CN1893250A - 高效半桥dc/dc转换器 - Google Patents

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许泰远
柳东均
冈田洋一
永原清和
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Abstract

在DC/CD转换器中，开关部件具有第一和第二开关，从电源串联连接至地。第一和第二开关响应于具有固定频率的第一和第二开关信号接通/切断。第一开关信号具有不与第二开关信号的对应相位等级重叠的相位等级。响应于开关部件的开关操作，变压器将施加至第一线圈的电压转换到第二线圈，并且通过第一线圈的电感器和电容器进行谐振。而且，整流器包括用于将来自变压器的电压整流为直流电压的整流二极管。反馈电路检测通过整流器输出的电压。另外，控制器根据反馈电路检测到的电压，在PWM模式下控制第一和第二开关信号的脉宽。

Description

高效半桥DC/DC转换器
本申请要求于2005年7月7日提交到韩国知识产权局的韩国专利申请第2005-61292号和2006年6月14日提交到韩国知识产权局的韩国专利申请第2006-53634号的优先权，其全部内容结合于此作为参考。
技术领域
本发明涉及用于诸如PDP或LCD的显示器的电源中的高效DC/DC转换器，尤其涉及一种高效半桥DC/DC转换器，其能够通过固定开关频率、脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)模式和电流谐振来操作，以确保当应用于诸如用于具有大负载变化的PDP的SMPS的电源时从最小负载到最大负载的整体范围内的高效率，并且确保减小整流二极管的开关应力。
背景技术
通常，开关模式电源(Switching Mode Power Supply，SMPS)是一种电源装置，用于通过使用半导体器件(诸如功率金属氧化物半导体场效应晶体管(power Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，MOSFET))作为开关然后提供通过滤波器转换的直流输出电压，将直流电压转换为方波电压。
这样的SMPS控制流过半导体器件的开关处理器的电流。从而，作为稳定电源装置的SMPS比传统线性电源装置更有效、更耐用，并且具有尺寸小和重量轻的优点。
将参考图1解释包括在传统电源装置中的非对称半桥DC/DC转换器。
图1示出传统非对称半桥DC/DC转换器。
图1的传统非对称半桥(AHB)DC/DC转换器是非对称固定频率脉宽调制转换器。AHB DC/DC转换器包括开关控制器21、开关部件22、变压器23、整流器24和反馈电路25。开关控制器21提供具有固定频率的非对称第一和第二开关信号SSW1和SSW2。在此，第一开关信号SSW1的高电平不与第二开关信号SSW2的高电平重叠。类似地，第一开关信号SSW1的低电平不与第二开关信号SSW2的低电平重叠。开关部件22具有从电源Vin串联连接至地的第一和第二开关Q1和Q2。第一开关Q1响应于第一开关信号SSW1接通/切断，并且第二开关Q2响应于第二开关信号SSW2接通/切断。变压器23响应于开关部件22的开关操作，将提供至第一线圈的电压转换至第二线圈。整流器24对来自变压器23的电压进行整流和平滑。而且，反馈电路25检测通过整流器24的电压和到开关控制器21的输出电压，从而将其保持在预定电平。
该传统非对称半桥DC/DC转换器的问题是在整流器的二极管中有应力，将参考图2进行解释。
图2是示出图1的非对称半桥DC/DC转换器的二极管电流和电压的波形图。如图2所示，当电流不为零时，接通整流器的第一二极管D1。同时，当电流不为零时，切断整流器的第二二极管D2。此时，第一二极管D1具有高电平电压VD1，并且高电平电压VD1在整流器的第一和第二二极管D1和D2中产生应力，从而使效率变差。
图3是示出传统谐振DC/DC转换器的配置示意图。
