KR100405118B1 - 스위치모드전원장치 - Google Patents

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KR100405118B1
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아드리아누스 코르넬리스 마리아 스쿠프스 프란시스쿠스
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

스위치 모드 전원장치는 주 공급 전압의 접속을 위한 제 1(2) 및 제 2(4) 공급 단자와; 상기 제 1 공급 단자(2)에 접속된 제 1 권선 단부(12)를 구비하고 제 2 권선 단부(14)를 구비하는 1차 권선(8)을 구비하고, 측정 신호를 발생하기 위한 피드백 권선을 구비하는 변압기(10)와; 구동 신호의 제어 하에서 상기 스위칭 소자(6)를 개방 및 폐쇄함으로써 1차 권선(8)을 통과하는 주기적으로 인터럽트된 1차전류를 획득하기 위해서 상기 제 2 권선 단부(14)와 상기 제 2 공급 단자(4) 사이에 접속된 제어 가능한 스위칭 소자(6)와; 상기 측정 신호에 응답하여 구동 신호를 발생하기 위한 구동 수단(24)을 포함한다. 1차 권선(8)은 또한 피드백 권선인데, 이 결과 부품의 수가 절약될 수 있고 변압기(10)는 간단한 구성이 될 수 있다. 상기 측정 신호는 상기 1차 권선(8)에 직접 접속된 시간 윈도우 발생기(36)에 의해 시간 선택적으로 사용된다.

Description

스위치 모드 전원장치
변압기를 구비하는 스위치 , 모드 전원장치(SMPS; switched-mode power supply)는 특히 안정성의 이유로 전력을 공급받게 될 부하와 전기간선(electric mains) 사이에 전기적 절연이 요청되는 경우에 사용된다. 또한, 적절한 권선 비율에서는 스위칭 소자가 승인할 수 없게 짧은 시간 동안 폐쇄되지 않거나 또는 허용할 수 없게 큰 전류들을 전송하지 않으면서 상대적으로 큰 간선 전압에서 상대적으로 낮은 출력 전압을 유도하는 것이 가능하다. 이러한 전원장치에서 변압기의 2차 측(secondary side)에서의 출력 전압에 대한 정보를 변압기의 1차측(primary side)에서의 스위칭 소자에 대한 제어 수단으로 전송하는 것이 필요하다. 요구되는 전력의 전송은 변압기를 통해, 즉 1차측에서 2차측을 통해 달성된다. 출력 전압 또는 출력 전류에 대한 정보의 전송을 위해서 2차측에서 1차측으로의 피드백 경로가 요구되어 지는데, 이것은 1차 및 2차 권선들 사이의 전기적 절연에 관해서 동일한 안정성의 요구를 충족해야 한다. 이러한 요구는 일반적으로 공지되어 있다.
이러한 피드백 경로에 대해 일반적으로 공지된 첫 번째 해결책은 광결합기(optocoupler)이다. 이러한 광결합기는 2차측에서 출력 전압을 광결합기의 포토다이오드에 대한 적절한 전류로 변환하기 위한 특별한 회로와 1차측에서 광결합기의 출력 전압을 스위칭 소자의 구동 수단으로 적응시키기 위한 특별한 회로를 필요로 한다는 단점을 가지고 있다.
다른 공지된 피드백 방법은 2차측에서의 출력 전압에 대한 정보를 제공하고 1차측에서의 전자 제어 회로에 전력을 제공하는데 또한 사용될 수 있는 특별한 피드백 권선을 활용한다. 스위칭 소자가 개방되어 있는 시간 동안 1차 권선에서 2차권선으로 전력이 전송되고 부가적인 피드백 권선 양단의 전압은 2차측에서의 출력 전압의 측정으로 나타날 것이다. 이러한 기술은 특히 Linear Technology로부터 상업적으로 이용 가능한, Off-Line Switching Regulator LT 1103/1105에서 사용된다.
그러나, 피드백 권선은 변압기의 설계를 더욱 복잡하게 만들고 더욱 고가로 만들었다. 이것은 피드백 권선이 두 상충하는 요구들, 즉, 2차 권선에 대한 만족스러운 자기 연결(magnetic coupling)과 상기 2차 권선으로부터 만족스러운 분리(isolation)를 충족해야 하기 때문이다. 변압기의 크기가 작은 경우 이들 요구를 충족시키기는 더욱 어렵다.
공지된 전원장치에서 피드백 권선은 1차 권선이다. 따라서, 1차 권선 그 자체는 피드백 권선으로서 사용된다. 변압기의 1차 권선에서 출력 전압을 측정하는 이로운 점들은 변압기가 보다 간단하고 보다 값이 싸며, 보다 낮은 원가 및 1차측에서의 모든 전자 소자들이 한 회로 내에 집적되는 경우 구성요소들이 보다 작아진다는 것이다.
1차 권선 양단의 측정 신호는 2차 권선이 전류를 공급하는 경우 단지 출력 전압을 나타낸다. 이러한 관점에서, 미국 특허 5 448 469호로부터 원래 공지된 바와 같이, 스위치 모드 전원장치에는 스위칭 소자의 개방 상태에서 측정 신호를 시간 선택적으로(time-selectively) 전송하기 위해 시간 윈도우 신호를 발생시키기 위한 시간 윈도우 수단이 제공될 수 있다. 따라서, 1차 권선상의 측정 신호는 소정의 시간 주기 동안에만 사용된다.
본 발명은 스위치 모드 전원장치(switched-mode power supply)에 관한 것으로, 상기 전원장치는, 주 공급 전압(primary supply voltage)의 접속을 위한 제 1 및 제 2 공급 단자와; 제 1 공급 단자에 접속된 제 1 권선 단부(a first winding end)와 제2 권선 단부(a second winding end)를 갖는 1차 권선(primary winding)을 구비하고, 측정 신호의 발생을 위한 피드백 권선을 구비하는 변압기(transformer)와; 상기 제 2 권선 단부와 상기 제 2 공급 단자 사이에 접속되어, 구동 신호(drive signal)의 제어 하에서 스위칭 소자를 개방하고 폐쇄함으로서 1차 권선을 통해 인터럽트된 1차 전류를 주기적으로 발생하는 제어 가능한 스위칭 소자; 및 측정 신호에 응답하여 상기 구동 신호를 발생하는 구동 수단을 포함하며, 상기 피드백 권선은 1차 권선이다.
