KR20020079861A - 2차 펄스폭 변조 제어를 가지는 플라이백 컨버터를 위한시동 회로 - Google Patents

2차 펄스폭 변조 제어를 가지는 플라이백 컨버터를 위한시동 회로 Download PDF

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Abstract

출력 분리된 스위칭 파워 서플라이(100)는 1차(91) 및 2개의 2차(92, 93)를 구비하는 변압기(73), 1차와 직렬인 전자 스위치(75), 시동 및 동작 모드 양쪽 동안에 바이어스 전력을 제공하는 제1 2차(93) 상의 제1 정류기(87) 및 필터(88), 조정된 출력 전력을 제공하는 제2 2차(92) 상의 제2 정류기(80) 및 필터(82)를 구비하고 있다. 1차측 상의 저항기-커패시터 네트워크(78, 74)는 단일 제어 펄스와 같은 초기 동작 조건을 전자 스위치에 제공하여, 충분한 에너지가 제1 1차에 전달하도록 함으로써 충분한 시동 에너지가 공급되도록 하며 2차측의 전류 제어 집적 회로(89)를 단계화된 형태로 동작시킨다. 초기 동작 조건 후에, 전류 제어 집적 회로는 제어 신호를 생성하여 분리 회로(77)를 통해 전자 스위치에 인가하여, 조정된 전력을 서플라이의 출력에 전달하기 위하여 전자 스위치를 제어 형식으로 턴온 및 오프되도록 한다. 저전압, 2차측, 전류 제어 집적 회로는 본 발명의 추가 양태를 제공한다.

Description

2차 펄스폭 변조 제어를 가지는 플라이백 컨버터를 위한 시동 회로{START-UP CIRCUIT FOR FLYBACK CONVERTER HAVING SECONDARY PULSE WIDTH MODULATION CONTROL}
본 발명은 입력측 AC 메인으로부터 도출되는 자기-포함형(self-contained) 바이어스 전력을 필요로하는 오프-라인 배터리 충전 회로와 같이, 높은 입력 전압과 낮은 전력을 가지는 어플리케이션의 전자 스위칭 파워 서플라이에 관한 것이다. 안전상의 이유로, 스위칭 전력 컨버터의 입력 메인과 출력 전력 간의 전기적 분리를 제공하는 것이 필요하다. AC 메인에 의해 전력공급되는 스위칭 전력 컨버터에서는, 통상 컨버터의 입력측과 출력측 사이에 변압기를 제공함으로써 출력 분리가 달성된다. 고전압 스위칭 소자 및 펄스폭 변조(PWM) 제어 회로는 전형적으로는 변압기의 1차측에 구현된다. 출력 전압 또는 출력 전류 또는 모두를 조정하기 위해서는, 출력측으로부터 입력측 제어 회로로 제어값을 결합시키기 위한 하나 이상의피드백 루프가 제공된다. 분리가 필요하므로, 출력측으로부터 입력측으로의 피드백 경로가 또한 분리되어야 된다. 광학 분리기 어셈블리를 통한 광학 커플링을 채용하거나 제어 변압기를 통한 유도를 통해 제어값의 분리가 달성되는 것이 흔하다. 분리 배리어를 통해 송신된 신호는 통상 아날로그 신호이고, 따라서 온도 변동으로 인한 잡음 및 파라미터 드리프트, 분리 회로 비선형성으로 인한 왜곡, 및 분리 회로 또는 구성요소의 대역폭 제한을 받기 쉽다.
상기 이유에 기초하여, 2차측 제어 회로는 스위칭 파워 서플라이에 통합될 수도 있다. 2차측 제어를 이용하는 경우에, PWM 제어 회로는 전적으로 2차측에서 구현되는데 대해, 전자 스위치 소자는 1차측에 구현된다. 모든 출력 전압 또는 전류 감지가 2차측에서 수행되므로, 분리 배리어를 통해 아날로그 제어 신호를 전달할 필요가 없다. 오히려, 제어 회로는 예를 들면 펄스 변압기를 통해 1차측 스위치 소자에 결합되는 온-오프 펄스-폭-변조형 제어 시퀀스를 발생시킨다. 1차측에서 AC 메인에 직접 접속되므로, 시동시 2차측 PWM 제어 회로에서 가용한 전력이 없다. 그러므로, 전력이 AC 메인을 통해 처음으로 인가될 때 파워 서플라이가 스위칭을 시작하는 것을 보장하도록 특별한 준비가 반드시 필요하다.
도 1은 2차측 제어를 가지는 종래 스위칭 파워 서플라이(20)의 예를 도시하고 있다. 서플라이(20)는 1차 권선(4) 및 2개의 2차 권선(5, 6)을 가지는 스위칭 전력 변압기(17)에 의해 분리되는 입력측(21)과 출력측(22)을 포함한다. 1차 권선(4)은 고주파 인버터(2)에 접속되고, 고주파 인버터(2)는 AC 메인과 직렬로 접속되는 입력 필터 및 극성 보호(정류기) 회로(1)에 접속된다. 서플라이(20)의 동작 동안에, 컨버터 회로(2)내의 스위칭 소자는 교류가 1차 권선(4)에 흐르도록 하고, 전류가 2차 권선(5, 6)에 유도된다. 출력 정류기 및 필터 회로(7)는 2차측(6)에 접속되어 유도된 AC 전력을 정류하여 원하는 전압 및 전류 레벨의 DC 전력 출력을 제공한다.
회로(7)의 출력을 원하는 레벨로 조정하기 위해, 제어 회로(15)가 제공된다. 도 1의 예에서, 제어 회로(15)는 시동 스위치 파형을 생성하는 1차측 제어 회로(12), 및 피드백 제어에 의해 조정되는 PWM 제어 신호를 생성하는 2차측 제어 회로(14)를 포함한다. 펄스 변압기(16)는 1차/2차측 분리를 제공하고, 제어 경로(13)를 통해 2차 제어 회로(14)로부터 고주파 인버터 회로(2)로 PWM 제어 신호를 결합시킨다. 1차측 온-오프 스위치(10)는 1차 제어 시동 회로(12)를 바이패스하고, 또는 2차측 온-오프 스위치(11)는 2차 제어 회로(14)를 바이패스한다. 스위치(10 및/또는 11)는 서플라이(20)의 시동 및 중지 동작을 제어하도록 제공될 수 있다.
초기 시동을 제공하기 위해, 1차 제어 시동 회로(12)는 정류기(1)와 인버터(2)간의 DC 버스로부터 저항기 R1을 통해 동작 전력을 도출한다. 1차 제어 시동 회로(12)는 시동 동안에 고주파 인버터 회로(2)를 제어하기 위해 펄스 변압기(16)를 바이패스하는 인버터(2)로의 경로(3)를 통해 방형파 스위칭 제어 신호를 소거한다. 시동 후, 충분한 에너지가 2차 권선(6)에 전달되고 있어 2차 제어 회로(14)를 동작시킬 때, 2차 권선(5)으로부터의 피드백 신호는 1차 제어 회로(12)가 방형파 스위칭 신호를 전송하는 것을 중지하도록 한다. 이때부터 계속, 2차 제어 회로(14)는 제어 경로(13) 및 피드백 분리 펄스 변압기(16)를 통해 인버터(2)의 모든 스위칭 제어를 관리한다. 고주파 인버터(2)의 스위칭 소자의 온-오프 듀티 사이클을 조정하기 위해, 출력 전압 레벨과 소정 기준을 비교함으로써 2차 제어 회로(14)는 통상의 전압 조정을 수행한다. 전력 변압기(17)는 반드시 필요하지는 않지만 통상 스텝-다운 변압기이다. 2차 권선(6)에서 유도되는 저전압은 출력에서 평활하고 조정된 DC 전압을 제공하는 출력 정류기 및 필터 회로(7)에 전력을 제공한다.
