KR20060106878A - 여러 개의 차단된 조절 출력을 갖는 직류 전압 컨버터 - Google Patents

여러 개의 차단된 조절 출력을 갖는 직류 전압 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 제 1차부(primary side)에서는 하프-브리지 배치를 갖는 타입이며, 제 2차부에서는 준-공진(quasi-resonant) 반파(half-wave) 타입인, 직류 전압 컨버터와 관련이 있다. 이 컨버터는 단일 트랜스를 포함하며, 출력단에서 복수의 조절된(regulated) 전압을 생성할 수 있다. 또한 이 컨버터는 제 1직류 전압(Vs1)을 생성하기 위해 제 2차 권선(Ls)에서 반파 공진 전류를 생성하고 제 1부하 커패시터(Cs1)을 충전하기 위한 공진 회로(Lf, Cr1, D1; Lf, Cr, D1)를 포함한다. 또한, 이 컨버터는 제2차 권선에서 흐르는 반파 공진 전류의 일부 동안 제 2부하 커패시터를 충전하고 따라서 제 2 직류 전압(Vs2)을 생성하기 위해 전류를 생성할 수 있는 상기 제 2차 권선과 제 2차 부하 커패시터(Cs2)사이에 연결된 유도성(inductive) 회로(D2, Lr, T3)를 포함한다.

Description

여러 개의 차단된 조절 출력을 갖는 직류 전압 컨버터{DC VOLTAGE CONVERTER WITH SEVERAL ISOLATED REGULATED OUTPUTS}
도 1은 본 발명에 의한 제 1컨버터의 전기 회로도.
도 2는 도 1의 컨버터의 동작 방식을 설명하는 전류와 전압의 동작 시간 도표(time chart).
도 3은 본 발명에 의한 제 2컨버터의 전기 회로도.
도 4는 도 3의 컨버터의 동작 방식을 설명하는 전류와 전압의 동작 시간 도표.
<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>
SV : 전압 생성기 Ve : 입력 전압
Drv1 : 제어 신호 Drv2 : 제어 신호
D1 : 다이오드
T1 : 스위치 T2 : 스위치 Trf : 트랜스
COMP: 비교기 VREF : 기준 전압 RAMP : 램프
Ls : 제 2차 권선 Lp : 제 1차 권선
본 발명은, 단일 트랜스를 포함하며 복수의 차단된(isolated) 조절 전압을 출력에서 생성할 수 있는 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터와 관련이 있다. 본 발명은 여러 개의 조절된 전압을 요구하는 임의의 타입의 응용에 적용된다.
입력 전압으로부터 복수의 절연 조절된 출력 전압을 생성하기 위한 많은 배치가 현재 존재한다. 이 가운데 첫 번째는 제공될 조절 출력 전압만큼 많은 독립적인 컨버터를 사용함으로서 구성된다. 각 컨버터는 고유 입력 전압으로부터 조절된 출력 전압을 생성하며, 이 전압을 생성하기 위해, 자기 자신의 갈바니(galvanic) 절연 소자(트랜스)와 자기 자신의 조절 루프를 가진다. 이 배치는 조절된 출력 전압만큼 많은 트랜스를 요구하므로 이 배치의 크기와 마찬가지로, 이 배치의 비용이 커진다. 또한, 다양한 컨버터의 상호 동기화는 달성하기 까다롭고 추가적인 외부 소자의 추가를 필요로 한다.
또 하나의 가능한 배치는 차단되지 않는 것이 바람직한 직류/직류 컨버터를 트랜스와 차단된 주컨버터의 제 2차부까지 배선함으로써 이루어진다. 이 주컨버터의 트랜스는 입력 전압과 출력 전압 사이에 갈바니 절연을 수행한다. 이 직류/직류 컨버터는 이 주컨버터의 출력에 병렬로 배치된다. 특정 수행(낮은 스위치 손실, 직류/직류 컨버터를 주컨버터에 동기화)이 강구될 때, 이 배치는 상대적으로 복잡하게 된다.