图3所示的传统谐振DC/DC转换器是对称固定占空比(dutyratio)频率调制转换器。传统谐振DC/DC转换器包括开关控制器31、开关部件32、变压器33、整流器34和反馈电路35。开关控制器31提供具有固定频率的对称第一和第二开关信号SSW1和SSW2。在此，第一开关信号SSW1的高电平不与第二开关信号SSW2的高电平重叠。类似地，第一开关信号SSW1的低电平不与第二开关信号SSW2的低电平重叠。开关部件32具有从电源Vin连接至地的第一和第二开关Q1和Q2。第一开关Q1响应于第一开关信号SSW1接通/切断，并且第二开关Q2响应于第二开关信号SSW2接通/切断。变压器33响应于开关部件32的开关操作将施加至第一线圈的电压转换至第二线圈，并且通过第一线圈的电感器Lr和Lm以及电容器Cr进行谐振。整流器34对来自变压器33的电压进行整流和平滑。而且，反馈电路35检测通过整流器34输出的电压并且将输出的电压提供至开关控制器31，从而使其保持在预定电平。
在这样的导体中，构成变压器的第一线圈的电感器Lr和Lm的电感和电容器Cr的电容相互谐振。如果提供给第二开关Q2的开关信号变为低电平，则第二开关Q2切断。此时，电流通过第一开关Q1流到变压器，直到第二开关Q2接通。
但是，当应用于诸如用于具有大负载变化的PDP的SMPS时，传统可变频率对称谐振转换器在最小负载时的频率增加，其经历过短的接通时间。从而，在电流流过并足以激励谐振回路的循环电流之前，传统可变频率对称谐振转换器切断。因此，来自变压器的初级线圈的能量很难被转换至其次级线圈，从而降低了效率。
发明内容
为了解决现有技术中的上述问题作出了本发明，从而根据本发明的特定实施例的目的在于提供一种高效半桥DC/DC转换器，其能够通过固定开关频率、PWM模式和电流谐振来操作，以确保当应用于诸如用于具有大负载变化的PDP的SMPS的电源时从最小负载到最大负载的整个范围内的高效率，并减小整流二极管的开关应力。
根据用于实现该目的的本发明的一个方面，提供了一种高效半桥DC/DC转换器，包括：开关部件，具有从电源串联连接至地的第一和第二开关，第一和第二开关响应于具有固定频率的第一和第二开关信号接通/切断，第一开关信号的相位等级(phase level)不与第二开关信号的相应相位等级重叠；变压器，用于响应于开关部件的开关操作，将施加至第一线圈的电压转换至第二线圈，并且通过第一线圈的电感器和电容器进行谐振；整流器，包括用于将来自变压器的电压整流为直流电压的整流二极管；反馈电路，用于检测通过整流器输出的电压；以及控制器，用于根据反馈电路检测到的电压在脉宽调制模式下控制第一和第二开关信号的脉宽。
控制器，在第一操作模式下，通过稳定第一和第二开关的接通/切断状态以及使电流开始正向流动以对电容器充电，在第二操作模式下，通过接通/切断第一和第二开关使得电流开始反向流动并且在第二开关中逐渐减小以完成对电容器充电，在第三操作模式下，通过稳定第一和第二开关的接通/切断状态以对充电后的电容器放电使得电流在第二开关中正向流动，以及在第四操作模式下，通过接通/切断第一和第二开关以完成对电容器放电，连续控制第一和第二开关信号的脉宽。
当电流反向流过处于切断状态的体二极管时第一开关在零电压状态，并且从零电压状态接通。
当电流反向流过处于切断状态的体二极管时第二开关在零电压状态，并且从零电压状态接通。
在整流器二极管中流动的电流与变压器的谐振同步，使得整流器中的整流二极管执行零电流切换。