출력으로부터 2차 PWM 제어 회로(14)로의 피드백 제어 라인(8)의 분리 구성요소가 없으므로, 아날로그 신호 분리의 상기 언급한 한계는 나타나지 않는다. 그러나, 전체 제어 회로가 전력 변압기의 1차측에 존재하는 종래 1차측 제어 스킴과 비교할 때 2차 제어 회로(14)에 대한 시동 전력은 얻기가 더 어렵다. 하나의 전형적인 접근법은 2차 제어 회로(14)로의 시동 전력의 전달을 야기하기 위해 고정 주파수 및 듀티 사이클을 가지는 PWM 신호 또는 구형파를 생성하는 전자 회로를 포함하는 것이다. 이러한 시동 전자 회로(12)는 1차측에 있으므로, 구성요소가 AC 메인으로부터 고전압 스트레스를 받을 수 있고, 고전압 실리콘 집적 회로 프로세스가 시동 회로(12)를 구현하는데 필요하다.
신뢰성의 관점에서, 1차측의 실리콘 구성요소를 인버터(2)의 정류기 및 스위칭 소자로 한정하는 것이 바람직하다. 다른 문제 및 단점들은 효율적인 시동 회로를 제공하기 위한 추가 비용 및 복잡성을 포함한다.
본 발명은 스위칭 모드 파워 서플라이(power supply)에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 2차 펄스 폭 변조 제어를 채용하고 2차측으로부터 공급되는 전압에 의해 전원공급되는 1차측 시동 회로를 구비하는 변압기-기반 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
도 1은 시동을 위한 1차측 컨트롤러 및 스위칭 조정을 위한 2차 PWM 컨트롤러를 이용하는 종래 스위칭 파워 서플라이의 기능적 블록 다이어그램이다.
도 2는 본 발명의 원리에 따라 제어 회로를 포함하는 오프-라인 스위칭 파워 서플라이의 제1 양호한 실시예의 기능적 개략 회로 및 블록 다이어그램이다.
도 3은 도 2의 파워 서플라이에 이용되는 모놀리딕 제어 회로의 기능적 개략 회로 및 블록 회로이다.
도 4a 내지 4e는 예를 들면 120V의 1차 전압에 응답하여 도 2 회로의 시동 모드 및 동작 모드 파형을 도시한 공통 수평 시간 베이스를 따라 플로팅된 전압 및 전류 파형군이다.
도 5a 내지 5e는 예를 들면 370V의 1차 전압에 응답하여 도 2 회로의 시동 모드 및 동작 모드 파형을 도시한, 도 4의 파형과 유사한 전압 및 전류 파형군이다.
도 6은 본 발명의 원리에 따라 제어 회로를 포함하는 오프-라인 스위칭 파워 서플라이의 제2 양호한 실시예의 기능적 개략 회로 및 블록 다이어그램이다.
도 7은 도 6의 파워 서플라이에 이용되는 모놀리딕 제어 회로의 기능적 개략 회로 및 블록 다이어그램이다.
도 8은 자기-발진 시동 기간 동안에 도 6의 회로의 동작을 도시한 공통 수평 시간 베이스를 따라 플로팅된 전압 및 전류 파형군이다.
도 9는 자기 발진으로부터 PWM 제어로의 전이 동안의 도 6 회로의 전압 및 전류 파형군이다.
도 10은 자기-발진으로부터 PWM 제어로의 도 9의 전이가 진행될 때 최종값이도달할 때까지 바이어스 전압의 증가를 도시한 전압 및 전류 파형군이다.
본 발명의 일반적인 목적은 종래 접근법의 한계 및 단점을 극복하는 단순화된 입력측 시동 회로 및 저전압 출력측 집적 제어 회로를 포함하는 분리된 출력의 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 하나의 일반적인 목적은 종래 접근법의 한계와 단점들을 극복하는 방식으로, 초기 시동 기간 동안에 자기-발진을 채용하는 시동 회로, 및 2차측 전력이 가용하게 되자마자 시동 회로의 제어를 차지하는 저전압 출력측 집적 제어 회로를 포함하는 분리된 출력의 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하는 것이다.
본 발명의 제3 일반적인 목적은 전세계적으로 존재하는 다양한 AC 메인 전압에서 신뢰성있게 시동하고 동작하는 스위칭 모드 배터리 충전기 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 제4 일반적인 목적은 종래 접근법의 한계와 단점을 극복하는 방식으로, 파워 서플라이의 2차측으로부터의 스위칭 모드 파워 서플라이를 제어하기 위한 저전압 집적 회로를 제공하는 것이다.
하나의 양태에서, 본 발명은 1차 권선 및 적어도 하나의 2차 권선을 구비하는 변압기를 구비하는 분리된 출력 스위칭 파워 서플라이를 제공한다. 제1 정류기-필터는 AC 메인으로부터 입력 전력을 정류하고 평활화한다. 제1 저항기-커패시터 네트워크를 포함하는 직렬 네트워크는 저항기-커패시터 네트워크의 시정수가 트랜지스터의 도통을 중지하도록 할 때까지 상기 트랜지스터가 도통하여 1차 권선을 통해 입력 전력을 변압기의 전달하도록, 초기 파워-온 동안에 정류된 입력 전력으로부터 도출된 강하 전압 레벨을 트랜지스터의 게이트에 직접 인가하도록 접속된다. 1차 권선을 통한 도통이 중지된 경우에, 코어에 저장된 에너지가 2차 권선에 전달된다. 제2 정류기 및 작은 값 평활화 커패시터는 2차 권선에 접속되어, 초기 동작 저전압을 생성한다. 집적 제어 회로 칩은 초기 동작 저전압을 수신하고 이용하도록 구성되고 전기적으로 접속되어, 트랜지스터가 초기 강하 전압 레벨에 따라 도통을 중지한 직후에 트랜지스터의 조정된 스위칭이 발생하도록 분리 회로를 통해 트랜지스터의 게이트로의 스위칭 펄스를 생성하고 소거하기 시작한다. 본 발명의 이러한 양태에서, 변압기는 제2 2차 권선을 구비하고 제2 2차 전압을 생성하기 위한 제3 정류기를 더 포함하는 것이 가장 바람직하다. 전류 제한 네트워크는 제3 커패시터, 제1 인덕터, 및 초기 시동 동안에 상기 제2 2차 권선으로부터 상기 파워 서플라이의 출력 부하를 처음으로 분리한 후 상기 제2 2차 전압을 조정된 DC 전력으로 필터링하여 상기 부하에 제공하기 위한 제4 평활화 커패시터를 포함한다. 본 발명의 또 다른 양태로서, 출력 레벨 모니터는 제2 2차 권선 및 제3 정류기를 포함하는 네트워크에 접속되고, 집적 제어 회로 칩은 출력 레벨 모니터에 전기적으로 접속되고, 상기 부하에 흐르는 상기 파워 서플라이의 모니터링된 출력 레벨에 대한 상기 스위칭 펄스의 듀티 사이클을 조정한다.
본 발명의 또 다른 양태에서, 분리된-출력 스위칭 파워 서플라이는 1차 권선 및 2차 권선을 구비하는 변압기를 포함한다. 제1 정류기는 AC 메인으로부터 입력 전력을 정류한다. 직렬 네트워크는 1차 권선 및 스위칭 필드 효과 트랜지스터의 소스-드레인 경로를 포함한다. 공진 회로 네트워크는 트랜지스터가 입력 교류를 상기 1차 권선을 통해 변압기의 코어에 전달하도록 초기 파워-온 기간 동안에 상기트랜지스터가 자기-발진(스위칭)하도록 트랜지스터의 게이트에 접속된다. 변압기의 코어에 저장된 에너지는 그 때 2차 권선에 전달된다. 제2 정류기 및 작은 값 평활화 커패시터는 2차 권선에 접속되어, 초기 동작 저전압을 생성한다. 집적 제어 회로 칩은 초기 동작 저전압을 수신하여 이용하도록 전기적으로 접속되어, 스위칭 펄스를 생성하고 소거하기 시작한다. 분리 회로는 공진 회로 네트워크의 일부를 형성하고, 스위칭 펄스를 상기 트랜지스터의 상기 게이트에 전달하며 트랜지스터가 상기 초기 파워-온 기간에 이어서 자기 발진을 중지하도록 한다.
