JPH10313572A - スイッチングレギュレータ制御方式 - Google Patents
スイッチングレギュレータ制御方式Info
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- JPH10313572A JPH10313572A JP9119185A JP11918597A JPH10313572A JP H10313572 A JPH10313572 A JP H10313572A JP 9119185 A JP9119185 A JP 9119185A JP 11918597 A JP11918597 A JP 11918597A JP H10313572 A JPH10313572 A JP H10313572A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【課題】 DC/DCコンバータ等に使用されるスイッ
チング手段の制御を行い、特にロードレギュレーション
を改善するスイッチング制御回路を提供する。 【解決手段】 直流電圧出力回路に軽負荷が接続されて
いる時、増幅器20を介してコンパレータ21に出力さ
れる制御電圧は低くなり、直流電圧出力回路の出力電圧
は高くなる。そこで、この制御電圧が入力するコンパレ
ータ23にスレッショルド電圧をもたせ、制御電圧がス
レッショルド電圧以上でなければフリップフロップ回路
27のセット端子(S)にセットパルス信号を出力しな
い構成とすることにより、スレッショルド電圧分だけ制
御電圧の平均値を上げ、直流電圧出力回路の電圧上昇を
抑えることができ、ロードレギュレーションの改善を図
るものである。
チング手段の制御を行い、特にロードレギュレーション
を改善するスイッチング制御回路を提供する。 【解決手段】 直流電圧出力回路に軽負荷が接続されて
いる時、増幅器20を介してコンパレータ21に出力さ
れる制御電圧は低くなり、直流電圧出力回路の出力電圧
は高くなる。そこで、この制御電圧が入力するコンパレ
ータ23にスレッショルド電圧をもたせ、制御電圧がス
レッショルド電圧以上でなければフリップフロップ回路
27のセット端子(S)にセットパルス信号を出力しな
い構成とすることにより、スレッショルド電圧分だけ制
御電圧の平均値を上げ、直流電圧出力回路の電圧上昇を
抑えることができ、ロードレギュレーションの改善を図
るものである。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングレギュ
レータに係り、特に軽負荷時においても効率低下、及び
直流電圧出力回路の出力電圧上昇の少ない制御方式に関
する。
レータに係り、特に軽負荷時においても効率低下、及び
直流電圧出力回路の出力電圧上昇の少ない制御方式に関
する。
【0002】
【従来の技術】スイッチングレギュレータとしてのDC
/DCコンバータでは、例えばスイッチング手段にバイ
ポーラトランジスタやMOSFETを使用し、所望の電
圧出力を得るため、スイッチング手段のオン、オフのデ
ューティ比を制御している。
/DCコンバータでは、例えばスイッチング手段にバイ
ポーラトランジスタやMOSFETを使用し、所望の電
圧出力を得るため、スイッチング手段のオン、オフのデ
ューティ比を制御している。
【0003】図4は上述のようなスイッチング手段のオ
ン、オフのデューティ比を制御するスイッチング制御回
路の図である。入力端子1には、例えば直流電圧出力回
路の出力電圧が入力し、分割抵抗R1、R2により上記
出力電圧を分圧した電圧Vfbが増幅器2の一方の入力端
子に入力される。また、増幅器2の他方の入力端子には
基準電圧Vref が入力、増幅器2は両入力に基づいた制
御電圧をコンパレータ3の反転入力(−)に出力する。
ここで、コンパレータ3は、非反転入力端子(+)に入
力されるセンス抵抗の両端間の電圧と上述の制御電圧を
比較し、リセット信号を生成する。尚、センス抵抗の両
端間の電圧とは、不図示のDC/DCコンバータに設け
られた電流検出用センス抵抗間の電圧である。
ン、オフのデューティ比を制御するスイッチング制御回
路の図である。入力端子1には、例えば直流電圧出力回
路の出力電圧が入力し、分割抵抗R1、R2により上記
出力電圧を分圧した電圧Vfbが増幅器2の一方の入力端