미국 특허 4 425 611호 및 미국 특허 5 138 543호에 공지된, 이러한 전원장치는 고능률과 작은 크기를 가지며, 특히 모니터와 TV 세트, 면도기와 같은 배터리에 의해 전원을 공급받는 장치, 휴대용 오디오 및 비디오 장치용의 예비 전원장치(standby power supplies), 및 예를 들면 컴퓨터용의 저가의 모듈 형태의 전원장치에서 사용하는데 적합하다.
도 1은 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 블럭도.
도 2는 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치에서 신호의 다이어그램.
도 3은 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 일 실시예.
도 4는 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치에서 나타나는 신호의 다이어그램.
도 5는 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 일 실시예.
도 6은 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 변형예.
도 7은 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 다른 변형예.
도 8은 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 또 다른 변형예.
시간 윈도우가 자동적으로 변경 조건들에 적응하는 스위치 모드 전원장치를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다. 본 발명에 의하면, 서두에서 정의된 바와 같은 전원장치는, 스위치 모드 전원장치는 스위칭 소자의 개방 상태에서 측정 신호를 시간 선택적으로 전송하기 위해 시간 윈도우 신호를 발생시키기 위한 시간 윈도우 수단을 포함하며, 상기 시간 윈도우 수단은 스위칭 소자의 개방 후에 1차 전류에 영교차(zero crossing)를 검출하기 위한 제 1 수단과; 스위칭 소자의 개방 후에 1차 권선 양단에서 우세하게 나타나는 1차 전압에서 영교차를 검출하기 위한 제 2 수단; 및 상기 제 1 수단에 의해 발생된 세트 신호(set signal)를 수신하기 위한 세트 입력(set input)과 상기 제 2 수단에 의해 발생된 리세트 신호(reset signal)를 수신하기 위한 리세트 입력을 가지며, 시간 윈도우 신호를 공급하기 위해 출력을 갖는 논리 유닛을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 제 1 수단은 정류(commutation)의 종료를 검출하고, 상기 제 2 수단은 2차 전류가 불연속 전도 모드에서 0으로 감소하는, 즉, 2차 전류가 스위칭 소자가 다시 폐쇄되기 전에 0으로 감소하거나, 또는 연속 전도 모드에서 부호를 변화시키는 시점을 검출하며, 상기 연속 전도 모드에서 2차 전류는 0으로 감소하지 않는다. 메모리 소자는 부적절한 시간 윈도우를 방지한다. 만약 필요하면, 연속 전도 모드에서 시간 윈도우의 종료는 스위칭 소자가 폐쇄되는 시점과 일치할 수도 있음을 주지해야 한다.
변압기의 누설 인덕턴스(leakage inductance)의 결과로 자화 전류(magnetizing current)는 1차측에서 2차측으로 즉시 정류되지 않는다. 정류 시간 동안 전류들은 1차 및 2차 회로 둘 다에서 흐른다. 이때 1차 권선 양단의 전압은 큰 값으로 급속하게 증가한다. 이 높은 전압은 스너버(snubber)로 언급되는 회로에 의해 제한될 수 있다. 이 스너버는 청구항의 특징들에 의해 특징지워진 본 발명에 따른 스위치 모드 전원회로의 실시예에서 사용된다. 상기 스너버를 통과하는 전류가 0(제로)이 된다는 사실은 정류의 종료와 시간 윈도우의 시작을 나타낸다. 그러나, 만약 필요하면 시간 윈도우의 시작은 정류가 시작되는 시점, 즉 스위칭 소자가 개방되는 시점으로 또한 시프트될 수도 있다.
스너버가 없는 스위치 모드 전원장치에서 1차 전류는 스위칭 소자가 개방되고 소멸하는 경우 기생 정전 용량(parasitic capacitance)들을 통과하는 경로를 취하게 된다. 그러한 경우, 1차 전류는 직접적으로 측정될 수 있고 일 실시예는 상기 제 1 수단이 1차 권선을 통해 신호 전류를 세트 신호로 변환하기 위한 인터페이스 회로를 포함하는 점을 특징으로 한다. 여기에서, 1차 권선을 통과하는 전류가 0(제로)이 된다는 사실은 시간 윈도우의 시작을 나타낸다.
스너버 전류 측정을 구비하는 상기 일 실시예는 청구항의 특징들에 의해 특징지워질 수 있다. 이 실시예는 아주 단순할 뿐만 아니라 고전압 바이폴라 또는 유니폴라(unipolar)(MOS) 트랜지스터들을 구비하는 집적 회로에서 사용하는데 또한 적합하다. 제 1 공급 단자는 이 때 고 정류된 간선 전압(high rectified mains voltage)에 직접 연결될 수 있다.
스너버 회로가 없는 전원장치에서는 어떠한 스너버 전류도 측정될 수 없다. 이때 이 실시예는 청구항의 특징들에 의해 또한 특징지워질 수 있다. 제 1 저항기는 1차 권선과 직렬로 배치된다.
시간 윈도우의 종료를 결정하기 위해서, 본 발명의 실시예는 청구항의 특징들에 의해 특징지워진다. 이 실시예는 또한 아주 단순하며 고전압 트랜지스터들을 갖는 집적 회로에 적합하다. 제 2 저항기는 제 2 권선 단부 상의 전압을 제 3 트랜지스터로 흐르는 전류로 변환한다. 상기 단방향 소자는 상기 제 2 트랜지스터의 제 1 주 전극 상의 전압이 공급 전압을 초과하는 것을 방지하는 클램프(clamp)로서 기능을 한다. 상기 제 2 저항기를 통과하는 전류는 1차 권선 양단의 전압에 대한 측정이며, 한편으론, 시간 윈도우의 시작의 표시로서 다른 한편으론, 측정 신호로서 기능을 한다.
상기 제 1 트랜지스터의 제어 전극은 청구항의 특징들에 의해 특징지워질 수 있는, 바이어스 전압원에서 바이어스 전압을 수신한다. 제 2 트랜지스터는 다시 고전압 트랜지스터일 수 있다.
제 1 트랜지스터는 이 목적을 위해 청구항의 특징들에 의해 또한 특징지워질 수 있는 인터페이스 회로에서 더 처리되는 신호 전류를 공급한다. 따라서 바이어스 전류원은 제 1 트랜지스터의 신호 전류가 비교되어질 기준으로서 기능을 한다.
제 3 트랜지스터도 또한 이 목적을 위해 청구항의 특징들에 의해 특징지워질 수 있는, 실시예에서 더 처리되는 신호 전류를 공급한다. 제 2 트랜지스터의 신호 전류는 따라서 리세트 신호의 발생을 위해 기준 전류와 비교된다.
