増加する。
【００６７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記ワンショット回路が、コンデンサと、該コンデンサの
放電レートを制御する可変電流源とを有し、該放電レー
トが、前記入力電圧および出力電圧の少なくとも１つに
依存して、前記第１期間を制御する。
【００６８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第１期間が前記入力電圧に依存する。
【００６９】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第１期間が前
記入力電圧の低下に応答して減少し、それによって、該
インダクタを介したリップル電流の振動周波数が可聴周
波数からユーザノイズを実質的に発生しない周波数に増
加する。
【００７０】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第１期間が前記出力電圧に依存する。
【００７１】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチがインダクタに接続され、前記第１期間が前
記出力電圧の降下に応答して増加し、それによって、前
記第１制御信号が発生される間に、該インダクタを介し
た電流の降下の合計が増加する。
【００７２】本発明のさらに他の局面によると、スイッ
チング電圧レギュレータを制御する回路であって、該レ
ギュレータは、（１）入力電圧を受け取ることができる
ように接続され、一対の同期してスイッチングされるス
イッチングトランジスタを含むスイッチと、（２）出力
コンデンサを含む負荷に、制御された電圧で電流を供給
する出力とを含み、該回路は、該出力の電圧を示す電圧
帰還信号を発生する第１手段と、第１状態の回路動作中
に第１制御信号を発生する第２手段であって、該第１制
御信号が、該電圧帰還信号に応答して、該スイッチング
トランジスタのデューティーサイクルを変化させて、該
出力を該制御された電圧で維持する、第２手段と、第２
状態の回路動作中に第２制御信号を発生して、該出力コ
ンデンサが実質的に該制御された電圧で該出力を維持す
る第１期間に、該スイッチングトランジスタを両方とも
同時にオフにする、第３手段と、を含む回路が提供され
る。
【００７３】本発明の１つの実施態様によると、前記第
３手段がヒステリシスを有する電圧比較器を含む。
【００７４】本発明の他の実施態様によると、前記第２
手段が、前記第１制御信号を発生するワンショット回路
を含み、該第１制御信号が、スイッチサイクルの第２期
間中に発生される。
【００７５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２手段が、前記負荷に供給される前記電流をモニタ
して、電流帰還信号を発生する第４手段を含む。
【００７６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４手段が、前記電流帰還信号と基準電流値とを比較
し、該電流帰還信号が該基準電流値よりも大きいときに
は、前記ワンショット回路をトリガする。
【００７７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４手段が、前記ワンショット回路をトリガする電流
比較器を含み、該電流比較器が、前記電流帰還信号を受
け取ることができるように接続された第１入力と、前記
基準電流値を提供する電流源に接続された第２入力とを
含む。
【００７８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記電流源が、前記帰還信号と一定電圧との間の電圧差に
実質的に比例した電流を供給する、相互コンダクタンス
増幅器と、該相互コンダクタンス増幅器と並列に接続さ
れた一定の電流源と、を含む。
【００７９】本発明のさらに他の局面によると、スイッ
チング電圧レギュレータを制御する回路であって、該レ
ギュレータは、（１）入力電圧を受け取ることができる
ように接続され、スイッチングトランジスタおよびスイ
ッチングダイオードを含むスイッチと、（２）出力コン
デンサを含む負荷に、制御された電圧で電流を供給する
出力とを含み、該回路は、該出力の電圧を示す電圧帰還
信号を発生する第１手段と、第１状態の回路動作中に第
１制御信号を発生する第２手段であって、該第１制御信
号が、該電圧帰還信号に応答して、該スイッチングトラ
ンジスタのデューティーサイクルを変化させて、該出力
を該制御された電圧で維持する、第２手段と、第２状態
の回路動作中に第２制御信号を発生して、該出力コンデ
ンサが実質的に該制御された電圧で該出力を維持する第
１期間に、該スイッチングトランジスタを実質的にオフ
にし、該第２制御信号が該電圧帰還信号に応答する、第
３手段と、を含む回路が提供される。
【００８０】本発明の１つの実施態様によると、前記第
３手段がヒステリシスを有する電圧比較器を含む。
【００８１】本発明の他の実施態様によると、前記第２
手段が、前記第１制御信号を発生するワンショット回路
を含み、該第１制御信号が、スイッチサイクルの第２期
間中に発生される。
【００８２】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２手段が、前記負荷に供給される前記電流をモニタ
して、電流帰還信号を発生する第４手段を含む。
【００８３】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４手段が、前記電流帰還信号と基準電流値とを比較
し、該電流帰還信号が該基準電流値よりも大きいときに
は、前記ワンショット回路をトリガする。
【００８４】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第４手段が、前記ワンショット回路をトリガする電流
比較器を含み、該電流比較器が、前記電流帰還信号を受
け取ることができるように接続された第１入力と、前記
基準電流値を提供する電流源に接続された第２入力とを
含む。
【００８５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記電流源が、前記帰還信号と一定電圧との間の電圧差に
実質的に比例した電流を供給する、相互コンダクタンス
増幅器と、該相互コンダクタンス増幅器と並列に接続さ
れた一定の電流源と、を含む。
【００８６】本発明のさらに他の局面によると、スイッ
チング電圧レギュレータを制御する方法であって、該レ
ギュレータは、（１）入力電圧を受け取ることができる
ように接続され、一対の同期してスイッチングされるス
イッチングトランジスタを含むスイッチと、（２）出力
コンデンサを含む負荷に、制御された電圧で電流を供給
する出力とを含み、該方法は、（ａ）該出力をモニタし
て第１帰還信号を発生する工程と、（ｂ）第１状態の回
路動作中に該第１帰還信号に応答して、該スイッチング
トランジスタのデューティーサイクルを変化させて、該
出力を該制御された電圧で維持する工程と、（ｃ）該第
１状態の回路動作後の第１期間に、該スイッチングトラ
ンジスタを両方とも同時にオフにし、第２状態の回路動
作中に放電することによって、該出力コンデンサが該出
力を実質的に該制御された電圧で維持できるようにする
工程と、（ｄ）該第２状態の回路動作後に、該スイッチ
ングトランジスタの少なくとも１つをターンオンして、
該出力コンデンサを再充電する工程と、を包含する方法
が提供される。
【００８７】本発明の１つの実施態様によると、前記ス
イッチング電圧レギュレータが、前記スイッチングトラ
ンジスタの前記デューティーサイクルを変化させるワン
ショット回路を含み、前記工程（ｃ）が、前記第２動作
状態で該ワンショット回路を実質的にオフに維持する工
程を包含する。
【００８８】本発明の他の実施態様によると、前記スイ
ッチング電圧レギュレータが、前記ワンショット回路を
トリガする電流比較器を含み、前記工程（ｃ）が、前記
第２動作状態で該電流比較器を実質的にオフに維持する
工程を包含する。
【００８９】本発明のさらに他の局面によると、スイッ
チング電圧レギュレータを制御する方法であって、該レ
ギュレータは、（１）入力電圧を受け取ることができる
ように接続され、スイッチングトランジスタおよびスイ
ッチングダイオードを含むスイッチと、（２）出力コン
デンサを含む負荷に、制御された電圧で電流を供給する
出力とを含み、該方法は、（ａ）該出力をモニタして第
１帰還信号を発生する工程と、（ｂ）第１状態の回路動
作中に該第１帰還信号に応答して、該スイッチングトラ
ンジスタのデューティーサイクルを変化させて、該出力
を該制御された電圧で維持する工程と、（ｃ）該第１状
態の回路動作後の第１期間に、該第１期間信号に応答し
て該スイッチングトランジスタをオフにし、第２状態の
回路動作中に放電することによって、該出力コンデンサ
が該出力を実質的に該制御された電圧で維持できるよう
にする工程と、（ｄ）該第２状態の回路動作後に、該ス
イッチングトランジスタをターンオンして、該出力コン
デンサを再充電する工程と、を包含する方法が提供され
る。
【００９０】本発明の１つの実施態様によると、前記ス
イッチング電圧レギュレータが、前記スイッチングトラ
ンジスタの前記デューティーサイクルを変化させるワン
ショット回路を含み、前記工程（ｃ）が、前記第２動作
状態で該ワンショット回路を実質的にオフに維持する工
程を包含する。
【００９１】本発明の他の実施態様によると、前記スイ
ッチング電圧レギュレータが、前記ワンショット回路を
トリガする電流比較器を含み、前記工程（ｃ）が、前記
第２動作状態で該電流比較器を実質的にオフに維持する
