JP2013132175A - 直列共振型コンバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】共振型コンバータ回路におけるスイッチング素子のスイッチング損失、及びノイズをより低減すること。
【解決手段】並列接続されたダイオードとコンデンサをそれぞれ有する第１、第２のスイッチング素子とブリッジ構成に接続される第１、第２の１次側共振コンデンサと、これら１次側共振コンデンサにそれぞれ並列に接続される第３、第４のダイオードとを有するインバータ回路と、共振用インダクタンス手段と、トランスと、その２次側の整流回路とからなる共振型コンバータ回路であり、前記トランスの励磁電流が前記整流回路の逆回復電流により１次側に流れる電流よりも大きくなるように設定する。前記電流が１次側を流れないようすると共に、次にターンオンする前記スイッチング素子と並列の前記ダイオードを前記励磁電流が流れるようにし、そのダイオードが導通しているときに前記スイッチング素子をターンオンさせる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、インダクタンスとキャパシタンスとの直列共振作用を利用した直列共振型コンバータに関する。

電力変換効率の高いコンバータとして、共振用インダクタのインダクタンスと共振用コンデンサのキャパシタンスとの直列共振を利用した直列共振型コンバータが広く使用されている。直列共振型コンバータは、主として共振用コンデンサがトランスの１次巻線又は２次巻線と直列に接続される電流形直列共振コンバータ（例えば、特許文献１参照）と、共振用コンデンサがトランスの１次巻線又は２次巻線と並列に接続される電圧形直列共振コンバータ（例えば、特許文献２参照）とに分類される。

このような直列共振型コンバータは、スイッチング素子を流れる電流がほぼゼロのときにスイッチング素子がスイッチングを行うゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）やスイッチング素子が遅れ電流モードでスイッチングを行うことによって、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。しかし他方では、共振回路のエネルギーがスイッチング素子と並列の帰還用ダイオードを通して直流電源に帰還されることによる電力損失の存在が指摘されている。つまり、直流電源への帰還電流は、エネルギーを直流電源に帰還するという点では電力効率を向上するが、一旦、直流電源から共振回路に供給されたエネルギーが再び直流電源に戻されるため、負荷装置に供給されない電流による余分な回路損失が生じる。

また、特に直列共振によって共振用コンデンサに充電される電圧が直流電源の電圧よりも高いときには、オンしていた一方のスイッチング素子がターンオフするのに伴い、共振用コンデンサに蓄積されたエネルギーがそのオンしていた前記スイッチング素子に並列に接続されているダイオードを流れる。このために、他方のスイッチング素子がターンオンした瞬間に、帰還電流を流している前記ダイオードに逆電圧がかかり、前記ダイオードの逆方向阻止特性が回復するまでの回復時間に急峻な逆回復電流が流れ、電力損失とノイズを発生することも知られている。

前述したように、スイッチング素子のスイッチング周期の半サイクル毎に、共振エネルギーに対応するエネルギーが大きな帰還電流として前記ダイオードを流れるので、負荷装置に供給されない電流が大きくなり、余分な回路損失を生じる。また、スイッチング素子のスイッチング周期の半サイクル毎に前記ダイオードを逆方向に逆回復電流が流れるから、それらダイオードの電力損失が増大するのは勿論のこと、逆回復電流を流す分だけスイッチング素子にターンオン損失が余分に発生し、共振型コンバータの電力効率を低下させる。さらに、前述の逆回復電流は急峻な波形であるために、共振によって電流波形を正弦波状にしたにもかかわらず、ノイズを発生するという欠点がある。

帰還電流を流す前記ダイオードの逆回復電流に起因するリカバリー損失とノイズとの問題を、ある負荷条件では解決するだけでなく、広範囲の負荷に対応できる直列共振型コンバータ回路が既に提案されている（例えば、特許文献３参照）。この特許文献３の発明によれば、負荷電圧及び負荷電流が大きく変化するときに、共振インダクタンス手段と共振コンデンサからなる直列共振回路における共振静電容量（共振コンデンサ）の大きさが自動的に変更されて共振電流波形を正弦波状に近づけ、広い負荷範囲にわたって共振コンバータの電力効率を向上させることができるだけでなく、低負荷条件では前述した逆回復電流によるスイッチング素子にターンオン損失やノイズの発生を抑制することができる。

特開２００３−３２４９５６号公報 特開２００３−１５３５３２号公報 特開２０１１−１１４９７８号公報

前掲の特許文献３の発明では、前述のような効果を奏する上に、スイッチング素子４Ａ又は４Ｂを流れる電流がほぼゼロのときにスイッチング素子４Ａ又は４Ｂをターンオフするゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行う。負荷が変動しても正弦波状の出力電流を負荷に供給するので、スイッチング素子４Ａ又は４Ｂのターンオフ時の電力損失を低減できるという点で有効な技術である。通常、回路損失を低減させるためなどから負荷に寄与しない励磁電流は小さくなるようにトランスを設計する。１次側共振コンデンサ４Ｃ又は４Ｄと共振インダクタンス手段５とによる共振動作が終了した後に、整流回路７の整流素子７Ａ又は７Ｂに順方向で流れる電流はゼロになる。すると、順方向で流れていた整流素子７Ａ又は７Ｂには、短い時間ではあるが、内部キャリアによるリカバリー特性によって逆回復電流が流れる。この逆回復電流に起因してトランスを介して１次側に逆回復１次電流が流れる。逆回復１次電流は、１次側共振コンデンサ４Ｃ又は４Ｄと共振インダクタンス手段５とによる共振動作後に流れる励磁電流とは逆向きの電流となる。

この逆回復１次電流よりも１次側共振コンデンサ４Ｄ、４Ｃと共振インダクタンス手段５とによる共振動作が終了した後に１次側に流れる励磁電流の方が小さい場合に、励磁電流とは逆向きの電流が１次側に流れる。この励磁電流とは逆向きの電流は、ターンオフしたばかりのスイッチング素子４Ａ又は４Ｂに並列に接続されたダイオード４Ｅ又は４Ｆを順方向に導通させる。この状態で、他方のスイッチング素子４Ｂ又４Ａをターンオンさせると、ダイオード４Ｅ又は４Ｆは逆バイアスされるため、短い時間ではあるがダイオード４Ｅ又は４Ｆ内のキャリアによるリカバリー特性により逆回復導通する。このため、ダイオード４Ｅ又は４Ｆとスイッチング素子４Ｂ又は４Ａを通した短絡回路が形成されてしまう。スイッチング素子４Ａ又は４Ｂがスイッチング動作を行う度に、短い時間であるものの前記短絡回路を大きな電流が流れ、また、オンを始めているスイッチング素子４Ｂ又は４Ａの両端の電圧が低下せず、スイッチング損失を増大させる。一般的にスイッチング素子の導通損を低減するためには電流の実効値を下げるのが有効であり、このためにスイッチング周波数を共振周波数に近づけると、前記スイッチング損失がより顕著になる。このスイッチング損失はスイッチング周波数を高くするほど大きくなる。