제 3 트랜지스터의 제어 전극은 청구항의 특징들에 의해 특징지워질 수 있는, 바이어스 전압원으로부터 바이어스 전압을 수신한다. 제 2 바이어스 전류원은시작 전류원(starting current source)으로서 기능을 하고 제 3 트랜지스터를 통과하는 전류에 대해서 상대적으로 작은 전류를 공급할 것이다. 제 2 전류 미러의 다른 출력 브랜치는 전류를 제 4 트랜지스터를 통해 흐르도록 하는데, 상기 전류는 제 3 트랜지스터를 통과하는 전류와 거의 동등하며, 이 사실은 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터의 설정들 간의 올바른 매치를 보장한다.
시간 윈도우 동안 제 3 트랜지스터의 신호 전류는 2차 권선 양단의 전압의 측정이다. 구동 수단에 대한 제어 신호를 이 신호 전류로부터 유도하기 위해서, 스위치 모드 전원장치는 청구항의 특징들에 의해 특징지워진다. 따라서, 홀드 커패시터에 대해서 단지 하나의 결합점만이 요구되어지며 제어 신호의 발생을 위한 단지 하나의 스위치만이 있다. 스위치 모드 전원장치가 전류 제어 모드에서 동작하는 경우, 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치는 청구항의 특징들에 의해 특징 지워질 수 있다. 이러한 제어의 결과로서 상기 제 1 측정 신호의 진폭은 상기 제 2 측정 신호의 피크 값과 거의 동등해지고, 그 결과, 상기 홀드 커패시터 양단의 전압과 상기 스위칭 소자를 통과하는 피크 전류 사이에 고정된 관계가 있게된다. 이것은 상기 홀드 커패시터 양단의 전압이 부하들을 동요시키는 것에 대해서 보상되는 것을 가능하게 한다. 본 발명에 따르면, 부하 보상은 청구항의 특징들에 의해 달성된다. 상기 홀드 커패시터 상의 전압은 피크 전류의 측정이다. 보상은 이 전압으로부터 보상 신호를 유도하고, 이렇게 유도된 신호를 아직 통합되지 않은 측정 신호와 결합하고, 그 후 상기 결합된 신호가 시간 윈도우에서만 통하게 하는 제어 가능한 스위치에 의해 달성된다. 보상 신호는 측정 신호와 마찬가지로 동일한 시간 윈도우를 통과하므로 동일한 인자만큼 약화된다(attenuate). 이러한 보상 방법은 부가적인 측정 권선을 구비하는 스위치 모드 전원장치에서도 이용될 수 있다.
스위치 모드 전원장치가 불연속 전도 모드에서 동작하는 경우, 시간 윈도우가 스위칭 소자의 개방 후에 1차 권선 양단 전압의 신호 역전에서 종료하게 되면 통합된 측정 신호에서 다른 에러가 발생할 수도 있다. 이때 에러는 스위칭 주파수에 비례하는 것으로 나타난다. 본 발명에 의하면, 이것에 대한 정정은 스위치 모드 전원장치가 홀드 커패시터에 접속되어 상기 홀드 커패시터를 정정 전류로 방전시키는 전류-전달 소자(current-carrying element)를 더 포함한다는 점에서 달성되는데, 필요하면 상기 정정 신호는 상기 스위칭 소자의 개방 및 폐쇄 주파수에 비례하게 될 것이다.
스위치 모드 전원장치의 스위칭 주파수가 고정되어 있거나 또는 아주 좁은 한계 내에서 변하는 경우 상기 정정 신호의 고정된 값은 충분하다. 특히 가변 스위칭 주파수들을 갖는 스위치 모드 전원장치에 대해서 정정 신호가 스위칭 소자의 개방 및 폐쇄 주파수에 비례하는 일 실시예에 의해 더 복잡한 정정이 달성된다. 이런 목적에 알맞은 전류 전달 소자(current carrying element)는 클럭 신호에 맞추어 맥동 전류(pulsating current)를 공급하며 클럭 신호의 각 주기에서 정확한 양의 전류를 공급하는 클럭화된 전하 펌프를 공지하는 유럽 특허 출원 제 EP-A-0,574,982호를 참조하면 된다.
계산 시간이 윈도우 시간에 포함되는 경우, 전류 전달 소자는 또한 정류에 의해 측정 신호에서 생성된 신호 분배의 결과로 측정 신호에서 정적 에러에 대한정정을 허용한다.
본 발명의 이들 및 다른 양상은 첨부된 도면과 연계해서 상술되고 명료하게 될 것이다.
도면들에서 동일한 기능 또는 목적을 갖는 소자들 또는 부분들은 동일한 참조 부호들을 갖는다.
도 1은 본 발명에 따른 스위치 모드 전원장치의 일 실시예의 블럭도를 도시한다. 전원장치(power supply)는 제 1 공급 단자(2) 및 제 2 공급 단자(4)에서 주 공급 전압(Ui)을 수신한다. 이 주 공급 전압은, 예를 들면 간선 전압(mains voltage)인, 직류 전압 또는 정류된(rectified) 교류 전압일 수 있다. 한 실시예로, 상기 제 1 공급 단자(2) 상의 전압은 상기 제 2 공급 단자(4) 상의 전압에 상대적으로 정의(positive) 값을 갖는데, 상기 제 2 공급 단자(4) 상의 전압은 그라운드된 것으로 간주된다. 변압기(10)의 제어 가능한 스위칭 소자(6) 및 1차 권선(8)은 제 1 공급 단자(2)와 제 2 공급 단자(4) 사이에서 직렬로 접속되고, 1차 권선 단부(12)는 제 1 공급 단자(2)에 접속되고 2차 권선 단부(14)는 제어 가능한 스위칭 소자(6)에 접속된다. 상기 제어 가능한 스위칭 소자(6)는, 예를 들면, 바이폴라 트랜지스터 또는 MOS 트랜지스터를 포함할 수도 있다. 변압기(10)는 2차 권선(16)을 더 포함하는데, 상기 2차 권선은 다이오드(18)에 의해 평활 커패시터(20) 및 부하(22)에 접속되고, 상기 부하는 본 실시예에서 저항기로 묘사되었지만, 모터, 재충전 가능한 배터리, 또는 전력을 공급받게 되는 전기 장치와 같은 임의의 다른 부하도 가능하다. 변압기(10)의 권선 근처의 점들은 권선 방향을 나타낸다. 제어 가능한 스위칭 소자(6)는 구동 신호(Ud)에 의해 주기적으로 개방되고 폐쇄되며, 상기 구동 신호는 구동 수단(24)에 의해 공급되고, 상기 구동 수단은 제어 신호(Uc)에 의존하여 상기 구동 신호(Ud)의 펄스 폭을 변화시킨다. 다이오드(26)와, 제너 다이오드(28) 및 저항기(30)를 포함하는 스너버 회로는 1차 권선(8)과 병렬로 접속된다. 상기 저항기(30) 양단의 전압은 제 1 인터페이스 회로(32)에 의해 측정되고, 상기 인터페이스 회로는 상기 저항기(30) 양단의 전압을 스너버 신호(Isn)로 변환시킨다. 상기 제 2 권선 단부(14) 상의 전압(Usw)은 제 2 인터페이스 회로(34)에 의해 측정되고 측정 신호(Im)로 변환된다. 상기 스너버신호(Isn)와 측정 신호(Im)는 논리 유닛(36)에 인가되고, 상기 논리 유닛은 이들 신호들로부터 윈도우 신호(WS)를 발생한다. 측정 신호(Im)는 또한 제어 가능한 스위치(38)로 인가되고, 상기 스위치(38)는 윈도우 신호(WS)의 제어하에서 측정 신호(Im)를 전송한다. 이렇게 시간 선택적으로 전송된 측정 신호(Im)는 적분기(40) 내에서 통합되며, 상기 적분기(40)는 구동 수단(24)을 향해 제어 신호(Uc)를 발생한다.
