CN1170359C - 低损耗的升压装置 - Google Patents

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Abstract

一种低损耗的升压装置，涉及用于电源或类似的电力系统的变换设备的低损耗的升压装置，本发明的装置通过控制功率开关的开通与关断，来控制功率开关的占空比，通过电感储能，实现输出电压的升压和调压，使用辅助电感减少二极管反向恢复电流，其特征在于电感的副边绕组向储能电容提供能量，而且为辅助电感向储能电容转移能量提供通路，本发明具有高效、增强的效果，适用于通信电源，不间断电源等市电输入的开关电源设备中。

Description

低损耗的升压装置
[技术领域]
本发明涉及用于电源或类似的电力系统的变换设备，尤其涉及一种低损耗的升压装置。
[背景技术]
单相的功率因数校正电路PFC被广泛应用于通信电源，不间断电源UPS等市电输入的开关电源设备中，其电路拓朴形式如图1所示，可实现使输入电流满足IEC的相关谐波标准要求，同时使功率因数近似为1。
单相功率因数校正电路通常采用升压电路形式，传统的升压电路如图1所示，它的工作原理如下：
1.通过控制功率开关S1的开通与关断，来控制功率开关S1的占空比，从而实现输出电压的升压功能和调压功能；其电压公式为：Vo＝VIN/d，其中d为功率开关S1的占空比；
2.当功率开关S1导通时，市电电压加在电感Lm两端，给Lm充电储能，Lm电流上升，此时续流二极管D反向截止；
3.当功率开关S1关断时，由于Lm电感电流不能突变，续流二极管D导通，市电电压与电感Lm串联，电流经续流二极管D给输出电容Co与负载供电，电感Lm电流下降。
这种传统的升压电路存在着如下的问题：
当功率开关S1关断时，续流第一二极管D导通，流过正向导通电流；当功率开关S1开通时，第一二极管D承受反向电压，由于第一二极管D存在着反向恢复效应，第一二极管D并不会立刻截止，而会有电流反向流过第一二极管D，形成反向恢复电流，反向恢复电流与电感Lm中的电流一起流过功率开关S1，从而增加了功率开关S1的开通损耗和第一二极管D的损耗。
当输出电压越高时，由于二极管的反向恢复时间更长，使上述问题更加严重；功率开关S1的开关频率越高，则反向恢复电流造成的损耗越大；上述电路特有的问题限制了电路工作频率的提高。
针对上述问题，普遍采用的方法是采用一个辅助电感与第一二极管D串联来减少反向恢复电流。
但辅助电感只能用来减少反向恢复电流，并不能减小反向恢复电流能量；要防止这部分能量形成损耗，还需要增加一个储能电容来储存反向恢复能量，直到功率开关S1重新导通后再把储存的能量送回输出电容；但这时，储能电容的引入为电感Lm电路的电流提供了第二支路，在电感Lm电流较大时，由于储能电容所储存的反向恢复能量是一个不大的数值，它不足以保证在功率开关S1关断期间使第二支路的电流全部转移到辅助电感所在的支路上。这样，辅助电感Ls不能完全发挥作用。
[发明内容]
本发明的目的在于提供一种高效的低损耗的升压装置，通过控制功率开关的开通与关断，来控制功率开关的占空比，通过电感储能，实现输出电压的升压和调压，并使用辅助电感减少二极管反向恢复电流，利用所述电感Lm的副边绕组Lmf为储能电容Cb提供附加的能量，而且为辅助电感Ls向储能电容Cb转移能量提供通路；并通过以下步骤来减小反向恢复电流损耗：1)在功率开关S1导通后，储能电容储存反向恢复能量的同时，
储能电容还通过电感Lm的副边绕组Lmf获得一份附加的能量；2)在功率开关S1关断后的续流过程中，将储存的反向恢复能量和附加的能量转移到输出电容Co。
