JP2002064980A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 テレビジョン受像機に適用するスイッチング
電源回路から定電圧化した直流出力電圧を出力する際に
省エネルギー化を図ること。 【解決手段】 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ5Aに発生する交番電圧から直流出力電圧ＥO4〜ＥO6
を得る際に、アクティブクランプ回路６ａ〜６ｃによ
り、それぞれの直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧化を図
ることで、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧化に伴う電
力損失を低減するようにした。
電源回路から定電圧化した直流出力電圧を出力する際に
省エネルギー化を図ること。 【解決手段】 絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ5Aに発生する交番電圧から直流出力電圧ＥO4〜ＥO6
を得る際に、アクティブクランプ回路６ａ〜６ｃによ
り、それぞれの直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧化を図
ることで、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧化に伴う電
力損失を低減するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、カラーテレビジョ
ン受像機やプロジェクタ装置等の各種映像機器に適用し
て好適なスイッチング電源回路に関するものである。
ン受像機やプロジェクタ装置等の各種映像機器に適用し
て好適なスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン受像機やプロジェクタ装置
等の映像機器においては、各種信号処理を行う信号系回
路ブロックとして、例えばアナログＩＣ（Integrated C
ircuit）系の回路ブロックと、デジタルＩＣ系の回路ブ
ロックが備えられているものがある。そして、このよう
なアナログＩＣ系やデジタルＩＣ系の回路ブロックを備
えた映像機器では、これらの回路ブロックに対して定電
圧化した動作電圧を供給するための定電圧電源が備えら
れている。
等の映像機器においては、各種信号処理を行う信号系回
路ブロックとして、例えばアナログＩＣ（Integrated C
ircuit）系の回路ブロックと、デジタルＩＣ系の回路ブ
ロックが備えられているものがある。そして、このよう
なアナログＩＣ系やデジタルＩＣ系の回路ブロックを備
えた映像機器では、これらの回路ブロックに対して定電
圧化した動作電圧を供給するための定電圧電源が備えら
れている。
【０００３】図６は、上記したような映像機器に備えら
れている従来の電源回路の一例として、例えば大型のカ
ラーテレビジョン受像機等に備えられているスイッチン
グ電源回路の構成を示した図である。この図６に示す電
源回路では、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉによって、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）から
交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電
圧Ｅｉを生成する。上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電
圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとして
は、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシ
ングルエンド方式によるスイッチング動作を行う自励式
の電圧共振形コンバータが備えられている。
れている従来の電源回路の一例として、例えば大型のカ
ラーテレビジョン受像機等に備えられているスイッチン
グ電源回路の構成を示した図である。この図６に示す電
源回路では、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉによって、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）から
交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電
圧Ｅｉを生成する。上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電
圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとして
は、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシ
ングルエンド方式によるスイッチング動作を行う自励式
の電圧共振形コンバータが備えられている。
【０００４】スイッチング素子Ｑ1は、駆動巻線ＮB、共
振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回
路よりなる自励発振駆動回路によって駆動され、そのス
イッチング周波数は、駆動巻線ＮB及び共振コンデンサ
ＣBから成る共振回路の共振周波数によって決定され
る。なお、起動抵抗ＲSは、商用交流電源投入時におい
て、整流平滑ラインに得られる起動電流をスイッチング
素子Ｑ1に対して供給するために設けられる。
振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回
路よりなる自励発振駆動回路によって駆動され、そのス
イッチング周波数は、駆動巻線ＮB及び共振コンデンサ
ＣBから成る共振回路の共振周波数によって決定され
る。なお、起動抵抗ＲSは、商用交流電源投入時におい
て、整流平滑ラインに得られる起動電流をスイッチング
素子Ｑ1に対して供給するために設けられる。
【０００５】スイッチング素子Ｑ1に対しては、図示す
るように、クランプダイオードＤD1及び一次側並列共振
コンデンサＣｒが接続され、この一次側並列共振コンデ
ンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタン
スＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振
回路を形成する。
るように、クランプダイオードＤD1及び一次側並列共振
コンデンサＣｒが接続され、この一次側並列共振コンデ
ンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタン
スＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振
回路を形成する。
【０００６】直交形制御トランスＰＲＴ−１は、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルとされる。この直交形制御トラ
ンスＰＲＴ−１は、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると
共に、定電圧制御のために設けられる。
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルとされる。この直交形制御トラ
ンスＰＲＴ−１は、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると
共に、定電圧制御のために設けられる。
【０００７】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。ここでの詳しい説明は
省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴには、コア
に対してギャップが形成されていることで、疎結合の状
態が得られるようになっている。
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。ここでの詳しい説明は
省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴには、コア
に対してギャップが形成されていることで、疎結合の状
態が得られるようになっている。
【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
は、図示するように、二次巻線Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4，Ｎ5を巻
き上げるようにして二次側巻線が形成されている。この
場合、図示するように、二次巻線Ｎ4，Ｎ5の接続部が二
次側アースに対して接続され、この二次側アースと二次
巻線Ｎ2の巻終端部との間に二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2が並列に接続されている。
は、図示するように、二次巻線Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4，Ｎ5を巻
き上げるようにして二次側巻線が形成されている。この
場合、図示するように、二次巻線Ｎ4，Ｎ5の接続部が二
次側アースに対して接続され、この二次側アースと二次
巻線Ｎ2の巻終端部との間に二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2が並列に接続されている。
【０００９】即ち、図６に示す電源回路においては、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための電圧共振回路
が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側
及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成
のスイッチングコンバータについては、「複合共振形ス
イッチングコンバータ」ともいうことにする。
縁コンバータトランスＰＩＴの一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えら
れ、二次側には電圧共振動作を得るための電圧共振回路
が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側
及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成
のスイッチングコンバータについては、「複合共振形ス
イッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００１０】そして、この二次側並列共振コンデンサＣ
2が並列に接続されている二次巻線（Ｎ2＋Ｎ3＋Ｎ4）に
対して、整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から
成る半波整流平滑回路が設けられ、この半波整流平滑回
路からテレビジョン受像機の水平偏向用の直流出力電圧
ＥO1（１３５Ｖ）を得るようにしている。
2が並列に接続されている二次巻線（Ｎ2＋Ｎ3＋Ｎ4）に
対して、整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1から
成る半波整流平滑回路が設けられ、この半波整流平滑回
路からテレビジョン受像機の水平偏向用の直流出力電圧
ＥO1（１３５Ｖ）を得るようにしている。
【００１１】また、二次巻線Ｎ3，Ｎ4から成る二次巻線
（Ｎ3＋Ｎ4）に対しては、整流ダイオードＤO2と平滑コ
ンデンサＣO2から成る半波整流平滑回路が設けられ、こ
の半波整流平滑回路から垂直偏向用の直流出力電圧ＥO2
（１５Ｖ）を得ると共に、二次巻線Ｎ5に対しては、整
流ダイオードＤO3と平滑コンデンサＣO3とが図示するよ
うに接続され、この整流ダイオードＤO3と平滑コンデン
サＣO3から成る半波整流平滑回路から、同じく垂直偏向
用の直流出力電圧ＥO3（−１５Ｖ）を得るようにしてい
る。
（Ｎ3＋Ｎ4）に対しては、整流ダイオードＤO2と平滑コ
ンデンサＣO2から成る半波整流平滑回路が設けられ、こ
の半波整流平滑回路から垂直偏向用の直流出力電圧ＥO2
（１５Ｖ）を得ると共に、二次巻線Ｎ5に対しては、整
流ダイオードＤO3と平滑コンデンサＣO3とが図示するよ
うに接続され、この整流ダイオードＤO3と平滑コンデン
サＣO3から成る半波整流平滑回路から、同じく垂直偏向
用の直流出力電圧ＥO3（−１５Ｖ）を得るようにしてい
る。
【００１２】つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側においては、二次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）、及び二次巻
線Ｎ5に誘起される誘起電圧から垂直偏向用の直流出力
電圧ＥO2，Ｅ03（±１５Ｖ）を得るようにしている。従
って、二次巻線（Ｎ2＋Ｎ3）の巻線数と、二次巻線Ｎ5
の巻線数は同一とされる。
二次側においては、二次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）、及び二次巻
線Ｎ5に誘起される誘起電圧から垂直偏向用の直流出力
電圧ＥO2，Ｅ03（±１５Ｖ）を得るようにしている。従
って、二次巻線（Ｎ2＋Ｎ3）の巻線数と、二次巻線Ｎ5
の巻線数は同一とされる。
【００１３】この場合、二次側直流出力電圧ＥO1は、制
御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１で
は、直流出力電圧ＥO2を動作電圧として、直流出力電圧
ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮC1に流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御ト
ランスＰＲＴ−１に巻装された駆動巻線ＮBのインダク
タンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBの
インダクタンスＬBを含んで形成される自励発振駆動回
路の共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作とな
り、この動作によって二次側から出力される直流出力電
圧の定電圧化を図るようにしている。また、このような
直交形制御トランスＰＲＴ−１を備えた定電圧制御の構
成にあっても、一次側のスイッチングコンバータが電圧
共振形とされていることで、スイッチング周波数の可変
制御と同時にスイッチング周期におけるスイッチング素
子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行っているものと
見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１
