CN1455509A - 带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法，在反向恢复阶段结束后，将谐振电感上储存的多余能量通过电磁感应转移到箝位绕组，避免谐振电感与寄生参数引起较大震荡；将该箝位绕组与全桥变换器上的一个桥臂形成能量释放回路，以释放上述多余能量。在保留原有软开关特性同时，能解决反向二极管恢复带来的问题。此方法保证了电路在每个开关周期中，将谐振电感的多余能量及时消耗掉，消除反向二极管恢复造成的影响，同时保证了箝位二极管工作于软开关状态，提高了电路的可靠性。

Description

带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法

技术领域：

本发明涉及一种带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法。

背景技术：

传统的移相全桥电路(图1)是一种十分优秀的DCDC变化器，利用辅助电感能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点，被誉为最佳的DCDC变换器之一。可是由于增加了辅助电感，在副边二极管反向恢复过程时，二极管会产生了较大的电压尖峰和振荡，增大了二极管开关损耗，使电路的EMI变差。如果提高二极管耐压，二极管的反向恢复时间更长，会使电路的性能更差。

为此提出了一些解决方法，如采用软恢复的输出二极管、采用RC吸收等等。Richard Redl等在《A Novel Soft-Switching Full-Bridge DCDCConverter：Analysis，Design Considerations，and  ExperimentalResults at 1.5kW，100kHz；IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS.VOL.6.No.3.July 1991》中提出的二极管箝位电路是一种较好的解决方案。他采用在变压器和电感之间增加两个箝位二极管，使输出二极管在方向恢复时间存在电感的多余能量释放到输入电源中，减少了二极管产生的电压尖峰和振荡，并使输出二极管的尖峰电压箝位。但该方案中，多余能量的释放过程快慢是不可控制的，它只能由电路的本身特性和元器件参数确定，比如箝位二极管的工作状态不一定是最优的，降低了电路的可靠性。

发明内容：

本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种带有箝位电路的软开关全桥移相电路及其箝位方法，保证电路在每个开关周期中，将谐振电感的多余能量及时消耗掉，消除反向二极管恢复造成的影响，提高电路的可靠性，并且在需要的时候可以在电路中加入控制多余能量释放快慢的器件。

为实现上述目的，本发明提出一种带有箝位电路的软开关全桥移相电路，包括全桥变换器开关桥臂、变压器、输出二极管和辅助电感，所述全桥变换器开关桥臂接于正负输入母线上，变压器原边与辅助电感串联后接于全桥变换器两开关桥臂中点，变压器副边两端分别接输出二极管，其特征是：在所述谐振电感上增设一个第二绕组——箝位绕组，该箝位绕组的一端与全桥变换器开关桥臂中点上接辅助电感的端点连接，另一端分别通过第一箝位二极管和第二箝位二极管箝位在正负输入母线上。

本发明还提出一种软开关全桥移相电路的箝位方法，用于对其输出二极管尖峰电压进行箝位，其特征是：在反向恢复阶段结束后，将谐振电感上储存的多余能量通过电磁感应转移到箝位绕组，避免谐振电感与寄生参数引起震荡；将该箝位绕组与全桥变换器上的一个桥臂形成能量释放回路，以释放上述多余能量。

根据本发明的一个实施例，在箝位电感回路中串联一个电阻。

本发明提出的移相全桥电路采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，能将反向恢复期间产生的多余能量及时释放掉，避免谐振电感与寄生参数引起震荡，在保留原有软开关特性同时，能解决反向二极管恢复带来的问题。此方法保证了电路在每个开关周期中，将谐振电感的多余能量及时消耗掉，消除反向二极管恢复造成的影响，提高了电路的可靠性。

在箝位电感回路中串联一个电阻后，就可以加快多余能量的释放过程。

本发明通过调整箝位绕组的变比或串联电阻阻值，可以保证每个周期内谐振电感多余能量得到完全释放，这样箝位二极管可以零电流关断，消除了箝位二极管的反向恢复带来的影响，极大地提高了电路的可靠性，而且也能保证输出二极管被箝位在适当的电压范围内。因此本发明电路具备更高的可靠性和通用性。

