JP2004510399A

JP2004510399A - パワーコンバータの連続モードの制限

Info

Publication number: JP2004510399A
Application number: JP2002531585A
Authority: JP
Inventors: バイイ　アラン; バレ　ジャン
Original assignee: エステーミクロエレクトロニクス　ソシエテ　アノニム
Priority date: 2000-09-28
Filing date: 2000-09-28
Publication date: 2004-04-02
Also published as: EP1320919B1; DE60025635T2; WO2002027906A1; US7054171B1; DE60025635D1; EP1320919A1

Abstract

【課題】パワーコンバータのトランスの１次巻線の電源電圧をチョッピングするスイッチ（６）の制御回路（２０）に関する。
【解決手段】前記スイッチの閉じた後の所定時間後の閉じた状態の前記スイッチの電流を検出する手段（４５）と、前記電流のスレッシュホールド（Ｉｌｉｍ）に対する比較器（４０）とを有し、比較の結果は前記チョッピングスイッチの閉成サイクルの始めに近い所定の時間間隔の間考慮される。
【選択図】図４

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は低電圧スイッチモード電源のパワーコンバータに関する。特に本発明は絶縁電源、つまり、入力電圧（例えば交流電源システム）と調整された直流出力電圧との間に共通点のない電源に関する。絶縁はパルス幅変調制御スイッチに関連する１次巻線と、ダイオードとキャパシタを有し出力電圧を提供する２次巻線とを有するトランス手段により得られる。
【０００２】
【従来の技術】
図１は本発明が関連するスイッチモード電源の従来の例を示す。２つの入力Ｐ，Ｎは交流電圧Ｖａｃ、例えば主電圧をうけとる。電圧Ｖａｃはダイオードブリッジ１により整流、例えば全波整流される。ブリッジ１の交流入力端子は端子Ｐ，Ｎに接続され、整流出力端子２，３は電圧Ｖｒを提供する。電圧Ｖｒは、一般に、実際のスイッチモード電源の入力端子を形成する端子２，３に結合するキャパシタＣ１により平滑される。
【０００３】
図１のコンバータはいわゆるフライバックコンバータで、逆相位相点をもつトランス４が、端子２と３の間に、スイッチ６と直列接続の１次巻線５を有する。巻線５の位相点はスイッチ６の端子に接続され、その他方の端子は端子３に接続される。スイッチ６はスイッチモードで非可聴高周波（一般に２０ｋＨｚ以上）で接続される。トランス４の２次巻線７は、直流出力電圧Ｖｏｕｔが提供される端子Ｓｐ，Ｓｎの間のキャパシタＣ２に関連する。巻線７の位相点はダイオードＤ１により端子Ｓｐに接続され、ダイオードＤ１のカソードは端子Ｓｐに接続される。巻線７の他方の端子は端子Ｓｎに接続される。接地点３とＳｎとはキャパシタＣｉにより相互に絶縁されている。
【０００４】
スイッチ６がオンになると、巻線７の位相点は負電位となる。従ってダイオードＤ１はオフとなり、従って電流は１次巻線５に蓄積される。スイッチ６がオフになると、巻線５と７の位相点は両方共正となる。ダイオードＤ１は正にバイアスされる。従ってキャパシタＣ２は２次巻線７に伝達されるパワーにより充電される。
【０００５】