本発明は、上述のような従来の課題を解決するために、トランスの２次側で順方向に導通していた整流回路７の整流素子７Ａ又は７Ｂのリカバリー特性によって流れる逆回復電流に起因して１次側に流れる逆回復１次電流よりもトランスの励磁電流の方が大きくなるように、トランスの構造、例えばコアのギャップを設定する。これにより、励磁電流と逆極性の電流がスイッチング素子４Ａ又は４Ｂに並列に接続されたダイオード４Ｅ又は４Ｆを流れないようにする。さらに双方のスイッチング素子４Ａ及び４Ｂがオフである休止期間にトランスの１次巻線を流れる励磁電流が、次にターンオンされるスイッチング素子４Ｂ又は４Ａに並列のコンデンサ４Ｈ又は４Ｇ及び共振インダクタンス手段５を含む電流経路で流れることで部分共振を起こさせる。この部分共振によって前記コンデンサ４Ｈ又は４Ｇの電圧が反転して次にターンオンされるスイッチング素子４Ｂ又は４Ａに並列に接続されたダイオード４Ｆ又は４Ｅを順バイアスして導通させる。このダイオードが導通している期間に前記スイッチング素子４Ｂ又は４Ａにオン信号を与え、前記スイッチング素子４Ｂ又は４Ａをゼロ電圧状態でターンオンさせることでオン時のスイッチング損失を更に低減する。

第１の発明は、直流入力電圧が印加される一対の直流入力端子の間に互いに直列に接続される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子とそれぞれ並列に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサと、前記第２のスイッチング素子とそれぞれ並列に接続される第２のダイオードと第２のコンデンサと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とブリッジ構成に接続される第１の１次側共振コンデンサと第２の１次側共振コンデンサと、前記第１の１次側共振コンデンサと第２の１次側共振コンデンサとそれぞれ並列に接続される第３のダイオードと第４のダイオードとを有するインバータ回路と、前記インバータ回路に接続される１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、前記１次巻線又は前記２次巻線と直列に接続される共振インダクタンス手段と、前記２次巻線と一対の直流出力端子との間に接続される半導体素子を有する整流回路と、前記一対の直流出力端子の間に接続された出力コンデンサと、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の双方ともがオフである休止期間を挟んで、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を交互にオンオフ動作させる制御回路とを備える共振型コンバータ回路であって、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、前記制御回路からの制御信号によって共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作し、前記第１のスイッチング素子又は前記第２のスイッチング素子がオンのときは、前記トランスの１次側では、前記第１の１次側共振コンデンサと前記第２の１次側共振コンデンサと前記共振インダクタンス手段とが共振し、前記トランスの２次側では、前記半導体素子を通じて前記直流出力端子間にエネルギーを供給する順方向に電流が流れ、前記共振の終了から前記休止期間に至るまで前記トランスの１次巻線を流れる前記励磁電流は、前記整流回路の前記半導体素子が非導通になるときに流れる逆回復電流によって前記トランスを介して前記１次巻線に流れ込む電流よりも大きくなるように設定され、前記休止期間に至ると、前記トランスの１次巻線を流れる前記励磁電流が、前記第１のスイッチング素子又は前記第２のスイッチング素子のターンオフに伴って、次にターンオンされる前記第２のスイッチング素子又は第１のスイッチング素子に並列に接続される前記第２のコンデンサ又は第１のコンデンサ及び前記共振インダクタンス手段を含む経路で流れて部分共振を起こさせ、該部分共振によって前記第２のコンデンサ又は第１のコンデンサの電圧が反転して前記第２のダイオード又は前記第１のダイオードを導通させ、前記制御回路は、前記第２のダイオード又は前記第１のダイオードが導通している期間に次にターンオンされる前記第２のスイッチング素子又は前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御信号を与えることを特徴とする共振型コンバータ回路を提案する。

第２の発明は、前記第１の発明において、前記トランスは、前記１次巻線を流れる前記励磁電流が前記逆回復電流によって前記１次巻線に流れ込む電流よりも大きくなる磁気抵抗を有することを特徴とする直列共振型コンバータ回路を提案する。

第３の発明は、前記第１の発明又は前記第２の発明において、前記第１のスイッチング素子は、前記第１のダイオードとして働く内部ダイオードと前記第１のコンデンサとして働く寄生容量を有する半導体素子であり、前記第２のスイッチング素子は、前記第２のダイオードとして働く内部ダイオードと前記第２のコンデンサとして働く寄生容量を有する半導体素子であることを特徴とする直列共振型コンバータ回路を提案する。

第４の発明は、前記第１の発明から前記第３の発明のいずれかにおいて、前記整流回路は、互いに直列接続された第１の整流素子と第２の整流素子、及び互いに直列接続された第３の整流素子と第４の整流素子をブリッジに接続した構成であり、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との接続箇所は前記トランスの前記２次巻線の一方の端子に接続され、前記第３の整流素子と前記第４の整流素子との接続箇所は前記２次巻線の他方の端子に接続され、前記第１の整流素子と前記第３の整流素子とのカソードは前記直流出力端子の一方に接続され、前記第２の整流素子と前記第４の整流素子とのアノードは前記直流出力端子の他方に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路を提案する。

第５の発明は、前記第４の発明において、前記整流回路における前記第３の整流素子には第１の２次側共振用コンデンサが並列接続され、前記第４の整流素子には第２の２次側共振用コンデンサが並列接続され、前記直流出力端子間に接続される負荷が高出力電圧であるときには前記整流回路が主に倍電圧整流回路として働き、前記直流出力端子間に接続される負荷が低出力電圧であるときには前記整流回路が主に全波整流回路として働くことを特徴とする直列共振型コンバータ回路を提案する。

第６の発明は、前記第１の発明から前記第３の発明のいずれかにおいて、前記整流回路は、互いに直列接続された第１の２次側共振用コンデンサと第２の２次側共振用コンデンサと、互いに直列接続された第１の整流素子と第２の整流素子とをブリッジに接続した倍電圧整流構成であり、互いに接続された前記第１の２次側共振用コンデンサの一端側と前記第２の２次側共振用コンデンサの一端側は前記トランスの前記２次巻線の一方の端子に接続され、前記第１の整流素子のアノードと前記第２の整流素子のカソードとの接続箇所は前記２次巻線の他方の端子に接続され、前記第１の２次側共振用コンデンサの他端側と前記第１の整流素子のカソードは前記直流出力端子の一方に接続され、前記第２の２次側共振用コンデンサの他端側と前記第２の整流素子とのアノードは前記直流出力端子の他方に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路を提案する。

第７の発明は、前記第１の発明から前記第３の発明のいずれかにおいて、前記整流回路は、前記トランスの前記２次巻線の一方の端子に一端が接続された第１の整流素子と、前記２次巻線の他方の端子に一端が接続された第２の整流素子とを備え、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子の同極性の他端は前記直流出力端子の一方に接続され、前記２次巻線の中間点が前記直流出力端子の他方に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路を提案する。

本発明は、共振型コンバータ回路におけるスイッチング素子のスイッチング損失、及びノイズをより低減することができる。

本発明の実施形態１に係る共振型コンバータ回路を示す図である。 本発明の実施形態１に係る共振型コンバータ回路に用いるトランスの一例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る共振型コンバータ回路を説明するための各部の波形を示す図である。 本発明の実施形態１に係る共振型コンバータ回路を説明するための各部の波形を示す図の拡大図である。 本発明の実施形態１に係る共振型コンバータ回路の２次側の整流回路を説明するための図である。 本発明の実施形態１に係る共振型コンバータ回路の動作を説明するための図である。 本発明に係る共振型コンバータ回路の２次側の整流回路の別の一例を示す図である。

