JP5130310B2

JP5130310B2 - 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置

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Publication number: JP5130310B2
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Inventors: 純平宇留野; 浩幸庄司; 雅之磯貝
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Description

本発明は、電力変換器に用いられる電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路および電力変換装置に関するものである。

ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やパワーＭＯＳＦＥＴ等の電圧駆動型のスイッチング素子を使ったインバータやコンバータなどの電力変換装置では、例えばＩＧＢＴのゲート・エミッタ間に印加する電圧をオン／オフすることで、入力から出力へエネルギーを伝達する。このとき、ＩＧＢＴのオン／オフ期間にスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は、ゲート駆動能力を強化し、高速にオン／オフを切り替えることで低減することができる。また、ＩＧＢＴ（オフ状態）のコレクタ電圧が急速に上昇すると、ゲート・コレクタ間の容量Ｃｇｃを介して、ゲート・エミッタ間の容量Ｃｇｅが充電されゲート電圧が上昇し、これがしきい値を超えると誤点弧する。以上のような高速化によるスイッチング損失の低減や誤点弧を防止するために、ＩＧＢＴのゲートに負電圧を印加し、ゲート電荷の急速な引き抜きやコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔによるゲート電圧の上昇を抑制することがある。

特許文献１には単電源で負電圧をゲートに印加できるゲート駆動回路が開示されている。特許文献１の回路構成は、同文献の図１などに示されるように、直流電源Ｖｄｄ，５つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ５，コンデンサＣｉｎから構成されている。ＳＷ１はＶｄｄの正側に接続され、ＳＷ２はＳＷ１の他端子とＶｄｄの負側に接続され、ＳＷ３はＶｄｄの正側に接続され、ＳＷ４はＳＷ３の他端子とＳＷ５に接続され、ＳＷ５はＳＷ４の他端子とＶｄｄの負側に接続され、ＣｉｎはＳＷ１の他端子とＳＷ４の他端子に接続され、パワーＭＯＳＦＥＴのゲートにＳＷ３の他端子が接続され、パワーＭＯＳＦＥＴのソースがＶｄｄの負側に接続される。

動作について説明する。ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５がオン，ＳＷ２，ＳＷ４がオフ状態では、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧はＳＷ３を介してＶｄｄまで充電される。一方、ＣｉｎはＳＷ１，Ｃｉｎ，ＳＷ５の経路でＶｄｄまで充電される。次にＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５がオフ，ＳＷ２，ＳＷ４がオン状態では、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧は、ＳＷ４，Ｃｉｎ，ＳＷ２の経路で負電圧（−Ｖｄｄ）まで充電される。以上の動作によりゲート電圧には正負の電圧が印加されることになり、ターンオフの高速化，誤点弧の防止が可能になる。

特許文献２には、正電圧の電源のみで負電圧をゲートに印加するゲート駆動回路が開示されている。特許文献２の回路構成は、同文献の図１などに示されるように、直流電源ＶＤにトランジスタＱ１，Ｑ２の直列回路が接続され、Ｑ１，Ｑ２の接続点から抵抗Ｒ１とＣ１の並列回路とゲート抵抗ＲＧが接続され、ＩＧＢＴのゲートに接続されている。ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間にはツェナーダイオードＺＤ１と逆流防止ダイオードＤ１の直列回路が接続されている。動作について説明する。Ｑ１がオン、Ｑ２がオフすると、ターンオン直後はＣ１が微分回路として動作し、スパイク電流がＣ１，ＲＧ，ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量に流れる。ゲートにＺＤ１でクランプされる電圧が印加される。ターンオン期間中は、ＶＤ−ＶＣ１になる。次にＱ１をオフ、Ｑ２をオンすると、ターンオフ直後は、Ｃ１にはＶＤ−Ｖｚの電圧が充電されており、ゲートに負電圧が印加される。これにより高速にターンオフすることができターンオフ損失を低減できる。

特開２００９−２１８２３号公報特開２００７−３３６６９４号公報

しかし、特許文献１では負のゲート電圧が−Ｖｄｄになるため、ターンオンが遅くなり、ターンオン損失が増大する問題がある。また、例えばＳｉＣ−ＪＦＥＴなどでは、ゲート耐圧が正負で異なるものには適用ができない問題がある。

また、特許文献２には、ＶＤより低い負電圧をゲートに印加する手段が提案されているが、オン時に印加されるゲート電圧がＶｄｄより低くなるため、オン抵抗が増加し、導通損失が増えるという問題がある。

