JP5394213B2 - 直列共振型コンバータ回路 - Google Patents
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Description
本発明に係る実施形態1の直列共振型コンバータ回路について、図1〜図6によって説明する。図1において、直流電源1は、正極の直流入力端子2と負極の直流入力端子3との間に接続される。直流電源1は、例えば、単相又は3相交流電力を整流して直流電力に変換する整流回路とその直流電力を平滑化するフィルタ回路とからなる一般的なものである。蓄電池又は発電機などのエネルギー源を直流電源1としてもよい。また、直流電源1はPFC(力率改善回路)を含んだ整流器でもよい。その場合、PFCの後段に接続される本発明の直列共振型コンバータの入力電圧が安定化されるから動作態様が負荷変動だけを考えればいいので、発明の理解に好都合であり、以下の説明でも、直流入力端子2と3との間の直流電源電圧Eは一定値として説明する。
次に、図7及び図8によって本発明に係る第2の実施形態について説明する。図7に示す直列共振型インバータ回路が図1に示した回路と異なる点は、低負荷条件における前述した帰還電流を減少又はゼロにするために、1次側共振コンデンサ4C、4Dそれぞれに逆充電防止兼電圧制限用ダイオード4G、4Hを接続したことである。したがって、以下にはこの異なる箇所に関連して説明を行う。図8は、逆充電防止兼電圧制限用ダイオード4G、4Hを備えた以外は実施形態1と同一条件で低負荷条件におけるシミュレーションを行ったときの波形を示す。図8(1)は共振インダクタンス手段5を流れる共振電流Irの波形であり、図6と同様にスイッチ素子4Aの正の正弦波電流4aとスイッチ素子4Bの負の正弦波電流4bを合成した電流を示す。図8(2)は1次側共振コンデンサ4Cの電圧波形4cと1次側共振コンデンサ4Dの電圧波形4d、図8(3)は2次側共振コンデンサ7Cの電圧波形7cと2次側共振コンデンサ7Dの電圧波形7d、図8(4)は逆充電防止兼電圧制限用ダイオード4Gを流れる電流の波形4gと逆充電防止兼電圧制限用ダイオード4Hを流れる電流の波形4hをそれぞれ示す。
図9は、2次側の多機能整流回路7に同期整流を適用した第3の実施形態に係る直列共振型コンバータ回路を示す。前記実施形態における2次側の多機能整流回路7の整流用ダイオード7Aと7Bを整流用FET7Gと7Hに置き換えている。7I、7Jは整流用FET7G、FET7Hがそれぞれ有する内部ダイオードを示している。制御回路17からのゲート信号q、ゲート信号rで整流用FET7Gと7Hを交互に駆動する。1次側のインバータ回路4のスイッチング素子4A、4BとしてFETを用いたとき、インバータ回路4のFET4Aと多機能整流回路7の整流用FET7Gとが同一のゲート信号Qとゲート信号qで駆動され、インバータ回路4のFET4Bと多機能整流回路7の整流用FET7Hが同一のゲート信号Rとゲート信号rで駆動される。
図10は第4の実施形態に係る直列共振型コンバータ回路を示す。これは、図1に示した実施形態1におけるハーフブリッジ構成のインバータ回路4の2個の1次側共振コンデンサ4C、4Dを1個の1次側共振コンデンサ4Dにまとめた例である。他の回路構成は図1の回路構成とほぼ同じである。したがって、この実施形態の1次側共振コンデンサ4Dのキャパシタンスは図1の実施形態の1次側共振コンデンサのほぼ2個分のキャパシタンスを有する。800Wの前述の実施形態では、1次側共振コンデンサ4C、4DのキャパシタンスCpがそれぞれ50nFであったので、この1次側共振コンデンサ4Dのキャパシタンスはほぼ100nFとなる。
図11に示す実施形態5の直列共振型コンバータ回路は、帰還電流の問題を解決すると共に、実施形態4と同様に一方の1次側共振コンデンサを削除できる。第5の実施形態の直列共振型コンバータ回路は図7に示した直列共振型コンバータ回路と比べると、1次側共振コンデンサ4Cを削除した回路構成になっている。他の回路構成は実質的に図7の回路構成と同じであるので、異なる箇所及び関連箇所について説明する。
2、3・・・直流入力端子
4・・・インバータ回路
4A、4B・・・スイッチング素子
4C、4D・・・1次側共振コンデンサ
4E、4F・・・帰還用ダイオード
4G、4H・・・ダイオード
4x、4y・・・導線
5・・・共振インダクタンス手段
6・・・トランス
6A・・・1次巻線
6B・・・2次巻線
7・・・多機能整流回路
7A、7B・・・整流用ダイオード(一方向性素子)
7C、7D・・・2次側共振コンデンサ
7E、7F・・・2次側ダイオード