子に入力される。また、増幅器2の他方の入力端子には
基準電圧Vref が入力、増幅器2は両入力に基づいた制
御電圧をコンパレータ3の反転入力(−)に出力する。
ここで、コンパレータ3は、非反転入力端子(+)に入
力されるセンス抵抗の両端間の電圧と上述の制御電圧を
比較し、リセット信号を生成する。尚、センス抵抗の両
端間の電圧とは、不図示のDC/DCコンバータに設け
られた電流検出用センス抵抗間の電圧である。
【0004】重負荷時はセンス抵抗両端間の電圧が軽負
荷用ピーク電流設定電圧より高く、コンパレータ7はハ
イレベル信号を出力するので、コンパレータ3から出力
されたリセット信号はアンドゲート4、オアゲート5を
介してフリップフロップ回路6のリセット端子(R)に
そのまま入力される。また、フリップフロップ回路6の
リセット端子(R)にはリセットパルス発生回路10か
ら所定周期毎に出力されるリセット信号もオアゲート5
を介して入力される。
荷用ピーク電流設定電圧より高く、コンパレータ7はハ
イレベル信号を出力するので、コンパレータ3から出力
されたリセット信号はアンドゲート4、オアゲート5を
介してフリップフロップ回路6のリセット端子(R)に
そのまま入力される。また、フリップフロップ回路6の
リセット端子(R)にはリセットパルス発生回路10か
ら所定周期毎に出力されるリセット信号もオアゲート5
を介して入力される。
【0005】軽負荷時はセンス抵抗両端間の電圧が軽負
荷用ピーク電流設定電圧を越えるまでコンパレータ7は
ローレベル信号を出力するので、コンパレータ3から出
力されたリセット信号は、フリップフロップ回路6のリ
セット端子(R)には入力されない。しかし、リセット
パルス発生回路10から所定周期毎に出力されるリセッ
ト信号はオアゲート5を介して入力される。また、一
旦、フリップフロップ回路6のリセット端子(R)にリ
セット信号が入力されると、フリップフロップ回路6の
出力端子(Q)はローレベル信号を出力し、インバータ
11によって反転されてアンドゲート9の一方の端子に
入力されるので、コンパレータ3のリセット信号が解除
されるまでコンパレータ3のリセット信号は、アンドゲ
ート9、オアゲート5を介してフリップフロップ回路6
のリセット端子(R)に入力される状態を維持する。
荷用ピーク電流設定電圧を越えるまでコンパレータ7は
ローレベル信号を出力するので、コンパレータ3から出
力されたリセット信号は、フリップフロップ回路6のリ
セット端子(R)には入力されない。しかし、リセット
パルス発生回路10から所定周期毎に出力されるリセッ
ト信号はオアゲート5を介して入力される。また、一
旦、フリップフロップ回路6のリセット端子(R)にリ
セット信号が入力されると、フリップフロップ回路6の
出力端子(Q)はローレベル信号を出力し、インバータ
11によって反転されてアンドゲート9の一方の端子に
入力されるので、コンパレータ3のリセット信号が解除
されるまでコンパレータ3のリセット信号は、アンドゲ
ート9、オアゲート5を介してフリップフロップ回路6
のリセット端子(R)に入力される状態を維持する。
【0006】図5(a)〜(e)は、上述の状態の時の
スイッチング制御回路の各部の波形を説明するタイムチ
ャートである。尚、同図の(a)は、センス抵抗の両端
間の電圧を実線で示し、制御電圧を点線で示し、ピーク
電流設定値を2点鎖線で示す。また、同図の(b)はフ
リップフロップ回路6のセット端子(S)に入力される
セットパルス信号を示し、同図の(c)はリセットパル
ス発生回路10から出力されるリセット信号の出力タイ
ミングを示し、同図の(d)はフリップフロップ回路6
のリセット端子(R)に入力されるリセット信号を示
し、同図の(e)はフリップフロップ回路6の出力
(Q)を示す。
スイッチング制御回路の各部の波形を説明するタイムチ
ャートである。尚、同図の(a)は、センス抵抗の両端
間の電圧を実線で示し、制御電圧を点線で示し、ピーク
電流設定値を2点鎖線で示す。また、同図の(b)はフ
リップフロップ回路6のセット端子(S)に入力される
セットパルス信号を示し、同図の(c)はリセットパル
ス発生回路10から出力されるリセット信号の出力タイ
ミングを示し、同図の(d)はフリップフロップ回路6
