KR20050050674A

KR20050050674A - 용량성 연결된 전원 공급기

Info

Publication number: KR20050050674A
Application number: KR1020057006619A
Authority: KR
Inventors: 루돌프 웨버
Original assignee: 톰슨 라이센싱 에스.에이.
Priority date: 2002-10-16
Filing date: 2003-10-16
Publication date: 2005-05-31
Also published as: WO2004038920A3; MXPA05004086A; US20060164868A1; AU2003279491A8; EP1552595A2; CN100418293C; WO2004038920A2; US7095630B2; JP2006503539A; EP1552595B1; CN1703823A; AU2003279491A1; DE60336001D1; JP4409436B2

Abstract

전원 공급기는, 전원 공급기의 작동 주기의 제1 부분 동안, 공진 작동하여 공진 파형을 생성하기 위한 제1 공진 회로를 형성하기 위해 연결되는 공급 인덕터 및 제1 커패시터를 포함한다. 전하 저장 소자는 출력 전압을 발전시켜 부하를 통전한다. 정류기는 전하 저장 소자 및 제1 공진 회로에 연결되며, 공진 파형이 정류기의 상태의 제1 변화를 생성하는 경우, 작동 주기 제1 부분의 종료 시, 출력 전압을 제1 공진 회로에 다시 인가하여 공진 작동을 인터럽트 하게 하는 공진 파형에 반응한다. 제1 센서는 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하는 경우를 감지한다. 공급 전류의 소스는 정류기에 연결되며, 정류기에서 정류되어, 작동 주기의 제2 부분 동안, 전하 저장 소자에 연결되는 정류된 전류를 생성하여 전하를 보충한다. 스위칭 트랜지스터는 제1 센서의 출력 신호에 반응하여, 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생한 이후에는 공급 전류를 정류기에 연결하며, 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하기 이전에는 공급 전류를 정류기에 연결하지 않는다.

Description

용량성 연결된 전원 공급기{CAPACITIVELY COUPLED POWER SUPPLY}

관련 출원

본 출원은 2002년 10월 16일에 출원된 가특허 출원 시리얼 번호 60/418,823의 35 U.S.C§119 하의 우선권을 주장한다.

본 발명은 일반적으로 전원 공급기에 관한 것으로서, 특히 메인 전류 경로 내 용량성 결합을 사용하여 공급 전압을 생성하는 것에 관한 것이다.

전원 공급기는 입력 전압을 하나 이상의 출력 전압으로 변환하는 목적을 수행한다. AC 전원 소스는, DC 제어형 출력 전압으로 변환되는 AC 전력선 입력을 제공하기 위해 사용할 수도 있다. 통상적으로 변압기는, "핫(hot)" 그라운드와 "콜드(cold)" 그라운드 간의 아이솔레이션(isolation)을 전원 공급기 또는 컨버터에 제공하기 위해 사용한다. 변압기의 1차 권선은 통상적으로 비분리된(non-isolated) 직류(DC)를 전도한다. 과부하의 이벤트 시, 불행하게도 1차 권선에서의 전류가 초과할 수도 있어, 예를 들어 변압기를 구동시키는 전력 트랜지스터를 손상시킬 수도 있다. 추가로, 변압기는 통상적으로 크기가 크고(내부의 자기 소자의 크기 때문), 부피가 크면서 비싼 디바이스이다. 전용 회로 컴포넌트를 사용하지 않는 방식으로 보호되는 고유의 단락 회로인 전원 공급기를 구비하는 것이 바람직할 수도 있다.

본 발명의 특징을 실행하는 데 있어서, 제어형 전원 공급기는 용량성 소자를 사용하여, 예를 들어 DC 전원 소스로부터의 입력 전압을 부하에서의 지정 출력 전압 레벨로 변환한다. 다행스럽게도 용량성 소자는 "핫" 그라운드와 "콜드" 그라운드 간의 용량성 아이솔레이션을 제공할 수 있다.

