JP5396251B2

JP5396251B2 - 直流―直流双方向コンバータ回路

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Publication number: JP5396251B2
Application number: JP2009275231A
Authority: JP
Inventors: 信一大牧; 篤史斉藤; 正増田; 清美渡辺
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 2009-12-03
Filing date: 2009-12-03
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2029-12-03
Also published as: JP2011120370A

Description

この発明は、絶縁された二組の直流電圧源間で電力を相互に伝達する直流―直流双方向コンバータ回路に関する。

深夜、交流電源系統からの電力でリチウム電池又は鉛蓄電池などの２次電池を充電し、昼間にこの２次電池から交流電源系統に電力を回生させて電力の有効活用をはかる直流―直流双方向コンバータ回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

当該特許文献１に記載されている直流―直流双方向コンバータ回路は、交流電源系統から２次電池を充電する際には交流を直流に変換するコンバータとして働き、２次電池から交流電源系統に電力を回生するときには直流を交流に変換するインバータ回路として働くコンバータ／インバータ回路と２次電池との間に接続されている。そして、その直流―直流双方向コンバータ回路は、ハーフブリッジ型インバータ兼倍電圧整流回路からなる第１の変換回路、高周波交流チョークコイル、高周波変圧器、及びインバータ兼二相半波整流回路からなる第２の変換回路などからなる。

この直流―直流双方向コンバータ回路は、交流電力を直流電力に変換する機能と、直流電力を交流電力に変換する機能とを有する第１、第２の変換回路を用いているので、回路部品の点数を少なくでき、したがって経済性に優れ、容積や重量を低減できるという効果を奏する。

特開２００１−３７２２６

しかし、前掲の特許文献１に開示されている直流―直流双方向コンバータ回路は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を使用しているので、前記第１、第２の変換回路を構成するＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチング素子は、スイッチング素子を電流が流れている状態でターンオン又はターンオフするスイッチング、いわゆるハード・スイッチングであり、大きなターンオン損失、ターンオフ損失を発生するために効率を上げることが困難で、かつ、スイッチングノイズが発生しやすいという課題を有している。

上記課題を解決するために、第１の直流電圧源側に接続される第１の直流端子と第２の直流電圧源側に接続される第２の直流端子との間に接続され、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間で双方向に直流電力を伝達する直流―直流双方向コンバータ回路において、前記直流―直流双方向コンバータ回路は、前記第１の直流端子に接続される第１の変換回路と、前記第２の直流端子に接続される第２の変換回路と、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間に挿入されるトランスと共振用インダクタンス手段と、前記第１の変換回路又は前記第２の変換回路を周波数制御する制御回路と、を備え、前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路は、少なくとも第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続される第１の整流素子と、第２のスイッチング素子に逆並列に接続される第１の整流素子とを有し、前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路の少なくとも一方は、互いに直列に接続される前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子と、互いに直列に接続される第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとを有するハーフブリッジ回路で構成され、前記第１の直流端子から前記第２の直流端子側へ電力が伝達される場合は、前記第１の変換回路の前記第１のスイッチング素子と前記第１の変換回路の前記第２のスイッチング素子と前記トランスを介して、前記インダクタンス手段と前記第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと前記第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとによる共振動作を利用して前記第２の変換回路へ交流電力を供給し、前記第２の変換回路は倍電圧整流回路又は整流回路として動作し、前記第２の直流端子から前記第１の直流端子側へ電力が伝達される場合は、前記第２の変換回路の前記第１のスイッチング素子と前記第２の変換回路の前記第２のスイッチング素子と前記トランスを介して、前記インダクタンス手段と前記第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと前記第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとによる共振動作を利用して前記第１の変換回路へ交流電力を供給し、前記第１の変換回路は整流回路又は倍電圧整流回路として動作することを特徴とする直流―直流双方向コンバータ回路とした。

本発明は、交流電源系統からの電力で２次電池を充電する場合（以下、充電モードという。）、２次電池から交流電源系統に電力を回生させる場合（以下、回生モードという。）のどちらでもスイッチング素子をゼロ電流でターンオン、ターンオフさせるゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が可能となり、スイッチング損失を軽減できると同時に、スイッチングノイズも低減できる。また、スイッチング素子をＰＦＭ制御すると共に、ハーフブリッジ式直列共振型コンバータ回路のコンデンサを共振用兼倍電圧用コンデンサとして用いているので、定格電流付近では高い周波数、小電流では低い周波数でＰＦＭ制御することにより広い負荷範囲に対応することができる。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

[実施形態１]
（電力回生システムの説明）
以下、本発明の第１の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明に係る直流―直流双方向コンバータ回路１を用いてなる電力回生システムの一例を示している。電力回生システムは、図１、図２に示すように、商用交流電源系統のような交流電源系統２、その系統連系端子Ｔ１、Ｔ２に接続されるインバータ／コンバータ兼用変換回路（以下、ＡＣ／ＤＣ双方向変換回路という。）３、第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４と第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６との間に接続された本発明に係る直流―直流双方向コンバータ回路１、第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６の間に接続されたリチウム電池又は鉛蓄電池などの２次電池４などからなる。

第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６と２次電池４との間には他の電力変換装置が接続されていてもよい。ここでは、第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４から第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６側へ直流電力を伝達する場合を充電モードと言い、第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６から第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４側へ直流電力を伝達する場合を回生モードという。

