KR101656021B1 - 직렬공진형 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 직렬공진형 컨버터는, 적어도 1세트의 제 1과 제 2 스위칭 소자를 갖는 인버터 회로와, 인버터 회로에 연결되는 1차 권선과 2차 권선을 갖는 트랜스와, 트랜스의 2차측에 연결되고, 또한 서로 직렬로 연결되는 제 1과 제 2 공진용 콘덴서와, 서로 직렬로 연결되는 제 1과 제 2 일방향성 소자와, 제 1과 제 2 공진용 콘덴서와 함께 작용하여 직렬공진하는 공진용 인덕턴스 수단을 포함하고, 제 1, 제 2 일방향성 소자는, 제 1과 제 2 공진용 콘덴서의 전하가 트랜스의 1차측에 방전되는 것을 방지함으로써, 제 1과 제 2 공진용 콘덴서로부터 입력단자에 전류가 귀환되는 일이 없도록 구성되어 있다.

Description

직렬공진형 컨버터{SERIES RESONANT CONVERTER}
본 발명은 인덕턴스와 커패시턴스의 직렬공진 작용을 이용한 직렬공진형 컨버터에 관한 것이다.
전력변환 효율이 높은 컨버터로서, 공진용 인덕터의 인덕턴스와 공진용 콘덴서의 커패시턴스의 직렬공진을 이용한 직렬공진형 컨버터가 널리 사용되고 있다. 직렬공진형 컨버터는 주로 공진용 콘덴서가 트랜스의 1차 권선 또는 2차 권선과 직렬로 연결되는 전류형 직렬공진 컨버터와, 공진용 콘덴서가 트랜스의 1차 권선 또는 2차 권선과 병렬로 연결되는 전압형 직렬공진 컨버터로 분류된다. 전류형 직렬공진 컨버터는, 예를 들면 일본 특허 공개 2003-324956호 공보에 개시되었고, 전압형 직렬공진 컨버터는, 예를 들면 일본 특허 공개 2003-153532호 공보에 개시되었다.
이러한 직렬공진형 컨버터는 스위칭 소자에 흐르는 전류가 거의 0일 때에 스위칭 소자가 스위칭을 수행하는 제로 전류 스위칭(ZCS)이나 스위칭 소자가 지연 전류 모드에서 스위칭을 수행함으로써, 스위칭 소자의 스위칭 손실을 저감할 수 있다. 그러나, 이러한 직렬공진형 컨버터는 스위칭 소자와 병렬연결된 귀환용 다이오 드를 통해 공진회로의 에너지가 직류전원에 귀환되는 것에 의한 전력손실이 있다고 지적되고 있다. 결국, 직류전원으로의 귀환 전류는 에너지가 직류전원에 귀환한다는 점에서는 전력효율을 향상시키지만, 일단 직류전원으로부터 공진회로에 공급된 에너지가 직류전원으로 되돌려지기 때문에, 부하 장치에 공급되지 않은 전류에 의한 불필요한 회로손실이 생긴다.
또한, 상기와 같은 직렬공진형 컨버터는, 특히 직렬공진에 의해 공진용 콘덴서에 충전되는 전압이 직류전원의 전압보다도 높을 때에는, 턴온되어 있던 한쪽 스위칭 소자의 턴오프에 따라, 공진용 콘덴서에 축적된 에너지가 그 턴온되어 있던 상기 스위칭 소자에 병렬로 연결되어 있는 귀환용 다이오드에 흐르는 전류가 된다. 이 때문에, 다른쪽 스위칭 소자가 턴온하는 순간, 귀환 전류가 흐르고 있던 귀환용 다이오드에 역전압이 걸리고, 귀환용 다이오드의 역방향 저지특성이 회복될 때까지의 회복시간 동안 급격한 리커버리 전류(역회복전류)가 흘러서 전력손실과 노이즈를 발생시킨다.
또한, 일본 특허 공개 2006-191766 공보에 개시되고 있는 전압형 직렬공진 컨버터의 기술은 다음과 같다. 이 전압형 직렬공진 컨버터는 공진용 인덕터와 트랜스의 1차측에 병렬로 연결한 공진용 콘덴서의 공진 동작을 이용하고, 공진용 콘덴서는 직류전원전압 이상으로 충전된다. 이 공진용 콘덴서의 전하는 직류전원에 귀환되고, 귀환 다이오드에 리커버리 전류가 흐른다. 이 회로에서는 4개의 다이오드로 구성되는 브리지 정류회로의 2개의 다이오드에 각각 2개의 콘덴서가 병렬로 연결되어 있다. 그러나, 이들 콘덴서는 공진용 인덕터와 직렬공진하도록 선정되어 있 지 않다. 이 전압형 직렬공진 컨버터에서는, 정류회로를 출력전류가 작을 때에는 배전압 정류회로로서 기능시키고, 출력전류가 클 때에는 브리지 정류회로로서 기능시켜서 다른 출력특성을 실현하는 것이다.
이와 같이, 종래의 직렬공진형 컨버터에서는 스위칭 소자의 스위칭 주기의 반 사이클마다 공진 에너지에 대응하는 에너지가 큰 귀환 전류로서 귀환용 다이오드에 흐르므로, 부하 장치에 공급되지 않은 전류가 커져서 불필요한 회로손실이 생긴다.
또한, 스위칭 소자의 스위칭 주기의 반 사이클마다 귀환용 다이오드에는 역방향으로 흐르는 리커버리 전류가 생기므로, 귀환용 다이오드의 전력손실이 증대하는 것은 물론, 리커버리 전류가 흐르는 만큼 스위칭 소자에 턴온 손실이 불필요하게 발생하여 공진형 컨버터의 전력효율을 저하시킨다. 또한, 이러한 리커버리 전류는 급격한 파형이기 때문에, 공진에 의해 전류파형을 사인곡선 형상으로 했음에도 불구하고 노이즈가 발생한다고 하는 결점이 있다.
본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터는, 공진용 콘덴서로부터 직류전원에 귀환하는 전류, 즉 앞선 전류가 흐르지 않는 회로구성으로 한다. 이러한 직렬공진형 컨버터는 2개의 입력단자 사이에 연결되는 적어도 1세트의 제 1 스위칭 소자와 제 2 스위칭 소자를 갖는 인버터 회로와, 이 인버터 회로에 1차 권선이 연결되는 트랜스를 포함하고, 또한 이 트랜스의 2차 권선의 일단에 연결되는 공진용 콘덴서부와, 이 트랜스의 2차 권선의 타단에 연결되는 일방향성 소자부와, 공진용 콘덴서부에 작용하여 직렬공진하는 공진용 인덕턴스 수단(device)을 포함한다.
공진용 콘덴서부는, 2개의 출력단자 사이에 서로 직렬로 연결되는 제 1 공진용 콘덴서와 제 2 공진용 콘덴서를 포함하고, 이들 공진용 콘덴서의 직렬 접속점이 트랜스의 2차 권선의 일단에 연결된다. 일방향성 소자부는, 2개의 출력단자 사이에 서로 직렬로 연결되는 제 1 일방향성 소자와 제 2 일방향성 소자를 포함하고, 이들 일방향성 소자의 직렬 접속점이 트랜스의 2차 권선의 타단에 연결된다.
상기 회로구조로 구성함으로써, 제 1 스위칭 소자와 제 2 스위칭 소자는 번갈아 온/오프되고, 인버터 회로는 입력단자로부터 입력되는 직류전력을 변환하여 트랜스를 거쳐서 출력단자에 교류전압을 공급한다. 일방향성 소자부(제 1 일방향성 소자와 제 2 일방향성 소자)는 공진용 콘덴서부(제 1 공진용 콘덴서와 제 2 공진용 콘덴서)의 전하가 트랜스의 1차측에 방전되는 것을 방지한다. 이에 따라 공진용 콘덴서부에서 입력단자측에 전류가 귀환되는 것을 저지한다.
또한, 본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터의 인버터 회로는, 리커버리 전류발생을 억제하고, 전력손실을 저감하기 위한 보다 바람직한 회로구성으로서, 제 1 스위칭 소자에 그 극성과 역극성으로 병렬로 설치되는 제 1 귀환용 다이오드와, 제 2 스위칭 소자에 그 극성과 역극성으로 병렬로 설치되는 제 2 귀환용 다이오드를 포함한다.
