JP2014171316A

JP2014171316A - 半導体モジュール及び昇圧整流回路

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Publication number: JP2014171316A
Application number: JP2013041643A
Authority: JP
Inventors: Shinji Sakai; 伸次酒井; Masahiro Kato; 正博加藤; Tomonori Tanaka; 智典田中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-03-04
Filing date: 2013-03-04
Publication date: 2014-09-18
Also published as: US20140247030A1; US9479049B2; CN104038083B; KR101698360B1; DE102014202641A1; KR20140109263A; CN104038083A; DE102014202641B4

Abstract

【課題】リニアレギュレータ機能による温度上昇を抑制可能な技術を提供することを目的とする。
【解決手段】半導体モジュール１１は、電圧生成部１５と、絶縁放熱シート１６及びヒートシンク１７からなる放熱機構とを備えて構成されている。電圧生成部１５は、昇圧コンバータ５９によって昇圧された電圧から、昇圧コンバータ５９を駆動するための電源電圧を、内蔵されたリニアレギュレータ機能を用いて生成可能である。そして、電圧生成部１５は、上記放熱機構に搭載されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇圧コンバータを駆動するための電源電圧を生成可能な半導体モジュール、及び、当該半導体モジュールを備える昇圧整流回路に関するものである。

従来、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの半導体スイッチング素子と、当該半導体スイッチング素子を駆動させる駆動ＩＣ（Integrated Circuit）とを用いて、入力電圧を所望電圧に昇圧する昇圧コンバータが、パワー半導体装置の一種として知られている。なお、例えば特許文献１，２に記載されているように、一般的には、家庭用交流電源や補助巻線両端間の交流電圧などが、ダイオード及びコンデンサなどの整流平滑回路によって直流電圧に変換され、当該直流電圧が、上記昇圧コンバータを駆動するための電源電圧として昇圧コンバータに供給される。

特開２０１２−７４８２９号公報特開２００６−５３８０３号公報

しかしながら、交流電圧を整流して昇圧コンバータに供給される電源電圧は、安定しない等の問題があった。そこで、昇圧コンバータを駆動するための電源電圧を安定化するために、一定の電圧を出力可能なリニアレギュレータ機能をＩＣチップに内蔵する構成が考えられる。しかしながら、一般的にリニアレギュレータ回路は、自身に入力された入力電圧と自身が出力する出力電圧との差を熱として放出するため、当該差が大きいほど発熱量が大きい。

このため、例えば、ＡＣ商用電源を整流して得られる１００Ｖ以上の比較的高い入力電圧から、昇圧コンバータを駆動するための１５Ｖ程度の電源電圧を生成するリニアレギュレータ機能を、ＩＣチップに内蔵することは、リニアレギュレータ機能の発熱による温度上昇の問題などから困難であった。

そこで、本発明は、上記のような問題点を鑑みてなされたものであり、リニアレギュレータ機能による温度上昇を抑制可能な技術を提供することを目的とする。

本発明に係る半導体モジュールは、昇圧コンバータによって昇圧された電圧から、前記昇圧コンバータを駆動するための電源電圧を、内蔵されたリニアレギュレータ機能を用いて生成可能な電圧生成部と、前記電圧生成部が搭載された放熱機構とを備える。

本発明によれば、リニアレギュレータ機能を内蔵する電圧生成部が放熱機構に搭載されていることから、リニアレギュレータ機能による温度上昇を抑制することができる。また、昇圧コンバータによって昇圧された電圧から、昇圧コンバータを駆動するための電源電圧を、リニアレギュレータ機能を用いて生成することから、消費電力の低減化も実現できる。

本実施の形態１に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の構成を示す回路図である。本実施の形態１に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の構成を示す回路図である。本実施の形態１に係る半導体モジュールの構成を示す断面図である。本実施の形態２に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の構成を示す回路図である。本実施の形態２に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の動作を示すタイミングチャートである。本実施の形態３に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の構成を示す回路図である。本実施の形態３に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の動作を示すタイミングチャートである。

＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施の形態１に係る半導体モジュール及びそれを備える昇圧整流回路の構成を示す回路図である。

昇圧整流回路１は、後で詳細に説明するように、ＡＣ商用電源２から入力されたＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する整流機能と、当該ＤＣ電圧を昇圧する昇圧機能を行うことが可能となっている。３相インバータ３は、ＰＷＭ（pulse width modulation）制御部３ａの制御により、昇圧整流回路１で昇圧されたＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換し、当該ＡＣ電圧をモータ４に出力することによりモータ４が駆動される。

