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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Leistungswandler vom
Typ mit Unterbrechung bzw. Anschnittsteuerung einer niedrigen Speisespannung.
Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf isolierte Stromversorgungen,
d.h. ohne gemeinsamen Punkt zwischen der Eingangsspannung (beispielsweise
dem Wechselstromnetz) und der geregelten Ausgangsgleichspannung.
Die Isolation wird mit Hilfe eines Transformators erreicht, von
dem eine Primärwicklung
einem in Impulsbreitenmodulation gesteuerten Kommutator zugeordnet
ist und von dem eine Sekundärwicklung
einer Diode und einem die Ausgangsspannung liefernden Kondensator
zugeordnet ist. Das Dokument EP-A-0 529 366 beschreibt eine Steuerspannung
für einen
Unterbrecher- bzw. Anschnittsteuer-Schalter einer der Primärwicklung eines
Transformators zugeführten
Speisespannung. Diese Schaltung weist einen Widerstand zum Messen
des Stroms in dem Unterbrecher- bzw. Anschnittsteuer-Schalter und
einen Komparator zum Vergleich relativ bezüglich einem Schwellwert auf.
Die Ausgangsgröße des Komparators
wird mit Verzögerung bezüglich den Öffnungs/Schließ-Steuerbefehlen des Unterbrechungsschalters
in Betracht gezogen, und zwar mittels eines MOS-Transistors, dessen
Gate das Steuersignal des Schalters nach Durchlaufen einer RC-Schaltung
zugeführt
wird.
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1 zeigt
ein herkömmliches
Beispiel einer Speisung mit Unterbrechung (bzw. Anschnittsteuerung)
des Typs, auf welchen sich die vorliegende Erfindung bezieht. Zwei
Eingangsanschlüsse
P, N erhalten eine Wechselspannung Vac zugeführt, beispielsweise die Netzspannung.
Diese Spannung Vac erfährt
eine Gleichrichtung, beispielsweise eine Zweiweg-Gleichrichtung
mit Hilfe einer Diodenbrücke 1.
Die Wechselstrom-Eingangsanschlüsse
der Brücke 1 sind
mit den Anschlüssen
P und N verbunden, ihre Gleichricht-Ausgangsanschlüsse 2, 3 liefern
eine Spannung Vr. Die Spannung Vr wird im allgemeinen geglättet mit
Hilfe eines Kondensators C1, der zwischen den Anschlüssen 2 und 3 angeschlossen
ist, welche die Eingangsanschlüsse
der eigentlichen Stromversorgung mit Schaltunterbrechung bilden.
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Der
Wandler von 1 stellt einen unter der Bezeichnung
,flyback' bekannten
Wandler dar, in welchem ein Transformator 4 mit invertierten
Phasenpunkten mit seiner Primärwicklung 5 in
Reihe mit einem Unterbrecherschalter 6 zwischen den Anschlüssen 2 und 3 liegt.
Der Phasenpunkt der Wicklung 5 ist mit einem Anschluss
des Kommutators 6 verbunden, dessen anderer Anschluss mit
dem Anschluss 3 verbunden ist. Der Unterbrecher bzw. Kommutator 6 wird
im Unterbrecher- bzw. Anschnittsteuer-Mode gesteuert mit einer nicht hörbaren Frequenz
(allgemein von mehr als 20 kHz). Eine Sekundärwicklung 7 des Transformators 4 ist
einem Kondensator C2 zugeordnet, an dessen Anschlüssen Sp
und Sn die Ausgangs-Gleichspannung
Vout geliefert wird. Der Phasenpunkt der Wicklung 7 ist
mit dem Anschluss Sp über
eine Diode D1 verbunden, die Kathode der Diode D1 mit dem Anschluss
Sp. Der andere Anschluss der Wicklung 7 ist mit dem Anschluss
Sn verbunden. Die Masse-Anschlüsse 3 und
Sn sind voneinander mittels eines Kondensators Ci isoliert.
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Im
Schließzustand
des Schalters 6 befindet sich der Phasenpunkt der Wicklung 7 auf
einem negativen Potential. Die Diode D1 ist daher gesperrt und in
der Primärwicklung 5 wird
ein Strom gespeichert. Beim Öffnen
des Kommutators 6 werden beide Phasenpunkte der Wicklungen 5 und 7 positiv.
Die Diode D1 ist dann in Durchlassrichtung vorgespannt. Der Kondensator
C2 wird dann mit der an die Sekundärwicklung 7 übertragenen
Energie geladen.
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Der
Kommutator 6 (beispielsweise ein MOS-Transistor) ist im
Beispiel von 1 in eine Schaltung 10 mit
seiner elektronischen Steuerschaltung integriert. Ein von der Firma
STMicroelectronics kommerzialisiertes Beispiel einer derartigen
integrierten Schaltung ist unter der Handelsbezeichnung VIPER bekannt.
