JPH04175908A - スイッチング・レギュレータ - Google Patents

スイッチング・レギュレータ

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JPH04175908A
JPH04175908A JP2302777A JP30277790A JPH04175908A JP H04175908 A JPH04175908 A JP H04175908A JP 2302777 A JP2302777 A JP 2302777A JP 30277790 A JP30277790 A JP 30277790A JP H04175908 A JPH04175908 A JP H04175908A
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signal
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Masanori Niwayama
庭山　正紀
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、安定化電源として動作する昇圧型、降圧型
、フライバック型スイッチング・レギュレータ、特に、
動作モードを検出し、かつ検出した動作モードに応じて
ループ・ゲインを制御するスイツチング・レギュレータ
に関するものである。
［従来の技術］ 第１０図は、従来の昇圧型チョッパ式スイッチング・レ
ギュレータ（以下、昇圧型レギュレータと略す、なお、
昇圧型とは入力電圧よりも出力電圧が高いものをいう、
）を一部ブロック図で示す標準的な回路図である。
この第１０図において、（１）は電源入力端である。（
２）はスイッチング手段、例えばこの場合はＮＰＮ型の
スイッチング・トランジスタ（以下、スイッチングＴＲ
と略す、）であって、エミッタが接地されている。（３
）は例えばチョークであって、一端が電源入力端（１）
に接続されかつ他端がスイッチングＴＲ（２）のコレク
タに接続されている。（４）はダイオードであって、ア
ノードがスイッチングＴＲ（２）のコレクタとチョーク
（３）の接続点Ｐに接続されている。（５）は出力コン
デンサであって、一方の電極がダイオード（４）のカソ
ードに接続されかつ他方の電極が接地されている。なお
、出力コンデンサ（５）は、チョーク（３）およびダイ
オードく４）と共にエネルギー蓄積手段を構成する。（
６）は電源出力端であって、ダイオード（４）のカソー
ドと出力コンデンサ（５）の接続点に接続されている。
（７）は基準電圧源であって、′負端子が接地されてい
る。（８）は誤差増幅器であって、正の信号入力端子が
ダイード〈４）のカソード、出力コンデンサ（５）の一
方の電極および電源出力端（６）に接続されかつ負の信
号入力端子は基準電圧源（７）の正端子に接続されてい
る。（９）は基準発振器である。（１０）はｐＷＭ　（
パルス幅変調）コンパレータであって、正の信号入力端
子が基準発振器（９）の信号出力端子に接続されかつ負
の信号入力端子が誤差増幅器（８）の信号出力端子に接
続されている。（１１）はベース抵抗であって、ＰＷＭ
コンパレータ（１０）の信号出力端子とスイッチングＴ
Ｒ（２）のベースとの間に接続されている。
第１１図はＰＷＭコンパレータ（１０）の動作原理を説
明するための波形図である。この第１１図には、ＰＷＭ
コンパレータ（１０）へ入力される、基準発信器（９）
の出力信号■。８ｅおよび誤差増幅器（８）の出力信号
■、ｒの波形に対するＰＷＭコンパレータ（１０）の出
力信号ｖＰの波形が示されており、破線Ｗ（、Ｗ２は、
それぞれ、負荷電流が増加して電源出力端（６）での電
源出力電圧Ｖ０が低下したときの誤差増幅器（８）の出
力信号■、ｒの波形、ＰＷＭコンパレータ（１０）の出
力信号ＶＰの波形である。
第１２図は第１０図の回路における（ａ＞断続モード時
と（ｂ）連続モード時の各部の出力信号のを示す波形図
である。同図（ア）はＰＷＭコンパレータ（１０）の出
力信号Ｖｐの波形、同図（イ）は接続点Ｐの電圧■。の
波形、同図（つ）はチョーク（３）の電流Ｉ　ｃｈの波
形である。同図（１）はスイッチングＴＲ（２）のコレ
クタ電流Ｉ　ｔｒの波形であり、ハツチングされた面積
の時間平均は負荷への出力電力に比例する。また、破線
は負荷電流が増加した場合の波形である。
次に、第１０図のように構成された従来の昇圧型レギュ
レータの動作について説明する。
誤差増幅器（８）は電源出力端（６）での電源出力電圧
ｖ０と基準電圧源（７）の基準電圧■１との差を増幅し
て第１１図に示されたような出力信号■、１を出力する
。基準発振器（９）は第１１図に示されたような鋸波状
の出力信号Ｖ。８ｃを出力する。ＰＷＭコンパレータ（
１０）はこれら■。、Ｃと■、１の大小を比較して出力
信号■、をベース抵抗（１１）を介してスイッチングＴ
Ｒ（２）のベースへ出力する。ここでは、基準発振器（
９）の出力信号Ｖ　ｏ　ｓ　ａが誤差増幅器（８）の出
力信号■ｏｒよりも大きいときにＰＷＭコンパレータ（
１０）の出力信号■、が２°値出力１になってスイッチ
ングＴＲ（２）をオンにし、基準発振器（９）の出力信
号■。ｓｃが誤差増幅器（８）の出力信号Ｖ　ｅｒより
も小さいときにＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号
Ｖｐが２値出力ＯになってスイッチングＴＲ（２）をオ
フにする。
いま、例えば負荷電流が増加して電源出力端（６）での
電源出力電圧■。が低下したとする。
このとき、誤差増幅器（８）の出力信号■６ｒは第１１
図の破線Ｗ１で示されたように低下するので、ＰＷＭコ
ンパレータ（１０）の出力信号■２が２値出力１のとき
のデユーティは第１１図の破線ｗ２で示されたように増
加する。このことによってスイッチングＴＲ（２）のオ
ンデユーテイが大きくなり、チョーク（３）および出力
コンデンサ（５）に蓄えられるエネルギーが増大する。
スイッチングＴＲ（２）がオフになると、チョーク（３
）および出力コンデンサ（５）に蓄えられたエネルギー
は電源入力端（１）からのエネルギーに重畳されて電源
出力端（６）へ伝送され、その電源出力電圧■。を高め
ようとする。
以上が昇圧型レギュレータの基本動作である。
このようなスイッチング動作の繰り返し中に、第１２図
（つ）に示されたように、チョーク（３）の電流Ｉ　ｃ
ｈがＯになる期間が存在する断続モードと、全繰り返し
期間を通じてＩ　ｃｈがＯになることのない連続モード
の２つの動作モードが存在す、る。
負荷が軽いときは断続モードで動作し、負荷が重いとき
は連続モードで動作する。負荷電流が増加して負荷の消
費電力が例えば２倍になったとすると、第１２図の破線
で示されたように、断続モードでは出力電力を２倍にす
るためにスイッチングＴＲ（２）のオンデユーテイが２
倍になり、他方、連続モードではオンデユーテイは僅か
に増加するだけであってチョーク（３）の電流Ｉ　ｃｈ
、スイ・ノチンッグＴＲ（２）のコレクタ電流Ｉ　ｔｒ
が増加することによって支配的に出力電力を増大させて
いる。
以上、エネルギー蓄積手段中にチョーク（３）を用いた
チョッパ式レギュレータについて説明したが、トランス
を用いたフライバック型レギュレータも存在し、これも
同様の動作原理であるので説明は省略する。
第１３図は、従来の降圧型チョッパ式スイッチング・レ
ギュレータ（以下、降圧型レギュレータと略す、降圧型
とは入力電圧よりも出力電圧か低いものをいう、）を一
部ブロック図で示す標準的な回路図である。
この第１３図において、（１）および（３）〜（１１）
は第１０図について説明したものと同じである。（２Ａ