次に、上述の動作を行う昇圧整流回路１の構成について説明する。図１に示されるように、昇圧整流回路１は、半導体モジュール１１と、ダイオードブリッジ（整流回路）５１と、インダクタ５２と、コンデンサ５３と、ＰＷＭ制御部５４と、コンデンサ５５とを備えて構成されている。なお、ここでは昇圧整流回路１がコンデンサ５３，５５を備える構成について説明するが、これに限ったものではなく、コンデンサ５３，５５が、昇圧整流回路１に外付けされる構成であってもよい。

半導体モジュール１１は、ダイオードブリッジ５１、インダクタ５２、コンデンサ５３、ＰＷＭ制御部５４及びコンデンサ５５と電気的に接続されている。図１に示すように、半導体モジュール１１は、ダイオード１２と、半導体スイッチング素子１３と、駆動ＩＣ（駆動部）１４と、電圧生成部１５とを備えて構成されている。

ダイオード１２のカソードは、点Ｐにおいてコンデンサ５５の一端と接続されており、アノードはインダクタ５２の一端と接続されている。

半導体スイッチング素子１３のソース端子は、点Ｎにおいてコンデンサ５５の他端と接続され、ドレイン端子はダイオード１２のアノードと接続され、ゲート端子は駆動ＩＣ１４と接続されている。なお、本実施の形態１は、半導体スイッチング素子１３には、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴが適用されており、高耐圧化、小型化、及び、高速スイッチ化が実現されている。

駆動ＩＣ１４は、自身に供給された電圧（ここでは、電圧生成部１５から供給された電源電圧）を、ＰＷＭ制御部５４から入力されるＰＷＭ信号（所定信号）に基づいて、半導体スイッチング素子１３のゲート端子に伝達する。駆動ＩＣ１４が、ＰＷＭ信号に基づいて、電圧生成部１５からの電圧を半導体スイッチング素子１３のゲート端子に伝達（供給）した場合には、半導体スイッチング素子はオンとなる。一方、駆動ＩＣ１４が、ＰＷＭ信号に基づいて、電圧生成部１５からの電圧を半導体スイッチング素子１３のゲート端子に伝達（供給）しなかった場合には、半導体スイッチング素子はオフとなる。すなわち、駆動ＩＣ１４は、ＰＷＭ信号に基づいて、半導体スイッチング素子１３を駆動するように構成されている。

次に、電圧生成部１５について説明する前に、昇圧整流回路１の整流機能及び昇圧機能について説明する。

＜整流機能＞
ダイオードブリッジ５１は、半導体モジュール１１（ここでは半導体スイッチング素子１３のソース端子）、及び、インダクタ５２と接続されている。このダイオードブリッジ５１は、ＡＣ商用電源２から入力された正側の波形をそのまま出力し、負側の波形を正側に反転して出力することにより、当該ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する。

＜昇圧機能＞
昇圧整流回路１は、ダイオードブリッジ５１により変換されたＤＣ電圧を昇圧する昇圧コンバータ５９を備えている。この昇圧コンバータ５９は、ダイオード１２、半導体スイッチング素子１３、インダクタ５２及びコンデンサ５５を含んで構成されている。

具体的には、半導体スイッチング素子１３がオフからオンに切り替えられると、ダイオードブリッジ５１からのＤＣ電圧に起因してＤＣ電流がインダクタ５２に流れ、エネルギーが蓄積される。半導体スイッチング素子１３がオンからオフに切り替えられると、インダクタ５２に蓄積されていたエネルギーに応じたＤＣ電圧が、ダイオード１２を介してコンデンサ５５に充電される。次に、半導体スイッチング素子１３がオフからオンに再び切り替えられても、ダイオード１２の整流機能により、コンデンサ５５の放電は抑制される。

この結果、半導体スイッチング素子１３のオン及びオフが切り替えられるごとに、コンデンサ５５の両端の間（点Ｐ及び点Ｎの間）のＤＣ電圧が上昇する。この上昇の程度は、半導体スイッチング素子１３のオン及びオフのデューティー比、すなわちＰＷＭ信号のデューティー比に基づいて調整可能である。したがって、昇圧コンバータ５９によれば、ダイオードブリッジ５１により変換されたＤＣ電圧を、ＰＷＭ信号のデューティー比に基づいて所望電圧に昇圧することが可能となっている。