ＡＣ／ＤＣ双方向変換回路３は、系統連系端子Ｔ１、Ｔ２に接続されたＡＣ系統の両ラインに接続されたインダクタ３Ａ、３Ｂと、ＦＥＴ又はＩＧＢＴなどのスイッチング素子３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆをブリッジ接続した回路と、各スイッチング素子３Ｃ〜３Ｆに並列接続された帰還ダイオード３ｃ〜３ｄと、フィルタ用コンデンサ３Ｇとで構成されている。フィルタ用コンデンサ３Ｇは第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４の間に接続されている。なお、本説明の中で、部材を示す符号で前述したスイッチング素子３Ｃ〜３Ｆのように〜で示された部材は、３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆのように連続した符号の部材を意味するものとする。

ＡＣ／ＤＣ双方向変換回路３は、充電モードでは高力率整流器として動作し、回生モードではインバータとして動作するように、スイッチング素子３Ｃ〜３Ｆが駆動される。ＡＣ／ＤＣ双方向変換回路３は前掲の特許文献１に記載された回路と同様な回路であり、かつ本発明の要旨ではないので説明は省略する。図１に示した電力回生システムにおいて、充電モードでは系統連系端子Ｔ１、Ｔ２は交流入力端子、第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４は直流中間端子、第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６は直流出力端子として機能する。回生モードでは、系統連系端子Ｔ１、Ｔ２は交流出力端子、第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６は直流入力端子として機能する。

（直流―直流双方向コンバータ回路１について）
直流―直流双方向コンバータ回路１は、第１の変換回路１１と、トランス１２と、充電・回生切り替え手段１３と、共振インダクタンス手段１４と、第２の変換回路１５と、第１の変換回路１１と第２の変換回路１５とを制御する充電―回生制御回路１６からなる。第１の変換回路１１は第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４に接続され、第２の変換回路１５は第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６を通して２次電池４に接続される。

第１の変換回路１１は、ＦＥＴ又はＩＧＢＴなどのような電力用半導体素子であるスイッチング素子１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄを全波ブリッジ構成に接続してなり、これらスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄのそれぞれには逆方向の向きでダイオード１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄが並列に接続されている。第１の変換回路１１は、充電モードでは、各スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄが充電―回生制御回路１６からの駆動信号でオン、オフ制御され、インバータ回路として機能するが、回生モードでは各スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄが駆動されず、ダイオード１１ａ〜１１ｄからなる単なるブリッジ整流回路として機能する。なお、ダイオード１１ａ〜１１ｄはスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄのそれぞれの内部（寄生）ダイオードであってもよい。

トランス１２は、直流的には絶縁される第１の巻線１２Ａと第２の巻線１２Ｂとを有する。第１の巻線１２Ａの両端子をＧ、Ｈとし、中間端子Ｊが設けられている。端子ＨとＪは、充電・回生切り替え手段１３で選択され、端子Ｋに接続される。充電・回生切り替え手段１３は充電―回生制御回路１６からの駆動信号で切り替え動作を行う。端子Ｇはスイッチング素子１１Ａと１１Ｂとの接続点に接続される。端子Ｋはスイッチング素子１１Ｃと１１Ｄとの接続点に接続される。本発明のすべての内容において、接続点とは電気的に接続されて同電位にある部位を言い、物理的に接続された点を言うものではない。なお、充電・回生切り替え手段１３が端子Ｋを中間端子Ｊに接続した図示の接続状態は充電モードである。図２は充電・回生切り替え手段１３を機械的スイッチで表示しているが、半導体素子などを用いた電子的スイッチでもよい。

後述する動作説明を理解し易くするために、一例として第２の巻線１２Ｂの巻数を１とすれば、第１の巻線１２Ａの端子Ｇ−Ｊ間の巻数は相対的に２、端子Ｊ−Ｈ間の巻数を相対的に０．４４とする。すなわち、充電・回生切り替え手段１３により、充電モードでは端子Ｋを端子Ｊに、回生モードでは端子Ｋを端子Ｈに接続することで、１次―２次巻数比は、充電モードで２対１、回生モードで２．４４対１となる。この比率は、あくまで一例であるが、充電モードでは第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６から左側、すなわち図２で第２の変換回路１５側をみた等価直流電圧源が２次電池４の直流電圧よりも高く、かつ回生モードでは第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４から右側、すなわち図２で第１の変換回路１１側をみた等価直流電圧源（系統連系端子Ｔ１、Ｔ２の交流電圧）が交流電源系統２の交流電圧波高値よりも高くなるように設定される。このように前記巻数比を選定することにより、交流電源系統２から２次電池４へ電力の給電、あるいは２次電池４から交流電源系統２へ電力の給電が可能になる。本発明の直流―直流双方向コンバータ回路１の昇圧機能は、絶縁トランス１２の第１、第２の巻線の巻数比に依存している。以後の説明でもこの巻数比で説明するが、本発明はこの巻数比に限定されるものではない。

第２の変換回路１５は、第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６間に対して互いに直列の一対のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂが接続され、同様に第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６間に対して互いに直列の一対の共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄが接続されたハーブブリッジ回路である。スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄと同様なスイッチング素子１５Ａと１５Ｂには、それぞれスイッチング素子１５Ａと１５Ｂの極性と逆方向に整流素子として働くダイオード１５ａ、１５ｂが並列に接続される。共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄにも、ダイオード１５ｃ、１５ｄが図１に示す方向、つまりダイオード１５ａ、１５ｂと同一方向になるよう並列接続されることが望ましい。第２の巻線１２Ｂの一方の端子Ｍが共振インダクタンス手段１４を通して一対の直列な共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄとの接続点に接続される。第２の巻線１２Ｂの他方の端子Ｎが一対のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂとの接続点に接続される。

