JP4481879B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に待機時の省電力化と定常負荷動作時の高効率化を可能とする装置に関する。

従来の降圧型スイッチング電源装置例を図９、１０、１１に示す。降圧型スイッチング電源装置として、一般的に、図９、１０に示すようにハイサイドブロックの制御電源を確保するためにブートストラップ回路を有する電源と、図１１に示すようにブートストラップ回路を有さずにハイサイドブロックのみでスイッチング電源をコントロールする電源がある。

図９に第１の従来例（特開２０００−３５０４４０号公報）を示す。図９に示す第１の従来例における制御回路１０８はグランド端子１０６を基準として動作し、ハイサイドのスイッチングデバイス１０７がオン状態におけるスイッチングデバイス１０７の制御電源を、ハイサイドのスイッチングデバイス１０７がオフ状態に、入力電源１０１からダイオード１０９を介して電流供給されたブートストラップ回路１１１のコンデンサ１１０の両端電圧から得ることで、電源として動作させる。

図１０に第２の従来例（特開２００１−１１２２４１号公報）を示す。図１０に示す電源装置は図９の第１の従来例同様にブートストラップ回路を有する同期整流式で、図９の第１の従来例と比較して、図９中のダイオード１０３をスイッチングデバイス２０２に変更されている点が大きく異なる。スイッチングデバイス２０１と２０２は同時にオン状態とならないようにレベルシフト回路２０９を設けられ、一方がオン状態のときは他方がオフ状態となるように制御される。ローサイドにダイオードの代わりにスイッチングデバイスを使用することで、ハイサイドのスイッチングデバイスがオフ状態における図９のダイオード１０３両端に発生する電圧降下分をスイッチングデバイス２０２のオン抵抗による電圧降下に低減させることで電源効率を向上させる。

このように、図１０の同期整流式降圧型スイッチング電源装置の主な特徴は、以下の２点である。
（１）例えば図９の従来例において、一般的にハイサイドのスイッチング素子１０７に流れる電流が高くなると、ハイサイドのスイッチング素子１０７がオフ状態において、ダイオード１０３に流れる電流も高くなるので順方向電圧も高くなるため、このダイオード１０３による電力損失も高くなる。そこで、このダイオード１０３と並列に低オン抵抗のスイッチング素子を接続（又は、従来例図１０に示すようにダイオードの変わりにスイッチング素子２０２を使用する）し、導通状態において発生する電圧をダイオード１０３の順方向電圧よりも低くすることで電力損失を低減させる。
（２）このハイサイドとローサイドにそれぞれ接続されたスイッチング素子を同時オン状態とならない様にＰＷＭ制御によりオンオフ制御させる。

また、図１１に第３の従来例（特開平１０−１９１６２５号公報）を示す。図１１において、ＶＯＵＴは出力端子電圧、ＩＯＵＴは出力端子電流、ＶＤＳはスイッチングデバイス３０２のＤＲＡＩＮ−ＳＯＵＲＣＥ端子間電圧、ＩＤＳはスイッチングデバイス３０２に流れるＤＲＡＩＮ電流、ＶＣＣは図１１中のＣＯＮＴＲＯＬ端子電圧をそれぞれ意味する。回路構成としては、入力コンデンサ３０１、スイッチングデバイス３０２とスイッチングデバイス３０２の制御回路３０３、制御回路基準電圧用コンデンサ３０４、変換回路３０５、出力電圧検出回路３０９、及び保護素子３１０からなる。

スイッチングデバイス３０２のＤＲＡＩＮ端子に、入力端子電圧ＶＩＮ（商用の交流電源をダイオードブリッジなどの整流器により整流された電圧を入力コンデンサ３０１により平滑した電圧、又は直流電圧）を印加すると、制御回路３０３の内部回路電流供給回路３１１により、スイッチ３１２を介してＣＯＮＴＲＯＬ端子に接続された制御回路基準電圧用コンデンサ３０４に電流が供給されることでＶＣＣが上昇し、制御回路３０３がスイッチングデバイス３０２のオンオフ制御を開始する。ここで、スイッチングデバイス３０２のオンオフ制御は、内部の発振器３１３の出力信号である三角波とＶＣＣを２つの抵抗３１４、３１５で分割された電圧をコンパレータ３１６により比較することで行われる。

スイッチングデバイス３０２のオンオフ制御が開始すると、ダイオード３０６、コイル３０７、出力コンデンサ３０８から構成される変換回路３０５に電力が供給され、ＶＯＵＴが上昇する。ＶＯＵＴは出力電圧検出回路３０９により検出され、ＶＯＵＴが規定値以上となると、スイッチングデバイス３０２がオフ状態において、ＯＵＴ端子から制御回路３０３のＣＯＮＴＲＯＬ端子に電流が流れる。これにより、ＶＣＣが上昇し、コンパレータ３１６の出力信号のオンデューティーが小さくなることでスイッチングデバイス３０２のオンデューティーも小さくなり、スイッチングデバイス３０２のＰＷＭ制御が成される。

以上のように、ＰＷＭ制御方式では、出力が軽負荷になるにつれて、徐々にスイッチングデバイスのオンデューティーを小さくする（結果的にスイッチングデバイスに流れる電流ＩＤＳのピーク値は下がる）ことで、出力電圧の安定化と省電力化を図るというものである。