本発明は、上述した問題点を解決し、簡単な回路構成で負電圧をゲート・エミッタ間に印加することが可能となり、スイッチング損失の低減や誤点弧を防止できるゲート駆動回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、電力変換装置の電圧駆動型半導体素子、または、該電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動回路であって、ゲート電源と、ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの直列回路で構成されたプッシュプル回路と、前記ゲート電源の正負極間に接続された、前記プッシュプル回路とダイオードの直列回路と、前記プッシュプル回路と前記ダイオードの接続点と前記ゲート電源の正極側の間に接続された負電圧発生回路と、該負電圧発生回路の出力端子と前記ゲート電源の負極端子間に接続された、第２のＰＮＰトランジスタと、を備え、前記ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの接続点からゲート抵抗を介し、前記電圧駆動型半導体素子のゲート端子に接続し、前記ゲート電源の負極端子と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子が接続され、前記ＮＰＮトランジスタがオンのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオフとなり、前記ＮＰＮトランジスタがオフのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオンとなるゲート駆動回路とした。
また、電力変換装置の電圧駆動型半導体素子、または、該電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動回路であって、ゲート電源と、ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの直列回路で構成されたプッシュプル回路と、前記ゲート電源の正負極間に接続された、前記プッシュプル回路とダイオードの直列回路と、２つの抵抗の直列回路とコンデンサで構成される負電圧発生回路と、該負電圧発生回路の出力端子と前記ゲート電源の負極端子間に接続された、第２のＰＮＰトランジスタと、備え、前記負電圧発生回路の前記２つの抵抗の直列回路は、前記ゲート電源の正負極間に接続され、前記負電圧発生回路の前記コンデンサは、前記２つの抵抗の接続点と前記プッシュプル回路と前記ダイオードの接続点の両接続点の間に接続されており、前記ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの接続点からゲート抵抗を介し、前記電圧駆動型半導体素子のゲート端子に接続し、前記ゲート電源の負極端子と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子が接続され、前記ＮＰＮトランジスタがオンのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオフとなり、前記ＮＰＮトランジスタがオフのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオンとなるゲート駆動回路とした。
さらに、電力変換装置の電圧駆動型半導体素子、または、該電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動回路であって、ゲート電源と、ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの直列回路で構成されたプッシュプル回路と、前記ゲート電源の正負極間に接続された、前記プッシュプル回路とダイオードの直列回路と、ツェナーダイオードと抵抗の直列回路とコンデンサで構成される負電圧発生回路と、該負電圧発生回路の出力端子と前記ゲート電源の負極端子間に接続された、第２のＰＮＰトランジスタと、備え、前記負電圧発生回路の前記ツェナーダイオードと前記抵抗の直列回路は、前記ゲート電源の正負極間に接続され、前記負電圧発生回路の前記コンデンサは、前記ツェナーダイオードと前記抵抗の接続点と前記プッシュプル回路と前記ダイオードの接続点の両接続点の間に接続されており、前記ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの接続点からゲート抵抗を介し、前記電圧駆動型半導体素子のゲート端子に接続し、前記ゲート電源の負極端子と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子が接続され、前記ＮＰＮトランジスタがオンのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオフとなり、前記ＮＰＮトランジスタがオフのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオンとなるゲート駆動回路とした。

本発明によれば、正電圧の電源のみで、オフ状態にある電圧駆動型半導体素子のゲートを電源より低い負電圧に保持することが可能となり、ゲート駆動回路のコスト，サイズ，損失を増加させることなく、電圧駆動型半導体素子の高速スイッチングや誤点弧を防止することが実現できる。

実施例１のゲート駆動回路の回路構成図である。実施例２のゲート駆動回路の回路構成図である。実施例３のゲート駆動回路の回路構成図である。実施例４の電力変換装置の回路ブロック図である。実施例４のコンバータの制御方法および動作波形である。実施例５のコンバータの回路構成図である。従来のゲート駆動回路を用いた場合のＩＧＢＴのターンオフ動作波形動作波形である。実施例５のゲート駆動回路を用いた場合のＩＧＢＴのターンオフ動作波形である。実施例５のターンオフ損失のゲート電圧依存性グラフである。実施例５のターンオン損失のゲート電圧依存性グラフである。実施例５のコンバータの第１の変形例である。実施例５のコンバータの第２の変形例である。実施例５によるコンバータの第３の変形例である。実施例６のインバータの回路構成図である。実施例６の動作波形である。従来のゲート駆動回路を用いた場合のＩＧＢＴのターンオフ動作波形動作波形である。実施例６のゲート駆動回路を用いた場合のＩＧＢＴのターンオフ動作波形である。実施例６のインバータの第１の変形例である。実施例６のインバータの第２の変形例である。実施例６のインバータの第３の変形例である。実施例７のインバータの回路構成図である。実施例７のインバータの制御方法と動作波形である。従来のゲート駆動回路を用いた場合のＩＧＢＴのターンオフ動作波形動作波形である。実施例７のゲート駆動回路を用いた場合のＩＧＢＴのターンオフ動作波形である。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

図１を用いて実施例１のゲート駆動回路について説明する。

図１において、１はゲート電源、１０はゲート駆動回路の出力段に設けられたプッシュプル回路であり、ＮＰＮトランジタ２，ＰＮＰトランジスタ３により構成されている。また、４はＰＮＰトランジスタ、５はダイオード、６は負電圧発生回路、７はＩＧＢＴ、８は還流ダイオード、９はゲート抵抗である。

次に各構成の接続関係について説明する。ゲート電源１の正極側は負電圧発生回路６のＶｉｎ端子とプッシュプル回路１０のＮＰＮトランジスタ２のコレクタ端子に接続される。ＮＰＮトランジスタ２のエミッタ端子はＰＮＰトランジスタ３のエミッタ端子に接続される。ＰＮＰトランジスタ３のコレクタ端子はダイオード５のアノード端子と負電圧発生回路６のＥ端子に接続される。ＮＰＮトランジスタ２とＰＮＰトランジスタ３の接続点Ｖｏはゲート抵抗９を介しＩＧＢＴのゲート端子に接続される。ＰＮＰトランジスタ４のエミッタ端子は負電圧発生回路６のＶｏｕｔ端子に接続される。トランジスタ２，３，４のベース端子は駆動信号入力端子Ｓに接続される。ＰＮＰトランジスタ４のコレクタ端子，ダイオード５のカソード端子，ＩＧＢＴのエミッタ端子はゲート電源１の負極側に接続される。

次に動作を説明する。Ｓ端子にオン信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ２がオン、ＰＮＰトランジスタ３，４がオフとなり、ゲート電源１，ＮＰＮトランジスタ２，ゲート抵抗９を介して、ＩＧＢＴ７のゲート容量に電流が流れＩＧＢＴ７のゲート電圧が上昇する。

一方、Ｓ端子にオフ信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ２がオフ、ＰＮＰトランジスタ３，４がオンとなり、負電圧発生回路６，ＰＮＰトランジスタ４，ＩＧＢＴ７のゲート容量，ゲート抵抗９，ＰＮＰトランジスタ３の経路に電流が流れる。このとき、負電圧発生回路６によりゲート・エミッタ間には負の電圧が印加されることになる。これにより急速にゲート容量が放電され、高速にターンオフをすることができる。また、負電圧発生回路６は三端子レギュレータを使うことで簡単に実現できる。三端子レギュレータは様々な出力電圧の素子があり、所望の負電圧に応じて三端子レギュレータを選定すればよい。

