JP2686135B2 - 定電流電源回路 - Google Patents
定電流電源回路Info
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- JP2686135B2 JP2686135B2 JP1075823A JP7582389A JP2686135B2 JP 2686135 B2 JP2686135 B2 JP 2686135B2 JP 1075823 A JP1075823 A JP 1075823A JP 7582389 A JP7582389 A JP 7582389A JP 2686135 B2 JP2686135 B2 JP 2686135B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
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- H02J7/00712—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters
- H02J7/00714—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters in response to battery charging or discharging current
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、定電流電源回路に関するものである。
［従来の技術］ 従来の急速充電回路は、第９図に示すようなスイッチ
ング電源を用いた定電流充電回路に満充電検知回路（こ
こでは、電池温度上昇率制御回路「以下、ΔＴ制御回
路」と略す）11を接続して形成していた。ΔＴ制御回路
の温度センサーDsは、電池VBに密着して配置されてい
る。
ング電源を用いた定電流充電回路に満充電検知回路（こ
こでは、電池温度上昇率制御回路「以下、ΔＴ制御回
路」と略す）11を接続して形成していた。ΔＴ制御回路
の温度センサーDsは、電池VBに密着して配置されてい
る。
まず、大電流充電を行う定電流充電回路について説明
する。第９図において、入力回路１に交流電源が印加さ
れ、整流平滑回路２で整流，平滑された電圧を主スイッ
チング回路３でスイッチング動作させ、トランス４によ
り降圧される。主スイッチング回路３のパワーMOSFET3a
がオンしているとき、２次側整流平滑回路５のダイオー
ドD1に電流が流れる。このとき、電池VBに充電されると
同時にチョークコイルLoにもエネルギが蓄積され、パワ
ーMOSFET3aのオフ期間にチョークコイルLoのエネルギ
は、ダイオードD2、電池VBを通して放出され平滑され
る。主スイッチング回路３は数10kHz〜100kHz程度でオ
ン、オフを繰り返しており、この制御はPWM制御回路６
により行われる。
する。第９図において、入力回路１に交流電源が印加さ
れ、整流平滑回路２で整流，平滑された電圧を主スイッ
チング回路３でスイッチング動作させ、トランス４によ
り降圧される。主スイッチング回路３のパワーMOSFET3a
がオンしているとき、２次側整流平滑回路５のダイオー
ドD1に電流が流れる。このとき、電池VBに充電されると
同時にチョークコイルLoにもエネルギが蓄積され、パワ
ーMOSFET3aのオフ期間にチョークコイルLoのエネルギ
は、ダイオードD2、電池VBを通して放出され平滑され
る。主スイッチング回路３は数10kHz〜100kHz程度でオ
ン、オフを繰り返しており、この制御はPWM制御回路６
により行われる。
PWM制御回路６の基本周波数は、回路内のコンデン
サ、抵抗（図示せず）により決定され、主スイッチング
回路３をドライブするためのパルスが出力される。この
パルス幅を調節することによって主スイッチング回路３
のオン、オフデューティが制限され、充電電流が制御さ
れる。充電電流は、電流検出センサー８によって電圧に
交換され、定電流フィードバック回路９のオペアンプIC
2の＋端子に入力される。また、−端子にはGND間に抵抗
R2が接続され、−端子と出力端子間に抵抗R4が接続され
て正帰還増幅回復を形成している。この出力はフォトカ
プラPC1に伝達され、PWM制御回路６のオペアンプの＋端
子（図示せず）にフィードバックされる。このオペアン
プも正帰還増幅回路として使用され、この出力と内部の
三角波との比較によりパルスに変換され、閉ループ化
し、定電流充電回路を形成している。
サ、抵抗（図示せず）により決定され、主スイッチング
回路３をドライブするためのパルスが出力される。この
パルス幅を調節することによって主スイッチング回路３
のオン、オフデューティが制限され、充電電流が制御さ
れる。充電電流は、電流検出センサー８によって電圧に
交換され、定電流フィードバック回路９のオペアンプIC
2の＋端子に入力される。また、−端子にはGND間に抵抗
R2が接続され、−端子と出力端子間に抵抗R4が接続され
て正帰還増幅回復を形成している。この出力はフォトカ
プラPC1に伝達され、PWM制御回路６のオペアンプの＋端
子（図示せず）にフィードバックされる。このオペアン
プも正帰還増幅回路として使用され、この出力と内部の
三角波との比較によりパルスに変換され、閉ループ化
し、定電流充電回路を形成している。
次に、満充電検知回路11について説明する。
