CN1324141A - 具有有源箝位电路的开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种有源箝位电路设置在复合谐振型开关变换器一次侧,该变换器在一次侧具有一电压谐振型变换器电路和在二次侧具有一并联谐振电路。该有源箝位电路箝位一次侧并联谐振电容器两端产生的并联谐振电压脉冲以此抑制该并联谐振电压脉冲的电位。因此,可为设置在电源电路中的如开关装置和一次侧并联谐振电容器等元件选择低耐压值的产品。有源箝位电路的辅助开关装置Q2由自激振荡电路驱动,提高了功率转换效率和使电源电路小型化。

Description

具有有源箝位电路的开关电源装置
本发明涉及一种作为各种电子装置电源使用的开关电源电路。
作为开关电源电路的开关变换器如逆向变换器和正向变换器已广为人知。这些开关电路在开关操作中形成一矩形波，因此，对开关噪音的抑制就产生了限定。而且如大家所熟知它们工作特性的原因，对功率转换效率的提高也会产生限定。
因此，人们已提议出由谐振型变换器设计制成的各种开关电源电路，谐振型变换器能使它稳定地获得高功率转换效率，和实现噪音的降低，因为谐振型变换器在开关操作中能够产生正弦波形。该谐振型变换器具有另一个优点：它可由相对较少的部件制成。
图9和10分别表示使用谐振型变换器的现有技术开关电源电路的一个例子的电路图。
该电压谐振型变换器由外部激励，例如，一MOS-FET用作开关装置Q1。
一电容器Cr并联在开关装置Q1的漏极和源极之间。电容器Cr的电容和在绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1获得的漏感形成一电压谐振电路。该并联谐振电路根据开关装置Q1的开关操作执行谐振操作。
一箝位二极管(所谓的本体二极管)DD并联在在开关装置Q1的漏极和源极之间。箝位二极管DD形成一在开关装置断开时间过程中流通的箝位电流的路径。
开关装置Q1的漏极与开关驱动器10中的振荡电路11相连接。提供给振荡电路11的漏极的输出用于在开关频率控制中变化地控制开关装置Q1开关操作的导通时间。
开关装置Q1是通过一由振荡电路11和驱动电路12一体形成的开关驱动器10驱动开关操作的，为了能够进行恒压控制，开关装置Q1的开关频率可被变化地控制。顺便地说一句，在此情况下，开关驱动器10例如可设置为一单个的集成电路。
开关驱动器10经过启动电阻Rs与整流过的平滑电压Ei的线路相连接。开关驱动器10例如通过在供电开始时经过启动电阻Rs提供的电源电压能够启动工作。
开关驱动器10中的振荡电路11执行振荡操作以产生和输出一振荡信号。驱动电路12将该振荡信号变换为一驱动电压，然后将该驱动电压输出给开关装置Q1的栅极。因此，开关装置Q1根据振荡电路11产生的振荡信号执行开关操作。因此，开关频率和在开关装置Q1一个开关循环周期中的导通/断开时间的负载比就根据振荡电路11产生的振荡信号确定。
振荡电路11根据通过光耦合器30输入的二次侧直流输出电压E0的电位改变振荡信号的频率fs。振荡电路11改变开关频率fs，同时还以在开关装置Q1断开的过程中时间段OFF是固定的和在开关装置Q1导通的过程中时间段TON是变化的方式控制振荡信号的波形。时间TON根据并联谐振电容器Cr两端的开关谐振脉冲电压V1的电位被变化地控制。
由于振荡电路11具有这样的操作，二次侧直流输出电压E0是稳定的。
绝缘换流变压器PIT将开关装置Q1的开关输出传输给开关电源电路的二次侧。
如图11所示，绝缘换流变压器PIT具有一E-E型铁心，该铁心是以铁心CR1的磁心柱与铁心CR2的磁心柱相对的方式通过结合例如由铁氧体材料制成的E型铁心CR1和CR2而形成的。一缝隙G以如图所示的方式在E-E型铁心的中间磁心柱中形成，初级绕组N1和次级绕组N2通过使用一分开式线圈架B以绕组相互分离的状态缠绕在中间磁心柱上。因此，在初级绕组N1和次级绕组N2之间获得所需耦合系数(例如k0.85)的松耦合状态，由于耦合具有松散性，因此就不易获得一饱和状态。
该缝隙G通过使每个E型铁心CR1和CR2的中间磁心柱短于每个E型铁心CR1和CR2的两个外侧心柱而形成。
如图9和10所示，绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的端点与开关装置Q1的漏极相连接，而初级绕组N1的起始点与整流过的平滑电压Ei相连接。因此，初级绕组N1由开关装置Q1的开关输出供电，由此就会在初级绕组N1中产生周期对应于开关装置Q1开关频率的交流电压。