スイッチ６（例えばＭＯＳトランジスタ）は、図１の実施例では、その電子制御回路と共に回路１０の中に集積化されている。この集積回路の例はＳＴマイクロエレクトロニクス会社から販売される商品名ＶＩＰＥＲである。回路ＶＩＰＥＲは、正電源をうけとる入力端子Ｖｄｄと、接地３に接続される電圧基準端子Ｖｓｓと、発振周波数を条件づける端子ＯＳＣとを有する。回路１０は、さらに、キャパシタＣ５に直列の抵抗Ｒ５により接地３に接続されて調整ループを補償する端子ＣＯＭＰをふくむ。最後に、端子１２が集積化Ｎチャネルトランジスタのドレインに接続され、そのソースは端子Ｖｓｓに接続される。トランジスタ６のゲートは制御回路１１（ＣＴＲＬ）の出力に接続される。回路１１は、比較器（図示なし）を有し、その第１入力は内部電圧基準を受容し、その第２入力は、内部的に、正の電源端子に接続される。制御、つまりスイッチ６の制御パルスの幅の修飾は集積回路１０の調整ループを用いてその供給電圧（Ｖｄｄ−Ｖｓｓ）を保持するように行われる。このタイプの調整はトランスの１次側で行われる。出力電圧は又２次側の測定にもとづいて、直流的に絶縁された素子（例えば光カップラ）により回路１０に伝達されて行われる。端子ＯＳＣは回路１０のローカル電源１３と接地の間の抵抗Ｒ３とキャパシタＣ３の直列回路の中点に接続される。抵抗Ｒ３とキャパシタＣ３は発振周波数を設定する。ローカル電源電圧をフィルタするキャパシタＣ４が端子１３と端子３の間に接続される。
【０００６】
フライバック型コンバータの問題は、パワーコンバータの出力で短絡が発生したとき、ダイオードＤ１とトランス４が保護されないことにある。従って、それらはトランスを介して流れる強い電流の効果のもとで、破壊される危険がある。さらに、トランスの溶融は直流絶縁を断絶する。これはパワーコンバータが主電源により給電されるときに特に危険である。技術基準はこの型のパワーコンバータの短絡耐久力持続期間を定めている。
【０００７】
スイッチモードコンバータへの応用において、回路１０のローカル電源線１３は、しばしば、図１に示すように、ダイオードＤ２により、トランス４の補助巻線８の位相点に接続される。この場合、補助巻線８の他端は整流電圧の基準端子３に接続される。補助巻線８は回路１０に供給電圧Ｖｄｄを提供する機能がある。従って出力電圧は補助巻線８と２次巻線７の間の変圧比により設定される。補助巻線８は、出力電圧のイメージを与え、該巻線は２次巻線と直接の位相関係を有する。
【０００８】
上記組立体において、電流検出器（図示なし）をスイッチ６と直列にもうけることができる。検出の結果は比較器に提供され、電流がスレッシュホールドを超えると論理回路を介してスイッチ６を開く。従って２次巻線に伝送されるパワー量が減少する。さらに、補助巻線８は２次巻線７と直接の位相関係にあるので、２次巻線の両端にあらわれる電圧降下は、キャパシタＣ４の値に依存する時間の後、回路１０の電源線で測定することができる。回路１０の供給電源はスイッチ６のオフを保証する動作に不十分となる。
【０００９】
図２，３Ａ，３Ｂ，３Ｃは上述のパワーコンバータの正常時と２次側短絡時の動作を示す。図２は正常動作における補助巻線８の両端の電圧Ｖａｕｘの形を示す。図３Ａ，３Ｂ，３Ｃは、トランスの２次巻線が短絡したときの電圧Ｖａｕｘ、スイッチ６の電流Ｉ、回路１０のローカル電流電圧Ｖｄｄを示す。
【００１０】
正常動作では、スイッチ６がオフになると（時間ｔ１）、電圧Ｖａｕｘは負の値から減磁値Ｖ_ＤＥＭに急激に増加する。値Ｖ_ＤＥＭにはスイッチ６のオフに対応する若干のスプリアス発振の後到達する。減磁が完了すると（時間ｔ２）、電圧Ｖａｕｘは降下し、スイッチ６がオンになるまで（時間ｔ３）、ゼロ電圧を中心に振動を示す。時間ｔ３で電圧Ｖａｕｘは再び負になる。２次巻線７の両端のキャパシタＣ２でフィルタされる前の波形も同じである。
【００１１】