마지막으로, 또 하나의 배치는, 단일 갈바니 절연 트랜스를 포함하는 단일 직류/직류 컨버터와, 트랜스 수준에서, 제공될 조절된 출력 전압만큼 많은 제 2차 권선을 사용해서 구성된다. 예를 들면, 트랜스는 하나의 제 1차 권선과 2개의 제 2차 권선을 포함하며, 각각의 제 2차 권선은 조절된 출력 전압을 생성하기 위해 사용된다. 하나의 스위치가 제 1차 권선과 직렬로 배치된다. 이 스위치는 입력으로서 컨버터의 출력 중의 하나의 전압 신호를 수신하는 펄스폭 변조 회로(PWM: pulse width modulation circuit)의 출력에 의해 제어된다. 요구되는 조절 전압만큼 이 트랜스의 제 2차부에서 많은 권선을 사용하고, 이 전압의 각각을 정류하고 필터링하며, 이 조합을 슬레이브(slave) 시키기 위해 이 전압 중의 하나를 사용하는 것이 충분하므로, 이 디바이스는 구현하기가 간단한 이점을 가지고 있다. 이 배치의 문제점은, 슬레이빙(slaving)을 위해 사용되는 출력만이 완벽하게 조절된다는 것이다. 다른 출력은 이 단자에 존재하는 부하의 함수에 의해 변하게 되고, 이 출력은 낮은 부하에 증가하는 경향을 갖는다. 그러므로, 이 배치의 주된 단점은 출력 사이에서 교차(cross) 조절의 견지에서 다소 비효과적이라는 것이다.
본 발명의 목적은 상기 단점의 전부 또는 일부를 감소시키는 것이다.
본 발명은 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터와 관련이 있으며, 상기 직류 전압 컨버터는 제 1차 권선과 제 2차 권선을 갖는 트랜스와, 제 1직류 출력의 함수로서 펄스폭 변조에 의해 고정된 주파수에서 두 개의 스위치를 번갈아 제어하기 위한 제 1제어 수단과, 제 1직류 전압을 생성하기 위해 제 2차 권선에서 반파 공진 전류를 생성하고 제 1부하의 단자에 연결된 제 1커패시터를 충전하기 위한 공진 회로를 포함하며, 이 컨버터의 제 1차부는 하프-브리지 배치를 갖는 타입이고 두 개의 스위치에 의해 입력 전압원에 연결될 수 있으며, 이 컨버터의 제 2차부는 준-공진 반파 타입이고 적어도 하나의 제 1직류 전압을 제 1부하에 제공하고 하나의 제 2 직류 전압을 제 2부하로 제공할 수 있으며, 상기 제 2직류 전압은 상기 제 1직류 전압보다 낮으며, 이 컨버터는, 상기 제 2차 권선과 상기 제 2부하의 단자에 연결된 제 2커패시터 사이에 연결된 유도성 회로를 추가적으로 포함하며, 이 유도성 회로는 이 제 2차 권선에 흐르는 반파 공진 전류의 일부 동안 상기 제 2 커패시터를 충전하고 상기 제 2직류 전압을 생성하기 위해 전류를 생성할 수 있다.
보다 특별하게 이 유도성 회로는 제 1인덕턴스 및 제 3스위치와 직렬로 연결된 제 1정류 다이오드를 포함하며, 제 3스위치는 제 2차 권선에서 흐르는 반파 공진 전류의 일부 동안 닫힌다. 제 2제어 수단은 상기 제 2직류 출력의 함수로서 펄스폭 변조에 의해 제 3스위치를 제어하기 위해 설계된다.
제 1실시예에 따라, 상기 공진 회로는 제 2인덕턴스 및 공진 커패시터와 직렬로 배치된 제 2 정류 다이오드를 포함하며, 이 조립체는 이 트랜스의 제 2차 권선의 단자 사이에 연결되고, 제 1커패시터는 평활(smoothing) 인덕턴스를 거쳐 상기 공진 커패시터의 단자에 연결된다.
제 2실시예에 따라, 상기 공진 회로는 상기 제 2차 권선과 제 1커패시터 사이에서 제 2인덕턴스와 직렬로 배치된 제 2정류 다이오드와, 제 2차부로 반향되어 상기 제 2인덕턴스와 공진하기 위해 의도되는 상기 제 1차 권선과 직렬로 배치된 커패시터를 포함한다.