스위치 모드 전원장치의 동작은 자체 공지되어 있다. 제어 가능한 스위칭 소자(6)가 폐쇄되는 경우 1차 전류(primary current; Ip)는 선형적으로 증가하고, 다이오드(18)는 차단된다. 상기 제어 가능한 스위칭 소자(6)가 개방된 후에 축적된 자기 에너지는 2차 권선(16)으로 전송된다. 누설 인덕턴스의 결과로서 자기화 전류(magnetizing current)는 2차측으로 즉시 정류되지 않고 정류 시간(tc) 동안 전류들은 1차 권선(8)과 2차 권선(16) 둘 다에서 흐르게 된다. 1차 전류(Ip)는 이때 아주 급속하게 감소하고 1차 권선(8) 양단에 아주 큰 정의(positive) 전압 피크를 발생하는데, 상기 정의 피크 전압은 스너버 회로의 제너 다이오드(28)에 의해 제한된다. 도 2는 2차 권선 단부(14) 상의 전압(Usw)을 도시하는데, 상기 전압(Usw)은 공급 전압(Ui)과 1차 권선 전압의 합이다. 정류의 결과로서 권선 전압은 부호를 변화시키고, 그 결과 2차 회로의 다이오드(18)는 턴온 상태로 되고 저장된 에너지는 부하(22)로 전송된다. 이때 2차 전류(Is)는 스위칭 소자(6)가 다시 턴온 될 때까지 감소한다. 상기 2차 전류(Is)가 0으로 감소하는 경우, 전원장치는 불연속 전도 모드(discontinuous conduction mode; DCM)에서 동작하게 된다. 도 2는 이 모드에 관한 것이다. 그러나, 전원장치는 연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)에서 동작할 수도 있는데, 상기 모드에서 스위칭 소자(6)는 2차 전류(Is)가 0으로 감소하기 전에 이미 턴온 상태로 되어있다. 이러한 경우 시간 윈도우의 끝지점은 스위칭 소자(6)가 턴온 상태로 되는 시점과 일치할 수 있다. 도 2에서 ts는 귀선 시간(flyback time)이고, 정류 시간(tc) 후에 2차 전류(Is)는 어떤 최대값에서 0으로 감소한다. 이 귀선 시간(ts) 동안 1차 권선(8) 양단의 전압(Us)은 2차 권선(16) 양단의 전압에 비례한다. 이 2차 전압(Us)은 부하(22) 양단의 전압, 다이오드(18) 양단의 전압 및 2차 권선(16)의 효과적인 내부 저항 양단의 전압의 합이다. 2차 전류(Is)의 감소로 인해 2차 전압 역시 감소 성분(Is*Rp)을 포함하는데, Rp는 다이오드(18)와 2차 권선(16)의 전체 저항이다.
1차 권선(8) 양단의 전압은 2차 전압을 나타내고 스위칭 소자(6)가 개방되는 순간, 예를 들면 정류 시간(tc) 이후, 즉 1차 전류(Ip)가 0이 될 때부터·측정 전압으로서 사용될 수 있다. 따라서, 시간 윈도우는 스위칭 소자(6)가 개방된 후에 1차 전압의 적절한 부분이 선택되는 것을 보장하기 위해서 필요로 된다. 정류 시간(tc)의 종료는 시간 윈도우의 시작으로서 선택될 수도 있다. 이 순간은 저항기(30)를 통해 흐르는 스너버 전류를 측정함으로써 결정된다. 스너버 전류가 0이되는 순간은 시간 윈도우(tw)의 시작을 정의한다. 스너버 전류가 0이 되는 순간에 1차 권선 전압은 역-변환 2차 전압(back-transformed secondary voltage)과 즉시 동일하게 되지는 않을 것이다. 이것은 누설 인덕턴스와 기생성 콘덴서가 1차측에서 LC회로를 형성하는 사실 때문인데, 상기 LC회로는 진폭이 감소하는 진동을 발생한다. 이 진동은 도 2에 도시된 바와 같이, 선형적으로 감소하는 측정 신호에 중첩한다. 평균적으로 이 진동은 통합된 측정 신호(Uc)의 크기에 대해 거의 또는 전혀 영향을 끼치지 않는다. 시간 윈도우는 2차 전류(Is)가, 적어도 DCM에서, 0이 되는 순간에 거의 종료한다. 이러한 경우, 1차 전압은 더 낮은 주파수를 갖는 전압으로 다시 감소하게 되는데, 상기 주파수는 더 작은 누설 인덕턴스 대신 1차 인덕턴스에 의해 결정된다. 이렇게 감소하는 1차 전압의 제 1 영교차는 시간 윈도우(tw)의 종료 지점을 결정하기 위해서 사용된다. CCM에서 종료 지점은 제어 가능한 스위칭 소자(6)가 턴온 상태로 되는 시점에 의해 결정된다.