本発明では、トランスの２次側で順方向に導通していた整流回路の整流素子の逆回復電流に起因してトランスの１次側を流れる逆回復１次電流によって、励磁電流と逆向きの電流がターンオフしたばかりのスイッチング素子に並列に接続されたダイオードに流れることがないようにする。具体的には、２次側の整流回路の整流素子の逆回復電流に起因してトランスの１次側を流れる逆回復１次電流よりもトランスの励磁電流の方が大きな値になるように、トランスの構造、例えばコアのギャップなどを調整する。このようにすることによって、スイッチング素子がターンオンするときに、ターンオフしたばかりのスイッチング素子に並列に接続されたダイオードに励磁電流と逆向きの電流が流れないので、次のスイッチング素子がターンオンするときにターンオフしたばかりのスイッチング素子に並列に接続されたダイオードのリカバリー特性による逆回復電流によって短絡回路が形成されることは無い。

また、本発明では、スイッチング素子のターンオフ後にトランスの１次巻線に流れていた励磁電流が、次にターンオンされるスイッチング素子に並列に接続されたコンデンサ及び共振インダクタンス手段を含む電流経路に流れて部分共振が起きる。なお、１次側共振コンデンサと共振インダクタンス手段とによる共振と区別するため、スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと共振インダクタンス手段とによる共振を部分共振とする。この部分共振によって前記コンデンサの電圧が反転してスイッチング素子と並列に接続されたダイオードを順バイアスして導通させる。制御回路は、このダイオードが順方向に導通している期間に次にターンオンさせるスイッチング素子にオン信号を与えることでゼロ電圧状態でターンオンさせる（ＺＶＳ）。

［実施形態１］
本発明に係る実施形態１の直列共振型コンバータ回路について、図１〜図６によって説明する。図１において、直流電源１は、正極の直流入力端子２と負極の直流入力端子３との間に接続される。直流電源１は、例えば、単相又は三相交流電力を整流して直流電力に変換する整流回路とその直流電力を平滑化するフィルタ回路とからなる一般的なものである。蓄電池又は発電機などのエネルギー源を直流電源１としてもよい。また、直流電源１はＰＦＣ（力率改善回路）を含んだ整流器でもよい。その場合、ＰＦＣの後段に接続される本発明の共振型コンバータの入力電圧が安定化されるから動作態様が負荷変動だけを考えればいいので、発明の理解に好都合であり、以下の説明でも、直流入力端子２と３との間の直流電源電圧Ｅは一定値として説明する。

インバータ回路４は、図１に示すように部品４Ａ〜４Ｊで構成される。インバータ回路４は、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子４Ａ、第２のスイッチング素子４Ｂと、互いに直列に接続された第１の１次側共振コンデンサ４Ｃ、第２の１次側共振コンデンサ４Ｄとをハーフブリッジ構成に接続した回路を備える。第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂそれぞれには第１のダイオード４Ｅ、第２のダイオード４Ｆがスイッチング素子４Ａ、４Ｂの極性とは逆にそれぞれ並列に接続され、また、第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂそれぞれには第１のコンデンサ４Ｇ、第２のコンデンサ４Ｈが並列に接続される。第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂとしては、ＦＥＴ又はＩＧＢＴなどの半導体素子を用いる。

第１、第２の１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄのそれぞれには第３のダイオード４Ｉ、第４のダイオード４Ｊが互いに同じ向きで並列に接続される。第１のスイッチング素子４Ａ及び第１の１次側共振コンデンサ４Ｃの一端は直流入力端子２側に接続され、第２のスイッチング素子４Ｂ及び第２の１次側共振コンデンサ４Ｄの一端は直流入力端子３側に接続される。１次側共振コンデンサ４Ｃと４Ｄはそれぞれほぼ等しいキャパシタンスＣｐを有し、等価的に１次側共振コンデンサ４Ｃと４Ｄを並列接続したキャパシタンスに等しい並列合成キャパシタンス２Ｃｐで直列共振に寄与する。

第１、第２のダイオード４Ｅ、４Ｆは、第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂそれぞれの内部に形成された内部ダイオードである場合が多いが、必要に応じて第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂに並列に接続される個別のダイオードであってもよい。また、それら両方のダイオードが並列接続されたものであってもよい。第１、第２のコンデンサ４Ｇ、４Ｈは、第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂそれぞれの寄生容量である場合が多いが、必要に応じて第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂに並列に接続される個別のコンデンサであってもよい。また、それら双方のコンデンサが並列接続されたものであってもよい。

インバータ回路４は、直列に接続されたスイッチング素子４Ａと４Ｂとの同時導通を防止するため、スイッチング素子４Ａと４Ｂの双方ともがオフであるデットタイム、すなわち休止期間を設ける。実施形態１では、この休止期間をほぼ一定とし、インバータ回路４を高い動作周波数で動作させると出力電力が増加し、その動作周波数を下げると出力電力を低下させるパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御が行われる。したがって、定格の最大出力の場合には、インバータ回路４の動作周波数が設定された最も高い周波数に近くなり、定格の最小出力時には、動作周波数が可聴周波数に近い周波数まで低下する制御方式とすることができる。なお、インバータ回路４は前述したようにハーフブリッジ構成であり、ハーフブリッジ型インバータ回路の原理的な出力電圧はＥ／２である。したがって、インバータ回路４の出力電圧はＥ／２であるものとする。

共振インダクタンス手段５はスイッチング素子４Ａと４Ｂとを接続する導線４ｘに接続されると共に、トランス６の１次巻線６Ａの黒点側に接続される。トランス６の１次巻線６Ａの他端側は１次側共振コンデンサ４Ｃと４Ｄとを接続する導線４ｙに接続される。１次巻線６Ａ、２次巻線６Ｂに付された黒点は、巻線の極性を示す。なお、実施形態１では、共振インダクタンス手段５は導線４ｘ側と１次巻線６Ａの黒点側との間に接続したが、導線４ｙ側と１次巻線６Ａの非黒点側との間に接続してもよい。また、共振インダクタンス手段５は、トランス６の１次側に接続したが、２次側に接続しても良い。

トランス６は少なくともその励磁電流の値を調整することができる構造となっているのが好ましい。図２によってトランス６の好ましい一例について説明する。一般的な形状のボビン６Ｃに１次巻線６Ａが巻き付けられ、１次巻線６Ａの外側に必要があれば不図示の絶縁フィルムを介在させて２次巻線６Ｂが巻きつけられる。第１のコア部材６Ｄ、第２のコア部材６Ｅはそれぞれ中央磁脚６ｄ、６ｅを有し、１次巻線６Ａ及び２次巻線６Ｂは第１のコア部材６Ｄ、第２のコア部材６Ｅを中央にしてその回りを囲むように配置される。第１のコア部材６Ｄと第２のコア部材６Ｅとを組み合わせたとき、第１のコア部材６Ｄと第２のコア部材６Ｅとの間にギャップ６Ｆが形成される。ギャップ６Ｆはコアの磁気抵抗を大きくするので、励磁電流も大きくなるものとして知られている。したがって、実施形態１では励磁電流が増大するように、ギャップ６Ｆを設定する。

ギャップ６Ｆは、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄと共振インダクタンス手段５とによる共振動作が終了した後に１次側に流れる励磁電流を適切な大きさにする。共振動作が終了した後にスイッチング素子４Ａ又は４Ｂがターンオフすると、トランスの１次巻線６Ａに流れていた励磁電流Ｉｍは、次にターンオンされるスイッチング素子４Ｂ又は４Ａに並列に接続されたコンデンサ４Ｈ又は４Ｇ及び共振インダクタンス手段５を含む電流経路に流れて部分共振が起きる。

