JP2003523711A - ２次側のパルス幅変調を有するフライバックコンバータのためのスタートアップ回路 - Google Patents

２次側のパルス幅変調を有するフライバックコンバータのためのスタートアップ回路

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Abstract

(57)【要約】 出力が絶縁されたスイッチング電源(100)は、１次(91)及び2つの２次(92,93)を備えた変圧器(73)と、１次と直列の電気的スイッチ(75)と、スタートアップおよび動作モード時の双方でバイアスパワーを与えるために、第１の２次(93)にある第１の整流器(87)およびフイルタ(88)と、調整された出力パワーを与えるために、第２の２次(92)にある第２の整流器(80)及びフイルタ(82)とを備える。１次側の抵抗・コンデンサ(78,74)のネットワークは、単一制御パルスのごとき初期動作状態を、電子スイッチに与える。スイッチは、安定した状態にある２次側の電流制御集積回路(89)を動作させるために、十分なスタートアップエネルギーを第１の２次を通じて与える。初期動作状態後、電流制御集積回路は、制御信号を発生して絶縁回路(77)を通じてスイッチに印加して、スイッチを制御された様式でオンオフにスイッチすることで供給出力のパワーを調整する。低電圧、２次側の電流制御集積回路は本発明の別の態様を提供する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （技術分野） この発明はスイッチング・モード電源に関する。より特に、この発明は、２次
のパルス幅変調制御を採用し、かつ、２次側から供給された電圧によって給電さ
れる１次側スタートアップ回路を有する、変圧器に基づいたフライバック変換器
に関する。
【０００２】 （背景技術） この発明は、高電圧入力で小電力用途の電子スイッチング電源に関し、入力側
ＡＣメインに由来するセルフ制御のバイアスパワーを要求するオフラインのバッ
テリー充電回路のごときものである。安全性のために、メインの入力と、スイッ
チング・パワー変換器の出力パワーとの間の電気的な絶縁を備えることが必要で
ある。メインのＡＣで給電されるスイッチング・電源変換器では、変換器の入力
側と出力側との間に変圧器を備えることにより一般に達成される。高電圧用のス
イッチングエレメントおよびパルス幅変調(ＰＷＭ)制御回路は典型的に、変圧器
の１次側に組み込まれる。出力電圧または出力電流、あるいは双方を安定化させ
るために、1つ以上のフィードバックループが、出力側からの制御値を入力側制
御回路に結合するために備えられる。絶縁の必要により、さらに出力側から入力
側へのフィードバック・パスも絶縁しなければならない。制御値の絶縁は、光学
的縁絶アセンブリを介した光学結合、あるいは制御変圧器による誘導を採用する
ことによりしばしば達成される。絶縁障壁を超えて送信された信号は、通常アナ
ログ信号で、そのために、ノイズおよび温度変化に起因するパラメータのドリフ
ト、絶縁回路の路非線形に起因する歪み、および絶縁回路かコンポーネントの帯
域幅限界に弱い。
【０００３】 先の理由に基づいて、２次側の制御回路がスイッチング電源に組み入れられて
もよい。２次側制御を採用すると、電子スイッチエレメントが１次側にあるのに
対し、ＰＷＭ制御回路全体を２次側で組み込まれる。出力電圧あるいは電流の検
知をすべて２次側で実行されるので、絶縁障壁を超えてアナログ・制御信号を転
送する必要はない。むしろ、制御回路は、オン・オフのパルス幅で変調された制
御・シーケンスを生成し、これは例えばパルス変圧器を通じて１次側スイッチエ
レメントに結合される。直接の接続が、１次側のメインのＡＣになされるので、
スタートアップ時に２次側のＰＷＭ制御回路で容易に利用できるパワーがない。
したがって、メインのＡＣを通じて最初にパワーが与えられた時、パワーの給電
がスイッチングを開始することを確実にさせるための特別な装備がなされなくて
はならない。
【０００４】 図１は、２次側の制御を有する従来のスイッチング電源２０の例示している。
その電源２０は、１次巻線４および２つの２次巻線５、６を有するスイッチング
・パワー変圧器１７によって絶縁された、入力側２１および出力側２２を含む。
１次巻線４は、高周波インバータ２に制御され、そのインバータは、メインのＡ
Ｃと直接に接続される、入力フィルタおよび極性保護(整流器)回路１に接続され
る。電源２０の動作中に、コンバータ回路２内のスイッチングエレメントは、１
次巻線へ交流を流し、そして、２次側巻線５および６に電流を起こさせる。出力
整流器およびフィルタ回路７は、２次側に接続され、誘起されたＡＣ電源を整流
して、所望の電圧および電流のレベルとしたＤＣパワー出力を与える。
【０００５】 回路７の出力を希望のレベルに調整するためには、制御回路１５が備えられる
。例えば図１では、コントロール回路１５は、スタートアップのスイッチ波形を
生成する１次側制御回路１２、およびフィードバック制御によって規制されたＰ
ＷＭ制御信号を生成する２次側制御回路１４を含んでいる。パルス変圧器１６は
、１次／２次側の絶縁を与え、かつ、制御パス１３を通じて２次側制御回路１４
から高周波インバーター回路２にPWMコントロール信号を結合する。１次側のオ
ン・オフスイッチ１０は、１次制御スタートアップ回路１２をバイパスし、およ
び(または)２次側のオン・オフスイッチ１１1は２次側制御回路１４をバイパス
する。スイッチ１０および(または)１１は、電源２０のスタートアップおよびシ
ャット・ダウンの動作を制御するために提供されてもよい。
【０００６】 最初のスタートアップを行うために、１次側スタートアップ回路１２は、抵抗
器Ｒ１を通じて、整流器１とインバータ２の間のＤＣバスから操作用のパワーを
引き出す。１次制御スタートアップ回路１２は、スタートアップ時に、高周波イ
ンバータ回路２を制御するためにパルス変圧器１６をバイパスしたインバータ２
に対し、パス３を通じて方形波スイッチング・制御信号を出力する。スタートア
ップ後に、２次回路１４を動作させるために十分なエネルギーが２次巻線６に転
送された時、２次巻線５からのフィードバック信号は、１次制御回路１２が方形
波スイッチング信号を送出することを停止させる。この時点から、２次制御回路
１４は、制御パス１３およびフィードバック絶縁パルス変圧器１６を通じてイン
バーター２のすべてのスイッチング制御を取り込む。２次制御回路１４は、高周
波インバーター２のスイッチングエレメントのオン・オフのデューティサイクル
を調節するために、出力電圧レベルと、前もって定義した基準とを比較すること
により、通常の電圧制御を行う。出力電圧レベルを比較することにより、従来の
電圧規則を実行する。パワー変圧器１７は、必ずしもそうではないが、典型的に
、低下用の変圧器である。２次巻線６に誘起した低電圧は、出力整流器およびフ
イルタ回路７にパワーを供給し、これにより、滑らかに調整されたＤＣの電圧が
出力される。
【０００７】 （発明の開示） （発明が解決しようとする技術的課題） 前記出力から２次ＰＷＭ制御回路１４までのフィードバック制御ライン８には
絶縁要素がないので、アナログ信号絶縁に対して上述の制限は存在しない。しか
しながら、２次制御回路１４のためのスタートアップパワーを得ることは、全体