따라서, 제어 가능한 스위칭 소자(6)가 개방되는 경우, 스너버 전류가 0이되는 때를 측정하고 1차 권선(8) 양단의 전압에서 영교차를 측정함으로써 1차 전압이 2차 전압을 나타내는 측정 신호로서 사용될 수 있고 피드백 신호로서 사용될 수 있는 시간 윈도우를 정의하는 것이 가능하다. 이 목적을 위해, 측정 신호는 시간 윈도우 동안 제어 가능한 스위치(38)에 의해 시간 선택적으로 전송되고 적분기(40)에서 평균된다. 부하(22) 양단의 감소하는 전압은 더 작아진 측정 신호(Im)와 더 작아진 제어 전압(Uc)으로 나타나게 된다. 구동 수단(24)은 구동 신호(Ud)의 듀티 사이클(duty cycle)을 증가시키고, 상기의 결과로서 스위칭 소자(6)는 더 오랜 시간 동안 전도 상태로 남게되고 더 많은 에너지가 변압기(10) 내에서 형성된다. 결과적으로, 2차 전압은 증가하고 부하 양단의 전압의 초기 감소는 제거된다.
스너버가 항상 필요하거나 바람직한 것은 아니다. 이 경우 다이오드(26)와 제너 다이오드(28)는 불필요하게 되고 저항기(30)는 도 1에서 점선으로 도시된 바와 같이, 제 1 공급 단자(2)와 제 1 권선 단부(12) 사이에 접속된다. 따라서, 1차 권선(8)을 흐르는 전류는 제 1 인터페이스 회로(32)에 의해 다시 측정될 수 있다. 이러한 대안은 도 3 및 도 5를 참조로 설명될 실시예들에서와 유사한 방식으로 도시될 것이다.
정류 시간(tc)은 시간 윈도우 내에 포함될 것이고, 상기 시간 윈도우는 스위칭 소자(6)가 턴오프 상태로 되는 시점에서 시작한다. 이러한 타이밍 관계는 도 1에서 구동 수단(24)과 논리 유닛(36) 사이에서 실선으로 도시되고 또한 CCM에서 타이밍 관계를 상징화하며, 상기 CCM에서 시간 윈도우의 종료는 스위칭 소자(6)가 턴온 상태로 되는 것과 일치한다. 정류 시간(tc)의 포함은 정류에 의해 측정 신호에서 유발되는 신호 분배로 인해 측정 신호에서 정적 측정 에러를 유발한다. 이 에러는 하기에 상세히 설명될 방식으로 정정될 수 있다.
도 3은 도 1에 도시된 전원장치 회로의 전압-전류 변환기들(30, 32)과 논리유닛을 상세히 도시한다. 제 1 전압-전류 변환기(32)는 자신의 비반전 입력이 제 1 공급 단자(2)에 접속되고 자신의 반전 입력이 저항기(30)에 접속된 차동 증폭기(42)를 포함한다. 차동 증폭기(42)의 출력은 PMOS 트랜지스터(44)의 게이트를 제어하고, 상기 트랜지스터(44)의 소스는 제 1 공급 단자(2)에 접속된다. 상기 PMOS 트랜지스터(44)의 드레인은 저항기(30)를 흐르는 스너버 전류의 측정인 전류(Isn)를 공급한다. 제 2 전압-전류 변환기(34)는 차동 증폭기(46)와, PMOS 트랜지스터(48)와, 다이오드(50) 및 저항기(52)를 포함한다. 차동 증폭기(46)의 비반전 입력은 제 1 공급 단자(2)에 접속되고, 그 반전 입력은 PMOS 트랜지스터(48)의 소스에 접속되며, 그 출력은 PMOS 트랜지스터(48)의 게이트에 접속된다. 또한, PMOS 트랜지스터(48)의 소스는 저항기(52)를 통해 제 2 권선 단부(14)에 접속되고 다이오드(50)를 통해 제 1공급 단자(2)에 접속된다. 다이오드(50)는 권선 단부(14) 상의 전압(Usw)이 입력 전압(Ui) 보다 높은 경우 차단되고, 그 결과 측정 전류(Im)는 PMOS 트랜지스터(48)를 통해 흐른다. 전류(Isn)는 제 1 전류 미러(56)의 입력 브랜치(54) 안으로 흐른다. 전류(Im)는 제 2 전류 미러(60)의 입력 브랜치(58) 안으로 흐른다. 제 1 전류 미러(56)의 출력 브랜치(62)는 제 3 출력 미러(66)의 출력 브랜치(64)에 접속되고, 상기 제 3 전류 미러(66)의 입력 브랜치(68)는 기준 전류원(70)에 접속된다. 따라서, 기준 전류원(70)에서의 기준 전류와 전류(Isn)의 차이가 측정된다. 이 차이는 증폭되어 버퍼(72)에서 세트 신호(ST)를 형성하게 된다. 유사하게, 출력 브랜치(74)는 제 3 전류 미러(66)의 출력 브랜치(76)에 접속되어 전류(Im)와 기준 전류를 비교하게 되고, 전류 차이는 버퍼(78)에서 리세트 신호(RT)로 변환된다. 도 4는 제 2 권선 단부(14) 상의 전압(Usw)과 함께 세트 신호(ST)와 리세트 신호(RT)를 도시한다. 정류 동안 전류는 스너버 저항기(30)를 통해 흐르고 세트 신호(ST)는 하이이다. 리세트 신호는 전압(Usw)이 전압(Ui) 보다 높은 경우 하이이다. 전압(Usw)의 소멸(decay)은 바람직하지 않은 신호를 유발시키는데, 이것은 메모리 소자에 의해 방지될 수 있다.
논리 유닛(36)은 다양한 방식으로 구현될 수 있다. 세트 신호(ST)에서 하강 에지(falling edge)와 리세트 신호(RT)에서 하강 에지는 시간 윈도우 신호(WS)를 공급하는 메모리 소자를 세트시키고 리세트 시키도록 사용될 수 있다. 시간 윈도우는 메모리 소자(80)에 의해 발생될 수 있는데, 상기 메모리 소자는 에지를 사용하지 않지만 세팅을 위해서 세트 신호(ST)를 사용하고 리세팅을 위해서 반전된 리세트 신호(RT)를 사용한다. 스위치 모드 전원장치가 연속 전도 모드에서 동작하는 경우 시간 윈도우의 종료는 스위칭 소자(6)의 턴온 상태로 되는 시점에 의해 결정된다. 이러한 경우 구동 수단(24)은 논리 유닛(36)으로 적절한 신호(Id)를 공급하고, 상기 논리 유닛에서 리세트 신호가 유도된다.