在绝缘换流变压器PIT二次侧的次级绕组N2中产生一初级绕组N1感应的交流电压。在图9中，二次侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联，在图10中，二次侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2串联。因此次级绕组N2的漏感L2和二次侧并联或串联谐振电容器C2的电容形成一谐振电路。该谐振电路将次级绕组N2中感应的交流电压变换为一谐振电压，由此在二次侧获得电压谐振操作。
电源电路设有一并联谐振电路以在一次侧将开关操作变换为电压谐振型操作，该并联或串联谐振电路在二次侧提供电压谐振操作。在本说明书中，如上所述在一次侧和二次侧设有谐振电路的开关变换器被称之为“复合谐振型开关变换器”。
一包括桥式整流电路DBR和平滑电容器C0的整流和平滑电路设置在电源电路的二次侧，由此就能获得二次侧直流输出电压E0。在图9的电源电路中，通过二次侧的桥式整流电路DBR提供一全波整流操作。在此情况下，桥式整流电路DBR通过二次侧并联谐振电路提供谐振电压，然后产生二次侧直流输出电压E0，其电位大致与次级绕组N2中感应的交流电压相等。在图10的电源电路中，两个整流二极管D01和D02以如图所示的方式连接，以此二次侧的整流电路形成一倍压整流电路。因此，二次侧的整流电路提供了二次侧直流输出电压E0，其电位是次级绕组N2中获得交流电压的两倍。
还经过绝缘一次侧与二次侧的光耦合器30将二次侧直流输出电压E0输入给一次侧开关驱动器10中的振荡电路11。
就绝缘换流变压器PIT的二次侧工作过程来说，初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M根据初级绕组N1和次级绕组N2的极性(绕组方向)、整流二极管D01和D02之间的连接关系和次级绕组N2中感应的交流电压极性的改变而变为+M或-M。
例如，如图12A所示的等效电路图具有+M的互感，而如图12B所示的等效电路图具有-M的互感。
这个将应用于图9或图10所示的绝缘换流变压器PIT的二次侧的工作过程中。次级绕组N2所获得的交流电压为正极性时，使整流电流在桥式整流电路DBR中流过的工作可被认为是+M工作状态或是正向工作，而在次级绕组N2所获得的交流电压为负极性时，使整流电流在桥式整流电路DBR中流过的工作可被认为是-M工作状态或是逆向工作。每次次级绕组N2所获得的交流电压为正极性或负极性时，该工作状态的互感就分别变为+M或-M。
由于具有这样的结构，把随一次侧并联谐振电路和二次侧并联谐振电路的效应增加的功率提供给负载侧，因此提供给负载侧的功率也同样多的增加，从而提高了最大负荷功率增加的速率。
这是可以实现的，因为在绝缘换流变压器中初级绕组N1和次级绕组N2是以一种绕组相互分开以便相互形成松耦合的状态缠绕的，因此就不易获得饱和状态。
如图9或图10所示电流的稳定工作过程如下所述。
如上所述，一次侧开关驱动器10中的振荡电路11经过光耦合器30由二次侧直流输出电压E0供电。振荡电路11根据所提供给的二次侧直流输出电压E0电位的变化改变用于输出的振荡信号的频率。这意味着一个改变开关装置Q1开关频率的操作。因此，一次侧电压谐振型变换器和绝缘换流变压器PIT的谐振阻抗被改变，由此传输给绝缘换流变压器PIT二次侧的电能也被改变。因此，二次侧直流输出电压E0被控制以便按所需的电位保持恒定。这就意味着电源是稳定的。
图9或图10中所示的电源电路的振荡电路11改变开关频率时，开关装置Q1断开过程的时间段TOFF固定，而开关装置Q1导通过程的时间段TON被变化地控制。更具体地说，通过变化地控制开关频率作为恒压控制操作，电源电路控制开关输出的谐振阻抗，同时在开关循环周期内控制开关装置的导通角度。这种复合控制操作就能通过一单个控制电路系统实现。
图13A，13B，13C，13D，13E和13F表示图9和图10所示的电源电路一次侧电压谐振型变换器工作的波形图。图13A，13B和13C各表示在交流输入电压VAC＝100V和最大负荷功率Pomax＝200W时一次侧电压谐振型变换器的工作图。13D，13E和13F各表示在交流输入电压VAC＝100V和最小负荷功率Pomin＝0W或无负荷时一次侧电压谐振型变换器的工作图。
开关装置Q1在执行开关操作时，一次侧并联谐振电路在时间段TOFF过程中实现谐振操作，开关装置Q1在TOFF过程中是断开的。因此，如图13A和13D所示，并联谐振电容器Cr两端的并联谐振电压V1在时间段TOFF过程中形成一正弦谐振脉冲波形。
在时间段TOFF过程中所执行的并联谐振操作使一并联谐振电流Icr流过并联谐振电容器Cr以便大致形成一正弦波形，并在时间段TOFF过程中从正向变为负向，如图13C和13F所示。