次に、第２の変換回路１５の共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄ各々のキャパシタンスＣｓについて説明する。本発明では、第２の変換回路１５が第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６に出力する直流出力電力Ｐｏ、または第２の変換回路１５が第1の変換回路１１を通して第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４に出力する直流出力電力Ｐｏは、すべて共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄの充放電サイクルで供給されるように、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５ＤのキャパシタンスＣｓを選定することが望ましい。キャパシタンスＣｓは、直流出力電力Ｐｏ、２次電池４の充電電圧Ｖｂ、電力送り出し側となる第１の変換回路１１の変換周波数ｆｓによる式：Ｃｓ＝Ｐｏ／（２×ｆｓ×Ｖｂ^２）で一般的に表される。具体的な一例では、直流出力電力Ｐｏが５ｋＷ、２次電池４の充電電圧Ｖｂが３６０Ｖ、第１の変換回路１１の変換周波数ｆｓが５０ｋＨｚであるものとすると、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５ＤのキャパシタンスＣｓは、前記式から約３８６ｎＦとなる。

次に、共振インダクタンス手段１４の共振インダクタンスＬ値の選定について説明する。共振インダクタンスＬは、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄの合成等価容量２Ｃｓと直列共振し、かつ共振波形の半サイクルが第１の変換回路１１の変換周波数の半サイクルよりも短い時間になる値とすれば、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄ、スイッチング素子１５Ａと１５Ｂを流れる電流はほぼ正弦波となり、ゼロからスタートし、ゼロで終わることができ、ゼロ電流スイッチングを維持できる。すなわち、直列共振周波数ｆｒが第１の変換回路１１の変換周波数ｆｓより高いことが望ましい。具体例では、第１の変換回路１１の変換周波数ｆｓを５０ｋＨｚとし、直列共振周波数ｆｒは５５ｋＨｚとした。周知の直列共振公式から、Ｌ＝１／[（２πｆｒ）^２×２Ｃｓ]で表される。この実施例では、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄの合成等価容量は２Ｃｓで、７７２ｎＦであり、この容量と５５ｋＨｚの共振周波数ｆｒで共振するインダクタンス値は１０．８μＨとなる。

充電―回生制御回路１６は、第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄ、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂ、及び充電・回生切り替え手段１３を次のように制御する。充電モードでは、充電―回生制御回路１６は、充電・回生切り替え手段１３により端子Ｋを中間端子Ｊに接続すると共に、電力送り出し側となる第１の変換回路１１の各スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄに駆動信号を送り、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂには駆動信号を送らない。また、回生モードでは、充電・回生制御回路１６は、充電・回生切り替え手段１３により端子Ｋを端子Ｈに接続すると共に、第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄに駆動信号を送らないが、電力送り出し側となる第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂには駆動信号を送る。

次に、具体的な駆動信号を説明する。第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄ、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂの駆動信号は、図１で上下に位置するスイッチング素子１１Ａと１１Ｂ、スイッチング素子１１Ｃと１１Ｄ、スイッチング素子１５Ａと１５Ｂとに交互に与えられる。例えば、第１の変換回路１１、第２の変換回路１５の変換周波数ｆｓは同一であって５０ｋＨｚとし、オン時間は上下に位置するスイッチング素子の同時導通を防止するためのデッドタイム(休止時間)として１μｓの時間をとって、半周期１０μｓの９０％に等しい９μｓの固定パルス幅とする。

制御方法は、変換周波数５０ｋＨｚを上限周波数として、変換周波数ｆｓを高くすることで出力電力を増加し、変換周波数ｆｓを下げることで２次電池４の充電電流、すなわち出力電力を低下させるパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御方法を用いる。したがって、定格の最大出力の場合には、第１の変換回路１１、第２の変換回路１５の変換周波数ｆｓは５０ｋＨｚに近く、軽負荷時には、変換周波数ｆｓが可聴周波数に近い周波数まで低下する制御方式とすることができる。軽負荷時には２次電池４の充電電圧は低下しないので、２次電池４に流れる充電電流を減少させることができる。したがって、広い負荷範囲に対応できる。なお、実際の直流―直流双方向コンバータ回路１では、第１の変換回路１１と第２の変換回路１５との電位の絶縁が必要であり、充電―回生制御回路１６の信号回路のどこかにフォトカプラ、パルストランスなどの信号絶縁素子が必要であるが、本発明の動作説明には不要なので省略した。

この直流―直流双方向コンバータ回路１の具体的な動作説明を行う前に、図３について説明する。図３において横軸は時間ｔを示し、図中のｔ０からｔ２、ｔ１０からｔ１２はそれぞれ一周期を示している。図３の左側は充電モードの各部波形を示し、右側は回生モードの各部波形を示す。図３（１）は第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ、１１Ｄの駆動信号ａを示す。図３（２）は第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ｂ、１１Ｃの駆動信号ｂを示す。図３（３）は第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａの駆動信号ｃを示す。図３（４）は第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ｂの駆動信号ｄを示す。充電モードでは、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂにオン信号は与えらず、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂはオフのままである。回生モードでは、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄにオン信号は与えられず、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄはオフのままである。なお、この実施例では駆動信号ａ〜駆動信号ｄは電圧信号である。

図３（５）では、充電モードにおける正の電流波形ｅ、ｆはスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄのオン電流を示し、回生モードにおける負の電流波形ｇ、ｈは逆並列のダイオード１１ａ〜１１ｄの導通時の電流を示している。波形ｅと波形ｇはスイッチング素子１１Ａと逆並列のダイオード１１ａの並列回路とスイッチング素子１１Ｄと逆並列ダイオード１１ｄの並列回路を流れる電流の電流波形を示す。波形ｆと波形ｈはスイッチング素子１１Ｂと逆並列のダイオード１１ｂの並列回路とスイッチング素子１１Ｃと逆並列のダイオード１１ｃの並列回路を流れる電流の電流波形を示す。