ここでは、電池温度上昇率を検知することにより、電
池VBは100％充電されたことを検知するΔＴ制御回路と
する。温度センサーDsは、電池VBの温度を検出するもの
で、電池VBの温度に対応した電圧を出力する。ΔＴ制御
回路は、この電圧値をサンプリングすることにより、単
位時間当たりの電圧上昇値を求め、予め設定した基準電
圧より大きい時（つまり、単位時間当たりの温度上昇が
設定した温度よりも大きい時）に、定電流フィードバッ
ク回路９のトランジスタQ1をオンさせる。
池VBは100％充電されたことを検知するΔＴ制御回路と
する。温度センサーDsは、電池VBの温度を検出するもの
で、電池VBの温度に対応した電圧を出力する。ΔＴ制御
回路は、この電圧値をサンプリングすることにより、単
位時間当たりの電圧上昇値を求め、予め設定した基準電
圧より大きい時（つまり、単位時間当たりの温度上昇が
設定した温度よりも大きい時）に、定電流フィードバッ
ク回路９のトランジスタQ1をオンさせる。
すなわち、電池VBが100％充電になってΔＴ制御され
ると、トランジスタQ1がオンするため、定電流フィード
バック回路９の抵抗R3が抵抗R2に並列に接続され、オペ
アンプIC2のゲインが上がり、出力が増加するため、フ
ォトカプラPC1のフィードバック量が減少してパルス幅
が絞られ、充電電流が減少する。
ると、トランジスタQ1がオンするため、定電流フィード
バック回路９の抵抗R3が抵抗R2に並列に接続され、オペ
アンプIC2のゲインが上がり、出力が増加するため、フ
ォトカプラPC1のフィードバック量が減少してパルス幅
が絞られ、充電電流が減少する。
以上のように従来の急速充電回路は、第９図に示す電
流充電回路により定電流で大電流充電し、100％充電に
達すると電池VBの温度上昇率が大きくなることをΔＴ制
御回路で検出して充電電流を制御する。
流充電回路により定電流で大電流充電し、100％充電に
達すると電池VBの温度上昇率が大きくなることをΔＴ制
御回路で検出して充電電流を制御する。
［発明が解決しようとする課題］ 次に、ソフトスタート回路12について説明する。第９
図においてソフトスタート回路12がない場合、電源が投
入されたとすると、定電流フィードバック回路９のオペ
アンプIC2の出力は電源投入時には、まだ出力が発生し
ていないので、急激に出力電流を上昇させるために、主
スイッチング回路３のパワーMOSFET3aの制御信号は、最
大オン幅で動作を開始する。従って、出力は最大出力ま
で出ようとする。しかし、２次側電源回路10に出力が発
生すると、オペアンプIC2が動作を開始し、出力電流を
安定状態に制御する。この過程において、定電流フィー
ドバック回路９に動作時間遅れが生じる。この遅れによ
り出力端子に非常に大きなオーバーシュートが発生す
る。この結果、主スイッチング回路３のパワーMOSFET3a
にストレスがかかり、破損してしまう原因となる。
図においてソフトスタート回路12がない場合、電源が投
入されたとすると、定電流フィードバック回路９のオペ
アンプIC2の出力は電源投入時には、まだ出力が発生し
ていないので、急激に出力電流を上昇させるために、主
スイッチング回路３のパワーMOSFET3aの制御信号は、最
大オン幅で動作を開始する。従って、出力は最大出力ま
で出ようとする。しかし、２次側電源回路10に出力が発
生すると、オペアンプIC2が動作を開始し、出力電流を
安定状態に制御する。この過程において、定電流フィー
ドバック回路９に動作時間遅れが生じる。この遅れによ
り出力端子に非常に大きなオーバーシュートが発生す
る。この結果、主スイッチング回路３のパワーMOSFET3a
にストレスがかかり、破損してしまう原因となる。
そこで、動作開始の時点では、制御信号のオン時間が
狭いところから、ゆっくりと広がっていく動作としてお
くために、ソフトスタート回路12が使用されている。PW
M制御回路６の内部のPWMコンパレータの直流制御信号
を、コンデンサC0の充電時間に合わせてゆっくりと変化
させる。こうすると三角波のスライスレベルが徐々に変
化し、出力をオン時間の狭いところからゆっくりと広げ
ていくことができる。
狭いところから、ゆっくりと広がっていく動作としてお
くために、ソフトスタート回路12が使用されている。PW
M制御回路６の内部のPWMコンパレータの直流制御信号
を、コンデンサC0の充電時間に合わせてゆっくりと変化
させる。こうすると三角波のスライスレベルが徐々に変
化し、出力をオン時間の狭いところからゆっくりと広げ
ていくことができる。
次に、電池VBを収納した電池パック21を抜き差しした
場合について考える。電池パック21をセットしていない
時には、パック検知回路17の出力はＨレベルとなるた
め、定電流フィードバック回路９のフォトカプラPC1に
は電流が流れず、従ってフィードバック量はない。PWM
制御回路６は、２次側電源回路10の出力を確保できるオ
ン時間で動作するように設定されている。電池パック21
を差した時には、パック検知回路17の出力はＬレベルと
なる。この時、２次側には電流が流れていないため、定
電流フィードバック回路９は急激に電流を流そうとし、
オペアンプIC2の出力は出ず、フォトカプラPC1に流れる
電流は最大となる。フィードバック量は最大であり、PW
M制御回路６の出力のオン時間は最大であり、瞬時的に
大きな電流が流れる。この突入電流は、主スイッチング