이 양쪽의 실시예에서, 제 2인덕턴스는 제 2차부로 반향되는 이 트랜스의 누 출 인덕턴스이거나, 아마도 제 2차부로 반향되는 트랜스의 누출 인덕턴스와, 제 2차 권선과 상기 제 1부하 사이에 배치된 추가적인 인덕턴스로 형성되는 직렬 인덕턴스이다.
본 발명은 비제한적인 예를 통해, 그리고 첨부된 도면을 참조하여 하기의 설명을 읽음으로써 보다 잘 이해될 것이다.
본 발명에 따라, 다중 조절 전압이 제 2차부에서 전류 공진으로 동작하는 소프트 스위칭을 하는 컨버터에 의해 생성된다. 제 2차부에서 이 공진 전류는 제 1조절 전압을 전달하는 제 1출력의 단자 사이에 배치된 커패시터를 충전하기 위해 사용된다. 다른 조절 전압은 이 컨버터의 제 2차 권선의 단자에 연결된 후단-조절(post-regulating) 수단에 의해 생성된다.
본 발명은 도 1과 도 3에서 표현된 두 실시예를 통해 설명될 것이다. 물론, 이 두 실시예는 단지 예시적인 실시예로서 주어지는 것일뿐이다. 제안된 이 후단-조절 회로는 제 2차부에서 전류 공진으로 동작하는 소프트 스위칭을 하는 임의 타입의 컨버터에 연결될 수 있다.
이 양쪽의 실시예에서, 이 컨버터는 주(main) 조절 전압(Vs1)과 후속-조절 전압(Vs2)을 전달한다.
도 1을 참조해서, 이 컨버터는 제 1차부에서 하프-브리지 배치를 갖는 절연 트랜스(Trf)와, 제 2차부에서 반파 정류를 갖는 준-공진 회로를 포함한다. 보다 정확하게, 제 1차 회로는 입력 전압(Ve)을 전달하는 전압 생성기(SV)의 단자 사이에 직렬로 배치된 두 개의 스위치(T1, T2)를 갖는 하프-브리지 회로를 포함한다. 스위치(T1, T2)는 일반적으로 MOSFET 트랜지스터이다. 이 하프-브리지 회로의 중간점은 이 트랜스(Trf)의 제 1차 권선(Lp)의 점상(dotted) 핀에 대응하는 제 1종점에 연결된다. 제 1차 권선(Lp)의 비-점상(undotted) 핀에 대응하는 다른 종점은 높은 커패시턴스를 갖는 커패시터(Cdp)를 거쳐 스위치(T2)에 연결된 생성기(SV)의 단자에 연결된다. 스위치(T1, T2)는 트랜스(Trf)의 출력 전압(Vs1)과 권수(turns) 비율(m)의 함수로서 펄스폭 변조 회로에 기초하여 생성된 제어 신호(Drv1, Drv2)에 의해 구동된다.
이 트랜스(Trf)의 제 2차 권선(Ls)의 비-점상 핀이 인덕턴스(Lf)와 정류 다이오드(D1)에 의해 공진 커패시터(Cr1)의 제 1종점으로 연결되며, 이 커패시터의 다른 종점은 제 2차 권선(Ls)의 점상 핀에 연결된다. 제 2차부로 반향되는 트랜스(Trf)의 누출 인덕턴스에 대응하는 인덕턴스(Lf)는 아마도 추가적인 인덕턴스로 보충된다. 평활 인덕턴스(L1)는, 인덕턴스(Lf)-커패시터(Cr1)의 접합부와, 전압(Vs1)을 전달하는 이 트랜스의 제 1출력 단자 사이에 놓여진 커패시터(Cs1)의 종점 사이에 연결된다. 이 커패시터(Cs1)의 다른 종점은 제 2차 권선(Ls)의 점상 핀에 연결된다. 인덕턴스(L1)의 기능은, 전압(Vs1)을 전달하는 출력단에 의해 전달되는 전류를 평활화하는 것이다. 이 출력의 단자 사이에 직렬로 배치된 저항(R1, R2)의 브리지는, 전압(Vs1)을 나타내는 전압을 펄스폭 변조 제어 블록(PWM1)에 제공하도록 구상된다. 제어 블록은 알려진 구조이며, 제어 신호(Drv1, Drv2)를 전달한다. 이와 같은 블록의 구조는 예를 들면 특허 출원 FR 2 738 417에 개시된다.
