CN104143919A - 双向直流变换器 - Google Patents

双向直流变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN104143919A
CN104143919A CN201310164929.3A CN201310164929A CN104143919A CN 104143919 A CN104143919 A CN 104143919A CN 201310164929 A CN201310164929 A CN 201310164929A CN 104143919 A CN104143919 A CN 104143919A
Authority
CN
China
Prior art keywords
rectification
switch element
module
inversion
secondary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201310164929.3A
Other languages
English (en)
Inventor
言超
陈密
阳彩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Electronics Inc
Delta Optoelectronics Inc
Original Assignee
Delta Optoelectronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Optoelectronics Inc filed Critical Delta Optoelectronics Inc
Priority to CN201310164929.3A priority Critical patent/CN104143919A/zh
Priority to TW102123900A priority patent/TWI517545B/zh
Priority to US14/079,752 priority patent/US20140334189A1/en
Publication of CN104143919A publication Critical patent/CN104143919A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开一种双向直流变换器，包括一次侧逆变/整流模块、隔离变压器、二次侧整流/逆变模块，其中该一次侧逆变/整流模块包括由串联连接的第一开关元件和第二开关元件组成的第一桥臂及箝位电路，该箝位电路包括谐振电感及由串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件组成的箝位桥臂，其中该谐振电感的两端分别连接至该第一开关元件和该第二开关元件的共节点及该第一半导体元件和该第二半导体元件的共节点。本申请能够在实现开关元件的软开关的同时提高变压器的效率。

Description

双向直流变换器
技术领域
本申请涉及变换器领域，尤其涉及一种双向直流变换器。
背景技术
隔离型双向直流变换器在带有电池储能的电子设备等中有着重要的应用，扮演着电池与直流母线之间的能量交换的桥梁的角色。低压端电流型高压端电压型的隔离双向直流变换器在应用中仍然存在一些技术问题。
例如，在将电池作为备用电源等应用中，由于电池电压一般比直流母线电压低，因而双向直流变换器起着对电池充放电的作用。隔离型双向直流变换器相对于非隔离型的双向直流变换器，一方面有电气隔离作用，另外一方面能够更好地完成较高的变压比。K.Wang,C.Y.Lin等人公开了一种低压端电流型高压端电压型有源箝位的双向直流变换器（参见“Bidirectional DC toDC converters for fuel systems,”Power Electronics in Transportation,1998,pp.47-51），通过有源箝位开关元件配合桥臂开关元件进行动作，从而实现电压的箝位以及部分开关元件的软开关动作。
然而，这种实现软开关动作的开关元件对有源箝位开关元件的依赖性很强，并且有源箝位开关元件本身是硬关断，从而额外增加了桥臂开关元件的电流。作为改进，Tsai-Fu Wu，Yung-Chu Chen等人提出了一种隔离型双向直流变换器（参见“Isolated bidirectional full-bridge DC-DC converter with aflyback snubber”Power Electronics，IEEE Transactions on，vol.25，pp.1915-1922，2010），该变换器通过采用反激式箝位电路配合变压器中存在的漏感来实现软开关，虽然这种箝位电路从功率电路中独立出来且箝位电压可以设定，但是桥臂开关元件的软开关的实现仍需要变压器漏感来实现，这在一定程度上将影响变压器的传输效率。
发明内容
鉴于上述问题，本申请提供一种双向直流变换器，能够实现在实现其中的开关元件的软开关的同时提高变压器的效率。
根据本发明的一个实施例，本申请所提供的双向直流变换器包括：一次侧逆变/整流模块，其位于一次侧方向的两端耦接至第一直流端，用来接受来自该第一直流端的直流电或向该第一直流端输出直流电；隔离变压器，包括原边绕组及副边绕组，该原边绕组的两端分别耦接至该一次侧逆变/整流模块的位于二次侧方向的两端；二次侧整流/逆变模块，包括至少一开关元件，该二次侧整流/逆变模块位于一次侧方向的两端分别耦接至该副边绕组的两端，该二次侧整流/逆变模块位于二次侧方向的两端耦接至第二直流端，该二次侧整流/逆变模块将来自该隔离变压器的能量进行整流并将整流后的电流输出给该第二直流端或接受来自该第二直流端的直流电；其中，该一次侧逆变/整流模块包括由串联连接的第一开关元件和第二开关元件组成的第一桥臂及箝位电路，该箝位电路包括谐振电感及由串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件组成的箝位桥臂，其中该谐振电感的两端分别连接至该第一开关元件和该第二开关元件的共节点及该第一半导体元件和该第二半导体元件的共节点。
本申请提出的双向能量传输电路拓扑结构，通过采用外加谐振电感以及箝位二极管的结构，使得桥臂上的开关元件的软开关实现不再依赖变压器漏感，变压器漏感因此可以设计到最小，有利于变压器效率的提高。进一步地，通过使用本申请的箝位二极管而能够有效箝住桥臂电压，限制了电压尖峰。
尽管在不背离本申请的新颖性概念的精神和范围可实现其中的变型和修正，但从结合如下附图的如下优选实施例的描述中，本申请的这些和其它方案将变得显而易见。
附图说明
附图示出了本申请的一个或多个实施例，与书面描述一起，用来说明本申请的原理。如有可能的话，在附图中通篇使用相同的附图标记来指代实施例的相同或类似的元件，并且其中：
图1为根据本申请的双向直流变换器的结构框图；
图2为根据本申请第一实施例的双向直流变换器的电路结构图；
图3为根据本申请第一实施例的双向直流变换器还包括控制电路的电路结构图；
图4为图3所示的控制电路中的控制模块的功能图；
图5为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的单侧施加高频的开关信号时能量由高压端向低压端传输时的电路波形图；
图6-图15为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的单侧施加高频的开关信号时能量由高压端向低压端传输时的工作原理的电路图；
图16为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的单侧施加高频的开关信号时能量由低压端向高压端传输时的电路波形图；
图17-图20为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的单侧施加高频的开关信号时能量由低压端向高压端传输的工作原理的电路图；
图21为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的两侧都施加高频的开关信号时能量由高压端向低压端传输的电路波形图；
图22-图31为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的两侧都施加高频的开关信号时能量由高压端向低压端传输的工作原理的电路图；
图32为示出了在对本申请第一实施例的双向直流变换器的两侧都施加高频的开关信号时能量由低压端向高压端传输的电路波形图；
图33-图39为示出了在本申请的双向直流变换器中在两侧都施加高频的开关信号时能量由低压端向高压端传输的工作原理的电路图；
图40为示出了根据本申请的第二实施例的双向直流变换器的电路结构图；