のリセット端子(R)に入力されるリセット信号を示
し、同図の(e)はフリップフロップ回路6の出力
(Q)を示す。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、このス
イッチング制御回路は、フリップフロップ回路6の出力
(Q)の出力信号デューティ比をフリップフロップ回路
6のリセット端子(R)に入力するリセット信号によっ
て制御しており、そのリセット信号はセンス抵抗両端間
の電圧と増幅器2の出力である制御電圧を比較して作ら
れる。
イッチング制御回路は、フリップフロップ回路6の出力
(Q)の出力信号デューティ比をフリップフロップ回路
6のリセット端子(R)に入力するリセット信号によっ
て制御しており、そのリセット信号はセンス抵抗両端間
の電圧と増幅器2の出力である制御電圧を比較して作ら
れる。
【0008】重負荷時はセンス抵抗両端間電圧が制御電
圧に等しくなるように制御されるが、軽負荷時は効率低
下防止用にスイッチング手段のオン回数を減らす目的で
軽負荷用ピーク電流設定電圧とセンス抵抗両端間電圧を
比較するコンパレータ7があり、1回のスイッチング手
段のオンでセンス抵抗両端間電圧を軽負荷用ピーク電流
設定電圧まで上昇させる。このため、制御電圧は低くな
り、直流電圧出力回路の出力電圧上昇を増大させる。ゆ
えに、負荷の軽重による直流電圧出力回路の出力電圧の
変動であるロードレギュレーションが、従来の軽負荷時
の効率低下を防ぐ制御方式では悪いものとなっていた。
圧に等しくなるように制御されるが、軽負荷時は効率低
下防止用にスイッチング手段のオン回数を減らす目的で
軽負荷用ピーク電流設定電圧とセンス抵抗両端間電圧を
比較するコンパレータ7があり、1回のスイッチング手
段のオンでセンス抵抗両端間電圧を軽負荷用ピーク電流
設定電圧まで上昇させる。このため、制御電圧は低くな
り、直流電圧出力回路の出力電圧上昇を増大させる。ゆ
えに、負荷の軽重による直流電圧出力回路の出力電圧の
変動であるロードレギュレーションが、従来の軽負荷時
の効率低下を防ぐ制御方式では悪いものとなっていた。
【0009】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、ロードレギュレーションを改善するスイッチン
グレギュレータ制御方式を提供するものである。
であり、ロードレギュレーションを改善するスイッチン
グレギュレータ制御方式を提供するものである。
【0010】
【課題を解決するための手段】請求項1記載の発明は上
記課題を解決するため、セット端子とリセット端子を有
し、リセット優先のフリップフロップ回路と、該フリッ
プフロップ回路の出力信号のデューティ比を可変するこ
とによって所望の直流電圧出力を得る直流電圧出力回路
の出力電圧が入力し、該出力電圧に従って制御電圧を作
成する制御電圧作成手段と、該制御電圧作成手段の制御
電圧を予め定められたスレッショルド電圧と比較して、
その比較結果に基づいて、セットパルス信号を前記フリ
ップフロップ回路のセット端子に出力するセットパルス
信号出力手段と、前記フリップフロップ回路のリセット
端子にリセット信号を出力し、前記フリップフロップ回
路の出力を制御するリセット信号出力手段とを有するス
イッチングレギュレータ制御方式を提供することで達成
できる。
記課題を解決するため、セット端子とリセット端子を有
し、リセット優先のフリップフロップ回路と、該フリッ
プフロップ回路の出力信号のデューティ比を可変するこ
とによって所望の直流電圧出力を得る直流電圧出力回路
の出力電圧が入力し、該出力電圧に従って制御電圧を作
成する制御電圧作成手段と、該制御電圧作成手段の制御
電圧を予め定められたスレッショルド電圧と比較して、
その比較結果に基づいて、セットパルス信号を前記フリ
ップフロップ回路のセット端子に出力するセットパルス
信号出力手段と、前記フリップフロップ回路のリセット
端子にリセット信号を出力し、前記フリップフロップ回
路の出力を制御するリセット信号出力手段とを有するス
イッチングレギュレータ制御方式を提供することで達成
できる。
【0011】このように構成することにより、例えば制
御電圧がスレッショルド電圧を越えなければセットパル
ス信号がフリップフロップ回路のセット端子に入力され