なお、実施例１ではゲート駆動回路にトランジスタを使い説明したが、ＭＯＳＦＥＴを使って構成しても同様の効果を得ることができる。すなわち、ＰＮＰトランジスタに代えＰ型ＭＯＳＦＥＴを用い、ＮＰＮトランジスタに代えＮ型ＭＯＳＦＥＴを用いても良い。ＭＯＳＦＥＴは電圧駆動型であり、駆動電力をトランジスタに比べ低減することができる。また、高速スイッチングが可能のため、高周波化に向いている。

図２を用いて実施例２を説明する。実施例１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。実施例１と異なる点は負電圧発生回路６を抵抗１１，１２とコンデンサ１３で構成した点である。

動作について説明する。ＩＧＢＴのオンについては実施例１と同様であるため説明を割愛する。コンデンサ１３の充電は、Ｓ端子にオン信号が入力されると、ＰＮＰトランジスタ３，４はオフ状態であるため、ゲート電源１はＮＰＮトランジスタ２を介してＩＧＢＴ７のゲート端子にゲート電源が印加されると共に、抵抗１１，１２の経路と抵抗１１，コンデンサ１３，ダイオード５の経路に電流が流れる。これによりコンデンサ１３に充電される電圧Ｖｃ₁₃は抵抗１１，１２の抵抗分圧値Ｖｒ₁₂とダイオード５の順方向電圧ＶＦの差の電圧、つまりＶｃ₁₃＝Ｖｒ₁₂−ＶＦとなる。

抵抗１１，１２とコンデンサ１３の設定方法であるが、ゲート電圧の低下を抑制するために、コンデンサ１３の容量はＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量よりも十分に大きい値に設定する必要がある。この場合、およそゲート・エミッタ間容量の１０倍程度有れば問題ない。一方、抵抗１１の値は、コンデンサ１３容量とＩＧＢＴのオン時間により決定される。つまり、抵抗１１とコンデンサ１３のＣＲ時定数により決定されるため、本実施例ではＩＧＢＴのオン時間があまり変動しない動作に向いている。抵抗１２は、抵抗１１との抵抗分圧とダイオード５のＶＦの差により、コンデンサ１３充電電圧が所望の負電圧になるように設定する。

図３を用いて実施例３を説明する。実施例２と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。実施例２と異なる点は、抵抗１１に代えツェナーダイオード１４を用いた点である。すなわち、ゲート電源１の両端にツェナーダイオード１４と抵抗１２の直列回路が接続され、直列回路の接続点にコンデンサ１３とＰＮＰトランジスタ４のエミッタ端子が接続された構成である。

次に負電圧の設定方法であるが、ゲート電源１の電圧からツェナーダイオード１４の降伏電圧とダイオード５の順方向電圧ＶＦを引いた値となる。ダイオード５のＶＦは一般的に０.６Ｖとなるため、所望の降伏電圧のツェナーダイオード１４を使うことで負電圧を任意に設定することができる。また、ツェナーダイオード１４が降伏すると瞬間的に電流が流れるため、急速にコンデンサ１３を充電することができる。したがって、ＩＧＢＴ７のオン時間が変動するような動作おいてもターンオフ時の負電圧を供給することが可能となる。コンデンサ１３の容量については実施例２と同様である。

図４を用いて実施例４を説明する。図４は電力変換装置の回路ブロック図を示す。商用ＡＣ電源２０からの供給電圧を整流回路２１で整流した後、コンバータ２２で直流電圧に変換する。さらに、コンバータ２２の出力電圧をインバータ２３で交流に変換し、負荷２４に供給する。

次にコンバータ２２について説明する。入力電流を正弦波状に整形する、ＰＦＣ制御と呼ばれるコンバータの制御方法がある。一般的に、系統電力から電力が供給される電力変換装置には、このＰＦＣ制御を用いて高調波電流を抑制し、他の機器の動作障害や電力設備の焼損，異音などの防止を行っている。

ＰＦＣ制御に必要な検出回路と制御回路について説明する。商用ＡＣ電源２０から入力される電力を検知するには、商用ＡＣ電源２０から流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、商用ＡＣ電源２０から流れるＡＣ電流を電流センサ１００で電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路１０１で検出する。または、コンバータ２２の電流を電流センサ１２６で電圧に変換し，入力電流検出回路１０３で検出してもよい。負荷電力を検知するためは、負荷に流れる電流を検出する必要があり、負荷電流を電流センサ１２７で電圧に変換し、負荷電流検出回路１０５で検出する。

また、商用ＡＣ電源２０の電圧と同位相の正弦波電流に整形を行うことにより力率を改善する制御には、ＡＣ電流波形の基準信号となる整流回路２１の出力電圧、即ち、整流された直流電圧を入力電圧検出回路１０２で検出する。さらに、出力電圧を一定に制御するために、昇圧回路であるコンバータ２２の両端電圧Ｖｅを直流電圧検出回路１０４で検出する。なお、部品削減を図るために、入力電圧検出回路１０２を省略し制御回路１０６内部で入力電圧に代わる基準信号を求め、商用ＡＣ電源２０に流れるＡＣ電流の波形整形を行うことも可能である。

次に、本実施例における制御について説明する。商用ＡＣ電源２０の電圧に応じて入力電流の波形を商用ＡＣ電源２０の電圧と同位相の正弦波電流に整形する力率改善制御を行う。図５を用いて力率改善制御を詳細に説明する。

図５に商用ＡＣ電源２０の１周期期間の電圧波形Ｖａｃ，電流波形Ｉａｃ，コンバータ２２の出力電圧Ｖｅ，入力電圧検出値，出力電圧検出値，入力電流検出値，電流指令値と三角波，制御信号を示す。

先ず、図５において、ＶｅをＶａｃのピーク電圧より高い電圧に設定する。

次に、電流指令値の生成方法について説明する。入力電圧検出値と出力電圧検出値を乗算し、その結果と入力電流検出値との誤差を増幅し電流指令値を生成する。制御信号は電流指令値と三角波を比較演算することで生成される。具体的には、電流指令値が三角波よりも大きいときに制御信号をオフにし、小さいときにはオンにする。この制御信号がゲート駆動回路１０８を介して出力され、コンバータ２２を動作する。