图41为根据本申请的第二实施例的双向直流变换器从高压端向低压端传输能量的电路波形图；
图42为根据本申请的第二实施例的双向直流变换器从低压端向高压端传输能量的电路波形图；
图43为示出了根据本申请的第三实施例的双向直流变换器的电路结构图；
图44为示出了根据本申请的第四实施例的双向直流变换器的电路结构图。
具体实施方式
下面将详细描述本申请的具体实施例。应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本申请。
现将参考附图（其中示出了本申请的示例实施例）在下文中更全面地描述本申请。然而，可以由多种不同形式来实施本申请，并且本申请不应被解释为限于本文所提出的实施例。更确切地说，提供这些实施例，从而本披露内容将为深入的和完整的，并且将向本领域普通技术人员全面地传达本申请的范围。类似的附图标记通篇指代类似的元件。
本文所使用的术语仅是为了描述特定实施例，而非倾向于作为本申请的限制。如在本文所使用的，除非文中清楚地另有表示，单数形式“一个”、“一”以及“该”也倾向于包含复数形式。还应理解到，当在本文使用术语“包括”和/或“包括有”、“包含”和/或“包含有”、或“具备”和/或“具有”时，这些术语指定了所陈述的特征、区域、整数、步骤、操作、元件和/或组件的存在，而并未排除一个或多个其它特征、区域、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其组合的存在或附加。
除了另有界定之外，本文所使用的所有术语（包含技术和科技术语）具有如同本申请所属的本领域普通技术人员通常理解的相同意义。还应理解到，除了本文所明确限定的之外，术语（如在通用字典中所限定的术语）应被解释为具有与在相关技术和本披露内容中的意思相一致的意思，而不被解释为理想化的或过于形式化的意义。
本申请提出的双向直流变换器拓扑结构框图如图1所示，从左到右依次为一次侧直流端1、一次侧逆变/整流模块2、隔离变压器3、二次侧整流/逆变模块4、以及二次侧直流端6。
一次侧逆变/整流模块2位于一次侧方向的两端耦接至位于一次侧直流端1的第一直流电压源，用来接受来自一次侧直流端1的直流电或向该一次侧直流端1输出直流电。
隔离变压器3，包括原边绕组及副边绕组，该原边绕组的两端分别耦接至该一次侧逆变/整流模块1位于二次侧方向的两端。
二次侧整流/逆变模块4，包括至少一开关元件，该二次侧整流/逆变模块4位于一次侧方向的两端分别耦接至隔离变压器3的副边绕组的两端，该二次侧整流/逆变模块4位于二次侧方向的两端耦接至二次侧直流端6，该二次侧整流/逆变模块将来自该隔离变压器3的能量进行整流并将整流后的电流输出给该二次侧直流端6的第二直流电压源或接受来自该二次侧直流端6的第二直流电压源的直流电。如图1所示，在本申请的一次侧逆变/整流模块2中，采用包含独立的谐振电感的箝位电路的结构，来实现一次侧逆变/整流模块中开关元件的软开关和电压箝位，这种实现方式不需要依赖变压器的漏感，从而可使得变压器漏感可以设计到最小，有利于变压器效率的提高。进一步地，箝位电路能够有效钳住桥臂的电压，从而限制了开关元件中的电压尖峰，由此实现开关元件的保护。
具体而言，一次侧逆变/整流模块2包含由两个串联的开关元件所组成的第一桥臂以及一个箝位电路。其中该箝位电路包含谐振电感和由两个串联的箝位开关元件所组成的箝位桥臂，该谐振电感的一端连接至箝位桥臂的中点，另一端连接至第一桥臂的中点。
二次侧整流/逆变模块4包括全桥双向整流桥，该整流桥包括两个桥臂，每个桥臂由串联的开关元件组成。本领域普通技术人员应理解到，根据具体应用二次侧整流/逆变模块也可包括其他类型的双向整流桥结构，例如推挽结构或全波结构的双向整流桥等。
本申请的双向直流变换器可根据需要而工作在下述两种状态之一：第一种状态是从一次侧向二次侧传输能量，第二种状态是从二次侧向一次侧传输能量。
当双向直流变换器工作于第一状态下，一次侧逆变/整流模块2接收来自一次侧直流端1的能量，并对其进行逆变（即，DC-AC），隔离变压器3将逆变后的能量从一次侧传输至二次侧，然后二次侧整流/逆变模块4对从隔离变压器3所接收的能量进行整流滤波（AC-DC），从而在二次侧直流端6产生直流输出。
当双向直流变换器工作于第二状态下，来自二次侧直流端6的能量传输给二次侧整流/逆变模块4，二次侧整流/逆变模块4对所接收到的能量进行逆变（即，DC-AC），然后隔离变压器3将逆变后的能量从二次侧传至一次侧并通过一次侧逆变/整流模块2进行整流以在一次侧直流端1产生直流输出。
驱动信号可以单独施加在双向直流变换器的一次侧或二次侧，以实现能量的双向传输。例如，当能量从一次侧向二次侧传输时，则控制电路可仅向一次侧的开关元件输出驱动信号，而当能量从二次侧向一次侧输出时，则控制电路可仅向二次侧的开关元件输出驱动信号。
在双向直流变换器在两种状态之间切换时，为了实现对变换器能量传输方向的快速切换，一次侧和二次侧的开关元件也可同时加有驱动信号。
因此，本申请的双向直流变换器还包括控制电路，该控制电路用以产生驱动信号给一次侧逆变/整流模块及二次侧整流/逆变模块中的开关元件。优选地，该控制电路可根据变换器中的直流信号而实时地输出驱动信号给一次侧逆变/整流模块及该二次侧整流/逆变模块，以使该变换器输出适当的直流电。
[实施例1]
下面将参考图2-图39描述本申请的第一实施例。
图2示出了根据本申请的第一实施例的双向直流变换器的电路图。
在本申请第一实施例中，双向直流变换器包括一次侧直流端1、一次侧逆变/整流模块2、隔离变压器3、二次侧整流/逆变模块4、以及二次侧直流端6。
如图2所示，一次侧逆变/整流模块2包括第一桥臂以及箝位电路。第一桥臂由串联连接的开关元件S1和S2组成，并通过与其并联的高压端电容CA接收一次侧直流端的电压VA。箝位电路包括谐振电感Lr以及由串联连接的半导体器件Dr1和Dr2组成的箝位桥臂。谐振电感Lr的一端连接至第一桥臂的中点Ａ（即，开关元件S1和S2的共节点A），其另一端连接至箝位桥臂的中点Ｃ（即，半导体器件Dr1和Dr2的共节点C）。
在本实施例中，串联连接的半导体器件Dr1和Dr2都被实施为二极管，然而应理解到，本申请不限于此，半导体器件Dr1和Dr2也可以是其它的开关元件，如MOSFET、IGBT等。
此外，一次侧逆变/整流模块还包括由串联连接的开关元件S3和S4组成的第二桥臂，该第二桥臂与第一桥臂以及箝位桥臂并联连接至一次侧直流端，以实现一次侧的逆变/整流功能。
隔离变压器为包含一次侧绕组（即，原边绕组）及二次侧绕组（即，副边绕组）的变压器T，其原副边匝比为Np:Ns，该比值可根据变换器的升压比或降压比而定。变压器T的一次侧绕组两端分别连接至第二桥臂的中点B（即，开关元件S3和S4的共节点B）及箝位桥臂的中点C。变压器T的二次侧绕组连接至二次侧整流/逆变模块。
在本实施例中，二次侧整流/逆变模块4包括全桥双向整流桥，该整流桥由并联连接的两个桥臂组成，其中每个桥臂分别由串联连接的开关元件S5、S6以及S7、S8组成，变压器T的二次侧绕组分别连接至两个桥臂的中点D和E。本领域普通技术人员应理解到，根据具体应用二次侧整流/逆变模块也可包括其他类型的双向整流桥结构，例如推挽结构或全波结构的双向整流桥等。
考虑到实际变压器的漏感问题（尽管本申请的这种电路拓扑结构可以尽量减小变压器漏感，但是仍然存在相对较小的漏感），二次侧整流/逆变模块还可包括一电压箝位电路，该电压箝位电路与二次侧整流/逆变模块并联连接以吸收二次侧整流/逆变模块中开关元件的电压尖峰。二次侧的电压箝位电路可以各种方式实施，例如，可采用具有简单结构的RCD箝位电路。
进一步地，本申请的双向直流变换器还可包括位于二次侧的滤波电感Lf，该滤波电感Lf串联于二次侧整流/逆变模块并耦接至二次侧的直流电容CB，以对经过二次侧整流/逆变模块整流之后的电流进行滤波。
另外，考虑到磁偏，可以在高压端边的变压器绕组串接隔直电容，例如，在变压器T与节点B或者C连接处串接一隔直电容。为了便于描述，稍后将要描述的具体工作状态分析将不考虑磁偏以及变压器漏感问题。
另外，图2中所示的开关元件还并联有反向二极管和电容，其中并联电容为谐振电容，以与谐振电感Lr一起用来实现软开关作用，该并联电容通常为开关管结电容，也可以为外加电容和结电容之和；反并二极管是为电流反向流通提供通路的续流二极管，一般开关管有集成的反并二极管，也可为外加的二极管）
在本申请中，一次侧直流端相对于二次侧直流端可以是高压端也可以是低压端，即本申请的双向直流变换器既可以是升压变换器也可是降压变换器。例如，在电池应用情形中，一般电池电压相对较低，并且电池对电流纹波有一定的要求，因此在该情形中，如果电池为二次侧直流端，则一次侧直流端为高压端，而二次侧直流端为低压端。
为了控制双向直流变换器的能量传输，如图3所示，本申请还包括控制电路7，用以产生驱动信号给一次侧逆变/整流模块1和二次侧整流/逆变模块4中的开关元件。