ないとすることができ、この場合フリップフロップ回路
から前記直流電圧出力回路の、例えばMOSFET等で
構成するスイッチング手段にオン信号が出力されないの
で、従来と比較すると、軽負荷時の制御電圧平均値がス
レッショルド電圧だけ上昇し、ロードレギュレーション
が改善される。
御電圧がスレッショルド電圧を越えなければセットパル
ス信号がフリップフロップ回路のセット端子に入力され
ないとすることができ、この場合フリップフロップ回路
から前記直流電圧出力回路の、例えばMOSFET等で
構成するスイッチング手段にオン信号が出力されないの
で、従来と比較すると、軽負荷時の制御電圧平均値がス
レッショルド電圧だけ上昇し、ロードレギュレーション
が改善される。
【0012】請求項2記載の発明は、上記請求項1記載
の発明を具体化するものであり、前記セットパルス信号
出力手段は、例えば比較手段とアンドゲートより成り、
前記制御信号がスレッショルド電圧を越える時、前記比
較手段から前記アンドゲートに信号を出力し、該アンド
ゲートを介してセットパルス信号を前記フリップフロッ
プ回路のセット端子に出力する構成である。
の発明を具体化するものであり、前記セットパルス信号
出力手段は、例えば比較手段とアンドゲートより成り、
前記制御信号がスレッショルド電圧を越える時、前記比
較手段から前記アンドゲートに信号を出力し、該アンド
ゲートを介してセットパルス信号を前記フリップフロッ
プ回路のセット端子に出力する構成である。
【0013】このように構成することにより、制御電圧
がスレッショルド電圧を越えなければ上記比較手段はロ
ーレベル信号をアンドゲートの一方に出力するのでセッ
トパルス信号がフリップフロップ回路のセット端子に出
力されず、フリップフロップ回路から前記直流電圧出力
回路のスイッチング手段にオン信号が出力されないの
で、従来と比較すると、軽負荷時の制御電圧平均値がス
レッショルド電圧分だけ上昇し、ロードレギュレーショ
ンが改善される。
がスレッショルド電圧を越えなければ上記比較手段はロ
ーレベル信号をアンドゲートの一方に出力するのでセッ
トパルス信号がフリップフロップ回路のセット端子に出
力されず、フリップフロップ回路から前記直流電圧出力
回路のスイッチング手段にオン信号が出力されないの
で、従来と比較すると、軽負荷時の制御電圧平均値がス
レッショルド電圧分だけ上昇し、ロードレギュレーショ
ンが改善される。
【0014】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態例につい
て図面を参照して詳細に説明する。図1は、本発明の実
施形態例のスイッチング制御回路を含む直流電圧出力回
路の回路図である。同図において、12は後述するスイ
ッチング制御回路であり、スイッチング制御回路12の
出力端子(Q)から出力される制御信号に従ってスイッ
チング手段13をオン、オフ駆動する。尚、スイッチン
グ手段13はスイッチであり、例えばMOSFETやバ
イポーラトランジスタで構成され、このスイッチング手
段13は直流電源(電圧VIN)と接地間にダイオード1
4を介して直列接続されている。
て図面を参照して詳細に説明する。図1は、本発明の実
施形態例のスイッチング制御回路を含む直流電圧出力回
路の回路図である。同図において、12は後述するスイ
ッチング制御回路であり、スイッチング制御回路12の
出力端子(Q)から出力される制御信号に従ってスイッ
チング手段13をオン、オフ駆動する。尚、スイッチン
グ手段13はスイッチであり、例えばMOSFETやバ
イポーラトランジスタで構成され、このスイッチング手
段13は直流電源(電圧VIN)と接地間にダイオード1
4を介して直列接続されている。
【0015】また、スイッチング手段13とダイオード
14との接続点Aと直流電圧出力回路の出力端子B間に
は、コイルで構成されるインダクタンス15、及びセン
ス抵抗16とコンデンサ17が接続されている。また、
センス抵抗16の両端の電圧は、接続線16a、16b
を介してスイッチング制御回路12に出力される。尚、
図示しないが直流電圧出力回路の出力も負荷に接続され
ると共に、接続線18を介してスイッチング制御回路1
2にフィードバックされる。
14との接続点Aと直流電圧出力回路の出力端子B間に