이 컨버터의 이 부분의 동작 방식은 당업자에게 잘 알려져 있다. 이것은 특히 특허 출원 FR 2 738 417에 설명되어 있다. 스위치(T1, T2)의 제어 신호(Drv1, Drv2)는 하나씩 차례로 닫힌다. 상기 트랜지스터가 이 두 신호의 동작 주기 동안 두 경우에 열린 상태에 있도록, 부동작 시간(dead time)은 이 스위치의 교대적인 작동 사이에 구상된다. 스위치(T1, T2)의 온(on) 시간의 비율은 출력 전압(Vs1)을 정의한다. 이 컨버터의 이 부분의 동작 방식은 도 2의 A 내지 H를 참조하여 상세히 나중에 설명된다.
전압(Vs1)에 기초하여 전압(Vs2)을 생성하기 위해, 후속-조절 수단은 제 2차 권선(Ls)과 누출 인덕턴스(Lf)로 형성되는 직렬 인덕턴스의 단자에 연결된다. 인덕턴스(Lf)-다이오드(D1) 접합부는 정류 다이오드(D2)에 의해 인덕턴스(Lr)의 제 1종점에 연결되며, 인덕턴스(Lr)의 다른 종점은 스위치(T3)를 거쳐 부하 커패시터(Cs2)의 제 1종점에 연결된다. 일반적으로 MOSFET 트랜지스터인 스위치(T3)는 인덕턴스(Lr)에서 전류의 출현(appearance)을 늦추기 위해 제어된다. 커패시터(Cs2)의 다른 종점은 제 2차 권선(Ls)의 점상 핀에 연결된다. 스위치(T3)가 닫힐 때, 인덕턴스(Lr)의 단자에 걸리는 전압은 양(positive)이다. 인덕턴스(Lr)를 교차하는 전류는 제 1차부에서 전압이 반전될 때까지 증가한다. 다음 기간 동안, 전류(ILr)가 0에 도달할 때, 스위치(T3)가 열린다. 이 부하에 의해 사용되는 평균 전류에 의해 감소되는 이 전류는 요구되는 출력값(Vs2)과 비교되어 커패시터(Cs2)의 단자에 걸리는 평균 전압(Vs2)의 조절을 보장한다. 이 전압값은 스위치(T3)의 위상 지연 감시(phase delay supervision)에 의해 직접적으로 구동된다. 이 출력 단자 사이에 배치된 저항 브리지(R3, R4)는 전압(Vs2)으로 표현되는 전압을 제어 블록(PWM2)에 제공하기 위해 구상된다. 이 블록은 트랜지스터(T3)를 위한 제어 신호를 생성함으로써 충전된다. 이 신호는 이 컨버터의 제 2차부의 전류 공진의 시간의 일부동안 활성화된다.
이 제어 블록(PWM2)은 Vs2에 대해 측정값과 요구되는 조절값 사이의 평균 차이로 표현되는 전압을 전달하는 적분 회로(INT)와, 전류 교차(Ls)와 동기화되는 전압 램프(ramp)를 생성하기 위한 회로(RAMP)와, 이 전압 램프와 이 적분 회로의 출력 전압을 비교하기 위한 비교기(comparator) 회로(COMP)와, 트랜지스터(T3)의 게이트를 충전하기에 충분한 전류를 전달하기 위한 전력 구동기 회로(D)와, 커패시터(C3)와 다이오드(D3)로 형성되는 전압 시프트(shift) 회로를 포함한다. 적분 회로(INT)는저항 브리지(R3, R4)의 중간점에 존재하는 전압(V1)과, 기준 전압(VREF)을 입력으로 수신한다. 전압(V1)은 차분 증폭기(AE)의 양의 입력에 인가되며, 전압(VREF)은 저항(R5)를 거쳐 증폭기(AE)의 음의 입력에 인가된다. 따라서 적분 배치를 달성하고 Vs2에 대해 측정값과 요구되어 조절값 사이의 평균 차이를 표현하는 전압(Vint)을 전달하도록, 증폭기(AE)의 음의 입력과 출력이 커패시터(C1)에 의해 연결된다.