采用这种本发明的低损耗的升压装置包括由功率开关(S1)、电感(Lm)、第一二极管(D)和输出电容(Co)组成的升压电路，其中，还包括一储能电路，连接于所述第一二极管(D)正、负极两端和地线之间；
所述储能电路包括一辅助电感(Ls)、一储能电容(Cb)和一第二二极管(D2)、第四二极管(D4)以及所述电感(Lm)的一副边绕组(Lmf)；所述第二二极管(D2)和所述第四二极管(D4)串接于所述副边绕组(Lmf)和第一二极管(D)的负极之间，所述第四二极管的负极与所述第二二极管的正极相连接，所述第二二极管的负极与所述第一二极管的负极相连接并与所述输出电容相连接；
所述第一二极管(D)正极与所述辅助电感(Ls)串接，所述辅助电感的任一端与所述电感的输出端电性连接；
所述储能电容(Cb)连接在所述第二二极管(D2)与第四二极管(D4)的连接处和第一二极管(D)与所述辅助电感(Ls)的连接处之间。
所述的低损耗的升压装置，其中：所述的储能电路还设有一第三二极管(D3)，其正极连接于所述辅助电感(Ls)和所述功率开关(S1)的连接处，其负极与所述输出电容(Co)电性相接。
所述的低损耗的升压装置，其中：所述的储能电路中所述电感的输出端与所述辅助电感和第一二极管的连接点端相电性连接。
所述的低损耗的升压装置，其中，所述的储能电路中所述电感的输出端与所述辅助电感和所述功率开关的连接点端相电性连接。
本发明的有益效果为：在本发明中，电感Lm的副边绕组Lmf为一储能电路提供能量，副边绕组Lmf与电感Lm等效工作在变压器工作方式，向储能电容Cb提供能量，而且为辅助电感Ls向储能电容Cb转移能量提供通路，副边绕组Lmf提供了随着输入电压Vin的变化转移能量，同时也提供了辅助电感Ls反向恢复能量的储存通路，当功率开关S1关断后，使续流电流全部转移到辅助电感Ls与二极管D串联的支路上去；同时将储存的反向恢复电流能量转移到输出电容Co上，没有造成能量损耗，从而提高了整个电路的效率，这样，就避免了现有技术中不能有效地使全部能量转移的问题，因此本发明具有高效、增强的效果；而且，在本发明中，储存的转移能量随着输入电压的变化而变化，输入电压越大，储存的转移能量越大，反之，输入电压越小，储存的转移能量越小，当交流输入电压在过零点附近时，储存的转移能量很小，从而避免了造成储能电容Cb上电压泵升，不会在续流二极管D上造成较大的电压尖峰应力，提高了本发明的工作效率和可靠性。
总之，本发明具有高效、增强的效果，适用于通信电源，不间断电源等市电输入的开关电源设备中。
[附图说明]
图1为现有升压电路示意图；
图2为本发明电路示意图；
图3为本发明电路示意图；
图4为本发明电路工作时序示意图。
[具体实施方式]
下面根据附图和实施例对本发明作进一步详细说明：
根据图2和图4，本发明的升压方法为：通过控制功率开关S1的开通与关断，来控制功率开关S1的占空比，通过电感Lm储能，实现输出电压Vo的升压和调压，使用辅助电感Ls减少第一二极管D反向恢复电流，电感Lm的副边绕组Lmf为一储能电路提供能量，当开关S1导通时副边绕组Lmf与电感Lm等效工作在变压器工作方式，向储能电容Cb提供能量，而且为辅助电感Ls向储能电容Cb转移能量提供通路。
