CN110719019B - 一种副边有源箝位控制电路 - Google Patents

一种副边有源箝位控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种副边有源箝位控制电路，应用于半桥或者全桥变换器，其特征在于：包括或门、信号变换电路、反相器和驱动电路；或门的第一输入端和第二输入端分别用于输入变换器原边第一主功率开关管的驱动信号和第二主功率开关管的驱动信号，由或门选择出其中的高电平信号后通过其输出端输出至信号变换电路的输入端，由信号变换电路将该高电平持续的时间缩短后通过其输出端输出至反相器的输入端，由反相器进行电平反向处理后通过其输出端输出至驱动电路的输入端，由驱动电路放大后通过其输出端输出，用于驱动变换器副边的箝位管。本发明采用模拟电路实现有源箝位无损吸收，从而利于实现副边有源箝位技的产品化，而且控制逻辑清晰，成本低。

Description

一种副边有源箝位控制电路
技术领域
本发明涉及一种副边有源箝位控制电路，特别是应用在半桥或者全桥变换器中，副边采用的是桥式整流或者全波整流输出的电路中。
背景技术
在所有的开关电源变换器的副边整流电路中，不管是二极管整流还是同步整流都会存在一个问题，就是在副边整流的过程中由于变压器的漏感和整流开关管的寄生结电容产生谐振，在整流开关管关断的时候这种谐振就会发生。而且漏感和结电容都是无法消除的，当漏感较大时，谐振过程产生的尖峰会更大。对于整流开关管的应力是一个极大地挑战，如何消除谐振尖峰成为关键。
现有的技术一般采用有损吸收的方式，基本的原理就是增大谐振电容，在整流开关管的两端并联一个电容的方式，这样虽然降低了整流开关管关断的尖峰，但是因为增大了整流开关管的结电容，增加了反向恢复损耗和容性开通损耗。还有其他的吸收方式就是电容和电阻串联然后和整流开关管并联吸收，简称RC吸收，以及电阻和电容并联后与二极管串联，然后再和整流开关管并联吸收，简称RCD吸收电路，如图1所示为传统的应用副边RCD吸收电路的全桥同步整流变换器原理图，虚线框中的电阻R21、电容C23和二极管D21就是RCD吸收电路，这些都可以降低整流开关管由于谐振引起的关断尖峰电压，但是尖峰产生的能量全部在并联的电阻上消耗，电阻取太大，吸收效果较差，阻值取太小，电阻的功耗无法满足要求，而且RCD吸收的能量无法转化成输出的能量，因此效率也会降低，无法在实际产品中得到应用。
上述谐振尖峰吸收技术方案针对一些小功率变换器带来的损耗还可以接受，但是到了大功率变换器就无法忽略吸收带来的影响了。后面引入了有源箝位电路，但是现有技术主要针对原边有源箝位，但是很少有针对副边的箝位无损吸收。副边箝位的方式很简单，就是增加一个箝位电容和一个开关管，图2为现有的应用副边有源箝位电路的全桥同步整流变换器原理图，副边箝位电路中的箝位电容为C23，副边箝位电路中的开关管由箝位管TR7(图2中为MOS管，也可以为三极管、其他开关器件)和二极管D21并联组成，副边箝位电路结构虽然简单，但是控制开关管导通的逻辑很少，现阶段都是采用数字电源控制芯片来实现有源箝位控制，缺点是控制比较复杂，需要专门引入数字控制芯片来实现这一逻辑。
发明内容
有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提出一种副边有源箝位控制电路，应用于半桥或者全桥变换器，采用模拟电路实现有源箝位无损吸收，从而利于实现副边有源箝位方案的产品化，而且控制逻辑清晰，效果显著，成本低。
本发明通过以下技术方案实现：
一种副边有源箝位控制电路，应用于半桥或者全桥变换器，其特征在于：包括或门、信号变换电路、反相器和驱动电路；或门的第一输入端用于输入半桥或者全桥变换器原边第一主功率开关管的驱动信号，或门的第二输入端用于输入半桥或者全桥变换器原边第二主功率开关管的驱动信号，由或门选择出其中的高电平信号后通过其输出端输出至信号变换电路的输入端，由信号变换电路将该高电平持续的时间缩短后通过其输出端输出至反相器的输入端，由反相器进行电平反向处理后通过其输出端输出至驱动电路的输入端，由驱动电路放大后通过其输出端输出，用于驱动半桥或者全桥变换器副边的箝位管。
作为或门的一种具体的实施方式，其特征在于：包括两个二极管D1和D2，二极管D1的阳极为或门的第一输入端，二极管D2的阳极为或门的第二输入端，二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接后为或门的输出端。