この部分共振によって、第１のコンデンサ４Ｇ又は第２のコンデンサ４Ｈの電圧を反転させて第１のダイオード４Ｅ又は第２のダイオード４Ｆを順バイアスして導通させる。そして、第１のダイオード４Ｅ又は第２のダイオード４Ｆが導通している期間に、制御回路１７は、第１のスイッチング素子４Ａ又は第２のスイッチング素子４Ｂにオン信号を与えて、ターンオンさせる。したがって、第１のスイッチング素子４Ａ又は第２のスイッチング素子４Ｂは電圧がその両端に実質的に印加されていない状態でターンオンする。このようにスイッチング素子４Ａ、４Ｂのゼロ電圧でターンオンさせるために、トランス６は適当な大きさの励磁電流を流せるような構造、この実施形態１ではギャップ６Ｆを有するコアを用いている。

トランス６の２次巻線６Ｂには、２次巻線６Ｂの交流電圧を整流する整流回路７が接続される。整流回路７は、互いに直列接続された第１の整流素子７Ａと第２の整流素子７Ｂと、互いに直列接続された第１の２次側共振コンデンサ７Ｃと第２の２次側共振コンデンサ７Ｄと、２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄにそれぞれ並列に接続されてそれらの逆充電を防止する、又は整流素子として働く第１の２次側ダイオード７Ｅと第２の２次側ダイオード７Ｆとからなる。これら整流素子７Ａと７Ｂ、２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄ、２次側ダイオード７Ｅと７Ｆはいずれも直流出力端子８、９間に接続される。整流素子７Ａと７Ｂとを接続する導線７ｘはトランス６の２次巻線６Ｂの黒点側に接続される。２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄとを接続する導線７ｙは、トランス６の２次巻線６Ｂの非黒点側に接続される。整流回路７の直流出力は平滑用コンデンサ１０によって平滑され、平滑用コンデンサ１０の両端は直流出力端子８と９に接続される。直流出力端子８と９との間には負荷１１が接続される。

実施形態１では、２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄは、相対的に小さな値のキャパシタンスＣｓを有するコンデンサが使用され、直流に対しては等価的に直列なのでキャパシタンスが１／２となるためにエネルギーバンクとしてのフィルタコンデンサの機能はほとんど有しない。このため、低リプルが要求される直列共振型コンバータの場合には、平滑用コンデンサ１０を設ける。この平滑用コンデンサ１０は２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄの数十倍から１００倍以上のキャパシタンスを有することが好ましい。

整流回路７は、高出力電圧のときには、主に図５（Ａ）に示すような倍電圧整流回路として働き、２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄは直列共振に寄与する。低出力電圧のときには、整流回路７は主に図５（Ｂ）に示すような２次側ダイオード７Ｅ又は７Ｆが導通して通常の全波整流回路として働く。なお、図１の整流回路７の直流出力側の両端には平滑用コンデンサ１０が接続されているので、直流出力電圧Ｖｏは一定電圧とみなすことができる。

ここで整流回路７の逆回復電流について述べると、整流回路７の整流素子７Ａ又は整流素子７Ｂを順方向に流れる正弦波状の共振電流がほぼゼロになった後、トランス６の２次側の共振が終了して整流素子７Ａ又は７Ｂは順方向の電流がゼロとなり、順方向に電流が流れなくなる。そのとき直流出力電圧が整流素子７Ａ又は７Ｂに直流出力電圧が逆方向電圧として印加されるので、整流素子７Ａ又は７Ｂは、短い時間ではあるが、内部キャリアによるリカバリー特性により逆回復電流が流れる。つまり、整流回路７の整流素子７Ａ又は７Ｂを流れる正弦波状の共振電流に続いて、共振電流とは逆極性の逆回復電流が流れる。

本発明は、トランス６の１次側に流れる励磁電流を大きくし、励磁電流と逆向きの電流が１次側に流れないように、図２に示したトランス６のコアに調整されたギャップ６Ｆを備えている。整流素子７Ａ又は７Ｂの逆回復電流によってトランス６の２次側を介して１次側に流れる逆回復１次電流よりも１次側の励磁電流の方が大きいので、励磁電流と逆方向の電流が、ターンオフしたばかりのスイッチング素子４Ａ又は４Ｂと並列に接続されたダイオード４Ｅ又は４Ｆには流れない。したがって、スイッチング素子４Ｂ又は４Ａがターンオンしたときに、ダイオード４Ｅ又は４Ｆとスイッチング素子４Ｂ又は４Ａとが通じて短絡回路を形成することはない。このため、この短絡回路に流れる電流によるスイッチング損失は生じない。

回路構成の説明に戻って続けると、負荷１１に供給される直流出力電圧Ｖｏは抵抗などの電圧検出器１２を通して直流検出電圧ｖとして検出され、また、直流出力電流ＩｏはホールＣＴなどの電流検出器１３を通して電流信号ｉとして検出される。これら直流検出電圧ｖと検出電流信号ｉは乗算回路１４に供給され、乗算回路１４はｖ×ｉの演算を行って、負荷電力信号ｐを出力信号として誤差増幅器１５に与える。誤差増幅器１５は基準源１６の電力設定信号ｓと負荷電力信号ｐとを比較して、誤差増幅信号ｅを制御回路１７に与える。制御回路１７は誤差増幅信号ｅに応じて、制御された周波数で、位相差１８０度の制御信号ＱとＲをスイッチング素子４Ａと４Ｂに与える。

制御回路１７はスイッチング素子４Ａ及び４Ｂを、共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作させる。また、制御回路１７は、休止期間において第１のダイオード４Ｅ又は第２のダイオード４Ｆが導通している期間に次にターンオンされる第１のスイッチング素子４Ａ又は第２のスイッチング素子４Ｂをターンオンさせる制御信号を与え、これらスイッチング素子４Ａ及び４Ｂをゼロ電圧状態でターンオンさせる（ＺＶＳ）。

なお、実際の直列共振型コンバータ回路では、信号系における直流電源１の電位と負荷１１の電位の絶縁が必要であり、電圧検出器１２、電流検出器１３、乗算器１４、誤差増幅器１５、パルス周波数発生回路１７、及びスイッチング素子４Ａと４Ｂのゲート端子のいずれかの信号経路のどこかにフォトカプラ、パルストランスなどの信号絶縁素子が必要であるが、本発明の動作説明には不要なので省略した。

また、実施形態１において、共振インダクタンス手段５をトランス６と別個の部品として示しているが、トランス６のリーケージインダクタンスを利用して、共振インダクタンス手段５を不要とすること、もしくは共振インダクタンス手段５のインダクタンス値をリーケージインダクタンス分だけ小さくすることができる。さらに、共振インダクタンス手段５を個別部品とする場合には、トランス６の１次巻線６Ａと直列に接続せずに、２次巻線６Ｂと直列に接続することもできる。

したがって、所望の直列共振を行なうために必要なインダクタンスを呈する共振インダクタンス手段は、主として共振インダクタンス手段５からなる場合、又はトランス６の所望の大きさのリーケージインダクタンスを利用して個別のインダクタを用いない場合、あるいは共振インダクタンス手段５とトランス６のリーケージインダクタンスとを組み合わせた場合がある。ここでは、いずれの場合も共振インダクタンスと言う。

実施形態１の直列共振型コンバータ回路は、一定の負荷条件は勿論のこと、負荷が高出力電圧と低出力電圧との間で変化するときにも直列共振動作の態様が変化することによって対応でき、所望の電力又は所望の直流電圧を出力できる。