は、コイルで構成されるインダクタンス15、及びセン
ス抵抗16とコンデンサ17が接続されている。また、
センス抵抗16の両端の電圧は、接続線16a、16b
を介してスイッチング制御回路12に出力される。尚、
図示しないが直流電圧出力回路の出力も負荷に接続され
ると共に、接続線18を介してスイッチング制御回路1
2にフィードバックされる。
【0016】この直流電圧出力回路は、スイッチング制
御回路12の出力(Q)からスイッチング手段13に対
して制御信号を出力することにより、接続点Aの電圧振
動を上述のインダクタンス15とコンデンサ17で平滑
し、出力端子Bから所望の出力電圧を得る。また、この
時得られる出力電圧は、スイッチング制御回路12から
出力する制御信号に従った電圧であり、制御信号のデュ
ーティ比を可変することで所望の出力電圧を得ることが
できる。
御回路12の出力(Q)からスイッチング手段13に対
して制御信号を出力することにより、接続点Aの電圧振
動を上述のインダクタンス15とコンデンサ17で平滑
し、出力端子Bから所望の出力電圧を得る。また、この
時得られる出力電圧は、スイッチング制御回路12から
出力する制御信号に従った電圧であり、制御信号のデュ
ーティ比を可変することで所望の出力電圧を得ることが
できる。
【0017】図2は上述の構成のDC/DCコンバータ
直流電圧出力回路に制御信号を出力するスイッチング制
御回路12を示すものである。同図において、スイッチ
ング制御回路12は増幅器20、コンパレータ21〜2
3、アンドゲート24、25、オアゲート26、フリッ
プフロップ回路27、リセットパルス発生回路28、セ
ットパルス発生回路29、スレッショルド電圧源30で
構成されている。尚、フリップフロップ回路27はリセ
ット優先のフリップフロップ回路であり、この出力
(Q)は、図1のスイッチング制御回路12の出力
(Q)に対応する。
直流電圧出力回路に制御信号を出力するスイッチング制
御回路12を示すものである。同図において、スイッチ
ング制御回路12は増幅器20、コンパレータ21〜2
3、アンドゲート24、25、オアゲート26、フリッ
プフロップ回路27、リセットパルス発生回路28、セ
ットパルス発生回路29、スレッショルド電圧源30で
構成されている。尚、フリップフロップ回路27はリセ
ット優先のフリップフロップ回路であり、この出力
(Q)は、図1のスイッチング制御回路12の出力
(Q)に対応する。
【0018】ここで、増幅器20とコンパレータ21、
22は、前述の図4に示した増幅器2とコンパレータ
3、7と同じ構成である。すなわち、増幅器20とコン
パレータ21は、上述の直流電圧出力回路の出力電圧を
分割抵抗R3、R4により分割し、増幅器20によって
電圧Vfbと基準電圧Vref に基づいてその差分を増幅
し、制御電圧を作成する。さらに、コンパレータ21に
よって、図1のセンス抵抗16の両端間の電圧と上述の
制御電圧を比較し、前者が後者より大きい時リセット信
号を作成する回路である。また、上述のようにして作成
したリセット信号はアンドゲート25、オアゲート26
を介してフリップフロップ回路27のリセット端子
(R)に出力される。
22は、前述の図4に示した増幅器2とコンパレータ
3、7と同じ構成である。すなわち、増幅器20とコン
パレータ21は、上述の直流電圧出力回路の出力電圧を
分割抵抗R3、R4により分割し、増幅器20によって
電圧Vfbと基準電圧Vref に基づいてその差分を増幅
し、制御電圧を作成する。さらに、コンパレータ21に
よって、図1のセンス抵抗16の両端間の電圧と上述の
制御電圧を比較し、前者が後者より大きい時リセット信
号を作成する回路である。また、上述のようにして作成
したリセット信号はアンドゲート25、オアゲート26
を介してフリップフロップ回路27のリセット端子
(R)に出力される。
【0019】但し、軽負荷時には、コンパレータ22
は、センス抵抗16の両端間の電圧が軽負荷用ピーク電
流設定電圧を越えるまで、コンパレータ22からロー信
号をアンドゲート25に出力している。したがって、コ
ンパレータ21から出力されるリセット信号は、その間
フリップフロップ回路27のリセット端子(R)には入
力されない。一方、リセットパルス発生回路28からは