Die VIPER-Schaltung weist einen Eingangsanschluss Vdd zur Zufuhr
einer positiven Speisespannung, einen mit Masse 3 verbundenen Bezugsspannungsanschluss
Vss sowie einen Anschluss OSC zur Konditionierung einer Oszillationsfrequenz
auf. Die Schaltung 10 weist des weiteren einen Anschluss
COMP zur Kompensation der Regelschleife auf, der über einen
Widerstand R5 in Reihe mit einem Kondensator C5 mit Masse 3 verbunden ist.
Schließlich
ist ein Anschluss 12 mit dem Drain-Anschluss des integrierten
N-Kanal-Transistors verbunden, dessen Source-Anschluss mit dem Anschluss
Vss verbunden ist. Das Gate des Transistors 6 ist am Ausgang
einer Steuerschaltung 11 (CTRL) angeschlossen. Diese Schaltung 11 weist
einen (nicht dargestellten) Komparator auf, der an einem ersten
Eingang eine interne Bezugsspannung zugeführt erhält und an einem zweiten Eingang
intern mit dem positiven Speise- bzw. Stromversorgungsanschluss
verbunden ist. Die Steuerung, d.h. die Änderung der Breite der Steuerimpulse
des Schalters 6, erfolgt beispielsweise unter Verwendung
einer Regelschleife der integrierten Schaltung 10, welche
ihre Speisespannung (Vdd-Vss) aufrecht zu halten sucht. Dieser Typ
Regelung erfolgt auf der Primärseite
des Transformators. Man kann auch die Ausgangsspannung regeln, ausgehend
von einer sekundärseitigen Messung,
die durch ein Element zur galvanischen Isolierung (beispielsweise
einen Optokoppler) übertragen
wird. Der Anschluss OSC ist mit dem Mittel- bzw. Knotenpunkt einer
Reihenschaltung aus einem Widerstand R3 und einem Kondensator C3
zwischen einer lokalen Speiseleitung 13 der Schaltung 10 und Masse
verbunden. Der Widerstand R3 und der Kondensator C3 legen die Oszillationsfrequenz
fest. Zwischen dem Anschluss 13 und dem Anschluss 3 liegt ein
Kondensator C4 zur Filterung der örtlichen Speisespannung.
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Ein
Problem, das sich in den Wandlern dieses flyback-Typs stellt, besteht
darin, dass beim Auftreten eines Kurzschlusses im Ausgang des Leistungs wandlers
die Diode D1 und der Transformator 4 nicht geschützt sind.
Sie laufen daher Gefahr, unter Wirkung des den Transformator durchfließenden hohen
Stroms beschädigt
zu werden. Des weiteren wird bei einem Schmelzen des Transformators
die galvanische Isolierung zerstört,
was besonders gefährlich ist,
wenn der Leistungskonverter aus dem Netz gespeist wird. Im allgemeinen
legen Normen die Dauer der Kurzschlussfestigkeit eines Leistungskonverters dieses
Typs fest.
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Bei
einer Anwendung auf einen geschalteten Konverter (,switched mode
converter') ist
die lokale Speiseleitung 13 der Schaltung 10 häufig, wie
in 1 veranschaulicht, durch eine Diode D2 mit dem Phasenpunkt
einer Hilfswicklung 8 des Transformators 4 verbunden.
In diesem Fall ist der andere Anschluss der Hilfswicklung 8 mit
dem Bezugsanschluss 3 der gleichgerichteten Spannung verbunden.
Die Hilfswicklung 8 hat die Aufgabe, die Speisespannung
Vdd der Schaltung 10 zu liefern. Die Ausgangsspannung wird
dann durch das Übersetzungsverhältnis zwischen
der Hilfswicklung 8 und der Sekundärwicklung 7 festgelegt.
Man verwendet eine Hilfswicklung 8, die ein Bild der Ausgangsspannung gibt,
wobei diese in direkter Phasenbeziehung mit der Sekundärwicklung 7 steht.
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In
einer derartigen Anordnung kann man einen (nicht dargestellten)
Stromdetektor in Reihe mit dem Unterbrecherschalter 6 vorsehen.
Das Ergebnis dieser Detektion wird dann einem Komparator zugeführt, der
mit Hilfe geeigneter logischer Schaltungen den Schalter 6 öffnet, sobald
der Strom einen Schwellwert übersteigt.
Man verringert so die an die Sekundärseite übertragene Energiemenge. Da
ferner die Hilfswicklung 8 in direkter Phasenbeziehung mit
der Sekundärwicklung 7 steht,
wird der an den Anschlüssen
der Sekundärwicklung
auftretende Spannungsabfall am Ende einer von dem Betrag des Kondensators
C4 abhängigen
Zeit von der Speiseleitung der Schaltung 10 wahrgenommen.
Die Stromversorgung der Schaltung 10 wird für ihren
Betrieb unzureichend, was das Öffnen
des Unterbrecherschalters 6 gewährleistet.