추가적으로, 램프 회로(RAMP)는 접지와 인덕턴스(Lf)-다이오드(D2) 접합부 사이에 직렬로 배치된 두 개의 다이오드(D4, D5)와 저항(R6)을 포함한다. 이 두 다이오드(D4, D5)는 온(on) 상태일 때 전류가 인덕턴스(Lf)-다이오드(D2) 접합부를 향하여 흐르도록 하기 위해 지향된다. 두 다이오드(D4, D5) 사이의 이 접합부는 저 항(R7)과 직렬로 다이오드(D6)를 거쳐 커패시터(C2)의 첫 번째 종점에 연결된다. 커패시터(C2)의 다른 종점은 접지에 연결된다. 다이오드(D6)는 전류가 커패시터(C2)를 방전하는 것을 허용하기 위해 지향된다. 마지막으로, 다이오드(D6)가 오프(off)일 때, 커패시터(C2)를 충전하기 위해 저항(R8)이 공급(supply) 단자(Vcc)와 저항(R7)-커패시터 접합부 사이에 연결된다. 이 램프 생성기는 다음 방식으로 동작한다: 인덕턴스(Lf)-다이오드(D1) 접합부에서 전압이 양일 때, 다이오드(D4, D5, D6)는 오프되며, 이 커패시터는 이 램프의 양의 기울기를 결정하는 저항(R8)에 의해 제공되는 전류를 가지고 충전되며, 인덕턴스(Lf)-다이오드(D1) 접합부에서 전압이 음일 때, 이 커패시터는 다이오드(D6, D7)에 의해 방전되며, 저항(R7)은 이 램프의 음의 기울기를 결정한다.
적분 회로(INT)에 의해 전달되는 전압(Vint)은 비교기 회로(COMP)에 의해 회로 (RAMP)에 의해 생성되는 전압 램프와 비교되며, 이 비교기 회로는 만약 VC2>Vint이면 높은 수준의 전압 신호를 전달하고, 다른 경우에 있어서는 낮은 수준의 전압 신호를 전달한다. 이 출력 신호는 트랜지스터(T3)의 게이트를 제어하기 위해 구동기 회로(D)에 의해 증폭된다. 트랜지스터(T3)의 게이트에 인가되는 전압 수준을 변이시키기 위해 커패시터(C3)는 구동기 회로(D)의 출력과 트랜지스터(T3)의 게이트 사이에 삽입되며, 그 결과 트랜지스터(T3)의 게이트에 인가된 전압 수준은 이 트랜지스터의 소스의 전압 수준 보다 높게 된다. 구동기(D)의 출력이 낮은 상태에 있을 때, 이 커패시터는 이 트랜지스터(T3)의 소스와 게이트 사이에 연결된 다이오드(D3)에 의해 전압(Vs2)으로 충전된다.
이 회로의 전체적인 동작 방식은 도 2의 A 내지 도 2의 H에서 표현된다.
도 2의 A와 도 2의 B는 스위치(T1, T2)를 위한 제어 신호(Drv1, Drv2)의 형태를 설명한다. 도 2의 C는 제 2차 권선(Ls)의 단자에 걸리는 전압(VLS)의 변화를 표현한다. 도 2의 D는 다이오드(D1)를 교차하는 전류(ID1)를 도시한다. 도 2의 E와 도 2의 F는 트랜지스터(T3)의 제어 신호와 인덕턴스(Lr)를 통해 흐르는 전류를 각각 표현한다. 도 2의 G와 도 2의 H는 권선(Ls)과 권선(Lp)을 각각 교차하는 전류(Is)와 전류(Ip)를 표현한다. Ls를 통과하는 전류는 다이오드(D1)와 인덕턴스(Lr)를 통과하는 전류의 합이다.