图13A与图13D比较的结果表明开关频率fs被控制为随负荷功率Po的下降而升高，在以恒定的长度固定时间段TOFF和改变开关装置Q1导通的时间段TON时，开关频率fs改变。
如图9和图10所示形成的电压谐振型变换器根据负荷功率的变化，改变并联谐振电压V1的电位。例如，在最大负荷功率Pomax＝200W时，并联谐振电压V1为550V，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，并联谐振电压V1为300V。这就意味着并联谐振电压V1随负荷功率的增加有升高的趋势。
如图13B和13E所示，在时间段TOFF过程中流过开关装置Q1漏极或集电极的开关输出电流IQ1是零电位，在时间段TON过程中以13B和13E所示的波形方式流动。开关输出电流IQ1的电位还具有随负荷功率P0的增加有升高的趋势。例如，根据图13B和13E，在最大负荷功率Pomax＝200W时，开关输出电流IQ1为3.8A，而在最小负荷功率Pomin＝0W时，开关输出电流IQ1为1A。
与图9和10所示的电源电路的特性一样，图14表示在最大负荷功率Pomax＝200W时相对于交流输入电压VAC，开关频率fs、开关循环周期中的时间段TOFF和TON及并联谐振电压V1变化的特性图。
如图所示，开关频率fs对于交流输入电压VAC＝90V至140V时变化范围为fs＝110KHz至140kHz。这就意味着根据直流输入电压的变化在二次侧直流输出电压E0中获得稳定变化的工作过程。就交流输入电压VAC的变化来说，开关频率能被控制以便随交流输入电压VAC的电位升高而增加。
就一个开关循环周期中的时间段TOFF和TON来说，该附图表示与开关频率fs相比，时间段TOFF是恒定的，而时间段TON随开关频率fs的增加而缩短。
并联谐振电压V1也根据工业交流电源VAC的变化而变化；并联谐振电压V1的电位随着交流输入电压VAC的增加而增加。
图9和10所示构造为通过复合控制方法稳定二次侧直流输出电压的电源电路根据图13A至13F和图14所示的负载条件和交流输入电压VAC的变化改变并联谐振电压V1的峰值电位。在接近最大负荷功率的重载条件下，作为100-V工业交流电源AC的交流输入电压VAC例如升高至140V时，更具体地说，并联谐振电压V1的最大值就会升高至700V，如图14所示。
因此，对于100V的工业交流电源AC来说，就必须为并联谐振电容器Cr和提供有并联谐振电压V1的开关装置Q1选择一种具有800V耐压值的产品，而为了对于200V的工业交流电源AC来说，就必须为并联谐振电容器Cr和开关装置Q1选择一种具有1200V耐压值的产品。这样就会导致并联谐振电容器Cr和开关装置Q1体积的变大和成本的提高。
此外，开关装置的开关特性可以认为随它的耐压值增高而恶化。因此，为如上所述开关装置Q1选择的一种具有高耐压值的产品由于开关操作而增加了功耗，还会降低功率转换效率。
鉴于上述存在的问题，本发明的一个目的就是使构造为复合谐振型开关变换器的开关电源电路能够小型化，并提高其功率转换效率。
根据本发明，提供一种包括如下所述的开关电源电路。
根据本发明的开关电源电路包括一开关器件，它具有一主开关装置，用于中止所输入的直流输入电压的输出；一一次侧并联谐振电容器，用于形成一一次侧并联谐振电路，该并联谐振电路将开关器件的操作变换为电压谐振型操作；和一绝缘换流变压器，具有一次侧绕组和二次侧绕组，用于将一次侧绕组获得的开关器件的输出传输给二次侧绕组，一次侧绕组和二次侧绕组以一所需的耦合系数缠绕成相互之间能形成松耦合。
二次侧的开关电源电路包括一通过将二次侧谐振电容器与二次侧绕组相连接而形成的二次侧谐振电路；一直流输出电压发生器，用于整流二次侧绕组输入的交流电压，以此提供一直流输出电压。
开关电源电路的特征在于还包括一有源箝位器件，用于箝位主开关装置断开时间过程中一次侧并联谐振电容器两端产生的一次侧并联谐振电压，该有源箝位器件包括一通过自激振荡驱动进行开关操作而被驱动的辅助开关装置，和一开关驱动器件，该开关驱动器件用于通过驱动开关操作的主开关装置实现恒压控制以便对主开关装置的开关频率根据直流输出电压的电位进行可变控制和改变一个开关循环周期中的主开关装置的导通/断开时间。
上述一次侧的结构容许有源箝位器件箝位主开关装置断开时间过程中产生的并联谐振电压以此抑制谐振电压。因此，具有较低耐压值的产品可用于设置在电源电路的如开关装置和一次侧并联谐振电容器元件这样的部件中。