附图说明：

图1是传统的移相全桥电路示意图。

图2是本发明提出的电感电压箝位的移相全桥电路示意图。

图3是本发明提出的串电阻的电感电压箝位移相全桥电路示意图。

图4是图5的等效的电感电压箝位移相全桥电路图。

图5是模式1：t0时刻的等效电路和电流回路示意图。

图6是模式2阶段的等效电路和电流回路示意图。

图7是模式3阶段的等效电路和电流回路示意图。

图8是模式4阶段的等效电路和电流回路示意图。

图9是模式5阶段的等效电路和电流回路示意图。

图10是模式6阶段的等效电路和电流回路示意图。

图11是模式7阶段的等效电路和电流回路示意图。

图12是模式8阶段的等效电路和电流回路示意图。

图13是模式9阶段的等效电路和电流回路示意图。

图14是模式10阶段的等效电路和电流回路示意图。

图15是模式11阶段的等效电路和电流回路示意图。

图16是模式12阶段的等效电路和电流回路示意图。

图17是输出二极管反向恢复期间的相关波形分析示意图。

图18是带隔直电容和全桥滤波的电感箝位移相全桥电路。

具体实施方式：

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明提出的一种新颖的移相全桥电路见图2，它采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，在保留原有软开关特性同时，能解决反向二极管恢复带来的问题，故称之为“谐振电感箝位的软开关移相全桥电路”。本电路还有它的实用改进电路，即在谐振电感支路串一个电阻Rc(图3)。此方法保证了电路在每个开关周期中，将谐振电感的多余能量及时消耗掉，消除反向二极管恢复造成的影响，提高了电路的可靠性。

图2为我们提出的新型的谐振电感箝位软开关电路，其特点是在传统的移相全桥电路的谐振电感上增加一个第二绕组——箝位绕组，箝位绕组的一端与桥臂的中点连接，另一端通过两个二极管分别箝位在正负输入母线上。谐振电感与箝位绕组的匝比为k，一般取k≥1。图3为典型的实用电路，电路中在箝位电感回路中串联一个电阻。我们将以图3为例，介绍一下本电路的工作原理。

对于移相全桥电路，器件本身的寄生参数在开关转换过程中对电路的特性有显著的影响，因此我们首先考虑器件的寄生参数的影响，给出等效的电路图进行分析。对于MOS管，本身存在寄生的体二极管和漏源结电容，在图3中已经给出，如D1、C1为Q1的寄生参数。对于变压器存在漏感，但一般变压器的漏感可以做的较小，且比谐振电感小，不是引起输出二极管尖峰的主要原因，因此在此暂不考虑漏感的影响。变压器存在寄生的电容参数，如匝间电容、原副边寄生电容等，还有变压器的RC吸收等，由于移相全桥电路的开关频率比较高，因此对寄生电容的影响不能忽略。同样，输出二极管也应考虑反向结电容和RC吸收参数的影响。图3电路中，理论上任何一个输出二极管的反向耐压均与变压器原边电压成比例，同时一旦两个二极管均导通时，变压器也被短路，变压器寄生电容也不起作用。因此可以将二极管寄生电容折算到变压器原边的等效电容：Cs＝Csp+Css×n+Csd×n/2+Csother其中Csp为原边的变压器寄生电容，Css为变压器副边总的寄生电容，Csd为单个输出二极管等效的寄生电容，Csother为变压器其它的寄生电容，如RC吸收、引线等产生的等效电容，n为变压器原副边变比。因此图3电路可以简化等效为图4所示的电路。

以下我们结合图4的等效电路，将整个电路划分为多个电路模式进行具体分析：

模式1：t0时刻  能量反馈结束

超前桥臂中Q1导通，滞后桥臂中Q4导通，其体二极管靠谐振电感的能量续流，电感能量回馈给输入电源，原边电流线性下降，下降的斜率为Vin/Lr；输出二极管DR1，DR2续流，变压器被短路，输出电流线性下降。一般输出纹波较小，为分析简单起见，可以认为输出电感电流为恒定Io。

t0时刻，原边电流下降到零，因此称作能量反馈结束时刻。

模式2：t0-t1    电流线性上升阶段

t0时刻原边电流过零后反向，电流从电源通过Q1、谐振电感、变压器到Q4后回到输入电源负端。电感电压为输入电压，原边电流线性上升， $I_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}}{\mathrm{Lr}}*(t-t_0).$ 副边二极管DR1，DR2继续导通，变压器被短路。t1时刻I_Lr达到Io/n。n为变压器的匝比。

