CN1209682A - 一种软开关拓扑电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种软开关拓扑电路。本发明包括一个主开关、一个辅开关、一个与主开关并联的续流二极管、一个谐振电容、一个电流源、一个谐振电感、一个主二极管、一个馈能装置和一个电压源。本发明的电路拓扑,在保留现有技术中主开关实现零电压开关的优点的基础上,保证了在辅开关开通前辅二极管一定是截止的,从而保证了辅开关的零电流开通,也避免了辅二极管的硬关断,同时实现了辅开关的零电压关断,提高了电路的变换效率。

Description

一种软开关拓扑电路
本发明涉及一种软开关变换电路，更具体地涉及一种升压变换电路(Boost电路)、降压变换电路(Buck电路)及桥式电路中的软开关拓扑电路。
常规的Boost升压变换电路的零电压转移技术(ZVT)电路如图1所示。其电路包括电压源101，储能电感102，主MOSFET开关管103，谐振电容104，谐振电感105，辅MOSFET开关管106，超快恢复主二极管107，超快恢复辅二极管108，输出滤波电容109和负载电阻110。
电压源101、储能电感102、超快恢复主二级管107与输出滤波电容109形成一个主回路，当主MOSFET开关管103导通时，电压源101、储能电感102与主MOSFET开关管103形成另外一个主回路，谐振电感105与辅MOSFET开关管106组成一个串联支路，并联在主MOSFET开关管103的漏极和源极两端，在谐振电感105与辅MOSFET开关管106的连接点A通过超快恢复辅二级管108直接连接到输出滤波电容109的正极端。
这种变换电路拓扑已经记载在申请日为94.3.31，申请号为95190525.2发明专利的中国发明专利文献中，其发明名称为：“脉宽调制直流-直流升压转换器”、发明人为克里斯特·托伦，专利权人为L.M.埃利克逊电话股份有限公司，申请人所在地为瑞典。
现有的ZVT-Boost电路的工作时序如图2A-2F所示。图2A为辅MOSFET开关管106的门极驱动信号电压Vgs2的波形图；图2B为主MOSFET开关管103的门极驱动信号电压Vgs1的波形图；图2C为谐振电感105上的电流I1r的波形图；图2D为超快恢复主二极管107的电流IDmain的波形图；图2E为超快恢复辅二极管108的电流IDaux的波形图；图2F为主MOSFET开关管103的源极和漏极之间的电压Vdsmain的波形图。从以上图中可以看出：
在t=to时刻，辅MOSFET开关管106开通，由于流过电感的电流是不能发生突变的，当辅MOSFET开关管106开通时，谐振电感105上的电流是从初始值逐渐增加的，因此，流过超快恢复主二极管107上的电流是逐渐减少的，并逐渐减少到零，从而借助谐振电感105实现超快恢复主二极管107的软关断；
从图2D可以看出，在t=t1时刻，超快恢复主二极管107的正向电流平滑地降为零，从而实现了超快恢复主二极管107软关断；
超快恢复主二极管107软关断后，谐振电感105会与谐振电容104谐振，如图2F所示，在t=t2时刻，当谐振电容104上的电压谐振到零，即主MOSFET开关管103的漏极和源极之间的电压Vdsmain也为零时，主MOSFET开关管103的体二极管开始导通续流；
在主MOSFET开关管103的体二级管续流期间，于t3时刻开通主MOSFET开关管103，同时关断辅MOSFET开关管106，实现了主MOSFET开关管103的零电压开通，此时，谐振电感105里的储能通过超快恢复辅二极管108向输出滤波电容109馈能，因辅MOSFET开关管106的漏极和源极两端的电压通过超快恢复辅二极管108受输出滤波电容109上的电压VO的限制，从而也实现辅MOSFET开关管106关断时的电压箝位；
如图2E所示，在t=t4时刻，谐振电感105上的储能释放完毕，也即流过超快恢复辅二极管108的电流平滑降为零，实现了超快恢复辅二极管108软关断；
在t=t5时刻，主MOSFET开关管103关断，并联在主MOSFET开关管103两端的谐振电容104实现了主MOSFET开关管103的零电压关断，如图2F所示；随着主MOSFET开关管103的漏极和源极两端的电压Vdsmain的上升，辅MOSFET开关管106的漏极和源极两端的电压Vdsaux也会因谐振电感105和辅MOSFET开关管106的输出结电容谐振而上升，流过谐振电感105里的电流也是谐振上升的，如图2C所示；