図３（６）は第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａとダイオード１５ａとの並列回路の電流を示す。正の電流波形ｊは回生モードにおけるスイッチング素子１５Ａのオン電流を示し、負の電流波形ｉは充電モードにおけるダイオード１５ａの電流を示している。図３（７）は第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ｂとダイオード１５ｂとの並列回路の電流を示す。正の電流波形ｌは回生モードにおけるスイッチング素子１５Ｂのオン電流を示し、負の電流波形ｋは充電モードにおけるダイオード１５ｂの電流を示している。図３（８）は第１の共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの電圧波形ｍと第２の共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの電圧波形ｎを重ねて示す。充電モード、回生モードのどちらにおいても、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄは２次電池４に直列接続されるので、各共振用兼倍電圧用コンデンサの電圧の和は２次電池４の電圧Ｖｂである。

（充電モードについて）
次に、この直流―直流双方向コンバータ回路１の充電時、回生時の動作を説明する。始めにＡＣ／ＤＣ双方向変換回路３の直流中間電圧、つまり第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４間の直流電圧ＤＣ１で蓄電池４を充電する充電モードの動作を説明する。充電モードでは、充電―回生制御回路１６は、充電・回生切り替え手段１３を図１に示すように端子Ｊ側に接続すると共に、第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄに駆動信号を送り、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａ、１５Ｂには駆動信号を送らない。すなわち、第１の変換回路１１はインバータとして動作し、ＡＣ／ＤＣ双方向変換回路３が発生する１の直流端子Ｔ３、Ｔ４間の直流電圧ＤＣ１、例えば４００Ｖに対して、トランス１２の第１、第２の巻線１２Ａ、１２Ｂの巻数比が２対１であることに対応して直流電圧ＤＣ１の０．５倍の２００Ｖの交流電圧を第２の巻線１２Ｂの端子Ｍ、Ｎ間に生じる。

第２の変換回路１５は共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄとダイオード１５ａと１５ｂとが、後で説明する受動的な共振倍電圧整流回路として機能し、図２において第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６から左側、すなわち第２の変換回路１５側を見て、等価的に第２の巻線１２Ｂの端子Ｍ、Ｎ間の２００Ｖの交流電圧の２倍、結果的に第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４間の直流電圧ＤＣ１にほぼ等しい４００Ｖの直流電圧源を第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６間に発生する。２次電池４は４００Ｖの直流電圧源で電圧３６０Ｖに充電される。

図３（８）の波形ｍに示すように、時刻ｔ０では、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃは第２の直流端子Ｔ５側が正極となる極性で直流端子Ｔ５、Ｔ６間の直流出力電圧Ｖｂに充電され、他方、図３（８）の波形ｎに示すように、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの充電電圧はゼロであるものとする。

時刻ｔ０において、第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａと１１Ｄがオフからオンする。第１の巻線１２Ａ側の電流は正極の第１の直流端子Ｔ３からスイッチング素子１１Ａ、端子Ｇ、第１の巻線１２Ａ、端子Ｊ、端子Ｋを経てスイッチング素子１１Ｄを通って負極の第１の直流端子Ｔ４に戻る。トランス１２の第２の巻線１２Ｂには第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４の直流電圧ＤＣ１の１／２の波高値の電圧２００Ｖが誘導される。

このとき、第２の巻線１２Ｂを流れる電流は、端子Ｍ、共振インダクタンス手段１４を通ってからから分岐し、一方の分岐電流は共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄを充電し、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの電圧を充電電圧Ｖｂに向かって上昇させながら、ダイオード１５ｂのアノードからカソードを通り、第２の巻線１２Ｂの端子Ｎに戻る。共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの電圧が上昇すれば、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄの直列電圧が２次電池４の電圧Ｖｂに制限されているので、他方の分岐電流は正極の第２の直流端子Ｔ５を通り、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの充電電荷を２次電池４に放電しながら、第２の直流端子Ｔ６、ダイオード１５ｂのアノードからカソードを通り、第２の巻線１２Ｂの端子Ｎに戻る。

このようにして、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの電荷は第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６を通して２次電池４に放電され、２次電池４を３６０Ｖに充電する。そして、二つの前記分岐電流はダイオード１５ｂのアノードで合流してダイオード１５ｂを通り、端子Ｎに戻る。この時刻ｔ０〜ｔ１において、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃは、共振インダクタンス手段１４との共振作用によって、スイッチング素子１１Ａ、１１Ｄの電流を正弦波にすると共に、ダイオード１５ａ、１５ｂと協働して、第２の巻線１２Ｂの電圧２００Ｖを４００Ｖに倍電圧整流する倍電圧整流回路として機能する。

この動作で、図３（８）に示すように、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄはゼロから２次電池４の充電電圧Ｖｂに向かって充電され、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃは全部の電荷を放電して充電電圧がゼロとなる。この結果、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電圧は、スイッチング素子１１Ａと１１Ｄがオンする前の時刻ｔ０の初期条件と逆転する。以上の動作は、共振インダクタンス手段１４と共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの並列回路との直列共振動作となり、それらのインダクタンスとキャパシタンスとが前述したように選定されていれば、図３（５）に示すように、スイッチング素子１１Ａ、１１Ｄの電流ｅは正の正弦半波となる。スイッチング素子１１Ｂ、１１Ｃについても同様である。正の正弦半波の電流ｅがゼロになってから時刻ｔ１の少し前までスイッチング素子１１Ａと１１Ｄはオン状態を継続しているが、正の正弦半波の電流ｅがゼロになったときにオフさせることもできる。この間に、スイッチング素子１１Ａと１１Ｄをターンオフさせれば、ゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング損失を低減させることができる。