此外，有源箝位器件用具有简单结构的自激振荡驱动电路驱动，该自激振荡电路包括一通过缠绕绝缘换流变压器一次侧绕组的电线而形成的驱动绕组。因此，该有源箝位器件仅需要较少数量的部件，所以非常有助于特别是电源电路结构的小型化。
图1表示根据本发明第一实施例开关电源电路的电路结构图；
图2A，2B，2C，2D，2E，2F，2G，2H，2I，2J，2K，2L，2M，2N，2O和2P表示图1开关电源电路中主要部件工作的波形图；
图3表示根据本发明第二实施例开关电源电路的电路结构图；
图4A，4B，4C，4D，4E，4F，4G，4H，4I，4J，4K，4L，4M和4N表示图3开关电源电路中主要部件工作的波形图；
图5表示相对于负荷功率的功率转换效率，开关频率和导通/断开时间段的特性图，它是作为根据本发明第一实施例和第二实施例开关电源电路的特性；
图6表示相对于输入电压的功率转换效率，开关频率和导通/断开时间段的特性图，它是作为根据本发明第一实施例和第二实施例开关电源电路的特性；
图7表示根据本发明第三实施例开关电源电路的电路结构图；
图8表示根据本发明第四实施例开关电源电路的电路结构图；
图9表示现有技术开关电源电路结构实例的电路图；
图10表示现有技术开关电源电路另一种结构实例的电路图；
图11表示绝缘换流变压器的剖视图；
图12A和12B表示解释绝缘换流变压器的互感是+M和-M工作时的辅助等效电路图；
图13A，13B，13C，13D，13E和13F表示现有技术开关电源电路工作的波形图；
图14表示相对于交流输入电压来说解释现有技术开关电源电路特性的辅助图。
图1表示根据本发明第一实施例开关电源电路的电路结构图，图3表示根据本发明第二实施例开关电源电路的电路结构图。与图9和10中的一样，图中所示的每个电源电路都是一种复合谐振型开关变换器，它在一次侧设有一电压谐振型变换器和在二次侧设有一并联谐振电路。因此，在此情况下，电源电路各自具有一个如图11所示结构的绝缘换流变压器PIT。该绝缘换流变压器对于根据下面所描述其它实施例的电源电路来说也是适用的。
图1或图3的电源电路一次侧总体结构包括一电压谐振型变换器，它具有一主开关装置Q1，基本上通过外部激励执行单端开关操作。此外，电源电路还具有一有源箝位电路20，用于箝位并行谐振电容器Cr两端的并联谐振电压V1，这将在后面对此作出描述。在此情况下，一MOS-FET用作主开关装置Q1和辅助开关装置Q2。
根据第一和第二实施例的开关驱动器10与图9所示的相同，例如，更具体地说，它具有一振荡电路11和一驱动电路12。该振荡电路11通过根据二次侧直流输出电压E0的变化改变其振荡频率和根据一次侧并联谐振电压V1的脉冲电位改变一个开关周期中其波形的负载比而产生一振荡信号，然后将由此所产生的振荡信号输出给驱动电路12以驱动主开关装置Q1。因此，主开关装置Q1的开关频率是根据负载的变化和交流输入电压的变化而变化的，同时，它在一个开关循环周期中的导通/断开时间段也是变化的。
在第一和第二实施例中，特别是，由于有源箝位电路20的辅助开关装置Q2是用一包括缠绕在绝缘换流变压器PIT上的驱动绕组Ng的自激振荡驱动电路驱动的，不仅一个开关循环周期中的主开关装置Q1的导通时间，而且其断开时间可被变化地控制。因此，在第一和第二实施例中，用复合控制方法进行的恒压控制就可以通过改变三个参数(主开关装置Q1的开关频率，一个开关循环周期中的主开关装置Q1的导通时间段和断开时间段)而实现。
在此情况下，有源箝位电路20由辅助开关装置Q2、箝位电容器CCL和箝位二极管DD2形成。一所谓的本体二极管，例如，选择为箝位二极管DD2。一种驱动辅助开关装置Q2的驱动电路系统包括驱动绕组Ng、电容器Cg和电阻R1和R2。
箝位二极管DD2并联在辅助开关装置Q2的漏极和源极之间。在此情况下，箝位二极管DD2的阳极与辅助开关装置Q2的源极相连接，而箝位二极管DD2的阴极与辅助开关装置Q2的漏极相连接。辅助开关装置Q2的漏极与箝位电容器CCL的一端相连接，而箝位电容器CCL的另一端与一将整流过的平滑电压Ei和初级绕组N1的起始点相连接的节点相连接。辅助开关装置Q2的源极与初级绕组N1的末端点相连接。因此，第一和第二实施例中的有源箝位电路20通过将箝位电容器CCL与辅助开关装置Q2和箝位二极管DD2组成的并联电路相串联而形成。由此形成的该电路与绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1相并联。
