CN1238952C

CN1238952C - 一种低损耗的dc/dc升压电路

Info

Publication number: CN1238952C
Application number: CN 03119225
Authority: CN
Inventors: 袁鑫
Original assignee: Emerson Network Power Co Ltd
Current assignee: Yada Power Products Shenzhen Co ltd
Priority date: 2003-03-05
Filing date: 2003-03-05
Publication date: 2006-01-25
Anticipated expiration: 2023-03-05
Also published as: CN1457136A

Abstract

一种低损耗的DC/DC升压电路，在现有的电流缓冲器上还包括：在输入电感(Lm)和电感元件(Ls)之间，连接一可控电压源，所述的可控电压源用于在开关装置(Q)关断后，加速第一二极管(D1)的电流转移到由感元件(Ls)和反向恢复二极管(D)组成的串联支路上；在开关装置(Q)打开后，加快电感元件(Ls)中的能量完全转移到输出电容(C)上；第二电容(Cs)和第三二极管(D3)，所述第二电容(Cs)的一端、第三二极管(D3)的阴极与第二二极管(D2)的阳极相互连接于第四点(d)，所述电容(Cs)的另一端、第三二极管(D3)的阳极与地线相连。本升压电路最大的优点是减小了能量损耗，提高了整个电路的效率。

Description

一种低损耗的DC/DC升压电路

技术领域

本发明涉及一种升压电路，尤其是指一种低损耗的DC/DC升压电路，属于电学中的基本电子电路技术领域。

背景技术

目前，随着各种电子工业的迅速发展，在开关式功率变换器领域中，人们对电源的要求也越来越高，根据不同的需要研制了电能变换处理装置，为了便于电能的储存使用，出现了各种各样的功率变电路，如：AC/DC降压电路、AC/DC升压电路、AC/AC升压电路、DC/DC升压电路等，尤其是DC/DC升压变换的电路，也在不断的发展之中。早期使用脉冲宽度调制电路(PWM)，将一个电压通过改变一个或多个通常在恒定频率下动作的开关脉冲宽度(或占空比)来进行控制。

如图1所示，为传统的BOOST升压电路，其主要包括开关装置Q、输入电感Lm、呈现反向恢复的二极管D、输出电容C，其中开关装置为功率开关Q。它的工作原理主要是通过控制功率开关Q的开通与关断，来控制功率开关Q的占空比，从而实现输出电压的升压功能和调压功能，其电压公式为：V₀＝V_IN/d；(d---功率开关Q的占空比)；

当Q导通时，电压V_IN加在输入电感Lm两端，给Lm充电储能，Lm电流上升，此时呈现反向恢复的二极管D反向截止；当Q关断时，由于Lm电感电流不能突变，呈现反向恢复的二极管D导通，V_IN与电感Lm串联，电流经呈现反向恢复的二极管D给输出电容与负载供电，电感Lm电流下降。

这种常用的DC/DC升压电路，虽然工作原理简单，所用电子器件较少，成本低，但是，同时也存在着如下的问题：

当Q关断时，呈现反向恢复的二极管D导通，流过正向导通电流。当Q开通时，二极管D承受反向电压，由于二极管D存在着反向恢复效应，D并不会立刻截止，而会有电流反向流过二极管D，形成反向恢复电流，反向恢复电流与电感Lm的电流一起流过功率开关S，从而增加了Q的开通损耗和D的损耗。

尤其是输出电压越高时，高压二极管的反向恢复时间更长，上述问题则更加严重。此外，功率开关Q的开、关频率越高，在此电路中因反向恢复电流而造成的损耗就越大；所以，由于上述问题的存在还限制了电路工作频率的提高。

为了解决上述问题，在专利号为94191700.2的缓冲器专利中公开了一种电流缓冲器，如图2所示，采用一个辅助电感Ls与呈现反向恢复的二极管D串联来减少反向恢复电流。通过一个电容Cs和二个二极管D1、D2能够使辅助电感贮存的反向恢复能量转移到输出电容C上。从而形成了无损耗缓冲器；