도 5는 도 1의 스위치 모드 전원장치의 다른 실시예를 상세하게 도시하고 있다. 제 1 전압-전류 변환기(32)는 저항기(84)를 통해 제너 다이오드(28)와 저항기(30) 사이의 노드에 접속된 소스를 구비하는 PMOS 트랜지스터(82)를 포함한다. 제 2 전압-전류 변환기(34)는 소스가, 도 3과 동일한 방식으로, 현재의 경우제너 다이오드인, 다이오드(50)와 저항기(52)에 접속되는 PMOS 트랜지스터(86)를 포함한다. 상기 PMOS 트랜지스터(82)의 게이트는 다이오드 접속된 PMOS 트랜지스터(88)의 게이트에 상호접속되고, 상기 다이오드 접속된 PMOS 트랜지스터(88)의 게이트와 드레인은 상호 접속되고 소스는 제 1 공급 단자(2)에 접속된다. 상기 PMOS 트랜지스터(88)를 통해 흐르는 바이어스 전류(IB)는 바이어스 전류원(90)에 의해 공급되고, 상기 바이어스 전류원(90)은 PMOS 트랜지스터(88)의 드레인과 제 1 전류 미러(56)의 입력 브랜치(54) 사이에 접속된다. PMOS 트랜지스터(86)의 게이트는 다이오드 접속된 PMOS 트랜지스터(87)의 게이트에 상호접속되고, 상기 다이오드 접속된 PMOS 트랜지스터(87)의 게이트와 드레인은 상호접속되고 그 소스는 제 1 공급 단자(2)에 접속된다. 작은 시작 전류는 PMOS 트랜지스터(87)를 통해 흐르고 전류원(89)에 의해 공급되며, 상기 전류원(89)은 PMOS 트랜지스터(87)의 드레인과 그라운드 사이에 접속된다. 또한, 제 2 전류 미러(60)의 출력 브랜치(75)가 PMOS 트랜지스터(87)의 드레인에 접속되기 때문에 PMOS 트랜지스터(86)를 흐르는 전류와 동일한 전류가 PMOS 트랜지스터(87)를 통해 흐른다. 결과적으로, 거의 동일한 전류가 PMOS 트랜지스터들(86, 87)을 통해 흐르게 되고 이들 트랜지스터들의 게이트-소스 전압은 서로 거의 동일하게 된다. 회로들의 단순성은 이 실시예가 집적에 대해 아주 적합하도록 한다. PMOS 고전압 트랜지스터들이 사용되는 경우, 높은 공급 전압(Ui)과 전자 신호 회로 사이를 분리(isolation)하는 것은 가능하다.
만약 필요하면, 측정 신호(Im)는 귀선 시간 내에 적절한 시간 윈도우를 생성하도록 다른 타이밍 신호들을 발생하기 위해서 다수의 기준들과 비교될 수 있다. 이러한 목적을 위해, 제 2 전류 미러(60)는 제 3 출력 미러(66)의 각 출력 브랜치들과 각 버퍼들에 접속된 출력 브랜치들을 더 포함할 수 있다. 여러 기준들은, 예를 들면 제 3 전류 미러(66)의 출력 브랜치들 각각으로 입력 브랜치(68) 보다는 다른 전류 이득을 제공함으로서 얻어진다.
제 2 전류 미러(60)는 기준 전류원(94)에 접속된 출력 브랜치(92)를 구비한다. 미러 전류(mirrored current; Im)와 기준 전류원(94)에서의 기준 전류(Iref) 사이의 차이는 제어 가능한 스위치(38)를 통해 홀드 커패시터(96)로 흐르고, 상기 커패시터는 논리 유닛(36)의 시간 윈도우 신호(WS)의 제어 하에서 시간 윈도우 동안 차이 전류를 통합한다. 상기 홀드 커패시터(96) 양단의 제어 전압(Uc)은 구동 신호(Ud)의 듀티 사이클을 결정하고 구동 수단(24)은 현 경우에 있어서 NMOS 트랜지스터인 제어 가능한 스위칭 소자(6)를 구동한다. 부하(22) 양단의 출력 전압은 기준 전류원(94)의 기준 전류(Iref)에 의해 조정될 수 있다.
스위치 모드 전원장치의 자주 사용되는 변화예는 제어 가능한 스위칭 소자(6)를 통해 흐르는 피크 전류가 감시되는 전류 모드 제어에 따라 동작한다. 도 6은 전류 모드 제어에 따라 동작하는 실시예를 상세하게 도시한다. 제어 가능한 스위칭 소자(6)와 직렬 접속된 저항기(98)가 포함되고, 상기 제어 가능한 스위칭 소자(6)가 폐쇄되는 경우 상기 저항기를 통해 1차 전류(Ip)가 흐른다. 상기 저항기(98) 양단의 전압은 비교기(100)에 의해 홀드 커패시터(96) 양단의 제어 전압(Uc)과 비교되고, 상기 비교기는 플립-플롭(flip-flop; 104)의 리세트 입력(102)을 구동하고, 상기 플립-플롭의 세트 입력(106)은 클럭 펄스 발진기(108)로부터 재귀적 펄스(recurrent pulse)를 수신한다. 상기 플립-플롭(104)은 제어 신호(Ud)를 제어 가능한 스위칭 소자(6)로 공급한다. 이러한 방식에서, 1차 전류(Ip)의 피크 값은 제어 전압(Uc)과 고정된 관계에 있을 것이고 입력 전압(Ui)의 변화에 의해 영향을 받지 않을 것이다. 또한, 상기 제어 가능한 스위칭 소자(6)를 통과하는 전류는 이와 같이 안전한 값으로 제한된다.
도 7은 도 6의 회로와 유사한 회로를 도시하는데, 도 6에서 저항기(98) 양단의 전압과 홀드 커패시터(96) 양단의 제어 전압(Uc)은 도 3의 제 2 전압-전류 변환기(34)에 대응하는 타입의 전압-전류 변환기(118)에 의해 전류(Isw및 Ic)로 각각 변환되었다. 제어 전류(Ic)는 전류 미러(110)에 의해 미러되고(mirrored) 전류(Isw)와 비교되며, 전류 차이는 버퍼(112)를 통해 플립-플롭(104)의 리세트 입력(102)를 구동한다. 전류 모드 제어 배치는 도 2에 도시된 측정 신호(Im)에서 감소 성분(Is*Rp)에 대한 정정의 가능성을 더 제공하는데, 그 이유는 1차 전류(Ip)의 피크 값이 전류의 피크 값에 비례하기 때문이다. 이러한 목적 때문에, 제어 전류(Ic)는 분리된 출력 브랜치를 갖는 전류 미러(110)를 통해 보상 전류(Icmp)로서 기준 전류원(94)에서의 기준 전류(Iref)와 측정 전류(Im)를 수신하는 지점으로 피드백된다. 보상 전류(Icmp)의 크기는 측정 신호의 삼각 성분의 면적에 비례하고 그 결과 가능한 부하 변화에 따라 변한다. 높은 부하는 큰 2차 피크 전류를 발생시키고, 그 결과, 큰 1차 전류를 발생시킨다. 제어 전압(Uc)과 1차 전류의 피크 값 사이의 고정된 관계로 인해, 제어 전압(Uc) 또는 제어 전류(Ic)는 2차 피크 전류의 측정이고 그러므로 측정 신호에서 삼각형 성분의 면적의 측정이다. 보상 전류(Icmp)는 측정 신호와 동일한 시간 윈도우로 통과해야만 한다.