組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書
では、このような複合的な制御を「複合制御方式」とも
いう。
御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１で
は、直流出力電圧ＥO2を動作電圧として、直流出力電圧
ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮC1に流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御ト
ランスＰＲＴ−１に巻装された駆動巻線ＮBのインダク
タンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBの
インダクタンスＬBを含んで形成される自励発振駆動回
路の共振回路の共振条件が変化する。これは、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作とな
り、この動作によって二次側から出力される直流出力電
圧の定電圧化を図るようにしている。また、このような
直交形制御トランスＰＲＴ−１を備えた定電圧制御の構
成にあっても、一次側のスイッチングコンバータが電圧
共振形とされていることで、スイッチング周波数の可変
制御と同時にスイッチング周期におけるスイッチング素
子Ｑ1の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行っているものと
見ることが出来る。そして、この複合的な制御動作を１
組の制御回路系によって実現している。なお、本明細書
では、このような複合的な制御を「複合制御方式」とも
いう。
【００１４】さらに、この図６に示す電源回路では、二
次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の出力からアナログＩＣ系の回路ブ
ロックに対して供給する直流出力電圧ＥO4（９Ｖ）を得
ると共に、二次巻線Ｎ4の出力からデジタルＩＣ系の回
路ブロックに対して供給する直流出力電圧ＥO5（５Ｖ）
を得るようにしている。
次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の出力からアナログＩＣ系の回路ブ
ロックに対して供給する直流出力電圧ＥO4（９Ｖ）を得
ると共に、二次巻線Ｎ4の出力からデジタルＩＣ系の回
路ブロックに対して供給する直流出力電圧ＥO5（５Ｖ）
を得るようにしている。
【００１５】この場合、二次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の出力
は、電力損失を低減するためにインダクタＬ21（４．７
μＨ）を介して整流ダイオードＤO4と平滑コンデンサＣ
O4から成る半波整流平滑回路に入力され、この半波整流
平滑回路において、一旦、直流出力電圧ＥO7（１１Ｖ）
に変換するようにされる。そして、この直流出力電圧Ｅ
O7からアナログＩＣ系の回路ブロックに対して出力する
直流出力電圧ＥO4（９Ｖ）を得るようにしている。ま
た、二次巻線Ｎ4の出力は、整流ダイオードＤO5と平滑
コンデンサＣO5から成る半波整流平滑回路に入力され、
この半波整流平滑回路において直流出力電圧ＥO8（６．
５Ｖ）に変換した後、この直流出力電圧ＥO8からデジタ
ルＩＣ系の回路ブロックに対して出力する直流出力電圧
ＥO5（５Ｖ），ＥO6（３．３Ｖ）を得るようにしてい
る。
は、電力損失を低減するためにインダクタＬ21（４．７
μＨ）を介して整流ダイオードＤO4と平滑コンデンサＣ
O4から成る半波整流平滑回路に入力され、この半波整流
平滑回路において、一旦、直流出力電圧ＥO7（１１Ｖ）
に変換するようにされる。そして、この直流出力電圧Ｅ
O7からアナログＩＣ系の回路ブロックに対して出力する
直流出力電圧ＥO4（９Ｖ）を得るようにしている。ま
た、二次巻線Ｎ4の出力は、整流ダイオードＤO5と平滑
コンデンサＣO5から成る半波整流平滑回路に入力され、
この半波整流平滑回路において直流出力電圧ＥO8（６．
５Ｖ）に変換した後、この直流出力電圧ＥO8からデジタ
ルＩＣ系の回路ブロックに対して出力する直流出力電圧
ＥO5（５Ｖ），ＥO6（３．３Ｖ）を得るようにしてい
る。
【００１６】ところで、アナログＩＣ系及びデジタルＩ
Ｃ系の各回路ブロックに対して供給する直流出力電圧Ｅ
O4〜ＥO6は、その電圧変動が±２％以内となるように定
電圧化する必要がある。しかしながら、図６に示すよう
な複合制御方式のスイッチング電源回路にあっても、二
次側負荷電力Ｐｏの変動に伴って、二次側から出力され
る直流出力電圧レベルが僅かながら変動するものとな
る。例えば図８に示すように、二次側負荷電力Ｐｏが軽
負荷になると、直流出力電圧ＥO2（１５Ｖ），ＥO8
（６．５Ｖ）の電圧レベルが僅かながら低下するものと
される。
Ｃ系の各回路ブロックに対して供給する直流出力電圧Ｅ
O4〜ＥO6は、その電圧変動が±２％以内となるように定
電圧化する必要がある。しかしながら、図６に示すよう
な複合制御方式のスイッチング電源回路にあっても、二
次側負荷電力Ｐｏの変動に伴って、二次側から出力され
る直流出力電圧レベルが僅かながら変動するものとな
る。例えば図８に示すように、二次側負荷電力Ｐｏが軽
負荷になると、直流出力電圧ＥO2（１５Ｖ），ＥO8
（６．５Ｖ）の電圧レベルが僅かながら低下するものと
される。
【００１７】このため、図６に示す電源回路において
は、直流出力電圧ＥO7（１１Ｖ）から、その電圧変動が
±２％以内に定電圧化された直流出力電圧ＥO4（９Ｖ）
を得るための定電圧化回路が設けられていると共に、直
流出力電圧ＥO8（６．５Ｖ）から同じく電圧変動を±２
％以内に定電圧化された直流出力電圧ＥO5（５Ｖ），Ｅ
O6（３．３Ｖ）を得るための定電圧化回路がそれぞれ設
けられている。
は、直流出力電圧ＥO7（１１Ｖ）から、その電圧変動が
±２％以内に定電圧化された直流出力電圧ＥO4（９Ｖ）
を得るための定電圧化回路が設けられていると共に、直
流出力電圧ＥO8（６．５Ｖ）から同じく電圧変動を±２
％以内に定電圧化された直流出力電圧ＥO5（５Ｖ），Ｅ
O6（３．３Ｖ）を得るための定電圧化回路がそれぞれ設
けられている。
【００１８】定電圧化回路は、例えばその出力電流が２
Ａ以下とされる時は３端子シリーズレギュレータＩＣを
用いて構成し、その出力電流が２Ａ以上とされる時はチ
ョッパーレギュレータＩＣを用いた降圧形コンバータに
よって構成するようにされる。
Ａ以下とされる時は３端子シリーズレギュレータＩＣを
用いて構成し、その出力電流が２Ａ以上とされる時はチ
ョッパーレギュレータＩＣを用いた降圧形コンバータに
よって構成するようにされる。
【００１９】図６に示す電源回路の場合、直流出力電圧
ＥO4の最大定格は９Ｖ／１．５Ａであり、その出力電流
は２Ａ以下とされることから、直流出力電圧ＥO4を得る
ための定電圧化回路は、３端子シリーズレギュレータＩ
Ｃ−１と平滑コンデンサＣO41により構成して、±２％
以内に定電圧化した直流出力電圧ＥO4（９Ｖ±０．１８
Ｖ）を得るようにしている。
ＥO4の最大定格は９Ｖ／１．５Ａであり、その出力電流
は２Ａ以下とされることから、直流出力電圧ＥO4を得る
ための定電圧化回路は、３端子シリーズレギュレータＩ
Ｃ−１と平滑コンデンサＣO41により構成して、±２％
以内に定電圧化した直流出力電圧ＥO4（９Ｖ±０．１８
Ｖ）を得るようにしている。
【００２０】また、直流出力電圧ＥO5の最大定格は５Ｖ
／１．５Ａであり、その出力電流は２Ａ以下とされるこ
とから、この場合も３端子シリーズレギュレータＩＣ−
２と平滑コンデンサＣO51とから成る定電圧回路によっ
て、±２％以内に定電圧化した直流出力電圧ＥO5（５Ｖ
±０．１Ｖ）を得るようにしている。
／１．５Ａであり、その出力電流は２Ａ以下とされるこ
とから、この場合も３端子シリーズレギュレータＩＣ−
２と平滑コンデンサＣO51とから成る定電圧回路によっ
て、±２％以内に定電圧化した直流出力電圧ＥO5（５Ｖ
±０．１Ｖ）を得るようにしている。
【００２１】これに対して、直流出力電圧ＥO6の最大定
格は３．３Ｖ／３Ａであり、その出力電流は２Ａ以上と
されることから、この場合の直流出力電圧ＥO8は、フェ
ライトビーズインダクタＦＢを介してＰＷＭ（Pulse Wi
dth Modulation）制御方式の降圧形のチョッパー回路に
よって構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ１１によって、
その電圧変動が±２％以内に定電圧化した直流出力電圧
ＥO6（３．３Ｖ±０．０７Ｖ）を得るようにしている。
格は３．３Ｖ／３Ａであり、その出力電流は２Ａ以上と
されることから、この場合の直流出力電圧ＥO8は、フェ
ライトビーズインダクタＦＢを介してＰＷＭ（Pulse Wi
dth Modulation）制御方式の降圧形のチョッパー回路に
よって構成されるＤＣ−ＤＣコンバータ１１によって、
その電圧変動が±２％以内に定電圧化した直流出力電圧
ＥO6（３．３Ｖ±０．０７Ｖ）を得るようにしている。
【００２２】ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、チョッパー
レギュレータＩＣ−３、フライホイールダイオードＤ1
1、及びインダクタＬ22（２０μＨ）によって構成さ
れ、インダクタＬ22を介して出力される出力電圧をチョ
ッパーレギュレータＩＣにフィードバックすることで、
そのスイッチング動作を制御して出力電圧レベルの定電
圧化を図るようにしている。
レギュレータＩＣ−３、フライホイールダイオードＤ1
1、及びインダクタＬ22（２０μＨ）によって構成さ
れ、インダクタＬ22を介して出力される出力電圧をチョ
ッパーレギュレータＩＣにフィードバックすることで、
そのスイッチング動作を制御して出力電圧レベルの定電
圧化を図るようにしている。
【００２３】但し、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ１
１は、そのスイッチング動作が矩形波形となるため、ス
イッチング動作に伴って発生するノイズレベルが高くな
る。このため、チョッパーレギュレータＩＣ−３の前段
にフェライトビーズインダクタＦＢを設けると共に、そ
の後段にセラミックコンデンサＣｎを設け、発生するス
イッチングノイズを抑制するようにしている。また、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１１の直流出力電圧には、高調波の
リップル電圧成分が含まれるため、その出力電圧ライン
には、電界コンデンサＣO61，ＣO62とインダクタＬ23
（３．３μＨ）とから成るπ形フィルタ回路１２を設
け、高周波のリップル電圧成分を除去するようにしてい
る。
１は、そのスイッチング動作が矩形波形となるため、ス
イッチング動作に伴って発生するノイズレベルが高くな
る。このため、チョッパーレギュレータＩＣ−３の前段
にフェライトビーズインダクタＦＢを設けると共に、そ
の後段にセラミックコンデンサＣｎを設け、発生するス
イッチングノイズを抑制するようにしている。また、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１１の直流出力電圧には、高調波の
リップル電圧成分が含まれるため、その出力電圧ライン
には、電界コンデンサＣO61，ＣO62とインダクタＬ23
（３．３μＨ）とから成るπ形フィルタ回路１２を設
け、高周波のリップル電圧成分を除去するようにしてい
る。
【００２４】上記図６に示した電源回路の動作波形を図
７に示す。この図７（ａ）〜（ｆ）には、直流出力電圧
ＥO4〜ＥO6の電圧変動を±２％以内となるように定電圧
化したうえで、直流出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷電力が
２００Ｗとされる条件での動作波形が示され、図７
（ｇ）〜（ｌ）には、直流出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷
電力が１００Ｗとされる条件での動作波形が示されてい
る。
７に示す。この図７（ａ）〜（ｆ）には、直流出力電圧
ＥO4〜ＥO6の電圧変動を±２％以内となるように定電圧
化したうえで、直流出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷電力が
２００Ｗとされる条件での動作波形が示され、図７
（ｇ）〜（ｌ）には、直流出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷
電力が１００Ｗとされる条件での動作波形が示されてい
る。
【００２５】総負荷電力が２００Ｗとされる時は、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が、例えば７
１．４ｋＨｚとなるように制御され、スイッチング素子
Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFは１０μｓ／４μｓと
なる。そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作
によって、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生
する共振電圧Ｖ1は、図７（ａ）のように示され、スイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは正弦波状の
パルス波形が得られる。またこの時、スイッチング素子
Ｑ1には、図７（ｂ）に示すようなコレクタ電流ＩCPが
流れる。
ッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が、例えば７
１．４ｋＨｚとなるように制御され、スイッチング素子
Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFは１０μｓ／４μｓと
なる。そして、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作
によって、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生
する共振電圧Ｖ1は、図７（ａ）のように示され、スイ
ッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは正弦波状の
パルス波形が得られる。またこの時、スイッチング素子
Ｑ1には、図７（ｂ）に示すようなコレクタ電流ＩCPが
流れる。
【００２６】また、スイッチング素子Ｑ1のターンオン
時は、クランプダイオードＤD1、スイッチング素子Ｑ1
のベース−コレクタを介してダンパー電流（負方向）が
流れ、このダンパー電流が流れるダンパー電流期間
（０．５μｓ）が、ＺＶＳ(ZeroVolt Switching)領域と
なり、このＺＶＳ領域内においてスイッチング素子Ｑ1
がターンオンすることになる。
時は、クランプダイオードＤD1、スイッチング素子Ｑ1