<발명의 개요>

본 발명의 특징을 구현하는 전원 공급기는, 전원 공급기의 작동 주기의 제1 부분 동안, 공진 작동하여 공진 파형을 생성하기 위한 제1 공진 회로를 형성하기 위해 연결되는 공급 인덕터 및 제1 커패시터를 포함한다. 전하 저장 소자는 출력 전압을 발전시켜 부하를 통전한다. 정류기는 전하 저장 소자 및 제1 공진 회로에 연결되며, 공진 파형이 정류기의 상태의 제1 변화를 생성하는 경우, 작동 주기 제1 부분의 종료 시, 출력 전압을 제1 공진 회로에 다시 인가하여 공진 작동을 인터럽트 하게 하는 공진 파형에 반응한다. 제1 센서는 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하는 경우를 감지한다. 공급 전류의 소스는 정류기에 연결되며, 정류기에서 정류되어, 작동 주기의 제2 부분 동안, 전하 저장 소자에 연결되는 정류된 전류를 생성하여 전하를 보충한다. 스위칭 트랜지스터는 제1 센서의 출력 신호에 반응하여, 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생한 이후에는 공급 전류를 정류기에 연결하며, 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하기 이전에는 공급 전류를 정류기에 연결하지 않는다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 용량성 메인 아이솔레이션을 구비한 전원 공급기를 보여주는 도면.

도 2의 (a)∼(f)는 도 1에 도시한 전원 공급기의 작동과 관련된 파형을 보여주는 도면.

도 3의 (a)∼(c)는, 도 2의 (a)∼(f)의 작동기간의 3개의 개별적인 인터벌 동안에 해당하는 도 1에 도시한 전원 공급기의 3개의 등가 회로를 보여주는 도면.

도 4는 도 1의 전원 공급기의 특징을 사용하는 전원 공급기 작동을 좀더 상세하게 보여주는 도면.

도 5의 (a)∼(c)는 제1 부하에 대한 도 4에 도시한 전원 공급기의 작동과 관련된 파형을 보여주는 도면.

도 6의 (a)∼(c)는 제1 부하보다 높은 부하에 대한 도 4에 도시한 전원 공급기의 작동과 관련된 파형을 보여주는 도면.

도 7은 도 4에 도시한 전원 공급기의 효율 변화의 예를 출력 전원의 함수로서 보여주는 그래프.

도 8은 RFI(radio frequency interference)에 대한 내성을 도 4의 전원 공급기에서 얻는 방식을 간략하게 설명하는 도면.

도 1은 용량성 메인 아이솔레이션을 구비하여 본 발명의 특징을 구현하는 다소 개략적인 형태인 전원 공급기(300)를 나타낸다. "핫" 그라운드 컨덕터(50)에 참조된 입력 공급 전압 Vin은, 예를 들어 종래의 브리지 정류기(도시하지 않음)에서 제공하며, "핫" 그라운드 컨덕터(50)로부터 비분리된다. 전압 Vin은 공급 인덕터 L1을 경유하여, 스위칭 전력 트랜지스터(도시하지 않음)에 의해 형성된 스위치 S1의 단자(302)에 연결되는데, S1은 컨트롤 회로(301)의 제어 하에 고주파를 스위치한다. 단자(302)는, 스위치 S1이 전도성이 되는 경우, 그라운드 컨덕터(50)에 연결된다.

스위치 S1이 비전도성이 되는 경우, 단자(302)는, 제1 아이솔레이션 커패시터 C1, 제2 아이솔레이션 커패시터 C2, 커패시터 C1과 C2 사이에 연결하는 제2 공급 인덕터 L2 및 전류 샘플링 저항 Rtrig2의 직렬 배열을 경유하여 그라운드 컨덕터(50)에 연결된다. 전류 샘플링 저항 Rtrig2는 커패시터 C2와 그라운드 컨덕터(50) 사이에 연결한다. 스위치 S1이 비전도성이 되는 경우, 단자(302)는, 커패시터 Ctrig 및 전류 샘플링 저항 Rtrig1의 직렬 배열을 경유하여 그라운드 컨덕터(50)에 또한 연결된다. 전류 샘플링 저항 Rtrig1은 커패시터 Ctrig와 그라운드 컨덕터(50) 사이에 연결한다. 정류기 다이오드 D1 및 필터 커패시터 C3는, 인덕터 L2의 맞은 편에 연결되는 직렬 배열을 형성하여, 전하 저장 소자를 형성하는 커패시터 C3에 정류된 출력 공급 전압 Vout을 발전시킨다. 부하 저항 RL은 커패시터 C3와 병렬로 연결하며, 전압 Vout에 의해 통전한다. 전압 Vout은, 커패시터 C1 및 C2의 저주파에서의 높은 임피던스에 의해 그라운드 컨덕터(50)로부터의 전기적인 단락 위험에서 벗어난다.