7G、7H・・・整流用FET(一方向性素子)
7I、7J・・・ダイオード
7x、7y・・・導線
8、9・・・直流出力端子
10・・・平滑用コンデンサ
11・・・負荷
12・・・検出抵抗
13・・・電流検出器
14・・・乗算回路
15・・・誤差増幅器
16・・・基準源
17・・・パルス周波数発生回路
18・・・等価蓄電池
E・・・直流電源1の電圧(直流電源電圧)
Cp・・・1次側共振コンデンサ4C、4Dのキャパシタンス
Cs・・・2次側共振コンデンサ7C、7Dのキャパシタンス
L・・・共振インダクタンス
Ir・・・共振電流
Po・・・直流出力電力
fs・・・インバータ回路4の変換周波数
fr・・・直列共振周波数
n・・・トランス6は1次巻線6Aに対する2次巻線6Bの巻数比
Claims (6)
- 直流入力電圧が印加される一対の直流入力端子の間に接続され、交互にオンオフする第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子を少なくとも有するインバータ回路と、
前記インバータ回路に接続される1次巻線と2次巻線を有するトランスと、
該トランスの前記1次巻線又は前記2次巻線と直列に接続されている共振インダクタンス手段と、
前記第1のスイッチング素子又は前記第2のスイッチング素子がオンするとき、前記共振インダクタンス手段及び前記トランスの前記1次巻線に直列に接続される1次側共振コンデンサと、
一対の直流出力端子の間に互いに直列に接続される第1の2次側共振コンデンサと第2の2次側共振コンデンサと、前記直流出力端子の間に互いに直列に接続される第1の一方向性素子と第2の一方向性素子とからなる多機能整流回路と、
を備え、
前記第1の2次側共振コンデンサと前記第2の2次側共振コンデンサとの接続点は、前記トランスの前記2次巻線の一端へ接続され、
前記第1の一方向性素子と前記第2の一方向性素子との接続点は、前記トランスの前記2次巻線の他端へ接続され、
前記直流出力端子間に接続される負荷が高インピーダンスであるとき、前記多機能整流回路が倍電圧整流回路として働くと共に、前記共振インダクタンス手段は前記1次側共振コンデンサと前記第1、第2の2次側共振コンデンサと協働して直列共振し、
前記直流出力端子間に接続される負荷が低インピーダンスであるときには、前記多機能整流回路が主に全波整流回路として働くと共に、前記共振インダクタンス手段は主に前記1次側共振コンデンサと協働して直列共振し、
広範囲の負荷インピーダンスにおいて前記スイッチング素子を流れる電流を正弦波に近づけることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。 - 請求項1に記載の直列共振型コンバータ回路おいて、
前記第1、第2の2次側共振コンデンサは、前記トランスの1次側に等価変換したとき、前記1次側共振コンデンサと実質的に等しいキャパシタンスを有することを特徴とする直列共振型コンバータ回路。 - 請求項1又は請求項2に記載の直列共振型コンバータ回路おいて、
前記1次側共振コンデンサには逆充電防止兼電圧制限用ダイオードが並列又は直列に接続され、
前記逆充電防止兼電圧制限用ダイオードは、前記1次側共振コンデンサの充電電圧を前記直流入力端子の間の直流電源電圧に制限すると共に、前記1次側共振コンデンサが逆極性で充電されるのを防止することを特徴とする直列共振型コンバータ回路。 - 請求項1ないし請求項3のいずれかに記載の直列共振型コンバータ回路おいて、
前記インバータ回路は、前記第1のスイッチング素子にその極性と逆極性に並列に設けられる第1の帰還用ダイオード、及び前記第2のスイッチング素子にその極性と逆極性に並列に設けられる第2の帰還用ダイオードを備えることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。 - 請求項1ないし請求項4のいずれかに記載の直列共振型コンバータ回路において、
前記第1、第2の2次側共振コンデンサのキャパシタンスよりも十分に大きいキャパシタンスを有する平滑用コンデンサが、一対の前記直流出力端子の間に接続されることを特徴とする直列共振型コンバータ回路。 - 請求項1ないし請求項5のいずれかに記載の直列共振型コンバータ回路において、
前記第1、第2のスイッチング素子は、前記共振インダクタンス手段と前記1次側共振コンデンサで定まる共振周波数よりも低い周波数で動作することを特徴とする直列共振型コンバータ回路。
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