のベース−コレクタを介してダンパー電流（負方向）が
流れ、このダンパー電流が流れるダンパー電流期間
（０．５μｓ）が、ＺＶＳ(ZeroVolt Switching)領域と
なり、このＺＶＳ領域内においてスイッチング素子Ｑ1
がターンオンすることになる。
【００２７】このようなスイッチング動作によって、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている
二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に発生する電圧Ｖ2
は、図７（ｃ）に示すような共振波形となる。また、二
次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の両端に発生する電圧Ｖ3は、図７
（ｄ）に示すような共振波形となり、二次巻線（Ｎ3＋
Ｎ4）からは、図７（ｅ）に示すような出力電流Ｉ3が流
れる。また、二次巻線Ｎ5の両端に発生する電圧Ｖ5は、
図７（ｆ）に示すような共振波形となる。
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている
二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に発生する電圧Ｖ2
は、図７（ｃ）に示すような共振波形となる。また、二
次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の両端に発生する電圧Ｖ3は、図７
（ｄ）に示すような共振波形となり、二次巻線（Ｎ3＋
Ｎ4）からは、図７（ｅ）に示すような出力電流Ｉ3が流
れる。また、二次巻線Ｎ5の両端に発生する電圧Ｖ5は、
図７（ｆ）に示すような共振波形となる。
【００２８】一方、総負荷電力が１００Ｗとされる時
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が、例
えば１００ｋＨｚとなるように制御され、スイッチング
素子Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFは６μｓ／４μｓ
となる。この場合、一次側並列共振コンデンサＣｒの両
端には、図７（ｇ）に示すような共振電圧Ｖ1が発生
し、スイッチング素子Ｑ1には、図７（ｈ）に示すよう
なコレクタ電流ＩCPが流れる。
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が、例
えば１００ｋＨｚとなるように制御され、スイッチング
素子Ｑ1のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFは６μｓ／４μｓ
となる。この場合、一次側並列共振コンデンサＣｒの両
端には、図７（ｇ）に示すような共振電圧Ｖ1が発生
し、スイッチング素子Ｑ1には、図７（ｈ）に示すよう
なコレクタ電流ＩCPが流れる。
【００２９】この場合も、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング動作によって二次側並列共振コンデンサＣ2の
両端に発生する電圧Ｖ2は、図７（ｉ）に示すような共
振波形になると共に、二次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の両端に発
生する電圧Ｖ3は、図７（ｊ）に示すような共振波形と
なり、二次巻線Ｎ3の巻終端部からは、図７（ｅ）に示
すような電流Ｉ3が流れる。また、二次巻線Ｎ5の両端に
発生する電圧Ｖ5は、図７（ｌ）に示すような共振波形
となる。
ッチング動作によって二次側並列共振コンデンサＣ2の
両端に発生する電圧Ｖ2は、図７（ｉ）に示すような共
振波形になると共に、二次巻線（Ｎ3＋Ｎ4）の両端に発
生する電圧Ｖ3は、図７（ｊ）に示すような共振波形と
なり、二次巻線Ｎ3の巻終端部からは、図７（ｅ）に示
すような電流Ｉ3が流れる。また、二次巻線Ｎ5の両端に
発生する電圧Ｖ5は、図７（ｌ）に示すような共振波形
となる。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図６に示し
た電源回路では、その電圧変動が±２％以内に定電圧化
した直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得るための定電圧化回路
として、３端子シリーズレギュレータＩＣ−１，ＩＣ−
２、及びチョッパーレギュレータＩＣ−３を備えて構成
されるＤＣ−ＤＣコンバータを設けるようにしているた
め、これらレギュレータＩＣ−１，ＩＣ−３、及びＤＣ
−ＤＣコンバータ１１において電力損失が発生する。
た電源回路では、その電圧変動が±２％以内に定電圧化
した直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得るための定電圧化回路
として、３端子シリーズレギュレータＩＣ−１，ＩＣ−
２、及びチョッパーレギュレータＩＣ−３を備えて構成
されるＤＣ−ＤＣコンバータを設けるようにしているた
め、これらレギュレータＩＣ−１，ＩＣ−３、及びＤＣ
−ＤＣコンバータ１１において電力損失が発生する。
【００３１】例えば、直流出力電圧ＥO4を得るための３
端子シリーズレギュレータＩＣ−１では、約３Ｗの電力
損失が発生すると共に、直流出力電圧ＥO5を得るための
３端子シリーズレギュレータＩＣ−２では、約２．３Ｗ
の電力損失が発生する。また、直流出力電圧ＥO6を得る
ためのＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、そのＤＣ−ＤＣ電
力変換効率が約９０％とされることから、約１．２Ｗの
電力損失が発生する。従って、図６に示した電源回路に
おいて直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得る際には、全体で約
６．５Ｗの電力損失が発生することになる。
端子シリーズレギュレータＩＣ−１では、約３Ｗの電力
損失が発生すると共に、直流出力電圧ＥO5を得るための
３端子シリーズレギュレータＩＣ−２では、約２．３Ｗ
の電力損失が発生する。また、直流出力電圧ＥO6を得る
ためのＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、そのＤＣ−ＤＣ電
力変換効率が約９０％とされることから、約１．２Ｗの
電力損失が発生する。従って、図６に示した電源回路に
おいて直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得る際には、全体で約
６．５Ｗの電力損失が発生することになる。
【００３２】また、３端子シリーズレギュレータＩＣ−
１，ＩＣ−２には、放熱板を取り付ける必要があると共
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１には、スイッチング動作
によって発生するスイッチングノイズを抑制するための
対策部品として、フェライトビーズインダクタＦＢや、
セラミックコンデンサＣｎを設ける必要があるため、部
品点数の増加に伴って、部品コストが増加するという欠
点もあった。
１，ＩＣ−２には、放熱板を取り付ける必要があると共
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１には、スイッチング動作
によって発生するスイッチングノイズを抑制するための
対策部品として、フェライトビーズインダクタＦＢや、
セラミックコンデンサＣｎを設ける必要があるため、部
品点数の増加に伴って、部品コストが増加するという欠
点もあった。
【００３３】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。即ち、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのスイッチング素子を備えて形成されるス
イッチング手段と、スイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備
えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側の出力を
二次側に伝送するために設けられ、一次側には一次側巻
線が巻回され、二次側には、少なくとも第１の二次巻線
の部分と、この第１の二次巻線に対して巻き上げるよう
に形成した第２の二次巻線の部分とを有する二次側巻線
が巻回されると共に、一次側巻線と二次側巻線とについ
ては疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされ
た絶縁コンバータトランスと、二次側巻線に対して二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、二次側並列共振回路を含んで
形成され、二次側巻線から得られる交番電圧について半
波整流動作を行うことで、第１の直流出力電圧を得るよ
うに構成された第１の直流出力電圧生成手段と、第１の
直流出力電圧レベルに応じて、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を可変制御すると共に、スイッチング周
期内のオフ期間を一定としたうえで、オン期間を可変す
るようにしてスイッチング素子をスイッチング駆動する
ことで、定電圧制御を行うようにされる第１の定電圧制
御手段とを備える。そして、第２の二次巻線から得られ
る交番電圧について、それぞれ半波整流動作を行う半波
整流回路が設けられ、第２、第３、第４の直流出力電圧
を得るように構成された第２の直流出力電圧生成手段
と、第２、第３、第４の直流出力電圧を得るためにそれ
ぞれ設けられた半波整流回路を形成する整流ダイオード
のアノードと、二次側アースとの間に、それぞれ並列共
振コンデンサが設けられると共に、これらの並列共振コ
ンデンサに対して並列に、少なくともクランプコンデン
サと補助スイッチング素子との直列接続回路からなるア
クティブクランプ回路を設けることで、第２、第３、第
４の直流出力電圧レベルに応じて、補助スイッチング素
子の導通角を制御して、第２、第３、第４の直流出力電
圧の定電圧制御を行うようにされる第２の定電圧制御手
段とを備えるようにした。
チング電源回路は、上記した課題を考慮して以下のよう
に構成する。即ち、入力された直流入力電圧を断続して
出力するためのスイッチング素子を備えて形成されるス
イッチング手段と、スイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備
えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側の出力を
二次側に伝送するために設けられ、一次側には一次側巻
線が巻回され、二次側には、少なくとも第１の二次巻線
の部分と、この第１の二次巻線に対して巻き上げるよう
に形成した第２の二次巻線の部分とを有する二次側巻線
が巻回されると共に、一次側巻線と二次側巻線とについ
ては疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされ
た絶縁コンバータトランスと、二次側巻線に対して二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、二次側並列共振回路を含んで
形成され、二次側巻線から得られる交番電圧について半
波整流動作を行うことで、第１の直流出力電圧を得るよ
うに構成された第１の直流出力電圧生成手段と、第１の
直流出力電圧レベルに応じて、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を可変制御すると共に、スイッチング周
期内のオフ期間を一定としたうえで、オン期間を可変す
るようにしてスイッチング素子をスイッチング駆動する
ことで、定電圧制御を行うようにされる第１の定電圧制
御手段とを備える。そして、第２の二次巻線から得られ
る交番電圧について、それぞれ半波整流動作を行う半波
整流回路が設けられ、第２、第３、第４の直流出力電圧
を得るように構成された第２の直流出力電圧生成手段
と、第２、第３、第４の直流出力電圧を得るためにそれ
ぞれ設けられた半波整流回路を形成する整流ダイオード
のアノードと、二次側アースとの間に、それぞれ並列共
振コンデンサが設けられると共に、これらの並列共振コ
ンデンサに対して並列に、少なくともクランプコンデン
サと補助スイッチング素子との直列接続回路からなるア
クティブクランプ回路を設けることで、第２、第３、第
４の直流出力電圧レベルに応じて、補助スイッチング素
子の導通角を制御して、第２、第３、第４の直流出力電
圧の定電圧制御を行うようにされる第２の定電圧制御手
段とを備えるようにした。
【００３４】即ち、本発明は、絶縁コンバータトランス
の第２の二次巻線に発生する交番電圧から第２〜第４の
直流出力電圧を得る際には、アクティブクランプ回路に
よって形成した第２の定電圧制御手段により、第２〜第
４の直流出力電圧の定電圧化を図ることで、スイッチン
グ電源回路における電力損失を低減するようにした。
の第２の二次巻線に発生する交番電圧から第２〜第４の
直流出力電圧を得る際には、アクティブクランプ回路に
よって形成した第２の定電圧制御手段により、第２〜第
４の直流出力電圧の定電圧化を図ることで、スイッチン
グ電源回路における電力損失を低減するようにした。
【００３５】
【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に、二次側に並列共振回路を備え
る複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
る。図１に示す電源回路には、例えばこの図には示して
いない商用交流電源からブリッジ整流回路を介して入力
される入力電圧を、平滑コンデンサＣｉによって平滑し
た直流入力電圧Ｅｉが入力される。
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示した図で
ある。この図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コ
ンバータを備えると共に、二次側に並列共振回路を備え
る複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採
る。図１に示す電源回路には、例えばこの図には示して
いない商用交流電源からブリッジ整流回路を介して入力
される入力電圧を、平滑コンデンサＣｉによって平滑し
た直流入力電圧Ｅｉが入力される。
【００３６】上記直流入力電圧Ｅｉを入力して断続する
スイッチングコンバータは、一石のスイッチング素子Ｑ
1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によ
りスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備え
て構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が用いられる。
スイッチングコンバータは、一石のスイッチング素子Ｑ