一定周期の短いリセットパルスがリセット端子(R)に
出力されるため、毎周期フリップフロップ回路27はリ
セットされる。軽負荷時にリセット信号が入力するタイ
ミングは、センス抵抗両端電圧が設定電圧を越えるか、
若しくはリセットパルス発生回路からパルスが入力され
る時のみである。
は、センス抵抗16の両端間の電圧が軽負荷用ピーク電
流設定電圧を越えるまで、コンパレータ22からロー信
号をアンドゲート25に出力している。したがって、コ
ンパレータ21から出力されるリセット信号は、その間
フリップフロップ回路27のリセット端子(R)には入
力されない。一方、リセットパルス発生回路28からは
一定周期の短いリセットパルスがリセット端子(R)に
出力されるため、毎周期フリップフロップ回路27はリ
セットされる。軽負荷時にリセット信号が入力するタイ
ミングは、センス抵抗両端電圧が設定電圧を越えるか、
若しくはリセットパルス発生回路からパルスが入力され
る時のみである。
【0020】一方、フリップフロップ回路27のセット
端子(S)には、セットパルス信号出力手段の一部を構
成するアンドゲート24が接続され、アンドゲート24
の一方の入力にはセットパルス発生回路29からセット
パルス信号が入力する。このセットパルス信号はセット
パルス発生回路29により作成される一定周期のパルス
信号である。また、アンドゲート24の他方の入力には
セットパルス信号出力手段を構成するコンパレータ23
が接続されている。このコンパレータ23の反転入力
(−)にはスレッショルド電圧源30が接地され、非反
転入力(+)には増幅器20が接続されている。
端子(S)には、セットパルス信号出力手段の一部を構
成するアンドゲート24が接続され、アンドゲート24
の一方の入力にはセットパルス発生回路29からセット
パルス信号が入力する。このセットパルス信号はセット
パルス発生回路29により作成される一定周期のパルス
信号である。また、アンドゲート24の他方の入力には
セットパルス信号出力手段を構成するコンパレータ23
が接続されている。このコンパレータ23の反転入力
(−)にはスレッショルド電圧源30が接地され、非反
転入力(+)には増幅器20が接続されている。
【0021】次に、本実施形態例の回路動作を説明す
る。図3は本実施形態例の軽負荷時の回路動作を説明す
るタイムチャートである。先ず、同図に示すc1 のタイ
ミングでセットパルス信号がアンドゲート24に入力さ
れ、制御電圧もスレッショルド電圧以上であることから
コンパレータ23の出力もハイレベルであり、フリップ
フロップ回路27のセット端子(S)にはパルス信号
(a1)が入力される。また、フリップフロップ回路2
7の出力は、上述のパルス信号が入力した後、リセット
信号が入力するまでハイレベル信号を出力(Q)として
直流電圧出力回路のスイッチング手段13に出力する
(図3に示す出力b1 )。
る。図3は本実施形態例の軽負荷時の回路動作を説明す
るタイムチャートである。先ず、同図に示すc1 のタイ
ミングでセットパルス信号がアンドゲート24に入力さ
れ、制御電圧もスレッショルド電圧以上であることから
コンパレータ23の出力もハイレベルであり、フリップ
フロップ回路27のセット端子(S)にはパルス信号
(a1)が入力される。また、フリップフロップ回路2
7の出力は、上述のパルス信号が入力した後、リセット
信号が入力するまでハイレベル信号を出力(Q)として
直流電圧出力回路のスイッチング手段13に出力する
(図3に示す出力b1 )。
【0022】次に、センス抵抗16の両端間の電圧が軽
負荷用ピーク電流設定電圧を越えると、コンパレータ2
2、及び21からハイレベル信号が出力され(図3に示
すリセット信号r1 が出力され)、フリップフロップ回
路27をリセット状態とする。したがって、フリップフ
ロップ回路27はオン出力信号を停止する。尚、このオ
ン出力信号の停止により、センス抵抗両端電圧が下降を
始め、一方、制御電圧は徐々に上昇を始める。
負荷用ピーク電流設定電圧を越えると、コンパレータ2
2、及び21からハイレベル信号が出力され(図3に示
すリセット信号r1 が出力され)、フリップフロップ回
路27をリセット状態とする。したがって、フリップフ
ロップ回路27はオン出力信号を停止する。尚、このオ