図１２に第４の従来例（特開２００３−１８９６３２公報）を示す。同図は、ＨＶＩＣ（高耐圧ドライバＩＣ）回路４５０、４５１、４５２を使用したモータのインバータ駆動用ブリッジ回路であり、ハーフブリッジ回路を３つ並列に接続して、各出力端子をモータと接続した３相モータの駆動回路になっている。インバータ駆動用主直流電源４２３の高電位側と低電位側の間には、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相のブリッジ回路のパワースイッチング素子４１７、４１８、４１９、４２０、４２１、４２２が接続されており、それらのパワースイッチング素子と並列に、ダイオード４３１、４３２、４３３、４３４、４３５、４３６が接続されている。

ＨＶＩＣ回路４５０は、入力信号処理回路４０２、パワー素子駆動回路４１２およびフォトカプラと電気的絶縁機能を有するレベルシフト回路４３７から構成され、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相毎に１チップ化した回路構成となっている。このＨＶＩＣ回路はＵ、Ｖ、Ｗの３相を１チップ化した回路構成のデバイスもある。

そして、３つのＨＶＩＣ回路の各基準電位端子と低電位側パワースイッチング素子の各エミッタ端子が、Ｕ、Ｖ、Ｗ相毎に接続されている。高電位側パワースイッチング素子の各エミッタ端子は、ＨＶＩＣ回路のレベルシフト回路と結ばれている高電位側駆動回路の第２の基準電位端子と、それぞれがＵ、Ｖ、Ｗ相毎に接続されている。また、ＨＶＩＣ回路の出力駆動信号端子は各パワースイッチング素子のゲート端子と接続されている。

各々のパワースイッチング素子を駆動するための制御信号を生成するマイコン等の出力ポートにＨＶＩＣ回路の入力信号処理回路が接続され、各ＨＶＩＣ回路の制御・駆動用電力は外部電源４３０より供給される。ＨＶＩＣ回路の高電位側パワースイッチング素子を駆動するための電力は、外部電源４３０とＵ、Ｖ、Ｗの相毎に高耐圧ダイオード４４０、４４１、４４２、コンデンサ４４３、４４４、４４５がそれぞれ直列に接続され、コンデンサ４４３、４４４、４４５の両端が高電位側パワースイッチング素子の駆動回路両端と接続されているブートストラップ電源回路より供給される。

実際のモータをインバータ駆動する場合は、マイコンのインバータ駆動用の制御信号生成回路から各Ｕ、Ｖ、Ｗ相のＨＶＩＣ回路へ制御信号が伝達され、駆動信号に従ってＵ、Ｖ、Ｗ各相のブリッジ回路の高電位側と低電位側の各パワースイッチング素子をスイッチングさせることにより、各出力端子間に交流電力を供給することでモータ制御を行っている。

このブリッジ駆動回路においては、ブートストラップ電源回路で、高電位側パワースイッチング回路を駆動している。このブートストラップ電源回路の動作は、主直流電源がブリッジ回路に印加された状態で、低電位側パワースイッチング素子を駆動するマイコン駆動信号がＨＶＩＣに伝達され、低電位側パワースイッチング素子がオン状態になる。この状態では外部電源→高耐圧ダイオード→コンデンサ→低電位側パワースイッチング素子→外部電源の基準端子の順番で電流が流れることで、コンデンサの両端に、
Ｖｃａｐ＝Ｖ（外部電源電圧）−Ｖｆ−Ｖｃ （Ｖ） ・・・・（１）
Ｖｆ：高耐圧ダイオードの順方向降下電圧
Ｖｃ：低電位側パワースイッチング素子のコレクタ電位
で表される電圧Ｖｃａｐが充電される。

ＨＶＩＣ回路の高電位側パワースイッチング素子を駆動する駆動回路は、このコンデンサに充電された電力により動作が維持される。従って、インバータ駆動回路に、主直流電源が印加された時は、コンデンサ４４３、４４４、４４５には電荷が充電されていないので、高電位側駆動回路は動作不可能の状態にある。

主直流電源を印加後は、まず各相の低電位側パワースイッチング素子が一定時間オンとなる駆動信号をマイコンからＨＶＩＣ回路に伝達して、コンデンサ４４３、４４４、４４５に電力を充電する必要がある。その後、モータ駆動用の制御信号をマイコンから各ＨＶＩＣ回路へ伝達することでモータ制御が実現する。

コンデンサ４４３、４４４、４４５の両端電圧は、定期的に充電されなければ自然放電現象により、一定時間後にはパワースイッチング素子を駆動するために十分な電圧以下に低下する。そのため、モータ駆動時においても、インバータ駆動回路の定数によって決定される最大時間以内に、低電位側パワースイッチング素子をオンさせる信号をＨＶＩＣ回路に伝達して、コンデンサ４４３、４４４、４４５に電力を充電する制御信号でモータ制御を実施している。
特開２０００−３５０４４０号公報 特開２００１−１１２２４１号公報 特開平１０−１９１６２５号公報 特開２００３−１８９６３２公報