根据用于实现该目的的本发明的另一方面，提供了一种用于控制高效半桥DC/DC转换器的方法，包括：开关部件，具有从电源串联连接至地的第一和第二开关；变压器，用于响应于开关部件的开关操作，将提供至第一线圈的电压转换至第二线圈，并且通过第一线圈的电感器和电容器谐振；整流器，具有用于将来自变压器的电压整流成直流电压的整流二极管；以及控制器，用于控制在脉宽调制模式下具有固定频率的第一和第二开关信号的脉宽，该方法执行：第一操作模式，稳定第一和第二开关的接通/切断状态，并且使电流开始正向流动以对电容器充电；第二操作模式，接通/切断第一和第二开关使得电流开始反向流动并且在第二开关中逐渐减小以完成对电容器充电，并且从零电压状态接通第二开关；第三操作模式，稳定第一和第二开关的接通/切断状态，并且对充电后的电容器进行放电，使得电流在第二开关中的正向流动；以及第四操作模式，接通/切断第一和第二开关以完成对电容器充电，并且当电流在第一开关中反向流动时使第一开关从零电压状态接通，使得在第一开关中反向流动的电流减小，其中，连续并循环执行第一、第二、第三和第四操作模式。
附图说明
以下将结合附图详细描述本发明的以上和其他目的、特征和其他优点，其中：
图1是示出传统非对称半桥DC/DC转换器的配置图；
图2是示出图1的非对称半桥DC/DC转换器的电流和电压的波形图；
图3是示出传统谐振DC/DC转换器的配置图；
图4是示出根据本发明的高效DC/DC转换器的配置图；
图5是示出根据本发明的操作高效DC/DC转换器的固定频率时的主信号(major signal)的波形图；
图6是示出图4和图5的谐振DC/DC转换器的二极管电流的波形图；
图7a是示出在最小负载的传统谐振DC/DC转换器的主信号的波形图，以及图7b是示出在最小负载的本发明的转换器的主信号的波形图；
图8(a)-(d)是对应于图4的开关操作的电路图；
图9(a)-(b)是分别示出图3的传统谐振DC/DC转换器和本发明的DC/DC转换器的效率的图表；以及
图10是示出用于控制本发明的高效半桥DC/DC转换器的方法的流程图。
具体实施方式
以下将参考附图详细描述本发明的优选实施例，其中，相同的参考标号在不同的附图中表示相同或相似的组件。
图4是示出根据本发明的半桥DC/DC转换器的配置图。
参考图4，本发明的高校半桥DC/DC转换器包括控制器100、开关部件200、变压器300、整流器400和反馈电路500。
控制器100提供具有可变脉宽的第一和第二开关信号SSW1、SSW2。在此，第一开关信号SSW1的高电平不与第二开关信号SSW2的高电平重叠。类似地，第一开关信号SSW1的低电平不与第二开关信号SSW2的低电平重叠。控制器100根据输出电压的大小在PWM模式下改变第一和第二开关信号SSW1和SSW2的脉宽。
开关部件200包括从电源Vin串联连接到地的第一和第二开关Q1和Q2。第一开关SSW1响应于第一开关信号SSW1接通/切断，并且第二开关SSW2响应于第一开关信号SSW1接通/切断。
变压器300响应于开关部件200的开关操作，将提供至第一线圈的电压转换至第二线圈。另外，电流通过来自第一线圈的电感器Lr和Lm的电感和电容器Cr的电容进行谐振。
整流器400将来自变压器300的电压整流为直流电压。
为了将输出电压保持在预定电平，反馈电路500检测通过整流器400输出的电压并将其提供至控制器100。
而且，控制器100根据第一和第二开关信号SSW1和SSW2的电平连续和循环地执行第一至第四操作模式OM1-OM4。在第一操作模式OM1下，稳定第一和第二开关Q1、Q2的接通/切断状态，并且使电流开始正向流动以对电容器Cr充电。在第二操作模式OM2下，第一和第二开关Q1、Q2接通/切断，使得电流开始反向流动，并且在第二开关Q2中逐渐减小，以对电容器Cr完全充电。在第三操作模式OM3下，稳定第一和第二开关Q1、Q2的接通/切断状态，并且使充电后的电容器Cr开始放电，使得电流在第二开关Q2中正向流动。而且，在第四操作模式下，第一和第二开关Q1和Q2接通/切断，以使电容器Cr完全放电。
当电流反向流过处于切断状态的体二极管时，第一开关Q1处于零电压状态，并且从零电压状态接通。当电流反向流过处于切断状态的体二极管时，第二开关Q2处于零电压状态，并且从零电压状态接通。
用这种方式，第一和第二开关Q1、Q2执行零电压切换(ZVS)。
另外，在整流器400的整流二极管中流动的电流与变压器的谐振同步，使得整流器400中的整流二极管执行零电流切换。这样的零电流切换减小了整流器400的二极管的开关应力。