端子ＳｐとＳｎの間が短絡すると（図３Ａ−３Ｃ）、スイッチ６の電流は前述の検出回路によりＩｍａｘに制限される（時間ｔ１０からｔ１１まで）。従って回路１０の電源電圧Ｖｄｄ徐々に減少する（図３Ｃ）。この徐々の減少はスレッシュホールドＶｄｄ_ＯＦＦに達し、それ以下では回路１０はもはや十分な電圧を受容しない。この時間ｔ１１からスイッチ６はオフとなり２次側に電流が伝送されない。しかし、このことは一般にパワーコンバータに備わっているスタート回路を再スタートさせる。この再スタートはローカル電源電圧Ｖｄｄを徐々に上昇させる。この電圧が回路１０の動作スレッシュホールド（Ｖｄｄ_ＯＮ）に到達すると（時間ｔ１２）、高い電流のサージが再び発生する（時間ｔ１２からｔ１３）。電圧Ｖａｕｘは各電流ピークで振動を示す（図３Ａ）。
【００１２】
図２と図３Ａ−３Ｃでは、図のスケールが異なる。図２では電源電圧のスイッチモード期間が示される（１０マイクロ秒のオーダ）。図３Ａ−３Ｃでは、ローカル電源電圧Ｖｄｄが降下する時間ｔ１０とｔ１１の間には数個のスイッチングサイクルがあり、例えば約１００ミリ秒続く。
【００１３】
技術基準によると、トランスが大電流Ｉｍａｘ（図３Ｂ）に耐えるデューティ比を定める。Ｉｍａｘは、制限されてはいるが、正常なコンバータの動作の正常な電流Ｉｎｏｍよりはるかに大きい。例えば、正常電流２アンペアに対し、制限電流は１０アンペアのオーダである。
【００１４】
上記従来の技術の問題点はトランス４がその最大電力に強要されることにある。従って、補助巻線はスプリアスノイズを発生する（図３Ａ）。このノイズは正常状態でも発生するが、その振幅は２次巻線の短絡時にはるかに大きい。従って、補助電圧が降下しても制御回路の自立給電に十分な振幅がしばしば存在する。
【００１５】
別の問題点はスイッチ６の最小導通期間に関係する。実際、スイッチ６はターンオンの後急速にターンオフすることが可能でなければならない。さもなければ、補助回路の低いローカル供給電圧のもとでの減磁が行われず、従ってもはや電流を制御することはできない。
【００１６】
本発明の目的は従来のコンバータの欠点を克服した絶縁スイッチモード電力供給タイプのパワーコンバータを提供することにあり、特に、出力端子の短絡に耐えるものを提供することにある。
【００１７】
第１の解決は補助巻線の完全な減磁により条件づけられるようにコンバータスイッチのスタート回路の再スタートをさせることであろう。減磁の終了を検出することにより、コンバータがもはや連続動作モード（サイクル毎に減磁されない）にないことが確認される。補助電圧つまり減磁点の制御はスイッチの電流の制御を保証する。従って回路１０の周波数は低下し、結果として電流ピークが低下する。さらに連続モードへの切換えの問題は抑圧され、コンバータは非連続モードを維持する。
【００１８】
しかし、上述の解決は補助電圧の測定が可能であることを必要とする。現在、ＶＩＰＥＲと同様に、スイッチとその制御回路は集積化されているので、補助電圧にアクセスできる端子は存在しない。
【００１９】
別の欠点は、連続モードでの動作を禁止することにより、２倍電圧コンバータ（２２０又は１１０ボルト）の構成が禁止されることである。実際、２倍電圧コンバータでは、２２０ボルトに対しては非連続動作モードが提供され、１１０ボルトに対しては連続動作モードが提供される。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は制御回路とスイッチの集積化、特にＶＩＰＥＲ型の回路とその対応する数の端子と互換性のある解決を提供することにある。本発明は又コンバータの連続モードでの動作を可能とする解決を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
より特定すると、本発明はパワーコンバータトランスの１次巻線の供給電圧を断続するスイッチを制御する回路を提供するもので、スイッチの各ターンオンに続く所定時間の後のオン状態のスイッチの電流を検出する手段と、この電流のスレッシュホールドに関する比較器をふくみ、該比較器の出力は前記スイッチのオンサイクルの始めの近傍の所定の時間の間考慮される。