しかし、図１０の同期整流式には、以下の３つの課題がある。
（１）入力電源電圧は一般的に２０Ｖ程度までである。これは、ＰＷＭ制御をさせるためのハイサイドのスイッチング素子制御回路部とローサイドのスイッチング素子制御回路部間の信号伝達が必要であるからである。
（２）入力電源電圧が２０Ｖ程度以上となると、ハイサイドのスイッチング素子制御回路部への電源電圧供給のためのブートストラップ回路（図９の１１１や図１０の２０３）と信号伝達のためのレベルシフト回路（図１０の２０９）が必要である。ブートストラップ回路を介したハイサイドのスイッチング素子制御回路部へ電源電圧供給とレベルシフト回路によるローサイドからハイサイドへの信号伝達は、ハイサイドのスイッチング素子がオフの状態（すなわちローサイドのスイッチング素子がオン状態）のときのみという制約を有する。そのため、ハイサイドのスイッチング素子がオン状態において、ハイサイドのスイッチング素子制御回路電源電圧が自然放電により徐々に低下する（すなわちハイサイドのスイッチング素子制御回路の不安定動作となり得る）ため、ハイサイドのスイッチング素子のオン時間制御が非常に難しくなる。このことは、次の（３）についても同様である。
（３）例えば、６０Ｖ程度以上のように、更に高い入力電源電圧下で使用する場合、第４の従来例（図１２）におけるモータのインバータ駆動用ブリッジ回路に示すように、ハイサイドのスイッチング素子制御回路電源のためのブートストラップ回路は、ダイオード４４０とコンデンサ４４３で構成され、ハイサイドのスイッチング素子４１７の高電位側端子に接続された電源４２３とは別の電源４３０に接続されるため、２つ以上の入力電源が必要になる。

このように、上記従来の降圧型スイッチング電源装置では、以下の理由により、スイッチング電源装置の小型化、電源効率の向上、更には待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力の削減は期待できない。
（１）第３の従来例における降圧型スイッチング電源装置において、ＰＷＭ制御方式における無負荷状態では、スイッチングデバイスに流れる電流のピーク値は下がるが、スイッチング回数は負荷状態によらず一定であるため、更なる低消費電力化は困難である。
（２）第１、第２の従来例における降圧型スイッチング電源装置では、外付けにブートストラップ回路が必要なため、電源装置自体の小型化に支障が出る。
（３）第１、第２の従来例における降圧型スイッチング電源装置では、ハイサイドのスイッチングデバイスのオン・オフ制御はブートストラップ回路のコンデンサ両端電圧にて行われており、このコンデンサ両端電圧の低下による制御精度悪化やスイッチングデバイスのゲート電圧変動によるドレイン電流変動も発生しやすい。
（４）第１、第２の従来例における降圧型スイッチング電源装置では、比較的低電圧でしか使用することが困難であるため、入力電圧範囲に制限が発生する。
（５）第３の従来例における降圧型スイッチング電源装置では、第１の従来例同様にローサイドがダイオードで構成されるため、定常動作状態におけるダイオードでの電力損失が高くなり、更なる高電源効率化の支障となる。
（６）第４の従来例のような高入力電源電圧の場合、制御回路用とスイッチング素子用に２電源を必要とする。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、スイッチング電源装置のさらなる低消費電力化、小型化、および高効率化を目的とする。

上記目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、第１電源電圧を供給する第１電源電圧供給器と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、ＰＷＭ信号に基づいて、第１電源電圧をスイッチングする第１スイッチング器と、スイッチングされた第１電源電圧を第２電源電圧に変換する変換器と、第２電源電圧と所定の基準電圧との差を誤差信号として出力する誤差信号検出器と、誤差信号が所定の第１閾値以下の場合、第１スイッチング器のスイッチング動作を停止させる間欠制御器とを有し、ＰＷＭ信号生成器は、誤差信号に基づいてパルス幅を変化させＰＷＭ信号を生成することを特徴としている。

また上記目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、第１電源電圧を供給する第１電源電圧供給器と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成器と、ＰＷＭ信号に基づいて、第１電源電圧をスイッチングする第１スイッチング器と、スイッチングされた第１電源電圧を第２電源電圧に変換する変換器と、第２電源電圧と所定の基準電圧との差を誤差信号として出力する誤差信号検出器と、誤差信号を電流変換する電流変換器と、電流変換された誤差信号を電圧変換する電圧変換器と、第１電源電圧を所定の第３電源電圧に変換し、ＰＷＭ信号生成器と電圧変換器に第３電源電圧を供給する第１レギュレータと、第２電源電圧を所定の第４電源電圧に変換し、誤差信号検出器と電流変換器に第４電源電圧を供給する第２レギュレータとを有し、ＰＷＭ信号生成器は、電圧変換された誤差信号に基づいてＰＷＭ信号を生成することを特徴としている。

本発明のスイッチング電源装置は、上記構成を有し、従来例と比較して、広い入力電圧範囲で、待機状態、特に無負荷状態における更なる消費電力の削減と、定常動作状態における電源の高効率化を実現できる。