此阶段输出二极管DR1的电流线性上升，DR2电流线性下降，其关系为：     I_DR1(t)＝Io/2+nI_Lr(t)/2；

     I_DR2(t)＝Io/2-nI_Lr(t)/2；

     I_DR1(t0)＝I_DR2(t0)＝Io/2

在t1时刻，I_DR1(t1)＝Io        I_DR2(t1)＝0

由于谐振电感绕组与箝位绕组匝比k≥1，因此D6不会导通。

模式3：t1-t2  输出二极管反向恢复阶段

由于输出二极管存在反向恢复特性，因此DR2不能马上关断，因此变压器继续被短路，电感电压为输入电压，原边谐振电感的电流继续线性上升，DR1的电流也继续线性上升，DR2有一个线性上升的反向电流，各个电流的关系式同模式2。因此反向恢复电流的上升斜率受制于谐振电感量Lr，Lr越大，输出反向电流越小，但导致反向恢复时的二极管较高的尖峰电压，同时Lr的选取也受制于电路的输出特性要求。因此Lr只能在一定的范围内选择。采取了箝位电路后，其参数选取主要受主电路输出特性的要求，比如开关占空比的损失、软开关工作范围等。

经过trr(二极管的反向恢复时间)时间后，即t2时刻，二极管反向恢复结束，此时： $I_{\mathrm{Lr}}\left(t_2\right)=\frac{I_0}{n}+\frac{V_{\mathrm{in}}*t_{\mathrm{rr}}}{\mathrm{Lr}}$

记：Irp＝I_Lr(t2)

则：I_DR1(t2)＝Io/2+n*Irp/2

    I_DR2(t2)＝Io/2-n*Irp/2

二极管反向恢复期间，需要关断的输出二极管还短暂导通，这样本阶段内两个输出二极管还均继续导通，因此模式3阶段的等效电路图7与模式2阶段等效电路图6一致。此时箝位电路不起作用，只使谐振电感存储更多的能量，在二极管反向恢复结束后，副边二极管只有一个导通，工作状态发生变化，此时，谐振电感多余的电流(能量)只能通过寄生的电容和箝位电路释放掉，并且首先是与寄生参数发生谐振，条件满足时箝位绕组才真正起作用，随后的过程在模式4和5有很好描述。

在图17输出二极管反向恢复期间的相关波形分析中，已明确画出V_DR2的波形，即在t1-t2阶段，DR2还继续导通，其电压波形近似为零。

模式4：t2-t3  谐振阶段

由于寄生电容的存在，原边电流需要向变压器的寄生电容充电，副边电流向DR2的反向结电容和RC吸收电路充电，因此谐振电感与等效的电容寄生参数Cs谐振。

此时： $V_{\mathrm{cs}}\left(t\right)=V_{\mathrm{in}}+\sqrt{{\left(I_{\mathrm{rp}}{Z}_{\mathrm{rr}}\right)}^2+{V_{\mathrm{in}}}^2}*\sin (w_{\mathrm{rr}}\left({t-t}_2\right)-{\tan }^{-1}\frac{V_{\mathrm{in}}}{I_{\mathrm{rp}}{Z}_{\mathrm{rr}}})$ $I_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=\frac{I_0}{n}+\sqrt{{I_{\mathrm{rp}}}^2+{\left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{rr}}}\right)}^2}*\cos (w_{\mathrm{rr}}\left({t-t}_2\right)-{\tan }^{-1}\frac{V_{\mathrm{in}}}{I_{\mathrm{rp}}{Z}_{\mathrm{rr}}})$

其中， $Z_{\mathrm{rr}}=\sqrt{\frac{\mathrm{Lr}}{\mathrm{Cs}}}$

谐振电感电压下降：

    V_Lr(t)＝V_in-V_cs(t)

箝位二极管中点M电压逐渐上升： $V_M\left(t\right)=V_{\mathrm{in}}-\frac{V_{\mathrm{Lr}}}{k}=\frac{(k-1)V_{\mathrm{in}}}{k}+\frac{V_{\mathrm{cs}}}{k}$