回路３のパワーMOSFET3a等の素子に大きなストレスを与
えることになり、破壊の原因となる。
場合について考える。電池パック21をセットしていない
時には、パック検知回路17の出力はＨレベルとなるた
め、定電流フィードバック回路９のフォトカプラPC1に
は電流が流れず、従ってフィードバック量はない。PWM
制御回路６は、２次側電源回路10の出力を確保できるオ
ン時間で動作するように設定されている。電池パック21
を差した時には、パック検知回路17の出力はＬレベルと
なる。この時、２次側には電流が流れていないため、定
電流フィードバック回路９は急激に電流を流そうとし、
オペアンプIC2の出力は出ず、フォトカプラPC1に流れる
電流は最大となる。フィードバック量は最大であり、PW
M制御回路６の出力のオン時間は最大であり、瞬時的に
大きな電流が流れる。この突入電流は、主スイッチング
回路３のパワーMOSFET3a等の素子に大きなストレスを与
えることになり、破壊の原因となる。
また、オン時間が最大のところから始めていくため、
急激に所定の電流になるが、フィードバック系の遅れに
より、所定電流を大きく越えてしまう。つまり、オーバ
ーシュートが発生する。つまり、第４図（ａ）に示すよ
うに、電池パック21を差し込むたびに突入電流、オーバ
ーシュートが発生することになる。
急激に所定の電流になるが、フィードバック系の遅れに
より、所定電流を大きく越えてしまう。つまり、オーバ
ーシュートが発生する。つまり、第４図（ａ）に示すよ
うに、電池パック21を差し込むたびに突入電流、オーバ
ーシュートが発生することになる。
また、短いインターバルでの抜き差しを考えると、抜
いた時にはトランス４の逆起電力のために急激に電圧が
上昇するが、オーバーシュート中に抜かれた場合には、
通常の逆起電力の時より大きな電圧が発生することにな
り、パワーMOSFET3aに大きなストレスを与える。
いた時にはトランス４の逆起電力のために急激に電圧が
上昇するが、オーバーシュート中に抜かれた場合には、
通常の逆起電力の時より大きな電圧が発生することにな
り、パワーMOSFET3aに大きなストレスを与える。
また、電池パック21をセットしたままでの電源の短い
インターバルでの抜き差しを考えると、抜いた時には、
整流平滑回路２や２次側電源回路10のコンデンサによ
り、これらは短時間動作を続けている。動作中に電源が
差し込まれた場合を考えると、ソフトスタート回路12は
コンデンサC0の電圧が高いため、ソフトスタートがきか
ないことになり、瞬時的に大きな電流が流れることにな
る。また、ノイズ等が定電流フィードバック回路９のオ
ペアンプIC2等に重畳した場合などには、急激に充電電
流が変化し、パワーMOSFET3a等の素子にストレスを与え
ることも考えられる。
インターバルでの抜き差しを考えると、抜いた時には、
整流平滑回路２や２次側電源回路10のコンデンサによ
り、これらは短時間動作を続けている。動作中に電源が
差し込まれた場合を考えると、ソフトスタート回路12は
コンデンサC0の電圧が高いため、ソフトスタートがきか
ないことになり、瞬時的に大きな電流が流れることにな
る。また、ノイズ等が定電流フィードバック回路９のオ
ペアンプIC2等に重畳した場合などには、急激に充電電
流が変化し、パワーMOSFET3a等の素子にストレスを与え
ることも考えられる。
本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、
その目的とするところはオーバーシュートすることなく
安定した動作がえら得られる定電流電源回路を提供する
にある。
その目的とするところはオーバーシュートすることなく
安定した動作がえら得られる定電流電源回路を提供する
にある。
［課題を解決するための手段］ 本発明は、スイッチング手段を備えたインバータ回路
からなる電源回路と、電源回路の出力電流を検出する電
流検出センサーと、電流検出センサーの出力を所定値と
比較する比較回路と、比較回路の出力に応じて電流制御
信号を出力する電流制御回路と、この電流制御信号をイ
ンバータ回路の制御回路にフィードバックして出力電流
を一定にするよう定電流制御を行う定電流電源回路にお
いて、電流制御回路は、所定幅のパルス信号を出力する
パルス出力回路を備え、パルス幅が所定の増分ずつ変化
する一連のパルス列である電流電源信号を出力すること
を特徴とするものである。
からなる電源回路と、電源回路の出力電流を検出する電
流検出センサーと、電流検出センサーの出力を所定値と
比較する比較回路と、比較回路の出力に応じて電流制御
信号を出力する電流制御回路と、この電流制御信号をイ
ンバータ回路の制御回路にフィードバックして出力電流
を一定にするよう定電流制御を行う定電流電源回路にお
いて、電流制御回路は、所定幅のパルス信号を出力する
パルス出力回路を備え、パルス幅が所定の増分ずつ変化
する一連のパルス列である電流電源信号を出力すること
を特徴とするものである。
本発明によれば、電流制御回路をパルス出力回路で構
成して、電流制御信号を、少なくともパルス幅が所定の
増分ずつ変化する一連のパルス列としたため、電流制御
信号が徐々に増加し、オーバーシュートを発生すること
がない。
成して、電流制御信号を、少なくともパルス幅が所定の
増分ずつ変化する一連のパルス列としたため、電流制御
信号が徐々に増加し、オーバーシュートを発生すること