其具体的电路结构如图2所示，包括由功率开关S1、电感Lm、第一二极管D和输出电容Co构成的基本的升压电路，第一二极管D与辅助电感Ls串接，还包括一个储能电路，连接于第一二极管D正、负极两端和地线之间，储能电路包括辅助电感Ls，储能电容Cb和第二二极管D2、第四二极管D4以及电感Lm的副边绕组Lmf；第二二极管D2和第四二极管D4串接于副边绕组Lmf和第一二极管D的负极之间，所述第四二极管的负极与所述第二二极管的正极相连接，所述第二二极管的负极与所述第一二极管的负极相连接并与所述输出电容相连接；所述第一二极管D正极与所述辅助电感Ls串接，所述辅助电感的任一端与所述电感的输出端电性连接；储能电容Cb架设于第二二极管D2与第四二极管D4的连接处和第一二极管D与辅助电感Ls的连接处之间，所述储能电路还设有第三二极管D3连接于辅助电感Ls和功率开关S1的连接处，与输出电容Co相接。
本发明所述的低损耗的升压装置，其所述第三二极管D3，其正极连接于所述辅助电感Ls和所述功率开关S1的连接处，其负极与所述输出电容Co电性相接。
本发明的所述的储能电路中所述电感的输出端可以与所述辅助电感的任一端电连接，可以与所述辅助电感的与第一二极管D的连接点端相电性连接，如图3所示；或与所述辅助电感的和所述功率开关的连接点端相电性连接，如图2所示。
本发明的工作过程可通过如下分析进行说明：
如图2所示，当功率开关S1导通时电感Lm的原边电压为输入电压Vin，副边绕组Lmf的电压Vlmf正比于原边输入电压Vin，电压的方向与同名端方向一致，公式如下：
Vlml＝Vin；Vlmf＝Vin/n，n为电感Lm原边与副边的匝数比。
为了简化电路分析，在一个开关周期内可作如下假设：
1.输出电容Co足够大，可以认为输出电压Vo为恒定不定的直流电压；
2.除了续流二极管D以外，所有功率器件都是理想器件；
3.电感Lm远大于辅助电感Ls；
4.输入电压Vin为常数。
基于上述假设条件，我们可把一个电路工作周期分为6个时间段来分别进行分析，其电路工作时序如图4所示，其中ID为续流二极管D的电流，If为电感Lm电流，Vo为输出电压，Vs1为功率开关S1上的电压，Ils为辅助电感Ls的电流，ID4为二极管D4的电流，VCb为储能电容Cb电压，ID3为二极管D3的电流，VD为续流二极管D的电压，Irr为反向恢复电流最大值：
第一阶段(t0--t1)：
功率开关S1在t0时刻导通，续流二极管D有反向恢复电流流过，辅助电感Ls与续流二极管D串联来减少反向恢复电流。
此时输入电感在电感储能的过程中，同时也等效工作在变压器工作方式。
第二阶段(t1--t2)
续流二极管D在t1时刻截止，反向恢复现象结束，此时辅助电感Ls的储存能量为1/2*Ls*Irr 2，其中Irr为反向恢复电流最大值；此时二极管D4自然导通，电流沿Vlmf--D4--Cb--Ls--S1--Vlmf流动，形成谐振通路。
在t2时刻，辅助电感Ls电流下降为0，此时辅助电感Ls的储存能量全部转移到储能电容Cb上。
此时储能电容Cb储存的能量为：
Ecb＝1/2*Ls*Irr 2+Cb*Vlmf 2+Cb*Vlmf*(Vlmf 2+Irr 2*Ls/Cb)1/2；
储能电容Cb电压为：
VCb＝(Vlmf 2+Irr 2*Ls/Cb)1/2+Vlmf
续流二极管D上的电压为：
Vd＝Vo+VCb-Vlmf＝Vo+(Vlmf 2+Irr 2*Ls/Cb)1/2；
第三阶段(t2--t3)
在t2时刻，二极管D4自然截止，储能电容Cb电压保持不变，进入正常的功率因数校正电路PFC电路的功率开关S1导通工作状态。
第四阶段(t3--t4)
在t3时刻，功率开关S1关断，由于电感Lm电流If不能突变，二极管D3导通，电流If沿二极管D3流至输出电容Co，同时，二极管D2自然导通，电流沿Ls--Cb--D2流动，形成谐振通路，使辅助电感Ls电流不断增加，储能电容Cb电压不断减少，使二极管D3支路上的电流逐渐转移到辅助电感Ls支路上来。
第五阶段(t4--t5)