工程を包含する。
【００９２】本発明のさらに他の局面によると、スイッ
チング電圧レギュレータを制御する回路であって、該レ
ギュレータは、（１）入力電圧を受け取ることができる
ように接続され、一対の同期してスイッチングされるス
イッチングトランジスタを含むスイッチと、（２）出力
インダクタを含む負荷に、制御された電圧で電流を供給
する出力とを含み、該回路は、該出力をモニタして第１
帰還信号を発生する第１回路と、第１状態の回路動作中
に第１制御信号を発生する第２回路であって、該第１制
御信号が、該第１帰還信号に応答して、該スイッチング
トランジスタのデューティーサイクルを変化させて、該
出力を該制御された電圧で維持する、第２回路と、前記
負荷へ流れる電流をモニタし、第２状態の回路動作中に
第２制御信号を発生して、該モニタされた電流の大きさ
が電流しきい値未満であるときには、該スイッチングト
ランジスタの１つをオフに維持する、第３回路と、を含
む回路が提供される。
【００９３】本発明の１つの実施態様によると、前記第
３回路が、前記インダクタを介した電流をモニタし、該
インダクタ電流が前記しきい値未満であるときには、該
第２制御信号を発生する。
【００９４】本発明の他の実施態様によると、前記第３
回路が、前記インダクタを介した電流の極性反転を防止
する。
【００９５】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第１帰還信号が電圧帰還信号であり、前記第３回路
が、前記モニタされた電流と前記電流しきい値とを比較
する電流比較器を含む。
【００９６】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチング電圧レギュレータで消費される電流が、
前記第２動作状態中に減少する。
【００９７】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２回路が、前記第１制御信号を発生するワンショッ
ト回路を含み、該第１制御信号が、スイッチサイクルの
第２期間中に発生される。
【００９８】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記第２期間が所定の期間である。
【００９９】本発明のさらに他の局面によると、スイッ
チング電圧レギュレータを制御する方法であって、該レ
ギュレータは、（１）入力電圧を受け取ることができる
ように接続され、一対の同期してスイッチングされるス
イッチングトランジスタを含むスイッチと、（２）イン
ダクタをを含む負荷に、制御された電圧で電流を供給す
る出力とを含み、該方法は、（ａ）該出力をモニタして
第１帰還信号を発生する工程と、（ｂ）第１状態の回路
動作中に該第１帰還信号に応答して該スイッチングトラ
ンジスタのデューティーサイクルを変化させて、該出力
を該制御された電圧で維持する工程であって、該負荷へ
流れる該電流は極性を有する、工程と、（ｃ）該第１状
態の回路動作後の第１期間に、該スイッチングトランジ
スタの１つをオフに維持して、該負荷へ流れる該電流の
極性が反転するのを防止する工程と、を包含する方法が
提供される。
【０１００】本発明の１つの実施態様によると、前記工
程（ｃ）が、前記負荷へ流れる前記電流をモニタして、
前記電流が電流しきい値未満になるときを検出する工程
（ｄ）を含む。
【０１０１】本発明の他の実施態様によると、前記工程
（ｄ）が、前記インダクタを介した電流をモニタするこ
とを含む。
【０１０２】本発明のさらに他の実施態様によると、前
記スイッチング電圧レギュレータによって消費される電
流が、前記第２動作状態で減少する。
【０１０３】
【作用】本発明の回路および方法によると、出力電圧
が、出力コンデンサの電荷によって、実質的に制御され
た電圧（例えば、低出力電流）に維持され得る動作条件
下で、１つまたはそれ以上のスイッチングトランジスタ
をターンオフするための制御信号が発生される。このよ
うな制御信号が発生されている期間、負荷は、入力電源
からの電力を消費しなので、レギュレータ効率は増加す
る。所望されるなら、スイッチングトランジスタに加え
てスイッチングレギュレータの他の構成要素もまた、さ
らに電力を保存するために、意図的にオフに保持され得
る。本発明のこのさらなる特徴により、レギュレータ回
路全体の効率がさらに増加し得る。
【０１０４】本発明の回路および方法は、１つまたはそ
れ以上のパワートランジスタを用いるスイッチを含む、
スイッチングレギュレータ回路の種々のタイプのスイッ
チを制御するために使用され得る。さらに、本発明の回
路および方法は、電圧降圧型、電圧ステップアップおよ
び極性反転構成を含む、種々のタイプのスイッチングレ
ギュレータ構成のスイッチを制御するために使用され得
る。
【０１０５】さらに、本発明の回路および方法は、スイ
ッチングレギュレータの入力および出力電圧に応答し
て、スイッチング電圧のオフ時間を変化させることがで
きる。本発明のこの特徴により、低入力電圧条件下で、
スイッチングレギュレータからの可聴ノイズの放出が減
少する。さらに、ある特定のレギュレータ構成におい
て、出力電圧の短絡によって生じる電流暴走の可能性が
減少する。
【０１０６】
【実施例】図１は、降圧型構成のプッシュプルスイッチ
を用いる典型的な従来のスイッチングレギュレータ回路
の概略ブロック図である。
【０１０７】図１を参照すると、回路１０は、負荷１４
を駆動するための制御ＤＣ出力電圧ＶOUT（例えば、５
Ｖ）を端子１２に供給するために使用される。負荷１４
は、例えば、ポータブルまたはラップトップコンピュー
タまたは他の電池駆動システムであり得る。回路１０
は、端子１４に接続された制御されていない電源電圧Ｖ
IN（例えば、１２Ｖの電池）によって動作する。回路１
０は、プッシュプルスイッチ１５、駆動回路２０、出力
回路３０および制御回路３５を有している。
【０１０８】駆動回路２０は、電源入力端子ＶINとアー
スとの間で直列にスタックされた２つの同期スイッチン
グパワーＭＯＳＦＥＴ１６（Ｐ−チャネル）および１７
（Ｎ−チャネル）を含むプッシュプルスイッチ１５を駆
動するために使用される。駆動回路２０に接続されたプ
ッシュプルスイッチ１５は、通常、「ハーフブリッジ」
構成と呼ばれる。ＭＯＳＦＥＴ１６および１７は、イン
ダクタ３２（Ｌ１）および出力コンデンサ３４
（ＣOUT）を含む出力回路３０に交互に電流を供給する
ために使用される。出力回路３０は、制御された電圧Ｖ
OUTが負荷１２に供給されるように、交流電流を平滑に
する。交流電流を供給するために、ＭＯＳＦＥＴ１６お
よび１７は、それぞれ、Ｐ−チャネルドライバ２６およ
びＮ−チャネルドライバ２７によって駆動され、Ｐ−チ
ャネルドライバ２６およびＮ−チャネルドライバ２７
は、交互に制御回路３５によって制御される。
【０１０９】制御回路３５は、オフパルスを一定期間
（例えば、２から１０マイクロセカンド）供給するワン
ショット回路２５を有する。この一定期間に、ＭＯＳＦ
ＥＴ１６はオフに、ＭＯＳＦＥＴ１７はオンに、それぞ
れドライバ２６および２７によって保持される。あるい
は、ワンショット回路２５は、オンパルスを供給し、こ
の期間にＭＯＳＦＥＴ１６はオンに、ＭＯＳＦＥＴ１７
はオフに保持される。従って、ワンショット回路２５
は、ＭＯＳＦＥＴ１６および１７を交互にオンおよびオ
フして、出力回路３０に交流電流を供給する。ワンショ
ット回路３５のデューティーサイクルは、電流増幅器３
９によって制御される。
【０１１０】制御回路３５は、抵抗分圧回路Ｒ1／Ｒ
2（３６Ａ／３６Ｂ）を通じて出力電圧ＶOUTをモニタし
て、出力電圧ＶOUTに比例した帰還電圧ＶFBを供給す
る。制御回路３５はまた、インダクタＬ１を通じて電流
ＩLをモニタして、インダクタ電流ＩLに比例した帰還電
流ＩFBを供給する。回路１０は、帰還電圧ＶFBが基準回
路３７によって供給される基準電圧ＶREFと実質的に等
しくなるように制御されるように、インダクタ電流ＩL
を制御することによって動作する。帰還電圧ＶFBが制御
されると、出力電圧ＶOUTは、Ｒ2に対する（Ｒ1＋Ｒ2）
の比だけ高い電圧に制御される。
【０１１１】相互コンダクタンス増幅器３８は、帰還電
圧ＶFBと基準電圧ＶREFとを比較するために使用され
る。回路１０は、以下のように出力電圧ＶOUTを制御す
る。スイッチ１５が「オン」である各サイクルにおい
て、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６は、ターンオンし、インダク
タＬ１中の電流ＩLは、ＶIN−ＶOUTに応じたレートで直
線的に増加する。ＩLが相互コンダクタンス増幅器３８
の出力３８Ａによって設定されるしきい値レベルまで直
線的に増加すると、電流比較器３９は、ワンショットオ
フパルスをトリップおよびトリガし、スイッチ１５の
「オフ」サイクルを開始する。「オフ」サイクル中、ワ
ンショット回路２５は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６をオフに
保持し、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７をオンにする。これによ
り、インダクタＬ１中の電流ＩLがＶOUTに応じたレート
で直線的に減少する。従って、スイッチ１５の周期的な
ターンオフのデューティーサイクルは、電流ＩLが制御
出力電圧ＶOUTを端子１２において発生するように制御
される。
【０１１２】出力負荷電流が増加すると、Ｒ2抵抗器３
６Ｂの電圧降下は減少する。このことは、相互コンダク
タンス増幅器３８の入力３８Ｂに小さな誤差電圧が生じ
ることを意味し、この誤差電圧は出力３８Ａを増加させ
得るため、電流比較器３９に対してより高いしきい値を