がない。
［実施例］ 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第１図に具体回路図を示す。この回路は、従来の第９図
とは定電流フィードバック回路９を除いては同じ構成で
ある。つまり、定電流フィードバック回路９の代わり
に、電圧比較回路13、定電流制御回路14、パルス出力回
路15、積分回路16等を用いている。定電流制御回路14
は、パルス出力回路15の出力パルスをデューティ制御出
力になるように制御する。本実施例では、Ｌレベルをア
クティブとする。また、上記パルス出力回路15と積分回
路16とで遅延回路を構成している。
第１図に具体回路図を示す。この回路は、従来の第９図
とは定電流フィードバック回路９を除いては同じ構成で
ある。つまり、定電流フィードバック回路９の代わり
に、電圧比較回路13、定電流制御回路14、パルス出力回
路15、積分回路16等を用いている。定電流制御回路14
は、パルス出力回路15の出力パルスをデューティ制御出
力になるように制御する。本実施例では、Ｌレベルをア
クティブとする。また、上記パルス出力回路15と積分回
路16とで遅延回路を構成している。
充電電流は、電流検出センサー８によって電圧値に変
換され、電圧比較回路13に入力される。所定の電流が流
れていない時には、定電流制御回路14は第２図（ａ）に
示すように、パルス出力回路15からのパルスのオンデュ
ーティを広げていく。出力パルスは積分回路16のコンデ
ンサC1及び抵抗R2によって積分され、第２図（ｂ）に示
すように積分回路16の電圧V1は下がっていく。２次側電
源回路10の出力（5Vとする）と、電圧V1との電位差分
（5V−V1）がフォトカプラPC1と抵抗R1を通して電流が
流れ、オンデューティが大きくなり、電圧V1が下がるに
従って、第２図（ｃ）に示すようにフォトカプラPC1に
流れる電流が増加し、１次側のPWM制御回路６のフィー
ドバック量が増加する。これによりPWM制御回路６の出
力パルスが広げられ第２図（ｄ）に示すように充電電流
が増える。
換され、電圧比較回路13に入力される。所定の電流が流
れていない時には、定電流制御回路14は第２図（ａ）に
示すように、パルス出力回路15からのパルスのオンデュ
ーティを広げていく。出力パルスは積分回路16のコンデ
ンサC1及び抵抗R2によって積分され、第２図（ｂ）に示
すように積分回路16の電圧V1は下がっていく。２次側電
源回路10の出力（5Vとする）と、電圧V1との電位差分
（5V−V1）がフォトカプラPC1と抵抗R1を通して電流が
流れ、オンデューティが大きくなり、電圧V1が下がるに
従って、第２図（ｃ）に示すようにフォトカプラPC1に
流れる電流が増加し、１次側のPWM制御回路６のフィー
ドバック量が増加する。これによりPWM制御回路６の出
力パルスが広げられ第２図（ｄ）に示すように充電電流
が増える。
充電電流が増加し、電流検出センサー８の出力電圧が
上昇し、予め設定した基準電圧値を越えた時、すなわち
設定した電流値になった時には、電圧比較回路13は、定
電流制御回路14に信号を出力する。定電流制御回路14
は、これまでとは反対にパルス出力回路15の出力のオン
デューティを下げるように制御する。オンデューティが
下げられると、積分回路16の電圧V1は上昇し、フォトカ
プラPC1の電流が少なくなってフィードバック量が減少
し、PWM制御回路６の出力パルスが絞られ、充電電流が
減少する。充電電流が減少し、電圧比較回路13の基準電
圧値を下回ると、電圧比較回路13の出力は反転し、定電
流制御回路14は再びパルス出力回路15の出力パルスのオ
ンデューティを広げる方向に制御する。これを繰り返す
ことにより定電流制御を行う。パルス出力回路15の出力
パルスの周期は、数μsecであり、積分回路16の電圧V1
のリップルはほとんど考えなくても良い。
上昇し、予め設定した基準電圧値を越えた時、すなわち
設定した電流値になった時には、電圧比較回路13は、定
電流制御回路14に信号を出力する。定電流制御回路14
は、これまでとは反対にパルス出力回路15の出力のオン
デューティを下げるように制御する。オンデューティが
下げられると、積分回路16の電圧V1は上昇し、フォトカ
プラPC1の電流が少なくなってフィードバック量が減少
し、PWM制御回路６の出力パルスが絞られ、充電電流が
減少する。充電電流が減少し、電圧比較回路13の基準電
圧値を下回ると、電圧比較回路13の出力は反転し、定電
流制御回路14は再びパルス出力回路15の出力パルスのオ
ンデューティを広げる方向に制御する。これを繰り返す
ことにより定電流制御を行う。パルス出力回路15の出力
パルスの周期は、数μsecであり、積分回路16の電圧V1
のリップルはほとんど考えなくても良い。
次に、電池パック21がセットされている時の電源投入
時について説明する。電源投入時には、２次側電源回路
10の出力が5Vに安定するまでの過渡時間内は、パルス出
力回路15は動作せず、つまり、パルスを出力しないため
Ｈレベルの出力となる。従って、5Vに上昇するまでは、
２次側電源回路10の出力がそのままパルス出力回路15の
出力となり、２次側電源回路10と積分回路16の電圧V1は
等しく、フォトカプラPC1には電流が流れないため、PWM
制御回路６の出力パルスは狭くしたままである。この