の制御回路がパワートランスの１次側に存在する、従来の１次側の制御スキーム
によるのと比較して、より困難である。典型的な１つのアプローチは、２次の制
御回路１４にスタートアップパワーを供給できるように、固定周波数およびデュ
ーティサイクルまたは方形波を有するＰＷＭを生成するエレクトロニクス回路を
含むことである。このスタートアップ用のエレクトロニクス回路１２が１次側に
あるので、コンポーネントはメインのＡＣからの高電圧ストレスに曝されるかも
しれず、また、スタートアップ回路１２を用いるには、高電圧用のシリコン集積
回路プロセスが要求されるかもしれない。
【０００８】 信頼度の見地から、整流器への１次側上のシリコンコンポーネントおよびイン
バーター２中のスイッチング要素のシリコン・コンポーネントを制限することは
望ましい。他の関係および欠点は、有効なスタートアップ回路類を提供するため
に追加コストおよび複雑さを含んでいる。
【０００９】 （その解決方法） この発明の一般的な目的は、単純化された入力側スタート回路を含むスイッチ
ング・モード電源および低電圧出力側集積制御回路を含み、先のアプローチの制
限および欠点を克服する、出力が絶縁されたスイッチングモードの電源を提供す
ることにある。
【００１０】 この発明のもう１つの一般的な目的は、先のアプローチの制限および欠点を克
服するやり方で、絶縁された出力、最初のスタートアップ期間に自励発振を採用
したスタート用回路と、２次側電力が利用可能になると直ちにスタート回路の制
御を引き継ぐ低電圧出力側の集積制御回路を含む、出力が絶縁されたスイッチン
グモードの電源を提供することである。
【００１１】 この発明の３番めの一般的な目的は、世界の至る所で存在する種々様々のメイ
ンのＡＣライン上で頼もしく始動し作動するスイッチング・モード・バッテリー
充電器回路を提供することである。
【００１２】 更にこの発明の４番めの一般的な目的は、先のアプローチの制限および欠点を
克服するやり方で、前述の電源の２次側からスイッチング・モード電源を制御す
るための低電圧集積回路を提供することである。
【００１３】 １つの態様では、この発明は、１次巻線および少なくとも１つの２次巻線を備
えた変圧器を有する、出力が絶縁されたスイッチング電源を提供する。第１の整
流器フィルタは、メインのＡＣから取り出された入力を整流して滑らかにする。
１次巻線およびスイッチング電界効果トランジスタのソース・ドレインのパスを
含む直列ネットワークは、エネルギーをスイッチングして変圧器のコアーに供給
することを可能にする。第１の抵抗器・コンデンサネットワークを含む、スター
ト用回路は、初期のパワーオン期間に、整流された入力電圧に由来する傾斜電圧
を印加するために、トランジスタのゲートに直接に接続される。その結果、抵抗
器・コンデンサネットワークの時定数がトランジスタに導通を停止させるまで、
トランジスタは、導通して入力を１次巻線を通じてコアーに転送する。１次巻線
を通じた導通が停止した時、コアー内に格納されたエネルギーは２次巻線に転送
される。最初の動作用低電圧を生成するために、第２の整流器および小さな値の
スムージング用コンデンサが２次巻線に接続される。集積制御回路チップは、最
初の動作用低電圧を受け取りそして使用し、絶縁回路を通じてトランジスタのゲ
ートにスイッチングパルスを発生させて与えるために、接続される。その結果、
トランジスタが、初期の傾斜電圧レベルに従って導通を停止した直後にトランジ
スタの調整されたスイッチングが生じる。発明のこの態様では、変圧器は最も好
ましくは、第２の巻線を持ち、また、電源は別の第２の電圧の発生のためにさら
に第３の整流器を含む。第３のコンデンサ、第１のインダクタおよび第４のスム
ージング用コンデンサを含む電流制限ネットワークは、初期に、最初のスタート
アップ時に、出力負荷を第２の２次巻線から絶縁するが、その後は、第２の２次
電圧をフィルタして、調整されたＤＣとして負荷に与える。この発明のもう１つ
の態様として、出力レベル・モニターが、第２の２次巻線および第３の整流器を
含むネットワークに接続される。また、集積制御回路チップは、出力レベル・モ
ニターに電気的に接続され、負荷に流れる電源のモニターされた出力レベルに関
するスイッチングパルスのデューティサイクルを規制する。
【００１４】 この発明の別の態様では、絶縁された出力のスイッチング電源は、１次巻線お
よび２次巻線を有する変圧器を含む。第１の整流器は、メインのＡＣからの入力
パワーを整流する。直列ネットワークは１次巻線およびスイッチング電界効果ト
ランジスタのソース・ドレインのパスを含む。トランジスタが、初期の電源投入
期間中にトランジスタを自励発振(スイッチング)させ、１次を通して変圧器のコ
アーに交流入力を転送するように、共振回路ネットワークは、トランジスタのゲ
ートに接続される。 上記変圧器のコアーに格納されたエネルギーは、２次巻線
に転送される。第２の整流器および小容量のスムージング用コンデンサは、初期
の操作用低電圧を生成するために、２次巻線に接続される。集積化制御回路チッ
プは、初期の操作用低電圧を受け取って使用し、スイッチングパルスを発生させ
て出力するために、電気的に接続される。絶縁回路は、共振回路ネットワークの
一部の形成する２次を有するパルス変圧器を含み、そして、スイッチングパルス
をトランジスタのゲートに転送し、初期のパワーオン期間の後にそのトランジス
タに自励発振を停止させる。
【００１５】 発明の関連した態様では、電流制御制御回路をスイッチングする低電圧が、パ
ワートランジスタにより出力側から絶縁された入力側を有する、スイッチング電
源内での使用のために与えられる。その１次側は、パワー変圧器の１次巻線、１
次に直流電流を与えるためにメインのパワーからの交流を整流してスムージング
する第１の整流器およびフイルタ、１次巻線と直列のソース・ドレインパスおよ
びゲート回路を有するMOSFETスイッチ、最初にMOSFETスイッチを導通状態に切替
えさせて、初期のスタートアップの期間にパワー変圧器のコアーにエネルギーを
転送する始動回路の手段を含む。絶縁された２次側は、第１の２次巻線および、
前記エネルギーを整流してスムージングして低レベルの操作用電圧にする第２の
整流器およびフィルタを含む。低電圧の電流制御集積回路は、低レベルの操作用
電圧を受け取った時にゲート回路をコントロールするための制御パルスを生成す
る。２次側は、最も好ましくは、第２の２次巻線および第３の整流器を有する第
２の２次ネットワーク、絶縁体およびフイルタ処理のためのフイルタを更に含み
、初期には、最初のスタートアップ時の期間に絶縁し、その後、変圧器からのエ
ネルギーをフイルタ処理し、スムーズにして外部負荷への適用として出力する。
【００１６】 この発明の態様によれば、集積回路は、 (a) 前記第１の２次ネットワークから供給された動作用電圧のレベルをモニター
するために接続された低レベル動作用電圧のモニタリング回路、 (b) 初期のスタートアップ期間中の動作用電圧レベルの増大時に、外部コンデン
サのキャパシタンスを加えるために第２の整流器およびフィルタに接続される線
形のフィルタリング制御回路、 (c) 外部負荷への適用のための出力パワーをモニターするための出力パワー・モ
ニタリング回路および、 (d) モニターされた出力パワーによって幅がコントロールされる周期性制御パル