このようなＰＦＣ制御回路に実施例１乃至３に記載のゲート駆動回路を用いることでスイッチングの高速化が可能となりスイッチング損失が低減すると共に、誤点弧を防止することができる。

図６を用いて実施例５を説明する。図６は実施例４で示したにコンバータ２２の具体的な回路構成を示す。図６は昇圧チョッパ回路を使ったコンバータであり、２５はチョークコイル、２６はＩＧＢＴ、２７はダイオード、２８は平滑コンデンサである。

図６の回路構成を説明する。整流回路２１の正極端子ｂは、チョークコイル２５を介して、ＩＧＢＴ２６のコレクタ端子とダイオード２７のアノード端子に接続されている。また、ＩＧＢＴ２６のエミッタ端子は、整流回路２１の出力の負極端子ｆ点に接続されている。さらに、ダイオード２７のカソード端子は平滑コンデンサ２８の正極端子に接続されている。平滑コンデンサ２８の負極端子は整流回路２１の負極端子ｆ点に接続される。

次に動作を説明する。ＩＧＢＴ２６をオンすると、整流回路２１，チョークコイル２５，ＩＧＢＴ２６の経路に電流が流れ、チョークコイル２５にエネルギーを蓄積する。次にＩＧＢＴ２６をオフするとチョークコイル２５に蓄積されたエネルギーが、チョークコイル２５，ダイオード２７，平滑コンデンサ２８，整流回路２１の経路に流れ、平滑コンデンサ２８にエネルギーが蓄積される。以上の動作を繰り返すことで、商用ＡＣ電源２０から供給されるエネルギーが平滑コンデンサ２８に蓄積され、平滑コンデンサ２８の後段に接続されるインバータ，負荷（図示せず）に入力電圧より高い電圧のエネルギーが伝達される。

ここで、図７，図８を使ってＩＧＢＴ２６のターンオフ時のスイッチング動作について詳細に説明する。図７は、負電圧発生回路を有さない、従来のゲート駆動回路のスイッチング動作におけるターンオフ損失を示す図であり、図８は、負電圧発生回路６を有する、本発明のゲート駆動回路のスイッチング動作におけるターンオフ損失を示す図である。

図７，図８において、実線は上から、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖｇｅ，ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃとコレクタ電圧Ｖｃｅ，ターンオフ損失を示す。

まず、図７を用いて、従来のゲート駆動回路のスイッチング動作について説明する。時刻ｔ０でＩＧＢＴ２６にオフ信号が印加されると、時刻ｔ１までＩＧＢＴのゲート・エミッタ間容量Ｃｇｅ（入力容量）が放電されゲート電圧が減少し、時刻ｔ１からコレクタ電圧Ｖｃｅが上昇し始める。このときゲート・コレクタ間容量Ｃｃｇ（帰還容量）にはゲートに正電圧が印加されている。次にコレクタ電圧Ｖｃｅがゲート電圧以上になると、帰還容量を通しコレクタからゲートに電流が流れ、帰還容量が放電する時刻ｔ２まで、ゲート電圧Ｖｇｅが一定電圧となり、ＩＧＢＴ２６のコレクタ電流Ｉｃは流れ続ける。次に帰還容量が放電されると、再度、入力容量が放電し、ＩＧＢＴがオフ状態となりＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉｃが遮断状態に入る。このときのコレクタ電流のｄｉ／ｄｔとコレクタ・エミッタ間容量Ｃｃｅ（出力容量）によりコレクタ電圧Ｖｃｅが上昇し、コレクタ電圧Ｖｃｅが平滑コンデンサ２８の電圧に達すると時刻ｔ３までコレクタ電流が減少する。時刻ｔ３以降のコレクタ電流はテール電流と呼ばれ、ＩＧＢＴ２６内部に蓄積されたキャリアが放出されることによって流れる。テール電流が流れなくなると、ＩＧＢＴ２６がターンオフされる。

次に、負電圧発生回路６を有する場合と有さない場合のスイッチング動作波形を図７，図８を用いて比較する。負電圧発生回路を備えないゲート駆動回路に関する図７では０〜１５Ｖの範囲でゲート電圧Ｖｇｅを印加できるのに対し、負電圧発生回路を備えたゲート駆動回路に関する図８では−５〜１５Ｖの範囲でゲート電圧Ｖｇｅを印加できる。図８ではゲート電圧Ｖｇｅとして負電圧も印加できるようにしたので、ゲート電圧Ｖｇｅが１５Ｖから０Ｖになるまでの時間を、図７でＶｇｅが１５Ｖから０Ｖになるまでの時間よりも短くすることができる。従って、図８でコレクタ電流Ｉｃが遮断されるまでの時間を、図７でコレクタ電流Ｉｃが遮断されるまでの時間よりも短くすることができ、ターンオフ損失も大幅に低減することができる。

図９に負電圧とターンオフ損失の関係を示す。図９に示すように、負電圧を増大させることでターンオフ損失を低減することができる。しかしながら、負電圧の増大に伴い損失の低減効果が小さくなる。一方、図１０に示すように、負電圧を増加させても、ターンオン損失に大きな変化がない。また、負電圧のゲート駆動エネルギーは、コンデンサ１３に蓄積されるエネルギーになる。コンデンサのエネルギーは、式１で表せる。

式１より、コンデンサのエネルギーは電圧の２乗に比例することが分かる。例えば、コンデンサ１３の容量を１μＦとしたとき、負電圧を−５Ｖと−１５Ｖでコンデンサのエネルギーを比較すると、−５Ｖでは１２.５μＪ、−１５Ｖでは１１２.５μＪとなり、９倍の蓄積エネルギーになる。蓄積エネルギーが大きいと、そのエネルギーを供給するゲート電源１の電源容量が大きくなる。また、充電電流が増大するため、配線抵抗やコンデンサの寄生抵抗（ＥＳＲ）によるゲート駆動損失が増大する。このように、ゲート負電圧の大きさはターンオフ／オン損失とゲート駆動損失から必要以上に大きな負電圧は不要である。