在t=t6时刻，辅MOSFET开关管106的漏极和源极两端的电压Vdsaux等于输出滤波电容109上的电压即等于负载电阻110上的电压V0时，谐振电感105里的电流会通过超快恢复辅二极管108流向输出滤波电容109，而此时超快恢复主二极管107已经导通，这样谐振电感105上承受的压降为零，根据V=di/dt=0可知，流过谐振电感105里的电流在辅MOSFET开关管106开通前是保持不变的，因此，在t=t7时刻，当辅MOSFET开关管106周期地再次开通时，其开通为非零电流开通。
鉴于上述原因，在t=t0时刻的辅MOSFET开关管106开通就是一种非零电流开通，也不可避免地导致超快恢复辅二极管108在t=t0时刻的关断是一种硬关断，使得辅MOSFET开关管106的开通损耗和与之相对应的超快恢复辅二极管108的关断损耗都较大。正是由于上述原因，常规的ZVT-Boost电路在功率因数校正电路中只能取得96.5％左右的变换效率。
针对现有ZVT-Boost电路的辅MOSFET开关管106的非零电流开通和与之相对应的超快恢复辅二极管108的硬关断，提出一种能实现辅MOSFET开关管106零电流开通和超快恢复辅二极管108软关断的新的ZVT-Boost电路，以提高电路的效率。
本发明包括一个主开关、一个辅开关、一个与主开关并联的续流二极管、一个谐振电容、一个电流源、一个谐振电感、一个主二极管、一个馈能装置和一个电压源，谐振电容与主开关并联连接，主开关与辅开关周期地断开或接通，在辅开关断开的同时接通主开关，在主开关断开后一段时间再接通辅开关，本发明的元器件与现有技术基本相同，其主开关与辅开关的控制逻辑相同，而本发明的元器件的连接关系即拓扑不一样。本发明的元器件的连接关系的不同之处为：谐振电感插入电流源与主二极管同所述主开关的连接点B之间，所述辅开关与所述谐振电感同所述主开关组成的串联支路并联连接，所述馈能装置在所述辅开关断开时将谐振电感的剩余能量反馈掉，在此同时还馈送电流源的能量。
本发明的馈能装置可以为一个二极管即辅二极管，且此辅二极管与谐振电感同主二极管组成的串联支路并联连接。
以上所述的谐振电容可以为所述主开关器件的寄生电容，所述的续流二极管可以为主开关器件的反并二极管或体二极管。
本发明的电路拓扑，保证了在辅开关开通前辅二极管一定是截止的，从而保证了辅开关的零电流开通，也避免了辅二极管的硬关断，提高了电路的效率。但辅开关还是硬关断。
为了解决辅开关的硬关断，可以在原拓扑电路中增加一个无损吸收二极管和一个无损吸收电容。无损吸收二极管与所述辅二极管串联连接，其组成的串联支路与所述谐振电感同主二极管组成的串联支路并联连接，所述无损吸收电容跨接在所述无损吸收二极管同所述辅二极管的连接点与所述谐振电感同主二极管的连接点之间。
该拓扑实现了辅开关的零电流开通和零电压关断，进一步提高了电路的效率。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明，同一个标号表示同一部分。
图1为现有ZVT-BOOST电路拓扑；
图2为现有ZVT-BOOST电路的工作时序图；
图3A-3D为本发明的电路拓扑结构图；
图4为本发明在BOOST电路中的应用电路的工作时序图；
图5为本发明在BOOST电路中的应用原理图；
图6为进一步完善的本发明在BOOST电路中应用原理图；
图7为本发明在BUCK电路中的应用原理图；
图8为进一步完善的本发明在BUCK电路中的应用原理图；
图9为本发明在桥式电路中的应用原理图；
图10为进一步完善的本发明在桥式电路中的应用原理图；
图11为本发明在2KW功率因数校正(PFC)电路中的应用实施例；
图12为进一步完善的本发明在2KW功率因数校正(PFC)电路中的应用实施例；
本发明的电路拓扑结构如图3所示。其中图3A-3C为本发明的几种不同连接方式，应用于不同的电路中。
图3A为应用于BOOST电路时的拓扑结构，电流源305、谐振电感105、主二极管107及电压源308顺序连接组成一个主回路，电路的其他部分的连接与本发明方案中的描述相同；
图3B为应用于BUCK电路时的拓扑结构，电压源309、主开关302、谐振电感105、电流源310顺序连接组成一个主回路，电路的其他部分的连接也与本发明方案中的描述相同；
图3C为应用于桥式电路时的桥式电路中的一个臂的拓扑结构，桥式电路中的一个臂可以看作是一个BOOST电路与一个BUCK电路的组合，其中，电压源311、主开关之一302、谐振电感之一105、电流源312、谐振电容之一304、续流二极管之一303、辅开关之一301、辅二极管之一108、主二极管之一107组成一BUCK电路；电流源312、谐振电感之二105’、主二极管之二107’、电压源311、主开关之二302’、谐振电容之二304’、续流二极管之二303’、辅开关之二301’、辅二极管之二108’组成一BOOST电路，两个电路公用一个电流源312和一个电压源311，组成桥式电路中的一个臂。