作为信号变换电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电阻R1、电容C1、电阻R2、电阻R3、二极管D3、电容C3；电阻R1的一端和电容C1的一端连接后作为信号变换电路的输入端，电容C1的另一端同时连接电阻R2的一端和二极管D3的阳极，电阻R2的另一端同时与二极管D3的阴极、电阻R3的一端、电容C3的一端连接后作为信号变换电路的第一输出端，电阻R1的另一端、电阻R3的另一端和电容C3的另一端连接后接地。
作为反相器的一种具体的实施方式，其特征在于：包括电容C4、电阻R4和三极管Q1，电容C4和电阻R4并联后一端用于输入供电电压VCC，另一端连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的基极为反相器的输入端、三极管的发射极接地，三极管的集电极为反相器的输出端。
作为驱动电路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括三极管Q2、三极管Q3、电阻R3、二极管D4、电容C2、二极管D5；三极管Q2和三极管Q3的基极连接后作为驱动电路的输入端，三极管Q2的集电极用于输入供电电压VCC，三极管Q2的发射极、三极管Q3的发射极、电阻R3的一端和二极管D4的阳极相连接，电阻R3的另一端、二极管D4的阴极和电容C2的一端相连接，电容C2的另一端和二极管D5的阳极连接后作为驱动电路的输出端，三极管Q3的集电极和二极管D5的阴极连接后接地。
以下通过副边桥式整流开关管产生电压尖峰的原因分析，阐述本发明的发明构思如下(以应用于副边有有源箝位电路的全桥同步整流变换器为例)：
首先依据图2讲述副边桥式整流开关管产生电压尖峰的原因，现假设没有副边箝位管TR7和箝位电容C23，这里不管是二极管整流还是同步整流都是一样的控制逻辑。首先当原边主功率开关管TR1导通，主功率开关管TR2关断时，这时候副边的两个整流开关管也会同时导通，这里是开关管TR4和开关管TR5，这时候原边能量通过变压器T1传向副边给副边电感L202激磁，这时候副边整流开关管TR3和开关管TR6处于关断状态。然后主功率开关管TR1关断，同时开关管TR4和开关管TR6也关断，因为三个开关管TR1、TR4和TR5的驱动信号是一样的，这时主功率开关管TR2还没有导通，这段时间电感L202释放能量，副边4个开关管的体二极管导通作为续流管，副边的变压器两端相当于短路，两端电压为0。续流一段时间后，原边主功率开关管TR2导通，因为开关管TR2和TR3、TR6的驱动信号一样，因此开关管TR3和TR6会继续导通，但是开关管TR4和TR5会因为变压器的两端电压翻转而被关断，这个时候由于变压器存在的漏感和关断的两个开关管TR4、TR5的结电容构成一个串联回路，就会形成一个串联谐振在结电容的两端产生很高的尖峰，也就是关断的两个整流开关管TR4、TR5。同样在后面半个周期，当开关管TR3、TR6关断时候也会产生同样的尖峰。下面来介绍如何通过箝位的方式消除电压尖峰的。
因为尖峰产生的原因是谐振电容太小，也即是副边整流开关管的结电容太小，在谐振发生的时候增大谐振电容就可以减小关断时候的电压尖峰，根据谐振原理，谐振电容越大，谐振电容两端的电压就会越小。具体的原理如下:
如图2所示，原边主功率开关管TR1、TR2都还没有开通时，副边的四个整流开关管同时导通为后级的电感L202去磁提供回路，变压器T1两端的电压为0，副边箝位两端的电压也为0，当变压器原边其中一个开关管TR1导通时，变压器两端的形成电压，为原边输入电压的一半，此刻，副边四个整流开关管中的TR4和TR5继续导通，而开关管TR3和TR6则由于变压器两端的电压而截至，这个变压器的副边漏感和截止的开关管的结电容发生谐振，但是由于箝位电容的存在，谐振过程给谐振电容充电箝位，充电回路为箝位电容C23，箝位管TR7的体二极管，开关管TR6的结电容，谐振电感(变压器的漏感)，开关管TR3的结电容最后回到箝位电容C23。因为箝位完成后还需要对箝位电容进行放电，此刻需要打开箝位管TR7，因为副边电感L202续流的过程中箝位电容C23这条回路需要关断，因此在原边开关管TR1导通导通期间，箝位管TR7需要完成开通和关断的整个过程，同样开关管TR2导通导通期间，箝位管TR7也需要完成开通和关断的整个过程。