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Die 2, 3A, 3B und 3C veranschaulichen
die Arbeits- und Betriebsweise eines derartigen Leistungswandlers
im normalen Betrieb und bei Kurzschluss auf der Sekundärseite. 2 veranschaulicht
ein Beispiel des Verlaufs der Spannung VAUX an
den Anschlüssen
der Hilfswicklung 8 im normalen Betrieb. Die 3A, 3B und 3C geben
den Verlauf der Spannung VAUX, den Verlauf des
Stroms I in dem Unterbrecherschalter 6 bzw. den Verlauf
der örtlichen
Speisespannung Vdd der Schaltung 10 wieder, wenn die Sekundärseite des
Transformators sich in einem Kurzschlusszustand befindet.
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Im
normalen Betriebszustand steigt bei jedem Öffnen (Zeitpunkt t1) des Unterbrecherschalters 6 die
Spannung VAUX sprunghaft an, von einem negativen
Wert auf einen Demagnetisierungswert VDEM. Der
Wert VDEM wird erst nach einigen mit dem Öffnen des
Schalters 6 verbundenen parasitären Schwingungen erreicht.
Sobald die Demagnetisierung vollständig ist, fällt die Spannung VAUX (Zeitpunkt
t2) ab und weist um die Spannungs-Nulllinie zentrierte Schwingungen
auf, bis zum Schließen
(Zeitpunkt t3) des Unterbrecherschalters 6, wo die Spannung
VAUX wieder negativ wird. Denselben Wellenformverlauf erhält man an
den Anschlüssen
der Sekundärwicklung 7,
bevor die Spannung durch den Kondensator C2 gefiltert wird.
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Liegt
zwischen den Anschlüssen
Sp und Sn ein Kurzschluss vor (3A bis 3C),
so begrenzt man den Strom in dem Schalter 6 durch die zuvor
beschriebene Detektionsschaltung auf einen Wert Imax (Zeitpunkte
t10 bis t11). Man erkennt dann eine fortschreitende Verringerung
der Speisespannung Vdd der Schaltung 10 (3C).
Diese fortschreitende Verringerung erreicht einen Schwellwert (VddOFF), jenseits welchem die Schaltung 10 keine genügende Stromversorgung
mehr erhält.
Von diesem Zeitpunkt t11 an bleibt der Schalter 6 geöffnet und
es wird keinerlei Strom an die Sekundärseite übertragen. Dies setzt jedoch
die Startschaltung in Gang, die im allgemeinen einem Leistungswandler zugeordnet
ist. Dieser Neustart ruft eine fortschreitende Erhöhung der örtlichen
Speisespannung Vdd hervor. Sobald diese Spannung (Zeitpunkt t12)
den Betriebs-Schwellwert (VddON) der Schaltung 10 erreicht,
kommt es erneut zu erhöhten
Stromanforderungen (Zeitpunkte t12 bis t13). Die Spannung VAUX (3A) weist
bei jeder Stromspitze Schwingungen auf.
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Der
Maßstab
ist zwischen den 2 und 3A bis 3C unterschiedlich.
In 2 ist die Periode der Unterbrechung bzw. Anschnittsteuerung (in
der Größenordnung
von 10 Mikrosekunden) der Speisespannung dargestellt. In den 3A bis 3C ist
das die Zeitpunkte t10 und t11 trennende Zeitintervall dargestellt,
während
welchem die Abnahme der lokalen Speisespannung Vdd über mehrere
Abschaltzyklen hin stattfindet und beispielsweise etwa 100 Millisekunden
andauert.
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Zur
Einhaltung der Normen sieht man im allgemeinen ein periodisches
Tastverhältnis
vor, welches es den Transformatoren ermöglicht, die hohen Ströme Imax
(3B) auszuhalten, die, obwohl sie begrenzt sind,
doch bedeutsam größer als
der nominelle Betriebsstrom Inom im Normalbetrieb des Wandlers sind.
Beispielsweise liegt für
einen Nominalstrom von 2 A der Begrenzungsstrom in der Größenordnung
von 10 A.
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Ein
Problem, das bei dieser herkömmlichen Lösung bestehen
bleibt, besteht darin, dass der Transformator gleichwohl mit seiner
maximalen Leistung beansprucht wird. Daher erzeugt die Hilfswicklung
parasitäre
Störungen
(3A). Diese parasitären Ströme sind auch im normalen Regime
vorhanden, jedoch ist ihre Amplitude bei Kurzschluss auf der Sekundärseite viel
größer. Daher
hat man, obwohl die Hilfsspannung absinkt, häufig ausreichende Amplituden
für eine
autonome Speisung der Steuerschaltung.
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Ein
anderes Problem steht in Verbindung mit der Minimaldauer der Leitung
des Unterbrecherschalters 6. Tatsächlich muss man nach jedem Schließen den
Unterbrecherschalter 6 hinreichend rasch öffnen können; geschieht
dies nicht, kommt es zu keiner Demagnetisierung unter der schwachen
lokalen Speisespannung der Hilfsschaltung und der Strom ist dann
nicht mehr unter Kontrolle.