スを生成するための幅変調パルス・ジェネレーター回路、 を含み、阻止用コンデンサおよびパルス変圧器のような絶縁回路を通じて適用の
ための制御パルスはMOSFETスイッチのゲートに供給される。
【００１７】 発明のこの態様では、最も好ましくは出力パワー・モニター回路は、電圧モニ
ターおよび電流モニターを含む。
【００１８】 この発明のこれらおよび他の目的、利点、態様および特徴は、添付した図面と
共に示された好ましい実施例により、当業者であれば完全に理解され評価される
であろう。
【００１９】 （発明を実施するための最良の形態） 図２を参照すると、この発明の原理に基づくスイッチング電源１００は、１次
側１０２の１次巻線９１および、２次側１０４の２つの２次巻線９２、９３を有
する変圧器７３を含む。１次側１０２は、スイッチング・トランジスタ７５を含
み、好ましくは、ドレイン電極が１次巻線９１の一端に接続され、ソース電極が
１次側のグランドに接続された、Ｎチャンネルのエンハンスメント モードの金
属酸化膜シリコン電界効果トランジスタ(MOSFET)を含む。トランジスタ７５は、
全波整流器７１の出力からの正のＤＣバスに接続されたコンデンサ７４を有し、
かつ、１次側のグランドに接続された抵抗７８およびツェナーダイオード７９を
有する絶縁ゲート電極を含む。コンデンサ７４は、初期充電電流をゲート電極に
与える。抵抗７８は、スタートアップの間、コンデンサ７４が充電されることを
可能にする。ツェナーダイオード７９は、ゲート電圧を安全レベルにクランプす
る。
【００２０】 ２次側１０４は、２次巻線９２に誘起した電流を整流する整流器のダイオード
８０を含む。コンデンサ８２、インダクタ８１およびコンデンサ８３を含むネッ
トワークは、生じたＤＣを受けとってフィルタ処理し、そして、リチウムイオン
バッテリー・セルの充電用のごとく、外部の使用のために端子１０６に出力電圧
を与える。まもなく説明される理由のために、初期のスタートアップ時に、イン
ダクタ８１およびコンデンサ８２は、初期の突入電流が大きいフイルタ用コンデ
ンサ８３の場合の大きな値になるのを制限するのに対し、コンデンサ８３は、主
要なフイルタ処理およびスムージング機能を与えることに注目されるべきである
。電流検知抵抗器８６および、抵抗器８４、８５を含む抵抗性のディバイダー・
ネットワークは、充電制御回路８９への電流および電圧のモニタリング値を供給
する。
【００２１】 ダイオード８７は、２次側のグランドに対し、第２の２次巻線９３に誘起した
電流を整流するために接続され、そして、ＤＣを充電制御回路８９に与えるため
に、小さい値のスタートアップ用スムージングコンデンサ８８が含まれる。充電
制御回路８９は、最も好ましくは、単一のモノシリックのシリコン集積回路とし
て形成される。制御回路８９の回路は図３に関して述べられる。ダイオード８７
および小さな値のコンデンサ８８への接続１１８に加えて、充電制御回路８９は
、出力ノード１０６への出力電圧モニタリング用の接続１１７、抵抗８５と８６
との間のノードに対する電流モニタリング接続１１６、および、抵抗８５と８４
の間のノードになされた定電流モード検知用接続１１５を含む。回路８９は、さ
らに２次側グランドへのグランド用接続１１４および、１次／２次インタフェイ
スの２次側のパルス変圧器７７の巻線への２本の制御接続１１３および１１２を
含む。阻止コンデンサ７６は、制御接続の一方と、変圧器７７の２次側巻線と直
列にある。充電制御回路８９は、さらに、２次側グランドに接続する比較的大き
い値のスムージングコンデンサ９０への接続１１１を含む。
【００２２】 スタートアップ時、コンデンサ７４の初期電圧は、抵抗７８のドレインパスの
ため０であるので、MOSFETスイッチ７５のゲートで導通制御電位を提供するのに
十分な大きな電流が突入電流となってコンデンサ７４へ流れる。スイッチ７５は
そのため導通状態にされる。初期のオン期間に、MOSFETスイッチ７５がターンオ
フされるまで、初期電流は直線的に増大する。コンデンサ７４が、全波整流器７
１の出力に生じているバス電圧に完全に充電されるようになり、そしてMOSFETス
イッチ７４のゲート電圧が１次側グランドに対して０になったとき、コンデンサ
７４および抵抗７８によって確立された抵抗器コンデンサ(RC)時定数によって決
定された時間間隔の後に、ターンオフが生じる。
【００２３】 ２次側において、ダイオード８７は導通になり、そして変圧器７３に蓄えられ
ていたエネルギーが、初期ＤＣ操作用電圧として充電制御回路８９へ転送される
。変圧器７３に格納されたエネルギーの量は、１次側のコンデンサ７４および抵
抗７８によって固定されたRC時定数によって決まる。MOSFETスイッチ７５がター
ンオフした後、ダイオード８０は導通しているので、格納されたエネルギーの一
部は出力コンデンサ８２および８３に転送される。典型的な変圧器設計の磁心の
制限のあるサイズのために、格納されたエネルギーは比較的小さい。従って、制
御回路８９の初期のパワー・アップに利用可能なより多くのエネルギーを作るた
めに、メインの出力コンデンサへのエネルギー転送を最小限にすることが重要で
ある。この理由のために、インダクタ８１およびコンデンサ８２が、コンデンサ
８３に転送される初期のエネルギーを制限する。そのコンデンサ８２および８８
が小さな値であり、初期のスタートアップ期間に充電するために比較的少ないエ
ネルギーを必要とすることを理解すべてきである。それらが変圧器７３から受け
取ったエネルギーを等しく格納すると仮定すると、エネルギー・バランス方程式
は次式のようになる。
【数１】
【００２４】 上式で、Lpri は変圧器７３の１次巻線９１の１次インダクタンスであり、Ip
はMOSFETスイッチ７５がターンオフした時に巻線９１に流れる初期電流であり、
C3 は２次巻線９３に対する最初のフイルタ用コンデンサ８８のキャパシタンス
であり、Vcc_ST は、制御回路８９が能動化されるしきい電圧レベルである。
【００２５】 １次のパワーがパワー電源１００に最初に供給された時に、電源の出力１０６
が２次側グランドに対して短いか極めて低い場合、１次インダクタンスは、洩れ
インダクタンスレベルの値まで劇的に低減され、それゆえ、ダイオード８７およ
びコンデンサ８８を通じて制御回路をパワーアップするだけの十分なエネルギー
を蓄えることはできない。一旦、パワーが削除されるまで、単一の電源投入シー
ケンス中に、抵抗７８およびコンデンサ７４のRC回路が単に作動するので、パワ
ーが取り除かれ、出力１０６から短絡が除去され、そして１次パワーが再び印加
されるまで、MOSFETスイッチ７５は非導通またはOFF状態に留まる。したがって
、RCに基づくスタートアップ回路は、出力端子１０６での２次のグランドに対す
る短絡のようなパワー・アップ故障状態に対する自己防衛の追加特徴を提示する
。
【００２６】 図３は、図２のスイッチングモード電源に含まれた充電制御回路８９のより詳
細な構造および機能図を示す。充電制御回路８９が、完全にスイッチング電源の
２次側１０４にあるので、その回路８９は、最大の設計、１０ボルトのような低
電圧集積回路設計プロセスの使用により、比較的低コストで集積回路として組み
立てられてもよい。実施された時、充電制御回路８９は、最も好ましくは、図３
で示したような回路エレメントおよび接続を含み、内蔵の誤差アンプ３１、４２
、４４、４６および４８にそれぞれ対応する所定の参照電圧３３、４３、４５、