また、ブートストラップ回路が不要であり、且つ第１のスイッチングデバイスのゲート駆動電圧精度が向上するため、第１のスイッチングデバイスによる出力端子への電力供給も安定させることができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置を、図２は本発明の第１の実施形態であるスイッチング電源装置の出力の負荷状態が重負荷から軽負荷に移行したときの動作波形を表す。図１、２において、第１電源電圧ＶＩＮは、第１電源電圧供給器によりグランド端子ＧＮＤのグランド電位を最下位電位として入力端子ＩＮに入力される電圧、第２電源電圧ＶＯＵＴはグランド電位を最下位電位として出力端子ＯＵＴに出力される電圧、ＩＯＵＴは出力端子ＯＵＴの電流、ＶＤＳ１はスイッチングデバイスＱ１のＤＲＡＩＮ１端子電圧、ＩＦＢはＦＢ１端子電流（＝ＦＢ２端子電流）、ＩＤＳ１はスイッチングデバイスＱ１に流れるＤＲＡＩＮ１端子電流をそれぞれ意味する。回路構成としては、入力コンデンサ１、スイッチングデバイスＱ１とスイッチングデバイスＱ１の制御回路３、制御回路基準電圧用第１コンデンサ４、第３ダイオード５とコイル６と出力コンデンサ７からなる変換回路、スイッチングデバイスＱ２、スイッチングデバイスＱ２のオンオフ制御と出力電圧検出を行う制御回路９、制御回路９の基準電圧用第２コンデンサ１０、及び２つの抵抗Ｒ１とＲ２からなる。スイッチングデバイスＱ１は、ＭＯＳトランジスタもしくは高耐圧トランジスタ等で構成される。

制御回路３は、図１に示すように、ＶＩＮ１端子に接続され、第１電源電圧ＶＩＮから制御回路３の各要素に電源電圧を供給する第３電源電圧をＢＹ１端子に生成し、一定に制御する第１レギュレータ１１、第３電源電圧が規定値以上なると制御回路３を起動、規定値以下になると制御回路３を停止させる起動／停止回路１２、電源電圧として第３電源電圧がＢＹ１端子から供給され、ＦＢ１端子から制御回路３の外部に流れ出す電流を出力電圧信号ＶＬとして出力するＩ−Ｖ変換回路１３、スイッチングデバイスＱ１の最大オンデューティーを規定するＭＡＸ ＤＵＴＹ信号１４と内部基準信号であるＣＬＯＣＫ信号１５を出力する発振器１６、Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧信号ＶＬを基準電圧としてスイッチングデバイスＱ１に流れるＤＲＡＩＮ１端子電流を検出し、スイッチングデバイスＱ１をオフさせる過電流検出回路１７、Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧信号ＶＬが反転入力端子の第１閾値Ｖｐ１よりも低くなるとスイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御を休止、又は停止させ（このとき反転入力端子の閾値は第１閾値Ｖｐ１から第２閾値Ｖｐ２に変化する）、Ｉ−Ｖ変換回路の出力電圧信号ＶＬが第２閾値Ｖｐ２よりも高くなるとスイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御を再開させる間欠発振制御回路１８、間欠発振制御回路１８の出力と発振器１６のＣＬＯＣＫ信号１５を入力信号とし、出力をフリップフロップ２１のセット端子に出力するＡＮＤ回路１９、発振器１６のＭＡＸ ＤＵＴＹ信号１４の反転信号と過電流検出回路１７の出力信号を入力し、フリップフロップ２１のリセット端子に出力するＯＲ回路２０、フリップフロップ２１、起動／停止回路１２の出力信号と発振器１６のＭＡＸ ＤＵＴＹ信号１４とフリップフロップ２１の出力信号を入力し、スイッチングデバイスＱ１のＧＡＴＥ１端子を制御するＡＮＤ回路２２から構成されている。Ｉ−Ｖ変換回路１３のＦＢ１端子とＳＯＵＲＣＥ１端子間にはコンデンサ２３と第２ダイオード２４が接続されている。

また、スイッチングデバイスＱ２のオンオフ制御と出力電圧検出を行う制御回路９は、第２電源電圧ＶＯＵＴから制御回路９の各要素に電源電圧を供給する第４電源電圧をＢＹ２端子に生成し、一定に制御する第２レギュレータ２５、ＢＹ２の電圧が規定値以上になると制御回路９を起動し、規定値以下になると制御回路９を停止させる起動／停止回路２６、電源電圧として第４電源電圧がＢＹ２端子から供給されるとともに、第２電源電圧ＶＯＵＴの電圧を２つの抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した信号を入力し、非反転入力端子に入力される基準電圧との電位差を誤差信号として増幅して出力する誤差増幅器２７、電源電圧として第４電源電圧がＢＹ２端子から供給され、誤差信号をＦＢ２端子電流ＩＦＢに変換するＶ−Ｉ変換回路２８、ＦＢ２端子電圧によりスイッチングデバイスＱ１のオフ状態を検出するＱ１オフ状態検出回路２９、起動／停止回路２６の出力信号がＨ（ハイ）のときＱ１オフ状態検出回路２９の出力信号によりスイッチングデバイスＱ２のＧＡＴＥ２端子を制御するＡＮＤ回路３０から構成される。

入力端子ＩＮに、第１電源電圧ＶＩＮ（商用の交流電源をダイオードブリッジなどの整流器により整流された電圧を入力コンデンサ１により平滑した電圧、又は直流電圧）を印加すると、制御回路３の第１レギュレータ１１により、ＢＹ１端子に接続された制御回路基準電圧用第１コンデンサ４に電流が供給されることで、ＢＹ１端子電圧が上昇し、起動／停止回路１２により制御回路３が動作し、スイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御が開始する。スイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御が開始すると、第３ダイオード５、コイル６、出力コンデンサ７から構成される変換回路に電力が供給され、出力端子ＯＵＴの第２電源電圧ＶＯＵＴが上昇する。