＜電圧生成部＞
次に、電圧生成部１５について説明する。電圧生成部１５には、昇圧コンバータ５９によって昇圧された、点Ｐ及び点Ｎの間の電圧（以下「昇圧電圧」と呼ぶこともある）から、昇圧コンバータ５９を駆動するための電源電圧（駆動ＩＣ１４に供給される電圧）を、内蔵されたリニアレギュレータ機能を用いて生成可能となっている。本実施の形態１では、電圧生成部１５及びコンデンサ５３によって、昇圧電圧から電源電圧を生成するリニアレギュレータ回路が構成されている。

図２は、電圧生成部１５及びコンデンサ５３により構成されるリニアレギュレータ回路を示す図である。

電圧生成部１５は、抵抗１５ａ、複数のトランジスタ１５ｂ、ツェナーダイオード１５ｃ、トランジスタ１５ｄ，１５ｅ、及び、抵抗１５ｆを備えて構成されている。点Ｐ、抵抗１５ａ、複数のトランジスタ１５ｂ、ツェナーダイオード１５ｃ、及び、点Ｎは、この順で直列接続されている。トランジスタ１５ｄのベース端子は、抵抗１５ａと一番上のトランジスタ１５ｂとの接続点に接続され、コレクタ端子は点Ｐに接続されている。トランジスタ１５ｅは、トランジスタ１５ｄとダーリントン接続されている。抵抗１５ｆは、トランジスタ１５ｅのエミッタ端子とグランド電位との間に接続されている。

コンデンサ５３は、点Ｐ１（トランジスタ１５ｅと抵抗１５ｆとの接続点）と点Ｎ１（グランド電位）との間において抵抗１５ｆ及び駆動ＩＣ１４と並列接続されている。

以上のように構成されたリニアレギュレータ回路は、点Ｐ及び点Ｎの間に供給される電圧が多少変動しても、当該電圧よりも低い一定の電圧を、点Ｐ１及び点Ｎ１の間に接続された駆動ＩＣ１４に出力する。図２に示す例では、点Ｐ及び点Ｎの間における電圧が２００〜３７０Ｖ程度である場合に、駆動ＩＣ１４の電源電圧（例えば１５Ｖ）とほぼ一致する一定電圧を、点Ｐ１及び点Ｎ１の間に生成するリニアレギュレータ回路が構成されている。なお、この構成において、駆動ＩＣ１４のインピーダンスが３ｋΩである場合には、リニアレギュレータ回路における損失はトータルで３．３Ｗ程度となる。

ここで、リニアレギュレータ回路は、自身に入力された入力電圧と自身が出力する出力電圧との差を熱として放出する。このため、半導体モジュール１１に、リニアレギュレータ機能を内蔵する、すなわち電圧生成部１５を内蔵することは、温度上昇の問題などから困難であった。これに対して、本実施の形態１に係る半導体モジュール１１では、リニアレギュレータ機能による温度上昇を抑制することが可能となっている。

図３は、本実施の形態１に係る半導体モジュールの構成を示す断面図である。この半導体モジュール１１は、上述したダイオード１２、半導体スイッチング素子１３、駆動ＩＣ１４及び電圧生成部１５に加えて、放熱機構（絶縁放熱シート１６及びヒートシンク１７）と、金属フレーム（第１及び第２金属フレーム１８ａ，１８ｂ）と、樹脂モールド１９とを備えている。

絶縁放熱シート１６は、ヒートシンク１７上にそれと密着して形成されており、第１及び第２金属フレーム１８ａ，１８ｂは、絶縁放熱シート１６上にそれと密着して形成されている。なお、第１及び第２金属フレーム１８ａ，１８ｂには、例えば銅フレームが適用される。第１金属フレーム１８ａ上には、ダイオード１２及び半導体スイッチング素子１３が形成されており、第２金属フレーム１８ｂ上には、駆動ＩＣ１４及び電圧生成部１５が形成されている。すなわち、本実施の形態１では、電圧生成部１５が、放熱機構（絶縁放熱シート１６及びヒートシンク１７）に搭載されている。

なお、ダイオード１２及び半導体スイッチング素子１３と、駆動ＩＣ１４及び電圧生成部１５と、第１及び第２金属フレーム１８ａ，１８ｂ（パッケージピン）とは、例えば銀、アルミニウム及び銅などからなる金属ワイヤ（図示せず）を介して適宜接続されている。また、図示しないが、インダクタ５２、コンデンサ５３，５５などは、樹脂モールド１９の外側において、第１及び第２金属フレーム１８ａ，１８ｂ（パッケージピン）と接続されている。