【００２２】
本発明の実施例によると、前記結果は前記スイッチのターンオン時定に関して所定の遅延を伴って考慮される。
【００２３】
本発明の実施例によると、回路は前記比較器により提供される結果に従って供給電圧のスイッチング周波数を修飾する手段をふくむ。
【００２４】
本発明の実施例によると、回路はスイッチと集積化される。
【００２５】
本発明の実施例によると、前記電流のスレッシュホールドは連続モードでのコンバータの動作を許すか又は許さないように選択される。
【００２６】
本発明は又トランスの１次巻線の逆転位相点に電流を供給するスイッチを制御する回路をふくむ電圧コンバータを提供する。前記トランスの巻線はキャパシタと関連して調整されたＤ．Ｃ．出力電圧を提供する。
【００２７】
本発明の実施例によると、発振周波数を設定するための制御回路の入力端子が抵抗により供給電圧に接続される。該抵抗の値は所望の最小スイッチング周波数に従って選択される。
【００２８】
【発明の実施の形態】
異なる図で同じ部材は同じ参照番号で示される。図２，３Ａ−３Ｃ，５Ａ−５Ｆ及び６のスケールは同じではない。本発明の理解に必要な素子のみが図示され記述される。特に、ＶＩＰＥＲタイプの集積回路の内部構造は本発明の議論に有用な素子のみを詳説する。その構造の他の部分及びその回路の動作は周知である。
【００２９】
図４は本発明による供給電圧断続スイッチの制御回路の実施例を示す。図４の例はスイッチ６を集積化した回路２０の場合に関する（例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタ）。この回路は周知のＶＩＰＥＲ回路で集積化されている素子を有する。
【００３０】
前述と同様に、又図４では図示しないが、本発明による回路は入力に整流されフィルタされた電圧をうけとるコンバータに属する。この電圧は、例えば、ＡＣ供給電圧を整流しフィルタすることによって得られる。しかし、他の実施としては、入力電圧はＤ．Ｃ．ソースをふくむ他の供給源からのものでもよい。
【００３１】
従来、スイッチ６は、入力電圧が印加される端子の間で、絶縁トランスの１次巻線（図１の５）と直列に接続されている。スイッチ６は比較的高い周波数（例えば数十ｋＨｚ）でパルス幅変調制御されている。集積回路２０の端子１２はトランジスタ６のドレインに対応し、１次巻線の位相点に接続される。回路２０の端子２２は電圧基準端子Ｖｓｓに対応し、入力電圧の基準電位に接続される（図１の端子３）。回路２０は低いＤ．Ｃ．電圧Ｖｄｄを供給される。この電圧、前述と同様に、トランスの補助巻線（図１の８）に再生される。補助巻線は、本実施例では、調整されたＤ．Ｃ．出力電圧を提供するトランスの２次巻線と直接の位相関係を有する。電圧Ｖｄｄを再生するための手段は、例えば、図１のダイオードＤ２とキャパシタＣ４から構成される。
【００３２】
ローカル供給電圧Ｖｄｄは回路２０の端子２３にも提供され、又、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ３の直列回路にも提供される。この直列回路の中間端子２４は回路２０の発振周波数の設定に用いられる。
【００３３】
スイッチ６はＭＯＳトランジスタのゲートに印加される信号Ｖｇにより制御される。信号Ｖｇは従来の回路２５（ＰＷＭ）により提供され、トランジスタ６の制御パルスの幅を修飾してコンバータの出力電圧を調整する。実際には、回路２５は、入力として基準電圧と供給電圧Ｖｄｄ（又はこれに比例する電圧）をうけとる集積化された比較器をふくむ。比較器はその出力で回路２０の端子２６にあらわれる信号に従って制御される電流源に関連する。端子２６は、例えば図１と同様に、調整ループを構成する抵抗Ｒ５とキャパシタＣ５の直列回路により接地３に接続される。端子２６は内部的には調整ループのエラー増幅器の出力に対応する。回路２５はさらに入力を端子２４に結合したブロックＯＳＣ２７から発振周波数を受けとる。回路２５の詳細な構成は示さず、本発明の目的ではない。