도 2에서, 2차 전류가 0이되는 순간과 1차 전압이 처음으로 0을 통과하는 순간 사이에 시간 차이(tf)가 있다. 그 결과, 시간 윈도우는 약간 너무 길게된다. 이것은, 예를 들면 전류원(114)으로 홀드 커패시터(96)에서 전류(1crr)를 철회함으로써 정정될 수 있다. 시간 차이(tf) 동안 측정 신호(Im)는 기생성 콘덴서와 공동으로 1차 인덕턴스에 의해 유발되는 소멸로 인해 아직 0이 아니고 에러 전류는 홀드 커패시터(96)로 흐른다. 소정의 출력 전압에 대해서 시간(tf)은 일정하고, 그 결과 홀드 커패시터(96)는 스위칭 주기(T) 마다 전하 여분(charge surplus)을 수신한다. 이것은 전류원(114)에 의해 정정될 수 있다. 정류 시간(tc)이 윈도우 시간 내에 포함되면 유사한 정적 에러가 발생한다. 전원장치의 스위칭 주파수가 변하게 되면,전류원(114)의 전류(Icrr)를 주파수에 의존하도록 하는 것이 바람직하다. 이러한 목적에 알맞은 전류원에 대한 참조 설명은 앞서 언급된 유럽 특허 출원 EP-A-0 574 982에 잘 나타나 있는데, 상기 특허 출원은 클럭 신호에 맞추어 맥동 전류를 공급하고 클럭 신호의 각 주기마다 잘 정의된 양의 전하를 공급하는 클럭화된 전하 펌프를 공지한다. 이러한 공지된 전하 펌프는, 예를 들면 구동 신호(Ud)로부터 유도되는 신호에 의해 클럭화될 수 있다.
도 8은 전압 의존의 톱니파 발진기(120)를 갖는 다른 실시예를 도시하는데, 상기 발진기(120)는 플립-플롭(104)의 세트 입력(106)이 스위칭 소자(6)를 구동하도록 한다. 스위칭 소자(6)를 통과하는 전류는 저항기(98)에 의해 다시 감지된다. 비교기(122)는 저항기(98) 양단의 전압을 기준 전압(Vref)과 비교한다. 상기 비교기(122)는 플립-플롭(104)의 리세트 입력(102)을 구동한다. 이것은 1차 권선을 통과하는 피크 전류가 고정되는 것을 보장한다. 이때 측정 신호의 삼각형 성분의 면적은 또한 고정되고 전류원(124 및 Icorr2)에 의해 대표되는 기준 전류(Iref)의 고정된 정정을 적용하는 것은 충분하다. 발진기(120)는 금지 입력(inhibit input; 126)을 더 구비하는데, 상기 입력(126)으로 시간 윈도우 신호(WS)가 인가된다. 상기 발진기(120)는 시간 윈도우 신호(WS)의 끝에서 또는 홀드 커패시터 상의 전압에 의해 규정된 것보다 훨씬 늦게(오프-타임 변조) 세트 신호를 발생한다.
명백하게, 측정 신호 내의 삼각형 성분에 대한 상술된 보상과 시간 차이(tf및/또는 tc)에 대한 정정은 변압기의 1차 권선이 피드백 권선으로서 사용되지 않지만 변압기가 이러한 목적을 위해 분리된 권선을 구비하는, 또는 광결합기가 사용되는 스위치 모드 전원장치에서 사용될 수 있다.
상기 상술된 실시예는 주로 신호 전류들, 전류 비교기들 및 전류 미러들을 활용한다. 명백하게, 신호 전압들, 기준 전압들 및 전압 비교기들 등을 사용하는 것도 가능하다. 도시된 트랜지스터들은 예를 들면 바이폴라 트랜지스터들 또는 MOS 트랜지스터들인 임의의 요구되는 타입일 수 있다. 제 1 메인 전극, 제 2 메인 전극 및 제어 전극은 각각 바이폴라 트랜지스터의 에미터, 컬렉터 및 베이스에 해당하고 MOS 트랜지스터에 대해서 소스, 드레인 및 게이트에 각각 해당한다.
도 1에 도시된 구동 수단은 스위칭 소자(6)의 구동 신호(Ud)의 펄스-폭 변조(pulse-width modulation; PWM)에 기초한다. 그러나, 이것은 본 발명에 필수적인 것은 아니다. 예를 들면, 제어 신호(Uc)는 부하 양단의 출력 전압을 안정화시키기 위해서 구동 신호(Ud)의 주파수를 또한 변화시킨다.