樹脂モールド１９は、第１及び第２金属フレーム１８ａ，１８ｂの端部と、ヒートシンク１７の絶縁放熱シート１６と逆側の面とを除いて、半導体モジュール１１の構成要素を覆う。なお、樹脂モールド１９の材質には、例えばエポキシ樹脂などが適用される。

ここで、上述した放熱機構を備えない半導体モジュールでは、熱抵抗が比較的大きい構成となっている。例えば、熱抵抗を１００℃／Ｗとして電圧生成部１５のリニアレギュレータ機能を動作させた場合について温度を試算すると、３３０℃程度まで上昇した。したがって、そのような半導体モジュールでは、使用環境温度が大きく制限されるなどの問題が生じ、半導体モジュールに電圧生成部１５を内蔵することができない。

これに対し、本実施の形態１に係る半導体モジュール１１では、上記放熱機構を備えていることから、熱抵抗を低下することができる。例えば、熱抵抗を３．５℃／Ｗとして電圧生成部１５のリニアレギュレータ機能を動作させた場合について温度を試算すると、１１．６℃程度となり、上述した放熱機構を備えない半導体モジュールよりも温度を低減することができた。

すなわち、本実施の形態１に係る半導体モジュール１１及び昇圧整流回路１によれば、リニアレギュレータ機能を内蔵する電圧生成部１５が放熱機構に搭載されていることから、リニアレギュレータ機能による温度上昇を抑制することができる。また、昇圧コンバータ５９によって昇圧された電圧から、昇圧コンバータ５９を駆動するための電源電圧を、リニアレギュレータ機能を用いて生成することから、消費電力（外部から供給されるべき電力）を低減することができる。

＜実施の形態２＞
図４は、本発明の実施の形態２に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の構成を示す回路図である。なお、本実施の形態２に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路において、実施の形態１で説明した構成要素と同一または類似するものについては同じ符号を付し、異なる点を中心に以下説明する。

この図４においては、駆動ＩＣ１４の具体的な回路例が示されているとともに、電圧供給部２０及びコンデンサ５６が追加されている。なお、ここではコンデンサ５６が電圧供給部２０に外付けされた構成について説明するが、これに限ったものではなく、電圧供給部２０がコンデンサ５６を備える構成であってもよい。

図４に示される駆動ＩＣ１４は、半導体スイッチング素子１４ａ，１４ｂを備えて構成されている。また、電圧供給部２０は、ダイオード２０ａ、抵抗２０ｂ、ツェナーダイオード２０ｃ及び半導体スイッチング素子２０ｄを備えて構成されている。半導体スイッチング素子１４ａにはＰ型のＭＯＳＦＥＴが用いられ、半導体スイッチング素子１４ｂ，２０ｄにはＮ型のＭＯＳＦＥＴが用いられている。

点Ｐ１、半導体スイッチング素子１４ａ、半導体スイッチング素子１４ｂ、ダイオード２０ａ、及び、点Ｎ１は、この順で直列接続されており、半導体スイッチング素子１４ａ，１４ｂのソース端子同士の接続点が半導体スイッチング素子１３のゲート端子と接続されている。なお、半導体スイッチング素子１４ａ，１４ｂのそれぞれのゲート端子には、ＰＷＭ制御部５４からのＰＷＭ信号が入力される。ダイオード２０ａのアノードは、半導体スイッチング素子１４ｂのソース端子と接続されており、カソードは点Ｎ１と接続されている。

半導体スイッチング素子１４ａのソース端子、抵抗２０ｂ、コンデンサ５、及び、半導体スイッチング素子１４ｂのソース端子は、この順で直列接続されている。ツェナーダイオード２０ｃのカソードは、抵抗２０ｂ及びコンデンサ５６の接続点と接続され、ツェナーダイオード２０ｃのアノードは、ダイオード２０ａのカソードと接続されている。半導体スイッチング素子２０ｄのゲート端子は、半導体スイッチング素子１４ａ，１４ｂのゲート端子と接続され、半導体スイッチング素子２０ｄのドレイン端子はツェナーダイオード２０ｃのカソードと接続され、半導体スイッチング素子２０ｄのソース端子はツェナーダイオード２０ｃのアノードと接続されている。

図５は、以上の構成からなる本実施の形態２に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路において、半導体スイッチング素子１３のオン及びオフの切り替え時の動作を示すタイミングチャートである。図５に示されるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、図４に示される点Ａ，点Ｂ，点Ｃ，点Ｄに対応している。