ＶＯＵＴが上昇すると、第２レギュレータ２５が動作し、制御回路９の基準電圧端子ＢＹ２の電圧が上昇する。基準電圧端子ＢＹ２の電圧が起動／停止回路２６の規定値以上では制御回路９が起動し、誤差増幅器２７による出力端子ＯＵＴの電圧検出が開始される。第２電源電圧ＶＯＵＴは２つの抵抗Ｒ１とＲ２、及び誤差増幅器２７により検出され、第２電源電圧ＶＯＵＴが所望する電圧以上（正確にはＶＯ１端子電圧が誤差増幅器２７の非反転入力端子に入力される所定の基準電圧値以上）となると、誤差増幅器２７の基準電圧とＶＯ１端子電圧差を増幅し、誤差信号としてＶ−Ｉ変換回路２８に伝達する。第２電源電圧ＶＯＵＴが所望する電圧以上において、第２電源電圧ＶＯＵＴが上昇すると誤差信号は線形的に減少し、そしてＶ−Ｉ変換回路２８でＦＢ２端子電流が増加するように変換され、更にＩ−Ｖ変換回路１３の出力電圧信号ＶＬが減少する。

ＶＬは過電流検出回路１７の基準電圧となっており、ＶＬが減少することで、スイッチングデバイスＱ１に流れるＤＲＡＩＮ１端子電流ピーク値を減少させる。これにより図２に示すように、ＤＲＡＩＮ１端子電流ＩＤＳ１は電流モードによるＰＷＭ制御となり、ＤＲＡＩＮ１端子電圧ＶＤＳ１はＰＷＭスイッチングされる。すなわち発振器１６、過電流検出回路１７、ＯＲ回路２０、フリップフロップ２１はＰＷＭ信号生成器４２を構成しており、ＰＷＭ信号生成器４２により生成されたＰＷＭ信号に基づいて、スイッチングデバイスＱ１のＧＡＴＥ１端子におけるゲート電圧は制御され、スイッチングデバイスＱ１はＰＷＭスイッチングされる。ＰＷＭ信号生成器４２には、電源電圧として第３電源電圧がＢＹ１端子から供給される。

そして、更に第２電源電圧ＶＯＵＴが所望する電圧以上（出力負荷状態としては軽負荷状態）となり、Ｉ−Ｖ変換回路１３の出力電圧信号ＶＬが間欠発振制御回路１８の第１閾値Ｖｐ１以下になると、出力負荷状態を軽負荷と判断し、間欠発振制御回路１８はスイッチングデバイスＱ１の休止、又は停止させる。スイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御が停止することで、出力への電力供給が停止するため、第２電源電圧ＶＯＵＴは徐々に低下する。第２電源電圧ＶＯＵＴの低下により、ＶＬは徐々に上昇し、間欠発振制御回路１８の第２閾値Ｖｐ２以上となると、スイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御が再開され、出力へ電力が供給される。これにより、第２電源電圧ＶＯＵＴは再び上昇し、スイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御は停止する。軽負荷状態においては、これを繰り返す間欠制御となる。通常、第２閾値Ｖｐ２は、第１閾値Ｖｐ１より大きい値に設定される。

ここで、制御回路３によるスイッチングデバイスＱ１のＰＷＭ制御、及び間欠制御中において、スイッチングデバイスＱ２は、スイッチングデバイスＱ１がオフ状態のときのみにオンするようにスイッチングデバイスＱ１のオフ状態をＱ１オフ状態検出回路２９でＦＢ２端子電圧をモニターすることで検出し、ＡＮＤ回路３０による制御される。スイッチングデバイスＱ１オン時のＤＲＡＩＮ２−ＳＯＵＲＣＥ２間電圧（図２中のＶＤＳ２で表されるＩＤＳ２×Ｒｏｎ（Ｑ２））は、第３ダイオード５の順方向電圧Ｖｆよりも低く設定されている。そして、第３ダイオード５は、スイッチングデバイスＱ２のターンオン時間を改善するためにスイッチングデバイスＱ２と並列接続されている。

このような本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、広い入力範囲において、次のような効果が得られる。
（１）出力負荷状態が軽負荷になる程、スイッチングデバイスＱ１に流れる電流のピーク値が減少することでＰＷＭ制御され、更に無負荷状態に近くなると間欠制御されるため、待機状態での更なる省電力化が実現できる。
（２）スイッチングデバイスＱ１がオフ状態において、スイッチングデバイスＱ２がオンすることで、第３ダイオード５の順方向電圧を更に低減させることが可能となり、定常動作状態における電源の高効率化を実現できる。
（３）ハイサイドの制御回路３とローサイドの制御回路９間の信号伝達において、ローサイドのＶ−Ｉ変換回路２８とハイサイドのＩ−Ｖ変換回路１３を設け、電流信号を用いた新しい信号伝達方式を採用することにより、高電圧電源時でもレベルシフト回路が不要でシンプルな構成を実現できる。
（４）高い入力電源電圧において必要となるブートストラップ回路やレベルシフト回路が不要であるため、入力電源電圧の範囲に関係無く、１つの入力電源電圧で同期整流式スイッチング電源装置を実現することが出来る。
（５）ハイサイドの制御回路３の電源電圧とローサイドの制御回路９の電源電圧は、それぞれ第１レギュレータ１１と第２レギュレータ２５により、常に一定となるように制御され、自然放電による電源電圧低下は発生しない。そのため、ハイサイドのスイッチングデバイスＱ１のオン時間制御は容易である。