設定することになる。その結果、インダクタＬ１の電流
ＩLは、負荷電流を支持するのに必要なレベルまで増加
する。
【０１１３】ワンショット回路２５のオフ時間
（ｔOFF）は一定であるので、スイッチングレギュレー
タ回路１０は、インダクタＬ１において（一定の出力電
圧ＶOUTに対して）一定のリップル電流を有するが、Ｖ
INと共に変化する周波数を有する。リップル振動周波数
は、以下の式で表される： ｆRIP ＝（１／ｔOFF）［１−（ＶOUT／ＶIN）］ 図１の回路の欠点の１つは、リップル振動周波数ｆRIP
が、低入力電圧ＶINで可聴レベルまで低下し得ることで
ある。こうした低下は、例えば、スイッチングレギュレ
ータ回路に電力を供給する電池がほぼ放電してしまった
場合に発生し得る。次に、インダクタＬ１は、レギュレ
ータ回路を備えた装置を使用するユーザにわかるぐらい
のノイズを発生し得る。
【０１１４】従来の回路１０の他の欠点は、出力電圧Ｖ
OUTが短絡して接地される場合に、インダクタ電流ＩLが
うまく制御されないことである。インダクタ電流と電圧
との基本的な関係は、式ｄｉ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌによって表
される。この式は、インダクタＬ１中の電流ＩLがオフ
時間に減衰するレートが、ＶOUTとＮ−ＭＯＳＦＥＴ１
７のドレイン−ソース電圧ＶDSとの合計である、インダ
クタＬ１の電圧に依存することを意味している。短絡の
間、ＶDSは非常に低く、ＶOUTはゼロに近づき、結果と
して、ｔOFF中のインダクタＬ１の電流ＩLの減衰はほと
んどない。しかし、各オフサイクル後、Ｐ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ１６は、電流比較器３９が、ワンショット一定オフ時
間制御回路２５を再びトリップするまで、ターンオンす
る。Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６がオンである最小時間の間で
さえ、インダクタＬ１の電流ＩLは、ｔO FF中に減少し得
る量よりも多く増加し得る。これにより、短絡電流が破
壊レベルに達する暴走状態となる。
【０１１５】従来の回路１０のさらに他の欠点は、イン
ダクタＬ１中の一定のリップル電流から生じる。ｔOFF
中、インダクタＬ１の電流ＩLは、レギュレータの出力
電流に関係なく、同じ量だけ常に直線的に減少する。低
出力電流では、これにより、インダクタＬ１の電流の極
性が反転し、負荷から電力を引き出す。次のオンサイク
ルで、この電流は、再度、正にランプし、平均インダク
タ電流は負荷電流と同等になる。スイッチ１５のＭＯＳ
ＦＥＴゲートの充電および放電によるスイッチング損失
と共に、この一定のリップル電流に関連する損失は、低
出力電流において効率を大幅に低下させ得る。このよう
な現象は、特に、インダクタＬ１の電流が反転し、電力
が負荷から引き出されて、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７を介し
て接地される場合に生じる。
【０１１６】従来の回路１０のさらに他の欠点は、Ｐ−
ＭＯＳＦＥＴ１６およびＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート
駆動である。一般に、一方のパワーＭＯＳＦＥＴがター
ンオンする前に、他のパワーＭＯＳＦＥＴがターンオフ
するように、ドライバ２６および２７には遅延が導入さ
れている。２つのＭＯＳＦＥＴの導通期間のデッドタイ
ムが（例えば、素子、回路処理または温度変化により）
十分でないと、電流は、入力電源ＶINから直接アースま
で通過してしまう。この「貫通」効果は、効率を大幅に
低下させ、場合によっては、パワーＭＯＳＦＥＴをオー
バヒートおよび破壊し得る。
【０１１７】図２は、降圧型構成の一対の同期スイッチ
ングＭＯＳＦＥＴを含むスイッチを駆動するための、本
発明の高効率制御回路の第１実施態様を導入したスイッ
チングレギュレータ回路の概略ブロック図である。
【０１１８】スイッチングレギュレータ回路５０は、図
１に示されるのと同様のプッシュプルスイッチ１５、駆
動回路２０および出力回路３０を有している。さらに回
路５０は、本発明の高効率制御回路７０を有している。
【０１１９】制御回路７０は、図１に示されるのと同様
のワンショット回路２５、電流比較器３９および増幅器
３８を有している。しかし、制御回路７０はまた、これ
らの構成要素に加えて、低平均電流レベルで高効率動作
を提供するための定電流源Ｉ1７２およびヒステリシス
比較器７４を有している。
【０１２０】以下にさらに詳細に説明するように、定電
流源Ｉ1７２および比較器７４は、出力コンデンサＣOUT
によって、出力電圧ＶOUTが、制御された電圧ＶREGに実
質的に維持され得る条件下で、プッシュプルスイッチ１
５を、ＭＯＳＦＥＴ１６および１７が同時にオフとなる
動作状態になるようにする。本願では、この動作状態を
「スリープモード」と呼ぶ。プッシュプルスイッチ１５
がこのようなスリープモードとなる能力は、図１のレギ
ュレータ回路とは対照的である。図１のレギュレータ回
路では、２つのＭＯＳＦＥＴ１６および１７のうちの１
つが、常に、実質的にＯＮとなるからである。本発明の
この特性により、レギュレータ回路の電力消費が減少す
る。なぜなら、プッシュプルスイッチ１５は、スリープ
モードにおいては電力を散逸したり、または電力を負荷
ＲLからアースに引き出したりしないためである。
【０１２１】さらに、所望されるなら、プッシュプルス
イッチ１５が上記のスリープモードである間に、レギュ
レータ回路は、レギュレータがスリープモードである間
に必要とされない他の回路構成要素をオフし得る。例え
ば、図２に示される本発明の実施態様では、ワンショッ
ト回路２５、電流比較器３９、電流源Ｉ1７２および増
幅器３８はまた、スリープモードでオフされ得る。本発
明のこの特性により、レギュレータ回路は、プッシュプ
ルスイッチ１５のみがスリープモードで維持される場合
よりも高い効率で、動作することが可能になる。
【０１２２】高い負荷電流レベル（例えば、最大定格出
力電流の２０％より大きい負荷電流レベル）では、制御
回路７０は、図１の制御回路３５と同様に動作する。図
２において、帰還電流ＩFBは、再び、電流比較器３９の
非反転入力に供給される。好ましくは増幅器３８に設け
られるオフセットＶOS７６は、帰還電圧ＶFBのレベルを
基準電圧ＶREFよりわずかに低くシフトさせ、高い電流
条件下で、ヒステリシス比較器７４の出力をハイレベル
に維持する。帰還電流ＩFBが、電流比較器３９の反転入
力に供給される電流を上回る場合には、比較器３９の出
力は、スイッチ「オフ」サイクルを開始するためにＨＩ
ＧＨになる。
【０１２３】「オフ」サイクルでは、ワンショット回路
２５の出力２５ＡがＨＩＧＨとなって、Ｐ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ１６をオフに、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７をオンにする。
ワンショット回路２５によって設定される一定時間後、
出力２５ＡはＬＯＷとなり、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６がオ
ンおよびＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７がオフである次の「オ
ン」サイクルを開始する。
【０１２４】本発明によると、以下のように、レギュレ
ータ回路５０は、低出力電流レベルでスリープモードに
なる。ヒステリシス比較器７４は、帰還電圧ＶFBをモニ
タし、帰還電圧ＶFBが、基準電圧ＶREFよりも大きい所
定の電圧値を越える場合にはＬＯＷとなる。このような
条件は、制御された電圧ＶREGよりも大きい所定の電圧
値を越える出力電圧ＶOUTを示す。このようなオーバ電
圧条件は、増幅器３８と並列に接続された定電流源Ｉ1
７２を提供することによって、低平均出力電流で意図的
に誘導される。オーバ電圧条件下では、ＭＯＳＦＥＴ１
６および１７は、ＡＮＤゲート６６およびＮＡＮＤゲー
ト６８によってオフに維持される。
【０１２５】定電流源Ｉ1は、電流比較器３９の最小帰
還電流しきい値を設定する。これにより、各オンサイク
ルにおいてインダクタＬ１で必要とされる最小電流が比
較器３９をトリップするように設定される。本発明によ
ると、電流比較器３９は、ある電流レベルで意図的にオ
ンに保持される。この電流レベルとは、電流比較器３９
がオンにならなければトリップするレベルである。従っ
て、制御された電圧ＶRE Gで出力電圧ＶOUTを維持するの
に必要な電流よりも大きな電流がインダクタＬ１に供給
される。その結果、出力電圧ＶOUTは、制御された電圧
ＶREGを越えて増加し始め、基準電圧ＶREFよりも大きい
所定の電圧値で、帰還電圧ＶFBがヒステリシス比較器７
４をトリップする。比較器７４がトリップすると、その
出力はＬＯＷになり、ＭＯＳＦＥＴ１６および１７の両
方をオフにして、レギュレータ回路をスリープモードに
する。
【０１２６】ＭＯＳＦＥＴ１６および１７が両方とも同
時にオフである上記の動作状態（すなわち、「スリープ
モード」）では、出力負荷１４は、出力コンデンサＣ
OUTによって実質的に支持される。ヒステリシス比較器
７４は、帰還電圧ＶFBをモニタし、出力電圧ＶOUTが比
較器７４のヒステリシス量だけ減少するように低下する
とき、駆動回路２０は、新しいＯＮサイクルが開始し
て、電流を負荷１４に供給するように、スリープモード
（ＭＯＳＦＥＴ１６および１７が両方ともオフされる状