如图所示，由电阻R1，电容器Cg和包括在驱动辅助开关装置Q2的驱动电路系统中的驱动绕组Ng组成的串联电路与辅助开关装置Q2的栅极相连接。该串联电路形成驱动辅助开关装置Q2的自激振荡驱动电路。驱动绕组Ng通过将电线缠绕在绝缘换流变压器PIT初级绕组N1的末端点侧上而形成，在此情况下绕组匝数，例如为1T(匝)。因此，在驱动绕组Ng中就会产生由初级绕组N1获得的交流电压而感应的电压。在此情况下，由于它们绕组方向之间的关系，驱动绕组Ng中获得的电压与初级绕组N1的电压极性相反。必须注意驱动绕组Ng的匝数是1T时，驱动绕组Ng的实际工作是能够保证的；然而，绕组的匝数并不局限于1T。
电阻R2位于绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1和驱动绕组Ng的节点之间。
如图1所示，电源电路在二次侧设有二次侧并联谐振电路和一半波整流电路，该并联谐振电路由次级绕组N2和二次侧谐振电容器C2组成，半波整流电路与次级绕组N2的起始点侧相连接，由一整流二极管D0和一平波电容器C0组成。可替换地，如图3所示，电源电路在二次侧设有二次侧串联谐振电路和一倍压半波整流电路，该串联谐振电路由次级绕组N2和二次侧串联谐振电容器C2组成，该倍压半波整流电路由一组整流二极管D01和D02及一平波电容器C0组成。任一种半波整流电路都能够提供二次侧直流输出电压E0。
图2A，2B，2C，2D，2E，2F，2G，2H，2I，2J，2K，2L，2M，2N，2O和2P主要表示图1开关电源电路中一次侧开关工作的波形图。更具体地说，这些附图表示设有有源箝位电路20的电压谐振型变换器的工作图2A至2P表示图1的电路结构对于AC100V时获得的工作图。图2A至2H表示在交流输入电压VAC＝100V和最大负荷功率Pomax＝200W条件下电路部件的工作图。图2I至2P分别表示在交流输入电压VAC＝100V和最小负荷功率Pomin＝2W的条件下与图2A至2H相同电路部件的工作图。
首先，下面将描述图2A至2H所示的最大负荷功率Pomax＝200W时的工作过程。
主开关装置Q1在时间段TON过程中被控制导通，辅助开关装置Q2在时间段TON过程中被控制以保持在断开状态。
如图2B的波形所示，一开关输出电流I1在时间段TON过程中流过主开关装置Q1的漏极。该开关输出电流I1经过绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的漏感L1流向主开关装置Q1。在此时间过程中开关输出电流I1具有一个开始从负向变换为正向的波形，如图2B所示的时间段TON。在此时间过程中开关输出电流I1以负向流动，箝位二极管DD1导通，在并联谐振电容器Cr在先前时间段td2的末端完成放电后开关输出电流IQ1流过箝位二极管DD1和初级绕组N1。
在开关输出电流I1从负向变换为正向的时间过程中，如图2B所示，主开关装置Q1通过ZVS(零电压开关)和ZCS(零电流开关)导通。
在下一个时间td1过程中，主开关装置Q1断开，由此已流过初级绕组N1的电流就流向并联谐振电容器Cr。如图2F所示，在此时间过程中流过并联谐振电容器Cr的电流Icr就会产生一正极性的脉冲型波形。这就表示部分谐振模式的工作。在此时间过程中，由于并联谐振电容器Cr与主开关装置Q1相并联，主开关装置Q1就用ZVS关断。
在下一个时间过程中，辅助开关装置Q2被控制以处于导通状态，主开关装置Q1被控制以处于断开状态。该时间对应于图2C中辅助开关装置Q2两端电压V2处于零电位过程中的时间段TON2。
时间段TON2是一个有源箝位电路20工作的时间段，其中该有源箝位电路执行下面的操作。
并联谐振电容器Cr用从初级绕组N1流过的电流充电，由此在初级绕组N1获得的电压在时间段TON2开始时等于或高于箝位电容器CCL1两端的电压电平。
因此，与辅助开关装置Q2相并联的箝位二极管DD2的导通状态是令人满意的，因此箝位二极管DD2就能导通。然后一电流经过一路径从箝位二极管DD2流向箝位电容器CCL1，该箝位电流ICL在时间TON2开始后提供一从负向接近于零电位的锯齿波形，如图2E所示。
箝位电容器CCL1的电容选择为并联谐振电容器Cr电容的50倍或更大，例如，绝大部分电流作为箝位电流ICL流向箝位电容器CCL1，很少部分电流流向并联谐振电容器Cr。
因此，在时间段TON2过程中，作用于主开关装置Q1谐振电压V1的倾斜度是平缓的，由此就能获得并联谐振电压V1上的箝位操作。因此，图9和10现有技术电路中的谐振电压V1具有550V的电位时，第一和第二实施例中的谐振电压V1就能被抑制在300V。
然后，图2E所示的箝位电流ICL从负向变换为正向。辅助开关装置Q2在箝位电流ICL从负向到正向变换的定时关系中用ZVS和ZCS导通。