다이오드 D1의 양극은, 커패시터 C1과 인덕터 L1 사이의 접합 단자(303)에 연결된다. 다이오드 D1의 음극으로부터 멀리 떨어진 커패시터 C3의 단자는 "콜드" 그라운드 컨덕터(51)를 형성한다. "콜드" 그라운드 컨덕터(51)에 참조되는 전압 Vout은 그라운드 컨덕터(50)로부터의 전기적인 단락 위험에서 벗어난다. 다이오드 D1으로부터 멀리 떨어진 인덕터 L2의 단자 및 저항 Rtrig2로부터 멀리 떨어진 커패시터 C2의 단자도, "콜드" 그라운드 컨덕터(51)의 참조 전위에 존재한다.

커패시터는 Vin의 상대적으로 낮은 주파수에서 높은 임피던스를 갖는다는 사실로부터, 커패시터 C1 및 C2는 그라운드 아이솔레이션을 제공한다. 그러나 커패시터는, 스위치 S1의 상대적으로 높은 작동 주파수에서 낮은 임피던스를 나타내며, 그 스위치 S1의 작동은 전압 Vin의 주파수보다 높은 주파수에서 이루어진다. 스위치 S1은, 단자 302와 50 사이의 연결을 선택적으로 개방/폐쇄하여, 인덕터 L1에 입력 공급 전압 Vin의 인가를 불가능/가능하게 하는 컨트롤 회로(301)로부터의 컨트롤 신호(62)에 반응한다. 이와 같이, 스위치는 컨트롤 신호에 따른 소정의 주파수 f에서 주기적으로 작동한다. 커패시터 C1 및 C2는 이 주파수에 관해 낮은 임피던스를 갖는다. 예를 들어, 커패시터 C1 및 C2는, 50㎑에서의 스위치 S1의 작동에 관해 낮은 임피던스를 갖는 반면, 예를 들어 50㎐ 또는 60㎐의 입력 전압 Vin에서 높은 임피던스 및 아이솔레이션을 제공할 수도 있다. 전원 공급기(300)는, 최소 스위칭 손실에서 최대 에너지 전이를 위해 최적화되는 자체-발진 전원 컨버터이다.

전원 공급기(300)의 작동 주기 또는 기간 T는 도 2의 (a)∼(f)에 도시한 3개의 시간 인터벌 T1, T2 및 T3로 분리할 수 있는데, 도 1의 인덕터 L1의 값은 인덕터 L2의 2배 값과 동등하다. 도 1 및 도 2의 (a)∼(f)에서의 유사한 부호와 숫자는, 유사한 기능 또는 항목을 나타낸다. 도 3의 (a)는, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1 동안에 해당하는 도 1의 회로에 대한 등가 회로를 나타낸다. 도 1, 도 2의 (a)∼(f) 및 도 3의 (a)에서의 유사한 부호와 숫자는, 유사한 기능 또는 항목을 나타낸다.

도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1 동안, 도 1의 스위치 S1은 전도성이 된다. 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T2 동안, 커패시터 C1 및 C2는 후술하는 바와 같이 충전된다. 도 1의 스위치 S1을 폐쇄한 후, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1 동안, 도 2의 (b)의 전류 IL1은 선형적으로 상승하며, 에너지는 도 1의 인덕터 L1에 저장힌다. 동시에, 도 1의 커패시터 C1 및 C2와 도 3의 (a)의 공진 회로(305)를 형성하는 도 1의 인덕터 L2에서의 도 2의 (d)의 전류 IL2는, 네거티브한 사인 곡선으로 공진하며, 커패시터 C1 및 C2에 이미 저장된 에너지는, 전류 I2의 형태로 인덕터 L2에 공진하여 전이된다.