上述电流缓冲器存在着如下的问题：

当Q关断时，由于Lm电感电流不能突变，Lm电流从二极管D1，D2流到输出电容，为了使电流缓冲器能够有效工作，在Q关断的时间内，必须保证D1，D2支路上的电流全部转移到Ls与D串联的支路上去，而换流的能量完全由Cs上存储的能量来提供，由于电容Cs上存贮的能量为(1/2)LsIrr²(Irr为二极管反向恢复电流)，因此当Lm电流较大时，Cs上存储的能量无法使D1，D2支路上的电流全部转移到Ls与D串联的支路上去，在Q开通时，由于D1，D2支路形成反向恢复电流，造成电流缓冲器没有完全发挥作用。

本发明的电路不仅保持了现有电路的全部优点，而且针对上述现有技术的不足，克服其中存在的问题，研制出一种特别适于输入电压范围在220伏以下的DC/DC升压电路。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能减少开关装置的损耗，使电流缓冲器充分工作，将线路中的损耗将抵至最小低损耗的DC/DC升压电路。

本发明的另一目的在于提供一种消除在开关装置接通过程中产生的电磁干扰现象的低损耗的DC/DC升压电路。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种低损耗的DC/DC升压电路，包括：

第一电容Cb；

输入电感Lm，及沿着一个回路连接的：开关装置Q，反向恢复二极管D，输出电容C，包含电感元件Ls、第一二极管D1和第二二极管D2的电流缓冲器；

所述的电流缓冲器还包括：

连接在输入电感(Lm)和电感元件Ls之间，用于在开关装置Q关断后，加速第一二极管D1的电流转移到电感元件Ls和反向恢复二极管D组成的串连之路，在开关装置Q打开后，加快电感元件Ls中的能量完全转移到输出电容C上的可控电压源；

第二电容Cs和第三二极管D3，所述电容Cs的一端、第三二极管D3的阴极与第二二极管D2的阳极相互连接，所述电容Cs的另一端、第三二极管D3的阳极与地线相连。

所述的可控电压源是输入电感Lm的副边绕组电感L1。

本发明的一种连接方式如下：输入电感Lm的同名端与副边绕组电感L1的异名端接于第一点a，第一二极管D1的阳极与开关装置Q的一端接于第一点a，开关装置Q的另一端接地，电感元件Ls的一端与副边绕组电感L1的同名端接于第二点b，电感元件Ls的另一端与反向恢复二极管D的阳极、第一电容Cb的一端接于第三点c，电容Cb的另一端与第二二极管D2的阳极连接于第四点d，第一二极管D1、反向恢复的二极管D、第二二极管D2的阴极连接于输出电容C的正极。

本发明的另一种连接方式如下：输入电感Lm的同名端、副边绕组电感L1的同名端、反向恢复二极管D的阳极和第一电容Cb的一端共同接于第八点h，电感元件Ls的一端与副边绕组电感L1的异名端连接于第六点f，电感元件Ls的另一端、开关装置Q的一端与第一二极管D1的阳极共同接于第七点g，开关装置Q的另一端接地，第二二极管D2的阳极与第一电容Cb的另一端接于第四点d，第一二极管D1、反向恢复的二极管D、第二二极管D2的阴极连接于输出电容C的正极。

所述的第一电容Cb比所述的第二电容Cs大至少200倍。

使用本发明的有益效果在于：采用一个辅助电感与续流二极管D串联来减少反向恢复电流方法的基础上，通过增加一个特殊的可控电压源来提供电流转移能量。当Q关断后，能有效的实现使续流电流全部转移到Ls与D串联的支路上去，使电流缓冲器真正发挥作用；同时将储存的反向恢复电流能量转移到输出电容上，减小了能量损耗，从而提高了整个电路的效率。