1を備えて、いわゆるシングルエンド方式で自励式によ
りスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータを備え
て構成される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が用いられる。
【００３７】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側と接続され、そのエミッタは一次側アース
に接地される。スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側
アースとの間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、
ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発
振駆動用の直列共振回路が接続される。また、スイッチ
ング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１
次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD1に
よって、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクラン
プ電流の経路を形成するようにされる。スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端に接続さ
れ、そのエミッタは接地される。
電流制限抵抗ＲB、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側と接続され、そのエミッタは一次側アース
に接地される。スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側
アースとの間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、
ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発
振駆動用の直列共振回路が接続される。また、スイッチ
ング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１
次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD1に
よって、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクラン
プ電流の経路を形成するようにされる。スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側に形成されている一次側巻線Ｎ1の一端に接続さ
れ、そのエミッタは接地される。
【００３８】上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここ
では詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1の
オフ時には、この一次側並列共振回路の作用によって、
一次側共振コンデンサＣｒの両端に発生する両端電圧Ｖ
1が、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られるものとされる。
ミッタ間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この一次側並列共振コンデンサ
Ｃｒは、自身のキャパシタンスと、一次側巻線Ｎ1側の
リーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コン
バータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここ
では詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1の
オフ時には、この一次側並列共振回路の作用によって、
一次側共振コンデンサＣｒの両端に発生する両端電圧Ｖ
1が、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られるものとされる。
【００３９】直交形制御トランスＰＲＴ−１は、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルとされ、スイッチング素子Ｑ1
を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。こ
のような直交形制御トランスＰＲＴ−１の構造として
は、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出
巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮC1を、
上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装するようにして構成される。
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮC1が巻装
された可飽和リアクトルとされ、スイッチング素子Ｑ1
を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。こ
のような直交形制御トランスＰＲＴ−１の構造として
は、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブ
ルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにし
て立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所
定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に共振電流検出
巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮC1を、
上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装するようにして構成される。
【００４０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴ−１
においては、共振電流検出巻線ＮDが、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極と、一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入され
ることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、一次側巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達
される。そして、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイ
ッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘
起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧として
の交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振
駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベー
ス電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイ
ッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、
スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。
においては、共振電流検出巻線ＮDが、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極と、一次側巻線Ｎ1との間に直列に挿入され
ることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
は、一次側巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達
される。そして、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイ
ッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘
起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧として
の交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振
駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベー
ス電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイ
ッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これにより、
スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数に
より決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作
を行うことになる。
【００４１】絶縁コンバータトランス(Power Isolation
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの構造としては、図３に示すように、例えばフ
ェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚
が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、
このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利
用して一次側巻線Ｎ1と、二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割
された状態で巻装される。そして、中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。これ
によって、所要の結合係数による疎結合が得られる。ギ
ャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２
本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来
る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。
Transformer)ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を二次側に伝送する。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの構造としては、図３に示すように、例えばフ
ェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚
が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、
このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利
用して一次側巻線Ｎ1と、二次側巻線Ｎ2がそれぞれ分割
された状態で巻装される。そして、中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。これ
によって、所要の結合係数による疎結合が得られる。ギ
ャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２
本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来
る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。
【００４２】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側動作としては、一次側巻線Ｎ1、二次側巻線Ｎ2
の極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係、及
び二次側巻線に励起される交番電圧の極性変化によっ
て、一次側巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次側巻線Ｎ
2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍの動作モード（加極性モード；フォワード動
作）となる場合と、−Ｍの動作モード（減極性モード；
フライバック動作）となる場合がある。例えば、図４
（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタン
スは＋Ｍとなり、図４（ｂ）に示す回路と等価となる場
合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
の二次側動作としては、一次側巻線Ｎ1、二次側巻線Ｎ2
の極性（巻方向）と整流ダイオードＤOの接続関係、及
び二次側巻線に励起される交番電圧の極性変化によっ
て、一次側巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次側巻線Ｎ
2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍの動作モード（加極性モード；フォワード動
作）となる場合と、−Ｍの動作モード（減極性モード；
フライバック動作）となる場合がある。例えば、図４
（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタン
スは＋Ｍとなり、図４（ｂ）に示す回路と等価となる場
合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
【００４３】なお、図１に示す電源回路においては、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1と二次側
巻線Ｎ2，Ｎ5A，Ｎ5Bの極性が＋Ｍの動作モードとなる
期間において、整流ダイオードＤO1〜ＤO3を介して平滑
コンデンサＣO1〜ＣO3の充電動作が行われるものとされ
る。
縁コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1と二次側