具体的に動作説明を行う前に、各部の動作波形を示す図３について説明する。図３（１）〜（７）の横軸は時間を示す。図３（１）、図３（２）はそれぞれスイッチング素子４Ａ、４Ｂに供給される制御信号Ｑ、Ｒを示す。制御信号は、出力電力が大きい場合は出力電力が小さい場合に比べて周波数が高くなる。図３（３）は、図１に示す第１のスイッチング素子４Ａと第１のダイオード４Ｅと第１のコンデンサ４Ｇとに流れる電流のうち主に第１のスイッチング素子４Ａに流れる電流波形を示し、第１のスイッチング素子４Ａを順方向に流れる電流をプラスの極性とする。図３（４）は第１のスイッチング素子４Ａの両端の電圧を示す。

同様に、図３（５）は、図１に示す第２のスイッチング素子４Ｂと第２のダイオード４Ｆと第２のコンデンサ４Ｈとに流れる電流のうち主に第２のスイッチング素子４Ｂに流れる電流波形を示し、第２のスイッチング素子４Ｂを順方向に流れる電流をプラスの極性とする。図３（６）は第２のスイッチング素子４Ｂの両端の電圧を示す。図３（７）はトランス６の１次巻線６Ａの励磁インダクタンスＬｐの電流を示し、図１の１次巻線６Ａの黒点から非黒点側に流れる電流をプラスの極性とする。なお、図３（１）〜図３（７）では、休止期間がスイッチング素子４Ａ、４Ｂのオン期間に比べて十分に短いので示していない。

図４（ａ）〜図４（ｇ）は、図３（１）〜（７）の波形について時刻ｔ０近辺をそれぞれ拡大して示したもので、横軸は時間を示す。図４（ａ）、図４（ｂ）は、それぞれスイッチング素子４Ａ、４Ｂに供給される制御信号Ｑ、Ｒを示す。図４（ｃ）は、第１のスイッチング素子４Ａと第１のダイオード４Ｅと第１のコンデンサ４Ｇとに流れる電流波形を示し、図４（ｄ）は、第１のスイッチング素子４Ａの両端の電圧を示す。図４（ｅ）は、第２のスイッチング素子４Ｂと第２のダイオード４Ｆと第２のコンデンサ４Ｈとに流れる電流波形を示し、図４（ｆ）は第２のスイッチング素子４Ｂの両端の電圧を示す。図４（ｇ）はトランス６の１次巻線６Ａの励磁インダクタンスＬｐの電流を示す。

（高出力電圧の場合）
先ず、高出力電圧の場合について説明する。高出力電圧の場合、前述したように直流出力電力は、すべて２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄの充放電サイクルで供給されるように２次側共振コンデンサ７Ｃと７ＤのキャパシタンスＣｓを選定しているので、２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄはゼロ電圧まで放電しても、負極性までは充電されない。したがって、２次側共振コンデンサ７Ｃと７Ｄに並列接続された２次側ダイオード７Ｅと７Ｆは常に２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの電圧が逆電圧としてかかるので導通しない。したがって、図１の２次側ダイオード７Ｅ、７Ｆは無いものとすることができるので、整流回路７は図５（Ａ）に示すような倍電圧整流回路で表すことができる。

また、トランス６の１次側においても実質的に直流電力の全部が１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄの充放電サイクルでトランス６の２次側に供給されるように、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４ＤのキャパシタンスＣｐを選定している。したがって、実施形態１の望ましい１次側共振コンデンサ４Ｃ、４ＤのキャパシタンスＣｐと望ましい２次側共振コンデンサ７Ｃと７ＤのキャパシタンスＣｓは、どちらも同一値の負荷電力を通過させるので、２次側共振コンデンサ７Ｃと７ＤのキャパシタンスＣｓをトランス６の１次側に換算した値はほぼ同一の値になる。なお、トランス６の１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂとの巻数比ｎは任意でよいが、ここでは説明を容易にするためにｎ＝１にしている。

制御回路１７から図３（１）、図３（２）に示すような制御信号Ｑ、Ｒを受けて、第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂは、それぞれオンし、図３（３）、図３（５）に示すように、第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂには共振電流Ｉｒの電流が流れる。その後、休止期間Ｔｄに入るまで、つまり第１のスイッチング素子４Ａ又は第２のスイッチング素子４Ｂがオフするまで、トランス６の励磁インダクタンスＬｐ（図６に示す）は共振インダクタンス手段５を通して第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂに励磁電流Ｉｍを流す。

図３における時刻ｔ０の直前では、第１のスイッチング素子４Ａがオン状態にあり、その共振動作によって、第２の１次側共振コンデンサ４Ｄはほぼ直流電源電圧Ｅに充電され、第１の１次側共振コンデンサ４Ｃの充電電圧がほぼゼロＶであるものとする。また、前述からトランス６の巻数比ｎは１であるので、第１の２次側共振コンデンサ７Ｃは図５（Ａ）に示す図示極性でほぼ直流電源電圧Ｅに充電され、第２の２次側共振コンデンサ７Ｄの充電電圧はほぼゼロＶであるものとする。

最初に図３を用いて短い休止期間を無視した電力供給の動作を説明する。時刻ｔ０において第１のスイッチング素子４Ａはターンオフするものとする。その後、第２のスイッチング素子４Ｂがターンオンすると、正極の直流入力端子２から第１の１次側共振コンデンサ４Ｃ、トランス６の１次巻線６Ａ、共振インダクタンス手段５、第２のスイッチング素子４Ｂを通して電流が流れ、第１の１次側共振コンデンサ４Ｃは充電される。一方、第２の１次側共振コンデンサ４Ｄからは、トランス６の１次巻線６Ａ、共振インダクタンス手段５、第２のスイッチング素子４Ｂを通して電流が流れ、第２の１次側共振コンデンサ４Ｄは放電される。トランス６の１次巻線と共振インダクタンス手段５とには、１次側共振コンデンサ４Ｃと４Ｄとにそれぞれ流れる電流の合流が流れる。トランス６の２次側では、トランス６を介して、共振インダクタンス手段５を流れる電流が２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄに分流して流れる。

この動作で、第１の１次側共振コンデンサ４ＣはほぼゼロＶから直流電源電圧Ｅに向かって充電され、第２の１次側共振コンデンサ４Ｄは全部の電荷を放電して充電電圧がほぼゼロＶとなる。第２の２次側共振コンデンサ７Ｄは第２の整流素子７Ｂを通してほぼゼロＶから直流電源電圧Ｅに向かって充電され、第１の２次側共振コンデンサ７Ｃは第２の整流素子７Ｂを通して全ての電荷を放電して充電電圧がほぼゼロＶとなる。次に、第１のスイッチング素子４Ａがターンオンするときは、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄ及び２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの電圧は、第２のスイッチング素子４Ｂがターンオンするときと逆転する。

以上の動作は、共振インダクタンス手段５と、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄの並列回路と、２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの並列回路とによる直列共振動作となる。スイッチング素子４Ｂは共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作させるので、図３（５）に示すように、スイッチング素子４Ｂには正弦半波の共振電流Ｉｒが共振動作が終了するときまで流れる。共振動作が終了すると、スイッチング素子４Ｂにはトランス６の１次巻線６Ａの励磁電流Ｉｍが流れ始め、スイッチング素子４Ｂがターンオフするまで流れ続ける。

次に、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄ及び２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの電圧が第２のスイッチング素子４Ｂのオン前の初期条件と逆転した時刻ｔ１の条件において、スイッチング素子４Ｂはオフ状態を継続し、第１のスイッチング素子４Ａがオフからオンに移行するものとする。この場合に、共振インダクタンス手段５及び１次巻線６Ａに流れる電流は、第２のスイッチング素子４Ｂがオンのときとは逆向きとなる。共振インダクタンス手段５と、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄの並列回路と２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの並列回路とのキャパシタンスとの直列共振となり、第１のスイッチング素子４Ａには、図３（３）に示すような正弦半波の共振電流Ｉｒが流れる。その後に励磁電流Ｉｍが流れ、時刻ｔ２で再び各共振コンデンサの初期条件が時刻ｔ０に戻る。