次に、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電圧がスイッチング素子１１Ａと１１Ｄのオン前の初期条件と逆転した時刻ｔ１の条件において、スイッチング素子１１Ａと１１Ｄはオフ状態を継続し、スイッチング素子１１Ｂと１１Ｃとがオフからオンに移行するものとする。この場合には、上記説明と正負極性の対照な動作が行われ、共振インダクタンス手段１４の共振インダクタンスＬと、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの並列回路の合成共振キャパシタンスとの直列共振となり、図３（５）に示すように、スイッチング素子１１Ｂと１１Ｃの電流は正のほぼ正弦半波ｆとなり、時刻ｔ２で再び各共振コンデンサの初期条件が時刻ｔ０に戻る。

この時刻ｔ１から時刻ｔ２の半サイクルにおいて、第２の巻線１２Ｂを流れる電流は、端子Ｎ、ダイオード１５ａのアノードからカソードを通ってから分岐し、一方の分岐電流は、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃを充電し、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの電圧を充電電圧Ｖｂに向かって上昇させながら、共振インダクタンス手段１４を通して第２の巻線１２Ｂの端子Ｍに戻る。共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの電圧が上昇すれば、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄの直列電圧が２次電池４の電圧Ｖｂに制限されているので、他方の分岐電流は正極の第２の直流端子Ｔ５を通り、２次電池４、第２の直流端子Ｔ６、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの充電電荷を蓄電池４に放電しながら、共振インダクタンス手段１４を通して第２の巻線１２Ｂの端子Ｍに戻る。このようにして、反転した第２の巻線１２Ｂの電圧２００Ｖに共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの充電電圧２００Ｖを重畳して４００Ｖの電圧源となり、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの電荷を第２の直流端子Ｔ５、Ｔ６を通して２次電池４に放電し、２次電池４を３６０Ｖに充電する。

以上の説明したとおり、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄは、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄの電流をほぼ正弦波にする共振作用に寄与すると共に、ダイオード１５ａ、１５ｂと共に、倍電圧整流回路として機能する。共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電圧がゼロから２次電池４の電圧Ｖｂまでの充放電動作をスイッチング周波数で繰り返すことにより、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの充放電エネルギーは電力として２次電池４に転送されるので、直流出力電力Ｐｏは、Ｐｏ＝２×Ｃｓ×ｆｓ×Ｖｂ^２となる。共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄと並列接続されたダイオード１５ｃ、１５ｄは、２次電池４の電圧が低下した場合などに、ダイオード１５ｃ、１５ｄがオンして共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄが、２次電池電圧Ｖｂ以上に充電されることと、負極性に充電されるのを防ぐもので、そのような動作モードを別の手段で回避できれば省略できる。

前述した回路構成を満足した上で、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの合成共振キャパシタンス２Ｃｓと共振インダクタンス手段１４の共振インダクタンスＬとによる直列共振周波数ｆｒが第1の変換回路１１の変換周波数ｆｓ以上になるように、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄと共振インダクタンス手段１４とを選定すれば、図３（５）に示すように、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄがオンするとき、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄに流れるスイッチング電流はゼロからスタートして自然にゼロとなって終わり、波形ｅとｆの隙間、すなわち休止期間のある正弦半波となる。

したがって、充電―回生制御回路１６が第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄを前記直列共振周波数ｆｒよりも低い周波数でスイッチングさせれば、スイッチング素子１１Ａ〜１１Ｄのゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を実現することができる。また、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電圧は、等価的にダイオード１５ｃ、１５ｄの働きによって２次電池４の直流電圧Ｖｂ以上とならないこと、又は共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電荷を第１の巻線１２Ａ側に放電する経路が整流素子であるダイオード１５ａ、１５ｂによって阻止されていることから、第１の変換回路１１のダイオード１１ａ〜１１ｄには帰還電流が流れない。したがって、ダイオード１１ａ〜１１ｄに帰還電流が流れている状態で、ダイオード１１ａ〜１１ｄに第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４の直流電圧が印加されることはなく、リカバリー現象は発生しない。以上のことから、第１の変換回路１１の電力損失を低減することができると同時に、ノイズの発生を抑制できる。

なお、充電モードの場合、前述したように直流出力電力Ｐｏは、すべて共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの充放電サイクルで供給されるように共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５ＤのキャパシタンスＣｓを選定しているので、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄはゼロ電圧まで放電しても、負極性までは充電されない。したがって、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄに並列接続されたダイオード１５ｃと１５ｄは常に共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電圧が逆電圧としてかかるので導通しない。したがって、ダイオード１５ｃと１５ｄを省略することもできる。

（回生モードについて）
次に、２次電池４から直流―直流双方向コンバータ回路１によって第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４に直流電圧ＤＣ１を生成して交流電源系統２に回生する回生モードの動作を説明する。充電・回生切り替え手段１３は図２において図示とは反対側の端子Ｈに接続にされる。第１の変換回路１１は、充電―回生制御回路１６からスイッチング１１Ａ〜１１Ｄに駆動信号が与えられないので、ダイオード１１ａ〜１１ｄのみとなり、これらダイオード１１ａ〜１１ｄが全波ブリッジ整流回路を構成し、全波整流を行う。つまり、ダイオード１１ａ〜１１ｄは整流素子として働く。