巻線Ｎ2，Ｎ5A，Ｎ5Bの極性が＋Ｍの動作モードとなる
期間において、整流ダイオードＤO1〜ＤO3を介して平滑
コンデンサＣO1〜ＣO3の充電動作が行われるものとされ
る。
【００４４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
は、図示するように、第１の二次巻線とされる二次巻線
Ｎ2と、第２の二次巻線とされる二次巻線Ｎ5A，Ｎ5Bと
を巻き上げるようにして二次側巻線が形成されている。
この場合、図示するように、二次巻線Ｎ5Aと二次巻線Ｎ
5Bとの間に設けられているタップが二次側アースに対し
て接続され、この二次側アースと二次巻線Ｎ2の巻終端
部との間に、二次側並列共振コンデンサＣ2が接続され
ている。即ち、二次側並列共振コンデンサＣ2は二次巻
線（Ｎ2＋Ｎ5A）に対して並列に接続されている。
は、図示するように、第１の二次巻線とされる二次巻線
Ｎ2と、第２の二次巻線とされる二次巻線Ｎ5A，Ｎ5Bと
を巻き上げるようにして二次側巻線が形成されている。
この場合、図示するように、二次巻線Ｎ5Aと二次巻線Ｎ
5Bとの間に設けられているタップが二次側アースに対し
て接続され、この二次側アースと二次巻線Ｎ2の巻終端
部との間に、二次側並列共振コンデンサＣ2が接続され
ている。即ち、二次側並列共振コンデンサＣ2は二次巻
線（Ｎ2＋Ｎ5A）に対して並列に接続されている。
【００４５】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側では、二次巻線（Ｎ2＋Ｎ5A）のリーケージイ
ンダクタンス（Ｌ2＋Ｌ5A）と、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回
路が形成される。これにより、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側において電圧共振動作が得られ、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧波形となる。
の二次側では、二次巻線（Ｎ2＋Ｎ5A）のリーケージイ
ンダクタンス（Ｌ2＋Ｌ5A）と、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回
路が形成される。これにより、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側において電圧共振動作が得られ、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に誘起される交番電圧
は共振電圧波形となる。
【００４６】二次巻線（Ｎ2＋Ｎ5A）には、整流ダイオ
ードＤO1と、平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑
回路が設けられ、この半波整流平滑回路からテレビジョ
ン受像機の水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（１３５Ｖ）
を得るようにしている。また、二次巻線Ｎ5Aには、整流
ダイオードＤO2と、平滑コンデンサＣO2から成る半波整
流平滑回路が設けられ、この半波整流平滑回路から垂直
偏向用の直流出力電圧ＥO2（１５Ｖ）を得るようにして
いる。
ードＤO1と、平滑コンデンサＣO1から成る半波整流平滑
回路が設けられ、この半波整流平滑回路からテレビジョ
ン受像機の水平偏向用の直流出力電圧ＥO1（１３５Ｖ）
を得るようにしている。また、二次巻線Ｎ5Aには、整流
ダイオードＤO2と、平滑コンデンサＣO2から成る半波整
流平滑回路が設けられ、この半波整流平滑回路から垂直
偏向用の直流出力電圧ＥO2（１５Ｖ）を得るようにして
いる。
【００４７】さらに、二次巻線Ｎ5Bには、整流ダイオー
ドＤO3と平滑コンデンサＣO3から成る半波整流平滑回路
を設けるようにしている。この場合、二次巻線Ｎ5Bに
は、その巻始端部に対して整流ダイオードＤO3のカソー
ドを接続すると共に、そのアノードに対して平滑コンデ
ンサＣO3の負極側を接続することで、二次巻線Ｎ5Bから
負レベルとされる垂直偏向用の直流出力電圧ＥO3（−１
５Ｖ）を得るようにしている。つまり、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側においては、二次巻線Ｎ5A，Ｎ
5Bに誘起される誘起電圧から垂直偏向用の直流出力電圧
ＥO2，Ｅ03（±１５Ｖ）を得るようにしている。この場
合、二次巻線Ｎ5A，Ｎ5Bの巻線数は同数とされる。
ドＤO3と平滑コンデンサＣO3から成る半波整流平滑回路
を設けるようにしている。この場合、二次巻線Ｎ5Bに
は、その巻始端部に対して整流ダイオードＤO3のカソー
ドを接続すると共に、そのアノードに対して平滑コンデ
ンサＣO3の負極側を接続することで、二次巻線Ｎ5Bから
負レベルとされる垂直偏向用の直流出力電圧ＥO3（−１
５Ｖ）を得るようにしている。つまり、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側においては、二次巻線Ｎ5A，Ｎ
5Bに誘起される誘起電圧から垂直偏向用の直流出力電圧
ＥO2，Ｅ03（±１５Ｖ）を得るようにしている。この場
合、二次巻線Ｎ5A，Ｎ5Bの巻線数は同数とされる。
【００４８】即ち、図１に示す電源回路では、一次側に
はスイッチング動作を電圧共振形とするための一次側並
列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得る
ための二次側並列共振回路が備えられた複合共振形スイ
ッチングコンバータが構成されている。
はスイッチング動作を電圧共振形とするための一次側並
列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得る
ための二次側並列共振回路が備えられた複合共振形スイ
ッチングコンバータが構成されている。
【００４９】なお、このような複合共振形スイッチング
コンバータとしての構成は、先に図６にて説明したよう
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧ
を形成して所要の結合係数による疎結合としたことによ
って、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現
されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フラ
イバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴ
が飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、二
次側の整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
コンバータとしての構成は、先に図６にて説明したよう
に、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧ
を形成して所要の結合係数による疎結合としたことによ
って、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現
されるものである。例えば、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フラ
イバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴ
が飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、二
次側の整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００５０】上記した直流出力電圧ＥO1は、制御回路１
に対しても分岐して入力される。制御回路１は、例えば
誤差増幅器等によって構成され、直流出力電圧ＥO2（１
５Ｖ）を動作電圧として、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側から出力される直流出力電圧ＥO1のレベル変
化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−１の制御巻線
ＮC1に流す制御電流（直流電流）レベルを可変すること
で、直交形制御トランスＰＲＴ−１に巻装された駆動巻
線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これによ
り、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成され
るスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の
直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周波数を可変する動作となる。この動
作によって、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側から出力される直流出力電圧ＥO1〜ＥO3の安定化が
図られる。
に対しても分岐して入力される。制御回路１は、例えば
誤差増幅器等によって構成され、直流出力電圧ＥO2（１
５Ｖ）を動作電圧として、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側から出力される直流出力電圧ＥO1のレベル変
化に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−１の制御巻線
ＮC1に流す制御電流（直流電流）レベルを可変すること
で、直交形制御トランスＰＲＴ−１に巻装された駆動巻
線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これによ
り、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成され
るスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の
直列共振回路の共振条件が変化し、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周波数を可変する動作となる。この動
作によって、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側から出力される直流出力電圧ＥO1〜ＥO3の安定化が
図られる。
【００５１】図１に示した本実施の形態の電源回路のよ
うに、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する
直交形制御トランスＰＲＴ−１が設けられる場合、スイ
ッチング周波数を可変するにあたり、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFを一定としたうえで、オンと
なる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、図
１に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッ
チング周波数を可変制御することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ1の
導通角制御（ＰＷＭ制御）を行う複合制御方式としての
動作が行われていることになる。
うに、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する
直交形制御トランスＰＲＴ−１が設けられる場合、スイ
ッチング周波数を可変するにあたり、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFを一定としたうえで、オンと
なる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、図
１に示す電源回路では、定電圧制御動作として、スイッ
チング周波数を可変制御することで、スイッチング出力
に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同時
に、スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ1の
導通角制御（ＰＷＭ制御）を行う複合制御方式としての
動作が行われていることになる。
【００５２】さらに、図１に示したスイッチング電源回
路には、破線で囲って示されているような３組のアクテ
ィブクランプ回路６ａ，６ｂ，６ｃが設けられている。
この場合、図示するように、二次巻線Ｎ5Aの巻終端部
は、各インダクタＬ12，Ｌ13，Ｌ14を介して並列共振コ
ンデンサＣ32，Ｃ33，Ｃ34の正極側に接続され、この並
列共振コンデンサＣ32〜Ｃ34に対して並列にアクティブ
クランプ回路６ａ，６ｂ，６ｃが接続されている。
路には、破線で囲って示されているような３組のアクテ
ィブクランプ回路６ａ，６ｂ，６ｃが設けられている。
この場合、図示するように、二次巻線Ｎ5Aの巻終端部
は、各インダクタＬ12，Ｌ13，Ｌ14を介して並列共振コ
ンデンサＣ32，Ｃ33，Ｃ34の正極側に接続され、この並
列共振コンデンサＣ32〜Ｃ34に対して並列にアクティブ
クランプ回路６ａ，６ｂ，６ｃが接続されている。
【００５３】アクティブクランプ回路６ａは、補助スイ
ッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL2、クランプ
ダイオードＤD2を備えて形成される。なお、例えばクラ
ンプダイオードＤD2には、いわゆるボディダイオードが
選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動す
るための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサ
Ｃｇ2，抵抗Ｒｇ2を備えて成る。
ッチング素子Ｑ2、クランプコンデンサＣCL2、クランプ
ダイオードＤD2を備えて形成される。なお、例えばクラ
ンプダイオードＤD2には、いわゆるボディダイオードが
選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動す
るための駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ，コンデンサ
Ｃｇ2，抵抗Ｒｇ2を備えて成る。
【００５４】補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソ
ース間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接
続される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノー
ドがソースに対して接続され、カソードがドレインに対