４７および４９を供給するために内蔵の電圧参照調整装置を含む。初期パワーは
、回路８９を活性化するために始動用接続１１８に印加される。生成されている
ＰＷＭ制御信号は、パルス変圧器７７を介した誘導によって、電源の２次側のス
イッチングMOSFET７５のゲートに送信される。スイッチングMOSFET７５が導通状
態にスイッチした時、より多くのエネルギーが２次巻線９３に転送され、そして
接続１１でのより大きな値のスムージングコンデンサ９０は、線形の調整装置と
して機能するＦＥＴ３０によって接続１１８を備えた並列接続内で次第に加算さ
れ、これにより、比較的小さい値のコンデンサ８８と平行にコンデンサ９０を置
き、そして、スタートアップ後に、充電制御回路８９に対してより多くのエネル
ギー・保持能力を与える。
【００２７】 誤差アンプ３１は、トランジスタ３０を通り抜ける電流を制限し、これにより
、比較的より小さな値のフィルタ・コンデンサ８８に保持されていた電荷を放出
することを回避するために、コンデンサ９０へ流れる充電電流を調整する線形の
調整装置を提供し、これにより、スタートアップ時のシーケンス中の間に、制御
回路８９が効果的にパワーアップ状態に留まることを確実にする。より大きな値
のフィルタ・コンデンサ８３および９０が充電し始めるにつれ、パワーは出力端
子１０６にて出力することが可能になる。２次電圧は、電圧検知接続１１７を通
じて回路８９によって検知され、そして内部で基準アンプ４２内にて、内部基準
電圧レベル(Ref1)４３と比較される。その後、基準アンプ４２の出力(V_Regulat
e)は、フリップ・フロップ３７をセットするロジック・レベルを生成するための
誤差アンプ３８内にて、傾斜オシレーター４０によって生成された傾斜電圧と比
較される。フリップ・フロップ３７は傾斜オシレーター４０のフライバックでリ
セットされる。生じた波形は、パルス幅調整(PWM)制御信号を含み、それはＡＮ
Ｄゲート３９を通ってゲート制御され、バッファー・アンプ２９によって増幅さ
れ、接続ライン１１３上にゲート制御信号として供給され、阻止コンデンサ７６
、およびはパルス変圧器７７の２次を通じて、１次側のMOSFET７５のゲートに供
給される。
【００２８】 定電流調整モードが定電圧モードの代わりに選択されている場合、定電流検知
用接続ライン１１５は、誤差アンプ４６の一つの入力部に誤差電圧として印加し
、基準電圧と比較される。モード選択は電子スイッチ５０によってなされる。定
電流調整モードが選ばれる場合、調節プロセスは定電圧調整モードによるものに
従う。
【００２９】 変圧器７３の１次側には、制御もしくは検知回路がないため、電流制限および
故障保護は、パワー電源の２次側で行う必要がある。電流検知用接続ライン１１
６は、瞬時の２次電流を検知し、これは、１次側のMOSFETスイッチ７５がターン
オフした直後の１次電流に比例する。PWM周波数および最大のON時間が固定され
るので、最悪ケースの故障電流は、最大のON時間の制御電流の上昇後に検知する
ことができる。典型的な高周波設計では、最大のON時間が数マイクロセカンドで
ある。また、この短い期間は、ほとんどのパワーMOSFETスイッチングトランジス
タによって耐えられることに十分に短い。ＡＮＤゲート３９は、最大電流レベル
に関してのPWMコントロール信号をゲート制御する。電流制御回路８９内では、
出力電流が接続ライン１１６で検知され、誤差アンプ４８内にて基準電圧(Ref3)
４９と比較される。この誤差アンプ４８は、制限電流ロジック制御信号(I_limit
)を出力し、この信号はＡＮＤゲート３９を通じてPWM制御信号のゲート制御を行
う。
【００３０】 図４は、図２の電源回路の実施例に存在する波形のグループ４Ａ〜４Ｅを示し
、１次整流器７１が、初期の１０μセカンドの間に、およそ１２０ＶのＤＣを出
力し、そしてその後の動作モードで、回路動作の最初の４０μセカンドにおける
ものである。図４Ａは、充電制御回路８９内蔵の電圧調整器３６の出力を回路８
９のピン１１１で測定した、調整されたバイアス電圧をプロットしたものである
。図４Ｂは、起動用接続ライン１１８での無調整のバイアス電圧をプロットした
ものであり、同一のスタートアップの時間ライン上で、無調整のバイアス電圧は
、図４Ａの調整されたバイアス電圧を超過していることを示す。図４Ｃは、メイ
ンのスイッチング変圧器７３の１次巻線に流れる電流をプロットしたものである
。図４Ｄは、１次側のスイッチングMOSFET７５のドレイン・ソース電圧をプロッ
トしたものである。図４Ｅは、スイッチ７５に供給されるゲート制御電圧をプロ
ットしたものである。
【００３１】 初期のスタートアップのシーケンス中に、図４Ｅは、単一の三角波制御パルス
が最初の３あるいは４マイクロセカンドの間、スイッチングMOSFET７５のゲート
に存在することを示す。MOSFET７５がスイッチオフした時、ほぼ最初の４マイク
ロセカンド後に、パワーは変圧器７３のコアーから２次巻線９３に転送される。
また、バイアス電圧はコンデンサ８８に蓄積し始め、最初の制御パルスが生成さ
れるのに十分な大きさに達し、そして、ほぼ１２μセカンドで、接続１１７を通
じて検知された電圧に関して制御された期間で出力する。バイアス電圧は増加し
続け、そして、続く第２の制御パルスはおよそ２５マイクロセカンドで終了し、
バイアス電圧レベルは、その正常値に達し、スタートアップ動作モードが終わり
、通常の動作モードが開始する。図５Ａ〜図５Ｅは、整流器７１が最初に１次電
圧よりかなり高い電圧、３７０ＶのオーダーのＤＣを出力した時の電源１００の
同じスタートアップおよび動作時の波形を示す。電源１００は、効果的にスター
トアップし、そしてその出力を、比較的高い電圧のみならず、比較的低い１次電
圧で調整する。これは、さらにどんなマニュアル回路変更あるいは調節も要求せ
ずに、およそ100ボルトから240ボルトまでのＡＣの種々様々のメイン電圧に本電
源１００が接続されてもよいことを示し、そのために、世界の至る所で存在する
多くの電圧レベルに有用な電源１００を提供する。
【００３２】 本電源１００の特定のコンポーネント価値は、通常の当業者に対して有用で、
この発明の原理についての完全で有用な理解を必要であると考えられない。
【００３３】 AC電圧が、０交差で、あるいは０電圧に近い値で最初に印加される場合、図２
のスタートアップ回路１００は、MOSFETを適切にオンさせないかもしれないこと
が見出されている。したがって、適切なオペレーションは、ユニット１００がプ
ラグインされるかその意図した機能的なオペレーションが始まる前に数回ターン
オンさせることを時々必要とするかもしれない。
【００３４】 図２の回路１００における先の偶然的な制限を克服する、代替のスタートアッ
プ回路２００を図６に示す。必ずしもそうでないが、回路２００は例えばリチウ
ム・イオン・バッテリーに電気的な充電器を供給する。参照番号では図２の回路
と同じ要素を与える電気的な要素およびコンポーネントには、共通の参照番号を
付し、以下を除き特に詳細には説明しない。
【００３５】 回路２００は、１次巻線９１および２つ２次巻線９２、９３を備えたパワー変
圧器７３(T1)からなる。一つの２次巻線９３が制御ＩＣ２０２にバイアスパワー
を供給している一方、他の２次巻線９２は出力パワーを供給する。
【００３６】 回路２００は、第２のＩＣ２０２のために初期パワーを生成するために自己共