また、スイッチングデバイスＱ１と制御回路３を、同一の半導体基板上に集積化すると良い。その際、ＤＲＡＩＮ１端子、ＳＯＵＲＣＥ１端子、ＢＹ１端子、及びＦＢ１端子の少なくとも４つの端子を外部接続端子として集積化する。そして、４つ以上の端子を有したパッケージに組み込むことにより、部品点数が大幅に削減でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電源を実現できる。

更に、スイッチングデバイスＱ２と制御回路９を、それぞれ同一の半導体基板上に集積化すると良い。その際、ＤＲＡＩＮ２端子、ＳＯＵＲＣＥ２端子、ＢＹ２端子、及びＦＢ２端子の少なくとも４つの端子を外部接続端子として集積化する。そして、４つ以上の端子を有したパッケージに組み込むことにより、部品点数が大幅に削減でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電源を実現できる。

更に、スイッチングデバイスＱ１と制御回路３を同一の半導体基板上に集積化し、且つスイッチングデバイスＱ２と制御回路９を同一の半導体基板上に集積化したものを、７つ以上の端子を有したパッケージに組み込むことにより、部品点数が大幅に削減でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電源を実現できる。

更に、スイッチングデバイスＱ１と制御回路３を同一の半導体基板上に集積化し、且つスイッチングデバイスＱ２と制御回路９を同一の半導体基板上に集積化したもの、制御回路３の基準電圧用第１コンデンサ４、制御回路９の基準電圧用第２コンデンサ１０、コンデンサ２３、第３ダイオード５、出力コンデンサ７、抵抗Ｒ１、Ｒ２を、ＤＲＡＩＮ１端子、ＳＯＵＲＣＥ１端子、ＳＯＵＲＣＥ２端子、ＯＵＴ端子の少なくとも４つの端子を外部端子として同一パッケージに組み込むことにより、部品点数が大幅に削減でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電源を実現できる。

ここでそれぞれ、スイッチングデバイスＱ１は第１スイッチング器、スイッチングデバイスＱ２は第２スイッチング器、間欠発振制御回路１８は間欠制御器、誤差増幅器２７は誤差信号検出器、Ｉ−Ｖ変換回路１３は電圧変換器、Ｖ−Ｉ変換回路２８は電流変換器、Ｑ１オフ状態検出回路２９は反転信号生成器、とも呼ぶ。また過電流検出回路１７を含む回路を、過電流保護回路とも呼ぶ。
（第２の実施形態）

図３は、本発明の第２の実施形態であるスイッチング電源装置を表す。図１の第３ダイオード５のアノードに接続されている入力コンデンサ１の（−）端子を出力コンデンサ７の（＋）端子に接続することにより、負出力電源を実現したものであり、第２電源電圧ＶＯＵＴの最下位電位は、第１電源電圧ＶＩＮの最下位電位から第２電源電圧ＶＯＵＴを差し引いた電位になっている。すなはち、図１の第１の実施形態においては、第２電源電圧の極性は第１電源電圧の極性に対して同極性であったが、図３の第２の実施形態においては、第２電源電圧の極性は第１電源電圧の極性に対して逆極性になる。電源動作としては本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置と同じである。

このような本発明の第２の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られると共に、容易に出力電圧の極性を変えることが出来る。
（第３の実施形態）

図４は、本発明の第３の実施形態であるスイッチング電源装置を表す。図１の制御回路９の第２レギュレータ２５への電力供給源を第２電源電圧ＶＯＵＴからではなく、直接第１電源電圧ＶＩＮから得ているものであり、電源動作としては本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置と同じである。
このような本発明の第３の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られると共に、出力の低電圧化に容易に対応することが可能となる。
（第４の実施形態）

図５は、本発明の第４の実施形態であるスイッチング電源装置を表す。図１の制御回路３に、スイッチングデバイスＱ１のジャンクション温度が規定温度以上になると、スイッチングデバイスＱ１のオンオフ制御を強制的に停止させる保護機能を果たす過熱保護回路３３と、過熱保護回路３３による停止状態を解除するための再起動トリガ回路３４がＡＮＤ回路２２の入力に接続されているものであり、電源動作としては本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置と同じである。

このような本発明の第４の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られると共に、スイッチングデバイスの保護と、スイッチング電源装置の安全性確保が実現できる。
（第５の実施形態）

図６は、本発明の第５の実施形態であるスイッチング電源装置を表す。図１の制御回路３における第１レギュレータ１１内部にＶＩＮ１端子に接続された接合型電界効果トランジスタＪＦＥＴ１を、そして図１の制御回路９におけるＱ１オフ状態検出回路２９内部にＦＢ２端子に接続された接合型電界効果トランジスタＪＦＥＴ２を有しているものであり、電源動作としては本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置と同じである。

このような本発明の第５の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、入力電圧が高電圧の場合でも、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られる。
（第６の実施形態）

図７は、本発明の第６の実施形態であるスイッチング電源装置を表す。図７に示すように、第１の実施形態に加えて制御回路３の基準電圧端子ＢＹ１端子と出力端子ＯＵＴの間に第１ダイオード３５とツェナーダイオード３６を接続したものであり、電源動作としては本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置と同じである。