１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄ及び２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの電圧がゼロから直流電源電圧Ｅまでの充放電動作をスイッチング周波数で繰り返すことにより、１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄの充放電エネルギーは電力として負荷１１に転送される。このとき、整流回路７の整流素子７Ａ又は７Ｂは平滑用コンデンサ１０の電圧によって逆バイアスされるときに順方向に対して非導通となり、整流機能が回復する逆回復時間だけ順方向とは逆の方向に逆回復電流が急峻に流れる。

この逆回復電流は、短時間ではあるが、順方向に対して非導通になる整流素子７Ａ又は７Ｂからトランス６の２次巻線６Ｂを通して流れる。しかし、実施形態１では図２に示したようにトランス６のコアに適当な幅のギャップ６Ｆを備えている。この逆回復電流によってトランス６の１次側に流れる逆回復１次電流は、ギャップ６Ｆの働きによって大きくなった励磁電流Ｉｍよりも小さいので、逆回復１次電流によって、励磁電流と逆向きの電流がトランス６の１次側を流れることは無い。

実際には以上で述べた半周期毎に、双方のスイッチング素子４Ａ、４Ｂがオフ状態になる一定の長さの休止期間が存在する。時刻ｔ０の前後の期間を拡大して示すと、図４（ａ）〜図４（ｇ）に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔｂまでの休止期間Ｔｄが存在する。この休止期間Ｔｄはほぼ一定であり、一例を挙げれば、第１、第２のスイッチング素子４Ａ、４Ｂのオン期間に比べて短い３００ｎｓである。次に、この休止期間Ｔｄにおける動作を説明する。

先ず、第１のスイッチング素子４Ａがターンオフする時刻ｔ０の直前では、図３（３）に示す励磁電流Ｉｍが、図６（１）において矢印で示すように、トランス６の励磁インダクタンスＬｐ、ダイオード４Ｉ、スイッチング素子４Ａ、共振インダクタンス手段５を含む電流経路を流れている。このとき、トランス６の１次側から２次側へ電力が供給されず、第１、第２の整流素子７Ａ、７Ｂは非導通となる。次に、時刻ｔ０で第１のスイッチング素子４Ａがターンオフすると、それまでトランス６の励磁インダクタンスＬｐを流れていた初期値をＩｍとする励磁電流によって、図６（２）の矢印で示す経路で電流Ｉａ、Ｉｂが流れる。電流Ｉａは、トランス６の励磁インダクタンスＬｐ、第３のダイオード４Ｉ、第１のコンデンサ４Ｇ、共振インダクタンス手段５を含む電流経路に流れる。電流Ｉｂは、トランス６の励磁インダクタンスＬｐ、第３のダイオード４Ｉ、直流電源１、第２のコンデンサ４Ｈ、共振インダクタンス手段５を含む電流経路に流れる。

図４（ｃ）、図４（ｅ）に示すように、電流Ｉａ、電流Ｉｂが時刻ｔ０からｔａの期間に流れ、電流Ｉａ、電流Ｉｂが流れる電流経路内のインダクタンスとキャパシタンスとで部分共振が起こる。なお、一般的にトランスのコアにギャップを設けた場合には磁気抵抗が大きくなるので、励磁電流が大きくなることが知られている。実施形態１では、前述したようにトランス６の構造、例えば図２に示したトランス６のコアのギャップ６Ｆを調整することによって、励磁電流Ｉｍを適度な部分共振を生じる値に設定している。

電流Ｉａは第１のコンデンサ４Ｇを図６（２）の矢印の向きに充電するので、図４（ｄ）に示すように、第１のスイッチング素子４Ａの両端の電圧は上昇する。電流Ｉｂは第２のコンデンサ４Ｈの電荷を図６（２）の矢印の向きに放電するので、図４（ｆ）に示すように、第２のスイッチング素子４Ｂの両端の電圧は減少する。図４の時刻ｔ０〜ｔａの期間では、図６（２）に示すように、トランス６の１次側の部分共振によってトランスの１次巻線には黒点側から非黒点側に電流が流れる。これにより、トランス６の２次側では、２次巻線６Ｂから第１の２次側共振コンデンサ７Ｃ、平滑用コンデン１０、第２の整流素子７Ｂを通じて２次側共振コンデンサ７Ｃを放電する電流が流れ、２次巻線６Ｂから第２の２次側共振コンデンサ７Ｄを充電する電流が第２の整流素子７Ｂを通じて流れる。

次に、図４（ｃ）に示すように、時刻ｔａで第１のコンデンサ４Ｇの充電が終わるので、第１のスイッチング素子４Ａを流れる電流Ｉａはゼロとなり、部分共振動作は終了する。図４（ｄ）に示す第１のスイッチング素子４Ａの両端電圧はほぼ直流電源電圧Ｅとなる。一方、電流Ｉｂは、第２のコンデンサ４Ｈの放電が終了する時刻ｔａまで流れ、部分共振動作が終わる。第２のコンデンサ４Ｈの電圧がほぼゼロ電圧になると、並列に接続された第２のダイオード４Ｆが順方向に導通する。図６（４）に示す経路で電流が流れている状態で、すなわち、図４（ｅ）に示すように第２のダイオード４Ｆが導通している時刻ｔａ〜ｔｂの期間に図４（ｂ）の第２のスイッチング素子４Ｂの制御信号を与える。時刻ｔｂで第２のダイオード４Ｆの順方向電流がほぼゼロになると、次に第２のスイッチング素子４Ｂが順方向に導通するので、ゼロ電圧スイッチング動作が実現できる。

以上の説明から分かるように、実施形態１ではトランス６のコアに適当な幅のギャップ６Ｆ（図２）を備えることによって、トランス６の励磁電流を適度な大きさに増やし、休止期間Ｔｄにその励磁電流が次にターンオンされるスイッチング素子と並列のコンデンサを含む電流経路を流れることによって、その電流経路に部分共振を起こす。その部分共振によって、次にターンオンされるスイッチング素子の両端電圧がほぼゼロ電圧まで下がると、次にターンオンされるスイッチング素子と並列のダイオードが導通する。このダイオードが導通している状態で次にターンオンされるスイッチング素子にオン信号を与えておけば、ダイオードに流れる順方向がほぼゼロになるとスイッチング素子が順方向に導通する。

したがって、本発明では休止期間Ｔｄにおける時刻ｔａ〜ｔｂの短い期間、つまり次にターンオンされるスイッチング素子と並列のダイオードが導通している期間にスイッチング素子をターンオンさせることによって、そのスイッチング素子の両端に実質的に電圧がかかっていない状態でオンするゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が可能となる。前述の動作は、スイッチング素子４Ａ、４Ｂ双方のターンオンの場合にあてはまる。