充電―回生制御回路１６は第２の変換回路１５の各スイッチング素子１５Ａと１５Ｂには駆動信号を送る。すなわち、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａと１５Ｂは共振インダクタンス手段１４と、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄと共にハーフブリッジ型の共振型インバータ回路を構成する。トランス１２の第１の巻線１２Ａ側に２次電池４の充電電圧Ｖｂ（例えば、３６０Ｖ）の１／２、１８０Ｖ（ハーフブリッジ回路のため第２の巻線１２Ｂに加わる電圧は１／２となる）をトランス１２の前述した巻数比２．４４対１倍に昇圧した交流電圧（例えば、４４０Ｖ）を逆送し、第１の変換回路１１のダイオード１１ａ〜１１ｄが全波ブリッジ整流器として動作して、第１の直流端子Ｔ３、Ｔ４間に直流電圧ＤＣ１（例えば４００Ｖ）よりも等価的に高い電圧源（例えば、４４０Ｖ）を作る。ＡＤ／ＤＣ変換回路３はこの直流電圧ＤＣ１を（例えば、２００Ｖ）の交流電源系統２側に回生する。

詳しく説明すると、時刻ｔ１０において、スイッチング素子１５Ｂはオフ状態で、スイッチング素子１５Ａがオフからオンする。電流が共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの正極からスイッチング素子１５Ａ、第２の巻線１２Ｂ、共振インダクタンス手段１４を通して共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの負極に戻り、共振が行われる。同時に、２次電池４から、第２の直流端子Ｔ５、スイッチング素子１５Ａ、第２の巻線１２Ｂ、共振インダクタンス手段１４を通して共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄに共振電流が充電電流として流れ込み、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄを２次電池４の電圧Ｖｂまで充電する。共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの充電電圧は、ダイオード１５ｃと１５ｄの作用により、２次電池４の電圧Ｖｂ以上には充電されず、また負極性にも充電されない。第２の巻線１２Ｂには前記二つの電流が合流した電流が流れる。

第２の変換回路１５はハーフブリッジ回路のために、トランス１２の第２の巻線１２Ｂには、平均電圧として２次電池４の電圧Ｖｂの半分（Ｖｂ／２）、例えば１８０Ｖが加わり、第１の巻線１２Ａには端子Ｇ側を正とする２．４４倍の電圧、１．２２Ｖｂ（４４０Ｖ）が発生する。この第１の巻線１２Ａ側の電圧１．２２Ｖｂにより、第２の巻線１２Ｂの電流が第１の巻線１２Ａ側の電流として誘導され、端子Ｈ、端子Ｋ、ダイオード１１ｃ、一方の第１の直流端子Ｔ３、フィルタ用コンデンサ３Ｇ、他方の第１の直流端子Ｔ４、ダイオード１１ｂ、端子Ｇ、第１の巻線１２Ａの経路で回生電流が流れる。前述の共振動作により、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの電圧はゼロ、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの電圧は２次電池４の電圧Ｖｂとなり、時刻ｔ１０の初期条件と反転する。

そして、この共振電流の半周期が終わり、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄの電圧が入れ替わった後に、次の変換周期、時刻ｔ１１でスイッチング素子１５Ｂがオンすると、前述説明と同様に、共振インダクタンス手段１４との直列共振により、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｄの直列共振電流による放電と、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃの直列共振電流による充電が開始する。第１の巻線１２Ａの電圧が反転し、ダイオード１１ａ、１１ｄが導通して電力をＡＣ／ＤＣ双方向変換回路３を経て、交流電源系統２に回生する。共振電流がゼロになる時刻ｔ２２で、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃと１５Ｄの充電電圧は時刻ｔ１０と同じに戻る。このように、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂのオンオフを交互に繰り返すことで、２次電池４の電力を交流電源系統２に回生できると共に、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂの電流が直列共振動作によって正弦波となり、ＺＣＳを実現できる。この回生モードの伝達電力も、キャパシタンスＣｓは、前述の式と同様に直流出力電力Ｐｏ、２次電池４の充電電圧Ｖｂ、電力送り出し側となる第２の変換回路１５の変換周波数ｆｓによる式：Ｃｓ＝Ｐｏ／（２×ｆｓ×Ｖｂ^２）で一般的に表される。

[実施形態２]
本発明の実施形態２に係る直流―直流双方向コンバータ回路１について、図４を用いて説明する。この実施形態２では、第１の変換回路１１と第２の変換回路１５の回路構成を実施形態１と交換した。すなわち、第１の変換回路１１がスイッチング素子１１Ａ、１１Ｂと、共振用兼倍電圧用コンデンサ１１Ｅ、１１Ｆと、スイッチング素子１１Ａ、１１Ｂにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード１１ａ、１１ｂと、共振用兼倍電圧用コンデンサ１１Ｅ、１１Ｆにそれぞれ並列に接続されたダイオード１１ｅ、１１ｆと、共振インダクタンス手段１４で構成されるハーフブリッジ型直列共振コンバータ回路となる。

第２の変換回路１５は、実施形態１の第１の変換回路と回路構成が同じであり、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｅ、１５Ｆとこれらスイッチング素子のそれぞれに逆並列に接続されたダイオード１５ａ、１５ｂ、１５ｅ、１５ｆで構成される全波ブリッジ型回路となる。この実施形態２でも充電モードでは、充電―回生制御回路１６が第１の側変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ、１１Ｂに駆動信号を供給してオンオフさせ、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｅ、１５Ｆには駆動信号を与えない。したがって、第２の変換回路１５はダイオード１５ａ、１５ｂ、１５ｅ、１５ｆで構成される単なるブリッジ整流回路として機能する。
この実施形態２では、第１の変換回路１１がハーフブリッジ型直列共振コンバータ回路、第２の変換回路１５が全波ブリッジ型回路となることで入出力電圧関係が図２の実施形態１と変化し、トランス１２の１次巻き線１２Ａと２次巻き線１２Ｂの巻き数比は、例として2次巻き線１２Ｂの巻き数を１とした場合、1次巻き線１２Ａの端子Ｇ−Ｊ間が０．５、Ｊ−Ｈ間を０．１１とすることができる。