して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レインはクランプコンデンサＣCL2の一方の端子と接続
されて、その他方の端子は、インダクタＬ12と並列共振
コンデンサＣ32、及び整流ダイオードＤO4のアノードと
の接続点に対して接続される。また、補助スイッチング
素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接地される。
つまり、アクティブクランプ回路６ａは、上記補助スイ
ッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2の並列接
続回路に対して、クランプコンデンサＣCL2を直列に接
続して成るものとされる。そして、このようにして形成
される回路を並列共振コンデンサＣ32に対して並列に接
続して構成されるものである。
ース間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接
続される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノー
ドがソースに対して接続され、カソードがドレインに対
して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のド
レインはクランプコンデンサＣCL2の一方の端子と接続
されて、その他方の端子は、インダクタＬ12と並列共振
コンデンサＣ32、及び整流ダイオードＤO4のアノードと
の接続点に対して接続される。また、補助スイッチング
素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接地される。
つまり、アクティブクランプ回路６ａは、上記補助スイ
ッチング素子Ｑ2／／クランプダイオードＤD2の並列接
続回路に対して、クランプコンデンサＣCL2を直列に接
続して成るものとされる。そして、このようにして形成
される回路を並列共振コンデンサＣ32に対して並列に接
続して構成されるものである。
【００５５】同様に、アクティブクランプ回路６ｂは、
補助スイッチング素子Ｑ3、クランプコンデンサＣCL3、
クランプダイオードＤD3を備えて形成され、アクティブ
クランプ回路６ｃが、補助スイッチング素子Ｑ4、クラ
ンプコンデンサＣCL4、クランプダイオードＤD4を備え
て形成されている。そして、これらのアクティブクラン
プ回路６ｂ，６ｃを、並列共振コンデンサＣ33，Ｃ34に
対して並列に接続し、制御回路３，４によって、アクテ
ィブクランプ回路６ｂ，６ｃの補助スイッチング素子Ｑ
3，Ｑ4の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行うことで、並列
共振コンデンサＣ33，Ｃ34のキャパシタンスを等価的に
可変することができ、直流出力電圧ＥO5，ＥO6の定電圧
化を図ることが可能になる。
補助スイッチング素子Ｑ3、クランプコンデンサＣCL3、
クランプダイオードＤD3を備えて形成され、アクティブ
クランプ回路６ｃが、補助スイッチング素子Ｑ4、クラ
ンプコンデンサＣCL4、クランプダイオードＤD4を備え
て形成されている。そして、これらのアクティブクラン
プ回路６ｂ，６ｃを、並列共振コンデンサＣ33，Ｃ34に
対して並列に接続し、制御回路３，４によって、アクテ
ィブクランプ回路６ｂ，６ｃの補助スイッチング素子Ｑ
3，Ｑ4の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行うことで、並列
共振コンデンサＣ33，Ｃ34のキャパシタンスを等価的に
可変することができ、直流出力電圧ＥO5，ＥO6の定電圧
化を図ることが可能になる。
【００５６】また、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4の駆
動回路系としては、図示するように、補助スイッチング
素子Ｑ2〜Ｑ4のゲートに対して、それぞれ抵抗Ｒｇ2−
コンデンサＣｇ2−駆動巻線Ｎｇ、抵抗Ｒｇ3−コンデン
サＣｇ3−駆動巻線Ｎｇ、抵抗Ｒｇ4−コンデンサＣｇ4
−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続され、これら直列
接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のための自励
発振駆動回路を形成しており、補助スイッチング素子Ｑ
2〜Ｑ4のオン／オフ動作が整流ダイオードＤO4〜ＤO6の
非導通時に確実に動作するように構成されている。ここ
で、駆動巻線Ｎｇは、二次巻線Ｎ5Bに対してタップを設
けることにより形成されており、この場合の駆動巻線Ｎ
ｇの巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。な
お、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであれ
ばその動作は保証されるが、これに限定されるものでは
ない。
動回路系としては、図示するように、補助スイッチング
素子Ｑ2〜Ｑ4のゲートに対して、それぞれ抵抗Ｒｇ2−
コンデンサＣｇ2−駆動巻線Ｎｇ、抵抗Ｒｇ3−コンデン
サＣｇ3−駆動巻線Ｎｇ、抵抗Ｒｇ4−コンデンサＣｇ4
−駆動巻線Ｎｇの直列接続回路が接続され、これら直列
接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のための自励
発振駆動回路を形成しており、補助スイッチング素子Ｑ
2〜Ｑ4のオン／オフ動作が整流ダイオードＤO4〜ＤO6の
非導通時に確実に動作するように構成されている。ここ
で、駆動巻線Ｎｇは、二次巻線Ｎ5Bに対してタップを設
けることにより形成されており、この場合の駆動巻線Ｎ
ｇの巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。な
お、実際としては駆動巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであれ
ばその動作は保証されるが、これに限定されるものでは
ない。
【００５７】そして、インダクタＬ12の他端が、例えば
ショットキーダイオードなどからなる整流ダイオードＤ
O4のアノードに接続され、この整流ダイオードＤO4と平
滑コンデンサＣO4から成る半波整流平滑回路から直流出
力電圧ＥO4（第２の直流出力電圧）を得るようにしてい
る。同様に、インダクタＬ13の他端は、ショットキーダ
イオードなどからなる整流ダイオードＤO5のアノードに
接続することで、この整流ダイオードＤO5と平滑コンデ
ンサＣO5から成る半波整流平滑回路から直流出力電圧Ｅ
O5（第３の直流出力電圧）を得る。また、インダクタＬ
14の他端をショットキーダイオードなどからなる整流ダ
イオードＤO6のアノードに接続することで、この整流ダ
イオードＤO6と平滑コンデンサＣO6とから成る半波整流
平滑回路から直流出力電圧ＥO6（第４の直流出力電圧）
を得るようにしている。
ショットキーダイオードなどからなる整流ダイオードＤ
O4のアノードに接続され、この整流ダイオードＤO4と平
滑コンデンサＣO4から成る半波整流平滑回路から直流出
力電圧ＥO4（第２の直流出力電圧）を得るようにしてい
る。同様に、インダクタＬ13の他端は、ショットキーダ
イオードなどからなる整流ダイオードＤO5のアノードに
接続することで、この整流ダイオードＤO5と平滑コンデ
ンサＣO5から成る半波整流平滑回路から直流出力電圧Ｅ
O5（第３の直流出力電圧）を得る。また、インダクタＬ
14の他端をショットキーダイオードなどからなる整流ダ
イオードＤO6のアノードに接続することで、この整流ダ
イオードＤO6と平滑コンデンサＣO6とから成る半波整流
平滑回路から直流出力電圧ＥO6（第４の直流出力電圧）
を得るようにしている。
【００５８】そして、これら直流出力電圧ＥO4〜ＥO6
は、それぞれ制御回路２，３，４に対しても分岐して入
力される。制御回路２〜４もまたは、例えば温度補償等
が施されているシャントレギュレータなどの誤差増幅器
によって構成され、それぞれの制御回路２〜４には動作
電圧として直流出力電圧ＥO2が入力されている。
は、それぞれ制御回路２，３，４に対しても分岐して入
力される。制御回路２〜４もまたは、例えば温度補償等
が施されているシャントレギュレータなどの誤差増幅器
によって構成され、それぞれの制御回路２〜４には動作
電圧として直流出力電圧ＥO2が入力されている。
【００５９】制御回路２においては、直流出力電圧ＥO4
のレベル変化に応じて、アクティブクランプ回路６ａの
補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御（ＰＷＭ制御）
を行うようにされる。このような制御動作は、並列共振
コンデンサＣ32のキャパシタンスを等価的に可変する動
作と見なすことができ、これにより、インダクタＬ12を
介して整流ダイオードＤO4に流れる電流Ｉ4が制御さ
れ、直流出力電圧ＥO4が９Ｖ±０．１８Ｖの範囲内に定
電圧化して出力するようにされる。
のレベル変化に応じて、アクティブクランプ回路６ａの
補助スイッチング素子Ｑ2の導通角制御（ＰＷＭ制御）
を行うようにされる。このような制御動作は、並列共振
コンデンサＣ32のキャパシタンスを等価的に可変する動
作と見なすことができ、これにより、インダクタＬ12を
介して整流ダイオードＤO4に流れる電流Ｉ4が制御さ
れ、直流出力電圧ＥO4が９Ｖ±０．１８Ｖの範囲内に定
電圧化して出力するようにされる。
【００６０】同様に、制御回路３においては、直流出力
電圧ＥO5のレベル変化に応じて、補助スイッチング素子
Ｑ3の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行い、並列共振コン
デンサＣ33のキャパシタンスを等価的に可変する。これ
により、インダクタＬ13を介して整流ダイオードＤO5に
流れる電流が制御され、直流出力電圧ＥO5が５Ｖ±０．
１Ｖの範囲内に定電圧化して出力する。また、制御回路
４においては、直流出力電圧ＥO6のレベル変化に応じ
て、補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御（ＰＷＭ制
御）を行い、並列共振コンデンサＣ33のキャパシタンス
を等価的に可変する。これにより、インダクタＬ14を介
して整流ダイオードＤO6に流れる電流が制御され、直流
出力電圧ＥO6が３．３Ｖ±０．０７Ｖの範囲内に定電圧
化して出力する。
電圧ＥO5のレベル変化に応じて、補助スイッチング素子
Ｑ3の導通角制御（ＰＷＭ制御）を行い、並列共振コン
デンサＣ33のキャパシタンスを等価的に可変する。これ
により、インダクタＬ13を介して整流ダイオードＤO5に
流れる電流が制御され、直流出力電圧ＥO5が５Ｖ±０．
１Ｖの範囲内に定電圧化して出力する。また、制御回路
４においては、直流出力電圧ＥO6のレベル変化に応じ
て、補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御（ＰＷＭ制
御）を行い、並列共振コンデンサＣ33のキャパシタンス
を等価的に可変する。これにより、インダクタＬ14を介
して整流ダイオードＤO6に流れる電流が制御され、直流
出力電圧ＥO6が３．３Ｖ±０．０７Ｖの範囲内に定電圧
化して出力する。
【００６１】実験によれば、図１に示した電源回路を実
際に構成する場合は、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
０．０１μＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ2＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ5A，Ｎ5B＝５Ｔ、駆動巻線
Ｎｇ＝１Ｔ、インダクタＬ12＝１０μＨ、Ｌ13＝１５μ
Ｈ、Ｌ14＝１８μＨ、並列共振コンデンサＣ32〜Ｃ34＝
０．２２μＦ、クランプコンデンサＣCL2〜ＣCL4＝２．
２μＦ、コンデンサＣｇ2〜Ｃｇ4＝０．３９μＦ、抵抗
Ｒｇ2〜Ｒｇ4＝２２Ω、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4
は１０Ａ／５０Ｖで、そのオン抵抗が０．２Ωとされる
ＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。
際に構成する場合は、二次側並列共振コンデンサＣ2＝
０．０１μＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ2＝４０Ｔ、二次巻線Ｎ5A，Ｎ5B＝５Ｔ、駆動巻線
Ｎｇ＝１Ｔ、インダクタＬ12＝１０μＨ、Ｌ13＝１５μ
Ｈ、Ｌ14＝１８μＨ、並列共振コンデンサＣ32〜Ｃ34＝
０．２２μＦ、クランプコンデンサＣCL2〜ＣCL4＝２．
２μＦ、コンデンサＣｇ2〜Ｃｇ4＝０．３９μＦ、抵抗
Ｒｇ2〜Ｒｇ4＝２２Ω、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4
は１０Ａ／５０Ｖで、そのオン抵抗が０．２Ωとされる
ＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。
【００６２】なお、図１に示す電源回路においては、ア
ナログＩＣ用の動作電圧として９Ｖの直流出力電圧ＥO4
を得るようにしているが、９Ｖの直流出力電圧ＥO4の代
わりに、或いは更にアクティブクランプ回路を設けるな
どして、１２ＶのアナログＩＣ用の直流出力電圧ＥO4を
得ることも可能とされる。また同様にして、２．５Ｖの
デジタルＩＣ用の動作電圧を得ることも可能である。
ナログＩＣ用の動作電圧として９Ｖの直流出力電圧ＥO4
を得るようにしているが、９Ｖの直流出力電圧ＥO4の代
わりに、或いは更にアクティブクランプ回路を設けるな
どして、１２ＶのアナログＩＣ用の直流出力電圧ＥO4を
得ることも可能とされる。また同様にして、２．５Ｖの
デジタルＩＣ用の動作電圧を得ることも可能である。
【００６３】ここで、図１に示したスイッチング電源回
路の動作波形の一例として、上記したような構成部品に
よって構成した場合の動作波形を図２に示す。この図２
（ａ）〜（ｅ）には、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の電圧変
動が±２％以内となるように定電圧化したうえで、直流
出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷電力が２００Ｗとされる条
件での動作波形が示され、図２（ｆ）〜（ｊ）には、直
流出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷電力が１００Ｗとされる
条件での動作波形が示されている。
路の動作波形の一例として、上記したような構成部品に
よって構成した場合の動作波形を図２に示す。この図２
（ａ）〜（ｅ）には、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の電圧変
動が±２％以内となるように定電圧化したうえで、直流