振する技術を使用する。図２の回路１００に似て、制御機能は、パワー変圧器７
３の２次側(充電器回路２００の出力リターンと称する)で実行される。したがっ
て、フィードバック信号用の絶縁要求はない。出力電圧は、抵抗器分割ネットワ
ーク２０４(R8)および２０６(R9)によって測定される。出力電流はシャント抵抗
８６(R1O)によって測定される。パワーの２次巻線の電流は、抵抗８５(R7)によ
り測定される。内部基準電圧は例えば、外部のバッテリー充電要求に応じて、出
力電圧あるいは出力流れを調整するためにＩＣ２０２の内に生成される。ＰＷＭ
信号は、生成され、そしてパルス変圧器７７(T2)を通じて高電圧側にある１次側
スイッチングFETトランジスタ７５(Q1)に転送される。レベルシフト用コンデン
サ７６(C3)は、PWM信号のＤＣ成分を除去するために使用され、パルス変圧器７
７の適切な動作を保証する。
【００３７】 スタートアップのシーケンス中に、バイアス電圧が印加される前は、ＰＷＭ駆
動がその高いインピーダンス状態(例えば３状態出力)であるので、パルス変圧器
７７(T2)の１次側(パワー変圧器７３(Tl)の２次側を参照)はオープン回路になっ
ている。ＤＣバス１０２が、０からその最終値へ傾斜上昇するとき、抵抗２１２
(R2)および２２２(R3)、コンデンサ２１６(C4)、パルス変圧器７７(T2)の２次側
インダクタンスおよびMOSFET７５(Q1)のゲート・キャパシタンスが、共振回路を
形成する。適切にこれらの要素の値を選ぶことによって、Ｑ１のゲート電圧はそ
のしきい値電圧で共振して、トランジスタをターンオンおよびターンオフにする
。ＰＷＭ駆動がディセーブルにされた時(コンデンサ７６(C3)が、T2の１次巻線
を横切って有効に接続される)、発振は停止し、トランジスタ７５のゲート上の
ＤＣオフセットが、MOSFET７５をターンオンさせるほどは十分に高くないように
これらのエレメントが選択される。もし故障状態が２次側で検知された場合、こ
の挙動は、制御回路の適切な実行を保証する。
【００３８】 ２次側の制御コントローラ(Ctrl IC)２０２の重要な１つの基準は、バイアス
パワーが印加される前に、出力バッファーがその高いインピーダンス状態である
に違いないということである。この条件は、自励発振を活性化するために、パル
ス変圧器７７(T2)からの適切なインダクタンスがあることを保証する。コントロ
ーラー出力がその低いインピーダンス状態である場合(それはオープン回路イン
ダクタンスの約５％に過ぎない)、インダクタンスは変圧器７７(T2)の洩れイン
ダクタンスになる。この小さなインダクタンスの値は共振を活性化しない。
【００３９】 １次側がスイッチングを始めるにつれ、エネルギーは、変圧器７３の２つの２
次巻線に転送され始める。バイアス巻線９３が、コンデンサ８８(C8)を、制御Ｉ
Ｃ２０２(U1)の最小動作電圧に充電する十分なエネルギーを受け取った時、ＰＷ
Ｍ機能がスタートする。ＰＷＭパルスは、生成され、パルス変圧器７７(T2)を通
じて、１次側のスイッチングMOSFET75(Q1)転送される。コンデンサ７６(C3)のレ
ベルは、ＤＣ電圧がパルス変圧器７７を飽和させることを防ぐために、ＰＷＭ信
号をシフトする。ツェナーダイオード２１８(ZR2)および２２０(ZR3)は、スイッ
チ７５(Q1)いずれかの方向に印加された電圧をおよそ１８Ｖの大きさに制限する
。ダイオード２２４(D5)およびツェナーダイオード２２６(ZR1)は、パワー変圧
器７３(T1)の１次巻線９１を横切る電圧を制限する。
【００４０】 抵抗器２２２(R3)および２１４(R4)がハイインピーダンスに選択された抵抗を
持つので、ＰＷＭ制御がスタートした後、スタートアップ回路を切り離す必要は
ない。抵抗２２２(R3)および２１４(R4)により形成された分圧回路から小さな正
のＤＣオフセット電圧が、FET７５(Ql)のゲートに存在する。高いデューテイサ
イクルの動作中に、この正のオフセット電圧は、変圧器の逆起電圧(サイクル中
の２次生成電圧が０なので)によって生成された負のオフセットによってキャン
セルされる。低いデューティサイクルの動作中に、しかしながら、負のオフセッ
ト電圧は、ト正のオフセット電圧をキャンセルするほどは十分に大きくなく、そ
のため、正味が正のオフセット電圧がトランジスタ７５のゲートに生じる。した
がって、抵抗２２２(R3)および２１４(R4)のために値を選択する１つの基準は、
最小デューティサイクルおよび最大ライン電圧において、ゲート電圧を十分にし
きい値電圧、それがたとえ０Ｖ以上であっても、それ以下になることを保証する
ことである。
【００４１】 図７は図６中の回路２００のＰＷＭ制御ＩＣ２０２の機能的なブロックダイヤ
グラムである。パワーは、巻線９３、ダイオード８７およびコンデンサ８８を含
むバイアス電圧回路から直列の抵抗２３２を通じてＶddライン２３０に最初に供
給される。Ｖddライン２３０での最大電圧レベルは、ツェナーダイオード２３１
(ZR4)およびスムージング用コンデンサ２３５(C5)によって維持される。ＩＣ２
０２は、Ｖdd２３０につながる抵抗２３６と、２次側グランド２４０につながコ
ンデンサ２３８との間のノードに接続されるイネーブル(Enable)ライン２３４を
有する。イネーブルライン２３４の機能は、ディジタル回路のための従来のパワ
ーオンリセット機能(供給電圧が上昇し、ロジックの状態がセットでない時、出
力ライン１１３をディセーブルにする)のそれに似る。イネーブルライン２３４
のピンの電圧が最小のレベルに達する場合、ＰＷＭ出力は、コンデンサ７６(C3)
およびパルス変圧器７７(T2)につながるライン１１３上で開始される。
【００４２】 充電されている外部セルのセル電圧は、分圧器ネットワーク２０４(R8)と２０
６(R9)との間と、セル電流リターンピン２４４とに接続する差分入力ライン２４
２(Vo+)および２４４(Vo-)を通じて検知される。セル電流は、出力電流検知抵抗
８６(R1O)を横切って接続する差分入力ペア２４６(Io+)および２４８(Io)を通じ
て検知される。RT_CTラインは、PWM信号の発振周波数を確立するために、２次側
グランド２４０につながるコンデンサ２５０(C12)および、基準電圧２５４につ
ながる抵抗２５２(R12)からなるＲＣ回路に接続される。外部コンデンサ２５６(
C13)は、基準ライン２５４上の内部で発生された基準電圧を滑らかにする。
【００４３】 図７は、出力要求に依存して、出力電圧もしくは出力電流を調整するために、
電圧検知回路４２からの電圧帰還か、あるいは電流検知回路４６からの電流帰還
信号かのいずれかを接続するモード選択スイッチ２６０を示す。電流検知回路４
６は、コンパレーター２８０、および電流検知のオペアンプ４６のフィードバッ
ク抵抗器２８６を横切るフィードバック抵抗２８４を加えるためのトリクル充電
スイッチ２８２からなるトリクル充電機能を含む。演算増幅器２６２は、コンデ
ンサ２６４と、抵抗２６６(R5)およびコンデンサ２６８(C7)の直列ネットワーク
との並列接続のような、出力とフィードバックのラインおよび外部コンポーネン
ト経由で外部的に制御可能な特性を持つ。
【００４４】 制御あるいは検知回路類が回路２００の１次側にないので、サイクルごとの電
流制限は２次側で実行される。この動作は、パワー変圧器７３の２次巻線７２の