이 도면에서, T는 스위치(T1, T2)의 열림/닫힘 주기의 기간을 표현한다. 두 개의 스위치(T1, T2)가 열리는 기간인 부동작 시간(tm)은 각각의 스위치 닫힘 사이에 구상된다. 제 1부동작 시간(tm1)은 스위치(T1)가 닫히기 전에 구상되고, 제 2부동작 시간(tm2)은 스위치(T2)가 닫히기 전에 구상된다. 스위치(T1)는 시간[tm1, αT]의 기간 동안 닫히며, 스위치(T2)는 시간[αT+tm2, T]의 기간 동안 닫힌다. 나머지 시간 동안, 이 두 스위치는 열린다.
일반적인 방식에서는, 상기 트랜지스터 중의 하나가 이 단자 사이에서 0의 전압을 가지고 닫히기 전에, 제 1차부에서의 전류{제 1차부로 반향되는 자기 전류와 제2차 전류(ILs)로부터 야기된}가 제 1차 전압의 전이를 자연적으로 생성하는 동안, 스위치(T1, T2)의 열림이 수행된다. 이것은 스위치의 소프트 스위칭과 결과적으로 스위칭 손실의 감소를 생성한다.
이 시간[tm1, αT] 동안, 스위치(T1)가 닫힌다. 입력 전압(Ve)이 제 1차 권선과 커패시터(Cdp)의 단자에 인가된다. 그리고 나서 다이오드(D1)가 오프된다. 제 1차 권선(Lp)을 통해 흐르는 전류(Ip){제 1차 권선(Lp)과 커패시터(Cdp)의 단자에 걸리는 전압(Ve)의 인가에 의해 발생되고, 권수 비율(m)에서 제 1차부로 반향되는 평균 출력 전류에 의해 증가되는 이 트랜스(Trf)의 권선(Lp)을 통해 흐르는 자기 전류와 동일}는 시간(αT)에 도달되는 최대값으로 증가한다. 그리고 나서 스위치(T1)는 열리고, 스위치(T2)는 여전히 열린 채로 있게 된다. 전류(Ip)는 이 접합부에서 충분히 커서, 스위치(T2)의 단자에 걸리는 전압이 자연적으로 하강하는 것을 야기하고 따라서 스위치(T2)가 닫힐 때 0의 전압에서 소프트 스위칭을 보장한다. 그 후 스위치(T2)가 부동작 시간(tm2) 후에 닫힌다. 그 후 누출 인덕턴스(Lf)가 커패시터(Cr1)와 공진하기 시작한다. 그 후 공진 전류(ID1)가 다이오드(D1)를 통과하여 흐른다. 그리고 나서 제 1차 권선을 지나는 전류(Ip)가 전류(ID1)의 위상과 반대 위상에서 사인 곡선을 따라 소멸되기 시작한다. 이 소멸은 제 1차부로 반향되는 유도성 회로의 전류에 의해 강조된다. 스위치(T2)가 열릴 때, 전류(Ip)는 스위치(T1)의 단자에서 전압을 감소시키고 따라서 0의 전압에서 소프트 스위칭을 보장할 수 있을 정도로 충분히 높다. 스위치(T1)은 새로운 동작 주기를 다시 시작하기 위해 다시 닫힌다.
스위치(T2)의 도전성 단계 동안, 스위치(T3)는 인덕턴스(Lr)에서 전류의 출현을 지연시키고 따라서 Vs1보다 낮은 전압(Vs2)을 생성하도록 제어된다. 트랜지스 터(T3)는 αT 이후에 시간(t2)에 닫힌다. 양의 전압이 부하 커패시터(Cs2)를 충전하기 위해 의도되어 증가하는 전류(ILr)에 의해 횡단되는 인덕턴스의 단자에 인가된다. Ls의 단자에 걸리는 전압이 반전될 때, 즉, 제 1차부에서 스위치(T2)가 열리고 스위치(T1)이 닫힐 때, 이 전류에서의 이 증가가 중단된다.
인덕턴스(Lr)가 매우 높은 음의 전압을 받으므로, 전류(ILr)는 매우 급속히 하강한다. 그리고 나서 전류(ILr)가 0이 될 때 스위치(T3)가 열린다. 따라서 조절전압(Vs2)이 커패시터(Cs2)의 단자에 걸려 얻어 진다.