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Die
vorliegende Erfindung bezweckt die Schaffung eines Leistungswandlers
des Typs mit isolierter geschalteter Stromversorgung, bei welchem die
Nachteile der bekannten Wandler vermieden werden und der insbesondere
einen Kurzschluss seiner Ausgangsanschlüsse aushält.
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Eine
erste Lösung
wäre die
Verknüpfung
des Neustarts der Steuerschaltung des Unterbrecherschalters des
Wandlers mit einer vollständigen
Demagnetisierung der Hilfswicklung. Durch Detektion der Beendigung
der Entmagnetisierung würde
gewährleistet,
dass der Wandler nicht mehr in kontinuierlichem Mode (d.h. ohne
Demagnetisierung in jeder Periode) in Betrieb ist. Die Steuerung
der Hilfsspannung, d.h. des Punkts der Demagnetisierung, garantiert
die Kontrolle über
den Strom in dem Unterbrecherschalter. Man kann dann die Frequenz
der Schaltung 10 herabsetzen, was zur Folge hat, dass die
Stromspitzen weniger zahlreich sind. Außerdem wird das Problem des Übergangs
in kontinuierlichen Mode in dem Maße unterdrückt, in dem der Wandler in
einem diskontinuierlichen Mode gehalten wird.
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Eine
derartige Lösung
erfordert jedoch, die Hilfsspannung messen zu können. Da jedoch der Unterbrecherschalter
und seine Steuerschaltung integriert sind, wie dies in einer VIPER-Schaltung
der Fall ist, verfügt
man über
keinen Zugriffsanschluss zu dieser Hilfsspannung.
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Ein
weiterer Nachteil besteht darin, dass man durch einen Ausschluss
eines Betriebs in kontinuierlichem Mode sich die Realisierung eines
Wandlers für
zwei Spannungen (220 oder 110 V) versperrt. Tatsächlich sieht man in den für zwei Spannungen ausgelegten
Wandlern im allgemeinen einen Betrieb in diskontinuierlichem Mode
für 220
V und einen Betrieb in kontinuierlichem Mode für 110 V vor.
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Somit
bezweckt die Erfindung auch die Schaffung einer Lösung, die
mit einer Integration der Steuerschaltung für den Unterbrecherschalter
kompatibel ist, insbesondere mit einer integrierten Schaltung vom
VIPER-Typ und der entsprechenden Anzahl von Anschlüssen. Die
Erfindung bezweckt auch die Schaffung einer Lösung, welche einen Betrieb des
Wandlers in kontinuierlichem Mode gestattet.
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Näherhin sieht
die vorliegende Erfindung vor die Schaffung einer Steuerschaltung
für einen
Schalter zur Unterbrechung bzw. Anschnittsteuerung einer Speisespannung
einer Primärwicklung
eines Transformators in einem Leistungswandler, wobei die Schaltung
Mittel aufweist zur Detektion des Stroms in dem Schalter im geschlossenen
Zustand nach einer vorgegebenen Zeitdauer, welche jeweils auf jeden Schließvorgang
des Schalters folgt, sowie einen Komparator für diesen Strom relativ bezüglich einem Schwellwert,
wobei das Ergebnis dieses Komparators während einer vorbestimmten Zeit
um den Beginn eines Schließzyklus
des Unterbrecherschalters herum in Betracht gezogen wird.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das genannte Ergebnis
mit einer vorbestimmten Verzögerung
relativ bezüglich
dem Schließzeitpunkt
des Unterbrecherschalters berücksichtigt
wird.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Schaltung Mittel
zur Änderung
einer Frequenz der Unterbrechung der Speisespannung in Abhängigkeit
von dem durch den genannten Komparator gelieferten Resultat aufweist.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Schaltung mit
dem Unterbrechungs- bzw. Anschnittsteuerungsschalter integriert
ist.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der genannte Schwellwert
des Stroms gewählt
wird, um den Betrieb des Wandlers in kontinuierlichem Mode zuzulassen
oder nicht zuzulassen.
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Die
Erfindung betrifft auch einen Spannungswandler mit einer Steuerschaltung
für einen
Schalter der Stromzufuhr an eine Primärwicklung eines Transformators
mit invertierten Phasenpunkten, von welchem eine Wicklung einem
Kondensator zur Lieferung einer regulierten Ausgangsgleichspannung
zugeordnet ist.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass ein zur Festlegung
der Oszillationsfrequenz bestimmter Eingangsanschluss der Steuerschaltung
mit einer Speisespannung über
einen Widerstand verbunden ist, dessen Betrag in Abhängigkeit
von einer gewünschten
minimalen Schaltfrequenz gewählt
ist.
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Diese
sowie weitere Ziele, Gegenstände,
Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden in der folgenden nichteinschränkenden Beschreibung spezieller
Ausführungsbeispiele
im einzelnen auseinandergesetzt, in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren;
in diesen zeigen:
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die
bereits beschriebenen 1, 2, 3A, 3B und 3C eine
Darlegung des Standes der Technik und der Problemstellung,
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4 in
Blockschaltbildform eine Ausführungsform
einer integrierten Schaltung eines Leistungswandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung sowie
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5A, 5B, 5C, 5D, 5E, und 5F sowie 6 in
Form von Zeitdiagrammen die Arbeits- und Funktionsweise einer Steuerschaltung
gemäß der Erfindung.