도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1의 종료 시, 도 2의 (e)의 전압 V2는, 다이오드 D1이 전도성이 되게 하는 도 1의 전압 Vout과 같아진다. 따라서, 커패시터 C1 및 C2에서의 전압의 합은 전압 Vout에 클램프(clamp)되며, 전류 I2는 갑작스럽게 변하여 0이 된다. 그래서, 커패시터 C1 및 C2는 최대로 방전되며, 도 1의 인덕터 L2 내 도 2의 (e)의 전압 V2는 전압 Vout과 같아진다. 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T2의 시작 시, 도 1의 다이오드 D1은 결론적으로는 전도성이 된다. 그러므로 도 1의 센서 저항 Rtrig2에서의 전압은 0볼트에 근접한다. 저항 Rtrig2에서의 전압이 0이 되는 경우, 컨트롤 회로(301)는 신호(62)를 통해 스위치 S1을 턴 오프 한다. 다행스럽게도, 다이오드 D1이 전도성이 되자마자 즉시 스위치 S1을 턴 온 함으로써, 커패시터 C1 및 C2를 통한 처리율(throughput)에 기여하지 않는 도 2의 (a)∼(f)의 기간 T 내 "무효 시간"의 가능성을 방지한다.

도 3의 (b)는, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T2 동안에 해당하는 도 1의 회로에 대한 등가 회로를 나타낸다. 도 1, 도 2의 (a)∼(f) 및 도 3의 (b)에서의 유사한 부호와 숫자는, 유사한 기능 또는 항목을 나타낸다. 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T2 동안, 도 1의 스위치 S1은 턴 오프 된다. 전도성 다이오드 D1 및 커패시터 C3는 무시해도 좋을 만큼 낮은 임피던스를 효과적으로 형성하는데, 이는, 커패시터 C3가 다른 커패시터보다 훨씬 큰 값을 갖기 때문이다. 커패시터 C1 및 C2 그리고 Ctrig는, 인터벌 T2의 종료 시, 도 2의 (a)의 전압 V1이 최대 값에 도달하며, 도 2의 (c)의 전류 I2가 0이 될 때까지 인덕터 L2를 통해 충전된다. 이 순간, 회로에 존재하는 대부분의 모든 에너지가 커패시터 C1 및 C2에 저장된다.

도 3의 (c)는, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T3 동안에 해당하는 도 1의 회로에 대한 등가 회로를 나타낸다. 도 1, 도 2의 (a)∼(f) 및 도 3의 (c)에서의 유사한 부호와 숫자는, 유사한 기능 또는 항목을 나타낸다. 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T3 동안, 도 1의 스위치 S1을 턴 온 하기 위한 트리거 신호(62)가 생성된다. 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T3 동안, 도 1의 커패시터 C1 및 C2는 무시할 수 있는데, 이는, 그 값이 커패시터 Ctrig의 값보다 훨씬 크기 때문이다. 커패시터 Ctrig는 인덕터 L1 및 L2와 병렬 공진 회로(304)를 형성하며, 1/2 주기의 발진이 발생한다. 전압 V1은 인터벌 T3의 종료 시 최소가 되며, 전류 IL2는 0이 된다. 인터벌 T3의 종료 시, 도 1의 전류 샘플링 저항 Rtrig1에서 발전된 전압은, 극성을 네거티브에서 포지티브로 변경한다. 이러한 제로 크로싱 전이가 감지되어, 컨트롤 회로(301)가 스위치 S1을 턴 온 하게 한다. 다행스럽게도, 스위칭 손실은 무시해도 좋을 정도인데, 이는, 전압 V1이 최소이기 때문이다. 모든 커패시터는, 높은 dv/dt의 존재를 금지하는 공진 네트워크의 부분이므로, 높은 효율을 보증한다.

도 4는 도 1의 것과 유사한 전원 공급기(400)를 상세하게 나타낸다. 도 1, 도 2의 (a)∼(f), 도 3의 (a)∼(c) 및 도 4에서의 유사한 부호와 숫자는, 유사한 기능 또는 항목을 나타낸다.

도 4의 컴포넌트 L1, L2, C1, C2, S1, D1 및 C3는 도 1의 것과 동일한 기능을 수행한다. 인덕터 L2가 트랩되어 전압 Vout을 더 낮은 레벨로 변환한다. 메인 연결 측에, 추가적인 선 필터(601)를 실시하여, 1차 및 2차 측 사이에 요구되는 아이솔레이션을 보증한다. 그러므로 선 필터 인덕터는 작동 주파수에서 높은 비대칭 감쇠를 정한다. 트랜지스터 스위치 S1의 내부 드레인 대 소스 용량을 사용하여, 도 1의 커패시터 Ctrig의 기능을 수행한다.