点Ａには、半導体スイッチング素子１３をターンオンまたはターンオフするための制御信号（ＰＷＭ制御部５４からのＰＷＭ信号）が印加される。

ターンオン時には、点Ａの電位がＨからＬに切り替わり、半導体スイッチング素子１４ａがオン（アクティブ）、半導体スイッチング素子１４ｂ，２０ｄがオフ（パッシブ）となる。このため、点Ｄの電位は、電圧生成部１５から供給される電源電圧（例えば１５Ｖ）と等しくなり、半導体スイッチング素子１３がターンオンする。また、電圧生成部１５から抵抗２０ｂ及びツェナーダイオード２０ｃに電流が流れることにより、点Ｂの電位は、ツェナーダイオード２０ｃの電圧ＶＦ（例えば５Ｖ）分だけ持ち上がり、コンデンサ５６にそれと同じ電圧（例えば５Ｖ）分だけ電荷がチャージされる。

ターンオフ時には、点Ａの電位がＬからＨに切り替わり、半導体スイッチング素子１４ａがオフ（パッシブ）、半導体スイッチング素子１４ｂ，２０ｄがオン（アクティブ）となる。このため、点Ｂの電位は、点Ｎの電位（ここでは０Ｖ）と等しくなるとともに、点Ｃ及び点Ｄの電位も、概ね、点Ｎの電位と等しくなる結果、半導体スイッチング素子１３がターンオフする。ただし、コンデンサ５６の電圧を用いたチャージポンプ方式の機能により、点Ｃの電位は、コンデンサ５６にチャージされた電圧（例えば５Ｖ）分だけ点Ｎの電位より負側に引き下がり、点Ｄの電位も同様に負側に引き下がる。

以上のように、本実施の形態２では、電圧供給部２０は、駆動ＩＣ１４が半導体スイッチング素子１３に駆動ＩＣ１４の電源電圧を伝達しない非伝達期間（所定期間）に、半導体スイッチング素子１３に負バイアスを供給可能となっている。したがって、半導体スイッチング素子１３のオフ期間において、そのゲート端子にノイズなどが仮に印加されたとしても、ゲート端子に印加される電圧が閾値電圧を超えることを抑制することができる。すなわち、半導体スイッチング素子１３について、ノイズ耐量を高めることができ、安定したスイッチング制御を実現することができる。

このことは、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴのように閾値電圧が比較的低い素子を、半導体スイッチング素子１３に用いる構成において特に有効である。

＜実施の形態３＞
図６は、本発明の実施の形態３に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の構成を示す回路図である。なお、本実施の形態３に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路において、実施の形態２で説明した構成要素と同一または類似するものについては同じ符号を付し、異なる点を中心に以下説明する。

上述した実施の形態２（図４）では、半導体スイッチング素子２０ｄのゲート端子にＰＷＭ信号が入力されており、半導体スイッチング素子１３の非伝達期間（オフ期間）の切り替えタイミングと、半導体スイッチング素子２０ｄのオン期間の切り替えタイミングとが同期していた。

これに対し、本実施の形態３では、電圧供給部２０に信号発振部２０ｅが追加されている。そして、この信号発振部２０ｅは、半導体スイッチング素子１３のオフ期間（非伝達期間）の切り替えタイミングと、半導体スイッチング素子２０ｄのオン期間の切り替えタイミングとが非同期となる方形波信号を、半導体スイッチング素子２０ｄのゲート端子に入力するように構成されている。

図７は、以上の構成からなる本実施の形態３に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路において、半導体スイッチング素子１３のオン及びオフの切り替え時の動作を示すタイミングチャートである。図７に示されるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、図６に示される点Ａ，点Ｂ，点Ｃ，点Ｄに対応している。

本実施の形態３では、Ａ点の電位がＬからＨに切り替わる時刻Ｔ２よりも前の時刻Ｔ１において、信号発振部２０ｅは、半導体スイッチング素子２０ｄにＬからＨに切り替わる方形波信号を入力する。また、Ａ点の電位がＨからＬに切り替わる時刻Ｔ３よりも後の時刻Ｔ４において、信号発振部２０ｅは、半導体スイッチング素子２０ｄにＨからＬに切り替わる方形波信号を入力する。次に、時刻Ｔ１〜Ｔ４のそれぞれにおける、本実施の形態３に係る半導体モジュール及び昇圧整流回路の動作について詳細に説明する。