在辅助开关装置Q2的导通状态下，由于在此状态下获得的一次侧并联谐振电路的谐振效应，该箝位电流ICL流过初级绕组N1和箝位电容器CCL，然后从辅助开关装置Q2的漏极流向源极，同时形成一个如图2E所示在正向增加的波形。
虽然未图示，一作用于辅助开关装置Q2栅极上的电压是在驱动绕组Ng中感应的电压，它形成一矩形脉冲波形。
使得一流过辅助开关装置Q2栅极的栅极流入电流Ig流动以便在时间段td1的末端之后和时间td2过程中通过一由电容Cg和电阻R2形成的微分电路形成一如图2D所示的微分波形。时间段td1和td2是主开关装置Q1和辅助开关装置Q2断开过程中的阀值时间段；该阀值时间段通过栅极流入电流Ig的流动保持。
时间段TOFF是在辅助开关装置Q2两端的电压V2开始上升时结束的，因为辅助开关装置Q2已被导通，在时间段TOFF过程中该电压被设定为零电位。然后，并联谐振电容器Cr将电流输出给初级绕组N1。这就表示部分谐振操作。在此时间过程中作用于主开关装置Q1的并联谐振电压V1的倾斜度陡峭的，因为并联谐振电容器Cr的电容较小。因此，如图2A所示，并联谐振电压VI迅速下降为零电位。
然后，辅助开关装置Q2就开始断开。在此情况下，由于并联谐振电压V1以一定的倾斜度下降，辅助开关装置Q2就用ZVS关断。
由于并联谐振电容器Cr的放电，由辅助开关装置Q2断开而产生的电压不会急剧上升。该工作过程就是例如如图2C所示的辅助开关装置Q2两端的电压V2一样，其中该电压具有一个在时间段td2内以一定倾斜度从零电位到峰值电位转变的波形。
辅助开关装置Q2两端的电压V2在辅助开关装置Q2断开的时间段TOFF2过程中例如具有一个300V的电位，然后在时间段td1过程中产生一个从300V向零电位的转变，时间段td1是时间段TOFF2的开始时间段，如上所述，在时间段td2过程中产生一个从零电位向300V的转变，时间段td2是时间段TOFF2的结束时间段。此后，对于每个开关循环周期来说如上所述的工作过程重复进行。
对于二次侧的工作过程来说，图2G表示二次侧并联或串联谐振电容器C2两端的二次侧交流电压V3，图2H表示在二次侧整流二极管D0中流过的二次侧整流电流10。
二次侧交流电压V3在时间段DON过程中箝位在二次侧直流电压E0的电位上，二次侧整流二极管D01在时间段DON过程中是导通的，因此处于导通状态，该二次侧交流电压V3表示一个在时间段DOFF过程中在负极性方向具有一峰值的正弦波形，二次侧整流二极管D01在时间段DOFF过程中处于截止状态。
二次侧整流电流I0在时间段DOFF过程中具有零电位，并在时间段DON过程中以图2H所示的方式流动。
在负荷功率降低至最小负荷功率Pomin＝20W的条件下，例如，图2A至2H所示部件的工作波形分别是以图2I至2P所示的方式改变的。
例如，图2A和2I中一次侧并联谐振电压V1的比较结果表明图2I所示的波形具有一个非常显著地较短时间段TON，与图2A相比较，主开关装置Q1在时间段TON过程中是导通的。因此，在最大负荷功率的情况下，图2I所示的开关频率高于图2A所示的开关频率。必须注意主开关装置Q1断开过程中的时间段TOFF实际上稍有变化。
这就表明一次侧的主开关装置Q1能被控制使其开关频率随着负荷功率的降低和二次侧输出电压E0的升高而升高，与此同时，它还表明在主开关装置Q1一个开关循环周期中的导通/断开时间段是可以被变化地控制。因此，它表明了一种用复合控制方法进行恒压控制的操作，该复合控制方法可变化地控制上述三个参数：开关频率fs，时间段TON，和时间段TOFF。
另一方面，辅助开关装置Q2根据驱动绕组Ng中获得的电压波形进行定时驱动。驱动绕组Ng获得的电压是由初级绕组N1中产生的交流电压感应的。因此，在与以上述方式控制的主开关装置Q1的开关操作同步的过程中，辅助开关装置Q2的导通时间段TON2和断开时间段TOFF2被改变。因而，辅助开关装置Q2的开关频率也被可变地控制。
更具体地说，根据第一和第二实施例，即使辅助开关装置Q2通过自激振荡系统驱动，辅助开关装置Q2的导通/断开时间段也可以随主开关装置Q1的导通/断开时间段的变化而进行可变控制。这是因为驱动辅助开关装置Q2的电压电位是根据负荷改变和整流过的平滑电压Ei的改变随驱动绕组Ng感应的电压变化而变化。
即使在这样轻负荷的条件下，图2I至2P所示的以模式1至5定时实现的操作也能够抑制一次侧并联谐振电压V1的峰值电位，例如，还能将辅助开关装置Q2两端的电压V2的峰值电位抑制在大约240V。特别是一次侧并联谐振电压V1在最小负荷功率时抑制在150V。
获得如图2A至2P所示的实验结果时，图1电源电路中主要部件所选择的值在下面示出作为参考用。