优选地，控制电路7可根据变换器中的直流信号而实时地输出驱动信号给一次侧逆变/整流模块和该二次侧整流/逆变模块，从而可根据需要进行能量的传输和变换。例如，控制电路7通过控制变换器中的某些信号（例如，如图3所示的滤波电感5的电流方向）实现对能量传输方向的控制，尤其是在稳定工作状态下的能量流向的控制。这里，该稳定工作状态是指变换器在一定的输入下维持一定的输出的状态，例如为在100个开关周期以上都维持一定输出的状态。因此，为实现上述能量传输方向的控制，在本实施例中，控制电路7可包含采样模块、控制模块以及驱动模块。
在本实施例中，采样模块采集变换器电路中的直流信号（电流信号或电压信号），并将所采集的信号传送至控制模块，然后控制模块进行处理而产生相应的控制信号，然后将其输出至驱动模块，驱动模块根据控制模块所产生的控制信号而输出相应的驱动信号给位于一次侧和二次侧的各开关元件。例如，当能量是从一次侧传输至二次侧时，驱动模块可根据控制模块所产生的控制信号而输出高频的驱动信号给一次侧的开关元件，而输出一直为低电平的驱动信号给二次侧的开关元件，而当能量从二次侧传输至一次侧时，驱动模块可可根据控制模块所产生的控制信号而输出高频的驱动信号给二次侧的开关元件，而输出一直为低电平的驱动信号给一次侧的开关元件。当然，如果变换器在两种能量传输状态之间不断进行切换时，为了使这种切换更加快速，驱动电路可同时将高频的驱动信号输出给该一次侧逆变/整流模块及该二次侧整流/逆变模块中的开关元件。
该控制电路7根据期望的控制目标进行控制。例如，当需要对二次侧传送能量时，也即能量从一次侧流向二次侧时，可对反映二次侧输出端的信号（例如，输出的电压信号或电流信号）进行采样来进行控制，通常而言，可根据二次侧输出端所接负载的能量传送模式进行控制。
例如，二次侧输出端所连接的负载是电池，并且其处于恒流充电状态，则该电池的电流为采样目标，该电池电流被采样模块采样后送入控制模块。如图4所示，在控制模块中，采样的电流信号与一预设的参考信号（例如，期望的充电电流）进行比较，其经过比例积分控制（补偿器）的输出作为电流内环的参考，该参考与滤波电感Lf的电流iLf比较，再次经过比例积分控制后的输出用来产生控制信号如PWM控制信号，PWM控制信号经过驱动模块后产生不同的驱动信号，然后将其输出至各个开关元件。而当二次侧输出端所连接的电池采用恒压充电状态下，则以二次侧的母线电压为控制目标，则二次侧的母线电压将被采样模块进行采样后送入控制模块与一预设的参考信号（例如，期望电池电压）进行比较，其经过比例积分控制（补偿器）的输出作为电流内环的参考，该参考与滤波电感Lf电流iLf比较，再经过比例积分控制后的输出用来产生控制信号，例如PWM控制信号。这里需要强调的是在电池处于恒压充电状态下，预设的电池电压参考应该不小于当前电池电压，这样才能保证电池处于充电状态。
类似地，当需要从二次侧向一次侧传送能量时，也即能量从二次侧流向一次侧，仍以二次侧直流端所接为电池为例来说明对能量传输方向的控制。当位于二次侧的电池工作于恒流状态，设定电池电流的方向，例如设定滤波电感Lf电流的方向，也就从而控制了能量传输的方向。当电池工作于恒压状态时，设定期望电池电压值也就决定了电池的电流方向，例如在期望电池电压值大于当前电池电压时，位于二次侧的电池为充电状态，这表明能量从一次侧流向二次侧，而在期望电池电压值小于当前电池电压时，位于二次侧的电池为放电状态，这表明能量从二次侧流向一次侧。
下面参考图5-图39详细描述图3所示电路的工作状态，由于在控制方面一次侧和二次侧可以只单侧施加高频的驱动信号（也即，开关信号）也可以同时施加高频的驱动信号（即，开关信号），因此以下将对这两种控制情况分别进行描述。
（1）单侧施加高频的开关信号的示例
假设一次侧为高压端且二次侧为低压端，现在描述仅单侧施加高频的开关信号的控制情况下电路的工作状态。当能量从高压端向低压端传输时，仅向位于一次侧的开关元件S1至S4施加高频的开关信号，而二次侧的开关元件S5至S8由于被施加的是低电平的开关信号而一直处于关断状态；而当能量从低压端向高压端传输时，仅向二次侧的开关元件S5至S8施加高频的开关信号，一次侧的开关元件S1至S4由于被施加的是低电平的开关信号而一直处于关断状态。下面将对单侧施加高频的开关信号时在不同能量传输方向的不同开关状态进行具体分析。
高压端→低压端：
图5～图15示出了变换器能量在单侧施加高频的开关信号时由高压端向低压端传输时的工作原理。
在图5的竖轴中，Vg1-Vg4表示施加到一次侧开关元件S1至S4的驱动信号的电压，Vg5-Vg8表示施加到二次侧开关元件S5至S8的驱动信号的电压，ip表示变压器位于一次侧的两端中流过（在本实施例中，即为高压端）的电流，iLr表示流过谐振电感Lr的电流，VAB表示节点A与节点B之间的电压，也即第一桥臂向变压器位于一次侧的两端所输出的电压，VDE表示变压器位于二次侧两端的输出电压，iDr1表示流过箝位电路中的半导体元件Dr1的电流，以及iDr2表示流过箝位电路中的半导体元件Dr2的电流。在图5的横轴中，t0-t18表示一个开关周期的不同时段。
从图5中可以看到，第一桥臂的开关元件S1和S2开通的时间早于第二桥臂的开关元件S4和S3，因此由开关元件S1和S2组成的第一桥臂为超前桥臂，而由开关元件S4和S3所组成的第二桥臂为滞后桥臂。
此外，从图5中可进一步看到，由于只向位于一次测的高压端施加高频的驱动信号，因而开关元件S1至S4的Vg1-vg4为高频驱动信号，而开关元件S5至S8的Vg5-Vg8为零。注意到，为了便于说明，将开关元件S5至S8的Vg5-Vg8示出为零，然而开关元件S5至S8的Vg5-Vg8的电压并不一定必须为零，而是可以为低于开关元件S5至S8的导通电压的低电平电压。
由图5可知，单侧向高压端施加高频的开关信号时的开关周期有18种开关状态，分别为[t0之前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]、[t12，t13]、[t13，t14]、[t14，t15]、[t15，t16]、[t16，t17]、[t17，t18]，其中[t0之前]和[t17，t18]描述了同一状态。下面仅描述[t0之前]-[t8，t9]的开关状态的工作原理，本领域普通技术人员可以从所描述的开关状态中理解到开关周期中的其它开关状态的工作原理。
开关状态1[t0之前]（参见图6）
如图6所示，t0之前，开关元件S1和S3导通，谐振电感Lr的电流iLr流过开关元件S1的反并二极管D1和开关元件S3，低压端的滤波电感Lf的电流Lf通过反并二极管D5～D8续流。
开关状态2[t0～t1]（参见图7）
如图7所示，t0时刻，开关元件S3关断，谐振电感Lr给C3充电，开关元件S4的并联电容C4放电。
开关状态3[t1～t2]（参见图8）
如图8所示，t1时刻，C4的两端电压放到零，在放电结束时开关元件S4的反并二极管D4导通，高压端母线电压全部加在谐振电感Lr的两端，谐振电感Lr的电流线性下降，在此过程中开关元件S4可以零电压开通。
开关状态4[t2～t3]（参见图9）
如图9所示，t2时刻，谐振电感Lr的电流下降到零，并且反向线性增加，电流由反并二极管D4转到开关元件S4。
开关状态5[t3～t4]（参见图10）
如图10所示，t3时刻，谐振电感Lr的电流增加到等于滤波电感Lf电流等效到高压端的电流，此时低压端的开关元件S6和S7的反并二极管D6与D7关断，低压端的开关元件S6和S7的并联电容C6和C7充电。
开关状态6[t4～t5]（参见图11）
如图11所示，t4时刻，C6和C7充电完毕，变压器高压端电流ip等于低压端折算过来的电流，此时谐振电感Lr的电流iLr大于ip，箝位二极管Dr1导通，流过的电流为iLr与ip之差。谐振电感Lr的电流iLr保持不变，变压器高压端电流ip增加。
开关状态7[t5～t6]（参见图12）
如图12所示，t5时刻，变压器高压端电流ip增加到等于谐振电感Lr电流，箝位二极管Dr1关断，变压器高压端电流ip继续增加。
开关状态8[t6～t7]（参见图13）
如图13所示，t6时刻，开关元件S1关断，开关元件S1的并联电容C1充电，开关元件S2的并联电容C2放电，低压端的电容C6和C7放电。
开关状态9[t7～t8]（参见图14）
如图14所示，t7时刻，C1和C2分别充放电结束，开关元件S2的反并二极管D2导通，低压端的电容C6和C7继续放电。
开关状态10[t8～t9]（参见图15）
如图15所示，t8时刻，电容C6和C7放电完毕，反并二极管D6和D7导通，此后谐振电感Lr的电流保持不变，并且在此阶段开关元件S2零电压开通。
低压端→高压端：