時刻Ｔ１においては、点Ａの電位がＬを維持することから、半導体スイッチング素子１４ａがオン、半導体スイッチング素子１４ｂがオフを維持する。一方、半導体スイッチング素子２０ｄのゲート端子はＬからＨに切り替わるから、半導体スイッチング素子２０ｄはオフからオンに切り替わる。そうすると、点Ｂの電位は、点Ｎの電位と等しくなり、点Ｃの電位は、チャージポンプ方式の機能により、コンデンサ５６にチャージされた電圧（例えば５Ｖ）分だけ点Ｎの電位より負側に引き下がる。ただし、半導体スイッチング素子１４ａがオン、半導体スイッチング素子１４ｂがオフであることから、点Ｄの電位は、点Ｃの電位ではなく、電圧生成部１５から供給される電源電圧（例えば１５Ｖ）に維持され、半導体スイッチング素子１３はオンを維持する。

時刻Ｔ２においては、点Ａの電位がＬからＨに切り替わることから、半導体スイッチング素子１４ａがオンからオフ、半導体スイッチング素子１４ｂがオフからオンに切り替わる。これにより、点Ｄの電位は、上記電源電圧ではなく、点Ｃの電位と等しくなり、半導体スイッチング素子１３はターンオフする。

時刻Ｔ３においては、点Ａの電位がＨからＬに切り替わることから、半導体スイッチング素子１４ａがオフからオン、半導体スイッチング素子１４ｂがオンからオフに切り替わる。これにより、点Ｄの電位は、点Ｃの電位ではなく、上記電源電圧と等しくなり、半導体スイッチング素子１３はターンオンする。

時刻Ｔ４においては、点Ａの電位がＬを維持することから、半導体スイッチング素子１４ａがオン、半導体スイッチング素子１４ｂがオフを維持する。一方、半導体スイッチング素子２０ｄのゲート端子はＨからＬに切り替わるから、半導体スイッチング素子２０ｄはオンからオフに切り替わる。そうすると、電圧生成部１５から抵抗２０ｂ及びツェナーダイオード２０ｃに電流が流れることにより、点Ｂの電位は、ツェナーダイオード２０ｃの電圧ＶＦ（例えば５Ｖ）分だけ持ち上がり、コンデンサ５６にそれと同じ電圧（例えば５Ｖ）分だけ電荷がチャージされる。これとともに、点Ｃの電位は０Ｖとなる。

以上のような本実施の形態３に係る半導体モジュール１１及び昇圧整流回路１によれば、半導体スイッチング素子１３に駆動ＩＣ１４の電源電圧を伝達しない非伝達期間Ｔ２〜Ｔ３よりも長い期間Ｔ１〜Ｔ４において、半導体スイッチング素子１３に負バイアスを供給可能となる。したがって、非伝達期間Ｔ２〜Ｔ３（半導体スイッチング素子１３のオフ期間）において、即座に半導体スイッチング素子１３に負バイアスを供給することができるので、安定したスイッチング制御を確実に実現することができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１昇圧整流回路、１１半導体モジュール、１３半導体スイッチング素子、１４駆動ＩＣ、１５電圧生成部、１６絶縁放熱シート、１７ヒートシンク、２０電圧供給部、５１ダイオードブリッジ、５２インダクタ、５９昇圧コンバータ。

Claims

昇圧コンバータによって昇圧された電圧から、前記昇圧コンバータを駆動するための電源電圧を、内蔵されたリニアレギュレータ機能を用いて生成可能な電圧生成部と、
前記電圧生成部が搭載された放熱機構と
を備える、半導体モジュール。
請求項１に記載の半導体モジュールであって、
前記昇圧コンバータに含まれる半導体スイッチング素子と、
前記電源電圧を、所定信号に基づいて前記半導体スイッチング素子に伝達することにより、前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動部と、
前記駆動部が前記半導体スイッチング素子に前記電源電圧を伝達しない非伝達期間を含む所定期間に、前記半導体スイッチング素子に負バイアスを供給可能な電圧供給部と
をさらに備える、半導体モジュール。
請求項２に記載の半導体モジュールであって、
前記所定期間は前記非伝達期間よりも長い、半導体モジュール。
請求項２または請求項３に記載の半導体モジュールであって、
前記半導体スイッチング素子の材質はワイドバンドギャップ半導体を含む、半導体モジュール。
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の半導体モジュールと、
前記昇圧コンバータに含まれるインダクタと、
前記半導体モジュール及び前記インダクタに接続された整流回路と
を備える、昇圧整流回路。