또한, 본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터는, 또한 제 1 공진용 콘덴서 및 제 2 공진용 콘덴서의 역방향 충전을 억지하기 위한 역충전 억제용 소자가, 제 1 공진 용 콘덴서 및 제 2 공진용 콘덴서에 각각 병렬로 연결되는 것이 바람직하다.
또한, 본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터는, 리플 전압의 저감을 위해, 제 1 공진용 콘덴서 또는 제 2 공진용 콘덴서의 커패시턴스보다도 충분히 큰 커패시턴스를 갖는 평활용 콘덴서가, 제 1 일방향성 소자와 제 2 일방향성 소자의 직렬 회로에 병렬로 연결되는 것이 바람직하다.
본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터는, 공진용 인덕턴스 수단으로서, 인덕턴스의 일부분 또는 전부를 부여하는 공진용 인덕터를 트랜스의 1차 권선 또는 2차 권선에 직렬로 연결할 수 있다.
또한, 트랜스의 1차 권선과 2차 권선 사이의 누설자속에 의한 리키지 인덕턴스를 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스의 일부분 또는 전부로서 이용할 수 있다.
이하, 본 발명의 실시형태에 대해서, 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 또, 본 발명은 이하에 나타내는 실시형태에 한정되는 것은 아니다. 본 명세서 및 도면에서 부호가 동일한 구성요소는 서로 동일한 것을 나타내는 것으로 한다.
<제 1 실시형태>
본 발명의 제 1 실시형태에 따른 직렬공진형 컨버터에 대해, 도 1 ~ 도 4에 의해 설명한다. 도 1은 본 발명의 제 1 직렬공진형 컨버터(100)의 회로구성을 나타낸다. 직렬공진형 컨버터(100)는, 직류전원(1), 인버터 회로(2), 제어회로(3), 공진용 인덕터(4), 공진용 콘덴서부(5), 1차 권선(6A)과 2차 권선(6B)을 갖는 트랜스(6), 일방향성 소자부(12), 평활용 콘덴서(8) 및 출력단자(9, 10)를 포함한다. 트랜스(6)의 1차 권선(6A)은 직렬 연결의 공진용 인덕터(4)를 거쳐서 인버터 회로(2)측에 연결된다. 트랜스(6)의 2차 권선(6B)은 그 일단이 공진용 콘덴서부(5)측에, 타단이 일방향성 소자부(12)측에 연결된다. 출력단자(9, 10)에는 진공장치나 통신용 전원을 포함하는 일반적인 설비 장치 등의 부하(11)가 연결된다.
직류전원(1)은 2개의 입력단자(1a, 1b) 사이에 연결된다. 직류전원(1)은, 예를 들면 단상 또는 3상 교류전력을 정류하여 직류전력으로 변환하는 정류회로와 그 직류전력을 평활화하는 필터 회로로 이루어지는 일반적인 것이다. 또한, 축전지 또는 발전기 등으로 이루어질 수도 있다.
인버터 회로(2)는 2개의 스위칭 소자(2A, 2C)를 각각 직렬로 연결한 스위칭 소자 암과, 2개의 스위칭 소자(2B, 2D)를 각각 직렬로 연결한 스위칭 소자 암을 병렬로 연결한 풀 브리지 회로구성으로 이루어진다. 스위칭 소자(2A, 2B)의 일단은 입력단자(1a)에, 스위칭 소자(2C, 2D)의 일단은 입력단자(1b)에 연결된다. 스위칭 소자(2A, 2B, 2C, 2D)는 FET 또는 IGBT 등의 반도체소자를 이용한다.
귀환용 다이오드(2a, 2b, 2c, 2d)는 스위칭 소자(2A, 2B, 2C, 2D)의 극성과는 반대로 각각 병렬로 연결된다. 귀환용 다이오드(2a, 2b)의 캐소드는 입력단자(1a)에, 귀환용 다이오드(2c, 2d)의 애노드는 입력단자(1b)에 연결된다. 이들 귀환용 다이오드(2a ~ 2d)는 외부에 병렬로 연결된 다이오드나 스위칭 소자(2A ~ 2D)의 각각의 내부에 형성된 것일 수도 있다. 스위칭 소자(2A ~ 2D)가 FET인 경우에는 FET가 갖는 내부 다이오드를 귀환용 다이오드(2a ~ 2d)로서 이용할 수 있다. 또, 통상의 FET나 IGBT 등의 반도체소자의 대부분이 내부 다이오드를 내장하고 있다.
또, 귀환용 다이오드(2a, 2b, 2c, 2d)는 없어도 된다. 공진용 인덕터(4)에 흐르는 전류가 0이 되기를 기다리고 나서 스위칭 소자(2A, 2D) 세트, 또는 스위칭 소자(2B, 2C) 세트를 턴오프시키는 제어를 수행하는 경우, 공진용 인덕터(4)에는 전자기 에너지(이후, 에너지라 함)가 축적되지 않는다. 이 때문에, 귀환용 다이오드(2a, 2b, 2c, 2d)는 원리적으로는 필요하지 않다.
제어회로(3)는 스위칭 소자(2A, 2D) 세트와 스위칭 소자(2B, 2C) 세트를, 소정 주파수(예를 들면 수 kHz ~ 수십 kHz)와 소정 펄스폭으로 번갈아 턴 온/오프 동작시킨다. 스위칭 소자의 전류가 거의 0일 때에 스위칭 소자를 턴 온/오프시키는 제로 전류 스위칭(ZCS)은, 스위칭 소자(2A, 2B, 2C, 2D)의 턴온에 의한 스위칭 손실과 턴오프에 의한 스위칭 손실을 감소시킨다. 스위칭 소자(2A, 2B, 2C, 2D)에 있어서 ZCS를 실현하기 위해서는, 기본적으로 온 기간은, 공진용 인덕터(4)와 제 1 공진용 콘덴서(5A) 및 제 2 공진용 콘덴서(5B)에서 정해지는 공진 주파수의 반주기(π(LC)1/2)인 것이 바람직하다.
이 조건을 만족하는 제어 방법으로서는, 일정한 온 시간과, 공진 주파수의 반주기(π(LC)1/2)로 반복 주파수를 변화시키는 주파수 제어방법, 또는 직류전원(1)의 전압을 변화시켜서 인버터 회로(2)의 입력 전압을 제어하는 방법 등이 있다. 예를 들면, 스위칭 소자(2A, 2D) 세트와 스위칭 소자(2B, 2C) 세트의 온 시간을, 상기 공진 주파수의 반주기와 동등한 길이로 고정하고, 그 스위칭 소자를 상기 공진 주파수의 1주기 길이 이상의 주기로 동작시킨다. 결국, 제어회로(3)는 공진용 인덕 터(4)와 제 1 공진용 콘덴서(5A) 및 제 2 공진용 콘덴서(5B)에서 정해지는 공진 주파수 이하의 구동 주파수(인버터 회로(2)의 변환 주파수)로 스위칭 소자(2A, 2D) 또는 스위칭 소자(2B, 2C)를 동작시킨다.
스위칭 소자(2A, 2D) 세트와 스위칭 소자(2B, 2C) 세트의 스위칭 동작시의 각 온 기간을 상술한 공진 주파수의 반주기로 고정하여 제어하는 경우, 공진용 인덕터(4)에 축적된 에너지의 거의 전부가 방출된 상태에서 스위칭 소자(2A, 2D) 또는 스위칭 소자(2B, 2C)를 턴오프시키게 된다. 따라서, 이들 스위칭 소자의 오프 후에는 공진용 인덕터(4)에는 에너지가 축적되지 않게 된다. 이 경우, 공진용 인덕터(4)에 흐르는 공진 전류가 귀환용 다이오드(2a ~ 2d)를 도통하는 전류경로를 마련할 필요가 없으므로, 귀환용 다이오드(2a ~ 2d)는 없어도 된다.