스위치(T3)가 0의 전류에서 모두 닫히고 열리므로 스위치(T3)가 매우 약한 스트레스에 종속되므로 후속-조절은 달성하기가 매우 쉽다. 출력(Vs2)의 조절은 주 컨버터와 동기된다.
제2 실시예는 도 3에서 제안된다. 이 실시예는 이 스위치의 스위칭 동안 0의 전류 방식 또는 중단된 제 2전류 방식에서 동작할 수 있는 컨버터와 관련이 있다.
도 3의 컨버터의 회로도는 공진 소자의 위치와, 아마도 동작 방식 양쪽 모두에 의해 도 1의 회로도와 다르다. 도 1의 회로에서, 제 2차부로 반향되는 트랜스(Trf)의 누출 인덕턴스(Lf)는 낮은 값의 커패시터(Cr1)와 공진한다. 도 3의 회로에서, 누출 인덕턴스(Lf)는 컨버터의 제 1차부에서 커패시터(Cdp) 대신에 배치된 커패시터(Cr)와 공진한다. 누출 인덕턴스(Lf)는 제 2차부로 반향되는 커패시터(Cr)와 공진한다. 커패시터(Cr1, Cdp)가 제거되고, 제 2차부에서 어떠한 공진 커패시터도 더 이상 존재하지 않으므로, 평활 인덕턴스(L1)는 관련이 없다. 도 3의 회로도의 나머지는 도 1의 회로도와 동일하다.
이 컨버터를 도 1의 경우와 마찬가지로, 즉 스위치(T1, T2)를 스위칭 하며, 전류(Ip)가 제 1차 전압의 전이를 자연적으로 생성하는 것에 의해, 동작시키는 것이 가능하다. 하지만, 이로운 동작 방식에 따라, 전류(ID1)가 0이 아닌 동안 스위치(T2)가 열리며, 이것은 출력 전력에 상관없이 tm2에서 소프트 스위칭을 개선하는 것을 돕는다. 이 방식에서, 그러므로, 회로가 VS1을 생성하는 것을 중단시키는 것이 제공된다. 추가적으로, 추가적인 조절 전압을 생성하기 위한 후단-조절 수단이 도 1의 배치와 같은 방식으로 동작한다.
상기에서 설명된 선호적인 실시예에 따라 도 3의 컨버터의 동작 방식이 도 4의 A 내지 도 4의 H에 의해 설명된다.
도 2의 A 및 도 2의 B와 동일하게 도 4의 A와 도 4의 B는 스위치(T1, T2)를 위한 제어 신호(Drv1, Drv2)의 형태를 설명한다. 도 2의 C와 동일하게 도 4의 C는 제 2차 권선(Ls)의 단자에 걸리는 전압(VLS)의 변화를 표현한다. 도 4의 D는 다이오드(D1)를 교차하는 전류(ID1)를 표현한다. 도 4의 E는 스위치(T3)를 위한 제어 신호(Drv3)를 표현한다. 도 4의 F는 인덕턴스(Lr)를 교차하는 전류(ILr)를 표현한다. 도 4의 G는 제 2차 권선(Ls)을 교차하는 전류(Is)를 표현하고, 도 4의 H는 제 1차 권선(Lp)을 교차하는 전류(Ip)를 표현한다.
전류(ID1)가 0이 아닌 동안 스위치(T2)가 열린다는 사실을 제외하고는, 이 컨버터는 도 1의 컨버터와 전체적으로 같은 방식에서 동작한다.
후속-조절의 관점에서, 이 컨버터는 도 1의 이점과 동일한 이점을 갖는다.
다른 하나의 동작 방식은, 유도성 회로(Lr, D2, T3)를 특히 Vs2가 Vs1에 비하여 매우 낮을 때 Lf를 사용하는 공진 회로에 연결하지 않고 제 2차 권선(Ls)의 일부에 연결하거나, 또는 특별한 절연된 제 2차 권선으로 연결하는 것에 의해 구성된다.
본 발명은 단일 트랜스를 포함하며, 복수의 절연 조절 전압을 출력에서 생성할 수 있는 직류 전압 컨버터와 관련이 있다. 본 발명은 여러 개의 조절 전압을 요구하는 임의의 타입의 응용에 적용된다.