同时，当本专利用作功率因数校正电路时，可控电压源每个开关周期的储存能量随该周期内电感电流值大小而改变，电感电流值越大，储存能量越大。反之一样，故不会造成相关电容电压泵升，减少了续流二极管的峰值电压应力，具有非常显著的优点。

附图说明

图1为传统的BOOST升压电路；

图2为现有的无损耗电流缓冲器的电路原理图；

图3为本发明DC/DC升压电路实施例1的电路原理图；

图4为本发明实施例1在一个开关周期不同阶段的各种波形图；

图5为本发明DC/DC升压电路实施例2的电路原理图；

图6为本发明实施例2在一个开关周期不同阶段的各种波形图；

图7为传统的BOOST升压电路在实验中运用的电路原理图；

图8为图3所示实施例1在实验中运用的电路原理图；

图9为图5所示实施例2在实验中运用的电路原理图。

具体实施方式

实施例1

如图3所示，为发明DC/DC升压电路实施例1的电路原理图；输入电感Lm的同名端与副边绕组电感L1的异名端接于第一点a，第一二极管D1的阳极与开关装置Q的一端接于第一点a，开关装置Q的另一端接地，电感元件Ls的一端与副边绕组电感L1的同名端接于第二点b，电感元件Ls的另一端与反向恢复二极管D的阳极、第一电容Cb的一端接于第三点c，电容Cb的另一端与第二二极管D2的阳极连接于第四点d，第一二极管D1、反向恢复的二极管D、第二二极管D2的阴极连接于输出电容C的正极。

在这种连接方式中，输入电感Lm与副边绕组L1等效成一个变压器。副边绕组电感L1的电压正比于输入电感Lm两端电压，当开关装置Q关断时，输入电感Lm两端电压为输出电压减输入电压，公式如下：

V_Lm＝V_O-V_IN；

V_L1＝V_Lm/n(n---电感Lm与L1的匝比)；

输入电感Lm副边绕组电感L1提供了Ls电流转移所需的能量，同时L1与Cb、Cs、D3组成的储能电路提供了Ls反向恢复能量的储存通路。

为了更有利于我们对电路的分析，可把这个电路的一个开关工作周期分为8个时间段来分别进行分析，其电路工作波形，如图4所示。

第一阶段(t0-t1)

开关Q在t0时刻关断，由于输入电感Lm电流不能突变，第一点a、第五点e两点间电压迅速上升，电感Lm两端电压VLm由负变正，当Vae等于输出电压时，二极管D1导通，电流I_Lm沿D1流至输出电容C；随着VLm由负变正，VL1极性也由负变正，Vb＝Va+VL1，通过Ls给Cb、Cs串联电容充电，Ls电流开始上升。

由于在Q关断前VCb＜0、VCs＞0、VL1＜0，且满足：

VCs+VCb＝VL1；Cs＜＜Cb(300倍)即：Cb＝300Cs；

因此随Va电压上升，VCs电压迅速上升，当t1时刻VCs等于输出电压，二极管D2导通，VCs被钳位在Vo。在t1时刻，可以计算出Ls电流值：

I_Ls(t1)＝Uo[(Cb//Cs)/Ls]^1/2

由于I_D1＝I_Lm-I_Ls，随着I_Ls的上升，I_D1开始逐渐下降。

第二阶段(t1-t2)

t1时刻VCb电压依然为负，电压Vb通过Ls、Cb、D2通路给Cb充电，VCb逐渐上升，Ls电流继续上升，在t2时刻VCb等于零，二极管D导通，第三点c电压被钳位在输出电压，二极管D2关断，Cb、Cs将按照电容值进行串联分压。在t2时刻，Ls电流为：

I_Ls(t2)＝I_Ls(t1)+U_L1(Cb/Ls)^1/2sin[t2/(Cb·Ls)]；

第三阶段(t2-t3)

t2时刻Ls两端电压为V_L1，Ls在电压VL1的作用下线性增长；同时I_Lm在V_Lm＝V_O-V_IN作用下线形下降，当I_Ls＝I_Lm时，D1断流，电感电流将全部经二极管D流至输出电容。