스위칭 소자(2A, 2B, 2C, 2D)에 공진 전류가 흐르고 있을 때에 턴오프시키는 경우, 여러 가지 주지 방법, 예를 들면 펄스폭 제어방법 또는 주파수 제어방법, 혹은 펄스폭 제어와 주파수 제어를 조합시킨 제어 방법 등을 채용할 수 있다. 이들 스위칭 소자의 각 온 기간을, 상기 공진 주파수의 반주기보다도 짧은 시간으로 한 경우, 공진용 인덕터(4)에 에너지가 축적된 상태에서 스위칭 소자(2A ~ 2D)를 턴오프시키게 되므로, 공진용 인덕터(4)에 축적된 에너지를 방출하기 위한 귀환용 다이오드(2a ~ 2d)를 설치하는 것이 바람직하다.
공진용 인덕터(4)에 에너지가 축적된 상태에서, 예를 들면 스위칭 소자(2A, 2D) 또는 스위칭 소자(2B, 2C)를 턴오프시키는 제어를 수행하는 경우, 모든 스위칭 소자(2A ~ 2D)가 턴오프되는 기간에, 공진용 인덕터(4)에 축적되어 있는 에너지가 귀환용 다이오드(2b, 2c) 또는 귀환용 다이오드(2a, 2d)를 거쳐서 직류전원(1)에 귀환하는 귀환 전류가 흐르는 동시에 트랜스(6) 및 출력단자(9, 10)를 거쳐서 부하(11)에 전력이 공급된다.
제어회로(3)는, 스위칭 소자(2A, 2D) 세트 또는 스위칭 소자(2B, 2C) 세트의 스위칭 소자, 즉 동일 세트의 스위칭 소자를 동시에 턴오프시키지 않고, 스위칭 소자(2A)의 온 기간이 스위칭 소자(2D)와 달라지거나 스위칭 소자(2B)의 온 기간이 스위칭 소자(2C)와 달라지도록 제어할 수도 있다. 예를 들면, 스위칭 소자(2A, 2D) 세트 또는 스위칭 소자(2B, 2C) 세트의 한쪽 스위칭 소자가 동시에 턴온한 후에, 스위칭 소자(2D) 또는 스위칭 소자(2C)를 스위칭 소자(2A) 또는 스위칭 소자(2B)보다도 이른 시각에 턴오프시켜서, 예를 들면 공진 주파수의 반주기보다도 짧은 온 기간이 되도록 제어한다.
이 경우, 공진용 인덕터(4)의 에너지에 의해 흐르는 전류는 공진용 인덕터(4)와 트랜스(6)의 1차 권선(6A)과 귀환용 다이오드(2b)와 스위칭 소자(2A)로 이루어지는 전류경로, 혹은 공진용 인덕터(4)와 귀환용 다이오드(2a)와 스위칭 소자(2B)와 트랜스(6)의 1차 권선(6A)으로 이루어지는 전류경로에 흐른다. 이와 같이, 공진용 인덕터(4)의 에너지에 의해 흐르는 전류의 경로가 스위칭 소자(2A) 및 귀환용 다이오드(2b) 또는 스위칭 소자(2B) 및 귀환용 다이오드(2a), 트랜스(6)를 거쳐서 부하(11)를 포함하여 구성되므로, 이 동안의 공진용 인덕터(4)의 에너지는 부하(11)에 공급된다.
공진용 인덕터(4)는, 도 1에서는 트랜스(6)의 1차 권선(6A)과 직렬로 연결되 어 있다. 도 1에서, 공진용 인덕터(4)는 트랜스(6)와 별개 부품으로서 도시되어 있지만, 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스(Lr)를 이용함으로써 공진용 인덕터(4)가 필요 없을 수도 있고, 또는 공진용 인덕터(4)의 인덕턴스값을 리키지 인덕턴스(Lr)만큼 작게 할 수도 있다. 따라서, 소망하는 직렬공진을 수행하기 위해서 필요한 인덕턴스를 가져오는 공진용 인덕턴스 수단은, 주로 공진용 인덕터(4)로 이루어지는 구성, 또는 트랜스(6)의 소망하는 크기의 리키지 인덕턴스(Lr)를 이용한 개별 인덕터를 이용하지 않는 구성, 혹은 공진용 인덕터(4)와 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스(Lr)를 조합시킨 구성이 실현 가능하다.
공진용 콘덴서부(5)는 서로 직렬 연결된 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)로 이루어진다. 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)는 2개의 출력단자(9, 10) 사이에 서로 직렬로 연결된다. 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 접속점으로부터 트랜스(6)의 2차 권선(6B)의 일단으로 연결되어 있다.
일방향성 소자부(12)는 공진용 콘덴서부(5)에 병렬로 연결된다. 일방향성 소자부(12)는 서로 직렬로 연결된 제 1 다이오드(12A)와 제 2 다이오드(12B)로 이루어진다. 제 1 다이오드(12A)와 제 2 다이오드(12B)는 2개의 출력단자(9, 10) 사이에 서로 직렬로 연결된다. 제 1 다이오드(12A)와 제 2 다이오드(12B)의 접속점으로부터 트랜스(6)의 2차 권선(6B)의 타단으로 연결되어 있다. 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)는 거의 동일한 커패시턴스이므로 거의 동일한 특성을 갖는다.
트랜스(6)는 1차 권선(6A)에 대한 2차 권선(6B)의 권수비를 n으로 한다. 1차 권선(6A), 2차 권선(6B)에 부여된 흑점은 권선의 극성을 나타낸다. 평활용 콘덴서(8)는 리플 전압 저감을 위한 필터 기능을 갖는다. 공진용 콘덴서(5A, 5B)는 커패시턴스가 작은 것이 사용되고, 직류에 대해서는 등가적으로 직렬이므로 커패시턴스가 1/2이 되기 때문에 필터 콘덴서 기능은 거의 기대할 수 없다. 이 때문에, 평활용 콘덴서(8)는 공진용 콘덴서의 몇 배에서 100배 이상의 커패시턴스로 하는 것이 바람직하다. 출력단자(9, 10) 사이에는 부하(11)가 연결되어 있다.
귀환용 다이오드(2a ~ 2d)는 본 발명의 기본동작에서는 필수 요소는 아니지만 설치하는 것이 바람직하다. 상세하게 설명하면 상술한 바와 같이, 스위칭 소자의 온 시간을 상기 공진 주파수의 반주기보다도 짧은 시간으로 한 경우, 공진용 인덕터(4)에 에너지가 축적된 상태에서 스위칭 소자(2A ~ 2D)를 턴오프시키게 된다. 또한, 실제 회로에서는 공진 전류가 0일 때에 이들 스위칭 소자를 턴오프해도 공진 전류와 함께 조금이라도 흐를 수 있는 트랜스(6)의 여자전류를 차단해 버릴 가능성이 있다. 또한, 부하 단락이 일어나는 진공장치와 같은 부하에서는, 과전류 제한 때문에 공진 전류가 흐르고 있는 상태에서 제 1, 2 스위칭 소자를 긴급하게 턴오프시킬 경우가 있다. 이러한 경우를 고려하여, 공진용 인덕터에 축적된 에너지에 의한 전류를 흐르게 하기 위한 전류경로를 설치하기 위하여, 귀환용 다이오드를 인버터 회로(2) 내에 설치하는 것이 바람직하다.
또, 공진용 인덕터(4)는 일단을 트랜스(6)의 1차 권선(6A)에, 타단을 스위칭 소자(2B)와 스위칭 소자(2D)의 접속점에 연결할 수도 있다. 또한, 공진용 인덕 터(4)를 트랜스(6)의 2차 권선측에 연결할 수도 있다. 이 경우, 공진용 인덕터(4)의 일단을 트랜스(6)의 2차 권선(6B)에, 그 밖의 일단을 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 접속점에, 또는 제 1 다이오드(12A)와 제 2 다이오드(12B)의 접속점에 연결할 수도 있다.
직렬공진형 컨버터(100)의 전체적인 동작을 설명하기 전에, 본 발명이 종래 회로와 크게 다른 점에 대해 이하 간결하게 설명한다. 스위칭 소자(2A, 2D) 세트와, 스위칭 소자(2B, 2C) 세트의 스위칭시에, 공진 동작에 의해 공진용 콘덴서부(5)에 충전된 전하는 등가적으로 직류전원(1)의 전압 이상, 최대로 직류전원(1)의 전압의 2배가 된다. 이와 같이 공진용 콘덴서부(5)에 충전된 전하는 일방향성 소자부(12)에 의해 트랜스(6)의 1차 권선(6A)측에 방전되지 않는다. 이에 따라 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)로부터 입력단자(1a, 1b)측에 전류가 귀환되는 일은 없다. 이에 전력손실을 저감한다.