態）から出る。負荷電流がＬＯＷで維持されるならば、
出力コンデンサＣOUTは、制御された電圧ＶREGよりも大
きい電圧レベルに再充電され、わずか数サイクル後、帰
還電圧ＶFBは、再び比較器７４をトリップする。
【０１２７】従って、軽い負荷では、制御回路７０は、
ＭＯＳＦＥＴ１６および１７が実質的に制御された電圧
レベルで出力電圧を維持する必要がなく、代わりに出力
コンデンサＣOUTが出力電圧を維持することができる場
合には、ＭＯＳＦＥＴ１６および１７を両方ともターン
オフする。出力電圧が、このようなモードで、制御され
た電圧レベル未満に低下する場合、制御回路７０は、ス
イッチ１５を一時的にターンオンし、出力コンデンサＣ
OUTを、制御された電圧よりも大きい電圧レベルに再充
電する。従って、出力電圧ＶOUTは、Ｒ2に対する（Ｒ1
＋Ｒ2）の比で乗算されたヒステリシス電圧を用いて比
較器７４によって分割された高いしきい値と低いしきい
値との間で振動する。レギュレータが「ウェイクアッ
プ」して出力コンデンサＣOUTを再充電するレートは、
負荷電流に自動的に適応され、低い出力電流でも高い効
率が維持される。
【０１２８】本発明によると、制御回路７０は、出力電
流が十分に低く、出力コンデンサＣOUTが、実質的に制
御された電圧で出力電圧を維持することが可能な期間に
わたって、ＭＯＳＦＥＴ１６および１７をオフに維持す
る。通常、そのようなオフ時間の期間、すなわち、スイ
ッチングレギュレータが制御された電圧を供給するが、
ＭＯＳＦＥＴ１６および１７がオフに維持される期間
は、１００マイクロセカンド未満から数秒（それぞれ、
１００キロヘルツのスイッチング周波数で数スイッチン
グサイクルから１０００００スイッチングサイクル以上
に対応する）にわたる。通常、このようなオフ時間によ
り、高効率（例えば９０％より高い効率）が、１００：
１よりも大きい出力電流範囲にわたって得られる。この
ような期間には、スイッチングトランジスタに加えて他
の構成要素もまたオフに維持され得るため、通常、より
高い効率が得られる。
【０１２９】図２に示されるスイッチングレギュレータ
５０の制御回路７０は、ＭＯＳＦＥＴ１６および１７を
含む同期してスイッチングされるスイッチを駆動するた
めに使用される。本願で使用されるように、「同期して
スイッチングされるスイッチ」という用語は、交互に駆
動されて、制御された電圧で電流を負荷に供給する２つ
のスイッチングトランジスタを含むスイッチのことをい
う。図３は、降圧型構成のスイッチングトランジスタお
よびスイッチングダイオードを含むスイッチを駆動する
ための、本発明の高効率制御回路の第２実施態様を示
す。
【０１３０】図３に示されるように、スイッチングレギ
ュレータ回路１００は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１１６および
ダイオード１１８を含むスイッチ１１５を有している。
スイッチ１１５は、Ｐ−ドライバ１２６を有するドライ
バ１２０によって駆動される。スイッチ１１５のターン
オンおよびターンオフは、制御回路１２５によって制御
される。制御回路１２５は、（図２の制御回路７０とは
対照的に）１つのＭＯＳＦＥＴのみを駆動するのに使用
されるため、（ＮＡＮＤゲート６８の出力から引き出さ
れる）出力端子１２５Ａを１個だけ有する。
【０１３１】制御回路１２５は、図２の制御回路７０に
示されるのと同様の電流比較器３９、増幅器３８、ヒス
テリシス比較器７４およびワンショット回路２５を有す
る。図２を参照しながら上述したように、低平均出力電
流レベルでは、制御された電圧レベルＶREG（出力が長
期にわたって出力コンデンサＣOUTによって実質的に支
持される）を越えて出力電圧ＶOUTが増加するように、
インダクタＬ１に供給される電流を意図的にオーバ駆動
するために定電流源Ｉ1７２は使用される。この間、Ｐ
−ＭＯＳＦＥＴ１１６は、回路効率を増加させるために
スリープモードでオフに維持される。
【０１３２】上記のように、図２および図３の制御回路
７０および１２５は、それぞれ、低平均出力電流レベル
で高効率動作を提供する。このような動作は、出力電流
レベルに自動的に適応する。例えば、高い出力電流レベ
ルの第１の動作状態では、スイッチは連続してオン状態
とオフ状態との間を交互に切り替わり、制御された電圧
レベルＶREGで出力電圧ＶOUTを維持する。低出力電流レ
ベルの第２動作状態（本願発明でなければ回路効率は低
い状態）では、出力電圧ＶOUTは、スイッチを連続して
ターンオンおよびオフせずに、出力コンデンサＣOUTに
よって実質的に制御された電圧レベルＶREGに維持され
得る。従って、制御回路は、このような条件を自動的に
確認し、レギュレータ回路を、最小数の回路構成要素が
オンになることが要求される「スリープ」モードにす
る。
【０１３３】本発明の他の特徴によると、レギュレータ
回路はまた、本発明の制御回路の「ユーザ駆動」実施態
様を導入し得る。この実施態様では、ユーザ入力が、レ
ギュレータ回路を「スリープ」モードにしたり「スリー
プ」モードから解除したりするように制御する。図４
は、降圧型構成の一対の同期駆動ＭＯＳＦＥＴを含むス
イッチを駆動するための本発明の高効率制御回路の「ユ
ーザ駆動」実施態様を導入した、スイッチングレギュレ
ータ回路の概略ブロック図である。
【０１３４】図４のスイッチングレギュレータ回路１５
０は、図２の回路５０と同様に、プッシュプルスイッチ
１５、ドライバ２０および出力回路３０を有する。レギ
ュレータ回路１５０の制御回路１７０は、図２の回路５
０と同様に、ワンショット回路２５、電流比較器３９お
よび増幅器３８を有する。図２とは対照的に、（スイッ
チ１７６および１７８を含む）スイッチ１７５は、他の
タイプの制御回路（図示されていない）から伝送される
制御信号であるユーザインプット１７５Ａによって、レ
ギュレータ回路１５０をスリープモードに手動で切り替
えるために使用される。スイッチ１７５を閉じると、ス
イッチ１７６および１７８は両方とも閉じる。
【０１３５】スイッチ１７６は、（通常、正の電源に接
続されている抵抗器６７によってＨＩＧＨに保持され
る）ＡＮＤゲート６６の入力６６Ａを接地することによ
って、スリープモードでＮ−ドライバ２７をターンオフ
するのに使用される。スイッチ１７８は、制御回路１７
０が、出力電圧ＶOUTを、スリープモードにおいて制御
された電圧レベルＶREGに実質的に維持するように、正
の帰還つまりヒステリシスを増幅器３８にほどこしてい
る。（基準回路３７と相互コンダクタンス増幅器３８の
非反転入力との間に接続された抵抗器ＲHYSは、増幅器
３８の出力を増幅器３８の非反転入力に帰還させるのを
助けるために使用される。）スイッチ１７８により、増
幅器３８は、（Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６を介した）インダ
クタＬ１への電流の供給をオーバドライブして、制御さ
れた電圧レベルＶRE Gよりも大きい所定のレベルに出力
電圧ＶOUTを意図的に駆動する。このような電圧レベル
に駆動された後、増幅器３８のヒステリシスは、帰還電
圧ＶFBが少なくともヒステリシス電圧だけ降下するま
で、Ｐ−ドライバ２６をオフに維持する。この時点で、
電流増幅器３９の出力３９ＡはＨＩＧＨになり、ワンシ
ョット回路２５をトリガし、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６はタ
ーンオンされて、制御された電圧レベルＶREGよりも大
きい所定の電圧レベルに出力コンデンサＣOUTが再充電
される。
【０１３６】上記のように、制御回路１７０は、スリー
プモードで周期的にウェイクアップし、Ｐ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ１６をターンオンして、出力コンデンサＣOUTを再充
電する。このようなウェイクアップ期間には、Ｎ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１５はオフに維持されるが、必ずしもそうであ
る必要はないことは当業者に自明である。例えば、制御
回路１７０が、出力コンデンサＣOUTを再充電している
間、このような再充電は、スイッチングトランジスタを
交互にオフに切り替えて、デューティーサイクルを変化
させ、それによって出力コンデンサＣOUTを再充電する
ことによっても成し遂げられる。
【０１３７】従って、ユーザが手動でスイッチを駆動す
る場合、レギュレータ回路１５０は、図２のレギュレー
タ回路５０のように、低電流レベルで効率を増加させる
ように動作する。しかし、図２のレギュレータ回路５０
とは対照的に、レギュレータ回路１５０は、出力電流レ
ベルに自動的に適応しない。例えば、回路１５０は、平
均出力電流が増加してもスリープモードから解除されな
い。スリープモードからの解除は、ユーザによって行わ
れる。
【０１３８】上記のように、図２から図４に示される本
発明の制御回路の実施態様には、ワンショット回路２５
が含まれる。本発明の他の特徴によると、ワンショット
回路の代わりに、パワースイッチのデューティーサイク
ルを制御する他のタイプの回路を用いてもよい。例え
ば、ワンショット回路２５の代わりに、制御信号に応答
してパルス幅が変調された信号を供給するパルス幅変調
回路を用いることができる。もちろん、他のタイプの回
路を用いてもよい。
【０１３９】本発明の他の特徴によると、一定のオフ時
間信号を供給するワンショット回路２５の代わりに、出
力電圧ＶOUTおよび入力電圧ＶINに応じて、可変オフ時
間制御信号を供給するワンショット回路を用いてもよ
い。本発明のこの特徴により、低入力電圧におけるイン