出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷電力が２００Ｗとされる条
件での動作波形が示され、図２（ｆ）〜（ｊ）には、直
流出力電圧ＥO1〜ＥO6の総負荷電力が１００Ｗとされる
条件での動作波形が示されている。
【００６４】総負荷電力が２００Ｗとされる時は、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている二
次側並列共振コンデンサＣ2の両端には、図２（ａ）に
示すような共振電圧Ｖ2が発生すると共に、二次巻線Ｎ5
Aからは、図２（ｂ）に示すような共振電圧Ｖ3が得られ
る。この場合、アクティブクランプ回路６ａに対して
は、図２（ｄ）に示すような電流Ｉ3が流れ、並列共振
コンデンサＣ32には、図２（ｃ）示すような電圧Ｖ4が
発生すると共に、整流ダイオードＤO4を流れる電流Ｉ4
は、図２（ｅ）に示すような共振波形となる。
コンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている二
次側並列共振コンデンサＣ2の両端には、図２（ａ）に
示すような共振電圧Ｖ2が発生すると共に、二次巻線Ｎ5
Aからは、図２（ｂ）に示すような共振電圧Ｖ3が得られ
る。この場合、アクティブクランプ回路６ａに対して
は、図２（ｄ）に示すような電流Ｉ3が流れ、並列共振
コンデンサＣ32には、図２（ｃ）示すような電圧Ｖ4が
発生すると共に、整流ダイオードＤO4を流れる電流Ｉ4
は、図２（ｅ）に示すような共振波形となる。
【００６５】一方、総負荷電力が１００Ｗとされる時
は、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端には、図２
（ｆ）に示すような共振電圧Ｖ2が発生すると共に、二
次巻線Ｎ5Aからは、図２（ｇ）に示すような共振電圧Ｖ
3が得られる。この場合、アクティブクランプ回路６ａ
に対しては、図２（ｉ）に示すような電流Ｉ3が流れ、
並列共振コンデンサＣ32には、図２（ｈ）示すような電
圧Ｖ4が発生すると共に、整流ダイオードＤO4を流れる
電流Ｉ4は、図２（ｊ）に示すような共振波形となる。
は、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端には、図２
（ｆ）に示すような共振電圧Ｖ2が発生すると共に、二
次巻線Ｎ5Aからは、図２（ｇ）に示すような共振電圧Ｖ
3が得られる。この場合、アクティブクランプ回路６ａ
に対しては、図２（ｉ）に示すような電流Ｉ3が流れ、
並列共振コンデンサＣ32には、図２（ｈ）示すような電
圧Ｖ4が発生すると共に、整流ダイオードＤO4を流れる
電流Ｉ4は、図２（ｊ）に示すような共振波形となる。
【００６６】これら図２（ａ）〜（ｅ）と、図２（ｆ）
〜（ｊ）に示した動作波形を比較すると、例えば絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側から得られる共振電圧
Ｖ2の周期が、それぞれ６μｓ／８μｓ、６μｓ／５μ
ｓとなっていることから、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング動作は、複合制御方式によって制御されている
ことが分かる。また、各部の動作波形は何れも共振波形
となっていることが分かる。また、図２（ｃ），（ｈ）
に示した共振電圧Ｖ4と、図２（ｄ），（ｉ）に示した
電流Ｉ3の波形から、補助スイッチング素子Ｑ2のスイッ
チング動作はＺＶＳとなっているため、補助スイッチン
グ素子Ｑ2におけるスイッチング損失は無視できること
が分かる。
〜（ｊ）に示した動作波形を比較すると、例えば絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側から得られる共振電圧
Ｖ2の周期が、それぞれ６μｓ／８μｓ、６μｓ／５μ
ｓとなっていることから、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング動作は、複合制御方式によって制御されている
ことが分かる。また、各部の動作波形は何れも共振波形
となっていることが分かる。また、図２（ｃ），（ｈ）
に示した共振電圧Ｖ4と、図２（ｄ），（ｉ）に示した
電流Ｉ3の波形から、補助スイッチング素子Ｑ2のスイッ
チング動作はＺＶＳとなっているため、補助スイッチン
グ素子Ｑ2におけるスイッチング損失は無視できること
が分かる。
【００６７】このように、図１に示した本実施の形態と
されるスイッチング電源回路は、複合共振形としてのス
イッチングコンバータを構成したうえで、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側から、その電圧変動が±２％
以内とされる直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得るために、ア
クティブクランプ回路６ａ〜６ｃを設けるようにしてい
る。そして、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6のレベル変化に基
づいて、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイッチング
動作をＰＷＭ制御することで、各直流出力電圧ＥO4〜Ｅ
O6の定電圧化を図るようにしている。
されるスイッチング電源回路は、複合共振形としてのス
イッチングコンバータを構成したうえで、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次側から、その電圧変動が±２％
以内とされる直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得るために、ア
クティブクランプ回路６ａ〜６ｃを設けるようにしてい
る。そして、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6のレベル変化に基
づいて、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイッチング
動作をＰＷＭ制御することで、各直流出力電圧ＥO4〜Ｅ
O6の定電圧化を図るようにしている。
【００６８】この場合、図１に示した電源回路から定電
圧化した直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得る際に発生する電
力損失は、主にアクティブクランプ回路６ａ〜６ｃに設
けられている補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイッチ
ング損失と、ボディダイオードとされるクランプダイオ
ードＤD2〜ＤD4の導通損失で占められることになるが、
上述のように、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイッ
チング動作はＺＶＳとなっており、補助スイッチング素
子Ｑ2〜Ｑ4におけるスイッチング損失は無視できるレベ
ルとされることから、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧
化に伴う電力損失は、アクティブクランプ回路６ａ〜６
ｃのクランプダイオードＤD2〜ＤD4の導通損失となる。
圧化した直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得る際に発生する電
力損失は、主にアクティブクランプ回路６ａ〜６ｃに設
けられている補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイッチ
ング損失と、ボディダイオードとされるクランプダイオ
ードＤD2〜ＤD4の導通損失で占められることになるが、
上述のように、補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイッ
チング動作はＺＶＳとなっており、補助スイッチング素
子Ｑ2〜Ｑ4におけるスイッチング損失は無視できるレベ
ルとされることから、直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧
化に伴う電力損失は、アクティブクランプ回路６ａ〜６
ｃのクランプダイオードＤD2〜ＤD4の導通損失となる。
【００６９】仮に補助スイッチング素子Ｑ2〜Ｑ4のスイ
ッチング損失を無視しないとしても、例えば最大負荷電
力時（２００Ｗ時）における補助スイッチング素子Ｑ2
〜Ｑ4のスイッチング損失が約０．２Ｗ、クランプダイ
オードＤD2〜ＤD4の導通損失が約０．４Ｗとなり、各ア
クティブクランプ回路６ａ〜６ｃでの電力損失は約０．
６Ｗになる。そして、この図１に示したスイッチング電
源回路における電力損失の総計は２．１Ｗ程度となる。
ッチング損失を無視しないとしても、例えば最大負荷電
力時（２００Ｗ時）における補助スイッチング素子Ｑ2
〜Ｑ4のスイッチング損失が約０．２Ｗ、クランプダイ
オードＤD2〜ＤD4の導通損失が約０．４Ｗとなり、各ア
クティブクランプ回路６ａ〜６ｃでの電力損失は約０．
６Ｗになる。そして、この図１に示したスイッチング電
源回路における電力損失の総計は２．１Ｗ程度となる。
【００７０】これに対して、図６に示した従来の電源回
路から定電圧化した直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得る際に
発生する電力損失は、先において説明したように、約
６．５Ｗとされることから、図１に示した電源回路のほ
うが、約４．４Ｗ電力損失を低減することが可能にな
る。この結果、図１に示した電源回路では、図６に示し
た従来の電源回路に比べて交流入力電力を約４．８Ｗ低
減することができ、それだけ省エネルギー化が図られる
ことになる。
路から定電圧化した直流出力電圧ＥO4〜ＥO6を得る際に
発生する電力損失は、先において説明したように、約
６．５Ｗとされることから、図１に示した電源回路のほ
うが、約４．４Ｗ電力損失を低減することが可能にな
る。この結果、図１に示した電源回路では、図６に示し
た従来の電源回路に比べて交流入力電力を約４．８Ｗ低
減することができ、それだけ省エネルギー化が図られる
ことになる。
【００７１】また、図１に示した電源回路では、直流出
力電圧ＥO4，ＥO5を得るための３端子シリーズレギュレ
ータが必要ないことから、３端子シリーズレギュレータ
に取り付ける放熱板も不要になる。
力電圧ＥO4，ＥO5を得るための３端子シリーズレギュレ
ータが必要ないことから、３端子シリーズレギュレータ
に取り付ける放熱板も不要になる。
【００７２】また図６に示した従来の電源回路では、直
流出力電圧ＥO6を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ１１
の動作波形が矩形波形となり、スイッチング動作に伴っ
てスイッチングノイズが発生するため、スイッチングノ
イズを抑制するための対策部品や、高周波のリップル電
圧を除去するためのπ形フィルタ回路を設ける必要があ
った。これに対して、図１に示した電源回路では、各部
の動作波形が共振波形となり、各部の動作波形は何れも
滑らかになるため、スイッチング動作に伴うスイッチン
グノイズを抑制することができる。これにより、スイッ
チングノイズを抑制するための対策部品や、高周波のリ
ップル電圧を除去するためのπ形フィルタ回路が不要に
なる。よって、図８に示した従来の電源回路では６組必
要であった平滑用の電界コンデンサが３組で済むため、
図１に示した電源回路では、その分、部品点数の削減、
及び部品コストの低減を図ることができる。
流出力電圧ＥO6を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ１１
の動作波形が矩形波形となり、スイッチング動作に伴っ
てスイッチングノイズが発生するため、スイッチングノ
イズを抑制するための対策部品や、高周波のリップル電
圧を除去するためのπ形フィルタ回路を設ける必要があ
った。これに対して、図１に示した電源回路では、各部
の動作波形が共振波形となり、各部の動作波形は何れも
滑らかになるため、スイッチング動作に伴うスイッチン
グノイズを抑制することができる。これにより、スイッ
チングノイズを抑制するための対策部品や、高周波のリ
ップル電圧を除去するためのπ形フィルタ回路が不要に
なる。よって、図８に示した従来の電源回路では６組必
要であった平滑用の電界コンデンサが３組で済むため、
図１に示した電源回路では、その分、部品点数の削減、
及び部品コストの低減を図ることができる。
【００７３】また、本発明の電源回路としては、図１に
示した回路構成に限定されるものでない。図４は、本発
明の第２の実施の形態とされるスイッチング電源回路の
二次側構成を示した図である。なお、図１に示す電源回
路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。ま
た、この図４に示す電源回路の一次側回路の構成として
は、図１に示したような自励形の電圧共振コンバータと
同一とされるため図示は省略する。
示した回路構成に限定されるものでない。図４は、本発
明の第２の実施の形態とされるスイッチング電源回路の
二次側構成を示した図である。なお、図１に示す電源回
路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。ま
た、この図４に示す電源回路の一次側回路の構成として
は、図１に示したような自励形の電圧共振コンバータと
同一とされるため図示は省略する。
【００７４】この図４に示すスイッチング電源回路は、
二次巻線Ｎ5Bの巻始端部に対して、各インダクタＬ12，
Ｌ13，Ｌ14を介して並列共振コンデンサＣ32，Ｃ33，Ｃ
34の正極側が接続され、これらの並列共振コンデンサＣ
32〜Ｃ34に対して並列にアクティブクランプ回路６ａ，
６ｂ，６ｃが接続されている。即ち、図１に示した電源
回路では二次巻線Ｎ5Aに対してアクティブクランプ回路
６ａ〜６ｂを接続していたのに対して、図４に示すスイ
ッチング電源回路では二次巻線Ｎ5Bに対してアクティブ
クランプ回路６ａ〜６ｃを接続するようにした点が異な
っている。
二次巻線Ｎ5Bの巻始端部に対して、各インダクタＬ12，
Ｌ13，Ｌ14を介して並列共振コンデンサＣ32，Ｃ33，Ｃ
34の正極側が接続され、これらの並列共振コンデンサＣ
32〜Ｃ34に対して並列にアクティブクランプ回路６ａ，
６ｂ，６ｃが接続されている。即ち、図１に示した電源
回路では二次巻線Ｎ5Aに対してアクティブクランプ回路
６ａ〜６ｂを接続していたのに対して、図４に示すスイ
ッチング電源回路では二次巻線Ｎ5Bに対してアクティブ
クランプ回路６ａ〜６ｃを接続するようにした点が異な
っている。
【００７５】従って、この図４に示すスイッチング電源
回路においても、先に図１に示しスイッチング電源回路
と同様、アクティブクランプ回路６ａ〜６ｃを用いて、
各直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧化を図れば、従来の
電源回路に比べて電力損失を約４．４Ｗ低減することが