본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터(100)는, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 커패시턴스와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 커패시턴스를 가산한 가산 커패시턴스와 공진용 인덕턴스 수단(4)의 인덕턴스가, 인버터 회로(2)의 변환 주파수와 대략 동등한 공진 주파수로 직렬공진하도록, 공진용 인덕턴스 수단(4)의 인덕턴스와 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 커패시턴스와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 커패시턴스를 선정하는 것이 바람직하다. 공진용 인덕턴스 수단(4)과 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 공진을 이용하여 소망하는 출력을 얻을 수 있다. 또한, 공진용 인덕턴스 수단(4)에 흐르는 전류가 0이 되고나서 제 1 스위칭 소자(2A, 2D) 또는 제 2 스위칭 소자(2C, 2B)를 오프시킬 수 있다.
본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터의 제 1 스위칭 소자(2A, 2D) 및 제 2 스위칭 소자(2C, 2B)는, 공진용 인덕턴스 수단(4)과 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)에서 정해지는 공진 주파수 이하가 되는 인버터 회로의 동작이 바람직하다. 공진용 인덕턴스 수단(4)에 축적된 에너지가 전부 방출된 후에, 제 1 스위칭 소자(2A, 2D) 또는 제 2 스위칭 소자(2C, 2B)를 턴오프시킬 수 있다. 이 경우, 공진용 인덕턴스 수단(4)을 에너지원으로 한 전류가 흐르기 때문에, 전력손실을 저감할 수 있다.
본 발명에서는 종래 회로와는 달리, 예를 들면 스위칭 소자(2A, 2D)가 동시에 턴온할 때, 스위칭 전류는 0부터 시작되므로 턴온 손실은 없다. 또한, 공진용 인덕터(4)에 흐르는 전류가 거의 0인 시점에서, 예를 들면 상기 스위칭 소자(2A, 2D)를 턴오프시키면 턴오프 손실은 최소화되어 ZCS를 실현할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 회로는 공진용 콘덴서부(5)로부터 직류전원(1)을 향한 귀환 전류를 실질적으로 0이 되게 할 수 있다. 한편, 공진용 인덕터(4)에 흐르는 전류가 0이 아닐 때에 상기 스위칭 소자(2A, 2D)를 턴오프시킨 경우에도 종래 회로와는 달리, 공진용 콘덴서부(5)로부터 직류전원(1)을 향한 귀환 전류는 실질적으로 0이다.
또, 공진용 인덕터(4)에 축적되어 있는 에너지에 의한 귀환 전류가 2차측 부하(11)를 통해서 직류전원(1)을 향해 흐르지만, 도통되는 귀환 다이오드는 턴오프된 스위칭 소자(2A, 2D)와 병렬로 연결된 것이 아닌, 다음에 턴온 하는 스위칭 소 자(2B, 2C)에 병렬로 연결된 귀환 다이오드(2b, 2c)이다. 이 때문에, 스위칭 소자(2B, 2C)가 다음에 턴온 해도 귀환 다이오드(2a, 2d)는 도통되지 않기 때문에, 리커버리 현상은 생기지 않는다. 결국, 귀환용 다이오드(2a, 2b, 2c, 2d)에는 지연 전류가 흐르는 모드가 있을 뿐이므로, 직류전원(1)의 직류전압이 역전압으로서 귀환용 다이오드에 인가되지 않아, 이들 귀환용 다이오드에 리커버리 전류가 흐르는 일은 없다. 따라서, 스위칭 소자(2A ~ 2D)의 스위칭시에 귀환용 다이오드(2a ~ 2d)에 리커버리 손실이 발생하는 일은 없으며, 또한 노이즈가 발생하기 힘들다.
공진용 콘덴서부(5)에서, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)는 서로 직렬 연결되어 있다. 따라서, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 커패시턴스를 서로 동등한 값(C22)으로 하면, 등가적인 공진용 콘덴서부(5)의 커패시턴스값은 2배의 커패시턴스(2×C22)가 된다.
제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)를 가산한 가산 커패시턴스(2×C22)의 트랜스(6)의 1차측 환산값(C)과 공진용 인덕터(4)의 인덕턴스(L)에 의한 공진 동작에서, 공진 주파수(Fr)는 주지 공식에 의해 Fr=1/[2π(LC)1/2]이 된다.
이 공진 주파수(Fr)가 인버터 회로(2)의 변환 주파수(Fs)와 거의 일치할 경우, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전압은 서로 역상이며, 0V부터 등가적으로 트랜스(6)의 2차 권선(6B)의 전압(Vn2)의 2배와 동등한 진폭의 전압(2×Vn2)까지 변화한다. 따라서, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴 서(5B)의 전압은 서로 역상으로 동일한 진폭이 되기 때문에, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 양단의 충방전 전압을 가산한 전압은 일정해진다.
다음에, 도 1에 도시한 본 발명의 제 1 직렬공진형 컨버터(100)의 동작을 설명한다. 이해를 쉽게 하기 위해서, 스위칭 소자(2A, 2D)가 모두 온되어 있는 도 4에 도시하는 기간(T1)의 등가회로를 도 2에 도시한다. 도 2에서는, 트랜스(6)의 1차 권선(6A)과 2차 권선(6B)의 권수비가 1인 이상적인 변압기에서, 여자 인덕턴스(6Ei)를 무한대로 하고, 트랜스(6)의 2차측 회로를 1차측 회로로 등가적으로 변환하고 있다.
전술한 바와 같이, 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 전압을 가산한 전압은 일정하게 되므로, 직류출력 전압을 거의 일정하게 하면, 출력단자(9, 10)에는 전압(Vo)의 축전지(21)가 등가적으로 연결된다. 인버터 회로(2)는 공진 주파수(Fr)와 거의 동등한 변환 주파수(Fs)로 공진 주파수의 반주기(π(LC)1/2)의 온 시간에서 스위칭 동작을 수행하게 된다.
도 4는, 도 2에서의 공진용 인덕터(4)에 흐르는 공진 전류(io)의 파형의 일례 및 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B) 각각의 전압(Vc1, Vc2) 파형의 일례를 나타내고 있다. 공진 전류(io)는 직류전원(1)으로부터 축전지(21)에 흐르는 도 2의 io 화살표 방향을 순방향으로 한다. 도 4의 시각(t0)에서 모든 스위칭 소자(2A ~ 2D)는 오프이며, 제 1 공진용 콘덴서(5A)는 도시된 극성으로 Vo(2E)로 충전되고, 제 2 공진용 콘덴서(5B)는 0V인 것으로 한다. 또, E는 직류전원(1)의 직류전압값이다.
스위칭 소자(2A, 2D)가 모두 온되어 있는 시각(t1)부터 시각(t2)의 기간(T1)에서는 도 2에 도시한 바와 같이, 직류전원(1)의 양극(P)으로부터, 스위칭 소자(2A), 공진용 인덕터(4)를 통해서 공진 전류(io)가 순방향으로 흐른다. 그 공진 전류(io)는 2개의 제 1과 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 접속점(22)에서 ic1과 ic2로 분류되고, 제 2 다이오드(12B)의 애노드측에서 합류하여 다시 공진 전류(io)가 된다. 이 때의 전류경로에 대해서 서술하면, 전류(ic1)가 흐르는 제 1 전류경로는, 제 1 공진용 콘덴서(5A), 축전지(21) 및 다이오드(12B)로 이루어진다. 제 1 공진용 콘덴서(5A)는, 공진에 의해 바로 전의 반 사이클에서 전압(2E)까지 충전되어 있었던 전하를 전부 축전지(21)에 방전한다. 또한, 전류(ic2)가 흐르는 제 2 전류경로는, 제 2 공진용 콘덴서(5B)와 다이오드(12B)로 이루어진다. 전류(ic2)는 제 2 공진용 콘덴서(5B)를 0V 전압부터 전압(2E)까지 충전한다. 합류한 공진 전류(io)는 다이오드(12B) 및 스위칭 소자(2D)를 통해 직류전원(1)의 음극(N)에 흐른다. 공진 전류(io)는 도 4에 도시하는 전류파형의 전류부분(a)으로 나타낸다.