また、前述したように、実施形態１ではトランス６のコアに適当な幅のギャップ６Ｆ（図２）を備えているので、従来回路のようにターンオフしたばかりのスイッチング素子４Ａ又は４Ｂと並列のダイオード４Ｅ又は４Ｆには、整流回路７の整流素子７Ａ又は７Ｂの逆回復電流に起因する逆回復１次電流によって励磁電流と逆向きの電流は流れない。このことから、スイッチング素子４Ｂ又は４Ａがターンオンするときに、ダイオード４Ｅ又は４Ｆを逆回復電流が流れることは無いので、スイッチング素子４Ｂ又は４Ａがターンオンするときに、ダイオード４Ｅ又は４Ｆとターンオンしたスイッチング素子４Ｂ又は４Ａとで短絡回路を形成することは皆無である。したがって、スイッチング素子４Ａ、４Ｂがターンオンする度に、ターンオンするスイッチング素子４Ｂ又は４Ａとターンオフするスイッチング素子４Ａ又は４Ｂと並列のダイオード４Ｅ又は４Ｆとにより短絡回路が形成されることが無く、その短絡回路を流れる短絡電流による電力損失の発生は皆無である。また、その短絡電流によるノイズを低減できる。

（低出力電圧の場合）
次に、低出力電圧の場合の動作を説明する。高出力電圧では、前述したように２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの充電電圧は直流電源電圧Ｅとなったが、低出力電圧では、２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの充電電圧はＥ／２となり、２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの充電電荷は高出力電圧時の半分になる。このため、高出力電圧で選定された２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの小さなキャパシタンスＣｓでは高出力電圧の１／２程度の期間しか２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの共振動作による電流を供給できない。

２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄの充電電圧はほぼゼロまで低下した以降は、２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄに並列接続された２次側ダイオード７Ｅ、７Ｆ（図１）が導通する。負荷電流が２次側ダイオード７Ｅ、７Ｆを通して流れるので整流回路７は倍電圧整流回路でなく、第１、第２の整流素子７Ａ、７Ｂと第３、第４の整流素子として働く第１、第２の２次側ダイオード７Ｅ、７Ｆとからなる通常の全波整流回路となり、倍電圧機能は実質的に無くなる。

また、低出力電圧の場合も高出力電圧の場合と同様に、トランス６の２次側の共振が終了して整流素子７Ａ又は７Ｂが非導通になるとき、直流出力電圧が整流素子７Ａ又は７Ｂに逆方向電圧として印加されるので、整流素子７Ａ又は７Ｂが逆阻止機能を回復する逆回復時間だけ逆回復電流が流れる。しかし前述したように、実施形態１では、トランス６の励磁電流を整流回路７の整流素子の逆回復電流に起因してトランスの１次側に流れる前記逆回復１次電流よりも大きくする。すなわち、その逆回復１次電流によって励磁電流と逆向きの電流がターンオフしたばかりのスイッチング素子４Ａ又は４Ｂと並列のダイオード４Ｅ又は４Ｆを流れないように、図２に示したトランス６のコアのギャップ６Ｆを調整してある。

したがって、低出力電圧の場合にも、前記逆回復１次電流がターンオフしたばかりのスイッチング素子４Ａ又は４Ｂと並列のダイオード４Ｅ又は４Ｆを前記逆回復１次電流によって励磁電流と逆向きの電流が流れることはないので、スイッチング素子４Ｂ又は４Ａがターンオンするとき、ターンオフしたばかりのスイッチング素子４Ａ又は４Ｂと並列のダイオード４Ｅ又は４Ｆの逆回復時間に短絡回路が形成されることは皆無である。

また、前述したように、実施形態１ではトランス６のコアに適当な幅のギャップ６Ｆを備えることによって、トランス６の励磁電流を適度な大きさに増やし、休止期間Ｔｄにその励磁電流が次にターンオンされるスイッチング素子４Ｂ又は４Ａと並列のコンデンサ４Ｈ又は４Ｇを含む電流経路を流れることによって、その電流経路に部分共振を起こす。その部分共振によって、次にターンオンされるスイッチング素子と並列のダイオードを順バイアスして導通させた状態で、次にターンオンされるスイッチング素子のオン信号を制御回路が与える。

したがって、スイッチング素子の両端に実質的に電圧がかかっていない状態でオンするゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が可能となる。本発明ではスイッチング素子４Ａ、４Ｂをゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンさせ、また、スイッチング素子４Ａ、４Ｂをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）でターンオフさせることができる。

実施形態１では、高出力電圧から低出力電圧までの広い範囲で変化する負荷１１を駆動する直列共振型コンバータ回路について、図１に示し、説明した。しかし、直列共振型コンバータ回路が給電する負荷は一定、あるいは求められる変化の範囲が狭い場合も多い。したがって、高出力電圧の場合には、前述から明らかなように、整流回路７を図５（Ａ）に示す倍電圧回路としてもよい。

また、負荷が低負荷は勿論のこと、高負荷の場合にも、整流回路７は図１で２次側共振用コンデンサ７Ｃ、７Ｄを削除した図５（Ｂ）に示すような通常の全波整流回路、あるいは図７に示すような両波形の整流回路７であってもよい。この両波形の整流回路は一般的な構成であるので、詳しくは説明しないが、図１と同様に直流出力端子８、９間には平滑用コンデンサ１０が接続される。トランスの６の２次巻線６Ｂの両端は、カソード（又はアノード）が共通に接続された第１の整流素子７Ａ、第２の整流素子７Ｂを通して直流出力端子８側に接続され、トランスの６の２次巻線６Ｂの中点Ｍｐは直流出力端子９側に接続される。

なお、図６に示した整流回路７の第１、第２の整流素子７Ａ、７Ｂは必ずしもダイオードでなくてもよく、制御回路１７からの制御信号によって前記スイッチング素子の共振動作と同期してオンするＦＥＴのような半導体スイッチでもよい。例えば、整流素子７Ａ、７Ｂとして順方向電圧降下の小さなＦＥＴを用いることによって、電力損失を更に低減することができる。また、実施形態１では定電力制御の例を述べたが、直流出力電圧を設定電圧に維持する定電圧制御等であっても勿論よい。

上述の実施形態では、コアにギャップを設けて、トランスの磁気抵抗を大きくし、励磁電流を大きくすることについて述べたが、この具体例に限定されず、これ以外の方法を用いて良い。例えば、コアの断面積を小さくすることでトランスの磁気抵抗を大きくし、励磁電流を大きくすることができる。また、トランスの１次巻線と２次巻線との巻数比は同様にし、１次巻線と２次巻線との巻数を増やすなどの巻線の長さを長くすることで、トランスの磁気抵抗を大きくし、励磁電流を大きくすることができる。さらに、コアの材質を透磁率の小さいものに変更することによってトランスの磁気抵抗を大きくし、励磁電流を大きくすることができる。もちろん上記の方法の組み合わせてもよい。

本発明の直列共振型コンバータ回路における各部の構成、構造、数、配置、形状、材質などに関しては、上記具体例に限定されず、当業者が適宜選択的に採用したものも本発明の範囲に包含される。より具体的には、例えば、半導体スイッチとしてＦＥＴを用いて説明したが、これら特定の電気素子には限定されず、同様の機能または作用を有する単一の電気素子あるいは複数の電気素子を含む電気回路として構成することができ、これらすべての変形は、本発明の範囲に包含される。同様に、回路の具体的な構成や、ダイオード、抵抗、スイッチング素子をはじめとする各回路素子の数や配置関係などについても、当業者が適宜設計変更したものは本発明の範囲に包含される。