变压器的原边电流被输出电感箝位，Ip(t)＝Io/n

寄生电容的充电电流为： $I_{\mathrm{cs}}\left(t\right)=\sqrt{{I_{\mathrm{rp}}}^2+{\left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{rr}}}\right)}^2}*\cos (w_{\mathrm{rr}}\left({t-t}_2\right)-{\tan }^{-1}\frac{V_{\mathrm{in}}}{I_{\mathrm{rp}}{Z}_{\mathrm{rr}}})$

当Vcs＝Vin时，谐振电感电压降至零并开始反向，此时箝位二极管准备D5导通，此阶段结束，电感电流达到最大值。

可以计算出： $t_3-t_2={\tan }^{-1}\frac{V_{\mathrm{in}}}{I_{\mathrm{rp}}{Z}_{\mathrm{rr}}}$ $I_{\mathrm{Lr},\mathrm{pk}}=\frac{I_o}{n}+\sqrt{{I_{\mathrm{rp}}}^2+{\left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{rr}}}\right)}^2}$

模式5：t3-t4箝位阶段

t3时刻箝位二极管D5导通，此时变压器和寄生电容的电压被箝位在Vin，谐振电感多余的能量通过D5和Q1回路释放。为了加快多余能量的释放，在此增加了电阻Rc，因此： $\mathrm{Lr}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lr}}}{\mathrm{dt}}=-k(V_{\mathrm{ds}1}+V_{\mathrm{df}5})-{k^{2}i}_{\mathrm{Lr}}*R_C$

其中V_ds1为Q1的开通漏源压降，V_df5为D5的正向导通电压。如果采用图2电路不要Rc限流，则Lr的电流下降方式为： $\mathrm{Lr}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lr}}}{\mathrm{dt}}=-k(V_{\mathrm{ds}1}+V_{\mathrm{df}5})$

从上面几个公式看，增大谐振电感和箝位绕组的变比k，有利于使电感的多余能量尽快释放完毕。

在t4时刻，谐振电感多余能吏释放完毕，D5的电流降至零，D5零电流关断(DCM)。

为使D5在Q1关断前的电流降至零，可以通过调整比例系数k和电阻值来保证。

箝位的目的是通过箝位电路把多余能量释放掉，避免多余能量与寄生参数引起的震荡，同时把谐振电感、变压器、对应的输出二极管的电压箝位在一个稳定值，以保证器件的安全工作。在模式5，变压器的电压被箝位在Vin+dV＝Vin+k*(V_Rc+V_d5+V_ds1)，同时Lr的电流变化公式也包含了电压的被箝位，Lr*d_iLr/dt本身就是电感的电压V_Lr。从这些公式中可以看出箝位的效果。

箝位电压由主电路决定，对图4所示电路，它为2(vin+dv)/n；如果是采取措图18所示电路，箝位电压为(vin+dv)/n。

模式6：t4-t5稳态功率输出阶段

此时电路的过渡过程结束，进入功率输出阶段，变压器两端电压为Vin，向副边提供能量。

模式7：t5-t6    谐振阶段1

t5时刻，Q1管关断，此时C1充电，C2放电，直至Q2的体二极管D2导通。此时谐振电感承受反压，电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位，因此寄生电容Cs向变压器放电，寄生电容电压下降。此时C1、C2、Cs和Lr均参与谐振，其等效电路为图11所示：

t5时刻电感两端的电压为Vin，之后迅速下降。V_Lr(t)＝Vc2(t)-Vcs(t)，由Vin迅速下降。

在t6时刻，Q2的体二极管导通，谐振电感电压V_Lr＝-Vcs。

此阶段箝位二极管中点M的电压与谐振电感一样，也由Vin迅速下降到：

    V_M(t6)＝-Vcs/k

模式8：t6-t7    谐振阶段2

t6时刻Q2的体二极管导通，C1C2退出谐振。此阶段Q2可以零电压开通，Lr Cs继续谐振，Lr的电流继续减小，Cs的电压下降，但还未到零，因此变压器承受正向电压Vcs，DR1继续导通，其电流为Io/n。本阶段到t7时刻，Vcs的电压降至零为止。