Claims (9)

  1. 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터로서, 제 1차 권선(Lp)와 제 2차 권선(Ls)을 갖는 트랜스(Trf)와 상기 제 1직류 출력(Vs1)의 함수로서 펄스폭 변조에 의해 고정된 주파수에서 두 개의 스위치(T1, T2)를 번갈아 제어하기 위한 제 1제어 수단(PWM1)을 포함하며, 이 컨버터의 제 1차부는 하프-브리지 배치를 갖는 타입이고 두 개의 스위치(T1, T2)에 의해 입력 전압원(SV)에 연결될 수 있으며, 이 컨버터의 제 2차부는 준-공진(quasi-resonant) 반파(half-wave) 타입이고 적어도 하나의 제 1직류 전압(Vs1)을 제 1부하로 제공하고 하나의 제 2직류 전압(Vs2)을 제 2부하로 제공할 수 있으며, 상기 제 2직류 전압(Vs2)은 상기 제 1직류 전압(Vs1)보다 낮은, 직류 전압 컨버터에 있어서,
    상기 제 1직류 전압(Vs1)을 생성하기 위해 제 2차 권선(Ls)에서 반파 공진 전류를 생성하고 상기 제 1부하의 단자에 연결된 제 1커패시터(Cs1)를 충전하기 위한 공진 회로(Lf, Cr1, D1; Lf, Cr, D1)를 포함하고,
    상기 제 2차 권선과, 상기 제 2부하의 단자에 연결된 제 2커패시터(Cs2) 사이에 연결된 유도성(inductive) 회로(D2, Lr, T3)를 더 포함하며, 여기서 상기 유도성 회로는 제 2차 권선(Ls)에서 흐르는 반파 공진 전류의 일부 동안 상기 제 2커패시터를 충전하고 상기 제 2직류 전압(Vs2)을 생성하기 위해 전류를 생성할 수 있는 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  2. 제1항 있어서, 상기 유도성 회로는 제 1인덕턴스(Lr) 및 제 3스위치(T3)와 직렬로 연결된 제 1 정류 다이오드(D2)를 포함하며, 상기 제 3스위치(T3)는 제 2차 권선(Ls)에서 흐르는 반파 공진 전류의 일부 동안 닫히는 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 제 2제어 수단(PWM2)은 상기 제 2직류 출력(Vs2)의 함수로서 펄스폭 변조에 의해 제 3스위치(T3)를 제어하기 위해 설계되는 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  4. 제1항 내지 제3항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 공진 회로는 제 2인덕턴스(Lf) 및 공진 커패시터(Cr1)와 직렬로 배치된 제 2정류 다이오드(D1)를 포함하며, 이 조립체는 상기 트랜스의 제 2차 권선의 단자 사이에 연결되고, 상기 제 1커패시터(Cs1)는 평활 인덕턴스(L1)를 거쳐 상기 공진 커패시터(Cr1)의 단자에 연결되는 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제 2인덕턴스(Lf)는 제 2차부로 반향되는(reflected) 트랜스의 누출 인덕턴스인 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제 2인덕턴스(Lf)는 제 2차부로 반향되는 트랜스의 누 출 인덕턴스와, 제 2차 권선과 상기 제 2부하 사이에 배치된 추가적인 인덕턴스로 형성되는 직렬 인덕턴스인 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  7. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 공진 회로는 상기 제 2차 권선(Ls)과 제 1커패시터(Cs1) 사이에서 제 2인덕턴스(Lf)와 직렬로 배치된 제 2정류 다이오드(D1)와, 제 2차부로 반향되어 상기 제 2인덕턴스(Lf)와 공진하기 위해 의도되는 상기 제 1차 권선(Lp)과 직렬로 배치된 커패시터(Cr)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제 2인덕턴스(Lf)는 제 2차부로 반향되는 트랜스의 누출 인덕턴스인 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제 2인덕턴스(Lf)는 제 2차부로 반향되는 트랜스의 누출 인덕턴스와, 제 2차 권선과 상기 제 1부하 사이에 배치된 추가적인 인덕턴스로 형성되는 직렬 인덕턴스인 것을 특징으로 하는, 소프트 스위칭을 하는 직류 전압 컨버터.
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