第四阶段(t3-t4)

t3时刻D1断流，此时电流I_Ls＝I_Lm＝I_L1，在电压V_O-V_IN的作用下，按照I＝(V_O-V_IN)/(Lm+Ls+L1)的斜率逐渐减小，此时L1是作为电感在工作的。

第五阶段(t4-t5)

t4时刻主开关管Q开通，第一点a电压下降至零，VLm等于-V_IN，Lm电流开始上升；V_L1电压变负，等于-V_IN/n，其作为电感工作时储存的能量将回馈到Lm绕组；电感Ls在电压Vo-V_L1的作用下，电流逐渐减小到零，此时二极管D由于反向恢复特性的影响不会马上关断，Ls上将流过负电流，负电流的大小取决于二极管的反向恢复时间；随着I_Ls的减小，流过Q的电流逐渐增加，Q实现零电流开通。

第六阶段(t5-t6)

续流二极管D在t5时刻截止，反向恢复现象结束。此时Ls的储存能量为(1/2)LsIrr²(Irr为反向恢复电流最大值)；此时Lm电流在VIN电压的作用下继续上升，Cb与Cs串联，沿Cs、Cb、Ls、L1、Q放电，VCs很快等于零，二极管D3导通，放电电流沿D3、Cb、Ls、L1、Q流动，形成谐振通路。在t6时刻，Ls电流下降到0，此时Ls的储存能量全部转移到Cb上。

此时电容Cb上存储的能量为：E_Cb＝(1/2)LsIrr²+(1/2)Cs(Vo-V_L1)²；

Cb上电压V_Cb为：V_Cb＝-E_Cb ^1/2/Cb；则二极管D上的最大的反压为：Vo-V_Cb。

第七阶段(t6-t7)

t6时刻由于Vb电压高于Vc，因此会通过Ls给Cb、Cs串联的电容充电，产生谐振，由于Cs＜＜Cb，因此VCb基本不变，VCs会由于这个谐振的过程产生一系列衰减振荡，在这个振荡过程中V_Cb不会到零，因此一直相当于Ls与Cb、Cs串联的电容谐振，最终t7时刻VCs电压稳定在V_L1-V_Cb。整个过程中损耗掉的能量为：Es＝(3/2)Cs(VL1-VCb)²。当Cs很小、VL1与VCb电压接近时这个损耗可以忽略。

第八阶段(t7-t8)

t8时刻开始电路进入正常BOOST电路的工作过程，直到下一周期开始。

实施例2

如图5所示，为本发明DC/DC升压电路实施例2的电路原理图；输入电感Lm的同名端、副边绕组电感L1的同名端、反向恢复二极管D的阳极和第一电容Cb的一端共同接于第八点h，电感元件Ls的一端与副边绕组电感L1的异名端连接于第六点f，电感元件Ls的另一端、开关装置Q的一端与第一二极管D1的阳极共同接于第七点g，开关装置Q的另一端接地，第二二极管D2的阳极与第一电容Cb的另一端接于第四点d，第一二极管D1、反向恢复的二极管D、第二二极管D2的阴极连接于输出电容C的正极。

其工作原理具体如下：

如图6所示，为本发明实施例2在一个开关周期不同阶段的各种波形图。

第一阶段(t0-t1)

Q在t0时刻关断，此时I_Lm＝I_L1＝I_Ls，给Q寄生电容Cds充电，Vge升高，当Vge＝VO时，D1开通，电流沿Lm、L1、Ls、D1流至输出电容；同时I_Lm给Cb、Cs串联电容充电，由于第一电容Cb的电容值是第二电容Cs的电容值的500倍，因此VCs迅速升高，同时由于Q开通时(t0时刻)有VCs＞0、VCb＜0，因此ILm可以在t1时刻将Vd充电至V0，电流沿Lm、Cb、D2流至输出端。

在t1时刻Vhe＝Vo+VCb；Vf＝Vh-VL1；VL1＝VLm/N(N为Lm和L1的变比)。

因此此时Vgf＝VCb-VL1＜0。

第二阶段(t1-t2)