首先，主开关装置Q1选择一种具有400V/10A低通电阻的产品，辅助开关装置Q2选择一种具有400V/3A低通电阻的产品。
下面表示其它部件所选择的值。
并联谐振电容器Cr＝3300pF
箝位电容器CCL＝0.1μF
二次侧并联谐振电容器C2＝0.01μF
初级绕组N1＝次级绕组N2＝43T
电容器Cg＝0.33μF
电阻R1＝22Ω
电阻R2＝100Ω
选择这些部件时，可变开关频率fs范围将被设定为，例如100kHz至150kHz。
作为图1电源电路的特性，图5表示DC→DC功率转换效率η，主开关装置Q1的开关频率fs和时间段TON、时间段TOFF相对于负荷功率Po的关系。图中所示的特性是在AC200V条件下获得的，因此该特性是在整流过的平滑恒压Ei＝250V条件下测出的。
如图所示，PWM控制使得在主开关装置Q1导通过程中的时间段TON随负荷功率增加而延长，同时主开关装置Q1断开过程中的时间段TOFF即使在短于时间段TON程度的情况下也被延长。此外，与此同时，开关频率能被控制降低。
如图所示，一次侧并联谐振电压V1随负荷加重而稍微有所增加时，并联谐振电压V1被抑制在600V的范围内。
所获得的结果表明功率转换效率在轻负荷如负荷功率Po＝50W时大约为92％，而在负荷功率Po＝100W或更大时，功率转换效率保持在94％或更高。
作为图1电源电路的特性，图6表示DC→DC功率转换效率η，主开关装置Q1的开关频率fs和时间段TON、时间段TOFF相对于直流输出电压的关系。图中所示的特性是在负荷功率Po＝200W条件下获得的。
在此情况下，主开关装置Q1导通过程中的时间段TON被控制使其随整流过的平滑电压Ei的增加而被缩短，同时主开关装置Q1断开过程中的时间段TOFF以一平缓的倾斜度被延长。此外，总的来说，开关频率fs被控制以随着整流过的平滑电压Ei的增加而升高。
一次侧并联谐振电压V1随着整流过的平滑电压Ei的增加而升高时，例如即使Ei＝400V时，并联谐振电压V1也能被抑制在V1＝800V或更小。
不管整流过的平滑电压Ei发生任何变化，功率转换效率都会保持在94％或更高。
从迄今为止所作的描述中可以明白图1中的电路箝位主开关装置Q1断开时间过程中所产生的并联谐振电压V1以抑制其电位。此外，即使例如在最大负荷条件下当AC100V升高至大约VAC＝144V时，并联谐振电压V1也能被抑制在大约300V。即使在AC200V的情况下，它也能够在正常操作下将并联谐振电压V1的峰值电位最大值抑制在大约600V。因此，作为图1中电路的主开关装置Q1，对于AC100V来说可选择一种具有400V耐压值的产品，对于AC200V来说可选择一种具有800V耐压值的产品。因此它能够使用一种比图9和10所示电路耐压值低的产品。此外，一种具有同等低耐压值的产品可用于辅助开关装置Q2。
因此，图1中所示的开关装置电路的特性相对于图9和10所示的电路的特性来说已得到改进。例如，开关装置是一个MOS-FET时，它的导通电阻就被降低了，由此导致功率转换效率的提高。例如，所获得的实验结果表明图9和10所示电路的功率转换效率为92％，而图1所示电路的功率转换效率为93％(在交流输入电压VAC＝100V的情况下)。
而且，第一和第二实施例通过复合控制方法实现一种操作，该复合控制方法可变化地控制上述三个参数：开关装置的开关频率、导通时间段和断开时间段，由此扩大了恒压控制的范围。
而且，由于开关装置可以选择一种具有低耐压值的产品，该开关装置就能被小型化。例如，作为用于图9和10电路中的开关装置，就需要具有1000V或更高耐压值的产品，因此导致包装体积相对地较大。另一方面，在图1电路中较小包装的产品可用作开关装置Q1和Q2。
而且，由于并联谐振电压V1的电位受到抑制，一种具有比图9所示和10所示电路耐压值低的产品可用作图1电路中的并联谐振电容器Cr。因此，该并联谐振电容器Cr也能被小型化。
由于图1中所示的电源电路根据负荷功率的变化可变化地控制一次侧开关变换器的开关频率，该电源电路在负荷发生短路时工作以降低开关频率。
例如，图9和10的电路降低了开关频率，由此负荷发生短路时延长了开关装置的导通时间，因此作用于开关装置和并联谐振电容器上的电压就升高了。所以该电源电路就必须设有一种通过限制负荷发生短路时产生的电压和电流的高电位以保护开关装置的保护电路。
另一方面，根据第一和第二实施例的电源电路根据负荷的变化仅以很小程度改变并联谐振电压V1，因此即使开关频率在负荷发生短路时而被降低，也能控制并联谐振电压V1的升高。所以它就能省去处理负荷发生短路时用的保护电路。