）は例えばＰＮＰ型のスイッチングトランジスタ（以下
、スイッチングＴＲと略す、）であって、エミッタが電
源入力端（１）に接続されている。（１２）は例えばＮ
ＰＮ型のドライブ・トランジスタ（以下、ドライブＴＲ
と略す、）であって、エミッタが接地されかつベースが
ベース抵抗に接続されている。（１３）はベース抵抗で
あって、スイッチングＴＲ（２Ａ）のベースとドライブ
ＴＲ（１２）のコレクタとの間に接続されている。なお
、これら構成部品（２Ａ）、（１２）および（１３）は
スイッチング手段を構成する。エネルギー蓄積手段の一
部を構成するチョーク（３）は、ここではその一端がス
イッチングＴＲ（２Ａ）のコレクタに接続されかつその
他端が電源出力端（６）に接続されている。エネルギー
蓄積手段の一部を構成するダイオードはここではそのア
ノードが接地されかつそのカソードがスイッチングＴＲ
（２Ａ）のコレクタとチョーク（３）の一端との接続点
Ｑに接続されている。
第１４図は第１３図の回路における（ａ）断続モード時
と（ｂ）連続モード時の各部の出力信号を示す波形図で
ある。同図（ア）はＰＷＭコンパレータ（１０）の出力
信号■、の波形、同図（イ）は接続点Ｑの電圧■ゆの波
形、同図（つ）はチョーク（３）の電流Ｉ　ｃｈの波形
である。同図く工）はスイッチングＴＲ（２Ａ）のコレ
クタ電流ｒ　ｔｒの波形であり、ハツチングされた面積
の時間平均は負荷への出力電力に比例する。また、破線
は負荷電流が増加した場合の波形である。
次に、第１３図のように構成された従来の降圧型レギュ
レータの動作について説明する。
第１０図に示した従来の昇圧型レギュレータの場合と同
様に、誤差増幅器（８）は電源出力端（６）での電源出
力電圧■。と基準電圧源（７）からの基準電圧■、との
差を増幅して第１１図に示されたような出力信号■、１
を出力する。ＰＷＭコンパレータ（１０）はこれら出力
信号Ｖ　ｂ　ｓ　ｃとｖ、ｒの大小を比較して出力信号
Ｖ、をベース抵抗（１１）を介してドライブＴＲ（１２
）のベースへ出力する。ここでは、基準発信機（９）の
出力信号■。、。が誤差増幅器（８）の出力信号Ｖ、ｒ
よりも大きいときにＰＷＭコンパレータ（１０）の出力
信号Ｖ、が２値出力１になってドライブＴＲ（１２）を
オンにし、もってスイッチングＴＲ（２Ａ）をオンにし
、基準発信機（９）の出力信号■。、ｅが誤差増幅器（
８）の出力信号ｖ、ｒよりも小さいときにＰＷＭコンパ
レータ（１０）の出力信号Ｖ、が２値出力０になってド
ライブＴＲ（１２）をオフにし、もってスイッチングＴ
Ｒ（２Ａ）をオフにする。
いま、例えば負荷電流が増加して電源出力端（６）での
電源出力電圧■。が低下したとする。
このとき、誤差増幅器（８）の出力信号Ｖ　ｅ　ｒは第
１１図の破線ｗ、で示されたように低下するので、ＰＷ
Ｍコンパレータ（１０）の出力信号Ｖｐが２値出力１の
ときのデユーティは第１１図の破線ｗ２で示されたよう
に増加する。このことによってスイッチングＴＲ（２Ａ
）のオンデユーテイが大きくなり、チョーク（３）およ
び出力コンデンサ（５）に蓄えられるエネルギーが増大
し、これによってスイッチングＴＲ（２）がオフのとき
に電源出力電圧■。を高めようとする。
以上が降圧型レギュレータの基本動作であり、そのスイ
ッチング動作は第１４図に示す通りである。
［発明が解決しようとする課題］ 上述したような従来の昇圧型レギュレータや降圧型レギ
ュレータは、出力部に容量負荷が接続された負帰還増幅
器を構成する安定化電源であり、出力電力を一定値増加
させるために必要なオンデユーテイの変化量は断続モー
ド時の方が連続モード時よりもかなり大きく、また、こ
のとき連続モード時のループ・ゲインは断続モード時の
それに比べてはるかに大きく、実験結果によればその違
いはたいてい１０倍以上にもなる。負荷変動や入力変動
に対して出力電圧を極カ一定に保つためには、ループ・
ゲイン、特に低域でのループ・ゲインは高い方がよく、
このために通常、誤差増幅器は低域でのループ・ゲイン
を上げるような周波数特性にされている。しかし、この
ことはループ内において誤差増幅器と出力コンデンサの
２箇所で位相を遅らせることになるので、動作モードが
変化してループ・ゲインが大きく変わるような系では帰
還系の安定度確保が難しい、逆に、帰還系の安定度を上
げると、一般に高い周波数領域でのループ・ゲインが低
下して出力抵抗が増加するので、負荷の急激な変動に対
する出力の変動量が増え（負荷変動特性の低下）、性能
が低下するという問題点があった。
上述したような、動作モードの変化によって生じる帰還
系の安定度の低下や性能の低下をおさえるために、従来
どちらかのモードだけで動作させることも行われていた
。この場合、負荷や入力電圧の変動が小さければどちら
がのモードだけで動作させることは設計上可能であり、
安定度と性能を両立させることは容易である。しがし、
負荷や入力電圧の変動が大きいときは、例えば、断続モ
ードだけで動作するように設計すると、電源の出力抵抗
を低下させるために極めて大きな容量の出力コンデンサ
を用いることが多く、コンデンサの大型化のために電源
の占有体積が増大してしまう。
他方、連続モードだけで動作させると、チョークや出力
コンデンサのリップル電流すなわちリップル量を小さく
でき、ピークを流が小さいことからチョークを小型化で
きるというメリットがあるが、仮に本来の負荷電流がＯ
であっても断続モードの発生を押さえるためＣ＋比出力
無駄な電流を流すことになるので電源の変換効率が低下
するという問題点があった。
この発明は、このような問題点を解決するためになされ
たものであり、動作モードが切り替わっても帰還系の安
定度を確保し、かつ性能を低下させることがなく、負荷
や入力電圧の変動幅を広く許容するスイッチング・レギ
ュレータを得ることを目的とする。
［課題を解決するための手段］ この発明に係るスイッチング・レギュレータは、スイッ
チング手段の出力信号と所定の第１のしきい値とを比較
し、この比較の結果とＰＷＭコンパレータの出力信号と
の一致または不一致を検出し、この検出結果を平均化す
るデユーティ検出手段と、このデユーティ検出手段の出
力信号と所定の第２のしきい値とを比較し、この比較の
結果から断続モードか連続モードかの動作モードを示す
信号を出力するレベル　コンパレータと、上記動作モー
ドを示す信号に応じて、帰還率を選択するゲイン切り替
えスイッチ、および上記帰還率に基づいた第３のしきい
値と上記負荷への出力電圧との大小を比較し、その結果
を上記ＰＷＭコンパレータおよび上記ゲイン切り替えス
イッチへ出力する差動増幅器を含む誤差増幅器とを備え
たものである。
［作用］ この発明においては、断続モードか連続モードかの動作
モードを検出し、この動作モードを示す信号によって負
荷や入力電圧の変動に対して常に最適なループ・ゲイン
になるように制御する。
［実施例］ 以下、この発明の第１の実施例の構成を説明する。
第１図はこの発明の第１の実施例である昇圧型スイッチ
ング　レギュレータを一部ブロック図で示す回路図であ
る。この第１図において、（１）〜（７）および（９）
〜（１１）は第１０図の従来例に示されているものと同
じであるので、ここでは説明を省略する。（８Ａ）は誤
差増幅器である。この誤差増幅器（８Ａ）において、（
８ａ）は抵抗値がＲ３の抵抗であって、一端が基準電圧
源（７）の正端子に接続されている。（８ｂ）は抵抗値
がＲ２の抵抗であって、一端が抵抗（８ａ）の他端に接
続されている。（８ｃ）はゲイン切り替えスイッチであ
って、一方の信号入力端子が抵抗（８ａ）と（８ｂ）の
接続点に接続されかつ他方の信号入力端子が抵抗（８ｂ
）の他端に接続されている。（８ｄ）は差動増幅器であ