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Gleiche
Elemente sind in den verschiedenen Figuren mit denselben Bezugsziffern
bezeichnet. Die 2, 3A bis 3C, 5A bis 5F und 6 sind
nicht maßstabsgetreu.
Aus Gründen
der Klarheit und Übersichtlichkeit
wurden nur die für
das Verständnis
der Erfindung notwendigen Elemente des Wandlers in den Figuren dargestellt
und werden im folgenden beschrieben. Insbeson dere wurde der Innenaufbau
einer integrierten Schaltung vom VIPER-Typ detailliert nur für die zur
Darstellung der Erfindung verwendeten Elemente beschrieben. Der übrige Teil
ihres Aufbaus sowie die Arbeits- und Funktionsweise einer derartigen
Schaltung ist bekannt.
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4 zeigt
eine Ausführungsform
einer Steuerschaltung eines Schalters zur Unterbrechung (Anschnittsteuerung)
einer Speisespannung gemäß der vorliegenden
Erfindung. Das Beispiel von 4 betrifft
den Fall einer Schaltung 20, in welcher der Unterbrecherschalter 6 (beispielsweise
ein N-Kanal-MOS-Transistor)
integriert ist. Es handelt sich um eine Schaltung, die beispielsweise
die integrierten Bauteile einer bekannten VIPER-Schaltung aufweist.
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Wie
zuvor, und obwohl dies in 4 nicht dargestellt
ist, bildet eine Schaltung gemäß der Erfindung
Teil eines Wandlers bzw. Umformers, dem am Eingang eine gleichgerichtete
und gefilterte Spannung zugeführt
wird. Diese Spannung wird beispielsweise durch Gleichrichten und
Filtern einer Speisewechselspannung erhalten. Jedoch kann die Eingangsspannung
von einer beliebigen Speisequelle herrühren, einschließlich einer
Gleichstromquelle.
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In
herkömmlicher
Weise ist der Schalter 6 in Reihe mit einer Primärwicklung
(5, 1) eines Isolationstransformators
zwischen den Anschlüssen zum
Anlegen der Eingangsspannung verbunden. Der Schalter 6 wird
in Impulsbreitenmodulation mit relativ hoher Frequenz (beispielsweise
mehrere zehn kHz) gesteuert. Ein Anschluss 12 der integrierten
Schaltung 20 entspricht dem Drain-Anschluss des Transistors 6 und
dient zur Verbindung mit dem Phasenpunkt der Primärwicklung.
Ein Anschluss 22 der Schaltung 20 entspricht einem
Anschluss für
eine Bezugsspannung Vss und ist zur Verbindung mit dem Bezugspotential
der Eingangsspannung (Anschluss 3, 1) bestimmt.
Die Schaltung 20 wird mit einer niedrigen Gleichspannung
Vdd gespeist. Diese Spannung wird wie zuvor an den Anschlüssen einer Hilfswicklung
(8, 1) des Transformators gewonnen.
Die Hilfswicklung steht bei der Anwendung der Erfindung in direkter
Phasenbeziehung mit einer Sekundärwicklung
des Transformators, welche die geregelte Ausgangs- Gleichspannung liefert.
Die zur Gewinnung der Spannung Vdd verwendeten Mittel werden beispielsweise
von dem Kondensator C4 und der Diode D2 gebildet, die in 1 gezeigt
sind.
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Die
lokale Speisespannung Vdd wird auch einem Anschluss 23 der
Schaltung 20 zugeführt.
Sie speist des weiteren eine Reihenschaltung eines Widerstands R3
mit einem Kondensator C3, deren Verbindungspunkt mit einem Anschluss 24 verbunden ist,
der zur Fixierung bzw. Festlegung der Schwingungsfrequenz der Schaltung 20 dient.
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Der
Schalter 6 wird durch ein Signal Vg gesteuert, das an dem
Gate des MOS-Transistors angelegt wird. Dieses Signal Vg wird durch
eine herkömmliche
Schaltung 25 (PWM – Impulsbreitenmodulation)
geliefert, die die Aufgabe hat, die Breite der Steuerimpulse des
Transistors 6 zu verändern,
zur Regelung der Ausgangsspannung des Wandlers. In der Praxis weist
die Schaltung 25 unter anderem einen Komparator auf, der
am Eingang eine integrierte Bezugsspannung und die Speisespannung
Vdd (oder eine zu dieser proportionale Spannung) zugeführt erhält. Dieser
Komparator ist ausgangsseitig einer Stromquelle zugeordnet, die
in Abhängigkeit
von dem an dem Anschluss 26 der Schaltung 20 anliegenden
Signal gesteuert wird. Der Anschluss 26 ist beispielsweise,
wie in 1, mit Masse 3 über einen Widerstand R5 in
Reihe mit einem Kondensator C5 verbunden, welche Teil der Regelschleife
sind. Der Anschluss 26 entspricht intern dem Ausgang eines Fehlerverstärkers der
Regelschleife. Die Schaltung 25 erhält des weiteren eine Schwingungsfrequenz
eines Blocks OSC 27 zugeführt, dessen Eingang mit dem
Anschluss 24 verbunden ist. Die Einzelheiten des Aufbaus
der Schaltung 25 sind nicht dargestellt und bilden nicht
Gegenstand der Erfindung.