제1 실시예에서, 도 4의 전원 공급기(400)는, 115V AC의 입력 전압으로 25W의 출력 전력을 생성한다. 제2 실시예에서, 도 4의 전원 공급기(400)는, 230V AC의 입력 전압으로 100W의 출력 전력을 생성한다. 스위치 S1과, 인덕터 L2의 탭 비율은 상이하다. 전원 공급기(400)에 의해 전이된 전력은 P=Vc12ㆍ(커패시터 C1의 값)ㆍf에 의해서 주어지며, 커패시터 C2의 값이 커패시터 C1의 값과 동등한 경우, Vc1은 C1에서의 전압이며, "f"는 스위칭 주파수이다.

변환 비율은, 인덕터 L1 및 L2의 인덕턴스의 비율과 인터벌 T3의 기간에 좌우된다. 이 비율은, 인덕터 L2에 탭(401)을 제공함으로써 증가할 수 있다. 컨버터는 전원 발진기(401)와 버스트 모드 컨트롤러(402)로 구성한다. 발진기(401)는 약 f=300㎑에서 동작한다. 버스트 모드 컨트롤러(402)의 비교기 IC2가 공칭 출력 전압을 감지한 경우, 발진기(401)는, 광커플러 IC1과 트랜지스터 Q8을 경유하는 발진기에 대한 전원을 인터럽트 함으로써 턴 오프 한다. 출력에서의 더 낮은 전압이 그 전원을 다시 턴 온 한다. 따라서, 전원 공급기는 버스트 모드에서 작동한다. 버스트 간의 인터벌은 입력 전압 및 부하에 따라 변한다. 발진기가 연속해서 온인 경우, 최대 전원 출력이 얻어진다. 효율과 출력 전원 간의 관계를 도 7에서 보여준다.

커패시터 Cmains와 용량성 분압기를 형성하는 다이오드 D12 및 커패시터 C7을 통해 필터 커패시터 Cmains를 통과하는 전하 전류에 의해 컨트롤 회로의 공급 전압(404)이 생성된다. 이 회로는, 트랜지스터 Q9, 트랜지스터 Q10, 및 커패시터 C7에서의 전압을 20V로 한정하는 기준 전압 다이오드 D11로 구성한다.

트랜지스터 Q7, 트랜지스터 Q8, 광커플러 IC1 및 비교기 IC2는, 버스트의 기간을 컨트롤하는 발진기(401)의 공급 전압을 위한 온/오프 스위치로서 행동한다. 저항 R10 및 다이오드 D10은 전원 발진기(401)의 초기 시동을 가능하게 한다. 트랜지스터 Q7 및 Q8은, 스위치 S1이 트랜지스터 Q3을 통해 턴 온 하게 하는 고속의 상승 에지에서 턴 온 한다. 트랜지스터 Q6는 동일한 에지에서 턴 온 하지만, 커패시터 C5 및 저항 R6의 시상수 때문에, 수 ㎳ 후에 턴 오프 한다. 이에 의해 트랜지스터 Q2가 턴 온 하며, 스위치 트랜지스터 S1은 스위치 오프 한다. 이러한 배열을 사용하여 발진기의 적당한 시동을 보증한다. 그 결과, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T2가 시작한다.

스위치 S1의 온-타임(도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1과 유사함) 동안에 인덕터 L1에 저장된 에너지는, 도 1의 2차 정류기 D1을 통해서도 흐르는 사인 곡선 형상의 전류(도 2의 (b)의 전류 IL1과 유사함)로 도 4의 커패시터 C1 및 C2를 충전한다.

스위치 S1이 비전도성이 되는 경우, 도 1의 커패시터 Ctrig처럼 행동하는 스위치 S1을 실시하는 트랜지스터의 내부 드레인-소스 용량은, 직렬 연결의 커패시터 C1 및 C2에 병렬로 연결된다. 다이오드 D1을 통과하는 전류가 0이 되는 경우, 커패시터 Ctrig, 인덕터 L1 및 L2를 포함하는 고주파 공진 회로는 공진한다. 이는 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T3과 비슷하다. 도 4의 다이오드 D3, D4 및 D5를 통해 흐르는 전류는, 1/2 주기의 공진 발진 동안에 트랜지스터 Q4 및 Q5를 오프로 유지한다. 이 전류가 극성을 변경하자마자 트랜지스터 Q4 및 Q5는 턴 온 한다. 따라서, 트랜지스터 Q2는 턴 오프 하며, 트랜지스터 스위치 S1은 트랜지스터 Q3를 통해 턴 온 한다. 트랜지스터 Q4 및 Q5는 전류 센서로서 행동한다. 트랜지스터 Q4는 트랜지스터 스위치 S1을 통과하는 전류에 의해 온으로 유지된다.