图16～图20示出了变换器能量在单侧施加高频的开关信号时由低压端向高压端传输的工作原理。由图16可知，单侧向低压端施加高频的开关信号时的开关周期有12种开关状态，分别为[t0之前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]。这里仅描述[t0之前]-[t2～t3]的开关状态的工作原理，本领域普通技术人员可以从所描述的开关状态中理解到开关周期中其它开关状态的工作原理。
开关状态1[t0之前]（参见图17）
如图17所示，t0之前，低压端的开关元件S5～S8同时导通，滤波电感Lf电流增加。高压端变压器和谐振电感Lr电流均为零。
开关状态2[t0～t1]（参见图18）
如图18所示，t0时刻，开关元件S6和S7关断，其并联电容C6和C7充电，由于变压器二次侧电压折算到一次侧的电压小于一次侧的母线电压，因此高压端没有电流流过。
开关状态3[t1～t2]（参见图19）
如图19所示，t1时刻，电容C6和C7充电完毕，变压器二次侧电压折算到一次侧的电压等于一次侧的母线电压，箝位二极管Dr1导通。
开关状态4[t2～t3]（参见图20）
如图20所示，t2时刻，开关元件S6和S7导通，箝位二极管Dr1关断。
（2）两侧施加开关信号的示例
下面介绍两侧同时施加高频的开关信号的情况，即同时给开关元件S1～S8施加高频的开关信号。下面将对不同能量传输方向时的不同开关状态进行具体分析。
高压端→低压端：
图21～图31描述了变换器能量在两侧都施加高频的开关信号时由高压端向低压端传输的工作原理，并且由图21可知，两侧都施加高频的开关信号时由高压端向低压端传输的开关周期有18种开关状态，分别为[t0之前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]、[t12，t13]、[t13，t14]、[t14，t15]、[t15，t16]、[t16，t17]、[t17，t18]。这里仅描述[t0之前]-[t8，t9]的开关状态的工作原理，本领域普通技术人员可以从所描述的开关状态中理解到开关周期中的其它开关状态的工作原理。
开关状态1[t0之前]（参见图22）
如图22所示，t0之前，高压端的开关元件S1和S3导通，谐振电感Lr的电流流过S1的反并二极管D1和开关元件S3，低压端滤波电感Lf电流通过开关元件S5-S8的反并二极管D5～D8续流，开关元件S6和S7在此期间零电压关断。
开关状态2[t0～t1]（参见图23）
如图23所示，t0时刻，开关元件S3关断，谐振电感Lr给开关元件S3的并联电容C3充电，开关元件S4的并联电容C4放电。
开关状态3[t1～t2]（参见图24）
如图24所示，t1时刻，C4两端电压放到零，放电结束，开关元件S4的反并二极管D4导通，高压端母线电压全部加在谐振电感Lr两端，谐振电感Lr电流线性下降，在此过程中开关元件S4可以零电压开通。
开关状态4[t2～t3]（参见图25）
如图25所示，t2时刻，谐振电感Lr电流下降到零，并且反向线性增加，电流由反并二极管D4转到开关元件S4。
开关状态5[t3～t4]（参见图26）
如图26所示，t3时刻，谐振电感Lr电流增加到等于滤波电感Lf电流折算到高压端的电流，此时开关元件S6和S7的反并二极管D6与D7关断，开关元件S6和S7的并联电容C6和C7充电。
开关状态6[t4～t5]（参见图27）
如图27所示，t4时刻，C6和C7充电完毕，变压器高压端电流ip等于低压端折算过来的电流，此时谐振电感Lr电流大于ip，箝位二极管Dr1导通，流过的电流为iLr与ip之差，变压器原边绕组电压被箝位在一次侧母线电压，从而使得二次侧开关元件的关断电压得到箝位，避免了谐振电感Lr电流折算到二次侧与滤波电感Lf电流不相等而引起的关断电压尖峰。谐振电感Lr电流保持不变，变压器高压端电流ip增加。
开关状态7[t5～t6]（参见图28）
如图28所示，t5时刻，变压器高压端电流ip增加到等于谐振电感Lr电流，箝位二极管Dr1关断，变压器高压端电流ip继续增加。
开关状态8[t6～t7]（参见图29）
如图29所示，t6时刻，高压端的开关元件S1关断，开关元件S1的并联电容C1充电，开关元件S2的并联电容C2放电，低压端的电容C6和C7放电。
开关状态9[t7～t8]（参见图30）
如图30所示，t7时刻，C1和C2分别充放电结束，开关元件S2的反并二极管D2导通，低压端的电容C6和C7继续放电。
开关状态10[t8～t9]（参见图31）
如图31所示，t8时刻，开关元件S6和S7开通，管子两端电压下降到零，反并二极管D6和D7导通，此后谐振电感Lr电流保持不变，并且在此阶段开关元件S2零电压开通。
低压端→高压端：
图32～图39示出了变换器能量在两侧都施加高频的开关信号时由低压端向高压端传输的工作原理，由图32可知，两侧都施加高频的开关信号时由低压端向高压端传输的开关周期共有12种开关状态，分别为[t0之前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]。这里仅描述[t0之前]-[t5～t6]的开关状态的工作原理，本领域普通技术人员可以从所描述的开关状态中理解到开关周期中的其它开关状态的工作原理。
开关状态1[t0之前]（参见图33）
如图33所示，t0之前，高压端开关元件S1和S3导通，谐振电感Lr电流流过开关元件S1的反并二极管D1和开关元件S3，低压端开关元件S5～S8同时导通，滤波电感Lf电流增加。
开关状态2[t0～t1]（参见图34）
如图34所示，t0时刻，开关元件S6和S7关断，箝位二极管Dr1导通，流过的电流为ip和iLr之差，因此时箝位二极管Dr1和开关元件S3同时导通，因此变压器原边绕组被短路，从而使得二次侧开关元件的关断电压被箝位到零，开关元件S6和S7为零电压关断。
开关状态3[t1～t2]（参见图35）
如图35所示，t1时刻，开关元件S3关断，开关元件S3的并联电容C3充电，开关元件S4的并联电容C4放电，低压端电容C6和C7充电。
开关状态4[t2～t3]（参见图36）
如图36所示，t2时刻，电容充放电结束，开关元件S4的反并二极管D4导通，在此阶段开关元件S4零电压导通，由于电流流过反并二极管，开关元件S1也零电压关断。
开关状态5[t3～t4]（参见图37）
如图37所示，t3时刻，开关元件S6和S7开通，变压器绕组电压为零，箝位二极管Dr1关断，高压端母线电压全部加在谐振电感Lr两端，谐振电感Lr电流线性下降。
开关状态6[t4～t5]（参见图38）
如图38所示，t4时刻，谐振电感Lr电流下降为零，开关元件S1的并联电容C1充电，开关元件S2的并联电容C2放电，开关元件S4的反并二极管D4关断。
开关状态7[t5～t6]（参见图39）
如图39所示，t5时刻，C1和C2充放电结束，谐振电感Lr电流此后保持不变。
由上述对单侧施加高频的驱动信号和双侧施加高频的驱动信号时双向直流变换器的工作状态的分析可知，本申请的电路结构设计能够实现双向直流变换器中开关元件尤其是一次侧开关元件的软开关，即零电压或零电流导通和关断，从而实现对开关元件的保护，并可使变压器的漏感设计得很小，而有利于变压器传输效率的提高，进而提高整个双向直流变换器的能量传输效率。
[实施例2]
在第一实施例中，描述了隔离变压器位于一次侧的两端接滞后臂（即，一次侧逆变/整流模块中由开关元件S1和S2组成的第一桥臂）的电路结构的工作状态。在本申请的第二实施例中，隔离变压器也可接超前臂，电路结构如图40所示。本实施例中的双向直流变换器中的电路连接关系与图2所示的第一实施例基本一致，不同之处在于第一桥臂是由串联连接的开关元件S3和S4组成，第二桥臂是由串联连接的开关元件S1和S2组成，且第二桥臂作为超前桥臂耦接至隔离变压器Ｔ位于一次侧的两端。由于第一桥臂和第二桥臂在电路结构上可以相互等效，因而本实施例的双向直流变换器的工作原理与图2所示的基本相同，因此本实施例的具体工作状态的等效电路图这里不再分别给出，而仅提供了高压端向低压端传输能量和低压端向高压端传输能量的电路波形图41和图42。以下将以文字描述该结构电路拓扑的工作状态。
高压端→低压端：
开关状态1[t0之前]
t0之前，开关元件S1和S3导通，谐振电感Lr电流流过二极管D1和开关元件S3，谐振电感Lr电流和变压器电流之差流过箝位二极管Dr1。
开关状态2[t0～t1]
t0时刻，开关元件S3关断，谐振电感Lr给电容C3充电，C4放电。
开关状态3[t1～t2]
t1时刻，C3和C4充放电结束，谐振电感Lr电流转移至D4，高压端直流电压加在谐振电感Lr两端，谐振电感Lr电流线性下降。在此过程中，开关元件S4零电压开通。
开关状态4[t2～t3]
t2时刻，谐振电感Lr电流下降为零，进而反向线性增加。
开关状态5[t3～t4]
t3时刻，谐振电感Lr电流增加到与滤波电感Lf电流折算到高压端的电流，C6和C7被充电。
开关状态6[t4～t5]
t4时刻，C6和C7充电完毕，电流ip等于滤波电感Lf电流折算电流，谐振电感Lr电流与变压器电流之差流过箝位二极管Dr2。