도 4의 기간(T1)의 최후 시각(t2)에서, 스위칭 소자(2A, 2D)가 턴오프하면, 전술한 바와 같이, 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전압은 공진 작용에 의해 직류전원(1)의 직류전압(E)의 거의 2배와 동등한 전압(2E)이 되고, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 전압은 거의 0V의 전압이 된다.
또, 공진용 인덕터(4)의 공진 전류(io)가 제 1 공진용 콘덴서(5A), 제 2 공 진용 콘덴서(5B)의 각각에 전류(ic1, ic2)로 분류되지만, 등가적인 축전지(21)의 전압(Vo)이 거의 일정하므로, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 양단의 충방전 전압을 가산한 전압은 항상 거의 일정하게 된다. 결국, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 충전 전류의 시간 적분값과 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 방전 전류의 시간 적분값은 서로 거의 동등해진다.
또한, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 방전 전류의 시간 적분값과 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 충전 전류의 시간 적분값은 서로 거의 동등해진다. 따라서, 공진용 인덕터(4)에 흐르는 공진 전류(io)는 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)에 거의 동등하게 분류되며, 결국 전류(ic1, ic2)는 서로 거의 동등해진다.
도 4의 기간(T1)의 최후 시각(t2)에서, 스위칭 소자(2A, 2D)가 턴오프하고, 스위칭 소자(2B, 2C)가 턴온하는 시각(t3)까지의 기간(T2)에서는 모든 스위칭 소자(2A ~ 2D)가 오프이기 때문에, 직류전원(1)부터 부하(11)(축전지(21))에 전력이 공급되는 일은 없다.
또한, 공진 전류(io)가 0이 되므로 공진용 인덕터(4)를 포함하는 회로의 인덕턴스에 축적된 에너지는 0이며, 스위칭 소자(2A, 2D)가 턴오프해도 귀환 전류는 흐르지 않는다.
또한, 제 1 공진용 콘덴서(5A)로부터의 귀환 전류의 유무를 고려하면, 도 2에 도시하는 등가회로에서, 거의 0V 전압의 제 1 공진용 콘덴서(5A), 전압(2E)까지 충전되어 있는 제 2 공진용 콘덴서(5B), 전압(Vo)의 등가적인 축전지(21)(부하)의 각각의 전압의 극성은 전부 다이오드(12B)를 역바이어스하는 방향이므로, 직류전 원(1)측에 귀환 전류가 흐르는 경로가 없다. 따라서, 공진 전류(io)는 도 4의 공진 전류(io)의 파형(b)에서 나타내는 바와 같이 0이 된다.
이상, 공진 전류(io)의 제로 기간을 알기 쉽게 설명하기 위해서, 제로 기간(T2)이 0이 아닌 경우로서, 인버터 회로(2)의 변환 주파수인 스위칭 주파수(Fs)가 공진 주파수(Fr)보다 약간 낮게 기간(T2)이 생기는 경우에 대해서 설명했는데, 스위칭 주파수(Fs)와 공진 주파수(Fr)를 완전히 일치시켜서 기간(T2)을 0으로 할 수도 있다. 기간(T2)은 스위칭 주파수(Fs)를 공진 주파수(Fr)보다 낮춰서 임의 길이의 시간으로 할 수 있다. 이 기간을 제어함으로써 출력전압 등을 제어할 수 있다.
공진 전류(io)가 아직 흐르고 있는 상태에서 스위치를 턴오프시켰을 경우의 동작에 대해서 설명한다. 도 4에서 공진 전류(io)가 흐르고 있는 시점, 예를 들면 시각(t1)부터 시각(t2) 사이의 도시하지 않은 임의의 시각(ta)에서 스위칭 소자(2A, 2D)를 턴오프시켰을 경우, 공진용 인덕터(4)를 포함하는 회로의 인덕턴스에 흐르는 전류는 그 시각(ta) 이후에도 지금까지 흐르고 있었던 방향으로 흐르고자 한다.
이러한 전류는, 도 2를 참조하면, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 축전지(21)의 직렬 회로와, 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 경로로 분류된 후, 다이오드(12B)의 애노드에서 합류하여 다이오드(12B)의 캐소드로 흐르고, 바로 다음에 턴온할 예정의 스위칭 소자(2B, 2C)에 각각 병렬연결되어 있는 귀환용 다이오드(2b, 2c)를 통해 직류전원(1)에 귀환된다. 이 경우, 귀환 전류는 흐르지만, 공진용 콘덴서부(5)의 충 전 전하는 트랜스(6)의 1차 권선(6A)측에 방전되지 않고, 공진용 콘덴서부(5)의 방전 전류가 귀환 전류에 부가되지 않는다. 이 경우의 귀환 전류는, 바로 다음에 턴온하는 스위칭 소자(2B, 2C)와 각각 병렬연결되어 있는 귀환용 다이오드(2b, 2c)에 흐르므로, 리커버리 손실이 발생하지 않는다.
또한, 도 4에서 공진 전류(io)가 흐르고 있는 시점, 예를 들면 시각(t1)부터 시각(t2) 사이의 도시하지 않은 임의의 시각(ta)에서, 스위칭 소자(2A)가 온인 채로 스위칭 소자(2D)를 오프시켰을 경우, 공진용 인덕터(4)를 포함하는 회로의 인덕턴스에 흐르는 전류는 귀환용 다이오드(2b)를 통해 흐른다.
이러한 전류는, 도 2를 참조하면, 공진용 인덕터(4)를 포함하는 회로의 인덕턴스에 흐르는 전류는, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 축전지(21)의 직렬 회로와, 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 경로로 분류된 후, 다이오드(12B)의 애노드에서 합류하여 다이오드(12B)의 캐소드로 흐르고, 귀환용 다이오드(2b), 스위칭 소자(2A)를 통해 흐른다. 따라서, 공진용 인덕터(4)에 축적되어 있는 에너지를 부하(11)에 공급할 수 있다.
다음에, 스위칭 소자(2B, 2C)가 모두 온되어 있는 기간(T3(시각(t3~t4)))의 등가회로를 도 3에 도시한다. 도 3과 도 2의 차이는, 스위칭 소자(2A, 2D) 대신에 스위칭 소자(2B, 2C)가 턴온되고, 제 2 공진용 콘덴서(5B)는 도시한 극성으로 Vo(2E)로 충전되고, 제 1 공진용 콘덴서(5A)는 0V가 되며, 다이오드(12B) 대신에 다이오드(12A)가 도통하는 것이다.
예를 들면, 도 3에서, 스위칭 소자(2B, 2C)가 모두 턴온하면, 공진 전류는 직류전원(1)의 양극(P)으로부터 스위칭 소자(2B), 다이오드(12A)를 통해 흐르고, 다이오드(12A)의 캐소드로부터 분류되어, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 충전 경로와, 축전지(21)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)가 직렬 연결된 경로로 흐르고, 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 접속점(24)에서 합류하여 공진용 인덕터(4), 스위칭 소자(2C)를 통해 직류전원(1)의 음극(N)에 되돌아간다. 기간(T3)에서는 기간(T1)과 마찬가지로, 공진용 콘덴서부(5)로부터 직류전원(1)을 향한 귀환 전류가 흐르지 않는다.
제 1 실시형태의 직류공진형 컨버터(100)에서는, 스위칭 소자(2A, 2D), 스위칭 소자(2B, 2C)의 스위칭 주파수의 반주기마다 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)를 직렬 연결한 공진용 콘덴서부(5)는 직류전원(1)의 직류전압(E)의 2배의 전압(2E)으로 충전되지만, 일방향성 소자부(12)의 다이오드(12A, 12B)의 역방전 방지 기능에 의해 직류전원(1)측에 방전되는 일은 없다.
다양한 제어 방법, 예를 들면 펄스폭 제어방법 또는 주파수 제어방법, 혹은 펄스폭제어와 주파수제어를 조합한 제어 방법 등에 의해, 공진 도중에 스위칭 소자를 턴오프시켜도, 이 귀환 전류에는 제 1과 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 방전 전하에 의한 전류가 포함되지 않고, 제 1과 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 전하는 부하에 방전되므로, 종래의 회로에 비해 귀환 전류가 작다. 따라서, 직렬공진형 컨버터(100)에서는 귀환 전류의 통류에 의한 전력손실이 작아지고, 전력변환 효율이 높아진다.