본 발명의 관련 양태에서, 전력 변압기에 의해 출력측으로부터 분리된 입력측을 가지는 스위칭 파워 서플라이내에 이용하기 위하여 저전압 스위칭 전류 제어 집적 제어 회로가 제공된다. 1차측은 상기 전력 변압기의 1차 권선, 전력 메인으로부터의 교류를 정류하고 평활화하여 1차 직류를 제공하기 위한 제1 정류기 및 필터, 상기 1차 권선과 직렬로 소스 및 드레인 전류 경로를 가지며 게이트 회로를 구비하는 MOSFET 스위치, 및 초기 시동 기간 동안에 상기 MOSFET이 상기 전력 변압기의 코어를 통해 에너지를 전달하도록 하기 위한 개시 회로 수단을 포함한다. 분리된 2차측은 제1 2차 권선 및 상기 에너지를 저 레벨동작 전압으로 정류하고 평활화하기 위한 제2 정류기 및 필터를 구비하는 제1 2차 네트워크를 적어도 포함한다. 저전압 전류 제어 집적 회로는 저레벨 동작 전압을 수신한 경우에 게이트 회로를 제어하기 위한 제어 펄스를 생성한다. 2차측은 제2 2차 권선 및 제3 정류기, 정류하고 초기 시동 기간 동안에 처음으로 분리한 후 상기 변압기로부터의 에너지를 필터링하여 외부 부하로의 어플리케이션을 위해 출력 전력으로 평활화하기 위한 분리기를 더 포함하는 것이 가장 바람직하다. 본 발명의 본 양태에 따르면, 집적 회로는
(a) 제1 2차 네트워크로부터 공급된 동작 전압의 레벨을 모니터링하도록 접속되는 저 레벨 동작 전압 모니터링 수단,
(b) 초기 시동 기간 동안에 동작 전압 레벨이 증가할 때 외부 커패시터의 커패시턴스를 상기 제2 정류기 및 필터에 가산하도록 접속되는 선형 제어 수단,
(c) 외부 부하로의 어플리케이션을 위해 상기 출력 전력을 모니터링하기 위한 출력 전력 모니터링 수단,
(d) 모니터링된 출력 전력에 의해 제어되는 폭을 가지는 재귀성 제어 펄스, 및 블록킹 커패시터 및 펄스 변압기와 같은, MOSFET 스위치의 게이트로의 분리 회로를 통한 어플리케이션을 위한 제어 펄스를 생성하기 위한 폭-변조 펄스 생성 수단 - 상기 출력 전력 모니터링 수단은 전압 모니터링 및 전류 모니터링 수단을 포함함-;을 포함한다.
이러한 본 발명의 양상에서, 출력 전력 모니터 회로는 전압 모니터 및 전류 모니터를 포함하는 것이 가장 바람직하다.
본 발명의 이들 및 다른 목적들, 장점, 양상 및 특징들은 첨부된 도면과 함께 제공되는 양호한 실시예의 상세한 설명으로부터 본 기술 분야의 숙련자라면 잘 알고 있을 것이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 원리에 따른 스위칭 파워 서플라이(100)는 1차측(102)의 1차 권선(91)과 2차측(104)의 2개의 2차 권선(92, 93)을 구비하는 변압기(73)를 포함한다. 1차측(102)은 스위칭 트랜지스터(75), 바람직하게는 드레인 전극이 1차 권선(91)의 한측에 접속되고 소스 전극이 1차측 그라운드 리턴에 접속되는 N-채널 증진(enhancement) 모드 전력 금속-산화물-실리콘 필드 효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함한다. 트랜지스터(75)는 완파(full wave) 정류기(71)의 출력으로부터 연장되는 양의 DC 버스에 접속되는 커패시터(74), 및 1차측 그라운드 리턴에 접속되는 저항기(78) 및 제너 다이오드(79)를 구비하는 절연형 게이트 전극을 포함한다. 커패시터(74)는 게이트 전극에 초기 충전 전류를 제공한다. 저항기(78)는 커패시터(74)가 시동 동안에 충전할 수 있게 한다. 제너 다이오드(79)는 게이트 전압을 안전한 레벨로 클램핑한다.
2차측(104)은 2차 권선(92)에 유도되는 전류를 정류하는 정류기 다이오드(80)를 포함한다. 커패시터(82), 인덕터(81), 및 커패시터(83)를 포함하는 네트워크는 결과적인 DC를 수신하여 필터링함으로써 리튬-이온 배터리 셀을 충전하기 위한 것과 같이 외부적으로 이용하기 위해 단자(106)에서 출력 전압으로서 제공한다. 유의할 점은, 커패시터(83)는 1차 필터링 및 평활화 기능을 제공하는데 대해, 인덕터(81) 및 커패시터(82)는 간단하게 설명하면 초기 시동 동안에 큰 값 필터 커패시터(83)에 도달하는 초기 인러시(inrush) 전류를 제한한다. 전류 센스저항기(86) 및 저항기(84, 85)를 포함하는 저항 분배기 네트워크는 전류 및 전압 모니터링 값을 전하 제어 회로(89)에 제공한다.
다이오드(87)는 2차측 그라운드에 대한 제2 2차 권선(93)에 유도되는 전류를 정류하도록 접속되고, 작은 값 시동 평활화 커패시터(88)는 DC를 전하 제어 회로(89)에 제공하도록 포함된다. 전하 제어 회로(89)는 단일 모놀리딕 실리콘 집적 회로로서 형성되는 것이 가장 바람직하다. 제어 회로(89)의 회로가 도 3에 도시되어 있고, 이를 참조하여 설명한다. 다이오드(87) 및 작은 값 커패시터(88)로의 접속(118)뿐만 아니라, 전하 제어 회로(89)는 출력 노드(106)로의 출력 전압 모니터링 접속(117), 저항기(85, 86)간의 노드로의 전류 모니터링 접속(116), 저항기(85, 84)간의 노드에 제공되는 정전류 모드 감지 접속(115)을 포함한다. 회로(89)는 또한 2차측 그라운드로의 접지 접속(114), 및 1차/2차 인터페이스의 2차측에서의 펄스 변압기(77)의 권선으로의 2개의 제어 접속(113, 112)을 포함한다. 블록킹 커패시터(76)는 제어 접속의 하나 및 변압기(77)의 2차 권선과 직렬로 접속된다. 전하 제어 회로(89)는 또한 2차측 그라운드에 접속하는 비교적 높은 값 평활화 커패시터(90)로의 접속(111)을 포함한다.
시동시, 저항기(78)를 통한 드레인 경로로 인해 커패시터(74)상의 초기 전압이 제로이므로, MOSFET 스위치(75)의 게이트에서 도전 제어 전위를 제공하기에 충분한 크기로 인러시 전류가 커패시터(74)에 흐른다. 스위치(75)는 그 위에서 구동되어 도통된다. 초기 ON 기간동안에, MOSFET 스위치(75)가 턴 오프될 때까지 1차 전류가 선형으로 램프 업(ramp up)한다. 커패시터(74)가 완파 정류기(74)의 출력에서 나타나는 버스 전압으로 완전히 충전되고 MOSFET 스위치(75)의 게이트 전압이 1차측 그라운드에 대해 제로가 될 때, 커패시터(74) 및 저항기(78)에 의해 확립되는 저항기-커패시터(RC) 시정수에 의해 결정되는 시간 간격 후에 턴 오프가 발생한다.