图3D为进一步完善的本发明应用于BOOST电路时的拓扑结构，该拓扑结构在图3A方案中增加了两个元件即无损吸收电容306和无损吸收二极管307，其中，无损吸收二极管307与辅二极管108组成一串联支路同谐振电感105与主二极管107组成的串联支路并联；无损吸收电容306跨接在上述两支路的两个连接点之间。
图5为本发明在BOOST电路中的应用原理图。其核心为图3A所示的拓扑结构。其电路包括电压源501，储能电感502，主开关302，续流二极管303，谐振电容304，谐振电感105，辅开关301，主二极管107，辅二极管108，输出滤波电容503和负载电阻504。其中，电压源501与储能电感502替代图3A中的电流源，而输出滤波电容503和负载电阻504一起作为电路的输出回路。
而图4则表示了图5所示电路的工作时序。图4A为为辅开关106的门极驱动信号电压V1的波形图；图4B为主开关302的门极驱动信号电压V2的波形图；图4C为谐振电感105上的电流Ilr的波形图；图4D为辅二极管108的电流IDaux的波形图；图4E为主二极管107的电流IDmain的波形图；图4F为主开关302两端的电压VQmain的波形图。从以上图中可以看出：
在t=t0时刻，辅开关301开通，由于储能电感502与谐振电感105的电流均不能发生突变，因此辅开关301开通瞬间的电流为零。从而，本电路借助谐振电感105实现辅开关301的零电流开通；
从t0时刻开始，谐振电感105的电流即主二极管107上的电流逐渐减小，在t=t1时刻减小到零，从而利用谐振电感105实现了主二极管107软关断；
主二极管107软关断后，谐振电感105会与谐振电容304谐振，如图4F所示，在t=t2时刻，谐振电容304上的电压谐振到零，即主开关302两端的电压VQmain也为零，随后续流二极管303开始导通续流；
在续流二极管303续流期间，于t3时刻开通主开关302，同时关断辅开关301，因此实现了主开关302的零电压开通。此时，储能电感502里的电流加上谐振电感105里的谐振电流通过辅二极管108流向输出滤波电容503，因辅开关301两端的电压通过辅二极管108受到输出滤波电容503上电压的限制，从而实现了辅开关301关断时的电压箝位；
在t=t4时刻，当谐振电感105里的电流换向并逐渐增大到储能电感502的电流值时，辅二极管108的电流逐渐减小到零，从而实现了辅二极管108软关断；
在t=t5时刻，主开关302关断，并在主开关302两端的谐振电容304实现了主开关302的零电压关断；
在t=t6时刻，谐振电容304两端的电压上升到与输出滤波电容503上相同的电压，主二极管107导通，通过主二极管107与输出滤波电容503组成的电压箝位电路，限制了主开关两端的电压过冲，如图4F所示；
在t=t7时刻，辅开关301再次导通，周期地重复上述过程。
从以上可以看出，本发明在现有技术基础上，既解决了辅开关301的非零电流开通问题，同时解决了辅二极管108的硬关断问题。
图6所示的软开关电路与图5所示电路不同的是，增加了一个无损吸收二极管307和一个无损吸收电容306，即此电路为图3D拓扑结构的应用。其拓扑电路包括电压源601，储能电感602，主开关302，续流二极管303，谐振电容304，谐振电感105，辅开关301，主二极管107，辅二极管108，无损吸收二极管307，无损吸收电容306，输出滤波电容603和负载电阻604。
图6所示电路的工作过程与图5所示电路不同的是：
1．在t=t3时刻辅开关301关断时，储能电感602里的电流加上谐振电感105里的谐振电流通过辅二极管108流向无损吸收电容306，从而实现了辅开关301的零电压关断；
2．在t=t5时刻主开关302关断时，储存在无损吸收电容306里的能量通过无损吸收二极管307馈向输出滤波电容603。
图7所示的软开关拓扑电路为本发明在BUCK电路中的应用。其核心为图3B所示的拓扑结构。其电路包括电压源701，储能电感702，辅开关301，主开关302，续流二极管303，谐振电容304，谐振电感105，主二极管107，辅二极管108，输出滤波电容703和负载电阻704。其实现ZVT的思想与图5所示的ZVT-BOOST电路是一样的，具体工作过程如下：
当辅开关301开通时，借助谐振电感105实现主二极管107的软关断和辅开关301的零电流开通；
在主二极管107软关断后，谐振电容304与谐振电感105谐振，当谐振电容304上的电压降为零后，续流二极管303开始导通续流，在续流二极管303导通期间，开通主开关302，从而实现了主开关302的零电压开通；
在开通主开关302的同时关断辅开关301，此时，辅二极管108导通，一方面给储能电感702续流，另一方面给谐振电感105续流；