でき、交流入力電力を約４．８Ｗ低減することができ、
それだけ省エネルギー化を図ることができる。
回路においても、先に図１に示しスイッチング電源回路
と同様、アクティブクランプ回路６ａ〜６ｃを用いて、
各直流出力電圧ＥO4〜ＥO6の定電圧化を図れば、従来の
電源回路に比べて電力損失を約４．４Ｗ低減することが
でき、交流入力電力を約４．８Ｗ低減することができ、
それだけ省エネルギー化を図ることができる。
【００７６】また、この場合も３端子シリーズレギュレ
ータが不要になるので、３端子シリーズレギュレータに
付ける放熱板や、スイッチングノイズや高周波のリップ
ル電圧を抑制するための対策部品なども不要になるた
め、その分、部品点数を削減でき、部品コストの低減を
図ることができる。
ータが不要になるので、３端子シリーズレギュレータに
付ける放熱板や、スイッチングノイズや高周波のリップ
ル電圧を抑制するための対策部品なども不要になるた
め、その分、部品点数を削減でき、部品コストの低減を
図ることができる。
【００７７】なお、これまで説明した本実施の形態にお
いては、電源回路の一次側回路の構成を自励形の電圧共
振コンバータとして説明しているが、これおはあくまで
も一例であり、本発明としては例えば他励式の電圧共振
コンバータなどによっても構成することが可能とされ
る。
いては、電源回路の一次側回路の構成を自励形の電圧共
振コンバータとして説明しているが、これおはあくまで
も一例であり、本発明としては例えば他励式の電圧共振
コンバータなどによっても構成することが可能とされ
る。
【００７８】なお、本実施の形態においては、一次側に
対して自励式による共振コンバータを備えた構成のもと
で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制
御トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御
トランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案さ
れた斜交形制御トランスを採用することができる。上記
斜交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省
略するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、
４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合
わせることで立体型コアを形成する。そして、この立体
形コアに対して制御巻線ＮC1と駆動巻線ＮBを巻装する
のであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の
関係が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的
には、制御巻線ＮC1と駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線
を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある
２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関
係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装するものであ
る。そして、このような斜交形制御トランスを備えた場
合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルか
ら正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダク
タンスが増加するという動作傾向が得られる。これによ
り、スイッチング素子をターンオフするための負方向の
電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が
短縮されることになるので、これに伴ってスイッチング
素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチン
グ素子の電力損失をより低減することが可能になるもの
である。
対して自励式による共振コンバータを備えた構成のもと
で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形制
御トランスＰＲＴが用いられているが、この直交形制御
トランスＰＲＴの代わりに、先に本出願人により提案さ
れた斜交形制御トランスを採用することができる。上記
斜交形制御トランスの構造としては、ここでの図示は省
略するが、例えば直交形制御トランスの場合と同様に、
４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形コアを組み合
わせることで立体型コアを形成する。そして、この立体
形コアに対して制御巻線ＮC1と駆動巻線ＮBを巻装する
のであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の
関係が斜めに交差する関係となるようにされる。具体的
には、制御巻線ＮC1と駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線
を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関係にある
２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角の位置関
係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装するものであ
る。そして、このような斜交形制御トランスを備えた場
合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流レベルか
ら正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線のインダク
タンスが増加するという動作傾向が得られる。これによ
り、スイッチング素子をターンオフするための負方向の
電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄積時間が
短縮されることになるので、これに伴ってスイッチング
素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、スイッチン
グ素子の電力損失をより低減することが可能になるもの
である。
【００７９】
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、絶縁コンバータトランスの第２の二次巻
線に発生する交番電圧から第２〜第４の直流出力電圧を
得る際には、アクティブクランプ回路によって形成した
第２の定電圧制御手段により、第２〜第４の直流出力電
圧の定電圧化を図るようにしている。このような構成と
した場合は、第２〜第４の直流出力電圧の定電圧化に伴
う電力損失を、従来の電源回路に比べて低減することが
できるため、交流入力電力を低減することも可能にな
り、省エネルギー化を図ることができる。
グ電源回路は、絶縁コンバータトランスの第２の二次巻
線に発生する交番電圧から第２〜第４の直流出力電圧を
得る際には、アクティブクランプ回路によって形成した
第２の定電圧制御手段により、第２〜第４の直流出力電
圧の定電圧化を図るようにしている。このような構成と
した場合は、第２〜第４の直流出力電圧の定電圧化に伴
う電力損失を、従来の電源回路に比べて低減することが
できるため、交流入力電力を低減することも可能にな
り、省エネルギー化を図ることができる。
【００８０】また、従来の電源回路のように、定電圧化
した第２〜第４の直流出力電圧を得るために３端子シリ
ーズレギュレータやＤＣ−ＤＣコンバータを設ける必要
がないため、３端子シリーズレギュレータに取り付けら
れる放熱板が不要になると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
において発生するスイッチングノイズや高周波のリップ
ル電圧を抑制するための対策部品等が不要になる。よっ
て、従来の電源回路に比べて部品点数を削減することが
でき、その分、部品コストを安価なものとすることがで
きる。
した第２〜第４の直流出力電圧を得るために３端子シリ
ーズレギュレータやＤＣ−ＤＣコンバータを設ける必要
がないため、３端子シリーズレギュレータに取り付けら
れる放熱板が不要になると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
において発生するスイッチングノイズや高周波のリップ
ル電圧を抑制するための対策部品等が不要になる。よっ
て、従来の電源回路に比べて部品点数を削減することが
でき、その分、部品コストを安価なものとすることがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施の形態とされる電源回路の
構成を示した図である。
構成を示した図である。
【図２】図１に示した電源回路の要部の動作を示す波形
図である。
図である。
【図３】絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。
ある。
【図４】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。
作を示す説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態とされる電源回路の
構成を示した図である。
構成を示した図である。
【図６】従来の電源回路の構成を示した図である。
【図７】図６に示した電源回路の要部の動作を示した波
形図である。
形図である。
【図８】図６に示した電源回路の負荷電力に対する直流
出力電圧の変動を示した図である。
出力電圧の変動を示した図である。
１〜４ 制御回路、６ａ〜６ｃ アクティブクランプ回
路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃｒ 一次側並列共振コン
デンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ32〜Ｃ34
ＣB 共振コンデンサ、ＣCL2〜ＣCL4 クランプコン
デンサ、ＤD1〜ＤD4 クランプダイオード、ＤO1〜ＤO6
整流ダイオード、Ｌ12〜Ｌ14 インダクタ、Ｎ1 一
次巻線、Ｎ2 Ｎ5A Ｎ5B 二次巻線、ＮB Ｎｇ 駆動
巻線、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッ
チング素子、Ｑ2〜Ｑ4 補助スイッチング素子、Ｒｇ2
〜Ｒｇ4 ＲB 抵抗
路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃｒ 一次側並列共振コン
デンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ32〜Ｃ34
ＣB 共振コンデンサ、ＣCL2〜ＣCL4 クランプコン
デンサ、ＤD1〜ＤD4 クランプダイオード、ＤO1〜ＤO6
整流ダイオード、Ｌ12〜Ｌ14 インダクタ、Ｎ1 一
次巻線、Ｎ2 Ｎ5A Ｎ5B 二次巻線、ＮB Ｎｇ 駆動
巻線、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ1 スイッ
チング素子、Ｑ2〜Ｑ4 補助スイッチング素子、Ｒｇ2
〜Ｒｇ4 ＲB 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C068 AA06 CA04 CA07 CA08 KA02 MA03 5H730 AA01 AS15 BB23 BB52 BB66 BB67 BB83 BB86 CC01 DD02 DD22 EE02 EE07 EE19 EE24 EE39 EE59 EE65 EE73 FD01 FD21 FG05 FG07
Claims (2)
- 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続して出力
するためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
側には一次側巻線が巻回され、二次側には、少なくとも
第１の二次巻線の部分と、この第１の二次巻線に対して
巻き上げるように形成した第２の二次巻線の部分とを有
する二次側巻線が巻回されると共に、上記一次側巻線と
上記二次側巻線とについては疎結合とされる所要の結合
度が得られるようにされた絶縁コンバータトランスと、 上記二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並
列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路を含んで形成され、上記二次側
巻線から得られる交番電圧について半波整流動作を行う
ことで、第１の直流出力電圧を得るように構成された第
１の直流出力電圧生成手段と、 上記第１の直流出力電圧レベルに応じて、上記スイッチ
ング素子のスイッチング周波数を可変制御すると共に、
スイッチング周期内のオフ期間を一定としたうえで、オ
ン期間を可変するようにして上記スイッチング素子をス
イッチング駆動することで、定電圧制御を行うようにさ
れる第１の定電圧制御手段と、 上記第２の二次巻線から得られる交番電圧について、そ
れぞれ半波整流動作を行う半波整流回路が設けられ、第
２、第３、第４の直流出力電圧を得るように構成された
第２の直流出力電圧生成手段と、 上記第２、第３、第４の直流出力電圧を得るためにそれ
ぞれ設けられた半波整流回路を形成する整流ダイオード
のアノードと、二次側アースとの間に、それぞれ並列共
振コンデンサが設けられると共に、これらの並列共振コ
ンデンサに対して並列に、少なくともクランプコンデン
サと補助スイッチング素子との直列接続回路からなるア
クティブクランプ回路を設けることで、上記第２、第
３、第４の直流出力電圧レベルに応じて、上記補助スイ
ッチング素子の導通角を制御して、上記第２、第３、第
４の直流出力電圧の定電圧制御を行うようにされる第２
の定電圧制御手段と、 を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 上記第２の二次巻線は、テレビジョン受
像機の垂直偏向用電圧を得るための巻線とされることを
特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000253012A JP2002064980A (ja) | 2000-08-16 | 2000-08-16 | スイッチング電源回路 |
| EP01306647A EP1182769A3 (en) | 2000-08-16 | 2001-08-02 | Switching power supply circuit |
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