電流(MOSFET７５がターンオフ直後の１次電流に比例)を検知することにより遂行
される。前もって定義した電流レベルが超過する場合、制御(Ctrl)ＩＣ２０２は
ライン１１３上のＰＷＭ駆動信号をディセーブルにし、パワーオンリセット(Ena
ble true)が起こるまで、動作を再開しない。したがって、図７は、さらに、変
圧器の２次巻線電流Ｉsを検知するために、ＩＣ２０２が、ライン２４８を通じ
て接続された、電流検知帰還機能を含むことを示す。内部に、ＩＣ２０２は、電
流／電圧変換のオペアンプ２７０、オペアンプ２７０の出力を基準電圧と比較す
るコンパレータ２７２、およびイネーブルパルスによりセットされ、コンパレー
タ２７２の出力でリセットされるラッチ回路２７４を有する。ラッチ回路２７４
の出力はＡＮＤゲート３９に１つの入力を供給する。
【００４５】 その動作は、図８から図１０に示した波形によって述べる。これらの図では、
高電圧MOSFET７５上に３つの臨界波形を示しており、ゲート電圧(上のトレース
１)、ドレイン・ソース電圧(中のトレース２)およびドレイン電流(下のトレース
３)である。図８および９では、水平時間軸は１/目盛につき５μセカンドである
のに対し、図１０では、１区分あたり１００マイクロセカンドが基本となってい
る。図８は、共振自励発振のスタートアップ期間の波形を示す。ゲート電圧はお
よそしきい値レベルで発振しており、MOSFET７５を共振周波数でスイッチさせる
。
【００４６】 図９は、自励発振からＰＷＭ制御への転移中の波形を示す。転移後は、２次側
の制御回路のバイアス電圧がその最終値に達していないので、パルス振幅(図９
のトレース１)は、MOSFET７５をターンオンおよびターンオフさせるにはちょう
ど十分に高い。(デューティサイクルが小さく、パルス振幅が低いので、ゲート
上で存在する重要なＤＣオフセット電圧があることに注意) この転移の進行する
につれ、バイアス電圧は、図１０で示されるように、増大してその最終値に達す
る。
【００４７】 上述の詳しい記述および添付した図面は本発明の特定の実施例を示すものであ
り、本発明の範囲を限定するものではない。当業者であれば、上述の実施例に対
し、本発明の本旨から逸脱することなく、様々に変形例を実現できるであろう。
それゆえ、本発明の範囲は以下の請求の範囲のみによって限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 スタートアップのための１次側コントローラおよび調整を切り替
えるための２次のＰＷＭのコントローラを用いた、通常のスイッチング電源の機
能的なブロックダイヤグラムである。
【図２】 機能的な概要の回路、および、この発明の原理に従って制御回路
を組込んだオフ・ライン・スイッチング電源の第１の好ましい実施例のブロック
ダイヤグラムである。
【図３】 機能的な概要の回路図および図2の電源で使用されたモノシリッ
クの制御回路のブロック回路である。
【図４Ａ】 共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形
のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタート
アップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｂ】 共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形
のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタート
アップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｃ】 共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形
のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタート
アップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｄ】 共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形
のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタート
アップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図４Ｅ】 共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形
のグループを示し、例えば、１２０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタート
アップモードおよび動作モードの波形を示す。
【図５Ａ】 図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し
、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよ
び動作モードの波形を示す。
【図５Ｂ】 図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し
、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよ
び動作モードの波形を示す。
【図５Ｃ】 図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し
、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよ
び動作モードの波形を示す。
【図５Ｄ】 図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し
、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよ
び動作モードの波形を示す。
【図５Ｅ】 図４の波形と同じような電圧および電流波形のグループを示し
、例えば、３７０Ｖの１次電圧に応じて図２の回路のスタートアップモードおよ
び動作モードの波形を示す。
【図６】 この発明の原理に従って制御回路に組込んだオフライン・スイッ
チング電源の第２の好ましい実施例の機能的な概要の回路図およびブロック図で
ある。
【図７】 図６中の電源の中で使用されるモノシリックの制御回路の機能的
な概要の回路図およびブロック図である。
【図８】 共通の水平の時間に沿ってプロットされた電圧および電流波形の
グループを示し、自励発振のスタートアップ期間での図６の動作を示す。
【図９】 図６の回路の自励発振からＰＷＭ制御への転換期の電圧および電
流波形のグループを示す。
【図１０】 図９の回路の自励発振からＰＷＭ制御への転換時の最終値に達
するまでのバイアス電圧の増加を示す、電圧および電流波形のグループを示す。
【符号の説明】
１００ スイッチング電源、７３ 変圧器、７５ スイッチングトランジスタ
、７７ パルス変圧器、８９ 充電制御回路、９１ １次巻線、９２,９３ ２