以上のようなことから本発明のゲート駆動回路を用いることで、ゲート・エミッタ間にゲート電源電圧よりも低い負電圧を印加できるため、ターンオフ速度の高速化，ターンオフ損失の低損失化が可能となり、コンバータの効率の改善できる。

（実施例５の変形例１）
図１１は第５の実施例の変形例１である。図１１にコンバータ２２の回路構成を示す。図１１は降圧チョッパ回路を使ったコンバータであり、３１はチョークコイル、２９はＩＧＢＴ、３０はダイオード、２８は平滑コンデンサである。

図１１の回路構成を説明する。整流回路２１の正極端子ｂがＩＧＢＴ２９のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子にはダイオード３０のカソード端子に接続されている。また、エミッタ端子はチョークコイル３１を介して平滑コンデンサ２８の正極端子に接続される。平滑コンデンサ２８の負極端子にはダイオード３０のアノード端子と整流回路２１の負極端子ｆが接続される。

次に動作を説明する。ＩＧＢＴ２９をオンすると、整流回路２１，ＩＧＢＴ２９，チョークコイル３１，平滑コンデンサ２８の経路に電流が流れ、チョークコイル３１にエネルギーを蓄積するとともに、出力端子ｃに電力を伝達する。次にＩＧＢＴ２９をオフするとチョークコイル３１に蓄積されたエネルギーが、チョークコイル３１，平滑コンデンサ２８，ダイオード３０の経路に流れ、平滑コンデンサ２８にエネルギーが蓄積される。以上の動作を繰り返すことで、商用ＡＣ電源２０から供給されるエネルギーが平滑コンデンサ２８に蓄積され、平滑コンデンサ２８の後段に接続されるインバータ，負荷（図示せず）に入力電圧より低い電圧のエネルギーが伝達される。

（実施例５の変形例２）
図１２は第５の実施例の変形例２である。図１２にコンバータ２２の回路構成を示す。図１２は前段に昇圧チョッパ回路，後段に降圧チョッパ回路を使ったコンバータである。図６，図１１と同一の構成要素には同一符号付し、説明は省略する。

図１２の回路構成を説明する。整流回路２１の正極端子ｂは、チョークコイル２５を介して、ＩＧＢＴ２６のコレクタ端子とダイオード２７のアノード端子に接続されている。また、ＩＧＢＴ２６のエミッタ端子は、整流回路２１の出力の負極端子ｆ点に接続されている。また、ダイオード２７のカソード端子は平滑コンデンサ２８の正極端子に接続されている。また、平滑コンデンサ２８の負極端子は整流回路２１の負極端子ｆ点に接続され、昇圧チョッパ回路が構成される。

さらに、平滑コンデンサ２８の正極端子にＩＧＢＴ２９のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子にはダイオード３０のカソード端子に接続される。また、エミッタ端子はチョークコイル３１を介して出力コンデンサ３２の正極端子に接続される。出力コンデンサ３２の負極端子にはダイオード３０のアノード端子と平滑コンデンサ２８の負極端子が接続される。

次に動作について説明する。まず、昇圧チョッパ回路では実施例４に記載したＰＦＣ制御を行い、入力電流を正弦波状に整形するとともに、平滑コンデンサ２８の電圧を一定電圧に制御する動作をする。降圧チョッパ回路は、接続されるインバータ２３や負荷２４の出力に応じて、出力電圧を制御し、電力を供給する。昇圧チョッパ，降圧チョッパともに詳細の動作については、実施例５および変形例１の動作と同様であるため説明は省略する。

（実施例５の変形例３）
図１３は第５の実施例の変形例３である。図１３にコンバータ２２の回路構成を示す。図１３は前段に降圧チョッパ回路、後段に昇圧チョッパ回路を使ったコンバータであり、３３はチョークコイル、２６，２９はＩＧＢＴ、２７，３０はダイオード、２８は平滑コンデンサである。

図１３の回路構成を説明する。整流回路２１の正極端子ｂがＩＧＢＴ２９のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子にはダイオード３０のカソード端子に接続される。また、エミッタ端子は、チョークコイル３３を介して、ＩＧＢＴ２６のコレクタ端子とダイオード２７のアノード端子に接続され、ＩＧＢＴ２６のエミッタ端子は、整流回路２１の出力の負極端子ｆ点に接続される。また、ダイオード２７のカソード端子は平滑コンデンサ２８の正極端子に接続されている。平滑コンデンサ２８の負極端子は整流回路２１の負極端子ｆ点に接続される。

次に動作を説明する。まず、入力電圧より出力電圧が低い状態では降圧動作する。ＩＧＢＴ２９をオン、ＩＧＢＴ２６がオフ状態にすると、整流回路２１，ＩＧＢＴ２９，チョークコイル３３，ダイオード２７，平滑コンデンサ２８の経路に電流が流れ、チョークコイル３３にエネルギーを蓄積するとともに、出力端子ｃに電力を伝達する。次にＩＧＢＴ２９をオフするとチョークコイル３３に蓄積されたエネルギーが、チョークコイル３３，ダイオード２７，平滑コンデンサ２８，ダイオード３０の経路に流れ、平滑コンデンサ２８にエネルギーを蓄積させる。以上の動作を繰り返すことで、商用ＡＣ電源２０から供給されるエネルギーが平滑コンデンサ２８に蓄積され、平滑コンデンサ２８の後段に接続されるインバータ，負荷（図示せず）に入力電圧より低い電圧のエネルギーが伝達される。