ダクタＬ１からの可聴ノイズの発生および放出を減少さ
せることが可能である。上記のように、このようなノイ
ズは、インダクタ電流の振動に関連している。さらに、
本発明のこの特徴はまた、出力が短絡している場合に
は、短絡電流を制御するために使用される。
【０１４０】図５は、本発明の可変オフ時間制御回路を
導入した、例示的なスイッチングレギュレータ回路の概
略ブロック図である。
【０１４１】スイッチングレギュレータ回路２００は、
プッシュプルスイッチ１５、駆動回路２０、電流帰還回
路２１０、電圧帰還回路２２０、帰還制御回路２３０お
よび可変オフ時間回路２４０を有している。帰還制御回
路２３０は、入力２３２および２３４を介して出力電流
および出力電圧をそれぞれモニタし、端子２３６にトリ
ガ信号を供給して、スイッチ１５のオフサイクルを開始
する。可変オフ時間回路２４０は、以下のように、オフ
時間を制御するために使用される。
【０１４２】回路２４０は、端子２３６を介して帰還制
御回路２３０によってトリガされるワンショットジェネ
レータ２４５を有している。ワンショットジェネレータ
２４５は、電圧がワンショットジェネレータ２４５でモ
ニタされる制御コンデンサ（ＣCON）２４６に接続され
たもう１つの端子２４５Ａを有している。本発明による
と、オフ時間制御回路２５０は、コンデンサＣCONの放
電、すなわちコンデンサの電圧を制御するので、ジェネ
レータ２４５のオフ時間が制御される。オフ時間制御回
路２５０は、入力および出力電圧（ＶINおよびＶOUT）
をモニタし、それらの値に応じてオフ時間を調整する。
【０１４３】本発明によると、入力電圧ＶINが低下し
て、上記のインダクタＬ１振動周波数ｆRIPが可聴範囲
に入ると、振動周波数ｆRIPが可聴範囲から脱出して増
加するように、オフ時間は減少する。さらに、短絡によ
り出力電圧ＶOUTが低下して、インダクタＬ１の電圧が
低くなりすぎてオフサイクル中のインダクタ電流が十分
に減衰しない場合、電流暴走状態を避けるように、オフ
時間は増加する。
【０１４４】本実施態様では、制御コンデンサＣCONの
放電は、制御電流ＩCONの大きさを調整することによっ
て制御される。例えば、低入力電圧では、制御電流Ｉ
CONは、制御コンデンサＣCONの電圧が急速に低下するよ
うに、オフ時間制御回路２５０によって増加される。制
御コンデンサ電圧が所定値未満に低下すると、スイッチ
１５のオンサイクルが開始される。さらに、低出力電圧
では、制御電流ＩCONは、制御コンデンサＣCONの電圧が
ゆっくりと減衰してオフ時間を長引かせるように、オフ
時間制御回路２５０によって減少される。
【０１４５】図５に示されるスイッチングレギュレータ
回路２００として、コンデンサを放電させてオフ時間を
制御する特定回路を用いているが、入力および出力電圧
に応答してこれと同一の機能を果たす他の回路を用いて
もよいことは明らかである。例えば、所望されるなら、
オフ時間を制御するために、演算増幅器を用いてもよ
い。
【０１４６】上記のように、入力および出力電圧レベル
に適応する可変オフ時間制御信号を供給するワンショッ
ト回路について記載した。本発明のこの特徴は、低入力
電圧レベルで、レギュレータ回路からの可聴ノイズの発
生および放出を減少させ（すなわち、低入力電圧でのｔ
OFFを減少させ）、出力が短絡した場合に短絡電流を制
限する（すなわち、低出力電圧でｔOFFを増加させる）
ために使用される。
【０１４７】図６は、図５の可変オフ時間制御回路の実
施態様の詳細な概略図である。
【０１４８】オフ時間制御回路２５０は、入力電圧ＶIN
および出力電圧ＶOUTを端子２５２および２５４でそれ
ぞれ受け取り、出力ＩCONを端子２５６に供給する。上
記のように、出力ＩCONは、端子２５６に接続された制
御コンデンサＣCONの放電を制御する。制御回路２５０
は、出力ＩCONの大きさを制御するので、これにより、
制御コンデンサＣCONの放電時間が制御される。制御回
路２５０は、（電流ＩCN2を供給するための）電流源２
６０、（電流ＩCN1を供給するための）電流源２７０、
電流補償回路２８０および電流ミラー出力回路２９５を
有している。制御回路２５０は、以下のように動作す
る。
【０１４９】電流ミラー出力回路２９５は、（ゲート２
９８Ａがドレイン２９８Ｂに接続された）トランジスタ
２９６およびトランジスタ２９８を含む電流ミラー回路
である。回路２９５は、制御された基準電流ＩCREFを入
力２９５Ａで受け取って、（従来の電流ミラー回路のよ
うに）トランジスタ２９６および２９８のアスペクト比
に関連した比例出力電流ＩCONを供給する。本発明によ
ると、基準電流ＩCREFは、入力端子２５２および２５４
の電圧ＶINおよびＶOUTに応じて、それぞれ、ＩCN1また
は（ＩCN1＋ＩCN2）と等しくなる。
【０１５０】ＶIN−ＶOUTが１．５Ｖよりも大きい場合
には、トランジスタ２６２は、十分な電流を（トランジ
スタ２６４および電流源Ｉ6から）導電して、トランジ
スタ２６６をオフに保持する。トランジスタ２６６がオ
フになると、電流ＩCN2はゼロになるので、基準電流Ｉ
CREFは、電流源２７０の出力端子２７０Ａに供給される
電流ＩCN1と等しくなる。
【０１５１】電流ＩCN1は、（ゲート２７４Ａがドレイ
ン２７４Ｂに接続された）トランジスタ２７２および２
７４からなる電流ミラー回路によって供給される。本発
明によると、トランジスタ２７４から流れる基準電流Ｉ
CN1REFは、伝送ゲート２８２が開または閉であるかに応
じて、それぞれ、ＩCN1Aまたは（ＩCN1A＋ＩCN1B）と等
しくなる。
【０１５２】伝送ゲート２８２は、比較器２８４によっ
て制御され、ＶOUTがＶTH3未満である場合にＯＰＥＮと
なる。伝送ゲート２８２がＯＰＥＮ状態のとき、Ｉ
CN1REFは、トランジスタ２７６のコレクタに流れるＩ
CN1Aと等しくなる。この電流は、（抵抗器２７１および
２７３からなる）出力分圧器でＶOUTを分圧することに
よって、出力電圧ＶFB1を（トランジスタ２７９のベー
スに）発生することによって得られる。次に、電圧Ｖ
FB1のレベルは、トランジスタ２７９のベース−エミッ
タ電圧によってシフトアップされ、トランジスタ２７６
のベース−エミッタ電圧によってシフトダウンされ、最
終的に、電圧ＶFB1は、エミッタ抵抗器２７８の両端に
生じる。結果として得られるトランジスタ２７６のコレ
クタ電流は、出力電圧ＶOUTに比例し、制御コンデンサ
ＣCONは、インダクタＬ１の電流の放電レートに比例し
たレートで放電する。
【０１５３】従って、出力電圧ＶOUTが低いとき、例え
ば、故障時またはスタートアップ状態のとき、ｔOFFが
延長して、インダクタＬ１中で電流が直線的に減少する
のに必要な時間をさらに許容する。
【０１５４】出力電圧ＶOUTがＶTH3よりも大きいときに
は、比較器２８４の出力は、伝送ゲート２８２を閉じ
て、さらなる補償電流ＩCN1Bをトランジスタ２７４のド
レインに接続し、電流補償回路２８０を介して電流補償
を行う。補償電流ＩCN1Bは、電流ＩTRIMからトランジス
タ２８６のドレイン電流を差し引いたものに等しい。ト
ランジスタ２８６および２８８は、トランジスタ２９０
の（電圧ＶREFが電圧ＶF B1の代わりに用いられること以
外は、トランジスタ２７６のコレクタ電流と同様にして
得られる）コレクタ電流を反映（mirror）するように動
作する。
【０１５５】補償電流ＩCN1Bの目的は２つある：１）出
力電圧ＶOUTが実質的に制御されたレベルにあるとき、
所望の制御電流ＩCONを設定するために、トリミング電
流として作用すること、および２）広範囲な動作温度に
わたって、実質的に一定の制御電流ＩCONを維持するこ
と。典型的な回路を製造するときに抵抗器２７８の抵抗
値が変動すると、通常、制御電流ＩCONが所望のレベル
よりも大きくなるかまたは小さくなる。回路製造中にＩ
TRIMをトリミングすることによって、所定の制御電流Ｉ
CONを供給するために必要とされるように、補償電流Ｉ
CN1Bは、トランジスタ２７６のコレクタ電流ＩCN1Aに加
算されるかまたは減算されるように調整され得る。さら
に、抵抗器２７８および２９２が同じである（すなわ
ち、全く同一に設計および製造される）ならば、抵抗器
２７８の抵抗が温度によって変化するときに生じる制御
電流ＩCONの変化は、それに対応する抵抗器２９２の抵
抗の変化によって実質的にキャンセルされる。
【０１５６】出力電圧ＶOUTが電圧ＶTH3未満の場合に
は、比較器２８４の出力は、伝送ゲート２８２を開い
て、電流補償を阻止する。これにより、出力電圧ＶOUT
がゼロに近づくにつれて、制御電流ＩCONはゼロに近づ
き、出力がショートしている間のインダクタ電流ＩLを
確実に制御する。
【０１５７】ＶINが、ＶIN−ＶOUTが１．５Ｖ未満とな
る点まで低下すると、トランジスタ２６２の電流はもは
や、トランジスタ２６６をオフに保持しない。ＶINがさ
らに低下すると、トランジスタ２６６は、さらなる電流
ＩCN2を電流ミラー出力回路２９５に加え、それによっ
て制御電流ＩCONを増加させ、ｔOFFを減少させる。ま
た、ＶINが減少すると、動作周波数が安定し、可能性の
ある可聴ノイズの問題が減少する。電流源Ｉ7は、トラ
ンジスタ２６６が制御電流ＩCONに加える最大電流を決
定する。
【０１５８】従って、ＶIN−ＶOUTが１．５Ｖ未満とな
るようにＶINが低下すると（例えば、電池がほぼ放電し
てしまったとき）、ｔOFFは減少して、レギュレータ回
路の振動周波数は増加し、可聴ノイズの発生および放出
は減少する。
【０１５９】可変オフ時間制御回路２５０を、プッシュ
プルスイッチ１５およびドライバ２０を含むレギュレー
タ回路に関して上述したが、本発明の可変オフ時間特徴