１・・・直流電源
２、３・・・直流入力端子
４・・・インバータ回路
４Ａ・・・第１のスイッチング素子
４Ｂ・・・第２のスイッチング素子
４Ｃ・・・第１の１次側共振コンデンサ
４Ｄ・・・第２の１次側共振コンデンサ
４Ｅ・・・第１のダイオード
４Ｆ・・・第２のダイオード
４Ｇ・・・第１のコンデンサ
４Ｈ・・・第２のコンデンサ
４Ｉ・・・第３のダイオード
４Ｊ・・・第４のダイオード
４ｘ、４ｙ・・・導線
５・・・共振インダクタンス手段
６・・・トランス
６Ａ・・・トランス６の１次巻線
６Ｂ・・・トランス６の２次巻線
６Ｃ・・・ボビン
６Ｄ・・・第１のコア
６Ｅ・・・第２のコア
６ｄ、６ｅ・・・第１、第２のコア６Ｄ、６Ｅの中央磁脚
６Ｆ・・・ギャップ
７・・・整流回路
７Ａ・・・第１の整流素子
７Ｂ・・・第２の整流素子
７Ｃ・・・第１の２次側共振コンデンサ
７Ｄ・・・第２の２次側共振コンデンサ
７Ｅ・・・第１の２次側ダイオード
７Ｆ・・・第２の２次側ダイオード
７ｘ、７ｙ・・・導線
８、９・・・直流出力端子
１０・・・平滑用コンデンサ
１１・・・負荷
１２・・・電圧検出器
１３・・・電流検出器
１４・・・乗算回路
１５・・・誤差増幅器
１６・・・基準源
１７・・・制御回路
Ｅ・・・直流電源電圧
Ｃｐ・・・１次側共振コンデンサ４Ｃと４Ｄのキャパシタンス
Ｖｏ・・・直流出力電圧
ｖ・・・直流検出電圧
Ｉｏ・・・直流出力電流
ｉ・・・電流検出信号
ｐ・・・負荷電力信号
ｓ・・・電力設定信号
ｅ・・・誤差増幅信号
Ｑ、Ｒ・・・制御信号
Ｉｍ・・・トランス６の励磁電流
Ｔｄ・・・休止期間（デッドタイム）
Ｌｐ・・・トランス６の励磁インダクタンス
Ｃｐ・・・１次側共振コンデンサ４Ｃ、４Ｄのキャパシタンス
Ｃｓ・・・２次側共振コンデンサ７Ｃ、７Ｄのキャパシタンス
ｎ・・・１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂとの巻数比
Ｉｒ・・・共振電流
Ｉａ、Ｉｂ・・・休止期間Ｔｄにそれぞれの電流経路を流れる電流

Claims (7)

1. 直流入力電圧が印加される一対の直流入力端子の間に互いに直列に接続される第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子とそれぞれ並列に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサと、前記第２のスイッチング素子とそれぞれ並列に接続される第２のダイオードと第２のコンデンサと、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とブリッジ構成に接続される第１の１次側共振コンデンサと第２の１次側共振コンデンサと、前記第１の１次側共振コンデンサと第２の１次側共振コンデンサとそれぞれ並列に接続される第３のダイオードと第４のダイオードとを有するインバータ回路と、
   前記インバータ回路に接続される１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
   前記１次巻線又は前記２次巻線と直列に接続される共振インダクタンス手段と、
   前記２次巻線と一対の直流出力端子との間に接続される半導体素子を有する整流回路と、
   前記一対の直流出力端子の間に接続された出力コンデンサと、
   前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の双方ともがオフである休止期間を挟んで、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を交互にオンオフ動作させる制御回路と、
   を備える共振型コンバータ回路であって、
   前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、前記制御回路からの制御信号によって共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作し、
   前記第１のスイッチング素子又は前記第２のスイッチング素子がオンのときは、前記トランスの１次側では、前記第１の１次側共振コンデンサと前記第２の１次側共振コンデンサと前記共振インダクタンス手段とが共振し、前記トランスの２次側では、前記半導体素子を通じて前記直流出力端子間にエネルギーを供給する順方向に電流が流れ、
   前記共振の終了から前記休止期間に至るまで前記トランスの１次巻線を流れる前記励磁電流は、前記整流回路の前記半導体素子が非導通になるときに流れる逆回復電流によって前記トランスを介して前記１次巻線に流れ込む電流よりも大きくなるように設定され、
   前記休止期間に至ると、前記トランスの１次巻線を流れる前記励磁電流が、前記第１のスイッチング素子又は前記第２のスイッチング素子のターンオフに伴って、次にターンオンされる前記第２のスイッチング素子又は第１のスイッチング素子に並列に接続される前記第２のコンデンサ又は第１のコンデンサ及び前記共振インダクタンス手段を含む経路で流れて部分共振を起こさせ、該部分共振によって前記第２のコンデンサ又は第１のコンデンサの電圧が反転して前記第２のダイオード又は前記第１のダイオードを導通させ、
   前記制御回路は、前記第２のダイオード又は前記第１のダイオードが導通している期間に次にターンオンされる前記第２のスイッチング素子又は前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御信号を与えることを特徴とする共振型コンバータ回路。
2. 請求項１において、
   前記トランスは、前記１次巻線を流れる前記励磁電流が前記逆回復電流によって前記１次巻線に流れ込む電流よりも大きくなる磁気抵抗を有することを特徴とする直列共振型コンバータ回路。
3. 請求項１又は請求項２において、
   前記第１のスイッチング素子は、前記第１のダイオードとして働く内部ダイオードと前記第１のコンデンサとして働く寄生容量を有する半導体素子であり、
   前記第２のスイッチング素子は、前記第２のダイオードとして働く内部ダイオードと前記第２のコンデンサとして働く寄生容量を有する半導体素子であることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれかにおいて、
   前記整流回路は、互いに直列接続された第１の整流素子と第２の整流素子、及び互いに直列接続された第３の整流素子と第４の整流素子をブリッジに接続した構成であり、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との接続箇所は前記トランスの前記２次巻線の一方の端子に接続され、前記第３の整流素子と前記第４の整流素子との接続箇所は前記２次巻線の他方の端子に接続され、前記第１の整流素子と前記第３の整流素子とのカソードは前記直流出力端子の一方に接続され、前記第２の整流素子と前記第４の整流素子とのアノードは前記直流出力端子の他方に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。
5. 請求項４において、
   前記整流回路における前記第３の整流素子には第１の２次側共振用コンデンサが並列接続され、前記第４の整流素子には第２の２次側共振用コンデンサが並列接続され、前記直流出力端子間に接続される負荷が高出力電圧であるときには前記整流回路が主に倍電圧整流回路として働き、前記直流出力端子間に接続される負荷が低出力電圧であるときには前記整流回路が主に全波整流回路として働くことを特徴とする直列共振型コンバータ回路。
6. 請求項１から請求項３のいずれかにおいて、
   前記整流回路は、互いに直列接続された第１の２次側共振用コンデンサと第２の２次側共振用コンデンサと、互いに直列接続された第１の整流素子と第２の整流素子とをブリッジに接続した倍電圧整流構成であり、互いに接続された前記第１の２次側共振用コンデンサの一端側と前記第２の２次側共振用コンデンサの一端側は前記トランスの前記２次巻線の一方の端子に接続され、前記第１の整流素子のアノードと前記第２の整流素子のカソードとの接続箇所は前記２次巻線の他方の端子に接続され、前記第１の２次側共振用コンデンサの他端側と前記第１の整流素子のカソードは前記直流出力端子の一方に接続され、前記第２の２次側共振用コンデンサの他端側と前記第２の整流素子とのアノードは前記直流出力端子の他方に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。
7. 請求項１から請求項３のいずれかにおいて、
   前記整流回路は、前記トランスの前記２次巻線の一方の端子に一端が接続された第１の整流素子と、前記２次巻線の他方の端子に一端が接続された第２の整流素子とを備え、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子の同極性の他端は前記直流出力端子の一方に接続され、前記２次巻線の中間点が前記直流出力端子の他方に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。

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