時、PWM制御回路６の出力は２次側電源回路10の出力5V
が安定して出力できる最小デューティパルスになるよう
に設定されている。２次側電源回路10の出力が安定した
後、定電流制御回路14はデューティを徐々に広げてい
き、充電電流を流していく。電源投入後、２次側電源回
路10の5V出力が安定した後（定電流制御回路14が立ち上
がった後）、所定時間は定電流制御回路14がパルス出力
回路15の動作を止めるようにしているため、さらにソフ
トスタートは確実となる。以上のようにすることによ
り、電源投入時のオーバーシュートを防止することがで
きる 次に、電源投入後に電池パック21をセットした時につ
いて説明する。電池パック21がセットされると、定電流
制御回路14は、オンデューティを徐々に広げていき、電
流０から徐々に所定の充電電流に近付けていく。所定の
充電電流になった時にはオンデューティをそのまま維持
し、所定の充電電流を続ける。オン時間が短いところか
ら広げていくため、所定の充電電流になった時にフィー
ドバック系が遅れても、オーバーシュートは小さい。従
って、従来例でも見られるような突入電流やオーバーシ
ュートを防止することができる。従来例においては、オ
ペアンプの応答性の早さから、充電電流を設定値に急激
に増加させるために、第４図（ａ）に示すようにフィー
ドバック系の遅れのために、オーバーシュートが発生す
る。
時について説明する。電源投入時には、２次側電源回路
10の出力が5Vに安定するまでの過渡時間内は、パルス出
力回路15は動作せず、つまり、パルスを出力しないため
Ｈレベルの出力となる。従って、5Vに上昇するまでは、
２次側電源回路10の出力がそのままパルス出力回路15の
出力となり、２次側電源回路10と積分回路16の電圧V1は
等しく、フォトカプラPC1には電流が流れないため、PWM
制御回路６の出力パルスは狭くしたままである。この
時、PWM制御回路６の出力は２次側電源回路10の出力5V
が安定して出力できる最小デューティパルスになるよう
に設定されている。２次側電源回路10の出力が安定した
後、定電流制御回路14はデューティを徐々に広げてい
き、充電電流を流していく。電源投入後、２次側電源回
路10の5V出力が安定した後（定電流制御回路14が立ち上
がった後）、所定時間は定電流制御回路14がパルス出力
回路15の動作を止めるようにしているため、さらにソフ
トスタートは確実となる。以上のようにすることによ
り、電源投入時のオーバーシュートを防止することがで
きる 次に、電源投入後に電池パック21をセットした時につ
いて説明する。電池パック21がセットされると、定電流
制御回路14は、オンデューティを徐々に広げていき、電
流０から徐々に所定の充電電流に近付けていく。所定の
充電電流になった時にはオンデューティをそのまま維持
し、所定の充電電流を続ける。オン時間が短いところか
ら広げていくため、所定の充電電流になった時にフィー
ドバック系が遅れても、オーバーシュートは小さい。従
って、従来例でも見られるような突入電流やオーバーシ
ュートを防止することができる。従来例においては、オ
ペアンプの応答性の早さから、充電電流を設定値に急激
に増加させるために、第４図（ａ）に示すようにフィー
ドバック系の遅れのために、オーバーシュートが発生す
る。
次に、定電流制御回路14とパルス出力回路15の動作に
ついて説明する。パルス出力回路15は第３図に示すよう
に、周期td毎にパルス幅の異なるパルスを出力する。１
つのオンパルス幅は、tdを所定分割した範囲（ここで
は、255分割したと考える）の間、つまり0/255td〜255/
255tdの間を変化する。フィードバックの速度（応答
性）は、このパルス幅を変化させる周期t stepにより決
まる。具体的に動作を説明する。パック検知回路17によ
り電池パック21がセットされたことを検知すると、充電
を開始する。パルス出力回路15の出力は、第３図に示す
ように、1/255tdのパルスをt step間続け、次にデュー
ティ2/255を同じくt step、以下3/255をt stepとオン時
間を所定時間t step毎にステップ的に増やしていき、所
定の電流値になるまで増加を続ける。こうすることによ
り充電電流は、所定の電流値になるまで徐々に増加する
ことになり、ソフトスタートとなり、オーバーシュート
は発生しない。通常の充電を考えると、充電電流の立ち
上がりの遅さは全く問題とならないため、t step時間を
長くとると良い。
ついて説明する。パルス出力回路15は第３図に示すよう
に、周期td毎にパルス幅の異なるパルスを出力する。１
つのオンパルス幅は、tdを所定分割した範囲（ここで
は、255分割したと考える）の間、つまり0/255td〜255/
255tdの間を変化する。フィードバックの速度（応答
性）は、このパルス幅を変化させる周期t stepにより決
まる。具体的に動作を説明する。パック検知回路17によ
り電池パック21がセットされたことを検知すると、充電
を開始する。パルス出力回路15の出力は、第３図に示す
ように、1/255tdのパルスをt step間続け、次にデュー
ティ2/255を同じくt step、以下3/255をt stepとオン時
間を所定時間t step毎にステップ的に増やしていき、所
定の電流値になるまで増加を続ける。こうすることによ
り充電電流は、所定の電流値になるまで徐々に増加する