본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터에서는, 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴 스(L)와, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 커패시턴스와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 커패시턴스를 가산한 가산 커패시턴스를 트랜스(6)의 1차측으로 환산한 환산 커패시턴스(C)에 의하여 인버터 회로(2)의 변환 주파수와 동등한 주파수로 직렬공진하는 조건 및 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스(L)와, 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 커패시턴스와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 커패시턴스를 가산한 가산 커패시턴스를 트랜스의 1차측으로 환산한 환산 커패시턴스에 의해 결정되는 공진 임피던스(L/C)1 /2가 입력 전압(E), 변환 효율(η)을 고려하여 출력전력(Po)을 만족하는 조건, 결국 이들 2개의 조건에서 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스(L)와, 상기 제 1 공진용 콘덴서의 커패시턴스와 제 2 공진용 콘덴서의 커패시턴스를 선정할 수 있다.
도 9는 도 1의 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다. 또, 부하(11)는 160Ω로 했다. 도 9에서 (A)는 출력전압(Vo)을 나타내고, (B)는 공진용 인덕터(4)에 흐르는 공진 전류(io), (C)는 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전압(Vc1, Vc2), (D)는 스위칭 소자(2A, 2D)의 전류(Isw)를 각각 나타내고 있다. 출력전압(Vo)은 400v가 되었다. 공진 전류(io)는 거의 이상적인 사인곡선이 된다. 제 1 공진용 콘덴서(5A)와 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전압(Vc1, Vc2)은 서로 역위상으로, 0V부터 출력전압 400V까지의 진폭이 거의 이상적인 사인곡선이다. 스위칭 소자(2A, 2D)의 전류(Isw)도 거의 이상적인 사인곡선이 된다.
<제 2 실시형태>
다음에, 도 5에 도시하는 본 발명의 제 2 실시형태에 따른 직렬공진형 컨버 터(200)에 대해 설명한다. 제 2 직렬공진형 컨버터(200)가 제 1 직렬공진형 컨버터(100)와 다른 점은, 제 1 공진용 콘덴서(5A)에 병렬로 역충전 억제용 다이오드(31)가 연결되어 있는 동시에, 제 2 공진용 콘덴서(5B)와 병렬로 역충전 억제용 다이오드(32)가 연결되어 있는 것이다.
또한, 트랜스(6)는 리키지 인덕턴스(6C)를 갖는 리키지 트랜스(6)이며, 도 1의 공진용 인덕터(4)를 이용하지 않는다. 결국, 제 2 실시형태에서는 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스(6C)가 직렬공진에 필요한 공진용 인덕터 수단의 인덕턴스(L) 전부를 부여하고 있다. 리키지 트랜스(6)는 원리적으로 도 1의 공진용 인덕터(4)와 트랜스(6)의 조합이며, 기능적으로도 도 1에 도시한 제 1 직렬공진형 컨버터와 같기 때문에, 주된 동작에 관해서는 생략하고, 여기에서는 도 1과 다른 구성인 역충전 억제용 다이오드(31, 32)에 관련된 동작에 관해서만 설명한다.
제 1 직렬공진형 컨버터(100)의 전술한 동작에서, 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 전압 최소값이 0V 이상이면, 역충전 억제용 다이오드(31, 32)를 연결해도 순바이어스되지 않고 항상 비도통 상태에 있기 때문에, 역충전 억제용 다이오드(31, 32)는 기능하지 않는다.
그러나, 부하 단락 등의 이상 상태에서는, 공진용 인덕터와 공진용 콘덴서로 이루어지는 직렬공진회로에 직렬저항 성분이 없어지므로, 손실분이 없어지고, 공진 전류가 매 사이클마다 급증하여 출력전류가 급증하는 경우가 있다. 컨버터의 출력전류 제어회로 등이 이 전류급증에 응답하여 전류제한을 수행할 수 있지만, 본 발명의 제 2 실시형태에 따른 직렬공진형 컨버터(200)는 이 직렬공진회로의 부하 단 락 상태에서의 전류증가를 특성적으로 회피할 수 있다.
즉, 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 직렬공진형 컨버터(100)에서는, 출력전압을 저하시키고 출력전류를 증대시켰을 경우 등에, 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)는 그 전하가 전부 방전되어서 도시한 극성과는 역극성으로 충전되면, 이 역극성의 충전 전압이 다음 직렬공진회로의 초기조건이 되고, 또한 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 역극성 충전전압을 상승시키게 된다. 이 사이클을 반복하면, 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 전압은 원리적으로 무한히 상승한다.
역충전 억제용 다이오드(31, 32)는 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)가 도시한 극성과 역극성으로 충전되는 것을 방지한다. 이 결과, 각 사이클(스위칭 소자(2A, 2D) 세트, 또는 스위칭 소자(2B, 2C) 세트의 온)의 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 역극성 전압의 초기 조건은 최소 전압 0에 고정되어 역극성으로 충전되지 않고, 부하 단락의 경우에도 공진 전류가 급증하는 것을 방지할 수 있다.
또한, 이 역충전 억제용 다이오드(31, 32)의 추가 기능은 다음과 같은 이점도 있다. 출력전류가 비교적 작은 영역에서는 직렬공진형 컨버터(200)가 전술한 바와 같은 직렬공진 모드에서 동작하도록, 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스(L)(리키지 인덕턴스(6C)) 및 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 커패시턴스가 선정되어 있다. 이 경우, 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)는 일방향성 소자부(12)의 다이오드(12A, 12B)와 일반적인 회로구성의 배전압 정류회로를 구성한다. 따라서, 직렬공진형 컨버터(200)가 직렬공진 모드에서 동작하는 경우, 출력전류의 크기는 제한되지만, 비교적 높은 출력전압을 얻을 수 있다.
그러나, 직렬공진형 컨버터(200)가 직렬공진 모드에서 동작하도록, 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스(L) 및 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 커패시턴스가 선정되어 있는 경우에도, 부하 전류가 커지면 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 커패시턴스가 부족하여 전체 전하를 방전하기 때문에, 전압이 0이 되면, 배전압 정류회로를 구성하는 콘덴서로서 기능하지 않게 된다. 이와 같이 부하 전류가 커졌을 경우에는, 역충전 억제용 다이오드(31, 32)가 일방향성 소자부(12)의 다이오드(12A, 12B)와 일반적인 구성의 풀 브리지형 정류회로를 구성한다. 이 정류회로에 의해 저전압에서 큰 출력전류를 얻을 수 있다.
따라서, 직렬공진형 컨버터(200)는, 고전압으로 출력전류가 비교적 작은 직류출력을 얻을 수 있을 뿐 아니라, 저전압으로 출력전류가 큰 직류출력을 얻을 수 있다. 또한, 펄스폭 제어 혹은 주파수 제어에 의해 정전력 출력도 얻을 수 있다. 이로 인해, 직렬공진형 컨버터(200)는 스퍼터 전원 등, 고전압으로 소전류의 출력으로부터 저전압으로 대전류의 출력까지 비교적 넓은 출력전류 범위 및 출력전압 범위를 가지는 부하 장치의 직류전원에 적합함을 알 수 있다. 귀환 전류에 관해서는 제 1 실시형태에 따른 직렬공진형 컨버터(100)와 동일하므로 설명을 생략하지만, 이 직렬공진형 컨버터(200)는 직렬공진형 컨버터(100)와 마찬가지로 고효율이며 노이즈가 적다.
<제 3 실시형태>
다음에 도 6에 의해, 제3 실시형태에 관한 직렬공진형 컨버터(300)를 설명한다. 직렬공진형 컨버터(300)에서는 일반적인 하프 브리지형 인버터 회로(2)를 이용 하고 있다. 2개의 스위치 소자(2A, 2C)를 각각 직렬로 연결한 스위칭 소자 암을 갖는 하프 브리지 구성의 인버터 회로가 이루어져 있다.