开关状态7[t5～t6]
t5时刻，电流ip增加到等于谐振电感Lr电流，箝位二极管Dr2关断。
开关状态8[t6～t7]
t6时刻，开关元件S1关断，电容C1充电，C2放电，电流ip减小，箝位二极管Dr2导通，同时电容C6和C7放电。
开关状态9[t7～t8]
t7时刻，电容C1充电以及电容C2、C6和C7放电完毕。
低压端→高压端：
开关状态1[t0之前]
t0之前，开关元件S1和S3导通，谐振电感Lr电流流过D1和开关元件S3。
开关状态2[t0～t1]
t0时刻，开关元件S6和S7关断，电容C6和C7被充电，谐振电感Lr电流增加。
开关状态3[t1～t2]
t1时刻，电容C6和C7被充电到等于折算到高压端的直流端电压，箝位二极管Dr2导通，变压器电流等于滤波电感Lf电流折算到高压端。开关元件S3关断，电容C3充电，C4放电。箝位二极管Dr2流过变压器和谐振电感Lr电流之差。
开关状态4[t2～t3]
t2时刻，电容C3充电，C4放电结束，谐振电感Lr的电流流至D4，开关元件S4此后可以零电压开通。
开关状态5[t3～t4]
t3时刻，变压器电流ip降至与谐振电感Lr电流相等，箝位二极管Dr2关断。在此期间，开关元件S1实现零电压关断。
开关状态6[t4～t5]
t4时刻，开关元件S6和S7开通，变压器高压端电压加在谐振电感Lr两端，谐振电感Lr的电流线性减小。
开关状态7[t5～t6]
t5时刻，谐振电感Lr电流降至零，电容C1充电，C2放电。
开关状态8[t6～t7]
t6时刻，电容C1充电，C2放电结束。
[实施例3]
图43示出了根据本申请的第三实施例的双向直流变换器的电路结构图。如图43所示，除了一次侧逆变/整流模块之外本实施例的双向直流变换器的电路结构与图2所示的双向直流变换器基本一致。在本实施例中，一次侧逆变/整流模块除了包括图2中所示的第一桥臂以及箝位电路之外，还包括由串联连接的电容C3以及C4组成的电容桥臂。该电容桥臂、第一桥臂以及箝位桥臂并联连接至一次侧的直流端1，变压器一次侧的绕组的一端连接至箝位桥臂的中点C，而且另一端连接至电容桥臂的中点B。
由于本实施例的基本电路结构与第一实施例的基本相同，因此这里不做更多描述。同样，在本实施例中，由于采用了单独设置的谐振电感并配合箝位电路使用，从而实现对开关元件的保护，并可使变压器的漏感设计得很小，而有利于变压器传输效率的提高，进而提高整个双向直流变换器的能量传输效率。
[实施例4]
图44示出了根据本申请的第四实施例的双向直流变换器的电路结构图。如图44所示，除了一次侧逆变/整流模块之外本实施例的双向直流变换器的电路结构与图2所示的双向直流变换器基本一致。在本实施例中，一次侧逆变/整流模块除了包括图2中所示的第一桥臂以及箝位电路之外，还包括由一电容Cb组成的电容支路，变压器一次侧绕组一端连接至箝位桥臂的中点C，另外一端连接至电容Cb的一端B点。
同样地，由于本实施例的基本电路结构与第一实施例的基本相同，因此这里不做更多描述。同样，在本实施例中，由于采用了单独设置的谐振电感并配合箝位电路使用，从而避实现对开关元件的保护，并可使变压器的漏感设计得很小，而有利于变压器传输效率的提高，进而提高整个双向直流变换器的能量传输效率。
选择并描述这些实施例是为了说明本发明的原理和其实践性应用，从而激发本领域普通技术人员利用本发明和各种实施例，并利用适于期望的特殊使用的各种变型。对本发明所属的本领域普通技术人员而言，替代实施例将变得显而易见，而并未背离其精神和范围。因此，通过所附权利要求而不是上述说明书和其中所描述的示例实施例来限定本发明的范围。

Claims (16)

1.一种双向直流变换器，其特征在于，包括：
一次侧逆变/整流模块，其位于一次侧方向的两端耦接至第一直流端，用来接受来自该第一直流端的直流电或向该第一直流端输出直流电；
隔离变压器，包括原边绕组及副边绕组，该原边绕组的两端分别耦接至该一次侧逆变/整流模块的位于二次侧方向的两端；
二次侧整流/逆变模块，包括至少一开关元件，该二次侧整流/逆变模块位于一次侧方向的两端分别耦接至该副边绕组的两端，该二次侧整流/逆变模块位于二次侧方向的两端耦接至第二直流端，该二次侧整流/逆变模块将来自该隔离变压器的能量进行整流并将整流后的电流输出给该第二直流端或接受来自该第二直流端的直流电；
其中，该一次侧逆变/整流模块包括由串联连接的第一开关元件和第二开关元件组成的第一桥臂及箝位电路，该箝位电路包括谐振电感及由串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件组成的箝位桥臂，其中该谐振电感的两端分别连接至该第一开关元件和该第二开关元件的共节点及该第一半导体元件和该第二半导体元件的共节点。
2.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，该谐振电感为一独立的电感。
3.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，该一次侧逆变/整流模块还包括由串联连接的第三元件和第四元件组成的第二桥臂，该第二桥臂与该第一桥臂并联连接，该隔离变压器的原边绕组的两端分别连接至该第三元件和该第四元件的共节点及该第一半导体元件和该第二半导体元件的共节点。
4.根据权利要求3所述的双向直流变换器，其特征在于，该第三元件和该第四元件为导通和关断受控制的半导体开关元件，其中该第一桥臂为超前臂或滞后臂。
5.根据权利要求3所述的双向直流变换器，其特征在于，该第三元件和该第四元件为电容元件。
6.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，该一次侧逆变/整流模块还包括第三电容，该第三电容的一端连接至该第二开关元件与该第二半导体元件的共节点，该隔离变压器的原边绕组的两端分别连接至该第三电容的另一端及该第一开关元件与该第二开关元件的共节点。
7.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，该第一及第二半导体元件为二极管或导通和关断受控制的半导体器件。
8.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，该二次侧整流/逆变模块包括一推挽电路或一全桥双向整流桥电路。
9.根据权利要求1或8所述的双向直流变换器，其特征在于，还包括电压箝位电路，该电压箝位电路与该二次侧整流/逆变模块并联连接，用以吸收该二次侧整流/逆变模块中开关元件的电压尖峰。
10.根据权利要求9所述的双向直流变换器，其特征在于，该电压箝位电路为RCD箝位电路。
11.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，还包括控制电路，用以产生并输出驱动信号给该一次侧逆变/整流模块及该二次侧整流/逆变模块中的开关元件，以控制其导通及关断。
12.根据权利要求11所述的双向直流变换器，其特征在于，该一次侧逆变/整流模块接收一高频的驱动信号以及该二次侧整流/逆变模块接收一直为低电平的驱动信号，以使能量从一次侧传输到二次侧。
13.根据权利要求11所述的双向直流变换器，其特征在于，该一次侧逆变/整流模块接收一直为低电平的驱动信号以及该二次侧整流/逆变模块接收一高频的驱动信号，以使能量从二次侧传输到一次侧。
14.根据权利要求11所述的双向直流变换器，其特征在于，该一次侧逆变/整流模块及该二次侧整流/逆变模块接收一高频的驱动信号。
15.根据权利要求11-14任一项所述的双向直流变换器，其特征在于，该控制电路包括：
采样模块，实时对该一次侧及该二次侧的直流信号进行采样，并输出一采样信号；
控制模块，接收来自该采样模块的采样信号，将所接收的采样信号与一预定参考信号进行比较以产生一控制信号；
驱动模块，接收来自该控制模块的控制信号以产生驱动信号，并该驱动信号输出给所述一次侧逆变/整流和所述二次侧整流/逆变模块中的开关元件。
16.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于，还包括一隔直电容，所述隔直电容与所述原边绕组串联连接。
CN201310164929.3A 2013-05-07 2013-05-07 双向直流变换器 Pending CN104143919A (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201310164929.3A CN104143919A (zh) 2013-05-07 2013-05-07 双向直流变换器
TW102123900A TWI517545B (zh) 2013-05-07 2013-07-03 雙向直流變換器