ことになり、ソフトスタートとなり、オーバーシュート
は発生しない。通常の充電を考えると、充電電流の立ち
上がりの遅さは全く問題とならないため、t step時間を
長くとると良い。
充電電流が増加して予め設定した電流備に適すると、
電圧比較回路13は、定電流制御回路14に信号を出力す
る。定電流制御回路14は、これまでとは反対にパルス出
力回路15のオンデューティを狭くするように制御する。
この時、パルス出力回路15は、出力パルスのオンデュー
ティを、1/255tdだけ狭くして、これをt step間続け
る。これによって充電電流が滅少し、次に充電電流が電
圧比較回路13の基準電圧を下回ると、電圧比較回路13の
出力が反転し、定電流制御回路14はパルス回路15の出力
パルスのオンデューティを広げるように制御し、これを
t step間続ける。このように、充電電流が予め設定した
電流値に達した後は、パルス出力回路15の出力パルスの
オンデューティの増減を繰り返すことによって、インバ
ータ回路のスイッチング素子３のデューティが増減し
て、充電電流が定電流に制御される。
電圧比較回路13は、定電流制御回路14に信号を出力す
る。定電流制御回路14は、これまでとは反対にパルス出
力回路15のオンデューティを狭くするように制御する。
この時、パルス出力回路15は、出力パルスのオンデュー
ティを、1/255tdだけ狭くして、これをt step間続け
る。これによって充電電流が滅少し、次に充電電流が電
圧比較回路13の基準電圧を下回ると、電圧比較回路13の
出力が反転し、定電流制御回路14はパルス回路15の出力
パルスのオンデューティを広げるように制御し、これを
t step間続ける。このように、充電電流が予め設定した
電流値に達した後は、パルス出力回路15の出力パルスの
オンデューティの増減を繰り返すことによって、インバ
ータ回路のスイッチング素子３のデューティが増減し
て、充電電流が定電流に制御される。
電池パック21を抜いた時（無負荷時）には、パック検
知回路17は抜いたことを検知し、定電流制御回路14に信
号を出力する。定電流制御回路14は直ぐにパルス出力回
路15の動作を禁止させ、フィードバック量を０にし、PW
M制御回路６は最小デューティにより動作する。短いイ
ンターバルでの電池パック21の抜き差しを考えた場合に
は、第４図（ｂ）に示すようにストレスは小さくなる。
上記の定電流制御回路14の動作のフローチャートを第５
図に示す。
知回路17は抜いたことを検知し、定電流制御回路14に信
号を出力する。定電流制御回路14は直ぐにパルス出力回
路15の動作を禁止させ、フィードバック量を０にし、PW
M制御回路６は最小デューティにより動作する。短いイ
ンターバルでの電池パック21の抜き差しを考えた場合に
は、第４図（ｂ）に示すようにストレスは小さくなる。
上記の定電流制御回路14の動作のフローチャートを第５
図に示す。
ところで、上記の満充電検知回路（ΔＴ制御回路）11
の出力信号を定電流制御回路14に入力することにより、
定電流制御回路14はパルス出力回路15の動作を停止さ
せ、充電電流を０にすることができる。これにより、電
池VBを最適に充電制御できることになる。
の出力信号を定電流制御回路14に入力することにより、
定電流制御回路14はパルス出力回路15の動作を停止さ
せ、充電電流を０にすることができる。これにより、電
池VBを最適に充電制御できることになる。
ここで、満充電後において、電池VBを活性化する、及
び自己放電量を補充していく方法として、満充電までの
充電電流により小さな充電電流で充電を行うトリクル充
電がある。上記の実施例の他例として、第６図に示すよ
うに、満充電検知後は、電圧比較回路13は第２の基準電
圧V2により比較器18で比較し、制御することにより、満
充電後は第２の電流値により定電流制御を行うことがで
きる。第６図に示すように、満充電検知回路11の出力に
よりトランジスタQ2がオンし、抵抗R3が抵抗R2と並列に
接続されることで基準電圧を変えるようにしている。
び自己放電量を補充していく方法として、満充電までの
充電電流により小さな充電電流で充電を行うトリクル充
電がある。上記の実施例の他例として、第６図に示すよ
うに、満充電検知後は、電圧比較回路13は第２の基準電
圧V2により比較器18で比較し、制御することにより、満
充電後は第２の電流値により定電流制御を行うことがで
きる。第６図に示すように、満充電検知回路11の出力に
よりトランジスタQ2がオンし、抵抗R3が抵抗R2と並列に
接続されることで基準電圧を変えるようにしている。
［実施例２］ ところで、上記実施例では以下に述べるような問題が
ある。つまり、充電電流が徐々に増加し、所定電流値を
越えた時、最大t step間は電流を増加させるデューティ
出力をパルス出力回路15は続けることになり、電流は所
定値を少し越えてしまう。同時に所定電流値より下がっ
た場合にも電流を減少させるデューティ出力を続け、所
定値を少し下回る。この制御を繰り返すと、第４図
（ｂ）のＡ部に示すようにリップルが大きくなることに
なる。
ある。つまり、充電電流が徐々に増加し、所定電流値を
越えた時、最大t step間は電流を増加させるデューティ
出力をパルス出力回路15は続けることになり、電流は所
定値を少し越えてしまう。同時に所定電流値より下がっ
た場合にも電流を減少させるデューティ出力を続け、所