模式9：t7-t8    箝位阶段

t7时刻，变压器电压为零，输出二极管DR2开始导通，变压器被短路。输出二极管DR2的电流线性上升，DR1的电流线性下降。变压器原边的电流也线性下降，但在t7时刻，变压器电流Ip＝Io/n，大于谐振电感电流，因此箝位二极管D6导通，电流方向如图所示，以弥补不足的谐振电感电流。在t8时刻，变压器原边电流下降到I_Lr，此时箝位绕组电流补充谐振电感的电流也降至零。

模式10：t8-t9    环流阶段

本阶段原边高谐振电感能量继续环流，副边两个二极管继续导通，DR1的电流继续下降，DR2的电流上升。此阶段等到Q4关断结束。

模式11：t9-t10    谐振阶段

t9时刻Q4关断，此时Lr与C1C2谐振，C1放电，C2充电，直至Q3的体二极管导通为止。

模式12：t10-t11    能量反馈阶段

谐振电感的能量继续反馈给输入电源，在t11时刻Q3导通。

在Q2Q3导通进入了另半个模式周期，其电路分析与前面12个模式雷同，在此不再分析。

结合以上分析，我们重点对二极管反向恢复期间的相关波形再进行描述：

对于输出二极管的箝位电压与额定值有个2*dV/n的压差，

dV＝k(V_Rc+V_d5+V_ds1)

由于漏感的存在和箝位二极管导通需要时间，当箝位开始和结束时，会出现小尖峰和短暂的振荡后达到额定反压。从图上看出，由于寄生电容(包括各种吸收电容)的存在，二极管反向电压慢慢上升到高压，同时最高反压被箝位，因此其恢复特性得到很好解决。同时增加的箝位二极管管工作于电流断续模式(DCM)，其关断自然为软关断，因此电路整体性能得到提高。

本发明经过实验，验证了理论分析的正确性与可行性。

对于本发明也适用于原边带隔直电容的拓扑或对副边采用全桥整流滤波电路。下面举一图例说明，如图18。

对于本电路的Q1Q4、Q2Q3的前后桥臂的导通时序对调，电路同样有效工作。

本电路通过对谐振电感电压的箝位，不仅保持了原有移相全桥电路的软开关特性，而且有效的消除了输出二极管的反向恢复造成的电压尖峰，增加的箝位二极管也具备软恢复特性，使电路具备优秀的电气性能。

Claims (6)

1、一种带有箝位电路的软开关全桥移相电路，包括全桥变换器、变压器(T1)、输出二极管(DR1、DR2或DR1、DR2、DR3、DR4)和辅助电感(Lr)，所述全桥变换器开关桥臂接于正负输入母线上，变压器(T1)原边与辅助电感(Lr)串联后接于全桥变换器两开关桥臂中点，变压器(T1)副边两端分别接输出二极管(DR1、DR2或DR1、DR2、DR3、DR4)，其特征是：在所述谐振电感(Lr)上增设一个第二绕组——箝位绕组，该箝位绕组的一端与开关桥臂中点上接辅助电感(Lr)的端点连接，另一端分别通过第一箝位二极管(D5)和第二箝位二极管(D6)箝位在正负输入母线上。

2、如权利要求1所述的带有箝位电路的软开关全桥移相电路，其特征是：谐振电感(Lr)与箝位绕组的匝比k取大于等于1的值。

3、如权利要求1或2所述的带有箝位电路的软开关全桥移相电路，其特征是：在箝位电感回路中串联一个电阻(Rc)。

4、如权利要求1或2所述的带有箝位电路的软开关全桥移相电路，其特征是：在变压器(T1)和辅助电感(Lr)之间有隔直电容(Cb)。

5、一种软开关全桥移相电路的箝位方法，用于对其输出二极管(DR1、DR2)尖峰电压进行箝位，其特征是：

在反向恢复阶段结束后，将谐振电感(Lr)上储存的多余能量通过电磁感应转移到箝位绕组，避免谐振电感(Lr)与寄生参数引起震荡；

将该箝位绕组与全桥变换器上的一个桥臂(Q1)形成能量释放回路，以释放上述多余能量。

6、如权利要求4所述的软开关全桥移相电路的箝位方法，其特征是：所述能量释放回路中还设置有电阻(Rc)。

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