2차측에서, 다이오드(87)는 도통하기 시작하여 변압기(73)에 저장된 에너지가 초기 DC 동작 전류로서 전하 제어 회로(89)에 전달된다. 변압기(73)에 저장되는 에너지 량은 1차측의 커패시터(74) 및 저항기(78)에 의해 정해지는 RC 시정수에 의해 설정된다. 다이오드(80)도 또한 MOSFET 스위치(75)가 턴 오프된 후에 도통하고 있으므로, 저장된 에너지의 일부가 출력 커패시터(82, 83)에 전달된다. 전형적인 변압기 설계의 자기 코어 크기의 한계로 인해, 저장된 에너지는 비교적 작다. 따라서, 메인 출력 커패시터로의 에너지 전달을 최소화하여 제어 회로(89)의 초기 전원공급시 더 많은 에너지가 가용하게 하는 것이 중요하다. 이 때문에, 인덕터(81) 및 커패시터(82)는 커패시터(83)에 전달되는 초기 에너지를 한정시킨다. 주의할 점은, 커패시터(82, 88)가 작은 값을 가지며 초기 시동 기간동안에 충전하는데 비교적 적은 에너지가 필요하다는 점이다. 이들이 변압기(73)로부터 수신된 에너지를 동일하게 저장한다고 가정하면, 에너지 균형 등식은 1/2Lpri*Ip2=C3*Vcc_ST2과 같이 된다. 여기에서, Lpri는 변압기(73)의 1차 권선(91)의 1차 인덕턴스이고, Ip는 MOSFET 스위치(75)가 턴 오프된 경우에 권선(91)을 통한 1차 전류이며, C3은 2차(93)를 위한 초기 필터 커패시터(88)의 커패시턴스이고, Vcc_ST는 제어 회로(89)가 활성화되는 임계 전압 레벨이다.
1차 전력이 처음으로 파워 서플라이(100)에 공급될 때, 파워 서플라이 출력(106)이 2차측 그라운드에 대해 짧거나 매우 낮은 저항을 보는 경우에, 1차 인덕턴스의 값이 급격하게 누설 인덕턴스 레벨로 감소되어, 다이오드(87) 및 커패시터(88)를 통해 제어 회로에 전원공급할 충분한 에너지를 저장하지 못한다. 한번의 파워-온 시퀀스 동안에 저항기(78) 및 커패시터(74)의 RC 회로가 한번만 동작하므로, 전력이 제거되고, 단락이 출력(106)으로부터 제거되며 1차 전력이 재인가될 때까지 MOSFET 스위치(75)가 비 도통 또는 OFF 상태로 유지된다. 그러므로, RC-기반 시동 회로는 2차측 그라운드로의 출력 단자(106)에서의 단락과 같은 전원공급 오류 조건에 대한 자기 보호의 부가적인 특징을 가지고 있다.
도 3은 도 2의 스위칭 모드 파워 서플라이내에 포함되는 전하 제어 회로(89)의 구조적 및 기능적 양상을 더 상세하게 도시하고 있다. 전하 제어 회로(89)는 완전히 스위칭 파워 서플라이의 2차측(104)에 나타나므로, 10볼트 최대 설계와 같은 저전압 집적 회로 설계 프로세스를 이용하여 회로(89)는 비교적 적은 비용으로 집적 회로로서 제조될 수 있다. 구현되는 경우에, 전하 제어 회로(89)는 소정 기준 전압(33, 43, 45, 47, 49)을 온-보드 에러 증폭기(31, 42, 44, 46, 48)에 각각 공급하기 위한 온-보드 전압 기준 레귤레이터를 포함하여, 도 3에 도시된 바와 같은 회로 소자와 접속을 포함하는 것이 가장 바람직하다. 초기 전력이 개시 접속(118)에 인가되어 회로(89)를 활성화시킨다. 생성되는 PWM 제어 신호는 펄스 변압기(77)를 통한 유도를 통해 서플라이의 1차측의 스위칭 MOSFET(75)의 게이트에송신된다. 스위칭 MOSFET(75)이 도통으로 스위칭함에 따라, 더 많은 에너지가 2차 권선(93)에 전달되고, 접속(111)에서의 더 큰 값의 평활화 커패시터(90)가 선형 레귤레이터로서 기능하는 FET(30)를 통해 접속(118)과 병렬 접속으로 점진적으로 부가됨으로써, 커패시터(90)를 비교적 낮은 값의 커패시터(88)와 병렬로 배치시키며, 시동후에 전하 제어 회로(89)에 대한 더 많은 에너지 유지 용량을 제공한다.
에러 증폭기(31)는 비교적 낮은 값의 필터 커패시터(88)에 유지되는 전하를 방전시키는 것을 방지하기 위하여, 트랜지스터(30)를 통해 통과하는 전류를 제한함으로써, 커패시터(90)를 통과하는 충전 전류를 조정하는 선형 레귤레이터를 제공하고, 그럼으로써 제어 회로(89)가 시동 시퀀스 동안에 효과적으로 전원 공급되도록 보장한다. 더 큰 값의 필터 커패시터(83, 90)가 충전하기 시작함에 따라, 전력이 출력(106)에서 전달이 가용하게 된다. 2차 전압이 전압 감지 접속(117)을 통한 회로(89)에 의해 감지되어 기준 증폭기(42)내에서 내부 전압 기준 레벨(43)과 내부적으로 비교된다. 그리고 나서, 기준 증폭기(42)의 출력이 에러 증폭기(38)내의 램프 발진기(40)에 의해 생성되는 전압 램프와 비교되어, 플립-플롭(37)을 설정하는 논리 레벨을 생성한다. 플립-플롭(37)은 램프 발진기(40)의 플라이백시 리셋된다. 결과적인 파형은 AND 게이트(39)를 통해 게이팅되고, 버퍼 증폭기(29)에 의해 증폭되며, 블록킹 커패시터(76) 및 펄스 변압기(77)의 2차를 통해 접속(113) 상의 게이트 제어 신호로서 1차측 스위칭 MOSFET(75)에 공급되는 펄스폭 변조(PWM) 제어 신호를 포함한다.
정전류 감지 접속(115)은 에러 전압으로서 에러 증폭기(46)의 한 입력에 인가되어, 정전압 모드 대신에 정전류 조정 모드가 선택된 경우에, 기준 전압과 비교된다. 모드 선택은 전자 스위치(50)에 의해 수행된다. 정전류 조정 모드가 선택되면, 조정 프로세스는 정전압 조정 모드에서 이어지는 것과 동일하다.
변압기(73)의 1차 측에 제어 또는 감지 회로가 없으므로, 전류 제한 및 오류 보호는 파워 서플라이의 2차측에서 구현될 필요가 있다. 전류 감지 접속(116)은 1차측 MOSFET 스위치(75)가 턴 오프된 직후에 1차 전류에 비례하는 순간 2차 전류를 감지한다. PWM 주파수 및 최대 ON 시간이 고정되므로, 최대 ON 시간 제어 전류가 일어난 후에 최악의 오류 전류가 검출될 수 있다. 전형적인 고주파 설계에서, 최대 ON 시간은 수 마이크로초이고, 이러한 짧은 기간은 대부분의 전력 MOSFET 스위칭 트랜지스터에 의해 견딜 수 있을 만큼 충분히 짧다. AND 게이트(39)는 최대 전류 레벨에 대해 PWM 제어 신호를 게이팅한다. 전류 제어 회로(89)내에서, 출력 전류가 접속(116)에서 감지되어, AND 게이트(39)를 통해 PWM 제어 신호의 게이팅을 제어하는 전류 제한 논리 제어를 나타내는 에러 증폭기(48) 내의 기준 전압(49)과 비교된다.