主开关302开通后，谐振电感105里的电流直线上升，直至辅二极管108软关断；
在主开关302关断时，并联在主开关302两端的谐振电容304实现了主开关的零电压关断；
当谐振电容304两端的电压上升到电压源701的电压后，主二极管107导通续流；
在此之后某一时刻，辅开关301再次导通，周期性地重复上述过程。
进一步完善的本发明在Buck电路中的应用见图8所示。本电路是在图7所示电路基础上增加了一个无损吸收二极管307和一个无损吸收电容306。该电路包括电压源801，辅开关301，主开关302，续流二极管303，谐振电容304，谐振电感105，主二极管107，辅二极管108，无损吸收二极管307，无损吸收电容306，储能电感802，输出滤波电容803和负载电阻804。
图8所示的电路的工作过程与图7不同的是：
1．在辅开关301关断时，通过主开关302、无损吸收电容306、辅二极管108给储能电感802续流，同时无损吸收电容306和辅二极管108也给谐振电感105续流，通过对无损吸收306的充电，实现了辅开关301的零电压关断；
2．在主开关302关断时，无损吸收电容306里的储能通过无损吸收二极管307向谐振电感105及储能电感802馈能。
本发明在桥式电路中的应用见图9所示。图9所示的电路为本发明在桥式电路中的一个臂的应用原理图，其核心为图3C所示的拓扑结构。其电路包括电压源901，辅开关之一301，辅开关之二301’，主开关之一302，主开关之二302’，续流二极管之一303，续流二极管之二303’，谐振电容之一304，谐振电容之二304’，谐振电感之一105，谐振电感之二105’，主二极管之一107，主二极管之二107’，辅二极管之一108，辅二极管之二108’，电感902。其中，电压源901、主开关之一302、谐振电感之一105、电感之一902、谐振电容之一304、续流二极管之一303、辅开关之一301、辅二极管之一108组成一个ZVT-BUCK电路，电感902、谐振电感之二105’、主二极管之二107’、电压源901、主开关之二302’、谐振电容之二304’、续流二极管之二303’、辅开关之二301’、辅二极管之二108’组成一个ZVT-BOOST电路，两个电路公用一个电感902和一个电压源901，组成桥式电路中的一个臂，电感902的另一端(C)与其他桥臂相连。
图10所示的电路为进一步完善的本发明在桥式电路中的一个臂的应用原理图。其电路为在图9的基础上增加了无损吸收电容之一306，无损吸收电容之二306’，无损吸收二极管之一307，无损吸收二极管之二307’。其中，无损吸收电容之一306，无损吸收二极管之一307加入到图9所示的ZVT-BUCK电路中组成一个改进的ZVT-BUCK电路；无损吸收电容之二306’，无损吸收二极管之二307’加入到图9所示的ZVT-BOOST电路中组成一个改进的ZVT-BOOST电路。其连接关系如本发明方案中所述。
本发明应用于2KW的功率因数校正(PFC)电路见图11所示。此电路为一个ZVT-BOOST电路，输入市电为单相交流220V电压，经过滤波网络1101滤波后，再经过整流桥1102整流作为电压源送入主回路；主回路中的储能电感1103其值取为300μH，谐振电感105的取值为20μH，主二极管107使用DSEI30-06A(600V,37A)，辅二极管108使用DSEI12-06A(600V,14A)，主开关302用两个型号为IXFH32N50(500V,32A)的MOSFET管并联，而辅开关301则用一个型号为IXFH20N60(600V,20A)的MOSFET管，主开关302和辅开关301的驱动控制电路1104利用了专用ZVT-PFC控制芯片，其型号为UC3855BN，谐振电容使用4n7无感电容，输出滤波电容使用3个330μF/450V的电解电容并联。此电路可以提供输出电压为415V功率为2KW的直流，取得了令人满意的效果，其效率高达97.3％。
进一步完善的本发明在2KW PFC电路中的应用如图12所示。其他元器件的取值基本上与图11中的一样，而增加的无损吸收二极管取为DSEI12-60A(600V,14A)，无损吸收电容取为6n6的无感电容。进一步完善的本发明应用于2KW的PFC电路的效率高达97.5％。
虽然以上以最佳实施方式详细描述了本发明的主要技术特征和优点，但本发明的保护范围显然并不局限于以上实施例，而是包括本领域技术人员对上述创造构思可能作出的各种显而易见的替换方案。

Claims (11)