一方、昇圧動作は、ＩＧＢＴ２９がオン状態、ＩＧＢＴ２６がオンすると、整流回路２１，ＩＧＢＴ２９，チョークコイル３３，ＩＧＢＴ２６の経路に電流が流れ、チョークコイル３３にエネルギーを蓄える。次にＩＧＢＴ２６がオフすると、チョークコイルに蓄積されたエネルギーが、チョークコイル３３，ダイオード２７，平滑コンデンサ２８，整流回路２１，ＩＧＢＴ２９の経路に流れ、平滑コンデンサ２８にエネルギーを蓄積させる。以上の動作を繰り返すことで、商用ＡＣ電源（図示せず）からエネルギーが平滑コンデンサ２８に蓄積され、入力電圧より高い電圧を出力し、平滑コンデンサ２８の後段に接続されるインバータ，負荷（図示せず）にエネルギーが伝達される。

この変形例においては降圧動作と昇圧動作を入力電圧に応じて制御することによって、ＰＦＣ制御を行うことが可能である。

図１４を用いて実施例６について説明する。

図１４は以上の実施例におけるインバータ２３および負荷２４を具体的に説明するものである。

図１４は実施例６のインバータ２３および負荷２４の回路構成図であり、本実施例のインバータ２３および負荷２４は誘導加熱装置のハーフブリッジインバータ回路である。ｃ−ｇ間にはＩＧＢＴ４１と４３の直列回路が接続されている。ＩＧＢＴ４１とＩＧＢＴ４３の接続点をｔ点とすると、ＩＧＢＴ４１には並列にダイオード４２とスナバコンデンサ４５が接続され、ダイオード４２のアノード端子はｔ点、カソード端子はｃ点に接続される。ＩＧＢＴ４３には並列にダイオード４４とスナバコンデンサ４６が接続され、ダイオード４４のアノード端子はｇ点、カソード端子はｔ点に接続される。これらによって、上下アーム２００が構成されている。さらにｃ−ｇ間には共振コンデンサ４８，４９の直列回路が接続されている。共振コンデンサ４８，４９の接続点をｓ点とすると、ｔ−ｓ間には加熱コイル４７が接続されている。なお、ｃ−ｇ間には実施例４に記載のようにコンバータの出力を接続する方法や商用ＡＣ電源２０を整流回路２１で整流した出力を接続しても良い。

次に動作を説明する。図１５に本実施例のインバータのモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、ＩＧＢＴ４１およびＩＧＢＴ４３はデッドタイム期間を設け、相補に駆動する。

図１５に示すように、加熱コイル４７には、正弦波状のコイル電流ＩＬｃが流れており、この共振周波数ｆｒは、式２に示すように、加熱コイル４７のインダクタンス値Ｌ，共振コンデンサ４８，４９の並列合成静電容量Ｃから決定される。

以下で、モード１〜モード４における詳細な動作を説明する。

（モード１）
ＩＧＢＴ４１の電流Ｉｃ１の電流が０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはＩＧＢＴ４１に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ４１はすでにオンしているため、モード１開始直後からＩＧＢＴ４１に電流Ｉｃ１が流れ始める。このときＩＧＢＴ４１の両端電圧（コレクタ端子，エミッタ端子間電圧Ｖｃ１）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ４１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード２）
ＩＧＢＴ４１を遮断しモード２になると、ＩＬｃはコンバータ２２，スナバコンデンサ４５，加熱コイル４７，共振コンデンサ４９の経路と、加熱コイル４７，共振コンデンサ４８，スナバコンデンサ４５の経路と、スナバコンデンサ４６，加熱コイル４７，共振コンデンサ４９の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ４５は充電され、スナバコンデンサ４６は放電される。これにより、ＩＧＢＴ４１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサ４５の電圧Ｖｃ１が電源電圧（ｃ−ｇ間電圧）以上になると、スナバコンデンサ４６の電圧Ｖｃ２は０Ｖとなり、ダイオード４４がオンし、加熱コイル電流ＩＬｃが流れ続ける。ダイオード４４に電流が流れている期間にＩＧＢＴ４３にオン信号を入力する。

（モード３）
ＩＧＢＴ４３の電流Ｉｃ２の電流が０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはＩＧＢＴ４３に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ４３はすでにオンしているため、モード３開始直後からＩＧＢＴ４３に電流Ｉｃ２が流れ始める。このときＩＧＢＴ４３の両端電圧（コレクタ端子，エミッタ端子間電圧Ｖｃ２）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ４３には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード４）
ＩＧＢＴ４３を遮断しモード４になると、ＩＬｃは加熱コイル４７，スナバコンデンサ４６，コンバータ２２，共振コンデンサ４８の経路と、加熱コイル４７，スナバコンデンサ４６，共振コンデンサ４９の経路と、スナバコンデンサ４５，共振コンデンサ４８，加熱コイル４７の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ４６は充電され、スナバコンデンサ４５は放電される。これにより、ＩＧＢＴ４３の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル４７に高周波電流を流すことで、加熱コイルから磁束を発生させる。この磁束により加熱コイルの上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

図１６，図１７にゲート負電圧の有無におけるターンオフ動作波形を示す。上述したように共振形インバータではターンオンの損失が発生しないため、ターンオフ時の動作のみ損失が発生する。図１６が負電圧発生回路なし、図１７が負電圧発生回路ありの波形である。ターンオフ時の動作メカニズムについては実施例５と同様であるため説明は省略する。

ゲートに負電圧を印加すると、図１６に比べ図１７の方が、ゲート電圧が速く低下していることが分かる。これによって、コレクタ電流も急速に遮断されるため、ターンオフ損失が低減される。本実施例においても本発明のゲート駆動回路を用いることで、必要以上のゲート負電圧を印加することなく、ターンオフ損失を低減できるため、ＩＨクッキングヒータの加熱効率を改善することが可能になる。

（実施例６の変形例１）
図１８に実施例６の変形例１を示す。変形例１は実施例６の共振コンデンサ４８を省略するとともに、共振コンデンサ４９に代え共振コンデンサ５１を設けたものである。その他の部分は実施例６の構成と共通するので説明を省略する。変形例１はＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）インバータの回路構成である。共振コンデンサ５１の容量を、実施例６の共振コンデンサ４８，４９の並列接続の合成容量値とする。動作については実施例６と同様であるため、説明は省略する。

