CN1967997A - 五电平双降压式全桥逆变器 - Google Patents
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Abstract
一种五电平双降压式全桥逆变器属电能变换装置中的逆变器。该逆变器包含电源电路(1)，两个降压电路(2、3)的输入侧接电源电路(1)，其输出侧接输出滤波电容和负载电路(4)，工频开关电路(5)分别与以上各电路连接。开关管(Q51)和(Q52)反向串联的组合为双向阻断开关(S5)，将滤波电容(Cf)的原接“地”处通过新增的开关管(S3、S4)和(S5)分别接直流母线电压的正极、负极和中点，且外接的直流母线电压由原来的(±Ud)降为(±Ud/2)，即得到五电平双降压式全桥逆变器电路。该逆变器具有电路结构简单，控制方法易实现，直流侧无需均压大电容，功率器件电压应力小，谐波含量小，开关频率低，损耗小，效率高等优点。
Description
一、技术领域
本发明涉及一种五电平双降压式全桥逆变器，属电能变换装置中的逆变器。
二、背景技术
近年来，多电平变换器在高压大功率的场合越来越受关注，并得到了大量的研究。多电平变换器具有很多突出的优点：
1.由于其滤波前的输出电压为多电平合成的阶梯波，本身谐波含量已很小，极大降低所需滤波器的大小；
2.相对传统两电平变换器而言，器件开关频率低，开关损耗小；器件应力小；
3.无需输出变压器和动态均压电路。
另一方面，多电平变换器的缺陷也同样突出。归纳起来，多电平变换器可分为二极管箝位型、飞跨电容型和级联型三种。而它们存在一些共有的和独自的问题：
1.多电平变换器普遍存在电路结构复杂，使用器件过多的问题：二极管箝位型需要大量的箝位二极管；飞跨电容型需要大量的箝位电容；级联型同样需要大量开关管和电容，且随着电平数的增加，需要很多路独立直流电源；电平数越高，多电平变换器输出电压谐波含量越低，但其复杂性和开销也成倍数增加；也正因为这个原因，目前的研究仍集中在3到5个电平；
2.基于其电路的复杂性，造成多电平变换器在控制上也十分复杂困难，人们对此同样进行了大量的研究，提出的各种PWM控制策略普遍十分复杂；
3.飞跨电容型和二极管箝位型存在直流侧分压电容电压不均衡的难点问题；级联型不存在电容电压不平衡的问题，但要产生其所必需的多路独立直流电源同样是困难的；
4.级联型多电平变换器的单个模块拓扑结构几乎都采用H桥电路，电路中有大量直接串联在电源两端的开关管，桥臂直通的隐患严重。需另加控制死区，而这个死区将造成输出电压波形畸变失真。同时桥式电路中开关管的体二极管参与工作。对MOS型器件而言，提高MOSFET性能的措施往往会导致体二极管性能变差，很难兼顾两者的优化。研究表明随着开关频率的提高，开关器件体二极管的反向恢复问题趋于严重，反向恢复损耗在变换器总损耗中所占比例大幅增长。
三、发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种电路结构相对简单，控制方法相对易实现，直流侧无需均压大电容，功率器件电压应力小，无桥臂直通隐患，无开关管体二极管反向恢复的且具有多电平变换器谐波含量小，开关频率低，损耗小，器件电压应力小，效率高的五电平双降压式全桥逆变器。
本发明提出的五电平双降压式全桥逆变器从电路结构上讲不属于二极管箝位型、飞跨电容型或级联型中的任一种，而是源自近年来出现的双降压式半桥逆变器，是在其基础上进行改进得到的。