1．一种功率变换电路中的软开关拓扑电路，包括一个主开关(302)、一个辅开关(301)、一个与所述主开关并联的续流二极管(303)、一个谐振电容(304)、一个电流源(305或310)、一个电压源(308或309)、一个谐振电感(105)、一个主二极管(107)、一个馈能装置，所述谐振电容(304)与所述主开关(302)并联连接，所述主开关(302)与所述辅开关(301)周期地断开或接通，在所述辅开关(301)断开的同时接通所述主开关(302)，在所述主开关(302)断开后一段时间再接通所述辅开关(301)，在BOOST电路拓扑中，所述电流源(305)与所述主开关(302)组成一个回路，所述主二极管(107)的阴极与所述电压源(308)的正极相连组成一个串联支路与所述主开关(302)并联；
在BUCK电路拓扑中，所述电压源(309)、所述主开关(302)、所述主二极管(107)组成一个回路，其中，所述电压源(309)的负极与所述主二极管(107)的阳极相连，所述电流源(310)与所述主二极管(107)同所述谐振电感(105)组成的串联支路并联连接，
其特征在于：所述谐振电感(105)插入所述电流源(305或310)与所述主二极管(107)同所述主开关(302)的连接点(B)之间，所述辅开关(301)与所述谐振电感(105)同所述主开关(302)组成的串联支路并联连接，所述馈能装置在所述辅开关(301)断开时将所述谐振电感(105)的剩余能量反馈掉，同时，还馈送电流源(305或310)的能量。
2．如权利要求1所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述电压源为一个电解电容(503)，且其正极与所述主二极管(107)的阴极相连，其负极与所述续流二极管(303)的阳极相连；所述电流源为一电压源(501)与一个储能电感(502)串联组成的支路，支路的一端为电压源(501)的负极并与所述续流二极管(107)的阳极相连，另一端与所述谐振电感(105)同所述辅开关(301)的连接点相连，其所组成的电路即为一带零电压转换技术的升压变换电路(ZVT-BOOST电路)。
3．如权利要求1所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述电压源为一个普通电压源(701)，且其正极与所述续流二极管(303)的阴极相连，其负极与所述主二极管(302)的阳极相连；所述电流源为一电压源如电解电容(703)与一个储能电感(502)串联组成的支路，支路的一端为电压源(703)的负极并与所述主二极管(107)的阳极相连，另一端与所述谐振电感(105)同所述辅开关(301)的连接点相连，其组成的电路即为一带零电压转换技术的降压变换电路(ZVT-BUCK电路)。
4．如权利要求1所述的软开关拓扑电路，其特征在于：如权利要求4所示电路和如权利要求5所示电路公用一个电压源(901)和一个电流源如电感(902)可以组合成桥式电路中的一个桥臂。
5．如权利要求1所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述的谐振电容(304)可以为所述主开关器件(302)的寄生电容。
6．如权利要求1所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述的续流二极管(303)为所述主开关器件(302)的反并二极管或体二极管。
7．如权利要求1所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述的馈能装置为一个二极管即辅二极管(108)，且此辅二极管(108)与所述谐振电感(105)同所述主二极管(107)组成的串联支路并联连接。
8．如权利要求7所述的软开关拓扑电路，其特征在于：还包括一个无损吸收二极管(307)和一个无损吸收电容(306)，所述无损吸收二极管(307)与所述辅二极管(108)串联连接，其组成的串联支路与所述谐振电感(105)同主二极管(107)组成的串联支路并联连接，所述无损吸收电容(306)跨接在所述无损吸收二极管(307)与所述辅二极管(108)的连接点与所述谐振电感(105)同主二极管(107)的连接点之间。
9．如权利要求1-8中任一权利要求所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述储能电感(502)的电感量比谐振电感(105)大得多。
10．如权利要求1-8中任一权利要求所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述主开关(302)的电流容量比辅开关(301)大得多。
11．如权利要求1-8中任一权利要求所述的软开关拓扑电路，其特征在于：所述主二极管(107)的电流容量比辅二极管(108)大得多。
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