도 4는 1차 정류기(71)가 처음 10마이크로초 시동 기간에 대략 120 볼트 DC를 생성하고 그 후 동작 모드에서 회로 동작의 처음 40 마이크로초에 생성하는 도 2의 파워 서플라이의 실시예에 제공되는 파형군(4a 내지 4e)을 나타낸다. 도 4의 그래프 (A)는 회로(89)의 핀(111)에서 측정한 경우에 시동으로부터 온-보드 전압 레귤레이터(36)의 출력으로부터 전하 제어 회로(89)내의 조정된 바이어스 전압을 플롯팅한다. 그래프 (B)는 개시 접속(118)에서의 미조정된 바이어스 전압을 플롯팅하고, 미조정된 바이어스 전압의 크기는 동일한 시동 타임라인을 따른 그래프 (a)의 조정된 바이어스 전압를 초과하는 경우를 도시하고 있다. 그래프 (C)는 메인 스위칭 변압기(73)의 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 플로팅하고 있다. 그래프 (D)는 1차측 스위칭 MOSFET(75)의 드레인-소스 전압을 플롯팅하고, 그래프 (E)는 스위치(75)에 인가되는 게이트 제어 전압를 플롯팅한다.
초기 시동 시퀀스 동안에, 도 4의 그래프 (E)는 단일 삼각형 제어 펄스가 처음 3 또는 4밀리초 동안에 스위칭 MOSFET(75)의 게이트에서 제공된다는 것을 보여주고 있다. MOSFET(75)이 스위칭 오프된 경우, 대략 처음 4밀리초 후에, 변압기(73)의 코어로부터 2차 권선(93)으로 전력이 전달되고, 바이어스 전압이 커패시터(88)에 누적되기 시작하여 충분한 진폭에 도달함으로써, 지속기간이 접속(117)을 통해 감지된 전압에 대해 제어되면서 제1 제어 펄스가 대략 12 밀리초에 생성되고 제거될 수 있도록 한다. 바이어스 전압은 계속 증가하고, 제2 제어 펄스에 이어서 약 25밀리초에 종료하며, 바이어스 전압 레벨이 그 공칭값에 도달하고, 시동 동작 모드의 종료 및 규칙적인 동작 모드의 시작을 마크한다. 도 5의 그래프 (A) 내지 (E)는 정류기(71)가 370볼트 DC의 수준에서 더 높은 1차 전압을 처음으로 소거할 때 파워 서플라이(100)의 동일한 시동 및 동작 파형을 도시함으로써, 파워 서플라이(100)가 비교적 높은 1차 전압뿐만 아니라 비교적 낮은 1차 전압에서도 효율적으로 시동하고 그 출력 전력을 조정한다는 것을 보여주고 있다. 이것은 또한 파워 서플라이(100)가 임의의 수동 회로 변경이나 조정을 필요하지 않고 대략 100볼트 내지 240볼트 AC의 넓은 범위의 메인 전압에 접속됨으로써, 세계적으로 제공되는 많은 전압 레벨에 유용한 파워 서플라이(100)를 제공한다.
파워 서플라이(100)의 특정 성분값들은 본 기술 분야의 숙련자들에게는 익히 알려진 바이고, 본 발명의 원리를 완전하고 유용하게 이해하는데 필요하지는 않다고 사료된다.
도 2의 시동 회로(100)는 AC 전압이 회로에 제로-교차 또는 거의 제로 전압값에서 회로에 처음 인가되는 경우에 적절하게 MOSFET을 턴온하지 않을 수도 있다는 것을 발견하였다. 그러므로, 적절한 동작이 되기 의해서는 종종 의도된 기능적 동작을 개시하기 이전에 유닛(100)이 수번 플러그 인되거나 턴온되어야 된다.
도 2의 회로(100)의 상기 빈번한 한계를 극복하는 다른 시동 회로(200)는 도 6에 도시된다. 가장 바람직하게는, 반드시 그러한 것은 아니지만, 회로(200)는 예를 들면 리듐 이온 배터리를 위한 전기 충전기를 제공한다. 도 2의 회로의 소자와 동일한 기능을 제공하는 전기 소자 및 구성요소는 유사한 참조 번호가 붙여져 있고, 이하를 제외하고는 더 구체적으로 설명하지는 않는다.
회로(200)는 1차 권선(91) 및 2개의 2차 권선(92, 93)를 구비하는 전력 변압기(73, T1)를 포함한다. 하나의 2차 권선(92)은 출력 전력을 공급하고, 나머지 2차 권선(93)은 제어 IC(202)를 위한 바이어스 전력을 제공한다. 회로(200)는 자기-발진 기술을 이용하여 2차 IC(202)를 위한 초기 전력을 생성한다. 도 2의 회로(100)와 같이, 제어 기능은 충전기 회로(200)의 출력 리턴에 참조되는 전력 변압기(73)의 2차측에서 구현된다. 그러므로, 피드백 신호를 위한 분리가 필요없다. 추력 전압은 저항 분배기 네트워크(204(R8), 206(R9))에 의해 측정된다. 출력 전류는 분로(shunt) 저항기(86, R10)에 의해 측정된다. 전력 2차 권선의 전류는 저항기(85, R7)에 의해 측정된다. 출력 전압 또는 출력 전류를 조정하기 위해, 예를 들면 외부 배터리 충전 요구에 따라 내부 기준 전압이 IC(202)내에 생성된다. PWM 신호가 생성되어 펄스 변압기(77, T2)를 통해 고전압측의 1차측 스위칭 FET 트랜지스터(75, Q1)에 송신된다. 레벨 시프팅 커패시터(76, C3)는 PWM 신호의 DC 성분을 제거하는데 이용되고, 펄스 변압기(77)의 적절한 동작을 보장한다.
시동 시퀀스 동안에, 바이어스 전압이 인가하기 전에는 PWM 드라이브가 높은 임피던스 상태(3개의 상태 출력에 대해)에 있으므로, 펄스 변압기(77, T2)의 1차측(전력 트랜지스터(73, T1)의 2차 측을 기준으로 함)은 개방 회로이다. DC 버스(102)가 제로로부터 최종값으로 램프 업 될 때, 저항기(212(R2), 222(R3)), 커패시터(216, C4), 펄스 변압기(77, T2)의 2차 인덕턴스, 및 MOSFET(75, Q1)의 게이트 커패시턴스는 공진 회로를 형성한다. 이들 소자의 값들을 적절하게 선택함으로써, Q1의 게이트 전압이 그 임계값에서 공진하여 트랜지스터를 턴 온 및 오프시킨다. PWM 드라이브가 비활성화된 경우(커패시터(73, C3)가 T2의 1차 권선 양단에 효과적으로 접속됨) 발진이 중지되고 트랜지스터(75, Q1)의 게이트 상의 DC 오프셋은 MOSFET(75)을 턴온할 정도로 높지 않도록 이들 소자들이 선택된다. 이러한 양태는 2차측에서 오류 상황이 감지된 경우에 제어 회로의 적절한 성능을 보장한다.
2차 컨트롤러 IC(202)에 대한 하나의 중요한 기준은 바이어스 전력이 인가되기 전에 출력 버퍼가 높은 임피던스 상태에 있어야 한다는 것이다. 이러한 조건은 자기-공진을 활성화시키는 펄스 변압기(77, T2)로부터의 적절한 인덕턴스가 있는것을 보장한다. 컨트롤러 출력이 낮은 임피던스 상태에 있다면, 인덕턴스는 변압기(77, T2)의 누설 인덕턴스가 되고, 이것은 개방 회로 인덕턴스의 단지 약 5%이다. 이러한 작은 인덕턴스 값은 공진을 활성화시키지 않는다.