って、正の信号入力端子がダイオード（４）のカソード
、出力コンデンサ（５）の一方の電極および電源出力ｆ
４Ａ（６）の接続点Ｐに接続され、負の信号入力端子が
ゲイン切り替えスイッチ（８Ｃ）の信号出力端子に接続
されている。（８ｅ）は容量がＣＩのコンデンサであっ
て、一方の電極が抵抗（８ｂ）の他端とゲイン切り替え
スイッチ（８ｃ）の他方の信号入力端子の接続点に接続
されており、他方の電極が差動増幅器（８ｄ）の信号出
力端子とＰＷＭコンパレータ（１０）の負の信号入力端
子の接続点に接続されている。誤差増幅器（８Ａ）は、
コンデンサ（８ｅ）、抵抗（８ｂ）、ゲイン切り替えス
イッチ（８ｃ）を介して差動増幅器（８ｄ）に帰還をか
けて所望の閉ループ特性を得る。
（１４）はデユーティ検出器であって、正の信号入力端
子が内部電源の正端子、負端子を介して電源入力端（１
）とチョーク（３）の接続点に接続され、負の信号入力
端子がスイッチングＴＲ（２）のコレクタ、チョーク（
３）の他端およびダイオード（４）のアノードの接続点
に接続されている。
（１５）はＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路であって、
一方の信号入力端子がＰＷＭコンパレータ（１０）の信
号出力端子に接続され、他方の信号入力端子がデユーテ
ィ検出器（１４）の信号出力端子に接続されている。（
１６）はＥＸ−ＯＲ回路（１５）の出力信号ｖ１．を平
均化する平均化回路、例えばローパスフィルタである。
（１６ａ）は抵抗値がＲ３の抵抗であって、一端がＥＸ
−ＯＲ回路（１５）の信号出力端子に接続される。
（１６ｂ）は容量がＣ２のコンデンサであって、一方の
電極が抵抗（１６，）の他端に接続され、他方の電極が
接地されている。なお、これら構成部品（１４）〜（１
６）はデユーティ検出手段を構成する。（１７）はレベ
ル・コンパレータであって、正の信号入力端子が平均化
回路（１６）中の抵抗（１６ａ）とコンデンサ（１６ｂ
）の接続点に接続され、負の信号入力端子が内部電源を
介して接地されている。
第２図は、第１図の回路におけるゲイン切り替えスイッ
チ（８ｃ）の状態に応じた誤差増幅器（８Ａ）のゲイン
−周波数特性を示す図である。
第３図は第１図の回路における（ａ）断続モード時と（
ｂ）連続モード時の各部の出力信号を示す波形図である
。同図において、（ア）はチヨーり（３）の電流Ｉｏｈ
の波形、（イ）はＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信
号■２の波形である。
同図（つ）は接続点Ｐの電圧ＶＣの波形であり、図中の
一点Ｍ線はデユーティ検出器（１４）のしきい値■、を
示し、点線は電源入力端（１）の電源入力電圧■１を示
す、同図（１）はデユーティ検出器（１４）の出力信号
Ｖ３ｗの波形であって、図中のハツチング部はチョーク
（３）の電流１．７が０の期間である。同図（オ）はＥ
Ｘ−ＯＲ回路（１５）の出力信号Ｖ、ッの波形であって
５図中の点線は平均化回路（１６）の出力信号Ｖ、、を
示す。
（力）はレベル　コンパレータ（１７）の出力信号Ｖ、
の波形である。
次に、第１図のように精成された昇圧型レギュレータの
動作を第２図および第３図を参照しながら説明する。
デユーティ検出器（１４）は、接続点Ｐの電圧ｖｏが、
電源入力電圧■、と所定の内部電源電圧との和であるし
きい値■、よりも低い期間に出力信号Ｖ１、を２値出力
１にし、そして高い期間に２値出力Ｏにする。この出力
信号■ｓｗは、断続モードの場合はチョーク（３）の電
流Ｉｏｈが０である期間およびＰＷＭコンパレータ（１
０）の出力信号ＶＰが２値出力１であり従ってスイッチ
ングＴＲ（２）がオンである期間に２値出力１になる。
他方、連続モードでは工、が０になる期間がないので、
デユーティ検出器（１４）の出力信号■、。
の波形はＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号■、の
波形にほぼ等しい。
デユーティ検出器（１４）の出力信号Ｖ　ｇｌｌはＥＸ
−ＯＲ回路（１５）でＰＷＭコンパレータ（１０）の出
力信号ＶＰと比較され、再入力の論理レベルが一致した
ときに出力信号Ｖ、８が２値出力０になり、不一致のと
きに２値出力１になる。
出力信号ｖ１うは２値出力１である狭い期間が現れる。
これはＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号ｖＰの変
化に対してスイッチングＴＲ（２）の応答が遅れ、さら
に出力信号■２の変化に対して接続点Ｐの電圧■。の変
化も遅れることを示している。出力信号■６．は平均化
回路く１６）で平均化され、このときに上述した２値出
力が１の狭い期間が除去される。第３図（オ）に破線で
示されたように、平均化回路（１６）の出力信号Ｖ、９
は連続モードではほとんど０であり、断続モードでは連
続モード時の値に比べて大きな値になる。この出力信号
■１、はレベル・コンパレータ（１７）へ出力される。
レベル・コンパレータ（１７）のしきい値Ｖ５を出力信
号Ｖ、ｖよりもわずかに大きく選ぶと、レベル・コンパ
レータ（１７）の出力信号ｖ１は断続モードでは２値出
力１になり、連続モードでは２値出力０になる。このよ
うに出力信号■、によって正確に断続モードと連続モー
ドとが区別される。
出力信号■。はゲイン切り替えスイッチ（８ｃ）に入力
されて誤差増幅器（８Ａ）の帰還率を制御する。第２図
に示されたように、出力信号■、がルベルのときすなわ
ち断続モードのときには、誤差増幅器（８Ａ）のゲイン
が大きくなるように切り曹わり、０レベルのときすなわ
ち連続モードのときには誤差増幅器（８Ａ）のゲインが
小さくなるように切り替わりる。
このようにして、動作モードが切り替わっても全体とし
てほぼ同じループ・ゲインを維持することができる。
なお、上記第１の実施例は昇圧型レギュレータに関する
ものであるが、上述した動作モードの検出は、断続モー
ドと連続モードが存在するものであれば他の形式のスイ
ッチング・レギュレータにも応用できる。
例えば、第４図は第２の実施例であって、第１図に示し
た第１の実施例の変形例としてのフライバック型スイッ
チング・レギュレータを一部ブロック図で示す回路図で
ある。フライバック型スイッチング・レギュレータは第
１図のチョーク（３）の代わりにスイッチング・トラン
ス（１８）（以下、トランス）を用いたものである。
第４図において、トランス（１８）は、その−次側コイ
ルが電源入力端（１）とスイッチングＴＲ（２）のコレ
クタ、デユーティ検出器＜１４Ａ）の負の信号入力端子
との間に接続され、そしてその二次側コイルがダイオー
ド（４）のアノードと接地との間に接続されている。デ
ユーティ検出器（１４Ａ）の正の信号入力端子は、内部
電源の負端子、正端子を介して電源入力端（１）に接続
されている。トランス（１８）は、スイッチングＴＲ（
２）がオンのときトランス〈１８）の−次側コイルを通
じて磁気エネルギーを蓄積し、スイッチングＴＲ（２）
がオフの期間にトランス（１８）の二次側コイルを通じ
てエネルギーを放出する。
スイッチングＴＲ（２）のオンデユーテイが大きいほど
トランス（１８）の二次側すなわち負荷側への伝送エネ
ルギーが増加する。
第５図は第４図の回路における（ａ）は断続モード時お
よび（ｂ）は連続モード時の各部の出力信号の波形図で
ある。トランス（１８）の−次側電圧■ｃ　［第５図（
イ）］はスイッチングＴＲ（２）がオンのときすなわち
ＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号ｖｐ［第５図（