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Um
die Funktion der Begrenzung des Stroms in dem Schalter 6 im
Schließzustand
zu erfüllen, weist
die Schaltung 20 einen Komparator 30 auf, dessen
einer nicht-invertierende Eingang mit einem Element 31 zur
Messung des Stroms in dem Schalter 6 verbunden ist und
dessen invertierender Eingang mit dem Anschluss 26 verbunden
ist. Das Element 31 misst beispielsweise den Strom im Source-Anschluss
des Transistors 6 und wandelt ihn in eine Spannung zur
Weiterleitung der Information an den Komparator 30 um.
Der Spannungspegel des invertierenden Eingangs des Komparators 30 entspricht dem
Ausgangspegel des Fehlerverstärkers
der Regelschleife, die nach ihrem Aufbau auf eine maximale Spannung
begrenzt ist. Als Abwandlungsmöglichkeit kann
der Anschluss 26 mit einer beliebigen geeigneten Bezugsspannung
verbunden sein. Beispielsweise ist, in dem (nicht dargestellten)
Fall einer Regelung durch Messung im Sekundärkreis, der Anschluss 26 mit
dem Transistor eines Optokopplers (oder einem äquivalenten Element) verbunden,
um einen Strom-Sollwert zu liefern.
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Der
Ausgang des Komparators 30 ist mit dem Block 25 über einen
Schalter 28 verbunden, der durch eine Schaltung 29 (TIME
GEN) gesteuert wird, deren Aufgabe es ist, das Öffnen des Schalters 28 mit
dem Beginn jeweils jedes Schließzyklus
des Schalters 6 zu synchronisieren. Hierdurch lassen sich
fehlerhafte Detektionen von Stromspitzen beim Schließen vermeiden.
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Ein
charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung
des Ergebnisses eines Vergleichs des Stroms in dem Schalter 6 relativ
bezüglich
einem Bezugsstrom, um, falls nötig, die
Frequenz der Unterbrechung der Speisespannung, d.h. die Schaltfrequenz
der Speisespannung, zu verändern.
Hierzu weist die Schaltung 20 einen zweiten Komparator 40 auf,
dem an einem ersten Eingang eine Information in Abhängigkeit
vom Strom in dem Schalter 6 zugeführt wird und an einem zweiten
Eingang ein Vorgabewert, der an einen Grenzstrom geknüpft ist
(Block 41, Ilim). Vorzugsweise entspricht der Vorgabewert
einer festen Bezugsgröße. Der
erste Eingang des Komparators 40 ist beispielsweise mit
einem Element 45 zur Messung des Source-Stroms in dem Transistor 6 verbunden
oder er verwertet das Ergebnis des Elements 31. Der Ausgang des
Komparators 40 ist über
einen Unterbrecher 42 mit einem Integrator 43 verbunden,
dessen Ausgang eine zwischen dem Anschluss 24 und Masse
liegende Stromquelle 44 steuert. Der Integrator hat die
Aufgabe, das Ergebnis des Vergleichs zwischen zwei durch die Schließfrequenz
eines Unterbrecherschalters 42 bestimmten Messperioden
zu akkumulieren. Der Unterbrecher 42 wird durch die Schaltung 29 gesteuert,
die eine Verzögerung
relativ bezüglich
dem Schließen
des Schalters 6 festlegt, bevor das Schließen des
Schalters 42 hervorgerufen wird, und die außerdem die
Schließdauer
des Schalters 42 bestimmt.
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Die 5A, 5B, 5C, 5D, 5E und 5F veranschaulichen
in Form von Zeitdiagrammen die Arbeits- und Funktionsweise eines
Leistungswandlers gemäß der Erfindung
und näherhin
seiner Steuerschaltung. 5A zeigt
ein Beispiel des Verlaufs des Steuersignals Vg für das Gate des Transistors 6. 5B zeigt
ein Beispiel des Verlaufs des Steuersignals Vb des Schalters 28. 5C zeigt
ein Beispiel des Verlaufs des Steuersignals Vs für den Unterbrecherschalter 42. 5D zeigt
ein Beispiel des Stroms Id in dem Schalter 6. 5E stellt
die Spannung Vi am Eingang des Integrators 43 dar. 5F gibt
den durch die Quelle 44 bestimmten Strom I wieder. Die
Zeitdiagramme der 5 stellen im linken
Teil einen normalen Arbeitszyklus und im rechten Teil einen Zyklus
im Kurzschlussfall dar.