一种五电平双降压式全桥逆变器主电路拓扑，包括第一电源和第二电源串连成外接电源电路，且串联点接“地”，在逆变器输出正极性电流的半周期时调理工作的第一降压式电路，包括第一功率二极关管的阴极与第一功率开关管的源极相串联，其串联点与第一滤波电感的一端连接，且第一功率开关管的漏极接第一电源的正极，第一功率二极管的阳极接第二电源的负极，第一滤波电感的另一端连于滤波电容及负载电路正端；在逆变器输出负极性电流的半周期时调理工作的第二降压式电路包括第二功率开关管的漏极与第二功率二极管的阳极相串联，此串联点与第二滤波电感的一端连接，且第二功率开关管的源极接第二电源的负极，第二功率二极管的阴极接第一电源的正极，第二电感的另一端连接到由滤波电容和外接负载并联构成的滤波电容和负载电路的正端，其特征在于，还包括工频开关电路，该工频开关电路的构成是，第四功率开关管的漏极接到第一电源的正极，第三功率开关管的源极接到串联第二电源的负极，工频开关电路中的第一单向阻断开关管的漏极接两个输入串联电源的串联点“地”。 第三功率开关管的漏极与第四功率开关管的源极以及与第二单向阻断开关管的漏极相连，并连接到滤波电感和负载电路的负端。
本发明与现有技术相比，具有如下优点：
四、附图说明
附图1是本发明的五电平双降压式全桥逆变器电路结构示意图。附图1中的标号名称：1.电源电路2.第一降压电路3.第二降压电路4.输出滤波电容及负载电路5.工频开关电路。
附图2是双降压式半桥逆变器的电路结构示意图。
附图3是本发明的五电平双降压式全桥逆变器各开关模态示意图。
附图4是本发明的五电平双降压式全桥逆变器的主要波形示意图。
附图5是本发明的五电平双降压式全桥逆变器采用的控制框图。
附图1~附图5中的主要符号名称：Cf——输出滤波电容。D1~D2——功率二极管。ir——电压环输出即电流基准。iL1——滤波电感L1电流波形。iL2——滤波电感L2电流波形。L1~L2——滤波电感。R——负载阻抗。S1~S4——功率开关管。Q51、Q52——双单阻断开关管。+Ud、+Ud/2、0、-Ud/2、-Ud——逆变器输出滤波器端电压。Uo——逆变器输出电压。
具体实施方式
附图1是五电平双降压式全桥逆变器，包括电源电路(1)的输出接第一降压电路(2)和第二降压电路(3)，第一降压电路2和第二降压电路3的输出端连结，接滤波电容及负载电路4，以及第一双向阻断开关管Q51的源极与第二双向阻断开关管Q52源极相连构成第五功率开关管S5和第三功率开关S3及第四功率开关管S4构成的工频开关电路5。其特征在于，由第一电源Ud1和第二电源Ud2串连成外接电源电路1，且串联点接“地”。在逆变器输出正极性电流的半周期时调理工作的第一降压式电路2，由第一功率二极管D1的阴极、第一功率开关管S1的源极、第一滤波电感L1的一端连接构成，且第一功率开关管S1的漏极接第一电源Ud/2的正极，第一功率二极管D1的阳极接第二电源Ud/2的负极。在逆变器输出负极性电流的半周期时调理工作的第二降压式电路3，由第二功率开关管S2的漏极、第二功率二极管D2的阳极、第二滤波电感L2的一端连接构成，且第二功率开关管S2的源极接电源Ud/2的负极，第二功率二极管D2的阴极接电源Ud的正极。第一滤波电感L1的一端和第二滤波电感L2的一端连接，并连接到由滤波电容Cf和外接负载R并联构成的滤波电容和负载电路4的一端，滤波电容Cf和外接负载R的另一端同时接工频开关电路5的一端，工频开关电路5中的第四功率开关管S4的漏极接到第一电源的正极，工频开关电路5中的第三功率开关管S3的源极接到串联第二电源Ud/2的负极，工频开关电路5中的第五功率开关管S5的一端接输入串联电源的“地”。第三功率开关管S3的漏极、第四功率开关管S4的源极以及第五功率开关管S5的另一端相连，同时连接到滤波电感和负载电路4的另一端。