ン出力信号の停止により、センス抵抗両端電圧が下降を
始め、一方、制御電圧は徐々に上昇を始める。
【0023】その後、セットパルス信号がアンドゲート
24に入力されるが、制御電圧がスレッショルド電圧以
下であるので、コンパレータ23の出力はローレベルで
あり、フリップフロップ回路27のセット端子(S)に
セットパルス信号は入力されない。尚、この間にもリセ
ットパルス発生回路28からリセット信号が出力される
(図3に示すリセット信号r2、r3 、r4)。
24に入力されるが、制御電圧がスレッショルド電圧以
下であるので、コンパレータ23の出力はローレベルで
あり、フリップフロップ回路27のセット端子(S)に
セットパルス信号は入力されない。尚、この間にもリセ
ットパルス発生回路28からリセット信号が出力される
(図3に示すリセット信号r2、r3 、r4)。
【0024】次に、制御電圧が再度スレッショルド電圧
を越えると、コンパレータ23の出力がハイレベルとな
り、この時セットパルス信号(図3のc2 )が入力され
るので、セット端子(S)にはパルス信号(図3のパル
ス信号a2 )が入力され、センス抵抗16の両端間の電
圧がピーク電圧を越え、コンパレータ22からハイレベ
ル信号が出力されるまで(図3に示すリセット信号r5
が出力されるまで)、フリップフロップ回路27からオ
ン信号を出力する(図3に示すゲート信号b2)。
を越えると、コンパレータ23の出力がハイレベルとな
り、この時セットパルス信号(図3のc2 )が入力され
るので、セット端子(S)にはパルス信号(図3のパル
ス信号a2 )が入力され、センス抵抗16の両端間の電
圧がピーク電圧を越え、コンパレータ22からハイレベ
ル信号が出力されるまで(図3に示すリセット信号r5
が出力されるまで)、フリップフロップ回路27からオ
ン信号を出力する(図3に示すゲート信号b2)。
【0025】以下同様にして、次に制御電圧が再度スレ
ッショルド電圧を越え、且つセットパルス信号(図3の
c3 )が入力供給されると、セット端子(S)にパルス
信号(図3のパルス信号a3 )が入力し、次のリセット
信号が入力するまでフリップフロップ回路27からオン
信号をスイッチング手段13に出力する(図3に示すゲ
ート信号b3 )。
ッショルド電圧を越え、且つセットパルス信号(図3の
c3 )が入力供給されると、セット端子(S)にパルス
信号(図3のパルス信号a3 )が入力し、次のリセット
信号が入力するまでフリップフロップ回路27からオン
信号をスイッチング手段13に出力する(図3に示すゲ
ート信号b3 )。
【0026】上記したように、軽負荷時には、制御電圧
がスレッショルド電圧を越えるまでフリップフロップ回
路27にセットパルスを入力しないようにしたので、制
御電圧の平均値をスレッショルド電圧分高くすることが
できる。従って、軽負荷時の出力電圧上昇を抑えること
ができ、負荷の軽重に伴うロードレギュレーションを改
善することができる。
がスレッショルド電圧を越えるまでフリップフロップ回
路27にセットパルスを入力しないようにしたので、制
御電圧の平均値をスレッショルド電圧分高くすることが
できる。従って、軽負荷時の出力電圧上昇を抑えること
ができ、負荷の軽重に伴うロードレギュレーションを改
善することができる。
【0027】尚、上述の実施形態例では、動作説明の簡
略化のためコイル電流発振防止用のランプ波を省略した
が、上記実施形態例の図2に示したスイッチング制御回
路中にあるコンパレータ21を3入力として上記ランプ
波を加算した回路構成にしても良い。
略化のためコイル電流発振防止用のランプ波を省略した
が、上記実施形態例の図2に示したスイッチング制御回
路中にあるコンパレータ21を3入力として上記ランプ
波を加算した回路構成にしても良い。
【0028】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の制
御方式によれば軽負荷時に制御電圧の平均値をスレッシ
ョルド電圧分だけ高くすることが可能であり、直流電圧
出力回路の出力電圧上昇を抑えることができるので、ロ
ードレギュレーションが改善される。
御方式によれば軽負荷時に制御電圧の平均値をスレッシ
ョルド電圧分だけ高くすることが可能であり、直流電圧