US14/079,752 US20140334189A1 (en) 2013-05-07 2013-11-14 Bi-directional dc-dc converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201310164929.3A CN104143919A (zh) 2013-05-07 2013-05-07 双向直流变换器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104143919A true CN104143919A (zh) 2014-11-12

Family

ID=51853018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310164929.3A Pending CN104143919A (zh) 2013-05-07 2013-05-07 双向直流变换器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20140334189A1 (zh)
CN (1) CN104143919A (zh)
TW (1) TWI517545B (zh)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105141136A (zh) * 2015-09-02 2015-12-09 西南交通大学 一种应用于全桥隔离dc-dc变换器的直接功率控制方法
CN109412419A (zh) * 2018-09-13 2019-03-01 艾思玛新能源技术（江苏）有限公司 一种减少隔离型双向直流变换器尖峰电压的方法和装置
CN109712785A (zh) * 2017-10-26 2019-05-03 通用电气公司 隔离变压装置，开关驱动电路及脉冲电源系统
CN110999058A (zh) * 2017-08-22 2020-04-10 金刚石电机株式会社 转换器
CN112087150A (zh) * 2019-06-12 2020-12-15 台达电子工业股份有限公司 隔离型升压转换器
CN112087139A (zh) * 2019-06-12 2020-12-15 台达电子工业股份有限公司 具高升压比的隔离型转换器
CN112865545A (zh) * 2021-03-09 2021-05-28 深圳市英可瑞科技股份有限公司 一种双向dcdc功率变换电路
CN114175482A (zh) * 2019-08-05 2022-03-11 罗伯特·博世有限公司 直流电压转换器和用于运行直流电压转换器的方法
CN118677268A (zh) * 2024-08-26 2024-09-20 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种电源调节电路、电源控制方法及电子设备

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5556859B2 (ja) * 2012-07-03 2014-07-23 Ｔｄｋ株式会社 電流共振型ｄｃｄｃコンバータ
KR101438610B1 (ko) * 2012-12-28 2014-09-15 현대자동차 주식회사 충전기 및 그 구동 방법
JP2014217196A (ja) * 2013-04-26 2014-11-17 パナソニック株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9793788B2 (en) 2013-12-20 2017-10-17 General Electric Company Energy storage system for renewable energy source
CN104980025B (zh) * 2014-04-02 2017-09-26 光宝电子(广州)有限公司 电源转换装置
US9634514B2 (en) 2014-05-30 2017-04-25 Infineon Technologies Austria Ag Single stage rectification and regulation for wireless charging systems
CN105337503B (zh) * 2014-06-25 2017-12-01 光宝电子(广州)有限公司 直流电压转换装置及适用于直流电压转换装置的箝位电路
US9762135B2 (en) * 2014-11-05 2017-09-12 Infineon Technologies Austria Ag Secondary side control of resonant DC/DC converters
US10116202B2 (en) * 2015-07-07 2018-10-30 Fairchild Semiconductor Corporation Adaptive clamping circuitry
DE102015219338A1 (de) * 2015-10-07 2017-04-13 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betrieb eines Gleichspannungswandlers
KR101910533B1 (ko) 2015-11-20 2018-12-28 숭실대학교산학협력단 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
JP6579622B2 (ja) * 2016-01-12 2019-09-25 ニチコン株式会社 双方向絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN106026734B (zh) * 2016-07-29 2019-02-26 扬州大学 用于多电平模块化变流器的动力电池变换器及其控制方法
US10892678B2 (en) * 2017-08-09 2021-01-12 Infineon Technologies Austria Ag Method and apparatus for bidirectional operation of phase-shift full bridge converter using inductor pre-charging
JP6902962B2 (ja) * 2017-08-22 2021-07-14 ダイヤモンド電機株式会社 コンバータ
JP6963487B2 (ja) * 2017-12-14 2021-11-10 シャープ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN109995264B (zh) * 2017-12-29 2024-06-18 伊顿制造（格拉斯哥）有限合伙莫尔日分支机构 双向dc-ac变换器及其控制方法
JP6752335B2 (ja) * 2018-07-10 2020-09-09 シャープ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US10819216B2 (en) 2018-07-26 2020-10-27 Infineon Technologies Austria Ag Power converter with low drain voltage overshoot in discontinuous conduction mode
CN109066647B (zh) * 2018-09-01 2021-12-07 哈尔滨工程大学 一种半隔离四端口混合储能装置
US11336189B2 (en) * 2019-04-11 2022-05-17 The Regents Of The University Of California Dual-capacitor resonant circuit for use with quasi-resonant zero-current-switching DC-DC converters
US10938313B2 (en) * 2019-05-20 2021-03-02 Utah State University Constant DC current input to constant DC voltage output power supply covering a wide programmable range
US11018529B2 (en) 2019-05-20 2021-05-25 Utah State University Wireless charger for underwater vehicles fed from a constant current distribution cable