图5是示出本发明的在以固定频率操作的高校半桥DC/DC转换器时的主信号的波形图。图5绘制出最大负载时主信号的波形。
在图5中，P1表示第一和第二开关Q1和Q2从切断到接通或从接通到切断的过程。
图6是示出图4和图5的谐振DC/DC转换器的电流的波形图。在图6中，VD1是在整流器的第一二极管D1上的充电电压，ID1是在整流器的第一二极管D1中流动的电流，并且ID2是在整流器的第二二极管D2中流动的电流。
图7a和图7b是分别示出在最小负载时图3的传统DC/DC转换器和本发明的DC/DC转换器的主信号的波形图。图7a描绘了以可变频率操作时在最小负载(Min负载)的传统转换器的主信号的波形。图7b描绘了以固定频率操作时在最小负载(Min负载)的本发明的DC/DC转换器的主信号的波形。
在图7b中，P2和P3表示在最小负载时传输至变压器的次级线圈的能量，其与传输至变压器的初级线圈的能量相同。在图7a中，PO1和PO2表示在最小负载时传输至变压器的次级线圈的很少的能量。
在图5和图7b中，第一开关信号SSW1和第二开关信号SSW2均具有固定频率。将第一和第二开关信号SSW1和SSW2进行反相，从而它们存在不同的脉宽。在此，第一开关信号SSW1的高电平不与第二开关信号SSW2的高电平重叠。类似地，第一开关信号SSW1的低电平不与第二开关信号SSW2的低电平重叠。VDS1是第一开关Q1的源极和漏极之间的级间电压，其中，第一开关Q1用于响应于第一开关信号SSW1接通/切断。VDS2是第二开关Q2的源极和漏极之间的级间电压，其中，第二开关Q2用于响应于第二开关信号SSW2接通/切断。IQ1是流过第一开关Q1的电流，以及IQ2是流过第二开关Q2的电流。而且，ID1-ID4是流过整流器400的各个桥接二极管(bridge diode)D1-D4的电流。
图8(a)-(d)是对应于图4的开关操作的电路图。
图8(a)是当本发明的转换器处于第一操作模式时电流的流动路径。图8(b)是当本发明的转换器处于第二操作模式时电流的流动路径。图8(c)是当本发明的转换器处于第三操作模式时电流的流动路径。图8(d)是当本发明的转换器处于第四操作模式时电流的流动路径。
图9(a)-(d)是分别示出传统谐振DC/DC转换器和本发明的DC/DC转换器的效率特性的图表。
图9(a)是示出传统转换器的效率特性的图表，以及图9(b)是示出本发明的转换器的效率特性的图表。
图10是示出用于控制本发明的高校半桥DC/DC转换器的方法的示意图。
在图10中，在S910中执行第一模式，其中，稳定第一和第二开关的接通/切断状态，并且使电流开始正向流动以对电容器充电。
在S920中执行第二模式，其中，第一和第二开关接通/切断使得电流开始反向流动，并且在第二开关中逐渐减小，以对电容器完全充电，并且第二开关从零电压状态接通。
在S930执行第三模式，其中，稳定第一和第二开关的接通/切断状态，并且充电后的电容器开始放电，使得电流在第二开关中正向流动。
然后，在S940执行第四模式，其中，第一和第二开关接通/切断以完成对电容器放电，并且第一开关从零电压状态接通，同时电流在第一开关中反向流动使得第一开关中反向流动的电流减小。
以下将参考附图详细描述本发明的操作和效果。
以下将参考图4至图10解释本发明。
在图4中，本发明的控制器100提供有具有固定频率的非对称第一和第二开关信号SSW1和SSW2。在此，第一开关信号SSW1的高电平不与第二开关信号SSW2的高电平重叠。类似地，第一开关信号SSW1的低电平不与第二开关信号SSW2的低电平重叠。第一和第二开关信号SSW1和SSW2的脉宽可以在PWM模式下被控制并且随着输出电压的大小在PWM下改变。响应于第一开关信号SSW1，开关部件200的第一开关Q1接通/切断，并且响应于第二开关信号SSW2，开关部件200的第二开关Q2接通/切断。