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Es
sei angenommen, dass der Schalter 6 in einem Zeitpunkt
t1 (5B) schließt.
Nach einer mit der Umschaltung verknüpften Stromspitze (Zeitpunkte
t1 bis t5) steigt der Strom Id fortschreitend nach Maßgabe der
Magnetisierung der Primärwicklung des
Transformators an, bis zum Öffnen
des Umschalters 6 (Zeitpunkte t3). Die Dauer eines Schließimpulses
des Schalters 6 (Zeitpunkte t1 bis t3, 5A)
beträgt
im allgemeinen einige Mikrosekunden (Frequenz der Umschaltung größer als
ein kHz).
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Das
Steuersignal Vb des Schalters 28 befindet sich normalerweise
im hohen Zustand, d.h. dass der Schalter 28 sich in einem
normalerweise geschlossenen Zustand befindet. Die Schaltung 29 veranlasst
seine Öffnung
während
einer kurzen Zeitdauer (einige hundert Nanosekunden) jeweils nach
jedem Schließen
des Schalters 6. Die Dauer des Impulses im niedrigen Zustand
des Signals Vb, während
welcher die Steuerschaltung das Ergebnis des Ver gleichs in dem Komparator 30 nicht
berücksichtigt,
ist an die Dauer der parasitären
Stromspitze zu Beginn des Magnetisierungszyklus geknüpft. Die Nichtberücksichtigung
des parasitären
Impulses ist in 5D durch einen gestrichelten
Verlauf der Stromspitze zu Beginn des Zyklus veranschaulicht. Im
Beispielsfall von 5B befindet sich das Signal
Vb zwischen den Zeitpunkten t1 und t5 in seinem niedrigen Zustand.
Die Unterbrechung bzw. Aussetzung des Vergleichsvorgangs ermöglicht es,
eine Aktivierung der Mittel zur Begrenzung des Stroms unter der
Wirkung der mit den Kommutationen verknüpften parasitären Störungen zu
verhindern.
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Der
Schalter 42 befindet sich in einem normalerweise geöffneten
Zustand, d.h. dass das Signal Vs die Schließung in seinem hohen Zustand
aktiviert. Somit bleibt das durch den Komparator 40 gelieferte Vergleichsergebnis
nur während
einer kurzen Periode in jedem Schließzyklus des Schalters 6 unberücksichtigt
und wird nicht durch die Schaltung 43 integriert. Zweck
ist ein Vergleich des Stroms in dem Transistor 6 relativ
bezüglich
dem Begrenzungsstrom zu Beginn jedes Schließzyklus. Es muss jedoch die Berücksichtigung
der parasitären
Spitzen vermieden werden. Demzufolge interveniert die Schließung des Schalters 42 im
Zeitpunkt t5, wo die Stromspitze verschwunden ist. Beispielsweise
erfolgt diese Schließung
gleichzeitig mit dem Schließen
des Schalters 28. Die Schließdauer des Signals Vs ist so
gewählt, dass
sie kurz gegenüber
der Schließdauer
des Schalters 6 ist. Beispielsweise gestattet eine Dauer
in der Größenordnung
von einigen hundert Nanosekunden (Zeitpunkte t5 bis t4, 5C),
den Strom zu Beginn des Magnetisierungszyklus zu berücksichtigen.
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Das
durch den Komparator 40 gelieferte Resultat, genauer der
Zustand am Eingang des Integrators 43, wird durch 5E veranschaulicht.
Im normalen Betrieb nimmt der Strom vom Ursprung aus zu, d.h. dass
man sich im Fall einer vollständigen
Demagnetisierung in jedem Zyklus befindet. Daher zeigt das Ergebnis
des Vergleichs keine Überschreitung der
Schwelle des Begrenzungsstroms an. Der Strom I in der Quelle 44 wird
daher nicht geändert.
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Im
Kurzschlussfall (rechter Teil der 5) sind
dieselben Zeitintervalle vorhanden. Sie sind durch dieselben Bezugszeichen
wie im linken Teil der Zeitdiagramme bezeichnet, mit einem zusätzlichen Apostroph
(') versehen. Da
der Sekundärkreis
sich im Kurzschluss befindet, ist die Demagnetisierung nicht vollständig. Daraus
folgt, dass nach einer hohen Stromspitze (Zeitpunkte t'1 bis t'5) die Zunahme des Stroms
in der Primärwicklung
des Transformators nicht bei Null beginnt, sondern mit einem Kurzschlusswert
Icc. Ist dieser Wert größer als
der Strom Ilim, so ist das von dem Komparator 40 gelieferte
Ergebnis positiv und der Integrator 43 modifiziert die Steuerung
der Stromquelle 44. Hieraus resultiert eine Zunahme des
Stroms I vom Zeitpunkt t'5
an. Diese Zunahme ist progressiv unter der Wirkung der durch den
Integrator 43 erfolgten Integration des Impulses (Zeitpunkte
t'5 bis t'4). Vom Zeitpunkt
t'4 an ist der Strom
I konstant bis zum nächsten
Zyklus.