附图2是双降压式半桥逆变器的电路结构示意图，本发明的五电平双降压式全桥逆变器是在其基础上改进得到。
下面以附图1为主电路结构，结合附图3来叙述本发明的五电平双降压式全桥逆变器的具体工作原理和工作模态，对应的电路关键波形见附图4。
输出电流大于0的正半周，buck电路1调理工作，buck电路2不工作；输出电流小于0的正半周，buck电路2调理工作，buck电路1不工作。此时电路包括八个工作模态：
工作模态1
如图3(a)所示，输出电压uo＞0，电感电流iL1＞0，电感电流iL2＝0，功率开关管S3常开，功率开关管S5、S4常闭，功率开关管S2关断，功率开关管S1开通，电感电流iL1线性上升，变换器输出电平(滤波前)为Ud。
工作模态2
如附图3(b)所示，输出电压uo＞0，电感电流iL1＞0，电感电流iL2＝0，功率开关管S3常开，功率开关管S5、S4常闭，功率开关管S2关断，电感电流iL1从功率二极管D1续流，线性下降，变换器输出电平(滤波前)为0。
工作模态3
如附图3(c)所示，输出电压uo＞0，电感电流iL1＝0，电感电流iL2＞0，功率开关管S3常开，功率开关管S5、S4常闭，功率开关管S1关断，功率开关管S2开通，电感电流iL2线性上升，变换器输出电平(滤波前)为0。
工作模态4
如附图3(d)所示，输出电压uo＞0，电感电流iL1＝0，电感电流iL2＞0，功率开关管S3常开，功率开关管S5、S4常闭，功率开关管S1关断，功率开关管S2关断，电感电流iL2从功率二极管D2续流，线性下降，变换器输出电平(滤波前)为Ud。
工作模态5
如图3(e)所示，电感电流iL1＞0，电感电流iL2＝0，功率开关管S5常开，功率开关管S3、S4常闭，功率开关管S2关断，功率开关管S1开通，电感电流iL1线性上升，变换器输出电平(滤波前)为Ud/2。
工作模态6
如图3(f)所示，电感电流iL1＞0，电感电流iL2＝0，功率开关管S5常开，功率开关管S3、S4常闭，功率开关管S2关断，电感电流iL1从功率二极管D1续流，线性下降，变换器输出电平(滤波前)为-Ud/2。
工作模态7
如图3(g)所示，电感电流iL1＝0，电感电流iL2＞0，功率开关管S5常开，功率开关管S3、S4常闭，功率开关管S1关断，功率开关管S2开通，电感电流iL2线性上升，变换器输出电平(滤波前)为-Ud/2。
工作模态8
如图3(h)所示，电感电流iL1＝0，电感电流iL2＞0，功率开关管S5常开，功率开关管S3、S4常闭，功率开关管S1关断，功率开关管S2关断，电感电流iL2从功率二极管D2续流，线性下降，变换器输出电平(滤波前)为+Ud/2。
工作模态9
如图3(i)所示，输出电压uo＜0，电感电流iL1＝0，电感电流iL2＞0，功率开关管S5、S3常闭，功率开关管S4常开，功率开关管S2开通，功率开关管S1关断，电感电流iL2线性上升，变换器输出电平(滤波前)为-Ud。
工作模态10
如图3(j)所示，输出电压uo＜0，电感电流iL1＝0，电感电流iL2＞0，功率开关管S5、S3常闭，功率开关管S4常开，功率开关管S2关断，电感电流iL2从功率二极管D2续流，线性下降，变换器输出电平(滤波前)为0。
工作模态11
如图3(k)所示，输出电压uo＜0，电感电流iL1＞0，电感电流iL2＝0，功率开关管S5、S3常闭，功率开关管S4常开，功率开关管S1开通，功率开关管S2关断，电感电流iL1线性上升，变换器输出电平(滤波前)为0。
工作模态12
如图3(1)所示，输出电压uo＜0，电感电流iL1＞0，电感电流iL2＝0，功率开关管S5、S3常闭，功率开关管S4常开，S1关断，功率开关管S2关断，电感电流iL1从功率二极管D1续流，线性下降，变换器输出电平(滤波前)为-Ud。