然后，变压器300与开关部件200的开关操作同步以谐振。而且，变压器300以线圈比率(winding ratio)将施加至第一线圈的电压转换至第二线圈。本发明的整流器400将来自变压器300的电压整流成直流电压。另外，本发明的反馈电路500检测通过整流器输出的电压，并且将检测出的电压提供给控制器100，从而使其保持在预定电平。
此时，控制器100基于反馈电路500检测到的电压在PWM模式下改变第一和第二开关信号SSW1和SSW2的脉宽，并且控制从整流器400输出的电压以保持在预定电平。
在本发明的高效半桥DC/DC转换器中，诸如刚才描述的，开关控制器100提供具有固定频率的第一和第二开关信号SSW1和SSW2。在此，第一开关信号SSW1的高电平不与第二开关信号SSW2的高电平重叠。类似地，第一开关信号SSW1的低电平不与第二开关信号SSW2的低电平重叠。而且，开关控制器100提供电源(power)Vin给开关部件200。开关控制器100根据第一和第二开关信号SW1和SW2的电平执行第一至第四操作模式OM1至OM4。以下将参考图4至图10描述第一至第四操作模式。
参考图4至图10，在第一操作模式OM1下，第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别稳定至高电平和低电平，从而，第一和第二开关Q1和Q2稳定至接通状态和切断状态。
即，如图4和图5所示，如果第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别稳定至高电平和低电平，第一开关Q1稳定至接通状态，第二开关稳定至切断状态。从而，电流开始通过第一开关Q1正向流动，以对电容器Cr充电，并且没有电流IQ2流过第二开关Q2。
结果，第一开关Q1表现出低电平的漏-源电压VDS1，第二开关Q2表现出高电平的漏-源电压VDS2。
以下将参考图4和图8(a)描述第一操作模式下的变压器的第一电流回路。
参考图4，如果第一开关Q1稳定在接通状态，并且第二开关Q2稳定在切断状态，如图8所示，则来自变压器300的初级线圈流过第一开关Q1、电容器Cr和线圈Lr、Lm。
从而，如在图10的S910中，来自变压器300的次级线圈的电流流过整流器400的第一和第四二极管D1和D4。
接下来，在第二操作模式OM2下，第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别转换至低电平和高电平，并且第一和第二开关Q1和Q2接通/切断。
即，如图4和图5所示，第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别转换至低电平和高电平。从而，电流反向流过第二开关Q2的体二极管，并且第二开关Q2从零电压状态接通，从而执行零电压切换(ZVS)。从而，电容器Cr被完全充电，并且第一开关切断。
从而，没有电流IQ1流过开关Q1，并且流过第二开关Q2的体二极管的电流IQ2逐渐减小。在此，第一开关Q1具有高电平的漏-源电压VDS1，并且第二开关Q2具有低电平的漏-源电压VDS2。
而且，以下将参考图4和图8(b)描述第二操作模式下的变压器的第一电流回路。
参考图4，如果第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别转换至低电平和高电平，则第一和第二开关Q1和Q2接通/切断。这消除了存在的电流回路。而且，第二开关Q2接通，如图8(b)所示，流过第二开关Q2的电流流过第二开关Q2、变压器300的初级线圈Lr和Lm以及电容器Cr。
从而，如图10的S920，变压器300的初级线圈中的电流流过整流器400的第一和第四二极管D1和D4。
同时，如果第一开关Q1切断并且第二开关Q2稳定至接通状态，则第二操作模式OM2继续进行至第三操作模式OM3，并且整流器的整流二极管D1-D4通过变压器的电流谐振执行零电流切换ZCS。