ア）］が２値出力１のときにＯｖになる。スイッチング
ＴＲ（２）がオフのときすなわちＰＷＭコン′パレータ
（１０）の出力信号■２が２値出力０のときには、断続
モードでは、トランス（１８）の−次側電圧Ｖｏは、二
次側に電流１１２［第５図（１）］が流れている間だけ
電源入力電圧Ｖ＋［第５図くイ）の破線コと所定の内部
電源電圧との和であるしきし値Ｖ、（第５図（イ）の−
点鎖線］を越える値になり、二次側電流がなくなると電
源入力電圧Ｖｌと同じ値になる。他方、連続モードでは
、トランス（１８）には二次側を流Ｉｔ２が常に流れて
いるので、−次側電圧■。が電源入力電圧■、と同じ値
である期間はない。
これ以後、デユーティ検出器（１４）、ＥＸ−ＯＲ回路
（１５）、平均北回Ｆ！８（１６）、レベルコンパレー
タ（１７）は前述した第１図の昇圧型レギュレータの場
合と同様に動作し、断続モードと連続モードとを区別す
る出力信号Ｖ、［第５図（キ）コが得られる。
このように、フライバック型スイッチング・レギュレー
タにおいても同様にして断続モードと連続モードとが区
別され、各モードに最適なループ・ゲインになるように
設計される。
第６図はこの発明の第３の実施例である降圧型レギュレ
ータを一部ブロック図で示す回路図である。この第６図
において、（１）、（２Ａ）、（３）〜（７）、（８Ａ
）、（９）〜（１３）および（１５）〜（１７）は第１
図および第１３図に示したものと同じであるので、ここ
では説明を省略する。（１４Ａ）はデユーティ検出器で
あって、正の信号入力端子がスイッチングＴＲ（２Ａ）
のコレクタ、ダイオード（４）のカソードおよびチョー
ク（３）の接続点Ｑに接続され、負の信号入力端子が内
部電源の正端子、負端子を介して接地されている。
第７図は第６図の回路における（ａ＞断続モード時およ
び（ｂ）連続モード時の各部の出力信号を示す波形図で
ある。同図（ア）はチョーク（３）の電流工、の波形、
（イ）はＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号■２の
波形である。同図（つ）は接続点Ｑの電圧■３の波形で
あって、図中の一点鎖点はデユーティ検出器（１４Ａ）
のしきい値ｖ６を示し、点線は電源入力端（１）の電源
入力電圧Ｖ、を示す、（１）はデユーティ検出器（１４
Ｂ）の出力信号を示し、図中のハツチング部はチョーク
（３）の電流が０である期間を示す。
同図（オ）はＥＸ−ＯＲ回路（１５）の出力信号Ｖ１．
の波形であって、図中の点線は平均化回路（１６）の出
力信号Ｖ、、を示す、（力）はレベル・コンパレータ（
１７）の出力信号■。の波形である。
次に、第６図のように構成された降圧型レギュレータの
動作を第７図を参照しながら説明する。
デユーティ検出器（１４Ｂ）は、接続点Ｐの電圧■。が
電源出力電圧Ｖ０よりも所定の値だけ低いしきい値ｖ６
を越えた期間に出力信号Ｖｔ、を２値出力１にし、しき
い値■６よりも低い期間に出力信号Ｖ１．を２値出力Ｏ
にする。断続モードでは、デユーティ検出器（１４Ａ）
の出力信号Ｖ１．は、チョーク（３）の電流工、がＯで
ある期間およびＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号
■２が２値出力１であってドライブＴＲ（１２）がオン
である期間に２値出力１になる。他方、連続モードでは
電流■ｏｈが０になる期間がないので、デユーティ検出
器（，１４Ｂ）の出力信号Ｖ。の波形はＰＷＭコンパレ
ータ（１０）の出力信号Ｖ２の波形にほぼ等しい。
以後の動作は、第１図ないし第３図の説明を参照された
い。
第８図は、第４の実施例であって、第６図に示した他の
実施例の変形例としてのフライバック型スイッチング・
レギュレータを一部ブロック図で示す回路図である。こ
こで説明するフライバック型スイッチング　レギュレー
タはチョーク（３）の代わりにスイッチング・トランス
（１，８Ａ）（以下、トランスを用いたものである。こ
こでは、トランス（］、　８　Ａ　）の−次側コイルは
二次側コイルの巻き数のＮ倍とする。
第８図において、トランス（１８Ａ）は、その−次側コ
イルがスイッチングＴＲ（２Ａ）のコレクタ、デユーテ
ィ検出器（１４Ｃ）の正の信号入力端子と接地との間に
接続されている。デユーティ検出器（１４Ｃ）は負の入
力端子が、内部電源の負端子、正端子を介して接地され
ている。トランス（１８Ａ）は、スイッチングＴＲ（２
Ａ）がオンのときトランス（１８Ａ）の−次側コイルを
通じて磁気エネルギーを蓄積し、スイッチングＴＲ（２
Ａ）がオフの期間にトランス（１８Ａ）の二次側コイル
を通じてエネルギーを放出する。スイッチングＴＲ（２
Ａ）のオンデユーテイが大きいほどトランス（１８Ａ）
の二次側すなわち負荷側への伝送エネルギーが増加する
。
第９図は、第８図の回路における（ａ）断続モード時と
（ｂ）連続モード時の各部の出力信号を示す波形図であ
る。トランス（１８Ａ）の−次側電圧■１．［第９図（
イ）］はスイッチングＴＲ（２Ａ）がオンのときすなわ
ちＰＷＭコンパレータの出力信号Ｖ、［第９図（ア）］
が２値出力１のときに電源入力電圧ｖ１に等しくなり、
スイッチングＴＲ（２Ａ）がオフのときすなわちＰＷＭ
コンパレータ（１０）の出力信号Ｖ、が２値出力０のと
きには、二次側に電流１　ｔ２［第９図（オ）］が流れ
ている間だけ負の電源出力；圧Ｖ０のＮ倍の電圧値−Ｎ
Ｖ。になり、二次側電流Ｉｔ２がなくなると、−次側電
圧■１．は０になる。ただし、連続モードでは、常に二
次側電流Ｉｔ２が流れているので一次側電圧Ｖｔ１が０
を続ける期間はない。
デユーティ検出器（１４Ａ）は、−次側電圧Ｖｔ１が所
定のしきい値Ｖ、［第９図（イ）の−点Ｍ＆！］よりも
正側にあるときに出力信号Ｖ２．［第９図（力）］を２
値出力１にするとする。この場合、第９図に示されたよ
うに、連続モードでは出力信号■１．の波形はＰＷＭコ
ンパレータ〈１０）の出力信号Ｖ、にほぼ等しい波形に
なるが、断続モードでは一次側電圧はｖｔｌがほぼ０の
ときにも出力信号■６．は２値出力１と検出されるので
ＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信号Ｖ２とは異なっ
た波形になる。
以後の動作は、第２図ないし第３図を参照されたい。
なお、上述したフライバック型スイッチング・レギュレ
ータでは、デユーティ検出器（１４Ｃ）にトランス（１
８Ａ）の−次側電圧Ｖ、ｌを入力しているが、一般的な
トランスの原理から一次側電圧Ｖ　ｔ　１と二次側電圧
■、２［第９図（つ）］は相似であるので、トランス（
１８Ａ）の二次側電圧Ｖｔ２を入力させることも可能で
ある。この場合、−次側電圧Ｖ　ｔ　ｌと二次側電圧Ｖ
　Ｌ２とでは極性が逆なので、正のしきい値Ｖ、［第９
図（つ）の−点鎖線］よりも負側にあるときに出力信号
Ｖ、、を２値出力１になるようにすれば、この場合も同
一の出力信号■１．［第９［］（力）］が得られる。
なお、上記４つの実施例では、ループ・ゲインの切り替
えは誤差増幅器（８Ａ）において帰還率が選択されるこ
とによってなされているが、ループ・ゲインを変える手
段は他にも種々考えられる。
例えば誤差増幅器（８Ａ）の後段に別のゲイン切り替え
回路を追加することを含めて当業者には別の手段が容易
に実施できようが、これらはこの発明の本質を変えない
限り、この発明に含まれるものである。
また、一般にスイッチング・レギュレータはＰＷＭ原理
によって出力電力をＩＩＩ御しているが、誤差増幅器（
８Ａ）の出力信号Ｖ、、をＰＷＭに変換する交換感度を
変更することによってもループ・ゲインを変えることが
できる。第１１図において、例えば基準発振器（９）の
鋸波状の出力信号ｖ　ｏ　ｓ　ｃの振幅を大と小の２段