커패시터 C1 및 C2 내 에너지가 인덕터 L2에 전이되는 경우, 인덕터 L2에서의 전압은, 2차 다이오드 D1이 턴 온 하게 하는 크기에 도달하며, 커패시터 C2 내 전류는, 예를 들어 중지된다. 스위치 S1과 인덕터 L1을 통과하는 전류는, 커패시터 C2를 통과하는 대신 다이오드 D6을 통과하여 흐르며, 트랜지스터 Q2를 턴 온 한다. 따라서, 다이오드 D6 및 트랜지스터 Q2는, 트랜지스터 스위치 S1을 턴 오프 하기 위한 전류 센서를 형성한다. 그 절차는, 버스트 모드 컨트롤러(402)가 발진기(401)의 공급을 턴 오프 할 때까지, 상술한 바와 같이 자체적으로 반복될 것이다.

도 5의 (a)∼(c)는, 부하 저항 RL이 7.5Ω인 경우에 대한 도 4에 도시한 전원 공급기의 작동과 관련된 파형을 보여주는 반면, 도 6의 (a)∼(c)는, 저항 RL에 의해 형성된 더 높은 부하가 1Ω인 경우에 대한 도 4에 도시한 전원 공급기의 작동과 관련된 파형을 보여준다. 도 1, 도 2의 (a)∼(f), 도 3의 (a)∼(c), 도 4, 도 5의 (a)∼(c) 및 도 6의 (a)∼(c)에서의 유사한 부호와 숫자는, 유사한 기능 또는 항목을 나타낸다.

발진기(401)는, 버스트 모드가 아니라 연속해서 작동하며, 부하(도시하지 않음)가 장애 조건의 결과로서 여전히 증가하는 경우, 출력 전압 Vout은 떨어질 것이다. 그 결과, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1은 증가하고, 발진기(401) 주파수는 감소하며, 도 6의 (c)의 전압 V1의 레벨은, 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T3이 시작하기 전보다 낮아질 것이다. 이런 방식으로, 전이된 에너지의 양은 다행스럽게도 상당하게 감소한다. 이러한 경향은, 단락 회로 조건에 도달할 때까지 유지된다. 따라서 그 회로는 부하에 대해 자체적으로 보호한다.

도 4의 전원 공급기(400)는 소프트 시동을 또한 보증한다. 도 2의 (a)∼(f)의 인터벌 T1이 점차 감소하는 것과 마찬가지로, 주파수 및 전이된 에너지는, 출력 전압 Vout의 요구 레벨에 도달할 때까지 증가한다. 도 4 및 도 8에 도시한 바와 같이, RFI 억제 및 안전성을 위해 선 필터(600)를 제공한다. 도 4의 선 필터(601)는 발진기(401)의 작동 주파수에서 높은 대칭 감쇠를 정한다. 20mH의 인덕터는 요구되는 감쇠를 50W까지 실행한다. 실험 동안, 커패시터 C1 및 C2의 상당한 온도 증가가 관찰되었다. 적당한 타입의 커패시터를 선택하여 구성하는 것이 중요하다. 네거티브한 온도 계수를 갖는 커패시터 C1 및 C2를 선택하는 경우, 몇몇 고유한 안정성이 제공되는데, 이는, 전이된 전원의 양 및 온도가 커패시터 값에 따라 감소하기 때문이다.