此后，在第三操作模式OM3下，第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别稳定至低电平和高电平，并且第一和第二开关Q1和Q2稳定至接通/切断状态。
即，如图4和图5所示，如果第一和第二开关信号SSW1和SSW2稳定至低电平和高电平，第一开关Q1稳定至切断状态，并且第二开关Q2稳定至接通状态。然后，电容器Cr开始放电。而且，没有电流IQ1流过开关Q1，并且流过第二开关Q2的电流IQ2先增加然后减小。
结果，第一开关Q1表现出高电平的漏-源电压VDS1，并且第二开关Q2表现出低电平的漏-源电压VDS2。
以下将参考图4和图8描述上述变压器的第一电流回路。
参考图4，如上所述，如果第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别稳定至低电平和高电平，第一和第二开关Q1和Q2稳定至切断/接通状态。此时，如图8(c)中所示，变压器300的初级线圈L1中的电流流过第二开关Q2、变压器300的初级线圈、和线圈Lr和Lm。而且，如图10的S930中，变压器300的初级线圈中的电流流过整流器400的第二和第三二极管D2和D3。
在如上所述的第三操作模式下，如图6所示，在零电流状态，整流器400的第一和第四二极管D1和D4切断，并且整流器400的第二和第三二极管D2和D3接通，从而完成零电流切换(ZCS)。零电流切换减小了整流器400的二极管的开关应力。
而且，在第四操作模式OM4下，第一和第二开关信号SSW1和SSW2均经过高电平和低电平，使得第一和第二开关Q1和Q2接通/切断。
即，如图4和图5所示，如果第一和第二开关信号SSW1和SSW2分别转换至高电平和低电平，电流开始反向流过第一开关Q1的体二极管，使得第一开关Q1从零电压状态接通，完成零电流切换。从而，电容器Cr完成放电，然后第二开关Q2切断。
从而，流过第一开关的体二极管的电流IQ1逐渐减小，并且没有电流IQ2流过第二开关Q2。而且，第一开关Q1具有低电平的漏-源电压VDS1，并且第二开关Q2具有高电平的漏-源电压VDS2。
以下将参考图4和图8(d)描述第四操作模式下的变压器的第一电流回路。
参考图4，如果第一和第二开关信号SSW1和SSW2均经过高电平和低电平，则第一和第二开关Q1和Q2接通/切断。这消除了存在的电流回路。第一开关Q1接通，如图8(d)所示，流过第一开关Q1的电流流过第一开关Q1、电容器Cr和线圈Lr和Lm。
从而，如图10的S940，在变压器300的初级线圈中的电流流过整流器400的第二和第三二极管D2和D3。
同时，如果第二开关Q2稳定在切断状态，并且第一开关Q1稳定在接通状态，则第四操作模式OM4之后再次为第一操作模式。然后，整流器的整流二极管通过变压器中的电流谐振完成零电流切换(ZCS)。
如上所述，比较图7a和图7b，本发明的高效半桥DC/DC转换器表现出比传统转换器更高的效率，如表1所示。
表1
传统(可变频率谐振) 本发明(固定频率谐振)
效率 低(在最小负载(图7b)) 高(在最小负载(图7a))
性能 在低负载为低效率 在全部负载为高效率
应用 不适于大负载改变 适于用于具有大负载改变的PDP的SMPS
参考图7a的PO1和PO2，传统可变频率类型转换器在最小负载时开关频率增加，从而，过多地缩短了开关时间。这防止了来自可变频率类型变压器的初级线圈的循环电流充分地传输至变压器的次级线圈，从而增加无效功率。当与图7b进行比较时，传统可变频率类型转换器在最小负载时表现出比本发明的转换器相对更低的效率。
相反，参考图7b的P2和P3，本发明的固定频率类型转换器不管负载多大均表现出均一切换时间。因此，甚至在最小负载时也确保了充足的切换时间，从而来自变压器的初级线圈的循环电流充分地转换至变压器的次级线圈，从而增加了有效功率。给定这样的操作，本发明的转换器表现出在最小负载时的高效率。
上述本发明的转换器能够高效操作，尤其是在最小负载时。以下将参考图9描述。