充電モードでは、第１の変換回路１１のスイッチング素子１１Ａ、１１Ｂは、共振インダクタンス手段１４と共振用兼倍電圧用コンデンサ１１Ｅ、１１Ｆと共に、直列共振型コンバータ回路として動作し、スイッチング素子１１Ａ、１１Ｂを流れる電流を正弦波にしてＺＣＳを可能にする。

回生モードでは、第２の変換回路１５のスイッチング素子１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｅ、１５Ｆが共振インダクタンス手段１４と第１の変換回路１１の共振用兼倍電圧用コンデンサ１１Ｅ、１１Ｆと共に直列共振コンバータ回路として動作し、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｅ、１５Ｆを流れる電流を正弦波にしてＺＣＳを可能にする。

以上述べた実施形態１の第１の変換回路１１、あるいは実施形態２の第２の変換回路１５のように４個のスイッチング素子と４個のダイオードとからなる全波ブリッジ型回路は、見かけ上の回路構成は図２の第２の変換回路１５と同じであるが、部品の機能の異なる普通のハーフブリッジ型回路構成でもよい。すなわち、図２でいえば、第２の変換回路１５と同じ回路構成で、共振用兼倍電圧用コンデンサ１５Ｃ、１５Ｄが前述のＣｓを求める式の値よりも一桁以上大きい、たとえば前記の実施態様１での例とした合成等価容量２Ｃｓの７７２ｎＦに対して１０倍以上の１０μＦ程度とした慣用の分圧コンデンサであり、スイッチング素子１５Ａ、１５Ｂ、並列のダイオード１５ａ〜１５ｄで構成される。そして第２の変換回路１５がインバータ回路として動作するときは内部の分圧コンデンサが共振インダクタンス１４との直列共振に関与しない慣用のハーフブリッジ型インバータ回路として機能し、整流器として動作するときは、いわゆる倍電圧整流回路として機能する。

さらに、第１の変換回路１１及び第２の変換回路１５が双方とも、２個の共振用兼倍電圧用コンデンサと２個のスイッチング素子をブリッジ構成にし、共振用兼倍電圧用コンデンサと共振インダクタンス手段１４とが直列共振するハーフブリッジ構成の共振回路でもよい。その場合、共振インダクタンス手段１４は第１の変換回路１１及び第２の変換回路１５の共通共振インダクタンス手段として、第１の変換回路１１の共振用兼倍電圧用コンデンサと第２の変換回路１５の共振用兼倍電圧用コンデンサの直列合成キャパシタンスと、直列共振すればよい。

また、第１の変換回路１１又は第２の変換回路１５のスイッチング素子としてＦＥＴを使用し、その内部ダイオードを並列ダイオードとして利用すれば、スイッチング素子に別個のダイオードを逆極性に並列接続しなくともよい。その場合、内部ダイオードがオンするときに当該ＦＥＴにゲート信号を与えれば、内部ダイオードの順電圧降下が小さくなり、いわゆる同期整流として動作し、ダイオードの整流損失を低減することができる。

図２、図４に示した実施形態では、共振インダクタンス手段１４をトランス１２と別個な部品として示しているが、トランス１２のリーケージインダクタンスを利用して、共振インダクタンス手段１４を不要とすること、もしくは共振インダクタンス手段１４のインダクタンス値をリーケージインダクタンス分だけ小さくすることができる。したがって、所望の直列共振を行なうために必要なインダクタンスを呈する共振インダクタンス手段は、主として共振インダクタンス手段１４からなる場合、又はトランス１２の所望の大きさのリーケージインダクタンスを利用して個別の共振インダクタを用いない場合、あるいは共振インダクタンス手段１４とトランス１２のリーケージインダクタンスとを組み合わせた場合がある。ここでは、いずれの場合も共振インダクタンスＬと言う。さらに、共振インダクタンス手段１４をトランス１２と別個な部品とする場合、第２の巻線１２Ｂ側でなく第１の巻線１２Ａと直列に接続することもできる。また、第１の巻線１２Ａと第２の巻線１２Ｂそれぞれと直列に共振インダクタンス手段を接続してもよい。また、共振インダクタンス手段１４の挿入位置は、第１の巻線１２Ａの端子Ｇ側又はＫ側、第２の巻線１２ＢのＭ側又はＮ側のいずれでもよい。

充電・回生切り替え手段１３の挿入位置は、第１の巻線１２Ａの端子Ｇ側又はＫ側、第２の巻線１２ＢのＭ側又はＮ側のいずれでもよい。さらに、実施態様１と２では、電力送り出し側の変換回路１１または１５の等価的電圧源が電力を受ける側の変換回路１５または１１の電圧源より電圧を高くするために、機械的、または電子的スイッチの充電・回生切り替え手段１３を用いたが、この充電・回生切り替え手段１３を省略することもできる。たとえば、交流電源系統２の電圧ＡＣ２００Ｖに回生する場合、電圧変動を考慮しても第1の直流端子Ｔ３とＴ４間の電圧は交流電圧の波高値以上あればいいので、ＤＣ３２０Ｖでも、ＡＣ／ＤＣ変換回路３は、系統側に電力を回生することができる。したがって、充電モードでは、第１の直流端子Ｔ３とＴ４間の電圧がＤＣ４００Ｖになるように、昇圧機能のあるＡＣ／ＤＣ変換回路３を制御し、実施態様１，２の充電モードの動作を行わせ、回生モードでは第１の直流端子Ｔ３とＴ４間の電圧がＤＣ３６０Ｖになるように、双方向コンバータ１を制御することもできる。