階に切り替えるようにすると、振幅をもたない誤差増幅
器（８Ａ）の出力信号Ｖ　ｅｒに対して、出力信号■。
、Ｃが大きいはどＰＷＭコンパレータ（１０）の出力信
号■。
のパルス幅も大きく、交換感度が高い、理想的な鋸波で
あれば、出力信号Ｖ。、。の振幅がＮ倍になれば変換感
度およびループ・ゲインもＮ倍になる。
この原理から、モードを示す制御信号に応じて基準発振
器（９）の出力信号■。、Ｃの振幅を切り替えることが
できるようにすれば動作モードに応じたゲイン切り替え
が可能である。基準発振器（９）の出力信号Ｖ　ｏ　ｓ
　ｅの振幅の切り替え手段は種々あるが、ここでは説明
を省略する。
さらに、上記２つの実施例では、ＥＸ−○Ｒ回Ｆｔ！１
（１５）、平均北回ｎ（１６）およびレベルコンパレー
タ（１７）を用いてＰＷＭコンパレータ（１０）の出力
信号■２とデユーティ検出器（１４）、（１４Ａ）の出
力信号■。とのデユーティの比較結果に基づいて動作モ
ードが決定されるが、手段および構成が異なるものであ
っても、デユーティの違いを検出してかつ回路各部の応
答の遅れによって生じる不要なパルスを除去するもので
あれば、この発明に含まれる。
［発明の効果］ 以上詳しく説明したとおり、この発明は、スイッチング
手段の出力信号と所定の第１のしきい値とを比較し、こ
の比較の結果とＰＷＭコンパレータの出力信号との一致
Ｊたは不一致を検出し、この検出結果を平均化するデユ
ーティ検出手段と、このデユーティ検出手段の出力信号
を所定の第２のしきい値と比較し、この比較の結果に基
づいて断続モードか連続モードかの動作モードを示す信
号を出力するレベル・コンパレータと、上記動作モード
を示す信号に応じて、帰還率を選択するゲイン切り替え
スイッチ、および上記帰還率に基づいた第３のしきい値
と負荷への出力電圧との大小を比較し、その結果を上記
ＰＷＭコンパレータと上記ゲイン切り替えスイッチへ出
力する差動増幅器を含む誤差増幅器を備えたことによっ
て各動作モードにおいて最適なループ・ゲインを設定す
ることができることから、チョークやトランスが小さく
てすむ連続モードのメリットを生かしながら、動作モー
ドの変化に対して帰還系の安定度を確保し、負荷変動特
性を低下させることがなく、また断続モードのために出
力コンデンサを大型化しなくてよいので電源の占有体積
が小さく、さらには負荷変動や入力電圧変動の許容幅が
広くて変換効率の良いスイッチング・レギュレータを実
現することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の第１の実施例を一部ブロック図で示
す回路図、第２図は誤差増幅器のゲイン−周波数特性を
示す図、第３図は上記第１の実施例における各部の出力
信号を示す波形図、第４図はこの発明の第２の実施例を
一部ブロック図で示す回路図、第５図は上記第２の実施
例における各部の出力信号を示す波形図、第６図はこの
発明の第３の実施例を一部ブロック図で示す回路図、第
７図は上記第３の実施例における各部へ出力信号を示す
波形図、第８図はこの発明の第４の実施例を一部ブロッ
ク図で示す回路図、第９図は上記第４の実施例における
各部の出力信号を示す波形図、第１０図は従来の昇圧型
スイッチング・レギュレータを一部ブロック図で示す回
路図、第１１図はＰＷＭコンパレータの動作原理を説明
するための図、第１２図は従来例の昇圧型スイッチング
・レギュレータにおける各部の出力信号の波形図、第１
３図は従来の降圧型スイッチング・レギュレータを一部
ブロック図で示す回路図、第１４図は従来の降圧型スイ
ッチング　レギュレータにおける各部の出力信号の波形
図である。 図中で、 （２）はスイッチングトランジスタ、 （３）はチョーク、 （４）はダイオード、 （８Ａ）は誤差増幅器、 （８Ｃ）はゲイン切り替えスイッチ、 （８ｄ）は差動増幅器、 （９）は基準発信機、 （１０）はＰＷＭコンパレータ、 （１４）はデユーティ検出器、 （１５）はＥＸ−ＯＲ回路、 （１６）は平均化回路、 （１７）はレベル・コンパレータ である。 尚、図中の同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）所定の基準電圧と負荷への出力電圧とを比較する
    誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力信号と基準発振器
    の出力信号とを比較するＰＷＭコンパレータと、このＰ
    ＷＭコンパレータの出力信号に応じてオン、オフするス
    イッチング手段と、このスイッチング手段のオン、オフ
    に応じて、入力された電源入力を蓄え、また電源入力を
    上記誤差増幅器と上記負荷へ供給するエネルギー蓄積手
    段と、 から成る閉ループを備え、上記エネルギー蓄積手段の電
    流値に応じて断続モードまたは連続モードで動作するス
    イッチング・レギュレータにおいて、 上記スイッチング手段の出力信号と所定の第１のしきい
    値とを比較し、この比較の結果と上記ＰＷＭコンパレー
    タの出力信号との一致または不一致を検出し、この検出
    結果を平均化するデューティ検出手段と、このデューテ
    ィ検出手段の出力信号を所定の第２のしきい値とを比較
    し、この比較の結果から断続モードか連続モードかの動
    作モードを示す信号を出力するレベル・コンパレータと
    を設け、 上記誤差増幅器は、上記動作モードを示す信号に応じて
    、帰還率を選択するゲイン切り替えスイッチ、および上
    記帰還率に基づいた第３のしきい値と上記負荷への出力
    電圧との大小を比較し、その結果を上記ＰＷＭコンパレ
    ータおよび上記ゲイン切り替えスイッチへ出力する差動
    増幅器と を有することを特徴とするスイッチング・レギュレータ
    。
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DE4136809A DE4136809C2 (de) 1990-11-09 1991-11-08 Schaltregler
US07/789,692 US5170333A (en) 1990-11-09 1991-11-08 Switching regulator operating in a continuous and discontinuous mode

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Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6157182A (en) * 1995-04-10 2000-12-05 Kabushiki Kaisha Toyoda DC/DC converter with multiple operating modes
KR20030054450A (ko) * 2001-12-26 2003-07-02 한국항공우주연구원 무인기 및 모형항공기의 서보모터 제어를 위한 펄스폭변조 신호원 스위칭 회로
JP2005110468A (ja) * 2003-10-02 2005-04-21 Seiko Instruments Inc 昇降圧スイッチングレギュレータ制御回路及び昇降圧スイッチングレギュレータ
JP2006087192A (ja) * 2004-09-15 2006-03-30 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
JP2006087194A (ja) * 2004-09-15 2006-03-30 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