参考图9(a)，传统转换器在80W或更少的负载时效率低于90％，仅在380W至500W的负载时效率为96％或更高。相反，参考图9(b)，本发明的转换器在50W至500W的负载时效率为96％或更高。这保证了本发明的转换器适用于具有大负载改变的PDP的保持电压部件。
根据以上描述的本发明的披露，本发明的高效半桥DC/DC转换器应用于诸如PDP或LCD的显示器的电源。本发明的转换器采用固定切换频率、PWM模式、以及电流谐振。从而，当用于诸如具有大负载改变的PDP的SMPS的电源时，本发明的转换器保证从最小负载至最大负载的整个范围内的高效率，从而减轻整流二极管的开关应力。
以上结合优选实施例描述和示出本发明，本领域技术人员可以想到，在不脱离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明做出多种修改和改变。

Claims (6)

1.一种高效半桥DC/DC转换器，包括：
开关部件，具有从电源串联连接至地的第一和第二开关，所述第一和第二开关响应于具有固定频率的第一和第二开关信号接通/切断，所述第一开关信号具有不与所述第二开关信号的相应相位等级重叠的相位等级；
变压器，用于响应于所述开关部件的开关操作将施加至第一线圈的电压转换至第二线圈，并且通过所述第一线圈的电感器和电容器进行谐振；
整流器，包括用于将来自所述变压器的电压整流为直流电压的整流二极管；
反馈电路，用于检测通过所述整流器输出的电压；以及
控制器，用于根据所述反馈电路检测到的电压在脉宽调制模式下控制所述第一和第二开关信号的脉宽。
2.根据权利要求1所述的高效半桥DC/DC转换器，其中，所述控制器，在第一操作模式下，通过稳定所述第一和第二开关的接通/切断状态以及使电流开始正向流动以对所述电容器充电，在第二操作模式下，通过接通/切断所述第一和第二开关使得电流开始反向流动并且在所述第二开关中逐渐减小以完成对所述电容器充电，在第三操作模式下，通过稳定所述第一和第二开关的接通/切断状态并且开始对充电后的电容器放电使得电流在所述第二开关中正向流动，以及在第四操作模式下，通过接通/切断所述第一和第二开关以完成对所述电容器放电，连续控制所述第一和第二开关信号的脉宽。
3.根据权利要求2所述的高效半桥DC/DC转换器，其中，当电流反向流过处于切断状态的体二极管时，所述第一开关处于零电压状态，并且从所述零电压状态接通。
4.根据权利要求2所述的高效半桥DC/DC转换器，其中，当电流反向流过处于切断状态的所述体二极管时，所述第二开关处于零电压状态，并且从所述零电压状态接通。
5.根据权利要求2所述的高效半桥DC/DC转换器，其中，在所述整流二极管中流动的电流与所述变压器的谐振同步，使得所述整流器中的所述整流二极管执行零电流切换。
6.一种用于控制高效半桥DC/DC转换器的方法，其中包括：开关部件，具有从电源串联连接至地的第一和第二开关；变压器，响应于所述开关部件的开关操作，将施加至第一线圈的电压转换至第二线圈，并且通过所述第一线圈的电感器和电容器进行谐振；整流器，具有用于将来自所述变压器的电压整流成直流电压的整流二极管；以及控制器，用于在脉宽调制模式下控制具有固定频率的所述第一和第二开关信号的脉宽，所述方法执行：
第一操作模式，稳定所述第一和第二开关的接通/切断状态，并且使电流开始正向流动以对所述电容器充电；
第二操作模式，接通/切断所述第一和第二开关使得电流开始反向流动并且在所述第二开关中逐渐减小以完成对所述电容器充电，并且所述第二开关从零电压状态接通；
第三操作模式，稳定所述第一和第二开关的接通/切断状态，并且对充电后的电容器进行放电，使得电流在所述第二开关中正向流动；以及
第四操作模式，接通/切断所述第一和第二开关以完成对所述电容器充电，并且当电流在所述第一开关中反向流动时使所述第一开关从所述零电压状态接通，使得在所述第一开关中反向流动的电流减小，
其中，顺序并循环执行所述第一、第二、第三和第四操作模式。
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