1차측이 스위칭하기 시작함에 따라, 변압기(73)의 2차 측상의 양쪽 권선에 에너지가 전달되기 시작한다. 바이어스 권선(93)이 커패시터(88, C8)를 제어 IC(202, UC)의 최소 동작 전압으로 충전하기 충분한 에너지를 수신한 경우, PWM 기능이 시작된다. PWM 펄스가 생성되어 펄스 변압기(77, T2)를 통해 1차측 스위칭 MOSFET(75, Q1)에 송신된다. 커패시터(76, C3)는 PWM 신호를 레벨 시프팅하여 DC 전압이 펄스 변압기(77)를 포화하는 것을 방지한다. 제너 다이오드(218(ZR2), 220(ZR3))는 스위치(75, Q1)의 게이트에 어느 방향으로든 인가될 수 있는 전압을 대략 18V의 진폭으로 제한한다. 다이오드(224, D5) 및 제너 다이오드(226, ZR1)는 전력 변압기(73, T1)의 1차 권선(91) 양단의 전압을 제한한다.
저항기(222, R3) 및 (214, R4)가 높은 임피던스를 가지도록 선택되므로, PWM 제어를 시작한 후에 시동 회로를 분리할 필요가 없다. 작은 양의 DC 오프셋 전압이 저항기(222(R3), 214(R4))에 의해 형성되는 전압 분배기 회로로부터 FET(75, Q1)의 게이트 상에 제공된다. 높은 듀티 사이클 동작 동안에, 변압기 반응에 의해 생성되는 음의 오프셋에 의해 이러한 양의 오프셋 전압이 제거된다(한 사이클에서 전압-초의 곱은 제로이기 때문이다). 그러나, 낮은 듀티 사이클 동작 동안에는, 음의 오프셋 전압은 양의 오프셋 전압을 제거할 만큼 크지 않아, 트랜지스터(75)의 게이트에서 순 양의 오프셋 전압이 된다. 그러므로, 저항기(222(R3), 214(R4))에대한 값을 선택하기 위한 하나의 기준은 최소 듀티 사이클 및 최대 라인 전압에서 게이트 전압이 제로 볼트 이상이더라도 임계값보다 상당히 낮도록 보장한다.
도 7은 도 6의 회로(200)의 PWM 제어 IC(202)의 기능적 블록 다이어그램이다. 권선(93), 다이오드(87), 및 커패시터(88)를 포함하는 바이어스 전압 회로로부터 직렬 레지스터(232)를 통해 전력이 Vdd 라인(230)에 처음으로 공급된다. Vdd 라인(230)에서의 최대 전압 레벨은 제너 다이오드(231, ZR4) 및 평활화 커패시터(233, C5)에 의해 유지된다. IC(202)는 Vdd(230)로 통하는 저항기(236) 및 2차측 그라운드(240)로 통하는 커패시터(238)간의 노드에 접속되는 인에이블 라인(234)을 가지고 있다. 인에이블 라인(234)의 기능은 디지털 회로에 대한 종래 파워-온 리셋 기능과 유사하고, 공급 전압이 램핑 업되고 있고 논리 상태가 설정되지 않은 경우에 출력 라인(113)을 비활성화시킨다. 인에이블 라인(234)의 핀에서의 전압이 최소 레벨에 도달한 경우, 커패시터(76, C3) 및 펄스 변압기(77, T2)의 1차로 통하는 라인(113)에 PWM 출력이 개시된다.
충전되는 외부 셀의 셀 전압은 분압기 네트워크(204(R8), 206(R9))와 셀 전류 리턴 핀(244)의 사이를 접속시키는 차동 입력 라인(242(Vo+), 244(Vo-))을 통해 감지된다. 셀 전류는 출력 전류 감지 저항기(86, R10) 양단을 접속하는 차동 입력쌍(246(Io+), 248(Io-))을 통해 감지된다. RT_CT 라인은 2차측 그라운드(240)로의 커패시터(250, C12) 및 기준 전압 라인(254)으로의 저항기(252, R12)를 포함하는 RC 회로에 접속되어, PWM 신호에 대한 발진 주파수를 확립한다. 외부 커패시터(256, C13)는 기준 라인(254)에서 내부적으로 생성된 기준 전압을 평활화한다.
도 7은 전압 감지 회로(42)로부터의 전압 피드백 또는 전류 감지 회로(46)로부터의 전류 피드백 신호 중 어느 하나를 에러 증폭기(262)에 접속시켜 출력 요구에 따라 출력 전압 또는 출력 전류 중 어느 하나를 조정하는 모드 선택 스위치(260)를 도시하고 있다. 전류 감지 회로(46)는 비교기(280)를 포함하는 트릭클 충전 기능, 및 전류 센스 연산 증폭기(46)의 피드백 저항기(286) 양단에 피드백 저항기(284)를 부가하기 위한 트릭클 충전 스위치(282)를 포함한다. 연산 증폭기(262)는 출력 및 피드백 라인 및 커패시터(264, C6)와 저항기(266, R5) 및 커패시터(268, C7)의 직렬 네트워크의 병렬 조합과 같은 외부 구성요소를 통해 외부적으로 제어가능한 특성을 가지고 있다.
회로(200)의 1차측에 제어 또는 감지 회로가 전혀 없으므로, 2차 측에 사이클당 전류 제한이 구현된다. 이러한 동작은 전력 변압기(73)의 2차 권선(72) 전류를 감지함으로써 달성되고, 이는 MOSFET(75)이 턴 오프된 직후에 1차 전류와 비례한다. 소정 전류 레벨이 초과되면, 제어기 IC(202)는 라인(113) 상의 PWM 드라이브 신호를 비활성화시키고, 파워-온 리셋(인에이블 참)이 발생할 때까지 동작을 재개하지 않는다. 그러므로, 도 7은 또한 IC(202)는 라인(248)을 통해 접속된 전류 감지 피드백 기능을 포함하여, 변압기 2차 권선 전류 Is를 감지하여 이러한 기능을 달성한다는 것을 도시하고 있다. 내부적으로는, IC(202)는 전류 대 전압 변환 연산 증폭기(270), 연산 증폭기(270)의 출력 전압과 소정 전압 기준을 비교하는 비교기(272), 인에이블 펄스에 의해 설정되고 비교기(272)의 출력에 의해 리셋되는 래치(274)를 구비하고 있다. 래치(274)의 출력은 AND 게이트(39)로의 한 입력을 제공한다.
고전압 MOSFET(75)의 3가지 중요 파형, 즉 게이트 전압(최상위 자취 1), 드레인-소스 전압(중앙 자취 2), 및 드레인 전류(하부 자취 3)를 포함하는 도 8 내지 도 10에 도시된 파형에 의해 그 동작을 설명한다. 도 8 및 도 9에서, 수평 시간축은 분할당 5마이크로초로 분할되고, 도 10에서는 시간 베이스는 분할당 100마이크로초이다. 도 8은 공진 자기 발진 시동 기간 동안의 파형을 도시하고 있다. 게이트 전압은 임계 레벨 주위에서 진동하여, MOSFET(75)이 강제로 공진 주파수에서 스위칭하도록 한다.
도 9는 자기 발진으로부터 PWM 제어까지의 변이 동안의 파형을 도시하고 있다. 변이 후에, 2차측의 제어기의 바이어스 전압이 그 최종값에 도달하지 않으므로, 펄스 진폭(도 9, 자취 1)은 MOSFET(75)을 턴온 및 오프할 정도만큼 높다. (유의할 점은, 듀티 사이클이 작고 펄스 진폭이 낮으므로 게이트에 존재하는 상당한 dc 오프셋 전압이 있다는 점이다). 도 10에 도시된 바와 같이, 이러한 변이가 진행함에 따라, 바이어스 전압이 증가하여 그 최종값에 도달한다.
본 기술 분야의 숙련자라면, 첨부된 청구의 범위에 기재된 본 발명의 범주에서 벗어나지 않고서도 상기 양호한 실시예의 설명으로부터 다양한 변경과 변형이 가능하다는 것을 잘 알고 있을 것이다. 상기 설명 및 공개 내용은 단지 예를 든 것에 불과하고, 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 받아들여서는 안된다.