本発明の直流―直流双方向コンバータ回路は、深夜、交流電源系統からの電力でリチウム電池又は鉛蓄電池などの２次電池を充電し、昼間にこの２次電池から商用交流電源系統に電力を回生させて電力の有効活用を図る電力回生システムなどに利用することができる。

電力回生システムの一例の概略を示す。本発明の実施形態１に係る直流―直流双方向コンバータ回路を用いた電力回生システムの一例を示す。本発明の実施形態１に係る直流―直流双方向コンバータ回路の各部の波形を示す。本発明の実施形態２に係る直流―直流双方向コンバータ回路を用いた電力回生システムの一例を示す。

１・・・直流―直流双方向コンバータ回路
２・・・交流電源系統
３・・・ＡＣ／ＤＣ双方向変換回路
３Ａ、３Ｂ・・・インダクタ
３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ、３Ｆ・・・スイッチング素子
３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆ・・・帰還用ダイオード
４・・・２次電池
１１・・・第１の変換回路
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ・・・スイッチング素子
１１Ｅ、１１Ｆ・・・共振用兼倍電圧用コンデンサ
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ・・・ダイオード
１２・・・トランス
１２Ａ・・・第１の巻線
１２Ｂ・・・第２の巻線
１３・・・充電・回生切り替え手段
１４・・・共振インダクタンス手段
１５・・・第２の変換回路
１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｅ、１５Ｆ・・・スイッチング素子
１５Ｃ、１５Ｄ・・・共振用兼倍電圧用コンデンサ
１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ、１５ｅ、１５ｆ・・・ダイオード
１６・・・充電―回生制御回路
Ｔ１、Ｔ２・・・系統連系端子
Ｔ３、Ｔ４・・・第１の直流端子
Ｔ５、Ｔ６・・・第２の直流端子
Ｇ、Ｈ・・・第１の巻線１２Ａの端子
Ｊ・・・第１の巻線１２Ａの中間端子
Ｍ、Ｎ・・・第２の巻線１２Ｂの端子
Ｃｓ・・・共振用兼倍電圧用コンデンサのキャパシタンス
Ｌ・・・共振インダクタンス
Ｉｒ・・・共振電流
Ｐｏ・・・直流出力電力
ｆｓ・・・第１、第２の変換回路の変換周波数
ｆｒ・・・直列共振周波数

Claims

第１の直流電圧源側に接続される第１の直流端子と第２の直流電圧源側に接続される第２の直流端子との間に接続され、前記第１の直流端子と前記第２の直流端子との間で双方向に直流電力を伝達する直流―直流双方向コンバータ回路において、
前記直流―直流双方向コンバータ回路は、
前記第１の直流端子に接続される第１の変換回路と、
前記第２の直流端子に接続される第２の変換回路と、
前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間に挿入されるトランスと共振用インダクタンス手段と、
前記第１の変換回路又は前記第２の変換回路を周波数制御する制御回路と、
を備え、
前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路は、少なくとも第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続される第１の整流素子と、第２のスイッチング素子に逆並列に接続される第１の整流素子とを有し、
前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路の少なくとも一方は、互いに直列に接続される前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子と、互いに直列に接続される第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとを有するハーフブリッジ回路で構成され、
前記第１の直流端子から前記第２の直流端子側へ電力が伝達される場合は、前記第１の変換回路の前記第１のスイッチング素子と前記第１の変換回路の前記第２のスイッチング素子と前記トランスを介して、前記インダクタンス手段と前記第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと前記第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとによる共振動作を利用して前記第２の変換回路へ交流電力を供給し、前記第２の変換回路は倍電圧整流回路又は整流回路として動作し、
前記第２の直流端子から前記第１の直流端子側へ電力が伝達される場合は、前記第２の変換回路の前記第１のスイッチング素子と前記第２の変換回路の前記第２のスイッチング素子と前記トランスを介して、前記インダクタンス手段と前記第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと前記第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとによる共振動作を利用して前記第１の変換回路へ交流電力を供給し、前記第１の変換回路は整流回路又は倍電圧整流回路として動作することを特徴とする直流―直流双方向コンバータ回路。
前記第１の直流端子から前記第２の直流端子側へ電力が伝達される場合は、前記制御回路は前記第１の変換回路の前記第１のスイッチング素子と前記第１の変換回路の前記第２のスイッチング素子とに駆動信号を送り、前記第１の直流端子からの電力は前記第１の変換回路から前記第２の変換回路へ伝達され、
前記第２の直流端子から前記第１の直流端子側へ電力が伝達される場合は、前記制御回路は前記第２の変換回路の前記第１のスイッチング素子と前記第２の変換回路の前記第２のスイッチング素子とに駆動信号を送り、前記第２の直流端子からの電力は前記第２の変換回路から前記第１の変換回路へ伝達されることを特徴とする請求項１に記載の直流―直流双方向コンバータ回路。
前記第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとは互い略等しいキャパシタンスを有することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の直流―直流双方向コンバータ回路。
前記制御回路は、前記第１の変換回路又は前記第２の変換回路を、前記共振インダクタンス手段と前記第１の共振用兼倍電圧用コンデンサと前記第２の共振用兼倍電圧用コンデンサとで決まる直列共振周波数以下の変換周波数で動作させることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の直流―直流双方向コンバータ回路。