定値を少し下回る。この制御を繰り返すと、第４図
（ｂ）のＡ部に示すようにリップルが大きくなることに
なる。
従って、本発明のこの実施例では、一度所定値に達し
た後は、デューティ切替周期t stepより早い第２の所定
時間t step2の周期で、デューティを変化させること
で、応答性を上げ、定電流制御安定性を上げるようにし
ている。この場合のフローチャートを第７図に示す。動
作は先の実施例と同じなので説明は省略する。かかる定
電流制御において、電流リップルを小さくすることがで
き、出力コンデンサの小型化を図ることができる。
た後は、デューティ切替周期t stepより早い第２の所定
時間t step2の周期で、デューティを変化させること
で、応答性を上げ、定電流制御安定性を上げるようにし
ている。この場合のフローチャートを第７図に示す。動
作は先の実施例と同じなので説明は省略する。かかる定
電流制御において、電流リップルを小さくすることがで
き、出力コンデンサの小型化を図ることができる。
［実施例３］ 実施例３は、電圧比較回路13の比較電圧を２つ有する
ことである。これは第８図に示すように、定電流制御の
基準電圧V3とは別に、回路異常，ノイズ等の誤動作など
による一時的な過電流を保護するための第２の基準電圧
V4をもつことである。ここでは、第１の比較器19に第１
の基準電圧V3が入力され、第２の比較器20に第２の基準
電圧V4が入力される。この第２の基準電圧V4より大きい
電圧が入力された時は、すなわち、所定値以上の電流が
流れた時に、電圧比較回路13は、第２の信号を出力し、
定電流制御回路14はこの信号により、パルス出力回路15
の動作を停止させ、充電電流を０にする。０にした後、
再び徐々に電流を増加させ、充電電流に近付けていく。
これにより過電流保護が行える。
ことである。これは第８図に示すように、定電流制御の
基準電圧V3とは別に、回路異常，ノイズ等の誤動作など
による一時的な過電流を保護するための第２の基準電圧
V4をもつことである。ここでは、第１の比較器19に第１
の基準電圧V3が入力され、第２の比較器20に第２の基準
電圧V4が入力される。この第２の基準電圧V4より大きい
電圧が入力された時は、すなわち、所定値以上の電流が
流れた時に、電圧比較回路13は、第２の信号を出力し、
定電流制御回路14はこの信号により、パルス出力回路15
の動作を停止させ、充電電流を０にする。０にした後、
再び徐々に電流を増加させ、充電電流に近付けていく。
これにより過電流保護が行える。
［発明の効果］ 本発明は、スイッチング手段を備えたインバータ回路
からなる電源回路と、電源回路の出力電流を検出する電
流検出センサーと、電流検出センサーの出力を所定値と
比較する比較回路と、比較回路の出力に応じて電流制御
信号を出力する電流制御回路と、この電流制御信号をイ
ンバータ回路の制御回路にフィードバックして出力電流
を一定にするよう定電流制御を行う定電流電源回路にお
いて、電流制御回路は、所定幅のパルス信号を出力する
パルス出力回路を備え、パルス幅が所定の増分ずつ変化
する一連のパルス列である電流制御信号を出力するの
で、オーバーシュートを発生することがなく、そのため
インバータのスイッチング素子や、電子部品に与えるス
トレスが小さくなり、回路全体の信頼性が向上し、更に
異常電流等は所定の電流以上とならないため、それらの
部品の耐力を余分に持たせる必要がなく、小さく安価に
製作できるという効果がある。
からなる電源回路と、電源回路の出力電流を検出する電
流検出センサーと、電流検出センサーの出力を所定値と
比較する比較回路と、比較回路の出力に応じて電流制御
信号を出力する電流制御回路と、この電流制御信号をイ
ンバータ回路の制御回路にフィードバックして出力電流
を一定にするよう定電流制御を行う定電流電源回路にお
いて、電流制御回路は、所定幅のパルス信号を出力する
パルス出力回路を備え、パルス幅が所定の増分ずつ変化
する一連のパルス列である電流制御信号を出力するの
で、オーバーシュートを発生することがなく、そのため
インバータのスイッチング素子や、電子部品に与えるス
トレスが小さくなり、回路全体の信頼性が向上し、更に
異常電流等は所定の電流以上とならないため、それらの
部品の耐力を余分に持たせる必要がなく、小さく安価に
製作できるという効果がある。
第１図は本発明の実施例の具体回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は同上の動作波形図、第４図は同上
の動作波形図、第５図は同上のフロー図、第６図は同上
のトリクル充電を行う場合の要部回路図、第７図は同上
の実施例２のフロー図、第８図は同上の実施例３の要部
回路図、第９図は従来例の具体回路図である。 ８は電流検出センサー、14は定電流制御回路、15はパル
ス出力回路、16は積分回路である。
動作波形図、第３図は同上の動作波形図、第４図は同上
の動作波形図、第５図は同上のフロー図、第６図は同上
のトリクル充電を行う場合の要部回路図、第７図は同上
の実施例２のフロー図、第８図は同上の実施例３の要部
回路図、第９図は従来例の具体回路図である。 ８は電流検出センサー、14は定電流制御回路、15はパル