このような本発明の第６の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、制御回路３の基準電圧端子ＢＹ１への電力供給を、第１レギュレータ１１からでは無く、出力端子ＯＵＴからとなるために、待機状態での省電力化に関して、本発明の第１の実施形態以上の効果が得られる。
（第７の実施形態）

図８は、本発明の第７の実施形態であるスイッチング電源装置を表す。図１の過電流検出回路１７の形態がセンスＭＯＳトランジスタ３７とセンス抵抗３８とコンパレータで構成されており、電源動作としては本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置と同じである。

このような本発明の第７の実施形態におけるスイッチング電源装置を使用した場合、本発明の第１の実施形態と同じ効果が得られる。
（実施の形態のまとめ）

以上の実施の形態では、降圧型スイッチング電源装置について説明したが、本発明は降圧型だけに限定されるものではなく、昇圧型、昇降圧型を含むあらゆるスイッチング電源装置に適用可能である。また、実施の形態において展開した説明は、すべて本発明を具体化した一例であり、本発明はこれらの例に限定されるものではない。

本発明は、スイッチング電源装置に利用できる。

第１の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第１の実施形態におけるスイッチング電源装置の動作図 第２の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第３の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第４の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第５の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第６の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第７の実施形態におけるスイッチング電源装置のブロック図 第１の従来例におけるスイッチング電源装置のブロック図 第２の従来例におけるスイッチング電源装置のブロック図 第３の従来例におけるスイッチング電源装置のブロック図 第４の従来例における３相モータ駆動回路のブロック図

符号の説明

Ｑ１ スイッチングデバイス
Ｑ２ スイッチングデバイス
１ 入力コンデンサ
３ 制御回路
４ 制御回路基準電圧用第１コンデンサ
５ 第３ダイオード
６ コイル
７ 出力コンデンサ
９ 制御回路
１０ 第２コンデンサ
１１ 第１レギュレータ
１２ 起動／停止回路
１３ Ｉ−Ｖ変換回路
１４ ＭＡＸ−ＤＵＴＹ信号
１５ ＣＬＯＣＫ信号
１６ 発振器
１７ 過電流検出回路
１８ 間欠発振制御回路
１９ ＡＮＤ回路
２０ ＯＲ回路
２１ フリップフロップ
２２ ＡＮＤ回路
２３ コンデンサ
２４ 第２ダイオード
２５ 第２レギュレータ
２６ 起動／停止回路
２７ 誤差増幅器
２８ Ｖ−Ｉ変換回路
２９ Ｑ１オフ状態検出回路
３０ ＡＮＤ回路
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
３３ 過熱保護回路
３４ 再起動トリガ回路
３５ 第１ダイオード
３６ ツェナーダイオード
３７ センスＭＯＳトランジスタ
３８ センス抵抗
４２ ＰＷＭ信号生成器
１０１ 入力電源
１０２ 出力端子
１０３ ダイオード
１０４ 出力コンデンサ
１０５ コイル
１０６ グランド端子
１０７ スイッチングデバイス
１０８ 制御回路
１０９ ダイオード
１１０ コンデンサ
１１１ ブートストラップ回路
２０１ スイッチングデバイス
２０２ スイッチングデバイス
２０３ ブートストラップ回路
２０４ コイル
２０５ 出力コンデンサ
２０６ 抵抗
２０７ 抵抗
２０８ ＰＷＭコントローラ
２０９ レベルシフト回路
３０１ 入力コンデンサ
３０２ スイッチングデバイス
３０３ 制御回路
３０４ コンデンサ
３０５ 変換回路
３０６ ダイオード
３０７ コイル
３０８ 出力コンデンサ
３０９ ダイオード
３１０ ツェナーダイオード
３１１ 内部回路電流供給回路
３１２ スイッチ
３１３ 発振器
３１４ 抵抗
３１５ 抵抗
３１６ コンパレータ

Claims (26)