次巻線、１０２ １次側、１０４ ２次側、２００ ２０２ 制御コントローラ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＣＮ，Ｄ Ｅ，ＪＰ，ＫＲ Ｆターム(参考） 5H730 AA15 AS01 AS17 BB43 BB57 CC01 DD04 DD32 EE02 EE07 EE08 EE73 EE78 FD01 FD31 FF18 FG05 XC05 XC06 XC09

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 メインの電圧供給の標準範囲内の交流電源を、負荷に供給す
    る調整されたパワーに変換するためのスイッチング電源であり、調整されたパワ
    ーは、メインの電源から電気的に絶縁され、前記電源は、 メインの電圧供給に接続された時、交流を第１の整流電流に整流し、正の出力
    ノードおよびリターン・ノードを持っている第１の整流器手段と、 第１のエネルギー格納用変圧器手段の１次巻線、および正の出力ノードおよび
    リターン・ノードを横切って接続された抑制された電子スイッチングを含む直列
    ネットワークと、 １次巻線から電気的に絶縁された少なくとも一つの２次巻線をさらに有する第
    １のエネルギー格納用変圧器手段と、 制御電極を持つ制御された電子スイッチング手段と、 制御電極に接続された第１のネットワーク手段と、 第１のエネルギー格納用変圧器手段に格納された交流エネルギーを第１の２次
    電圧に変換するために、２次巻線に接続された第２の整流器手段と、 最初のスタートアップ期間に前記第１の２次電圧を格納するために接続された
    第１のコンデンサ手段と、 初期のスタートアップ間隔となる、制御パルスを発生し出力するために、第１
    の２次電圧によって動作し、負荷に供給されたパワーに応答する制御信号に応答
    する制御回路手段と、 コントロール信号に関しての抑制された電子スイッチング手段のデューティサ
    イクルの制御のために制御電極に制御パルス転送するための絶縁回路とを備える
    。
  2. 【請求項２】 第１のネットワーク手段は、正の出力ノードから制御電極に
    接続された第２のコンデンサ出力および、制御電極からリターンノードに接続さ
    れた第１の抵抗手段を含む請求項１記載のスイッチング電源。
  3. 【請求項３】 第１のネットワーク手段は、制御されたスイッチング手段が
    最初のスタートアップ期間に自励発振し、前記最初のスタートアップ期間の後で
    自励発振を停止するように接続された、第１のインダクタおよび第２のコンデン
    サを含む自励共振回路を備え、好ましくは第１のインダクタ手段は、絶縁回路内
    のパルス変圧器の２次巻線である請求項１記載のスイッチング電源。
  4. 【請求項４】 抑制された電子スイッチング手段は、エンハンスメントモー
    ドのパワー絶縁ゲート金属酸化膜シリコンの電界効果トランジスタ(MOSFET)を含
    み、ソースおよびドレインは前記直列ネットワーク内にあり、ゲート電極は前記
    制御電極からなる請求項１記載のスイッチング電源。
  5. 【請求項５】 抑制された電子スイッチング手段は、エンハンスメントモー
    ドのパワー絶縁ゲート金属酸化膜シリコンの電界効果トランジスタ(MOSFET)を含
    み、ソースおよびドレインは前記直列ネットワーク内にあり、メインから本電源
    に最初に印加された時、第２のコンデンサ手段および第１の抵抗手段は、第１の
    コンデンサ手段および第１の抵抗手段のキャパシタンスおよび抵抗値のそれぞれ
    の値により確立される時定数により決定される期間に対して、MOSFETを導通させ
    、好ましくは、MOSFETの最初の導通の終了後、第１の変圧器手段から十分なエネ
    ルギーが転送され、そして、第２の整流手段を通じて第２のコンデンサ手段に充
    電され、過度の動作パワー状態でない負荷のもとで、導制御回路が前記制御パル
    スの発生を開始させる請求項２記載のスイッチング電源。
  6. 【請求項６】 前記第１のエネルギー格納変圧器手段は、第２の２次巻線を
    持ち、更に、第２の２次電圧を生成するための第３の整流手段を備え、そして、
    電流制限ネットワーク手段は、第３のコンデンサ手段、第２のインダクタ手段お
    よび第４のスムージングコンデンサ手段を備え、最初のスタートアップモード期
    間では、前記負荷を前記第２の２次巻線から最初は絶縁し、そしてその後は、前
    記第２の２次電圧を調整されたＤＣパワーとして前記負荷に供給する請求項１記
    載のスイッチング電源。
  7. 【請求項７】 前記制御信号を与えるために、制御回路手段が、前記第２の
    ２次電圧のレベルに応答するＤＣ電圧検知手段を含む請求項６記載のスイッチン
    グ電源。
  8. 【請求項８】 前記制御信号を与えるために、制御回路手段が、前記第２の
    ２次巻線を流れる電流のレベルに応答する出力電流検知手段を含み、好ましくは
    、出力電流検知手段が、トリクル電流を含む前記２次巻線に流れる多数の電流を
    検知できるトリクル電流スイッチング手段を含む請求項６記載のスイッチング電
    源。
  9. 【請求項９】 前記負荷に決められた最大出力電流が流れないように、制御
    回路手段は、前記制御信号を制限するために、最大電流を検知して制限する手段
    を含む請求項６記載のスイッチング電源。
  10. 【請求項１０】 前記第１のコンデンサ手段は、比較的小容量のキャパシタ
    ンス値を持ち、更に、比較的大容量のキャパシタンス値を持つ第３のキャパシタ
    ンス手段を備え、そして、制御回路手段がスタートアップ期間に前記制御パルス
    を出力し始めた時、前記制御回路手段は、第３のコンデンサ手段を第１のコンデ
    ンサ手段と並列になるように、直線的に切替えためのリニアのスイッチング手段
    を含む請求項１記載のスイッチング電源。
  11. 【請求項１１】 絶縁回路は、１次巻線が前記制御電極に接続され、２次巻
    線が前記制御手段に接続されたパルス変圧器を含む請求項１記載のスイッチング
    電源。
  12. 【請求項１２】 前記制御回路手段は、低電圧のモノシリック集積回路チッ
    プとして形成される請求項１記載のスイッチング電源。
  13. 【請求項１３】 リチウムイオンセルの充電器を含む請求項１記載のスイッ
    チング電源。
  14. 【請求項１４】 １次巻線および２次巻線を有する変圧器と、メインのＡＣ
    からの入力電力を整流するための第１の整流器と、１次巻線およびスイッチング
    電界トランジスタのソース・ドレイン経路を含む直列ネットワークと、抵抗・コ
    ンデンサのネットワークの時定数がトランジスタを導通停止させ、その時、変圧
    器のコアーに格納されていたエネルギーを２次巻線に転送するまで、最初のパワ
    ーオン時に、整流された入力パワーからの傾斜する電圧レベルをトランジスタの
    ゲートに直接印加するために接続された第１の抵抗・コンデンサのネットワーク
    と、初期動作用の低電圧を生成するために、前記２次巻線に接続された第２の整
    流器および小容量のスムージングコンデンサと、前記初期動作用低電圧を受け取
    って使用し、スイッチングパルスを発生し出力するために接続された集積制御回