工频开关电路(即开关管S3、S4、S5)的作用是在C点产生一个正负对称的工频脉宽电压，提供输出电压的大部分基波分量(见图5的电压VC)，双buck电路单元的调理输出在此基础上叠加，从而降低了所需滤波器大小和双buck电路单元的开关频率。工频开关电路采用电压三态滞环控制，来优选电压矢量拟合输出电压。对应功率开关管S3、S4、S5之一的开通，有三组电压矢量可选择。
表1.S3、S4、S5的开关组合状态对应矢量组
| 矢量组名 | S3 | S4 | S5 | VC | Vout | 工作模态 |
| 正长矢量组 | 1 | 0 | 0 | Ud | Ud、0 | 1～4 |
| 短矢量组 | 0 | 0 | 1 | 0 | ±Ud/2 | 5～8 |
| 负长矢量组 | 1 | 0 | 0 | -Ud | -Ud、0 | 9～12 |
为实现以上工作原理，采用控制方案如附图5所示，其中功率开关管S3、S4、S5的选取原则：输出电压大于0时选取正长矢量组和短矢量组；输出电压小于0时选取负长矢量组和短矢量组；输出电压幅值大于设定的门槛电压Um时选取长矢量组，小于设定的门槛电压Um时选取短矢量组。具体按下式进行：
由以上描述可知，本发明是一种适用于高压大功率场合的级联型多电平逆变器，变换器具有如下优点：
1.保留了多电平变换器本身输出电压谐波含量小的优点，有助于减小滤波器，同时可以降低PWM调制部分的开关频率，降低开关损耗，提高效率；
2.直流侧无需均压大电容，功率器件电压应力低，使得中小功率的开关器件可适用于高压、大功率的场合；
3.继承了双buck电路无桥臂直通、无开关管体二极管反向恢复问题的优点；
4.整个电路结构和控制方案相对传统多电平逆变而言是最简单的，易于实现，电路开销小；
5.需PWM调制电路单元采用滞环电流控制方案，逆变器动态性能佳。
Claims (1)
1.一种五电平双降压式全桥逆变器主电路拓扑，包括第一电源(Ud1)和第二电源(Ud2)串连成外接电源电路(1)，且串联点接“地”，在逆变器输出正极性电流的半周期时调理工作的第一降压式电路(2)包括第一功率二极关管(D1)的阴极与第一功率开关管(S1)的源极相串联，其串联点与第一滤波电感(L1)的一端连接，且第一功率开关管(S1)的漏极接第一电源(Ud2)的正极，第一功率二极管(D1)的阳极接第二电源(Ud2)的负极，第一滤波电感(L1)另一端连于滤波电容及负载电路(4)正端；在逆变器输出负极性电流的半周期时调理工作的第二降压式电路(3)包括第二功率开关管(S2)的漏极与第二功率二极管(D2)的阳极相串联，此串联点与第二滤波电感(L2)的一端连接，且第二功率开关管(S2)的源极接第二电源(Ud2)的负极，第二功率二极管(D2)的阴极接第一电源(Ud1)的正极，第二电感(L2)的另一端连接到由滤波电容(Cf)和外接负载(R)并联构成的滤波电容和负载电路(4)的正端，其特征在于，还包括工频开关电路(5)，该工频开关电路(5)的构成是，第四功率开关管(S4)的漏极接到第一电源的正极，第三功率开关管(S3)的源极接到串联第二电源(Ud2)的负极，工频开关电路(5)中的第一单向阻断开关管(Q51)的漏极接两个输入串联电源的串联点“地”。第三功率开关管(S3)的漏极与第四功率开关管(S4)的源极以及与第二单向阻断开关管(Q52)的漏极相连，并连接到滤波电感和负载电路(4)的负端。
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