在t4时刻，辅助电感Ls电流增加到电感Lm电流If，电流已全部转移到辅助电感Ls支路上来，二极管D3自然截止，电流If沿Ls--Cb--D2恒流流动，储能电容Cb电压继续减少。
第六阶段(t5--t6)
在t5时刻，储能电容Cb电压下降为0，续流二极管D自然导通，二极管D2自然截止，进入正常的功率因数校正电路PFC的功率开关S1关断续流工作状态，此时储能电容Cb电压为0保持不变。
从上述的电路分析可以知道，反向恢复电流能量通过储能电路全部转移到输出电容Co上，没有造成能量损耗，从而提高了整个电路的效率。
从储能电容Cb储存的能量，即Ecb＝1/2*Ls*Irr 2+Cb*Vlmf 2+Cb*Vlmf*(Vlmf 2+Irr 2*Ls/Cb)1/2可以看出，储存的转移能量除了反向恢复能量，还包括从副边绕组Lmf中得到的部分能量，此部分转移能量保证当功率开关S1关断后，能有效地使续流电流全部转移到辅助电感Ls与二极管D串联的支路上去。
从上式还可知，储存的转移能量随着输入电压Vin的变化而变化，输入电压Vin越大，储存的转移能量越大，反之，输入电压Vin越小，储存的转移能量越小。
这一特点在功率因数校正电路PFC中具有明显的优点：
在功率因数校正电路PFC中，输入电流为正弦波，同时与市电正弦波电压同相位，在市电周期内，电感Lm电流If随着市电电压的瞬时值变化而变化，输入电压Vin越大，电流If越大，需要转移的电流越大；输入电压Vin越小，电流If越小，需要转移的电流越小。这就是说，储能电容Cb储存的转移能量随着电流If的变化而变化，当输入电压Vin在峰值附近时，储存的转移能量很大，能够使电流If有效转移到辅助电感Ls与二极管D串联的支路上去；当输入电压Vin在过零点附近时，储存的转移能量很小，从而避免了造成储能电容Cb上电压泵升，不会在续流二极管D上造成较大的电压尖峰应力。
对本发明而言，电路结构可以如图3所示，其电路结构与图2所示实质相同，工作原理和工作过程与前述相同，此处不再赘述。

Claims (4)

1.一种低损耗的升压装置，包括由功率开关(S1)、电感(Lm)、第一二极管(D)和输出电容(Co)组成的升压电路，其特征在于，还包括一储能电路，连接于所述第一二极管(D)正、负极两端和地线之间；
所述储能电路包括一辅助电感(Ls)、一储能电容(Cb)和一第二二极管(D2)、第四二极管(D4)以及所述电感(Lm)的一副边绕组(Lmf)；所述第二二极管(D2)和所述第四二极管(D4)串接于所述副边绕组(Lmf)和第一二极管(D)的负极之间，所述第四二极管的负极与所述第二二极管的正极相连接，所述第二二极管的负极与所述第一二极管的负极相连接并与所述输出电容相连接；
所述第一二极管(D)正极与所述辅助电感(Ls)串接，所述辅助电感的任一端与所述电感的输出端电性连接；
所述储能电容(Cb)连接在所述第二二极管(D2)与第四二极管(D4)的连接处和第一二极管(D)与所述辅助电感(Ls)的连接处之间。
2.根据权利要求1所述的低损耗的升压装置，其特征在于：所述的储能电路还设有一第三二极管(D3)，其正极连接于所述辅助电感(Ls)和所述功率开关(S1)的连接处，其负极与所述输出电容(Co)电性相接。
3.根据权利要求2所述的低损耗的升压装置，其特征在于：所述的储能电路中所述电感的输出端与所述辅助电感和第一二极管的连接点端相电性连接。
4.根据权利要求2所述的低损耗的升压装置，其特征在于，所述的储能电路中所述电感的输出端与所述辅助电感和所述功率开关的连接点端相电性连接。
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