ス出力回路、16は積分回路である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭49−54840（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−90201（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−113123（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−49083（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−25534（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−30961（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−42277（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−274624（ＪＰ，Ａ) 米国特許4172277（ＵＳ，Ａ) 米国特許4322817（ＵＳ，Ａ) 米国特許4389608（ＵＳ，Ａ) 米国特許4439821（ＵＳ，Ａ) 米国特許4472672（ＵＳ，Ａ) 米国特許4683528（ＵＳ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】スイッチング手段を備えたインバータ回路
からなる電源回路と、電源回路の出力電流を検出する電
流検出センサーと、電流検出センサーの出力を所定値と
比較する比較回路と、比較回路の出力に応じて電流制御
信号を出力する電流制御回路と、この電流制御信号をイ
ンバータ回路の制御回路にフィードバックして出力電流
を一定にするよう定電流制御を行う定電流電源回路にお
いて、電流制御回路は、所定幅のパルス信号を出力する
パルス出力回路を備え、パルス幅が所定の増分ずつ変化
する一連のパルス列である電流制御信号を出力すること
を特徴とする定電流電源回路。 - 【請求項２】電流制御回路は、パルス出力回路の出力バ
ルス列が入力される積分回路を備えたことを特徴とする
請求項１記載の定電流電源回路。 - 【請求項３】電流制御回路は、パルス幅を所定の周期毎
に所定の増分ずつ変化させることを特徴とする請求項１
記載の定電流電源回路。 - 【請求項４】電流制御回路は、出力電流が所定の電流値
に達するまでは第１の周期でパルス幅を変化させ、出力
電流が所定の電流値に達した後は第１の周期より短い第
２の周期でパルス幅を変化させることを特徴とする請求
項１記載の定電流電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1075823A JP2686135B2 (ja) | 1989-03-28 | 1989-03-28 | 定電流電源回路 |
| US07/498,644 US5034871A (en) | 1989-03-28 | 1990-03-26 | DC to DC converter with steady control of output DC voltage by monitoring output DC current |
| AU52246/90A AU610457B2 (en) | 1989-03-28 | 1990-03-27 | Constant dc current supplying circuit |
| EP90105826A EP0390079B1 (en) | 1989-03-28 | 1990-03-27 | Constant DC current supplying circuit |
| DE69014371T DE69014371T2 (de) | 1989-03-28 | 1990-03-27 | Schaltung zur Konstanthaltung eines Gleichstroms. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1075823A JP2686135B2 (ja) | 1989-03-28 | 1989-03-28 | 定電流電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02254933A JPH02254933A (ja) | 1990-10-15 |
| JP2686135B2 true JP2686135B2 (ja) | 1997-12-08 |
Family
ID=13587294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1075823A Expired - Lifetime JP2686135B2 (ja) | 1989-03-28 | 1989-03-28 | 定電流電源回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5034871A (ja) |
| EP (1) | EP0390079B1 (ja) |
| JP (1) | JP2686135B2 (ja) |
| AU (1) | AU610457B2 (ja) |
| DE (1) | DE69014371T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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