Lm电流沿Cb、D2及L1、Ls、D1两条支路流到输出端。对于Cb、D2支路，电容Cb充电使Vhe电压升高，当t2时刻Vhe＝VO时，二极管D开通，D2截止。对于L1、Ls、D1支路，Ls电流在电压Vgf的作用下逐渐减小。

第三阶段(t2-t3)

t2时刻D开通，Vgf＝-VL1，在该电压的作用下，ILs继续减小到零。

第四阶段(t3——t4)

t3时刻D1自然截止，电流ILm全部通过D流到输出端。ILm在VO-VIN的作用下逐渐减小。

第五阶段(t4-t5)

t4时刻Q开通，Vg＝0，ILs在VO-VL1电压的作用下上升，当ILs＝ILm时，Lm电流全部从L1、Ls、Q支路流过。此时D不会马上关断，关断的时间由该二极管反向恢复时间确定。其反向恢复电流从L1、Ls、Q支路流过，大小取决于VO、Ls电感量以及D的反向恢复时间。Q开通时其电流从零逐渐增加，实现零电流开通；同时二极管反向恢复电流大大减小。

第六阶段(t5-t6)

续流二极管D在t5时刻截止，反向恢复现象结束。Cb与Cs串联，沿Cs、Cb、Ls、L1、Q放电，VCs很快等于零，二极管D3导通，放电电流沿D3、Cb、Ls、L1、Q流动，形成谐振通路；同时L1电压反向(小于0)。在t6时刻，二极管D反向恢复电流的能量、Cs上存储的能量全部转移到Cb上，此时Cb电压达到负的最大值，ILm＝ILs。

第七阶段(t6-t7)

t6时刻如果通过设计保证VL1＝VCb，则电路直接进入第八阶段。如果VL1大于VCb，则会存在Lm及Ls与Cb、Cs串联的电容谐振的现象，直到满足VL1＝VCb、ILm＝ILs时为止。由于Cs＜＜Cb，因此谐振过程中只是Cs电压会出现波动，引起很小的损耗。

第八阶段(t7-t8)

实施例1与实施例2虽然在连接上稍有不同，但是两者的工作原理大致是相同的。下面通过具体的实验数据，将本发明DC/DC升压电路与现有的Boost升压电路进行比较，通过实验数据可以看出本发明能有效的降低线路中开关装置的损耗：

如图7所示，为传统的BOOST升压电路在实验中的运用电路原理图。其中，输入电压V_IN＝90～280VAC、输出电压V_O＝400VDC；选用的各元器件参数如下：

G1为GBPC35-08(35A/800V)整流桥；C1＝C2＝1U/630V；

Lm＝460uH； C：450V/470uF；

Q1、Q2、Q3为IRFP460(500V/20A)MOS管；

D：APT30D60BCT快恢复二极管。

在上述输入电压范围内给定不同的输入电压，其输入、输出功率和总的效率如下表所示：

(表1)

输入电压(VAC)	输入功率	输出功率	效率
输入电压(VAC)	输入功率	输出功率	效率	90	1533.2	1401	91.3％
110	1498.3	1401	93.5％	90	1533.2	1401	91.3％
110	1498.3	1401	93.5％	220	1444.4	1401	97％
280	1435	1401	97.6％	220	1444.4	1401	97％

图8为施实例1在运用中的电路原理图，图9为施实例2在运用中的电路原理图。可任意选择上述两种实施例中的一种进行对比试验。

其中，输入电压V_IN＝90～280VAC、输出电压V_O＝400VDC；选用的各元器件参数如下：

G1为GBPC35-08(35A/800V)整流桥；C1＝C2＝IU/630V；Lm＝460uH；Ls＝10uH；

NL1：NLs＝48：5；Cb＝0.1Uf/630V；Cs＝220PF/1KV；C：450V/470uF；

Q1、Q2、Q3为IRFP460(500V/20A)MOS管；

D、D1、D2：APT15D60K快恢复二极管；D3：HER207F快恢复二极管；

同样，在上述输入电压范围内给定不同的输入电压，其输出电压、输入、输出电流及总的效率如下表所示：

(表2)