IT201900007386A1 (it) * 2019-05-28 2020-11-28 Eldor Corp Spa Convertitore DC-DC
US11418130B2 (en) 2019-06-14 2022-08-16 Deere & Company System and method for variable DC bus voltage coupled to inverters
CN110212778B (zh) * 2019-06-28 2024-03-22 南京航空航天大学 一种非接触单管谐振变换器
US10804808B1 (en) 2019-07-03 2020-10-13 Deere & Company Method and system for controlling switching of a direct current to direct current converter
US10886857B1 (en) * 2019-07-31 2021-01-05 Ralph R. Karsten Inhibiting noise coupling across isolated power supplies
TWI720573B (zh) * 2019-08-07 2021-03-01 台達電子工業股份有限公司 應用於固態變壓器架構之電源裝置及三相電源系統
DE102019211968A1 (de) * 2019-08-09 2021-02-11 Robert Bosch Gmbh Ansteuerverfahren für einen Gleichspannungswandler und Gleichspannungswandler
CN110492753A (zh) * 2019-09-07 2019-11-22 陕西航空电气有限责任公司 一种带储能电感的双向全桥dc-dc变换器的等效控制方法
CN110719019B (zh) * 2019-09-29 2021-05-18 广州金升阳科技有限公司 一种副边有源箝位控制电路
CN110890842B (zh) * 2019-10-21 2022-06-24 南京理工大学 宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法
US11070138B2 (en) 2019-10-31 2021-07-20 Deere & Company System for controlling a direct-current-to-direct-current converter to provide electrical energy to a vehicle implement
US11070136B2 (en) 2019-10-31 2021-07-20 Deere & Company System for controlling a direct-current-to-direct-current converter to provide electrical energy to a vehicle implement
CN110957923B (zh) * 2019-12-09 2024-09-20 深圳市优优绿能股份有限公司 基于移相全桥的高频隔离双向直流变换器和并网储能系统
US12046997B2 (en) * 2020-07-13 2024-07-23 Delta Electronics, Inc. Isolated resonant converter and control method thereof
CN112803775B (zh) * 2020-12-31 2022-06-21 国创移动能源创新中心(江苏)有限公司 一种变压器电流直流分量的检测抑制方法及其系统
CN114825913A (zh) * 2021-01-18 2022-07-29 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率变换系统及其控制方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1253409A (zh) * 1998-11-10 2000-05-17 深圳市中兴通讯股份有限公司 不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法
CN1455509A (zh) * 2003-04-24 2003-11-12 艾默生网络能源有限公司 带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法
CN2691158Y (zh) * 2003-10-27 2005-04-06 杭州中恒电气股份有限公司 Dc/dc全桥移相电力调压模块
CN100440705C (zh) * 2005-01-08 2008-12-03 艾默生网络能源系统有限公司 一种电感电压箝位全桥软开关电路
CN201371304Y (zh) * 2009-03-04 2009-12-30 深圳市佳士科技发展有限公司 便携式igbt逆变电弧焊机
CN101783605A (zh) * 2010-03-05 2010-07-21 北京嘉昌机电设备制造有限公司 一种开关电源中输出吸收电路及开关电源
CN202218161U (zh) * 2011-08-30 2012-05-09 刘闯 双向隔离式的移相全桥dc/dc变换器
CN103066854A (zh) * 2012-12-31 2013-04-24 华为技术有限公司 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
US5625539A (en) * 1994-05-30 1997-04-29 Sharp Kabushiki Kaisha Method and apparatus for controlling a DC to AC inverter system by a plurality of pulse-width modulated pulse trains
US5838558A (en) * 1997-05-19 1998-11-17 Trw Inc. Phase staggered full-bridge converter with soft-PWM switching
US6370050B1 (en) * 1999-09-20 2002-04-09 Ut-Batelle, Llc Isolated and soft-switched power converter
US6937483B2 (en) * 2002-01-16 2005-08-30 Ballard Power Systems Corporation Device and method of commutation control for an isolated boost converter
US20080043495A1 (en) * 2006-08-16 2008-02-21 Aaron Jungreis Clamp diode reset in a power converter
US9118259B2 (en) * 2007-12-03 2015-08-25 Texas Instruments Incorporated Phase-shifted dual-bridge DC/DC converter with wide-range ZVS and zero circulating current
JP5394213B2 (ja) * 2009-11-27 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ回路
EP2388902B1 (en) * 2010-05-21 2013-08-14 C.R.F. Società Consortile per Azioni System and method for digital control of a DC/DC power-converter device, in particular for automotive applications
US8363427B2 (en) * 2010-06-25 2013-01-29 Greecon Technologies Ltd. Bi-directional power converter with regulated output and soft switching