出力回路の出力電圧上昇を抑えることができるので、ロ
ードレギュレーションが改善される。
【図1】実施形態例のスイッチング制御回路を含む直流
電圧出力回路の回路図である。
電圧出力回路の回路図である。
【図2】実施形態例のスイッチング制御回路の回路図で
ある。
ある。
【図3】実施形態例のスイッチング制御回路の動作を説
明するタイムチャートである。
明するタイムチャートである。
【図4】従来例のスイッチング制御回路の回路図であ
る。
る。
【図5】従来のスイッチング制御回路の動作を説明する
タイムチャートである。
タイムチャートである。
12 スイッチング制御回路 13 スイッチング手段 14 ダイオード 15 インダクタンス 16 センス抵抗 16a、16b 接続線 17 コンデンサ 18 接続線 20 増幅器 21〜23 コンパレータ 24、25 アンドゲート 26 オアゲート 27 フリップフロップ回路 28 リセットパルス発生回路 29 セットパルス発生回路 30 スレッショルド電圧源
Claims (2)
- 【請求項1】 セット端子とリセット端子を有し、リセ
ット優先のフリップフロップ回路と、 該フリップフロップ回路の出力信号のデューティを可変
することで所望の直流電圧出力を得る直流電圧出力回路
の出力電圧が入力し、該出力電圧に従って制御電圧を作
成する制御電圧作成手段と、 該制御電圧作成手段の制御電圧を予め定められたスレッ
ショルド電圧と比較して、その比較結果に基づいて、セ
ットパルス信号を前記フリップフロップ回路のセット端
子に出力するセットパルス信号出力手段と、 前記フリップフロップ回路のリセット端子にリセット信
号を出力し、前記フリップフロップ回路の出力を制御す
るリセット信号出力手段と、 を有することを特徴とするスイッチングレギュレータ制
御方式。 - 【請求項2】 前記セットパルス信号出力手段は、前記
制御電圧をスレッショルド電圧と比較する比較手段とア
ンドゲートより成り、前記制御電圧がスレッショルド電
圧を越える時、前記比較手段から前記アンドゲートに信
号を出力し、該アンドゲートを介してセットパルス信号
を前記フリップフロップ回路のセット端子に出力可能に
する請求項1記載のスイッチングレギュレータ制御方
式。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9119185A JPH10313572A (ja) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | スイッチングレギュレータ制御方式 |
US09/074,502 US6130528A (en) | 1997-05-09 | 1998-05-08 | Switching regulator controlling system having a light load mode of operation based on a voltage feedback signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9119185A JPH10313572A (ja) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | スイッチングレギュレータ制御方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10313572A true JPH10313572A (ja) | 1998-11-24 |
Family
ID=14755024
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9119185A Withdrawn JPH10313572A (ja) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | スイッチングレギュレータ制御方式 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6130528A (ja) |
JP (1) | JPH10313572A (ja) |
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