    路チップと、トランジスタが、流れている前記傾斜の電圧レベルの導通を停止し
    た後で、前記スイッチングパルスをトランジスタのゲートに転送するための絶縁
    回路手段とを備えたことを特徴とする出力が絶縁されたスイッチング電源。
  15. 【請求項１５】 初期のスタートアップ期間に対し、最初は、パワー供給の
    出力負荷を第２の２次巻線から絶縁するために、そして、その後、前記第２の２
    次電圧をフイルタ処理し、負荷に対して調整されたＤＣパワーとして供給するた
    めに、変圧器は第２の２次巻線を備え、更に第２の２次電圧を生成するための第
    ３の整流器および、第３のコンデンサ、第１のインダクタおよび第４のスムージ
    ングコンデンサからなる電流制限用ネットワークを備え、好ましくは、更に、第
    ２の２次巻線および第３の整流器を含むネットワークに接続された出力レベルモ
    ニターを備え、集積制御回路チップは、出力レベルモニタに電気的に接続され、
    そして、負荷に流れるパワー供給のモニターされた出力レベルに関係してスイッ
    チングパルスのデューティサイクルを調整する請求項１７記載の出力が絶縁され
    たスイッチング電源。
  16. 【請求項１６】 １次巻線および２次巻線を有する変圧器と、メインのＡＣ
    からの入力パワーを整流するための第１の整流器と、１次巻線およびスイッチン
    グ電界トランジスタのソース・ドレインを含む直列ネットワークと、１次巻線に
    交流電流を入力し、そして、変圧器のコアーに入力し、その変圧器のコアーに格
    納されたエネルギーは、２次巻線に転送されるよう、初期のパワーオン期間に前
    記トランジスタに自励発振させるためにトランジスタのゲートに接続された共振
    回路と、初期の動作用低電圧を生成するために、前記２次巻線に接続された第２
    の整流器および小容量のスムージングキャパシタと、スイッチングパルスを発生
    させて出力するために、前記初期の動作用低電圧を受け取って用いるために接続
    された集積制御回路チップと、前記スイッチングパルスをトランジスタのゲート
    に転送して、前記の初期パワーオン期間の後に、そのトランジスタに対し自励発
    振を停止させるために、前記共振回路の一部を形成する絶縁回路手段とを備える
    ことを特徴とする出力が絶縁されたスイッチング電源。
  17. 【請求項１７】 パワー変圧器により出力側から絶縁された入力側と、パワ
    ー変圧器の１次巻線を含む１次側と、１次の直流電流を与えるためにメインのパ
    ワーから交流電流を整流し、スムージングするための第１の整流器およびフィル
    タと、１次巻線と並列のソースおよびドレインのパスを有しそしてゲート回路を
    有するMOSFETスイッチと、初期のスタートアップ期間にMOSFETスイッチをスイッ
    チして、パワー変圧器のコアーを通じてエネルギーを転送するための始動回路手
    段と、前記エネルギーを整流しスムージングしてレベルの動作用電圧にするため
    の第１の２次巻線および第２の整流器およびフイルタを有する第１の２次側ネッ
    トワークを含む２次側と、低レベルの動作用電圧の受信により、ゲート回路を制
    御するための制御パルスを発生するための低電圧電流制御集積回路とを含み、２
    次側は更に、第２の２次巻線および第３の整流器を有する第２の２次側ネットワ
    ークと、変圧器からのエネルギーを整流して、初期のスタートアップ期間に最初
    は絶縁し、そして、外部負荷への適用のための出力パワーにスムージングするた
    めの絶縁体およびフィルタとを含むスイッチング電源における使用のために、集
    積回路は、 前記第１の２次ネットワークから供給された動作用電圧のレベルをモニターす
    るために接続された低レベル操作電圧のモニタリング回路、 初期のスタートアップ期間中の動作用電圧レベルの増大時に、外部コンデンサ
    のキャパシタンスを加えるために第２の整流器およびフィルタに接続される線形
    のフィルタリング制御回路、 外部負荷への適用のための出力パワーをモニターするための出力パワー・モニ
    タリング回路および、 絶縁回路手段を通じMOSFETスイッチのゲートへの適用のために、モニターされ
    た出力パワーによって幅がコントロールされる周期性制御パルスを生成するため
    の幅変調パルス・ジェネレーター回路を備え、好ましくは、出力パワーモニタリ
    ング手段は、電圧モニタリング手段および電流モニタリング手段を含む。
  18. 【請求項１８】 パワー変圧器により出力側から絶縁された入力側と、パワ
    ー変圧器の１次巻線を含む１次側と、１次の直流電流を与えるためにメインのパ
    ワーから交流電流を整流し、スムージングするための第１の整流器およびフィル
    タと、１次巻線と並列のソースおよびドレインのパスを有しそしてゲート回路を
    有するMOSFETスイッチと、初期のスタートアップ期間にMOSFETスイッチをスイッ
    チして、パワー変圧器のコアーを通じてエネルギーを転送するための始動回路手
    段と、前記エネルギーを整流しスムージングしてレベルの動作用電圧にするため
    の第１の２次巻線および第２の整流器およびフイルタを有する第１の２次側ネッ
    トワークを含む２次側と、低レベルの動作用電圧の受信により、ゲート回路を制
    御するための制御パルスを発生するための低電圧電流制御集積回路とを含み、２
    次側は更に、第２の２次巻線および第３の整流器を有する第２の２次側ネットワ
    ークと、変圧器からのエネルギーを整流して、初期のスタートアップ期間に最初
    は絶縁し、そして、外部負荷への適用のための出力パワーにスムージングするた
    めの絶縁体およびフィルタとを含むスイッチング電源における使用のために、集
    積回路は、 電圧制御を与えるために、外部負荷への適用のための出力電圧をモニタするた
    めの出力電圧モニタリング手段と、 電流制御を与えるために、外部負荷による出力電流をモニターするための出力
    電流モニタリング手段と、 電圧制御および電流制御間で切り替えるための内部スイッチ手段と、 周期的な制御パルスを発生させるためのパルス発生手段と、スイッチで選択さ
    れた電圧制御または電流制御に応答して、モニターされた出力電圧または電流に
    より制御された幅を持つ制御パルスを、適用のために、絶縁回路手段を通じてMO
    SFETスイッチのゲートに出力するためのコンパレータ出力と、 サイクル毎のバイアスで２次側過電流を検知するために、および過電流が検知
    された時、前記制御パルスの出力を禁止するラッチされた過電流検知手段と、お
    よび パワーオンのイネーブルロジック信号に応答して、前記ラッチされた過電流検
    知手段をリセットし、次に前記制御パルスを禁止するためのリセット手段とを備
    え、好ましくは、外部負荷は、充電されるバッテリーを含み、出力電流モニタリ
    ング手段は、前記２次巻線を通じ、前記バッテリーを流れるトリクル電流を含む
    多くの電流の検知を過能にするためのトリクル電流スイッチング手段を含む。
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