Claims (18)

  1. 전압 서플라이 메인의 표준 범위내의 전압 소스의 교류를, 부하에 공급하는 조정된 전력 - 상기 조정된 전력은 상기 전압 서플라이 메인과 전기적으로 분리됨 -으로 변환하기 위한 스위칭 파워 서플라이에 있어서,
    상기 전압 서플라이 메인에 접속된 경우에 상기 교류를 제1 정류된 전류로 정류하고, 양의 출력 노드 및 리턴 노드를 가지는 제1 정류기 수단;
    제1 에너지 저장 변압기 수단 - 상기 제1 에너지 저장 변압기 수단은 상기 1차 권선과 전기적으로 분리된 적어도 하나의 2차 권선을 구비함 -의 1차 권선, 및 상기 양의 출력 노드 및 상기 리턴 노드 양단에 접속된 제어된 전자 스위칭 수단 - 상기 제어된 전자 스위칭 수단은 제어 전극을 구비함 -을 포함하는 직렬 네트워크;
    상기 제어 전극에 접속된 제1 네트워크 수단;
    상기 제1 에너지 저장 변압기 수단에 저장된 교류 에너지를 제1 2차 전압으로 정류하기 위해 상기 2차 권선에 접속되는 제2 정류기 수단;
    초기 시동 기간동안에 상기 제1 2차 전압에 접속되는 제1 커패시터 수단;
    상기 제1 2차 전압에 의해 동작되고, 상기 초기 시동 기간에 이어서 제어 펄스를 생성하고 소거하기 위해 부하에 공급되는 전력에 응답하여 제어 신호에 응답하는 제어 회로 수단; 및
    상기 제어 신호에 관한 상기 제어된 전자 스위칭 수단의 듀티 사이클을 제어하기 위해 상기 제어 펄스를 상기 제어 전극에 전달하기 위한 분리 회로
    를 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 네트워크 수단은 상기 양의 출력 노드로부터 상기 제어 전극으로 접속되는 제2 커패시터 수단, 및 상기 제어 전극으로부터 상기 리턴 노드로 접속되는 제1 저항기 수단을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 네트워크 수단은 초기 시동 기간 동안에 상기 제어된 전자 스위칭 수단이 자기 발진하고 상기 초기 시동 기간에 이어서 자기 진동을 중지하도록 접속되는 제1 인덕터 수단과 제2 커패시터 수단을 포함하는 자기-공진 회로를 포함하고, 상기 제1 인덕터 수단은 상기 분리 회로내에 펄스 변압기의 2차 권선을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제어된 전자 스위칭 수단은 상기 직렬 네트워크 내의 소스 및 드레인 전극, 및 상기 제어 전극을 포함하는 게이트 전극을 구비하는 증진(enhancement) 모드 전력 절연형 게이트 금속-산화물-실리콘 필드 효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 제어된 전자 스위칭 수단은 상기 직렬 네트워크 내의 소스 및 드레인 전극, 및 상기 제어 전극을 포함하는 게이트 전극을 구비하는 증진(enhancement)모드 전력 절연형 게이트 금속-산화물-실리콘 필드 효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함하고, 상기 제2 커패시터 및 상기 제1 저항기 수단은 상기 제1 커패시터 수단 및 상기 제1 저항기 수단의 커패시턴스 및 저항 각 값에 의해 확립된 시정수에 의해 결정되는 시간 동안에 메인으로부터 상기 파워 서플라이에 전력이 처음 인가될 때 상기 MOSFET이 도통하도록 하며, 상기 MOSFET의 최초 도통이 종료된 후에, 충분한 에너지가 상기 제1 변압기 수단으로부터 상기 제2 정류기 수단을 통해 전달되어 상기 제2 커패시터 수단에 저장됨으로써 상기 제어 회로가 상기 부하에서의 과도하지 않은 동작 전력 조건에서 상기 제어 펄스를 생성하기 시작할 수 있게 하는 스위칭 파워 서플라이.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 에너지 저장 변압기 수단은 제2 2차 권선을 구비하고, 제2 2차 전압을 생성하기 위한 제3 정류기 수단을 더 포함하며, 전류-제한 네트워크는 제3 커패시터 수단, 제2 인덕터 수단, 및 초기 시동 모드 동안에 상기 제2 2차 권선으로부터 상기 부하를 처음으로 분리한 후 상기 제2 2차 전압을 조정된 DC 전력으로 필터링하여 상기 부하에 제공하기 위한 제4 평활화 커패시터 수단을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제어 회로 수단은 상기 제어 신호를 제공하기 위해 상기 제2 2차 전압의 레벨에 응답하는 DC 전압 감지 수단을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  8. 제6항에 있어서, 상기 제어 회로 수단은 상기 제어 신호를 제공하기 위해 상기 제2 2차 권선을 통한 전류 흐름의 레벨에 응답하는 출력 전류 감지 수단을 포함하고, 상기 출력 전류 감지 수단은 트릭클(trickle) 전류 흐름을 포함하는 상기 2차 권선을 통한 복수의 전류 흐름의 감지를 가능하게 하기 위한 트릭클 전류 스위칭 수단을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  9. 제6항에 있어서, 상기 제어 회로 수단은 소정 최대 출력 전류만이 상기 부하에 흐르도록 상기 제어 신호를 제한하기 위해 최대 출력 전류 감지 및 제한 수단을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  10. 제1항에 있어서, 상기 제1 커패시터 수단은 비교적 작은 커패시턴스 값을 가지며, 비교적 큰 커패시턴스 값을 가지는 제3 커패시터 수단을 더 포함하며, 상기 제어 회로는 시동 시퀀스 동안에 상기 제어 펄스를 생성하기 시작할 때 상기 제3 커패시터 수단을 상기 제1 커패시터 수단과 병렬 접속으로 선형으로 스위칭하기 위한 선형 스위칭 수단을 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  11. 제1항에 있어서, 상기 분리 회로는 상기 제어 전극에 접속된 1차 권선 및 상기 제어 회로 수단에 접속되는 2차 권선을 구비하는 펄스 변압기를 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  12. 제1항에 있어서, 상기 제어 회로 수단은 저전압 모놀리딕 집적 회로 칩으로서 형성되는 스위칭 파워 서플라이.
  13. 제1항에 있어서, 리듐 이온 셀 충전기를 포함하는 스위칭 파워 서플라이.
  14. 분리된 출력 스위칭 파워 서플라이에 있어서,
    1차 권선 및 2차 권선을 구비하는 변압기;
    AC 메인으로부터 입력 전력을 정류하기 위한 제1 정류기;
    상기 1차 권선 및 스위칭 필드 효과 트랜지스터의 소스-드레인 경로를 포함하는 직렬 네트워크;
    저항기-커패시터 네트워크의 시정수가 트랜지스터의 도통을 중지하도록 할때까지 상기 트랜지스터가 도통하여 상기 1차 권선을 통해 입력 전력을 상기 변압기의 코어로 전달하도록, 초기 파워-온 이벤트에 정류된 입력 전력으로부터 도출된 강하 전압 레벨을 상기 트랜지스터의 게이트에 직접 인가하도록 접속되는 제1 저항기-커패시터 네트워크- 상기 변압기 코어에 저장된 에너지가 상기 2차 권선에 전달됨 -;
    상기 2차 권선에 접속되어, 초기 동작 저전압을 생성하는 제2 정류기 및 작은 값 평활화 커패시터;
    상기 초기 동작 저전압을 수신하고 이용하도록 전기적으로 접속되어, 스위칭펄스를 생성하고 소거하기 시작하는 집적 제어 회로 칩; 및
    상기 트랜지스터가 상기 강하 전압 레벨에 이어서 도통을 중지한 후에 상기 스위칭 펄스를 상기 트랜지스터의 게이트에 전달하기 위한 분리 회로 수단
    을 포함하는 분리된-출력 스위칭 파워 서플라이.