하프 브리지형 인버터 회로(2)에서는, 도 1 또는 도 5에서의 풀 브리지형 인버터 회로(2)의 스위칭 소자(2B)와 귀환용 다이오드(2b)를 콘덴서(2X)로, 스위칭 소자(2D)와 귀환용 다이오드(2d)를 콘덴서(2Y)로 바꾼 것이다. 상기 풀 브리지형 인버터 회로에 비해 스위치 소자의 개수가 적은 인버터 회로를 이용할 수 있으므로, 스위치 소자의 제어의 간소화를 도모할 수 있다.
직렬공진형 컨버터(300)에서는, 일방향성 소자부(12)로서 전계효과 트랜지스터(이하, FET)를 이용한다. 일방향성 소자부(12)는, 스위칭 소자(2A)와 동기하여 거의 동시에 온, 오프하는 정류용 FET(12D)와, 스위칭 소자(2C)와 거의 동시에 온, 오프하는 정류용 FET(12C)를 직렬로 연결한 소위 동기 정류회로로 이루어진다. FET는 등가적으로 역방향에 다이오드 기능을 갖고, 이 다이오드는 FET에 게이트 신호를 부여하면 내부저항이 저하하는 특성을 가진다. 이 특성을 이용하여 동기정류가 수행된다.
FET(12D)와 FET(12C)는 제어회로(3)에 의해 제어되지만, 제 1, 제 2 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 충전 전하의 역방전 방지와 정류를 수행하는 동작에 관해서는, 이 FET들은 제 1 실시형태 및 제 2 실시형태의 일방향성 소자부(12)와 거의 동일하다. 다이오드 대신에 온 저항이 작은 FET를 이용함으로써 다이오드의 순방향 전압강하에 의한 전력손실보다도 전력손실을 작게 할 수 있고, 고효율화를 도모할 수 있다. 또, 이 제 3 실시형태에서도 상기 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스의 일부 분 또는 전부로서 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스를 이용할 수 있다.
직렬공진형 컨버터(300)에서는, 스위칭 소자(2A)와 FET(12D)가 거의 동시에 턴온 할 때, 1차측 전류는 직류전원(1)의 양극(P)으로부터 스위칭 소자(2A), 공진용 인덕터(4), 트랜스(6)의 1차 권선(6A), 콘덴서(2Y)를 통해 직류전원(1)의 음극(N)에 흐른다. 또한, 2차측 전류는 트랜스(6)의 2차 권선(6B)으로부터 공진용 콘덴서(5A), 부하(11), 및 FET(12D)로 이루어지는 제 1 전류경로를 흘러서 공진용 콘덴서(5A)에 전하를 방전하는 동시에, 2차 권선(6B)으로부터 공진용 콘덴서(5B) 및 FET(12D)로 이루어지는 제 2 전류경로를 흘러서 공진용 콘덴서(5B)를 충전한다. 이 때, FET(12D)의 순방향 전압강하는 다이오드에 비해 작으므로 전력손실을 경감할 수 있다.
또한, 스위칭 소자(2A)와 FET(12D)가 거의 동시에 오프하면, 공진용 인덕터(4) 등의 인덕턴스는 지금까지 흐르고 있었던 전류의 방향과 같은 방향으로, 트랜스(6)의 1차 권선(6A), 콘덴서(2X), 직류전원(1) 및 귀환용 다이오드(2c)를 거쳐서 귀환 전류가 흐른다. 또한, 2차측 전류는 트랜스(6)의 2차 권선(6B)으로부터 제 1 공진용 콘덴서(5A), 부하(11), 및 FET(12D)로 이루어지는 제 1 전류경로를 흘러서 제 1 공진용 콘덴서(5A)의 전하를 방전하는 동시에, 2차 권선(6B)으로부터 제 2 공진용 콘덴서(5B) 및 FET(12D)로 이루어지는 제 2 전류경로를 흘러서 제 2 공진용 콘덴서(5B)를 충전한다. 이 때, 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전하는 FET(12D)가 오프이기 때문에, 트랜스(6)의 2차 권선(6B)을 거쳐서 방전되는 일은 없다. 따라서, 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전압이 직류전원(1)의 직류전압보다도 높아도, 제 2 공진용 콘덴서(5B)의 전하가 트랜스(6)를 거쳐서 직류전원(1)측에 귀환되는 일은 없다. 스위칭 소자(2B)와 FET(12C)가 거의 동시에 온하는 경우도 상기와 같다.
이 제 3 실시형태에서도, 직류전원(1)측에 공진용 콘덴서부(5)에 의한 귀환 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 이 직렬공진형 컨버터(300)에서도, 귀환 전류에 의한 전력손실을 경감할 수 있는 동시에, 귀환용 다이오드의 리커버리 전류에 의한 전력손실 및 노이즈를 0으로 할 수 있다. 또한, FET를 사용함으로써 일방향성 소자부(12)의 순방향 전압강하에 의한 손실을 더욱 저감할 수 있다. 이 제 3 실시형태에서도, 도 6에 도시한 바와 같이, 제 1 공진용 콘덴서(5A), 제 2 공진용 콘덴서(5B)에 각각 다이오드(31), 다이오드(32)를 병렬로 연결하여 역극성으로 충전되는 것을 방지할 수 있다.
<제 4 실시형태>
도 7에 본 발명의 제 4 실시형태에 관한 직렬공진형 컨버터(400)를 나타낸다. 인버터 회로(2)는 트랜스(6)와 함께 푸쉬-풀식의 회로로 구성되어 있다. 상기 풀 브리지형 인버터 회로에 비해 스위치 소자의 개수가 적은 인버터 회로를 이용할 수 있으므로, 스위치 소자의 제어의 간소화를 도모할 수 있다.
직렬공진형 컨버터(400)에서, 제 1과 제 2 스위칭 소자(2A, 2B)는 트랜스(6)의 2개의 1차 권선(6A1, 6A2)에 각각 연결되고, 스위칭 소자(2A, 2B)의 에미터극이 입력단자(1b)를 통해 직류전원(1)의 음극(N)에 연결된다. 스위칭 소자(2A, 2B)는 제어회로(3)의 제어에 의해 번갈아 온오프된다.
또한, 스위칭 소자(2A, 2B)에 각각 귀환 다이오드(2a, 2b)가 역병렬로 연결 된다. 또, 귀환 다이오드(2a, 2b)는 제 1 ~ 제 3 실시형태와 같이, 외부에 병렬로 연결된 다이오드나 스위칭 소자(2A, 2B)의 각각의 내부에 형성된 것일 수도 있다. 트랜스(6)의 2개의 1차 권선(6A1, 6A2)의 접속점(중간 탭)은 입력단자(1a)를 통해서 직류전원(1)의 양극(P)에 연결된다.
공진용 인덕터(42)는 트랜스의 2차 권선(6B)에 직렬로 연결된다. 또, 공진용 인덕터를 1차 권선(6A1, 6A2)에 직렬 연결할 수 있는데, 이 경우에는 공진용 인덕터를 2개의 권선을 갖는 인덕터여야 하고, 트랜스(6)의 2차측에 연결하는 경우보다도 구조가 복잡해진다.
필요한 공진용 인덕터(42)의 인덕턴스(L)의 대부분 또는 전부를, 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스로 구성할 경우, 1차 권선(6A1, 6A2) 사이의 리키지 인덕턴스를 최대한 적게 하고, 1차 권선(6A1) 또는 1차 권선(6A2)과 2차 권선(6B) 사이에 리키지 인덕턴스가 생기는 권선구조로 하는 것이 바람직하다. 이로 인해, 제 1과 제 2 스위칭 소자(2A, 2B)의 턴오프시의 서지 전압을 저감할 수 있다.
도 8은, 본 발명의 제 1 ~ 제 3 실시형태에 이용할 수 있는 리키지 트랜스의 구성예를 나타낸다. 1차 권선(6A)은 N11과 N12로 2분할되고, 2차 권선(6B)은 N21과 N22로 2분할되고, U형 코어(40)와 I형 코어(41)로 이루어지는 UI형 철심의 U형 코어의 편각(片脚)(40A)에 권선(N11, N21)이 감기고, 편각(40B)에 권선(N12, N22)이 감긴다. 권선(N11)과 권선(N21), 또한 권선(N12)과 권선(N22)이 겹치지 않게 감을 수 있으므로, 그 권선간의 리키지 인덕턴스를 크게 할 수 있다. 도 8의 입력은 인버터 회로(2)에 연결되고, 출력은 일단이 공진용 콘덴서(5A, 5B)의 접속점에 연결 되며, 타단이 일방향성 소자부(12)의 다이오드(12A, 12B)의 접속점, 또는 FET(12C) 및 FET(12D)의 접속점에 연결된다.