1. 第１電源電圧を供給する第１電源電圧供給手段と、
   ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記第１電源電圧をスイッチングする第１スイッチング手段と、
   前記スイッチングされた第１電源電圧を第２電源電圧に変換する変換手段と、
   前記第２電源電圧と所定の基準電圧との差を誤差信号として出力する誤差信号検出手段と、
   前記誤差信号が所定の第１閾値以下の場合、前記第１スイッチング手段のスイッチング動作を停止させる間欠制御手段と、
   前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成する反転信号生成手段と、
   前記第１スイッチング手段に接続され、前記反転信号に基づいてスイッチングする第２スイッチング手段と、
   前記ＰＷＭ信号生成手段及び前記間欠制御手段からなる第１制御回路と、
   前記誤差信号検出手段及び前記反転信号生成手段からなる第２制御回路とを有し、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記誤差信号に基づいてパルス幅を変化させ、前記ＰＷＭ信号を生成し、
   前記第１スイッチング手段の基準電圧と前記第１制御回路の基準電圧は等しく、
   前記第２スイッチング手段の基準電圧と前記第２制御回路の基準電圧は等しいことを特徴とする、スイッチング電源装置。
2. 更に、
   前記第２制御回路は、前記誤差信号を電流変換する電流変換手段と、
   前記第２電源電圧を所定の第４電源電圧に変換し、前記第４電源電圧を前記誤差信号検出手段と前記電流変換手段に供給する第２レギュレータとを有し、
   前記第１制御回路は、前記電流変換された誤差信号を電圧変換する電圧変換手段と、
   前記第１電源電圧を所定の第３電源電圧に変換し、前記第３電源電圧を前記ＰＷＭ信号生成手段と前記電圧変換手段に供給する第１レギュレータとを有し、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電圧変換された誤差信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする、請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 更に、
   前記第１レギュレータの出力端子に接続された第１コンデンサを有することを特徴とする、請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第２レギュレータは、前記第１電源電圧を前記第４電源電圧に変換することを特徴とする、請求項２又は３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記間欠制御手段は、前記スイッチング動作の停止中に、前記誤差信号が第２閾値以上の値になると、前記スイッチング動作を再開させることを特徴とする、請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
6. 更に、第１ダイオードとツェナーダイオードを直列接続した回路を有し、
   前記直列接続した回路は、前記第２電源電圧を前記第３電源電圧に変換することを特徴とする、請求項２から５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 更に、前記第１制御回路は、前記電圧変換手段の入力端子に接続された第２ダイオードを有することを特徴とする、請求項２から６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第１スイッチング手段は、高耐圧トランジスタであることを特徴とする、請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
9. 前記変換手段は、第３ダイオードとコイルと出力コンデンサを有することを特徴とする、請求項１から８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
10. 更に、前記第１制御回路は、過電流保護回路を有することを特徴とする、請求項１から９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
11. 更に、前記第１制御回路は、過熱保護回路を有することを特徴とする、請求項１から１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
12. 前記変換手段は、前記第１電源電圧の極性に対して、同極性の第２電源電圧に変換することを特徴とする、請求項１から１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
13. 前記変換手段は、前記第１電源電圧の極性に対して、逆極性の第２電源電圧に変換することを特徴とする、請求項１から１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
14. 第１電源電圧を供給する第１電源電圧供給手段と、
    ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
    前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記第１電源電圧をスイッチングする第１スイッチング手段と、
    前記スイッチングされた第１電源電圧を第２電源電圧に変換する変換手段と、
    前記第２電源電圧と所定の基準電圧との差を誤差信号として出力する誤差信号検出手段と、
    前記誤差信号を電流変換する電流変換手段と、
    前記電流変換された誤差信号を電圧変換する電圧変換手段と、
    前記第１電源電圧を所定の第３電源電圧に変換し、前記第３電源電圧を前記ＰＷＭ信号生成手段と前記電圧変換手段に供給する第１レギュレータと、
    前記第２電源電圧を所定の第４電源電圧に変換し、前記第４電源電圧を前記誤差信号検出手段と前記電流変換手段に供給する第２レギュレータと、
    前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成する反転信号生成手段と、
    前記第１スイッチング手段に接続され、前記反転信号に基づいてスイッチングする第２スイッチング手段と、
    前記ＰＷＭ信号生成手段、前記電圧変換手段、及び前記第１レギュレータからなる第１制御回路と、
    前記誤差信号検出手段、前記電流変換手段、前記第２レギュレータ、及び前記反転信号生成手段からなる第２制御回路とを有し、
    前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電圧変換された誤差信号に基づいてパルス幅を変化させ、前記ＰＷＭ信号を生成し、
    前記第１スイッチング手段の基準電圧と前記第１制御回路の基準電圧は等しく、
    前記第２スイッチング手段の基準電圧と前記第２制御回路の基準電圧は等しいことを特徴とする、スイッチング電源装置。
15. 更に、
    前記第１レギュレータの出力端子に接続された第１コンデンサを有することを特徴とする、請求項１４記載のスイッチング電源装置。
16. 前記第２レギュレータは、前記第１電源電圧を前記第４電源電圧に変換することを特徴とする、請求項１４又は１５に記載のスイッチング電源装置。
17. 更に、前記第１制御回路は、前記誤差信号が所定の第１閾値以下の場合、前記第１スイッチング手段のスイッチング動作を停止させる間欠制御手段を有することを特徴とする、請求項１４から１６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
18. 前記間欠制御手段は、前記スイッチング動作の停止中に、前記誤差信号が第２閾値以上の値になると、前記スイッチング動作を再開させることを特徴とする、請求項１７記載のスイッチング電源装置。
19. 更に、第１ダイオードとツェナーダイオードを直列接続した回路を有し、
    前記直列接続した回路は、前記第２電源電圧を前記第３電源電圧に変換することを特徴とする、請求項１４から１８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
20. 更に、前記第１制御回路は、前記電圧変換手段の入力端子に接続された第２ダイオードを有することを特徴とする、請求項１４から１９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
21. 前記第１スイッチング手段は、高耐圧トランジスタであることを特徴とする、請求項１４から２０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
22. 前記変換手段は、第３ダイオードとコイルと出力コンデンサを有することを特徴とする、請求項１４から２１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
23. 更に、前記第１制御回路は、過電流保護回路を有することを特徴とする、請求項１４から２２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
24. 更に、前記第１制御回路は、過熱保護回路を有することを特徴とする、請求項１４から２３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
25. 前記変換手段は、前記第１電源電圧の極性に対して、同極性の第２電源電圧に変換することを特徴とする、請求項１４から２４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
26. 前記変換手段は、前記第１電源電圧の極性に対して、逆極性の第２電源電圧に変換することを特徴とする、請求項１４から２４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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