JP5530401B2 (ja) * 2011-05-26 2014-06-25 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置
US8630103B2 (en) * 2011-06-15 2014-01-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for programming a power converter controller with an external programming terminal having multiple functions
JP5475936B1 (ja) * 2012-06-01 2014-04-16 パナソニック株式会社 電力変換装置およびこれを用いたバッテリ充電装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1253409A (zh) * 1998-11-10 2000-05-17 深圳市中兴通讯股份有限公司 不对称全桥相移式零压零流软开关电路及方法
CN1455509A (zh) * 2003-04-24 2003-11-12 艾默生网络能源有限公司 带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法
CN2691158Y (zh) * 2003-10-27 2005-04-06 杭州中恒电气股份有限公司 Dc/dc全桥移相电力调压模块
CN100440705C (zh) * 2005-01-08 2008-12-03 艾默生网络能源系统有限公司 一种电感电压箝位全桥软开关电路
CN201371304Y (zh) * 2009-03-04 2009-12-30 深圳市佳士科技发展有限公司 便携式igbt逆变电弧焊机
CN101783605A (zh) * 2010-03-05 2010-07-21 北京嘉昌机电设备制造有限公司 一种开关电源中输出吸收电路及开关电源
CN202218161U (zh) * 2011-08-30 2012-05-09 刘闯 双向隔离式的移相全桥dc/dc变换器
CN103066854A (zh) * 2012-12-31 2013-04-24 华为技术有限公司 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TSAI-FU WU，ETC.: "Isolated Bidirectional Full-Bridge DC–DC Converter With a Flyback Snubber", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *
王成武: "一种新型软开关PWM双向DC/DC变换器的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 *
许海平: "大功率双向DC-DC变换器拓扑结构及其分析理论研究", 《中国博士学位论文全文数据库》 *

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105141136B (zh) * 2015-09-02 2017-06-16 西南交通大学 一种应用于全桥隔离dc‑dc变换器的直接功率控制方法
CN105141136A (zh) * 2015-09-02 2015-12-09 西南交通大学 一种应用于全桥隔离dc-dc变换器的直接功率控制方法
CN110999058B (zh) * 2017-08-22 2022-11-29 金刚石捷步拉电机株式会社 转换器
CN110999058A (zh) * 2017-08-22 2020-04-10 金刚石电机株式会社 转换器
CN109712785A (zh) * 2017-10-26 2019-05-03 通用电气公司 隔离变压装置，开关驱动电路及脉冲电源系统
CN109412419A (zh) * 2018-09-13 2019-03-01 艾思玛新能源技术（江苏）有限公司 一种减少隔离型双向直流变换器尖峰电压的方法和装置
CN109412419B (zh) * 2018-09-13 2020-04-17 爱士惟新能源技术(江苏)有限公司 一种减少隔离型双向直流变换器尖峰电压的方法和装置
CN112087150A (zh) * 2019-06-12 2020-12-15 台达电子工业股份有限公司 隔离型升压转换器
CN112087150B (zh) * 2019-06-12 2022-02-18 台达电子工业股份有限公司 隔离型升压转换器
CN112087139A (zh) * 2019-06-12 2020-12-15 台达电子工业股份有限公司 具高升压比的隔离型转换器
CN114175482A (zh) * 2019-08-05 2022-03-11 罗伯特·博世有限公司 直流电压转换器和用于运行直流电压转换器的方法
CN112865545A (zh) * 2021-03-09 2021-05-28 深圳市英可瑞科技股份有限公司 一种双向dcdc功率变换电路
CN118677268A (zh) * 2024-08-26 2024-09-20 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种电源调节电路、电源控制方法及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
TW201444263A (zh) 2014-11-16
TWI517545B (zh) 2016-01-11
US20140334189A1 (en) 2014-11-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104143919A (zh) 双向直流变换器
US10958180B2 (en) DC-DC converter for wide input voltage
KR101632243B1 (ko) 양방향 직류/직류 컨버터
US8780588B2 (en) Bidirectional DC/DC converter with simple control operation
Duarte et al. A family of ZVS-PWM active-clamping DC-to-DC converters: synthesis, analysis, and experimentation
US8027179B2 (en) Inverter circuit and method for operating the inverter circuit
CN100353654C (zh) 级联式双向dc－dc变换器
US8120936B2 (en) DC-to-AC power converting device
KR101314903B1 (ko) 양방향 직류-직류 컨버터
CN111342665B (zh) 一种隔离型双向dc-dc变换器及其控制方法
CN101847936B (zh) 滞后臂并联辅助网络的软开关全桥直流变换器
CN104956582A (zh) Ac-ac转换器设备
CN103595258A (zh) 一种升压型软开关谐振变换器及其定频控制方法
CN101604916B (zh) 基于π型辅助网络零电压开关全桥直流变换器
CN104092382A (zh) 三输入隔离dc/dc变换器
CN103560666A (zh) 具有低纹波的四开关升降压变换器及其控制方法
CN103647448B (zh) 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置
CN1937381A (zh) 零电压开关全桥直流变换器
CN113346750A (zh) 基于耦合电感的软开关同相buck-boost变换器及控制方法
Qian et al. Dual interleaved active-clamp forward with automatic charge balance regulation for high input voltage application
KR102511829B1 (ko) 양방향 직류변환장치
CN107482921A (zh) 一种双向dc‑dc变换器
CN107147324A (zh) 一种高效隔离双向ac‑dc变换器
KR100911541B1 (ko) 연료전지 차량용 양방향 3상 ｐｗｍ ｄｃ-ｄｃ 컨버터
TWI501527B (zh) 單輔助開關之交錯式高升壓比柔切式轉換器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20141112