본 발명의 인버터 회로는 번갈아 온오프하는 스위칭 소자를 적어도 2개 포함하는 인버터라면 회로구성은 특별히 한정되는 것은 아니다. 구체적으로는, 제 1 실시형태 및 제 2 실시형태에 나타내는 4개의 스위칭 소자를 이용한 풀 브리지 구성이나 제 3 실시형태에 나타내는 2개의 스위치를 직렬 연결한 하프 브리지 구성, 제 4 실시형태에 나타내는 푸쉬-풀식 회로 등이 갖는 인버터 회로를 들 수 있다. 또, 이들 인버터 회로에 공진용 인덕터로부터 입력단자측으로 귀환 전류가 흐르는 경우, 스위칭 소자에 병렬로 귀환 전류용 다이오드를 연결한 회로구성으로 하는 것이 바람직하다.
또한, 제 2, 제 3 실시형태에서도, 전술한 바와 같이 공진용 인덕터가 트랜스의 2차 권선과 공진용 콘덴서 사이에서 그 2차 권선에 직렬로 연결되어 있어도, 상기와 마찬가지 효과를 얻을 수 있다. 또한 제 1 ~ 제 4 실시형태에서, 공진용 콘덴서부(5)와 일방향성 소자부(12)의 위치를 바꾸어 트랜스(6)의 2차 권선(6B)에 연결할 수도 있다. 도 6에 도시하는 제 3 실시형태에서, 스위칭 소자(2A, 2C)가 직렬 연결된 암과, 콘덴서(2X, 2Y)가 직렬 연결된 암의 위치를 바꿀 수도 있다. 또, 본 발명의 공진 컨버터에서는, 상술한 인버터 회로(2)의 구성, 공진용 콘덴서부(5) 및 일방향성 소자부(12)의 구성 중 어느 것을 조합할 수도 있다. 제 4 실시형태에서도 상기 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스의 일부 또는 전부로서 트랜스(6)의 리키지 인덕턴스를 이용할 수 있다.
이상, 본 발명에 따른 직렬공진형 컨버터는, 기본적으로는 공진용 콘덴서에 충전된 전하를 직류 전원측에 귀환시키지 않으므로, 귀환 전류가 흐르지 않아서 불필요한 전력손실을 저감할 수 있다. 또한, 출력전류의 크기에 따라, 서로 직렬 연결된 공진용 콘덴서와 서로 직렬 연결된 일방향성 소자가 배전압 정류회로를 구성하므로, 트랜스의 2차 권선의 전압의 거의 2배와 동등한 출력전압을 출력할 수 있다.
또, 본 발명의 직렬공진형 컨버터는 진공장치나 통신용 전원을 포함하는 일반적인 설비 장치에 적용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 제 1 직렬공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 2는 도 1의 직렬공진형 컨버터의 제 1 등가회로를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 1의 직렬공진형 컨버터의 제 2 등가회로를 나타내는 회로도이다.
도 4은 도 1의 직렬공진형 컨버터를 설명하기 위한 공진 전류파형과 전압파형을 나타내는 파형도이다.
도 5는 본 발명의 제 2 실시형태에 따른 제 2 직렬공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 6은 본 발명의 제 3 실시형태에 따른 제3 직렬공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 7은 본 발명의 제4 실시형태에 따른 제4 직렬공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 8은 도 7에 도시하는 직렬공진형 컨버터에 이용되는 리키지 트랜스 구조의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 9A ~ 도 9D는 각각 도 1의 직렬공진형 컨버터의 시뮬레이션 파형을 나타내는 파형도이다.

Claims (12)

  1. 직류 전원이 연결 되는 2개의 입력단자 사이에 직접 연결되는 적어도 1세트의 제 1 스위칭 소자와 제 2 스위칭 소자를 가지며, 상기 제 1 스위칭 소자에 그 극성과 역극성으로 병렬로 설치되는 제 1 귀환용 다이오드와, 상기 제 2 스위칭 소자에 그 극성과 역극성으로 병렬로 설치되는 제 2 귀환용 다이오드를 포함하는 인버터 회로;
    상기 인버터 회로에 연결되는 1차 권선과 2차 권선을 갖는 트랜스;
    2개의 출력단자 사이에 서로 직렬로 연결되는 제 1 공진용 콘덴서와 제 2 공진용 콘덴서;
    상기 2개의 출력단자 사이에 서로 직렬로 연결되는 제 1 일방향성 소자와 제 2 일방향성 소자; 및
    상기 제 1 공진용 콘덴서와 상기 제 2 공진용 콘덴서 사이에 위치하는 직렬공진하는 공진용 인덕턴스 수단을 포함하되,
    상기 제 1 공진용 콘덴서와 상기 제 2 공진용 콘덴서의 접속점은 상기 트랜스의 상기 2차 권선의 일단에 연결되고,
    상기 제 1 일방향성 소자와 상기 제 2 일방향성 소자의 접속점은 상기 트랜스의 상기 2차 권선의 타단에 연결되며,
    상기 제 1 스위칭 소자와 상기 제 2 스위칭 소자는 변환 주파수로 번갈아 온/오프하여, 상기 입력 단자로부터 입력되는 직류 전력을 상기 트랜스를 통해 변환하여 상기 출력단자에 직류 출력 전압을 공급하고,
    상기 제 1 스위칭 소자와 상기 제 2 스위칭 소자의 온 시간은 상기 제 1 공진용 콘덴서의 커패시턴스와 제 2 공진용 콘덴서의 커패시턴스를 가산한 가산 커패시컨스와 상기 공진용 인덕턴스 수단의 인덕턴스에 의해 정해지는 공진 주파수의 반주기에 고정되고,
    상기 제 1 스위칭 소자와 상기 제 2 스위칭 소자가 온/오프하는 변환 주파수는 상기 공진 주파수 이하이며,
    상기 직류 출력 전압을 등가적으로 상기 직류 전원 전압의 2배로 설정하며, 상기 공진용 인덕턴스 수단과 상기 가산 커패시턴스에 의해 결정되는 공진 임피던스((L/C)1/2)를 상기 제 1 공진용 콘덴서와 상기 제 2 공진용 콘덴서 각각의 전압이 서로 역상으로 0에서 상기 출력 전압의 진폭으로 변화하도록 선정하는 것을 특징으로 하는,
    직렬공진형 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    귀환 전류가 흐르는 상기 제 1 귀환용 다이오드 또는 상기 제 2 귀환용 다이오드 각각에 병렬로 접속된 상기 제 1 스위칭 소자 도는 상기 제 2 스위칭 소자를 턴 온 시켜, 상기 귀환 전류가 흐르고 있는 상기 제 1 귀환용 다이오드 또는 상기 제 2 귀환용 다이오드에 리커버리 전류가 흐르지 않도록 하는 것을 특징으로 하는 직렬공진형 컨버터.
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 공진용 인덕턴스 수단에 에너지가 축적되어 있는 상태에서, 상기 인버터 회로의 상기 제 1 스위칭 소자 또는 상기 제 2 스위칭 소자를 오프시킨 경우, 상기 제 1 귀환용 다이오드 또는 상기 제 2 귀환용 다이오드를 거쳐서, 상기 공진용 인덕턴스 수단에 축적되어 있는 에너지를 상기 출력단자에 공급하고,
    상기 공진용 인덕턴스 수단에 에너지가 축적되어 있는 상태에서, 상기 제 1 스위칭 소자와 상기 제 2 스위칭 소자를 동시에 오프시킨 경우, 상기 제 1 귀환용 다이오드 또는 상기 제 2 귀환용 다이오드를 거쳐서, 상기 공진용 인덕턴스 수단에 축적되어 있는 에너지를 상기 입력단자에 귀환하는 동시에 상기 출력단자에도 공급하는 것을 특징으로 하는 직렬공진형 컨버터.
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