は、他のレギュレータにも用いられる。例えば、この特
徴は、図３および図４のレギュレータ回路およびワンシ
ョットジェネレータを用いて制御された電圧を供給する
他の回路にも使用され得る。
【０１６０】図７は、可変オフ時間回路、および降圧型
構成の一対の同期スイッチングＭＯＳＦＥＴを有するス
イッチを駆動するための高効率制御回路の両方を導入し
た、例示的なスイッチングレギュレータ回路の概略ブロ
ック図である。
【０１６１】スイッチングレギュレータ３００は、プッ
シュプルスイッチ１５、ドライバ２０、出力回路３０お
よび制御回路３５０を有している。制御回路３５０は、
ワンショットジェネレータ２４５、オフサイクル時間を
制御する可変オフ時間制御回路２５０、および低平均出
力電流レベルで高効率動作を提供する比較器７４を有し
ている。スイッチングレギュレータ３００は以下のよう
に動作する。
【０１６２】負荷電流が、例えば、最大出力電流の約２
０％を上回ると、ループは、連続モードで動作する。こ
こで、比較器７４は、ワンショットジェネレータ２４５
の出力２４５Ａを無効にしない。ＶIN−ＶOUTが１．５
Ｖよりも大きい場合の動作は、図１で説明した動作と実
質的に同様である。インダクタ電流は、抵抗器ＲSENSE
の電圧降下によって検出され、電流比較器３９のしきい
値は、レジスタＲ3の電圧降下によって設定される。組
込みオフセットＶOS（例えば、約１０ｍｖ）は、帰還電
圧ＶFBを基準電圧ＶREFよりもわずかに低いレベルにシ
フトし、比較器７４の出力をこのモードでＨＩＧＨに保
持する。抵抗器ＲSENSEの両端の電圧が抵抗器Ｒ3のしき
い値を上回るときには、比較器３９の出力はＨＩＧＨに
なり、ＲＳフリップフロップ３１０のＲＢＡＲ入力はＬ
ＯＷになり、ＲＳフリップフロップ３１０をリセット
し、スイッチオフサイクルを開始する。
【０１６３】オフサイクルでは、スイッチ信号ＶSWBは
ＨＩＧＨであり、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６はオフになり、
Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７はオンになり、ＩCONにより制御
コンデンサＣCONは放電する。オフ時間ｔOFFは、比較器
３１２の非反転入力に接続された制御コンデンサＣCON
が初期電圧からＶTH1に放電するのにかかる時間によっ
て決定される。制御コンデンサＣCONが放電して電圧Ｖ
TH1に達すると、比較器３１２の出力はＬＯＷになり、
ＲＳフリップフロップ３１０をセットし、次のオンサイ
クルを開始する。電圧ＶTH1は、電圧ＶTH2よりも大きい
ので、比較器３１５の出力は連続モードでＬＯＷのまま
維持される。
【０１６４】本実施態様によると、オフ時間は、図５お
よび図６を参照しながら上述した可変オフ制御回路２５
０によって制御される。従って、回路２５０は、ＶINお
よびＶOUTにそれぞれ接続された入力２５２および２５
４を含み、これらの電圧をモニタする。
【０１６５】電流源Ｉ1は、電流比較器３９の抵抗器Ｒ3
の最小電圧しきい値を設定する。これにより、各オンサ
イクルで比較器３９をトリップするのに必要なインダク
タＬ１の最小電流が設定される。結果として得られる、
出力に流れる平均インダクタ電流が負荷電流よりも大き
い場合には、出力電圧ＶOUTは増加し始め、これにより
帰還電圧ＶFBはヒステリシス比較器７４をトリップす
る。もちろん、インダクタＬ１のインダクタンスおよび
オフ時間ｔOFFは、このようなトリッピングが発生する
ときにはインダクタリップル電流がゼロ未満にならない
ように選択されるのが好ましい。比較器７４がトリップ
すると、その出力はＬＯＷになり、ＲＳフリップフロッ
プ３１０のＱ出力を無効にし、即座にスイッチ信号Ｖ
SWBをＨＩＧＨに切り替える。上記のように、これによ
り、「スリープ」モードの動作が自動的に開始される。
【０１６６】スリープモードでは、上記のようにコンデ
ンサＣCONは放電するが、比較器３１２がトリップする
と、コンデンサＣCONは新たなスイッチオンサイクルを
開始しない。上記のように、これは、帰還電圧ＶFBが比
較器７４のヒステリシス量だけ低下するまで、出力７４
ＡのＬＯＷ状態は、スイッチ信号ＶSWBをＮＡＮＤゲー
ト３１６を介してＨＩＧＨの状態に保持するためであ
る。従って、制御コンデンサＣCONは、電圧ＶTH2未満に
放電し続け、比較器３１５の出力３１５ＡはＨＩＧＨと
なる。これにより、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６およびＮ−Ｍ
ＯＳＦＥＴ１７はターンオフされる。さらに、レギュレ
ータ回路がスリープモードであるときには、増幅器３８
および比較器３９および３１２などの未使用の回路成分
もまたターンオフされる。上記のように、これにより、
スリープモード中にバイアス電流は実質的に減少し、低
出力電流レベルでの効率がさらに増加する。
【０１６７】スリープモードでの長いオフ時間中に、レ
ギュレータの大半およびＭＯＳＦＥＴ１６および１７
は、ターンオフされ、出力負荷は、出力コンデンサＣ
OUTによって実質的に支持される。しかし、帰還電圧Ｖ
FBが比較器７４のヒステリシス量だけ減少するように出
力電圧ＶOUTが低下すると、すべての回路成分は、再び
ターンオンされ、新たなオンサイクルが開始され、電流
が出力に供給される。負荷電流がＬＯＷのままである場
合、出力コンデンサＣOUTは再充電し、帰還電圧Ｖ
F Bは、わずか数スイッチサイクル後に再び比較器７４を
トリップする。従って、軽い負荷状態では、上記のよう
に、出力電圧ＶOUTは、高いしきい値と低いしきい値と
の間で振動する。
【０１６８】Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６がオンのときは常
に、そのゲート・ソース間の電圧はＭＯＳＦＥＴ３３４
にも発生し、ＭＯＳＦＥＴ３３４をターンオンする。こ
れにより、ＭＯＳＦＥＴ３３４のドレインはＨＩＧＨに
なり、Ｎ−駆動２７を阻止する。ＬＯＷからＨＩＧＨへ
のＶSWBの切替え後、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６のゲートの
電圧は、ＭＯＳＦＥＴ３３４のドレイン電圧が低下し
て、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７がターンオンされる前に、Ｍ
ＯＳＦＥＴ３３４が電流源３３５より少ない電流が流れ
るレベルに増加しなければならない。電流ＩM1は、駆動
が可能となる前に、ＭＯＳＦＥＴ３３４のゲートが入力
電圧ＶINの２Ｖ以内に増加するように、意図的に小さい
レベルに設定され、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７がターンオン
するときにＰ−ＭＯＳＦＥＴが完全にオフとなるように
している。同様に、ＭＯＳＦＥＴ３３２および電流源Ｉ
M2３３３は、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６がターンオンすると
きにＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７が完全にオフとなるようにし
ている。これにより、ドライバの速度またはＭＯＳＦＥ
Ｔのサイズにかかわらず、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６とＮ−
ＭＯＳＦＥＴが同時に導電するのを防止し、最大可能な
効率を確実にしている。本実施態様のこの特徴は、1992
年6月4日付けで提出された、同時係属中で同一譲受人に
譲渡された米国特許出願（ＬＴ−２０）第07/893,523号
に詳細に記載されている。本願では、この米国特許出願
を参考のためにそのまま援用している。所望されるな
ら、本発明の制御回路は、本願と同時に提出された、同
時係属中で同一譲受人に譲渡された米国特許出願（ＬＴ
−２０ＣＩＰ）第08/035,423号に記載されるような、一
時スイッチ信号を収容する回路を含んでいてもよい。本
願では、この米国特許出願を参考のためにそのまま援用
している。
【０１６９】図７に示されるＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７に接
続されたショットキーダイオードＤ２は、ＭＯＳＦＥＴ
１６および１７の導通期間のデッドタイム中にのみ導電
する。ダイオードＤ２の目的は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７
のボディーダイオードがターンオンして、不動作中に電
荷を蓄積するのを防止することである。ボディーダイオ
ードがターンオンして、不動作中に電荷が蓄積すると、
場合によっては、効率が（例えば、約１％）減少するた
めである。ダイオードＤ２は、最大出力電流を導通して
いるときに、約０．５Ｖ未満の順方向電圧で選択される
のが好ましい。本発明によると、図７に示される制御回
路は、５Ｖの同期降圧型スイッチングレギュレータに導
入されると、出力電流が２桁より大きい範囲（例えば、
２０ｍＡから２Ａ）で変動するときでも、（約１０Ｖの
入力電圧で）９０％を上回る効率を成し遂げることが可
能である。特定の動作条件下（例えば、６Ｖの入力電
圧）では、９５％を上回る効率が、このような電流レベ
ルで維持され得る。このような制御回路は、特に、ノー
トブックおよびパームトップコンピュータ、ポータブル
器具、電池駆動ディジタル装置、移動電話、直流電源シ
ステムおよびＧＰＳシステムで有用である。
【０１７０】図１を参照しながら上述したように、従来
の制御回路１０の欠点は、ｔOFF中に電流が大幅に直線