基于上述分析，本申请吸收谐振尖峰的发明构思为，当开关电源变换器的变压器原边其中一个主功率开关管(即图2中的开关管TR1和TR2中的一个)开通时，驱动这个主功率开关管的高电平信号先通过或门，然后通过一个信号变换电路将该高电平信号持续的时间缩短，然后再通过反相器将这个处理后的信号反向，最后通过驱动电路的放大作用放大后输出驱动信号，驱动开关电源变换器副边的箝位管，实现箝位管的无损吸收。
本发明的创新点分析如下：
1、首先副边箝位管的控制输入信号来自原边主功率开关管的驱动信号，原边主功率开关管任何一个开通，那么这一驱动信号就会通过本发明的箝位控制电路让箝位管开通一段时间然后再关断，开通的时间是由本发明的箝位控制电路中的信号变换电路决定的,从而实现了箝位管在原边主功率开关管开通期间的导通和关断，且导通时间可调；
2、箝位管的控制信号来自于原边主功率开关管的驱动信号，这一信号由半桥或者全桥变换器的主控制芯片发出，信号电平较高，而且稳定，整个箝位控制电路的逻辑都是电平较高的信号在转换，对于电容容值、二极管的漏电流、三极管的放大倍数这些温漂较高的参数都不会影响整个箝位控制电路的逻辑，因此控制逻辑稳定，关键逻辑受高低温影响较小；
3、半桥或者全桥变换器的主控制芯片都会有两路专门驱动副边整流开关管的信号，达到实现副边同步整流的功能，那么副边箝位控制电路的输入信号同样可以采用这两路信号实现箝位控制，因此能利用一般半桥或者全桥变换器的主控制芯片现有的控制逻辑信号进行调整变换，控制控制逻辑简单。
与现有技术相比，本发明具有如下的显著效果:
1、实现了有源箝位的无损吸收，将传统的有损吸收转化为了无损吸收，提高了产品的效率，对于大功率产品具有很强的实用性；
2、有效的抑制了副边整流开关管由于漏感带来了尖峰应力，产品的可靠性进一步提升；
3、控制电路采用模拟电路就实现了数字芯片控制的功能，电路简单，而且成本较低，更容易实现有源箝位技术的推广。
附图说明
图1为传统的应用副边RCD吸收电路的全桥同步整流变换器原理图；
图2为现有的应用副边有源箝位电路的全桥同步整流变换器原理图；
图3为本发明的副边有源箝位控制电路的原理框图；
图4为本发明副边有源箝位控制电路第一实施例的原理图；
图5为本发明副边有源箝位控制电路第二实施例的原理图。
具体实施方式
图3示出了本发明的副边有源箝位控制电路的原理框图，应用于半桥或者全桥变换器，包括：或门、信号变换电路、反相器和驱动电路；
或门的第一输入端用于输入半桥或者全桥变换器原边第一主功率开关管的驱动信号，或门的第二输入端用于输入半桥或者全桥变换器原边第二主功率开关管的驱动信号，由或门选择出其中的高电平信号后通过其输出端输出至信号变换电路的输入端，由信号变换电路将该高电平持续的时间缩短后通过其输出端输出至反相器的输入端，由反相器进行电平反向处理后通过其输出端输出至驱动电路的输入端，由驱动电路放大后通过其输出端输出，用于驱动半桥或者全桥变换器副边的箝位管。
为了使得本领域的技术人员更好地理解本发明，以下结合具体的实施电路对本发明进行进一步说明。
第一实施例
图4示出了本发明副边有源箝位控制电路第一实施例的原理图，其中：
或门包括两个二极管D1和D2，二极管D1的阳极为或门的第一输入端，二极管D2的阳极为或门的第二输入端，二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接后为或门的输出端；
信号变换电路包括电阻R1、电容C1、电阻R2、电阻R3、二极管D3、电容C3；电阻R1的一端和电容C1的一端连接后作为信号变换电路的输入端，电容C1的另一端同时连接电阻R2的一端和二极管D3的阳极，电阻R2的另一端同时与二极管D3的阴极、电阻R3的一端、电容C3的一端连接后作为信号变换电路的第一输出端，电阻R1的另一端、电阻R3的另一端和电容C3的另一端连接后接地GND_out。
反相器包括电容C4、电阻R4和三极管Q1，电容C4和电阻R4并联后一端用于输入供电电压VCC，另一端连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的基极为反相器的输入端、三极管的发射极接地GND_out，三极管的集电极为反相器的输出端。
驱动电路包括三极管Q2、三极管Q3、电阻R3、二极管D4、电容C2、二极管D5；三极管Q2和三极管Q3的基极连接后作为驱动电路的输入端，三极管Q2的集电极用于输入供电电压VCC，三极管Q2的发射极、三极管Q3的发射极、电阻R3的一端和二极管D4的阳极相连接，电阻R3的另一端、二极管D4的阴极和电容C2的一端相连接，电容C2的另一端和二极管D5的阳极连接后作为驱动电路的输出端，三极管Q3的集电极和二极管D5的阴极连接后接地GND_out。