（実施例６の変形例２）
図１９は実施例６の変形例２を示す。本変形例はフルブリッジインバータの回路構成である。図１４と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。フルブリッジインバータは、コンバータ２２の出力端子であるｃ−ｇ間に上下アーム２００と、上下アーム３００が接続され、上下アームの中点のｔ−ｒ間に加熱コイル４７と共振コンデンサ５１の直列回路が接続された構成である。ＩＧＢＴ４１，４３，６１，６３には逆並列にダイオード４２，４４，６２，６４が接続されており、ＩＧＢＴのコレクタ端子にダイオードのカソード端子，エミッタ端子にアノード端子が接続されている。ＩＧＢＴ４１とＩＧＢＴ６３に同じ駆動信号を与え、ＩＧＢＴ４３とＩＧＢＴ６１に同じ駆動信号を与えることで、ＩＧＢＴ４１とＩＧＢＴ４３が相補に駆動し、ＩＧＢＴ６１とＩＧＢＴ６３が相補に駆動する。

ＩＧＢＴのソフトスイッチング動作については、ハーフブリッジと同様の動作となるため、説明は省略する。フルブリッジでは加熱コイル４７と共振コンデンサ５１の直列回路に印加される電圧、すなわちインバータ出力電圧（ｔ−ｒ間電圧）がハーフブリッジの２倍の電圧を発生させることができる。このため、加熱コイル４７の巻数を増やすことができるため、加熱効率の向上が可能になる。

（実施例６の変形例３）
図２０に実施例６の変形例３を示す。本変形例はリレー５３を設けＳＥＰＰとフルブリッジを切り替える構成となっている。誘導加熱装置の場合、加熱する負荷によってインバータ方式を切り替えることで、鉄や磁性ステンレスに代表される磁性金属製の金属負荷も、アルミニウムや銅に代表される非磁性金属製の金属負荷も加熱することが可能になる。アルミニウムや銅といった低抵抗の非磁性材料は、ＳＥＰＰインバータで加熱する。一方、鉄や磁性ステンレスなどの磁性材料は、金属の電気抵抗が大きいため、加熱コイルと共振コンデンサで構成される共振回路の大きな電圧を印加できるフルブリッジインバータで加熱する。インバータ方式の切り替えはリレー５３をオフでＳＥＰＰインバータ、リレー５３をオンでフルブリッジインバータに切り替える。各回路方式の動作については、第６の実施例の変形例１および変形例２と同様であるため説明は省略する。

図２１を用いて実施例７について説明する。

図２１は以上の実施例におけるインバータ２３および負荷２４を具体的に説明するものである。

図２１は実施例のインバータ２３および負荷２４の回路構成図であり、本実施例のインバータ２３はモータインバータの３相フルブリッジインバータ回路である。ｃ−ｇ間にはＩＧＢＴ７１と７３の直列回路とＩＧＢＴ７１と７３と並列にダイオード７２と７４が接続され、ダイオード７２のアノード端子はｕ点、カソード端子はｃ点、ダイオード７４のアノード端子にはｇ点、カソード端子はｕ点に接続され、Ｕ相４００が構成され、ＩＧＢＴ７５と７７の直列回路とＩＧＢＴ７５と７７と並列にダイオード７６と７８が接続され、ダイオード７６のアノード端子はｖ点、カソード端子はｃ点、ダイオード７８のアノード端子にはｇ点、カソード端子はｖ点に接続され、Ｖ相５００が構成され、ＩＧＢＴ７９と８１の直列回路とＩＧＢＴ７９と８１と並列にダイオード８０と８２が接続され、ダイオード８０のアノード端子はｗ点、カソード端子はｃ点、ダイオード８２のアノード端子にはｇ点、カソード端子はｗ点に接続され、Ｗ相６００が構成される。各ＵＶＷ相には負荷として３相モータ８３が接続される。

次に３相フルブリッジインバータの動作について説明する。図２２に動作波形を示す。３相フルブリッジインバータでは、電圧指令信号と三角波のキャリア信号を比較して得られたスイッチング信号を用いて、ＩＧＢＴのオン，オフを制御することにより、その平均値が電圧指令信号の振幅に比例した高周波の方形波出力電圧が得られる。したがって、電圧指令信号を正弦波状に変化させれば、交流出力電圧を得ることができる。図２２において、各相の正弦波電圧指令信号のＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波信号Ｖｔの振幅が一致するタイミングで対応する相の２つのＩＧＢＴがオン，オフが行われる。なお、電源短絡を避けるために、各相の２つのＩＧＢＴはオン，オフが必ず反対になるように動作する。各相の出力電圧はＶｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０となる。各相間の電圧はＶｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕとなる。この各相間電圧がモータに印加されることでモータが駆動する。図２３，図２４に負電圧発生回路の有無におけるＩＧＢＴのスイッチング時の動作波形を示す。図２３が負電圧発生回路なし、図２４が負電圧発生回路ありの場合である。図２３，図２４の波形の上からＩＧＢＴ７１，７３のゲート波形，ＩＧＢＴ７３のコレクタ電圧Ｖｃｅ，電流Ｉｃ波形，ダイオード７２のカソード電圧Ｖｋａ，電流Ｉｄ波形，ＩＧＢＴ７３の損失波形である。動作を説明する。図２３において時刻ｔ０でＩＧＢＴ７３がオンすると、時刻ｔ１でコレクタ電圧が減少する。また、ＩＧＢＴ７３のコレクタ電流が増大するとともに、ダイオード７２の順方向電流が減少する。時刻ｔ２になるとダイオード７２のリカバリ電流によりＵ相に貫通電流が流れる。これによりＩＧＢＴ７１のゲート電圧が上昇し、しきい値を超えるとＩＧＢＴ７２が誤点弧する。一方、図２４ではゲートを負電圧にすることで、ダイオード７２のリカバリ電流が抑制され、ゲート電圧の上昇が小さくなり、誤点弧が防止できるため、ＩＧＢＴ７３のターンオン損失が低減できる。以上のように、本発明のゲート駆動回路を用いることで、単電源，簡易な回路構成でゲート負電圧を印加することが可能となり、モータインバータの誤点弧防止および損失の低減ができる。