Vin(VAC)	Iin	Vout(VDC)	Iout	η
Vin(VAC)	Iin	Vout(VDC)	Iout	η	90.07	16.715	402.2	3.492	0.933
109.78	13.511	402.1	3.492	0.947	90.07	16.715	402.2	3.492	0.933
109.78	13.511	402.1	3.492	0.947	219.76	6.577	402.1	3.492	0.971
279.40	5.148	402.0	3.492	0.976	219.76	6.577	402.1	3.492	0.971

通过上面表1和表2实验数据的比较可以看出，在低压输入时，由于流过开关管的电流较大，发明电路作用明显，与通常的BOOST电路相比效率提高约2％；在高压输入时，由于工作电流较小，发明电路效果基本与通常的BOOST电路相当。可见，如为升压到相同的输出电压时，本发明较适合于输入电压在220伏以下的电路中。

Claims

1.一种低损耗的DC/DC升压电路，包括：

第一电容(Cb)；

输入电感(Lm)，及沿着一个回路连接的：开关装置(Q)，反向恢复二极管(D)，输出电容(C)，包含电感元件(Ls)、第一二极管(D1)和第二二极管(D2)的电流缓冲器；

其特征在于，所述的电流缓冲器还包括：

可控电压源，所述的可控电压源连接在输入电感(Lm)和电感元件(Ls)之间，用于在开关装置(Q)关断后，加速第一二极管(D1)的电流转移到由电感元件(Ls)和反向恢复二极管(D)组成的串联支路上；在开关装置(Q)打开后，加快电感元件(Ls)中的能量完全转移到输出电容(C)上；

第二电容(Cs)和第三二极管(D3)，所述第二电容(Cs)的一端、第三二极管(D3)的阴极与第二二极管(D2)的阳极相互连接于第四点(d)，所述电容(Cs)的另一端、第三二极管(D3)的阳极与地线相连。

2.根据权利要求1所述的低损耗的DC/DC升压电路，其特征在于，所述的可控电压源是输入电感(Lm)的副边绕组电感(L1)。

3.根据权利要求2所述的低损耗的DC/DC升压电路，其特征在于，输入电感(Lm)的同名端与副边绕组电感(L1)的异名端接于第一点(a)，第一二极管(D1)的阳极与开关装置(Q)的一端接于第一点(a)，开关装置(Q)的另一端接地，电感元件(Ls)的一端与副边绕组电感(L1)的同名端接于第二点(b)，电感元件(Ls)的另一端与反向恢复二极管(D)的阳极、第一电容(Cb)的一端接于第三点(c)，电容(Cb)的另一端与第二二极管(D2)的阳极连接于第四点(d)，第一二极管(D1)、反向恢复的二极管(D)、第二二极管(D2)的阴极连接于输出电容(C)的正极。

4.根据权利要求2所述的低损耗的DC/DC升压电路，其特征在于，输入电感(Lm)的同名端、副边绕组电感(L1)的同名端、反向恢复二极管(D)的阳极和第一电容(Cb)的一端共同接于第八点(h)，电感元件(Ls)的一端与副边绕组电感(L1)的异名端连接于第六点(f)，电感元件(Ls)的另一端、开关装置(Q)的一端与第一二极管(D1)的阳极共同接于第七点(g)，开关装置(Q)的另一端接地，第二二极管(D2)的阳极与第一电容(Cb)的另一端接于第四点(d)，第一二极管(D1)、反向恢复的二极管(D)、第二二极管(D2)的阴极连接于输出电容(C)的正极。

5.根据权利要求1～4中任意一项所述的低损耗的DC/DC升压电路，其特征在于：所述的第一电容(Cb)比所述的第二电容(Cs)大至少200倍。