JP2006087261A (ja) * 2004-09-17 2006-03-30 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
US7221112B2 (en) 2003-09-17 2007-05-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Cathode ray tube display apparatus
JP2007202342A (ja) * 2006-01-27 2007-08-09 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
US7330359B2 (en) 2004-02-12 2008-02-12 Tdk Corporation Power supply unit
JP2008072786A (ja) * 2006-09-12 2008-03-27 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ、スイッチングレギュレータの制御回路及びスイッチングレギュレータの動作制御方法
CN109687587A (zh) * 2019-01-02 2019-04-26 山东建筑大学 一种基于互联网的宿舍安全用电智能管理系统

Families Citing this family (63)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5448469A (en) * 1990-02-15 1995-09-05 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Switch mode power supply with output feedback isolation
US5367247A (en) * 1992-08-10 1994-11-22 International Business Machines Corporation Critically continuous boost converter
US5264780A (en) * 1992-08-10 1993-11-23 International Business Machines Corporation On time control and gain circuit
DE4308424C1 (de) * 1993-03-17 1994-09-08 Ant Nachrichtentech Schaltregler insbesondere zum Betrieb an Verbrauchern mit kapazitivem Anteil
US5481178A (en) 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
US5453921A (en) * 1993-03-31 1995-09-26 Thomson Consumer Electronics, Inc. Feedback limited duty cycle switched mode power supply
IT1268474B1 (it) * 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore statico dc-dc funzionante in modo discontinuo
US5519889A (en) * 1994-02-04 1996-05-21 Ford Motor Company Method and apparatus to conceal RF interference in AM radio reception caused by a switch mode power supply
US5491445A (en) * 1994-07-05 1996-02-13 Delco Electronics Corporation Booster power converter having accelerated transient boost response
DE4437459C1 (de) * 1994-10-19 1995-11-23 Siemens Ag Schaltnetzteil
US5548501A (en) * 1995-07-19 1996-08-20 Extech Electronics Co., Ltd High-voltage power supply circuit with a voltage discharging circuit
TW440123U (en) * 1995-10-09 2001-06-07 Koninkl Philips Electronics Nv A circuit arrangement for igniting and operating a high pressure discharge lamp
TW330369B (en) * 1995-10-09 1998-04-21 Philips Electronics Nv Circuit arrangement
US5703473A (en) * 1996-01-02 1997-12-30 Cherry Semiconductor Corporation Programmable PWM output voltage independent of supply
JPH09215319A (ja) * 1996-02-01 1997-08-15 Toyota Autom Loom Works Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US5912552A (en) * 1997-02-12 1999-06-15 Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho DC to DC converter with high efficiency for light loads
US5894239A (en) * 1997-04-18 1999-04-13 International Business Machines Corporation Single shot with pulse width controlled by reference oscillator
JPH10313572A (ja) 1997-05-09 1998-11-24 Toyota Autom Loom Works Ltd スイッチングレギュレータ制御方式
EP0933862A1 (en) * 1998-02-02 1999-08-04 Sony International (Europe) GmbH Power circuit
US6603280B2 (en) * 1998-04-02 2003-08-05 Hitachi, Ltd. Motor controller
US6307356B1 (en) 1998-06-18 2001-10-23 Linear Technology Corporation Voltage mode feedback burst mode circuit
US6034517A (en) * 1998-10-27 2000-03-07 Linear Technology Corporation High efficiency step-down switching regulators