的に減少すると、低出力電流で、インダクタＬ１の電流
が極性を反転し得ることである。これにより、Ｎ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１７を介して電力が負荷からアースに引き出さ
れ、同時に、回路効率が減少する。本発明のさらに他の
特徴によると、制御回路は、インダクタ電流が極性を反
転する場合、このような電力が負荷から引き出されるの
を防止するために、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴをターンオフする
回路を有し得る。
【０１７１】図８は、レギュレータの出力インダクタに
おける電流の極性反転によって負荷から電力が引き出さ
れるのを防止するための本発明の回路を導入した、例示
的なスイッチングレギュレータ回路の概略ブロック図で
ある。
【０１７２】スイッチングレギュレータ４００は、図１
に示されるのと同様のプッシュプルスイッチ１５、駆動
回路２０および出力回路３０を有している。さらに回路
４００は、出力インダクタＬ１電流の極性反転によって
負荷から電力が引き出されるのを防止するための本発明
の高効率制御回路４７０を有している。
【０１７３】制御回路４７０は、図１に示されるのと同
様のワンショット回路２５、電流比較器３９および相互
コンダクタンス増幅器３８を有している。これらの構成
要素に加えて、制御回路４７０はさらに、比較器４７１
およびインダクタ電流の極性反転によって低平均電流レ
ベルで負荷から電力が引き出されるのを防止するゲート
４７２を有している。制御回路４７０は以下のように動
作する。
【０１７４】ワンショット回路の出力２５ａがＨＩＧＨ
になり、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６をオフにし、Ｎ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１７をオンにすると、インダクタ電流ＩLは直線
的に減少し始める。低平均出力電流中で、この電流はゼ
ロに直線的に減少し、最後には、負になる。制御回路４
７０は、電流帰還信号ＩFB2を介して、インダクタ電流
ＩLをモニタすることによって動作し、このような電流
反転が起こる前にＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７をターンオフす
る。これにより、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７が、電力を負荷
からアースに引き出すのが防止される。
【０１７５】比較器４７１は、電流帰還信号ＩFB2によ
ってインダクタ電流ＩLをモニタする入力４７１ａを有
している。電流帰還信号ＩFB2が、比較器４７１の入力
４７１ｂに印加される電流Ｉ4未満に低下すると、比較
器出力４７１ｃはＬＯＷになり、ＮＡＮＤゲート４７２
によってＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７はターンオフされる。Ｎ
−ＭＯＳＦＥＴ１７がターンオフされると、インダクタ
電流ＩLの電流反転によってＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７を介
して電力が負荷１４からアースに引き出されるのが防止
される。
【０１７６】Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７がターンオフされた
後、帰還電流ＩFB2が電流Ｉ4を上回って比較器出力４７
１ｃがＨＩＧＨになると、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７は、再
びターンオンされる。一般に、ワンショット回路２５が
Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６をターンオンした後、比較器出力
４７１ｃは再びＨＩＧＨになり、インダクタ電流ＩLは
再び直線的に増加する。このような直線的な増加によ
り、電流帰還信号ＩFB2はＩ4を上回るので、比較器出力
４７１ｃはＨＩＧＨになる。比較器４７１ｃがＨＩＧＨ
である間、ワンショット回路２５は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ
１７のターンオン制御のみを行う。従って、制御回路４
７０は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７を意図的にオフに保持す
る回路を有している。このＮ−ＭＯＳＦＥＴ１７がオフ
に保持される期間は、もし、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１７がオ
フに保持されなければ、電流反転によって負荷から電力
が引き出される期間である。本発明のこの特徴は、電流
反転が最も起こりやすい低平均出力電流レベルで、回路
効率を増加させ得る。
【０１７７】比較器４７１は帰還電流ＩFB2を介してイ
ンダクタ電流ＩLをモニタするが、インダクタ電流ＩLの
電流反転を検出する他の手段を用いてもよいことは、当
業者に自明である。例えば、比較器４７１は、１つのタ
イプの電流帰還信号だけが制御回路４７０で使用される
ように、電流帰還信号ＩFB1をモニタすることも可能で
ある。さらに、インダクタ電流ＩLの電流反転を示す帰
還信号を発生する他の多数の手段も使用され得る（例え
ば、図７の抵抗器ＲSENSEを参照）。
【０１７８】本発明の高効率制御回路は、スイッチング
レギュレータが電圧降圧型構成で設けられている図１か
ら図８を参照しながら上述した。本発明の制御回路が他
の構成でも使用されることは明白である。例えば、図９
は、電圧昇圧型構成の本発明の高効率制御回路を導入し
たスイッチングレギュレータ回路の概略ブロック図を示
す。
【０１７９】スイッチングレギュレータ５００は、同期
してスイッチングされるスイッチ１５’を有し、Ｐ−チ
ャネルＭＯＳＦＥＴ１６およびＮ−チャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７は互いに接続され、インダクタＬ１の一端に接続
されている。インダクタＬ１の他端は、入力ＶINに接続
されている。制御回路７０は、反転Ｐ−ドライバ２６’
および反転Ｎ−ドライバ２７’を含む駆動回路２０’を
駆動し、反転Ｐ−ドライバ２６’および反転Ｎ−ドライ
バ２７’は、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ１６およびＮ−
チャネルモＳＦＥＴ１７をそれぞれ交互に駆動する。
【０１８０】従って、図９に示されるように、本発明の
駆動回路は、制御された出力電圧ＶOUTに入力電圧ＶIN
が昇圧されるスイッチング構成で使用され得る。図２か
ら図８に示される降圧型構成と同様に、図９の制御回路
は、他のタイプの昇圧型構成でも使用される。例えば、
図５および図６を参照しながら上述したように、図９に
示されるワンショット回路２５は、入力電圧ＶINをモニ
タして、インダクタＬ１からの可聴ノイズの発生および
放出を低入力電圧で減少させるための入力をさらに有し
ていてもよい。さらに、スイッチングレギュレータ５０
０は、図８を参照しながら上述したように、Ｐ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１６がオフに保持されないとインダクタ電流ＩL
の極性が反転し得る期間Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６をオフに
保持する回路を有していてもよい。
【０１８１】図１０は電圧極性反転構成をもつ本発明の
高効率制御回路を導入した、スイッチングレギュレータ
回路の概略ブロック図を示す。
【０１８２】スイッチングレギュレータ６００は、スイ
ッチ１５’’を有し、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ１６のドレイン
は、インダクタＬ１の一端に接続され、ダイオードＤ６
０１を介してＶOUTに接続されている。インダクタＬ１
の他端は接地されている。Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ１
６のソースは、正入力電圧ＶINに接続されている。制御
回路７０’は、Ｐ−ドライバ２６を含む駆動回路２
０’’を駆動し、Ｐ−ドライバ２６はＰ−チャネルＭＯ
ＳＦＥＴ１６を駆動する。
【０１８３】制御回路７０’は、上述した制御回路７０
と、以下を除いて実質的に同様に動作する。電圧は、抵
抗器Ｒ１、Ｒ２および増幅器６０２によって制御回路７
０’へ帰還される。増幅器６０２は、ＶOUTで負極性電
圧を反転させて、正極性電圧を制御回路７０’に帰還さ
せる。
【０１８４】従って、図１０に示されるように、本発明
の制御回路は、入力電圧ＶINが、反対極性の制御された
出力電圧ＶOUTに反転されるスイッチング構成で使用さ
れ得る。図２から図８に示される降圧型構成と同様に、
図１０の制御回路は、他のタイプの極性反転構成でも使
用される。例えば、図１０に示されるワンショット回路
２５は、入力電圧ＶINをモニタして、インダクタＬ１か
らの可聴ノイズの発生および放出を低入力電圧で減少さ
せるための入力をさらに有していてもよい。さらに、ワ
ンショット回路２５は、図５および図６を参照しながら
上述したように、出力が短絡すると、出力電圧ＶOUTを
モニタして、短絡電流を制御するための入力を有してい
てもよい。さらに、レギュレータ６００が同期して切り
替えられ、Ｄ６０１の代わりにＮ−ＭＯＳＦＥＴを有す