【００３４】
オン状態でのスイッチ６の電流を制限する機能を実施するために、回路２０は、非逆転入力をスイッチ６の電流の測定のために素子３１に接続し、逆転入力を端子２６に接続した比較器３０をふくむ。素子３１は例えばトランジスタ６のソース電流を測定してそれを電圧に変換してその情報を比較器３０に送る。比較器３０の逆転入力の電圧レベルは調整ループのエラー増幅器の出力レベルに対応し、構造により、最大電圧に制限される。別の例として、端子２６は任意の適応電圧基準に接続してもよい。例えば、２次側での測定による調整の場合には（図示なし）、端子２６は光カップラ（又はこれと同様のもの）のトランジスタに接続して電流制御点を提供する。
【００３５】
比較器３０の出力は、回路２９（ＴＩＭＥ　ＧＥＮ）により制御されるスイッチ２８を介してブロック２５に接続される。回路２９の機能はスイッチ２８のターンオフをスイッチ６の各オンサイクルの始めと同期させることにある。これは、ターンオン時の電流ピークの誤り検出を防止する。
【００３６】
本発明の特徴は、スイッチ６の電流と基準電流との比較結果を使用することにあり、必要なら、供給電圧のスイッチング周波数を修飾する。この目的のために、回路２０は第２比較器４０をふくみ、その第１入力はスイッチ６の電流に対応する情報をうけとり、その第２入力は制限電流（ブロック４１，Ｉｌｉｍ）に関連する制御ポイントに結合する。好ましくは、制御ポイントは固定基準に対応する。比較器４０の第１入力は、例えば、素子４５に接続されてトランジスタ６のソース電流を測定するか、又は、素子３１の結果を利用する。比較器４０の出力は、スイッチ４２を介して積分器４３に接続される。積分器の出力は、端子２４と接地の間に接続される電流源４４を制御する。積分器の機能は、スイッチ４２のターンオン周波数で設定される２つの測定期間の間の比較の結果を累積することにある。スイッチ４２は回路２９により制御される。回路２９は、スイッチ６のターンオンのスイッチ４２のターンオンに関する遅延を決定し、さらに、スイッチ４２の導通期間を決定する。
【００３７】
図５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ，５Ｅ及び５Ｆは本発明によるパワーコンバータ、特にその制御回路の動作をタイムダイヤグラムで示す。図５Ａはトランジスタ６のゲートの制御信号Ｖｇの形の例である。図５Ｂはスイッチ２８の制御信号Ｖｂの形の例である。図５Ｃはスイッチ４２の制御信号Ｖｓの形の例である。図５Ｄはスイッチ６の電流Ｉｄの例である。図５Ｅは積分器４３の入力の電圧Ｖｉを示す。図５Ｆはソース４４で設定される電流Ｉを示す。図５のタイムダイヤグラムは、左側に正常動作サイクルを、右側に短絡時のサイクルを示す。
【００３８】
時刻ｔ１にスイッチ６がオンになったとする（図５Ａ）。スイッチングによる電流ピークの後（ｔ１−ｔ５）、電流Ｉｄはトランスの１次巻線の磁化に従って徐々に増加し、スイッチ６はオフとなる（ｔ３）。スイッチ６のパルスの期間（ｔ１−ｔ３，図５Ａ）は一般に２−３マイクロ秒である（スイッチング周波数は１ｋＨｚより大）。
【００３９】