US6127815A (en) 1999-03-01 2000-10-03 Linear Technology Corp. Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator
EP1067665A1 (fr) * 1999-07-07 2001-01-10 TRT Lucent Technologies (SA) Régulateur à découpage
EP1067664A1 (en) * 1999-07-07 2001-01-10 TRT Lucent Technologies (SA) Power supply splitter voltage regulator
US6188588B1 (en) 1999-10-07 2001-02-13 International Business Machine Corporation Switching controller and method for operating a flyback converter in a critically continuous conduction mode
JP2001157450A (ja) * 1999-11-19 2001-06-08 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置
JP3998394B2 (ja) * 2000-02-29 2007-10-24 ローム株式会社 スイッチングレギュレータ
US6204649B1 (en) 2000-03-16 2001-03-20 Micrel Incorporated PWM regulator with varying operating frequency for reduced EMI
US6674274B2 (en) 2001-02-08 2004-01-06 Linear Technology Corporation Multiple phase switching regulators with stage shedding
US6476589B2 (en) * 2001-04-06 2002-11-05 Linear Technology Corporation Circuits and methods for synchronizing non-constant frequency switching regulators with a phase locked loop
US6469478B1 (en) * 2001-04-23 2002-10-22 Artesyn Technologies, Inc. Multiple output power supply including one regulated converter and at least one semi-regulated converter
US6781357B2 (en) * 2001-09-27 2004-08-24 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply
AT500905B1 (de) * 2002-10-25 2008-06-15 Siemens Ag Oesterreich Schaltwandler
US6674656B1 (en) * 2002-10-28 2004-01-06 System General Corporation PWM controller having a saw-limiter for output power limit without sensing input voltage
DE10322870B4 (de) * 2003-05-21 2009-10-01 Infineon Technologies Ag Verfahren zum Betreiben eines Schaltwandlers und Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler
US7106037B2 (en) * 2003-07-02 2006-09-12 Toko, Inc. Switching-type constant current power supply device
US7019507B1 (en) 2003-11-26 2006-03-28 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable current limit protection
US7030596B1 (en) 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US7250744B2 (en) * 2004-04-26 2007-07-31 Da Feng Weng Quasi average current mode control scheme for switching power converter
DE102004021437B4 (de) * 2004-04-30 2007-08-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh Gleichspannungs-Hochfrequenz-Aufwärtswandler
EP1601091B1 (en) * 2004-05-28 2020-09-09 Texas Instruments Deutschland Gmbh Control circuit for a polarity inverting buck-boost DC-DC converter
DE102004031396A1 (de) 2004-06-29 2006-02-02 Infineon Technologies Ag Gleichspannungswandler
JP4744945B2 (ja) * 2004-07-27 2011-08-10 ローム株式会社 レギュレータ回路
US7613017B1 (en) * 2004-10-04 2009-11-03 Lockheed Martin Corporation Gated pulse power converter systems and methods
US7692417B2 (en) * 2005-09-19 2010-04-06 Skyworks Solutions, Inc. Switched mode power converter
US7595623B2 (en) * 2006-11-20 2009-09-29 Freescale Semiconductor, Inc. Methods and apparatus for a spread spectrum switching regulator
US7642762B2 (en) 2007-01-29 2010-01-05 Linear Technology Corporation Current source with indirect load current signal extraction
US20080205087A1 (en) * 2007-02-27 2008-08-28 Arlaindo Vitug Asuncion Power supply feedback control using sensed duty cycle
US7986135B2 (en) * 2008-05-13 2011-07-26 L&L Engineering, Llc Method and systems for conduction mode control