  15. 제17항에 있어서, 상기 변압기는 제2 2차 권선을 구비하고 제2 2차 전압을 생성하기 위한 제3 정류기를 더 포함하며, 전류 제한 네트워크는 제3 커패시터, 제1 인덕터, 및 초기 시동 동안에 상기 제2 2차 권선으로부터 상기 파워 서플라이의 출력 부하를 처음으로 분리한 후 상기 제2 2차 전압을 조정된 DC 전력으로 필터링하여 상기 부하에 제공하기 위한 제4 평활화 커패시터를 포함하고, 바람직하게는 상기 제2 2차 권선 및 제3 정류기를 포함하는 네트워크에 접속되는 출력 레벨 모니터를 더 포함하며, 상기 집적 제어 회로 칩은 출력 레벨 모니터에 전기적으로 접속되고, 상기 부하에 흐르는 상기 파워 서플라이의 모니터링된 출력 레벨에 대한 상기 스위칭 펄스의 듀티 사이클을 조정하는 분리된-출력 스위칭 파워 서플라이.
  16. 분리된-출력 스위칭 파워 서플라이에 있어서,
    1차 권선 및 2차 권선을 구비하는 변압기;
    AC 메인으로부터 입력 전력을 정류하기 위한 제1 정류기;
    상기 1차 권선 및 스위칭 필드 효과 트랜지스터의 소스-드레인 경로를 포함하는 직렬 네트워크;
    상기 트랜지스터가 입력 교류를 상기 1차 권선을 통해 변압기의 코어에 전달하도록 초기 파워-온 기간 동안에 상기 트랜지스터가 자기-발진하도록 트랜지스터의 게이트에 접속되는 공진 회로 네트워크- 상기 변압기의 코어에 저장된 상기 에너지는 상기 2차 권선에 전달됨 -;
    상기 2차 권선에 접속되고, 초기 동작 저전압을 생성하는 제2 정류기 및 작은 값 평활화 커패시터;
    상기 초기 동작 저전압을 수신하여 이용하도록 전기적으로 접속되고, 스위칭 펄스를 생성하고 소거하는 집적 제어 회로 칩; 및
    상기 스위칭 펄스를 상기 트랜지스터의 상기 게이트에 전달하기 위한 상기 공진 회로 네트워크의 일부를 형성하고, 상기 트랜지스터가 상기 초기 파워-온 기간에 이어서 자기 발진을 중지하도록 하는 분리 회로 수단
    을 포함하는 분리된-출력 스위칭 파워 서플라이.
  17. 전력 변압기에 의해 출력측으로부터 분리된 입력측을 가지는 스위칭 파워 서플라이내에 이용되는 집적회로에 있어서,
    1차측은 상기 전력 변압기의 1차 권선, 전력 메인으로부터의 교류를 정류하고 평활화하여 1차 직류를 제공하기 위한 제1 정류기 및 필터, 상기 1차 권선과 직렬로 소스 및 드레인 전류 경로를 가지며 게이트 회로를 구비하는 MOSFET 스위치, 및 초기 시동 기간 동안에 상기 MOSFET이 상기 전력 변압기의 코어를 통해 에너지를 전달하도록 하기 위한 개시 회로 수단을 포함하고, 2차측은 제1 2차 권선 및 상기 에너지를 저 레벨동작 전압으로 정류하고 평활화하기 위한 제2 정류기 및 필터를 구비하는 제1 2차 네트워크, 및 저레벨 동작 전압을 수신한 경우에 게이트 회로를 제어하기 위한 제어 펄스를 생성하기 위한 저전압 전류 제어 집적 회로를 포함하고, 상기 2차측은 제2 2차 권선 및 제3 정류기, 정류하고 초기 시동 기간 동안에 처음으로 분리한 후 상기 변압기로부터의 에너지를 필터링하여 외부 부하로의 어플리케이션을 위해 출력 전력으로 평활화하기 위한 분리기를 더 포함하며, 상기 집적 회로는,
    상기 제1 2차 네트워크로부터 공급된 동작 전압의 레벨을 모니터링하도록 접속되는 저 레벨 동작 전압 모니터링 수단,
    초기 시동 기간 동안에 동작 전압 레벨이 증가할 때 외부 커패시터의 커패시턴스를 상기 제2 정류기 및 필터에 가산하도록 접속되는 선형 제어 수단,
    상기 외부 부하로의 어플리케이션을 위해 상기 출력 전력을 모니터링하기 위한 출력 전력 모니터링 수단, 및
    MOSFET 스위치의 게이트로의 분리 회로 수단을 통한 어플리케이션을 위해 모니터링된 출력 전력에 의해 제어되는 폭을 가지는 재귀성 제어 펄스를 생성하기 위한 폭-변조 펄스 생성 수단 - 상기 출력 전력 모니터링 수단은 전압 모니터링 및 전류 모니터링 수단을 포함함-;
    을 포함하는 집적 회로.
  18. 전력 변압기에 의해 출력측으로부터 분리된 입력측을 가지는 스위칭 파워 서플라이내에 이용되는 집적회로에 있어서,
    1차측은 상기 전력 변압기의 1차 권선, 전력 메인으로부터의 교류를 정류하고 평활화하여 1차 직류를 제공하기 위한 제1 정류기 및 필터, 상기 1차 권선과 직렬로 소스 및 드레인 전류 경로를 가지며 게이트 회로를 구비하는 MOSFET 스위치, 및 초기 시동 기간 동안에 상기 MOSFET이 상기 전력 변압기의 코어를 통해 에너지를 전달하도록 하기 위한 개시 회로 수단을 포함하고, 2차측은 제1 2차 권선 및 상기 에너지를 저 레벨동작 전압으로 정류하고 평활화하기 위한 제2 정류기 및 필터를 구비하는 제1 2차 네트워크, 및 저레벨 동작 전압을 수신한 경우에 게이트 회로를 제어하기 위한 제어 펄스를 생성하기 위한 저전압 전류 제어 집적 회로를 포함하고, 상기 2차측은 제2 2차 권선 및 제3 정류기, 정류하고 초기 시동 기간 동안에 처음으로 분리한 후 상기 변압기로부터의 에너지를 필터링하여 외부 부하로의 어플리케이션을 위해 출력 전력으로 평활화하기 위한 분리기를 더 포함하며, 상기 집적 회로는,
    전압 제어를 제공하기 위해 상기 외부 부하로의 어플리케이션을 위한 상기 출력 전압을 모니터링하기 위한 출력 전압 모니터링 수단,
    전류 제어를 제공하기 위해 상기 외부 부하에 의해 도출되는 상기 출력 전류를 모니터링하기 위한 출력 전류 모니터링 수단,
    상기 전압 제어와 상기 전류 제어간의 스위칭을 위한 내부 스위치 수단,
    재귀성 제어 펄스를 생성하기 위한 펄스 생성 수단, MOSFET 스위치의 게이트로의 분리 회로 수단을 통한 어플리케이션을 위해 모니터링된 출력 전압 또는 전류에 의해 제어되는 폭을 가지는 제어 펄스를 소거하기 위해 상기 스위치 선택된 전압 제어 또는 전류 제어에 응답하는 비교기 수단,
    사이클 단위로 2차측 과전류를 감지하고, 과전류가 감지된 경우에 상기 제어 펄스의 출력을 금지시키기 위한 래치된 과전류 감지 수단, 및
    상기 제어 펄스에 이어서 상기 래치된 과전류 감지 수단을 리셋하기 위해 파워-온 인에이블 논리 신호에 응답하는 리셋 수단 - 상기 외부 부하는 충전이 진행된 배터리를 포함하고 상기 출력 전류 모니터링 수단은 상기 배터리를 통한 트릭클 전류 흐름을 포함하는 상기 2차 권선을 통한 복수의 전류 흐름의 감지를 가능하게 하기 위한 트릭클 전류 스위칭 수단을 포함함 -
    을 포함하는 집적 회로.
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