スイッチ２８の制御信号Ｖｂは正常時に高い、つまり、スイッチ２８は正常時にオン状態である。回路２９は、スイッチ６の各ターンオンの後、短時間（２００−３００ナノ秒）だけそれをオフにする。信号Ｖｂのパルスが低い期間、つまり制御回路が比較器３０の比較結果を考慮しない期間は、磁化サイクルの始期のスプリアス電流ピークの期間に対応する。スプリアスパルスを考慮しないという事実は図５Ｄで点線によりサイクルの始期の電流ピークにより示す。図５Ｂの例では信号Ｖｂは時間ｔ１とｔ５の間で低い。比較の中断は、スイッチングによるスプリアスノイズの影響のもとで電流制限手段の活性化を避けることができる。
【００４０】
スイッチ４２は正常時にオフで、つまり信号Ｖｓはハイのときにオンに活性化する。従って、比較器４０による比較の結果は、スイッチ６の各オンサイクルの短期間の間だけ考慮され、回路４３により積分される。この目的は各オンサイクルの始期でトランジスタ６の電流を制限電流と比較することである。しかし、スプリアスピークを考慮することは避けなければならない。従って、スイッチ４２のターンオンはピークが消滅した時間ｔ５に発生する。例えば、このターンオンはスイッチ２８のターンオンと同時である。信号Ｖｓのターンオン期間はスイッチ６のオン期間に比べて短く選択される。例えば、２００−３００ナノ秒（ｔ５−ｔ４，図５Ｃ）の期間が磁化サイクルの始期で電流を考慮することを可能にする。
【００４１】
比較器４０により提供される結果、つまり積分器４３の入力は図５Ｅに示される。正常動作では電流は基点から増加する、つまり完全な減磁が各サイクル毎に行われる。従って、比較の結果は制限電流スレッシュホールドを超えたことを示さない。ソース４４の電流Ｉは従って修飾されない。
【００４２】
短絡の場合には（図５の右側）、同じ時間間隔が与えられる。それらは、アポストロフィ（’）を伴ってタイムダイヤグラムの左側と同じ符号で示される。２次側が短絡されるので減磁は完全ではない。その結果、大きな電流ピークの後（ｔ’１−ｔ’５）、トランスの１次巻線の電流増加はゼロから開始するのではなく、短絡電流Ｉｃｃから開始する。この値が制限電流Ｉｌｉｍより大きいと、比較器４０により与えられる結果は正で、積分器４３は電流源４４の制御を修飾する。これは時間ｔ’５からの電流Ｉの増加の結果となる。この増加は積分器４３で実行されるパルス積分の効果（ｔ’５−ｔ’４）により漸進的である。時間ｔ’４からは電流Ｉは次のサイクルまで一定である。
【００４３】
図６はトランスの２次側が短絡のときの３つの連続するサイクルを異なるスケールで示す。電流Ｉは構造で定まるソース４４の最大電流に達するまで、ステップ状に増加する。
【００４４】
端子２４でサンプルされる電流Ｉの増加はブロック２７により提供される周波数を低下させる。従って、スイッチ６のスイッチング周波数が低下し、完全な減磁が再び行われるようになる。
【００４５】
図５のタイムダイヤグラムの右側に示す例は短絡が発生したサイクルと対応しない。実際、トランスの減磁の不定に対して、それを連続モードでスイッチングさせるには、２−３サイクルが必要である。
【００４６】
減磁の不足が考慮される電流の所定値Ｉｌｉｍは応用に依存し、特に、トランスの連続動作モードを所望するか否かに依存する。
【００４７】
十分に低い電流Ｉｌｉｍを選択すると、連続モードへの切換えは禁止される。実際、スイッチ６の電流が基点からスタートしないとすぐに電流源４４が活性化される。しかし、選択されるスレッシュホールドは検出パルスの期間に依存する。
【００４８】
本発明の好ましい実施例によると、トランスの連続モードへの切換えが許され、一方トランスを流れる電流を制限する。これは所定のスレッシュホールドまでの連続モードを許すことになる。この場合、電流Ｉｌｉｍの値は、好ましくは、トランスの最大電流の１／４と３／４の間（例えば１／２）である。
【００４９】
動作を連続モードに保つことの利点は、コンバータを２倍電圧応用で使用することができることにある。本発明の利点は、従来のＶＩＰＥＲ集積回路に比べて、提供される解決は追加の端子を必要とせずに完全に集積可能なことにある。