以上の実施例において、電圧駆動型半導体素子として、ＩＧＢＴで構成される回路について説明してきたが，本発明はＩＧＢＴに代えて、高周波駆動に適したパワーＭＯＳＦＥＴを用いても良いし、超高周波・高温動作が可能なワイドバンドギャップ素子のＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴを用いても良い。

１ゲート電源
２ＮＰＮトランジスタ
３，４ＰＮＰトランジスタ
５，２７，３０，４２，４４，６２，６４，６６，６８，７０，７２ダイオード
６負電圧発生回路
７，２６，２９，４１，４３，６１，６３，６５，６７，６９，７１，７３ＩＧＢＴ
８環流ダイオード
９ゲート抵抗
１０プッシュプル回路
１１，１２抵抗
１３コンデンサ
１４ツェナーダイオード
２０商用ＡＣ電源
２１整流回路
２２コンバータ
２３インバータ
２４負荷
２５，３１，３３チョークコイル
２８平滑コンデンサ
３２出力コンデンサ
４５，４６スナバコンデンサ
４７加熱コイル
４８，４９，５１共振コンデンサ
５３リレー
８３３相モータ
１００電流センサ
１０１ＡＣ電流検出回路
１０２入力電圧検出回路
１０３入力電流検出回路
１０４直流電圧検出回路
１０５負荷電流検出回路
１０６制御回路
１０７入力電力設定部
１０８ゲート駆動回路
２００，３００上下アーム

Claims

電力変換装置の電圧駆動型半導体素子、または、該電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動回路であって、
ゲート電源と、
ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの直列回路で構成されたプッシュプル回路と、
前記ゲート電源の正負極間に接続された、前記プッシュプル回路とダイオードの直列回路と、
前記プッシュプル回路と前記ダイオードの接続点と前記ゲート電源の正極側の間に接続された負電圧発生回路と、
該負電圧発生回路の出力端子と前記ゲート電源の負極端子間に接続された、第２のＰＮＰトランジスタと、
を備え、
前記ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの接続点からゲート抵抗を介し、前記電圧駆動型半導体素子のゲート端子に接続し、前記ゲート電源の負極端子と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子が接続され、
前記ＮＰＮトランジスタがオンのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオフとなり、
前記ＮＰＮトランジスタがオフのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオンとなることを特徴とするゲート駆動回路。
電力変換装置の電圧駆動型半導体素子、または、該電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動回路であって、
ゲート電源と、
ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの直列回路で構成されたプッシュプル回路と、
前記ゲート電源の正負極間に接続された、前記プッシュプル回路とダイオードの直列回路と、
２つの抵抗の直列回路とコンデンサで構成される負電圧発生回路と、
該負電圧発生回路の出力端子と前記ゲート電源の負極端子間に接続された、第２のＰＮＰトランジスタと、
を備え、
前記負電圧発生回路の前記２つの抵抗の直列回路は、前記ゲート電源の正負極間に接続され、前記負電圧発生回路の前記コンデンサは、前記２つの抵抗の接続点と前記プッシュプル回路と前記ダイオードの接続点の両接続点の間に接続されており、
前記ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの接続点からゲート抵抗を介し、前記電圧駆動型半導体素子のゲート端子に接続し、前記ゲート電源の負極端子と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子が接続され、
前記ＮＰＮトランジスタがオンのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオフとなり、
前記ＮＰＮトランジスタがオフのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオンとなることを特徴とするゲート駆動回路。
電力変換装置の電圧駆動型半導体素子、または、該電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動回路であって、
ゲート電源と、
ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの直列回路で構成されたプッシュプル回路と、
前記ゲート電源の正負極間に接続された、前記プッシュプル回路とダイオードの直列回路と、
ツェナーダイオードと抵抗の直列回路とコンデンサで構成される負電圧発生回路と、
該負電圧発生回路の出力端子と前記ゲート電源の負極端子間に接続された、第２のＰＮＰトランジスタと、
を備え、
前記負電圧発生回路の前記ツェナーダイオードと前記抵抗の直列回路は、前記ゲート電源の正負極間に接続され、前記負電圧発生回路の前記コンデンサは、前記ツェナーダイオードと前記抵抗の接続点と前記プッシュプル回路と前記ダイオードの接続点の両接続点の間に接続されており、
前記ＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタの接続点からゲート抵抗を介し、前記電圧駆動型半導体素子のゲート端子に接続し、前記ゲート電源の負極端子と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子が接続され、
前記ＮＰＮトランジスタがオンのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオフとなり、
前記ＮＰＮトランジスタがオフのとき、前記第１のＰＮＰトランジスタと前記第２のＰＮＰトランジスタがオンとなることを特徴とするゲート駆動回路。
交流ＡＣ電源と、
該交流ＡＣ電源の出力を整流する整流回路と、
該整流回路の出力を直流電圧に変換するコンバータと、
該コンバータを駆動する第１のゲート駆動回路と、
前記コンバータの出力を交流電圧に変換して、負荷に出力するインバータと、
該インバータを駆動する第２のゲート駆動回路と、
を備える電力変換装置において、
前記第１のゲート駆動回路および前記第２のゲート駆動回路は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のゲート駆動回路であることを特徴とする電力変換装置。
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記コンバータは、前記整流回路と並列に、チョークコイルとスイッチング素子の直列回路が接続され、前記スイッチング素子と並列に、ダイオードとコンデンサの直列回路が接続されることを特徴とした電力変換装置。
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記コンバータは、前記整流回路と並列に、スイッチング素子とダイオードの直列回路が接続され、前記ダイオードと並列に、チョークコイルとコンデンサの直列回路が接続されることを特徴とした電力変換装置。
請求項１〜３何れか一項に記載の電力変換装置であって、
ＰＮＰトランジスタに代えＰ型ＭＯＳＦＥＴを用い、ＮＰＮトランジスタに代えＮ型ＭＯＳＦＥＴを用いることを特徴とする電力変換装置。