Claims

전원 공급기로서,

제1 커패시터에 연결되며, 상기 전원 공급기의 작동 주기의 제1 부분 동안, 공진 작동하여 공진 파형을 생성하기 위한 제1 공진 회로를 형성하는 공급 인덕터,

출력 전압을 발전시켜 부하를 통전하기 위한 전하 저장 소자,

상기 전하 저장 소자 및 상기 제1 공진 회로에 연결되며, 상기 공진 파형에 반응하는 정류기-상기 정류기는 상기 작동 주기 제1 부분의 종료 시, 상기 공진 파형에 따라 상태의 제1 변화를 생성하여 상기 출력 전압이 상기 제1 공진 회로에 다시 연결되게 하고, 상기 공진 작동을 인터럽트 하게 함-,

상기 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하는 경우를 감지하기 위한 제1 센서,

상기 정류기에 연결되고 상기 정류기에서 정류되는는 공급 전류의 소스-상기 소스는, 상기 작동 주기의 제2 부분 동안, 상기 전하 저장 소자에 연결되는 정류된 전류를 생성하여 전하를 보충함-, 및

상기 제1 센서의 출력 신호에 반응하여, 상기 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생한 이후에는 상기 공급 전류를 상기 정류기에 연결하며, 상기 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하기 이전에는 상기 공급 전류를 상기 정류기에 연결하지 않는 스위칭 트랜지스터

를 포함하는 전원 공급기.
제1항에 있어서,

상기 전하 저장 소자는 상기 출력 전압을 위한 제1 커패시터를 포함하는 전원 공급기.
제1항에 있어서,

상기 정류기는 2개 단자의 반도체를 포함하는 전원 공급기.
제1항에 있어서,

상기 제1 커패시터는 상기 공급 전류를 상기 정류기에 용량적으로 연결하며, 상기 정류기는, 상기 정류기 내 상태의 제1 변화가 발생하는 경우, 상기 출력 전압을 상기 제1 커패시터에 다시 연결하여 상기 제1 커패시터 내 전류의 흐름을 중지시키는 전원 공급기.
제4항에 있어서,

상기 제1 센서는 상기 전류 흐름이 상기 제1 커패시터 내에서 중지되는 경우를 감지하는 전원 공급기.
제1항에 있어서,

상기 제1 커패시터는, 상기 동작 주기의 제2 부분 동안, 상기 공급 전류를 상기 정류기에 용량적으로 연결하는 전원 공급기.
제1항에 있어서,

상기 스위칭 트랜지스터 및 입력 공급 전압의 소스에 연결되는 제2 인덕터를 더 포함하고, 상기 제2 인덕터는 상기 작동 주기 제1 부분 동안에 전류를 저장하며, 상기 스위칭 트랜지스터는, 상기 작동 주기 제2 부분 동안에 상기 제2 인덕터 전류가 상기 정류기에 연결되게 하며, 상기 작동 주기 제1 부분 동안에 상기 인덕터 전류가 상기 정류기에 연결되지 않게 하는 전원 공급기.
제7항에 있어서,

상기 제2 인덕터 전류는 상기 작동 주기 제2 부분 동안에 변하며, 상기 정류기는 상기 제2 인덕터 전류의 변화에 반응하여, 상기 작동 주기 제2 부분의 종료 시 상기 상태의 제1 변화에 반대인 상기 정류기 내 상태의 제2 변화를 생성하는 전원 공급기.
제8항에 있어서,

상기 상태의 제2 변화가 상기 정류기에서 발생한 이후, 상기 스위칭 트랜지스터의 한 쌍의 메인 전류 전도성 단자 사이에서 발전된 제1 전압이 공진하여 변하게 하는 제2 공진 회로를 형성하는 상기 제1 및 제2 인덕터 중 적어도 하나에 용량이 연결되는 전원 공급기.
제9항에 있어서,

상기 제1 전압의 공진 주기의 제1 부분이 경과하는 경우를 감지하기 위한 제2 센서를 더 포함하며, 상기 스위칭 트랜지스터는 상기 제2 센서의 출력 신호에 반응하여, 상기 스위칭 트랜지스터의 상기 한 쌍의 메인 전류 전도성 단자 사이에서 발전된 상기 제1 전압이 상기 제1 전압의 공진 변화보다 낮아서 상기 트랜지스터 내 상태 변화 동안의 전원 소모를 감소시키는 경우, 상기 트랜지스터를 턴 온 하는 전원 공급기.
제1항에 있어서,

상기 공급 전류를 생성하기 위한 입력 공급 전압의 소스 및 제2 커패시터를 더 포함하며, 상기 제2 커패시터 및 상기 제1 커패시터는, 상기 작동 주기의 주파수보다 낮은 주파수에서, 상기 입력 공급 전압의 소스로부터의 상기 부하를 분리하기 위한 상기 공급 전류의 전류 경로에 연결되는 전원 공급기.