本实施例的工作原理说明如下：
二极管D1和D2对原边两个开关管的驱动信号进行或门，就是任何一个开关管处于高电平，那么或门输出端就为高电平，电阻R1为放电电阻，电容C1为定时电容，当二极管D1的阴极端为高电平时给电容C1充电，这个时期三极管Q1的基极为高电平，通过调节电容C1的大小可以调节该高电平持续的时间的长短，信号经过三极管Q1、电容C4、电阻R4组成的反向器，然后经过驱动电路最后驱动图2中的P-MOS箝位管TR7导通，当给电容C1充满电以后，驱动信号断开，箝位管TR7的驱动断开，箝位管TR7关断。电容C1就决定了箝位管TR7的开通时间。
在原边开关管TR1导通时，副边两个整流开关管TR3和TR6会关断，谐振发生，给箝位电容C23进行充电，箝位电容C23的容值较大，因此可以认为电压恒定，那么关断的两个整流开关管TR3和TR6的电压几乎被箝位在平台电压，电压应力尖峰明显改善甚至消除。当箝位管TR7经过一段延时后导通，经箝位电容C23的能量释放给后级输出滤波电感L202，将吸收的能量转化为输出能量，实现无损吸收，而且整个过程没有电阻参与能量的消耗。因此，这种箝位控制不仅极大的改善了副边整流开关管的应力尖峰，还将谐振能量转化为输出能量，提升了整机的工作效率。
第二实施例
第二实施案例如图5所示，与第一实施例的区别是MOSFET驱动电路采用专门的驱动芯片来控制，如采用安森美公司的型号为NCP1530的驱动芯片，此时可以将图2中的箝位管TR7更改为N_MOS管，将N-MOS管TR7和箝位电容C23的位置进行对调，当然，控制电路中的反相器同样可以改为专用的芯片来实现。
以上本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，例如驱动电路的更改以及相反器、或门的修改，对于实现这一功能的所有电路的更改，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (4)

1.一种副边有源箝位控制电路，应用于半桥或者全桥变换器，其特征在于：包括或门、信号变换电路、反相器和驱动电路；或门的第一输入端用于输入半桥或者全桥变换器原边第一主功率开关管的驱动信号，或门的第二输入端用于输入半桥或者全桥变换器原边第二主功率开关管的驱动信号，由或门选择出其中的高电平信号后通过其输出端输出至信号变换电路的输入端，由信号变换电路将该高电平持续的时间缩短后通过其输出端输出至反相器的输入端，由反相器进行电平反向处理后通过其输出端输出至驱动电路的输入端，由驱动电路放大后通过其输出端输出，用于驱动半桥或者全桥变换器副边的箝位管；信号变换电路包括电阻R1、电容C1、电阻R2、电阻R3、二极管D3、电容C3；电阻R1的一端和电容C1的一端连接后作为信号变换电路的输入端，电容C1的另一端同时连接电阻R2的一端和二极管D3的阳极，电阻R2的另一端同时与二极管D3的阴极、电阻R3的一端、电容C3的一端连接后作为信号变换电路的第一输出端，电阻R1的另一端、电阻R3的另一端和电容C3的另一端连接后接地。
2.根据权利要求1所述的副边有源箝位控制电路，其特征在于：或门包括两个二极管D1和D2，二极管D1的阳极为或门的第一输入端，二极管D2的阳极为或门的第二输入端，二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接后为或门的输出端。
3.根据权利要求1所述的副边有源箝位控制电路，其特征在于：反相器包括电容C4、电阻R4和三极管Q1，电容C4和电阻R4并联后一端用于输入供电电压VCC，另一端连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的基极为反相器的输入端、三极管的发射极接地，三极管的集电极为反相器的输出端。
4.根据权利要求1所述的副边有源箝位控制电路，其特征在于：驱动电路包括三极管Q2、三极管Q3、电阻R3、二极管D4、电容C2、二极管D5；三极管Q2和三极管Q3的基极连接后作为驱动电路的输入端，三极管Q2的集电极用于输入供电电压VCC，三极管Q2的发射极、三极管Q3的发射极、电阻R3的一端和二极管D4的阳极相连接，电阻R3的另一端、二极管D4的阴极和电容C2的一端相连接，电容C2的另一端和二极管D5的阳极连接后作为驱动电路的输出端，三极管Q3的集电极和二极管D5的阴极连接后接地。
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