【００５０】
本発明の別の利点は、正常動作時でも比較器３０で設定される最大電流値Ｉｍａｘに達していなければ、この最大値より小さな制限値Ｉｌｉｍを選択することによりトランスが保護されることにある。
【００５１】
電流源４４の影響は、抵抗Ｒ３の値を修飾することにより発振周波数に適応させることができる。比較的低い抵抗Ｒ３を選択すると電流源４４がその最大電流に達したときでも、発振が保証される。比較的高い抵抗Ｒ３を選択すると、例えば電流Ｉの値がソースが提供できる最大値に達したときに、発振が停止する。
【００５２】
従って、本発明の利点は、最少スイッチング周波数を設定できる点にある。
【００５３】
別の利点は、パワーコンバータのスタートが改善されることにある。実際、回路がスタートするとき、トランスの２次側のキャパシタ（Ｃ２，図１）は完全に放電されている。従って、コンバータは一時的に短絡としてふるまう。本発明を実施することによりコンバータの動作のはじめの数ミリ秒の電流を制限することができる。
【００５４】
もちろん、本発明は当業者に容易な種々の変更、修飾、改良が可能である。特に、比較器、積分器、及び電流源の機能の実現は上述の機能的記述にもとづいて当業者に容易である。さらに、印加されるスレッシュホールドと素子の値の選択は応用と認可に依存し、連続動作モードに依存せず、従って、当業者により適応される。
【図面の簡単な説明】
【図１】
従来のパワーコンバータを示す。
【図２】
従来のパワーコンバータの動作波形を示す。
【図３】
従来のパワーコンバータの動作波形を示す。
【図４】
本発明によるパワーコンバータの集積化された回路のブロック図である。
【図５】
本発明による制御回路の動作のタイムダイヤグラムである。
【図６】
本発明による制御回路の動作のタイムダイヤグラムである。
【符号の説明】
６　スイッチ
２０　制御回路
２８　スイッチ
３０　第１の比較器
４０　第２の比較器
４１　制限電流（Ｉｌｉｍ）
４２　スイッチ
４３　積分器
４４　電流源

Claims

パワーコンバータのトランスの１次巻線のスイッチング電源電圧のためのスイッチ（６）を制御する制御回路（２０）において、
前記スイッチの各ターンオンに続く所定時間後のオン状態での前記スイッチを流れる電流を検出する手段（４５）と、
前記検出された電流を制限するための第１の比較器（３０）と、
前記電流のスレッシュホールド（Ｉｌｉｍ）に関する第２の比較器（４０）とを有し、
前記第２の比較器の比較の結果は前記スイッチのオンサイクルの始めの近傍のあらかじめ定められる期間を考慮に入れることを特徴とする制御回路（２０）。
前記結果は前記スイッチ（６）のターンオンの時間に関し所定の遅延を考慮する請求項１記載の制御回路。
前記第２比較器（４０）により提供される結果に従って電源電圧の周波数を修飾する手段（４３，４４）がふくまれる、請求項１又は２に記載の制御回路。
前記スイッチ（６）と一体に集積化されている請求項１−３のひとつに記載の制御回路。
前記電流のスレッシュホールド（Ｉｌｉｍ）は連続モードでのコンバータの動作を許すか否かにより選択される請求項１−４のひとつに記載の制御回路。
トランス（４）の１次巻線（５）の逆相位相点に電流を供給するスイッチ（６）を制御する回路（２０）をふくみ、前記トランスの２次巻線（７）はキャパシタ（Ｃ２）と関連して調整されたＤ．Ｃ．出力電圧を提供する電圧コンバータにおいて、
前記制御回路（２０）は請求項１−５のひとつに記載のものである、電圧コンバータ。
発振周波数を設定するために、前記制御回路の入力端子（２４）が抵抗（Ｒ３）により電源電圧（Ｖｄｄ）に接続され、前記抵抗の値は所望の最少スイッチング周波数に従って選択される、請求項６記載の電圧コンバータ。