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6 veranschaulicht,
in einem verschiedenen Maßstab,
drei aufeinanderfolgende Zyklen, in denen der Sekundärkreis des
Transformators im Kurzschluss-Zustand bleibt. Der Strom I nimmt
in Stufen zu, bis zu dem konstruktionsbedingten Maximalstrom der
Quelle 44.
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Die
Zunahme des an dem Anschluss 24 abgegriffenen Stroms I
bewirkt eine Verringerung der durch den Block 27 gelieferten
Frequenz. Dies hat zur Folge, dass sich die Abschalt- bzw. Unterbrecherfrequenz
des Schalters 6 verringert, was wiederum die Erzielung
einer vollständigen
Demagnetisierung des Schalters gestattet.
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Das
im rechten Teil der Zeitdiagramme der 5 wiedergegebene
Beispiel entspricht nicht dem Zyklus, in welchem der Kurzschluss
auftritt. Tatsächlich
sind einige Zyklen erforderlich, damit das Fehlen der Demagnetisierung
des Transformators diesen in einen kontinuierlichen Mode übergehen
lassen kann.
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Die
Wahl des vorgegebenen Werts Ilim des Stroms, jenseits welchem man
ein Fehlen von Demagnetisierung annimmt, hängt von der jeweiligen Anwendung
ab und insbesondere davon, ob man einen kontinuierlichen Betriebsmode
für den
Transformator zulassen will oder nicht.
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Durch
Wahl eines hinreichend niedrigen Stroms Ilim wird der Übergang
in einen kontinuierlichen Mode untersagt. Tatsächlich wird die Stromquelle 44 aktiviert,
sobald der Strom in dem Schalter 6 nicht vom Ursprung ausgeht.
Der gewählte Schwellwert
hängt jedoch
dann von der Dauer des Detektionsimpulses ab.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung lässt
man den Übergang
in einen kontinuierlichen Mode des Transformators zu bei gleichzeitiger
Begrenzung des Stroms in diesem. Dies läuft darauf hinaus, dass man
den kontinuierlichen Mode bis zu einem bestimmten Schwellwert zulässt. In
diesem Fall liegt der Wert des Stroms Ilim vorzugsweise zwischen
einem Viertel und drei Vierteln (beispielsweise in der Mitte) des
maximal gewünschten
Stroms für
den Transformator.
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Ein
Vorteil der Aufrechterhaltung eines Betriebs im kontinuierlichen
Mode ist, dass der Wandler dann in Anwendungen mit zwei Spannungen
verwendet werden kann.
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Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die vorgesehene Lösung vollständig integrierfähig ist,
ohne irgendeinen zusätzlichen
Anschluss zu benötigen,
verglichen mit einer herkömmlichen
integrierten VIPER-Schaltung.
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Ein
anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass selbst im normalen
Betrieb, d.h. solange der durch den Komparator 30 festgelegte
Maximalwert Imax des Stroms nicht erreicht wird, der Transformator
schon durch die Wahl eines Begrenzungswerts Ilim kleiner als dieser
Maximalwert geschützt
wird.
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Man
kann den Einfluss der Stromquelle 44 auf die Schwingungsfrequenz
durch Änderung
des Betrags des Widerstands R3 anpassen. Durch Wahl eines verhältnismäßig kleinen
Widerstands R3 wird eine Oszillation gewährleistet, selbst wenn die Stromquelle 44 ihren
maximalen Strom erreicht hat. Durch Wahl eines verhältnismäßig großen Widerstands
R3 kann die Oszillation aufhören,
beispielsweise wenn der Betrag des Stroms I den Maximalwert erreicht
hat, den die Stromquelle liefern kann.
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Ein
Vorteil der Erfindung ist daher, dass man eine minimale Umschalt-
bzw. Unterbrechungsfrequenz festlegen kann.
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Ein
weiterer Vorteil ist, dass man das Start- bzw. Anlaufverhalten des
Leistungswandlers verbessert. Tatsächlich ist beim Starten der
Schaltung der Kondensator (C2, 1) im Sekundärkreis des Transformators
vollständig
entladen. Der Wandler verhält
sich dann kurzzeitig wie ein Kurzschluss. Die Anwendung der Erfindung
gestattet, den Strom während
der ersten Millisekunden des Betriebs des Wandlers zu begrenzen.
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Selbstverständlich gestattet
die vorliegende Erfindung verschiedene Abwandlungen und Modifizierungen,
welche sich für
den Fachmann ergeben. Insbesondere liegt die praktische Ausführung der Vergleichsfunktionen,
der Integration und der Stromquelle im Bereich des fachmännischen
Könnens, ausgehend
von den hier zuvor gemachten funktionellen Angaben. Ferner hängen die
Wahl der anzuwendenden Schwellwerte und die Bemessung der Bauteile
von der jeweiligen Anwendung und davon ab, ob ein kontinuierlicher
Betriebs-Mode zugelassen werden soll oder nicht, und werden daher
vom Fachmann entsprechend angepasst werden.