TW201205221A (en) * 2010-07-23 2012-02-01 Hon Hai Prec Ind Co Ltd Voltage-stabilizing circuit
JP5730520B2 (ja) * 2010-09-03 2015-06-10 スパンション エルエルシー スイッチングレギュレータ
TWI404312B (zh) * 2010-10-18 2013-08-01 Richpower Microelectronics 改善電源轉換器次諧波的電路及方法
US8725218B2 (en) 2011-03-25 2014-05-13 R2 Semiconductor, Inc. Multimode operation DC-DC converter
CN102170732B (zh) * 2011-04-24 2014-02-19 魏其萃 用于mr16 发光二极管驱动电路拓扑装置
JP2013165537A (ja) * 2012-02-09 2013-08-22 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータとその制御方法及び電源装置
US9069365B2 (en) 2012-02-18 2015-06-30 R2 Semiconductor, Inc. DC-DC converter enabling rapid output voltage changes
DE102012223274A1 (de) * 2012-12-14 2014-06-18 Siemens Aktiengesellschaft Anordnung mit potenzialgetrennter Stromversorgungseinrichtung
FR3044843B1 (fr) 2015-12-04 2018-01-05 Sagem Defense Securite Procede de controle d'un convertisseur continu/continu et convertisseur continu/continu pour la mise en œuvre d'un tel procede de controle.
US11599697B2 (en) 2016-02-22 2023-03-07 Analog Devices, Inc. Virtual evaluation for circuits and systems
EP3420421B1 (en) 2016-02-22 2020-06-24 Analog Devices Global Unlimited Company System and method for configuring a measurement module
US11280645B2 (en) 2018-02-02 2022-03-22 Analog Devices International Unlimited Company Measurement system
CN110224626A (zh) * 2019-03-29 2019-09-10 廊坊开发区锐研电子技术有限公司 一种直流反激式脉冲型消磁主控电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4688158A (en) * 1985-11-19 1987-08-18 Motorola, Inc. Flyback power supply
US4739234A (en) * 1986-08-26 1988-04-19 Magnetek, Inc. DC motor adaptive controller apparatus
US4884183A (en) * 1989-03-29 1989-11-28 General Electric Company Dual-mode controlled pulse width modulator

Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6157182A (en) * 1995-04-10 2000-12-05 Kabushiki Kaisha Toyoda DC/DC converter with multiple operating modes
KR20030054450A (ko) * 2001-12-26 2003-07-02 한국항공우주연구원 무인기 및 모형항공기의 서보모터 제어를 위한 펄스폭변조 신호원 스위칭 회로
US7221112B2 (en) 2003-09-17 2007-05-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Cathode ray tube display apparatus
JP2005110468A (ja) * 2003-10-02 2005-04-21 Seiko Instruments Inc 昇降圧スイッチングレギュレータ制御回路及び昇降圧スイッチングレギュレータ
US7330359B2 (en) 2004-02-12 2008-02-12 Tdk Corporation Power supply unit
JP2006087192A (ja) * 2004-09-15 2006-03-30 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
JP2006087194A (ja) * 2004-09-15 2006-03-30 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
JP4510566B2 (ja) * 2004-09-15 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP4510568B2 (ja) * 2004-09-15 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP2006087261A (ja) * 2004-09-17 2006-03-30 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
JP4510569B2 (ja) * 2004-09-17 2010-07-28 ダイヤモンド電機株式会社 デジタルコンバータ及びその制御方法
JP2007202342A (ja) * 2006-01-27 2007-08-09 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法
JP2008072786A (ja) * 2006-09-12 2008-03-27 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ、スイッチングレギュレータの制御回路及びスイッチングレギュレータの動作制御方法
CN109687587A (zh) * 2019-01-02 2019-04-26 山东建筑大学 一种基于互联网的宿舍安全用电智能管理系统
CN109687587B (zh) * 2019-01-02 2021-07-20 山东建筑大学 一种基于互联网的宿舍安全用电智能管理系统

Also Published As

Publication number Publication date
US5170333A (en) 1992-12-08
KR920011041A (ko) 1992-06-27
DE4136809A1 (de) 1992-05-14
DE4136809C2 (de) 1994-10-06

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