Claims (15)

  1. 스위치 모드 전원장치(switched-mode power supply)로서, 주 공급 전압의 접속을 위한 제 1(first; 2) 및 제 2(second; 4) 공급 단자와; 상기 제 1 공급 단자(2)에 접속된 제 1 권선 단부(12)와 제 2 권선 단부(14)를 갖는 1차 권선(8)과 측정 신호의 발생을 위한 피드백 권선을 구비하는 변압기(10)와; 구동 신호의 제어 하에서 스위칭 소자(6)를 개방하고 폐쇄함으로써 1차 권선(8)을 통해 주기적으로 인터럽트된 1차 전류를 발생하기 위해 상기 제 2 권선 단부(14)와 제 2 공급 단자(4) 사이에 접속된 제어 가능한 스위칭 소자(6)와; 측정 신호에 응답하여 구동 신호를 발생하기 위한 구동 수단(24)을 포함하며, 상기 피드백 권선은 1차 권선(8)인 스위치 모드 전원장치에 있어서,
    상기 스위치 모드 전원장치는 스위칭 소자(6)의 개방 상태에서 측정 신호(Im)를 시간 선택적으로 전송하기 위해 시간 윈도우 신호(WS)를 발생하기 위한 시간 윈도우 수단(32, 34, 36)을 포함하며,
    상기 시간 윈도우 수단은 스위칭 소자(6)의 개방 후에 1차 전류에서 영교차를 검출하기 위한 제 1 수단(26, 28, 30, 32, 56, 72)과, 스위칭 소자(6)의 개방 후에 1차 권선(8) 양단에서 우세한 1차 전압에서 영교차를 검출하기 위한 제 2 수단(34, 14, 60, 78), 및 제 1 수단에 의해 발생되는 세트 신호(ST)를 수신하기 위한 세트 입력과 제 2 수단에 의해 발생되는 리세트 신호(RT)를 수신하기 위한 리세트 입력을 가지며, 시간 윈도우 신호(WS)를 공급하기 위한 출력을 갖는 논리유닛(36, 80)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 수단은, 1차 권선(8)의 양단에 접속되고, 스위칭 소자(6)의 폐쇄 상태에서 비전도성인 스너버 회로(26, 28); 및 상기 스너버 회로(26, 28)를 통과하는 신호 전류를 세트 신호로 변환하기 위한 인터페이스 회로(30, 32)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 인터페이스 회로는, 상기 스너버 회로를 제 1 공급 단자(2)로 접속하기 위해 상기 스너버 회로(26, 28)와 직렬로 배치되는 제 1 저항기(30)와; 상기 제 1 저항기(30)와 상기 스너버 회로(28, 26)에 접속된 제 1 메인 전극과, 상기 제 1 저항기 양단의 신호 전압에 응답하여 전류(Isn)를 공급하기 위한 제 2 메인 전극, 및 제 1 바이어스 전압원(88)에 접속된 제어 전극을 구비하는 제 1 트랜지스터(82)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 수단은, 상기 1차 권선(8)을 통과하는 신호 전류를 세트 신호로 변환하기 위한 인터페이스 회로(30, 32)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 인터페이스 회로는, 상기 제 1 공급 단자(2)와 상기 제 1 권선 단부(12) 사이에 접속된 제 1 저항기(30)와; 상기 제 1 저항기(30)와; 상기 제 1 권선 단부(12)에 접속된 제 1 메인 전극과, 상기 제 1 저항기(30) 양단의 신호 전압에 응답하여 전류(Isn)를 공급하기 위한 제 2 메인 전극, 및 제 1 바이어스 전압원(88)에 접속된 제어 전극을 구비하는 제 1 트랜지스터(82)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  6. 제 3항 또는 제 5항에 있어서,
    상기 제 1 바이어스 전압원은, 상기 제 1 공급 단자(2)에 접속된 제 1 메인 전극과, 제 1 바이어스 전류원(90)에 접속된 제 2 메인 전극, 및 상기 제 2 트랜지스터(88)의 상기 제 2 메인 전극과 상기 제 1 트랜지스터(82)의 제어 전극에 접속된 제어 전극을 구비하는 제 2 트랜지스터(88)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 인터페이스 회로는, 바이어스 전류원(90)을 통해 상기 제 1 트랜지스터(82)의 제 2 메인 전극에 접속된 입력 브랜치(54)와, 세트 신호(ST)를 발생하기 위해 상기 제 1 트랜지스터(82)의 제 2 메인 전극에 접속되는 출력 브랜치(62)를 구비하는 제 1 전류 미러(56)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 수단은, 1차 권선(8) 양단에 접속되고 상기 스위칭 소자(6)의 폐쇄 상태에서 전도성인 단방향 소자(50)와; 상기 단방향 소자(50)를 제 2 권선 단부(14)로 접속시키기 위해 상기 단방향 소자(50)와 직렬로 배치되는 제 2 저항기(52)와; 상기 제 2 저항기(52)와 단방향 소자(50)에 접속된 제 1 메인 전극과, 상기 제 2 저항기(52)를 통과하는 신호 전류에 응답하여 전류(Im)를 공급하기 위한 제 2 메인 전극, 및 제 2 바이어스 전압원(87)에 접속된 제어 전극을 구비하는 제 3 트랜지스터(86)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치 .
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 제 2 수단은, 상기 제 3 트랜지스터(86)의 제 2 메인 전극에 접속된 입력 브랜치(58)를 구비하고, 리세트 신호(RT)를 발생하기 위해서 기준 전류원(70)에 접속된 적어도 하나의 출력 브랜치(74)를 구비하는 제 2 전류 미러(60)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 제 2 바이어스 전압원은, 제 1 공급 단자(2)에 접속된 제 1 메인 전극과, 제 2 바이어스 전류원(89)과 상기 제 2 전류 미러(60)의 다른 출력 브랜치(75)에 접속된 제 2 메인 전극, 및 제 4 트랜지스터(87)의 제 2 메인 전극과 상기 제 2 트랜지스터(86)의 제어 전극에 접속된 제어 전극을 구비하는 제 4 트랜지스터(87)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 제 2 전류 미러(60)는, 다른 전류를 공급하기 위해서 다른 기준 전류원(94)에 접속된 다른 출력 브랜치(92)를 포함하고; 상기 스위치 모드 전원장치는 홀드 커패시터(96)와 시간 윈도우 신호(WS)의 제어 하에서 상기 홀드 커패시터(96)로 상기 다른 전류를 전송하기 위한 제어 가능한 스위치(38)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 스위치 모드 전원장치는, 상기 스위칭 소자(6)를 통해 흐르는 전류의 측정인 제 1 신호(Isw)를 발생하기 위한 수단(98, 118)과; 상기 홀드 커패시터(96) 양단의 전압(Uc)의 측정인 제 2 신호(Ic)를 상기 제 1 신호(Isw)와 비교하기 위한 수단(110, 112)과; 상기 제 1 신호(Isw)와 상기 제 2 신호(Ic)의 비교에 응답하여 구동 신호(Ud)를 발생하기 위한 수단(104, 108)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 스위치 모드 전원장치는, 상기 홀드 커패시터(96) 양단의 전압을 보상 전류(Icmp)로 변환하기 위한 수단(116, 110); 및 상기 보상 전류를 상기 다른 전류에 부가하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 스위치 모드 전원장치는, 상기 홀드 커패시터(96)에 접속되어 상기 홀드 커패시터(96)를 정정 전류(Icrr)로 방전하기 위해 전류-전달 수단(current-carrying element; 114)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 정정 신호(Icrr)는 상기 스위칭 소자(6)의 개방 및 폐쇄의 주파수에 비례하는 것을 특징으로 하는, 스위치 모드 전원장치.
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