特别是第一和第二实施例的特征在于包括自激振荡驱动电路系统，该系统包括驱动绕组Ng，电容器Cg和电阻R1和R2以驱动开关操作的有源箝位电路20中的辅助开关装置Q2。
作为驱动开关操作的辅助开关装置Q2的另一种结构，一种用复合控制驱动辅助开关装置Q2的外部振荡驱动电路可另设在开关驱动器10中。更具体地说，主开关装置Q1和辅助开关装置Q2都用一电路如一外部振荡IC驱动。然而，对于这样的结构来说，它就必须提供一种能够同时实现主开关装置Q1的开关频率控制和PWM控制的外部振荡电路系统和一种能够同时实现辅助开关装置Q2的开关频率控制和PWM控制的外部振荡电路系统。因此，该电路结构就变得比较复杂，而且增加了部件的数量，从而妨碍了电源电路的小型化。
另一方面，对于根据上述第一和第二实施例的结构来说，驱动辅助开关装置Q2的电路系统就具有非常简单的电路结构，它包括仅有1T缠绕在绝缘换流变压器PIT上的绕组，两个电阻和单个电容器，就能实现与外部振荡驱动电路所完成的相同操作。
图7表示根据本发明第三实施例开关电源电路的电路结构图，图8表示根据本发明第四实施例开关电源电路的电路结构图。在图中，与图1中相同的部件用相同的参考标号表示，对它们的描述就省略了。
如图7和8所示，选择一种IGBT(绝缘栅双极晶体管)作为电源电路一次侧的主开关装置Q1和辅助开关装置Q2。否则，一次侧的结构就与图1所示的电路结构相同。
由于具有这样的结构，它就能够获得与图1所示电路结构相同的效果，例如，通过选择IGBT，也能获得较高的功率转换效率。
在图中所示的电源电路的二次侧，两个整流二极管D01和D02及两个平滑电容器C01和C02以图中所示的方式与二次侧并联谐振电路相连接由此形成一倍压整流电路。因此，一在平滑电容器C01正极端和二次侧接地之间获得的电压，即，二次侧直流电压E0具有一个是次级绕组N2获得交流电压两倍的电位。所以，即使与连接一正常等压整流电路时而获得电位相等的电压电位满足二次侧直流电压E0电位的需要，次级绕组N2的线圈匝数也可以降低为1/2，由此例如能够使绝缘换流变压器PIT尽可能地小型化。
二次侧中的谐振电路并不局限于图中所示的结构，如图3所示的二次侧串联谐振电路也可使用。
应该明白本发明的实施例并不局限于附图所示的结构。例如，在上述实施例中，MOS-FET，BJT(双极结型晶体管)或IGBT用作主开关装置和辅助开关装置；然而，其它装置如SIT(静电感应可控硅)也可以使用。而且，通过外部振荡驱动主开关装置Q1的开关驱动器的结构也不必局限于附图中所示的那些；它可修改为所需的合适电路结构。此外，在二次侧包括二次侧谐振电路的整流电路不必局限于本发明实施例中附图所示的结构；该整流电路可使用不同的电路结构。

Claims (4)

1.一种开关电源电路，它包括：
一开关器件，它具有一主开关装置，用于中止所输入的直流输入电压的输出；
一次侧并联谐振电容器，用于形成一次侧并联谐振电路，该并联谐振电路将上述开关器件的操作变换为电压谐振型操作；
一绝缘换流变压器，它具有一初级绕组和一次级绕组，用于将初级绕组获得的上述开关器件的输出传输给次级绕组，初级绕组和次级绕组能被缠绕成以一所需的耦合系数在它们相互之间形成松耦合；
二次侧谐振电路，它通过将二次侧谐振电容器与上述次级绕组相连接而形成；
一直流输出电压发生器，用于整流上述次级绕组输入的交流电压，以此提供直流输出电压；
一有源箝位器件，用于箝位上述主开关装置断开时间过程中上述一次侧并联谐振电容器两端产生的一次侧并联谐振电压，该有源箝位器件包括一通过自激振荡驱动进行开关操作而被驱动的辅助开关装置；
和一开关驱动器件，该开关驱动器件用于通过驱动开关操作的上述主开关装置实现恒压控制使得上述主开关装置的开关频率根据上述直流输出电压的电位进行可变控制，同时改变一个开关循环周期中的上述主开关装置的导通/断开时间段。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：上述辅助开关装置是通过在驱动绕组中获得的自激振荡开关输出而驱动的，该驱动绕组通过缠绕上述初级绕组的电线而形成。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：上述谐振电路通过将二次侧谐振电容器与上述次级绕组并联或串联而形成。
4.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：上述辅助开关装置由一MOS-FET或一绝缘栅双极晶体管(IGBT)形成。
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