るならば、図８を参照しながら上述したように、レギュ
レータは、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴをオフに保持する回路を有
していてもよい。このＮ−ＭＯＳＦＥＴがオフに保持さ
れる期間は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴがオフにされなければイ
ンダクタＩLの極性が反転し得る期間である。
【０１８５】本発明は、スリープモード制御信号を発生
して、スイッチングレギュレータをスリープモードにす
るかまたはスリープモードから解除するヒステリシス電
圧比較器を参照しながら上述したが、同一の機能を果た
す他の手段を用いることもできることは当業者に公知で
ある。例えば、所望されるなら、スリープモード制御信
号は、モニタされた出力電流に応答して発生され得る。
さらに、上記のように、スイッチングレギュレータは、
出力電圧が所定のしきい値未満に低下した後ではなく、
スリープモードになって所定期間を経過すると、スリー
プモードから解除され得る。
【０１８６】さらに、本発明は、図１から図１０を参照
しながら上述し、ここで、パワースイッチは一対の相補
型ＭＯＳＦＥＴ（すなわち、１つのＰ−チャネルおよび
１つのＮ−チャネル）または単一なＰ−チャネルＭＯＳ
ＦＥＴ（図３）のいずれかであるが、本発明は、他のタ
イプのスイッチにも適用できることは明白である。例え
ば、パワースイッチは、一対のＮ−チャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ、一対のＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラ
接合トランジスタを有していてもよい。
【０１８７】従って、本発明によると、制御回路および
スイッチングレギュレータ回路で広範囲の電流にわたっ
て高効率を維持する方法が提供される。
【０１８８】上記の実施態様は本発明を例示するもので
あって、本発明を限定するものではない。従って、本発
明は、上記の実施態様以外の態様でも実施され得ること
は当業者に自明である。また、本発明は、添付の請求の
範囲によってのみ限定される。
【０１８９】
【発明の効果】本発明によると、高効率のスイッチング
レギュレータが提供され、スイッチングレギュレータ回
路において、高効率を、低い出力電流を含む広い電流範
囲にわたって維持するための制御回路および方法が提供
される。
【図面の簡単な説明】
【図１】降圧型構成の一対の同期スイッチングＭＯＳＦ
ＥＴを含むスイッチを用いる典型的な従来のスイッチン
グレギュレータ回路の概略ブロック図である。
【図２】降圧型構成の一対の同期スイッチングＭＯＳＦ
ＥＴを含むスイッチを駆動するための本発明の高効率制
御回路の第１実施態様を導入した、スイッチングレギュ
レータ回路の概略ブロック図である。
【図３】降圧型構成のスイッチングＭＯＳＦＥＴおよび
スイッチングダイオードを含むスイッチを駆動するため
の本発明の高効率制御回路の第２実施態様を導入した、
スイッチングレギュレータ回路の概略ブロック図であ
る。
【図４】降圧型構成の一対の同期スイッチングＭＯＳＦ
ＥＴを含むスイッチを駆動するための本発明の高効率制
御回路の「ユーザ駆動」の実施態様を導入した、スイッ
チングレギュレータ回路の概略ブロック図である。
【図５】本発明の可変オフ時間制御回路を導入したスイ
ッチングレギュレータ回路の概略ブロック図である。
【図６】図５の可変オフ時間制御回路の実施態様の概略
図である。
【図７】降圧型構成の一対の同期スイッチングＭＯＳＦ
ＥＴを含むスイッチを駆動するための本発明の可変オフ
時間特性と高効率制御回路との両方を導入した、例示的
なスイッチングレギュレータ回路の概略ブロック図であ
る。
【図８】レギュレータの出力インダクタにおける、負荷
からの電力に起因する電流の極性反転を防止するための
本発明の回路を導入した、スイッチングレギュレータ回
路の概略ブロック図である。
【図９】昇圧型構成の本発明の高効率制御回路を導入し
たスイッチングレギュレータ回路の概略ブロック図であ
る。
【図１０】極性反転構成の本発明の高効率制御回路を導
入したスイッチングレギュレータ回路の概略ブロック図
である。
【符号の説明】
１４ 負荷 １５ プッシュプルスイッチ １６ Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴ １７ Ｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴ ２０ 駆動回路 ２５ ワンショット回路 ２６ Ｐ−チャネルドライバ ２７ Ｎ−チャネルドライバ ３０ 出力回路 ３２ インダクタ ３４ 出力コンデンサ ３６Ａ 抵抗器 ３６Ｂ 抵抗器 ３７ 基準回路 ３８ 相互コンダクタンス増幅器 ３９ 電流比較器 ６６ ＡＮＤゲート ６８ ＮＡＮＤゲート ７０ 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ランディ ジー． フラットネス アメリカ合衆国 カリフォルニア 95032，ロス ガトス，アンドレ コー ト 107 (56)参考文献 特開 平５−38136（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−79770（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−24190（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−101286（ＪＰ，Ｕ) 欧州特許出願公開428377（ＥＰ，Ａ ２) Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｓ ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｓｔｅｐｄｏｗ ｎ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｒｅｇｕｌａ ｔｏｒに関する仕様書，ＬＴＣ1148 Ｌ ＴＣ1148−３．３／ＬＴＣ1148−５に関 する部分 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング電圧レギュレータのための
    制御回路であって、 該スイッチング電圧レギュレータは、１対のスイッチン
    グトランジスタと、該スイッチング電圧レギュレータの
    入力電圧、出力および接地ノードの間を相互接続する誘
    導素子とを含み、 該スイッチング電圧レギュレータは、第１の動作状態を
    有しており、該第１の動作状態において、該制御回路
    は、該一対のスイッチングトランジスタのための一対の
    駆動回路にスイッチング制御信号を提供することによ
    り、スイッチングサイクルで該一対のスイッチングトラ
    ンジスタのオンオフを交互に切り替え、これにより、該
    誘導素子を通る電流の連続的な流れを提供し、 さらに、 ａ）該制御回路は、該誘導素子を流れる電流を示す帰還
    信号を受け取り、該帰還信号を基準値と比較することに
    より、該誘導素子を流れる該電流の極性が反転しようと
    していることを示す状態を検出する比較器回路を含み、 ｂ）該制御回路は、該比較器回路が該誘導素子を流れる
    該電流の極性が反転しようとしていることを示す状態を
    検出した際に、該スイッチング電圧レギュレータを該第
    １の動作状態から第２の動作状態に切り替えるための制
    御信号を生成し、該制御信号は、該誘導素子を流れる該
    電流の極性が反転しようとしているか否かの関数とし
    て、該一対のスイッチングトランジスタのうちの一方の
    ための該駆動回路に提供される該スイッチング制御信号
    を状態づける回路に供給され、該第２の動作状態におい
    て、該制御信号は、該一対のスイッチングトランジスタ
    のうちの一方をオフにすることによって、該一対のスイ
    ッチングトランジスタのうちの一方の該スイッチングサ
    イクルを中断し、該誘導素子を流れる該電流の極性が反
    転するのを防ぐ、制御回路。
  2. 【請求項２】 前記スイッチング電圧レギュレータがス
    テップダウンレギュレータであり、前記制御信号が、前
    記誘導素子の一端を接地に結合する前記スイッチングト
    ランジスタの前記スイッチングサイクルを中断する、請
    求項１に記載の制御回路。
  3. 【請求項３】 前記スイッチング電圧レギュレータがス
    テップアップレギュレータまたは反転レギュレータであ
    り、前記制御信号が、前記誘導素子の一端を該スイッチ
    ング電圧レギュレータの前記出力に結合する前記スイッ
    チングトランジスタの前記スイッチングサイクルを中断
    する、請求項１に記載の制御回路。
  4. 【請求項４】 前記スイッチング制御信号はワンショッ
    ト回路の出力である、請求項１から３のいずれかに記載
    の制御回路。
  5. 【請求項５】 相互コンダクタンス増幅器および電流比
    較器をさらに含み、該相互コンダクタンス増幅器が帰還
    電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとを比較するために使用
    され、そして該電流比較器が前記ワンショット回路をト
    リップおよびトリガするために使用される、請求項４に
    記載の制御回路。
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