JP7215962B2 - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、安価な構成でコンデンサのリップル電流を低減できる電磁誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）に関する。

近年、火を使わずに鍋などの金属製の被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）が広く用いられるようになってきている。ＩＨクッキングヒータは、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた鍋に渦電流を発生させ、鍋自体の電気抵抗により発熱させるものである。このように、ＩＨクッキングヒータは、火を使わずに調理でき、安全性や調理環境の快適性が高いため、ガスレンジに代わって普及が急速に高まっている。

ＩＨクッキングヒータでは、ガラス製のトッププレートの下側に加熱コイルが配置され、加熱コイルには、商用系統電源をコンバータにより直流電圧に変換した後、インバータにより高周波電流を変換し供給する。コンバータとインバータとの間には、コンデンサが配置され、インバータに印加される電圧を平滑する。コンデンサは、小型で大容量化できる電解コンデンサが用いられる。

電磁誘導加熱装置では、コンバータからコンデンサへ流れる直流電流と、コンデンサからインバータへ流れる直流電流の充放電電流（以下、「リップル電流」とする）が流れる。電解コンデンサは、リップル電流が大きくなると、等価直列抵抗の発熱により寿命が短くなるため、コンデンサ容量を大きくすることにより発熱を抑制する必要があり電磁誘導加熱装置が大型化してしまう問題がある。

そこで、特許文献１では、コンデンサと直列に接続された抵抗を用いて、コンデンサに流れるリップル電流を検出し、リップル電流の平均値を低減させる発明を開示している。

特開２００６－６７７５４号公報

しかし、特許文献１では、一般的な電磁誘導加熱装置のコンバータやインバータの制御には不要な、コンデンサに流れるリップル電流を検出するためだけに専用の電流検出器を設ける必要がありコストアップになる。また、リップル電流を平均的に低減できるものの、パルス状の瞬時充放電電流（すなわち、リップル電流の最大値）を抑制することについて考慮されていない。

そこで、本発明は、上記従来の課題を解決するもので、リップル電流を検出すための電流検出器を用いることなく、コンデンサに流れるリップル電流を低減できる電磁誘導加熱装置を提供することである。

上記問題を解決するため、本発明の電磁誘導加熱装置では、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、スイッチング素子と、ダイオードと、チョークコイルを有し、商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、該コンバータ回路の出力端子間に接続され、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した直列共振回路と、二つのスイッチング素子の直列接続回路と、を有し、該コンバータ回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、前記コンバータ回路と前記インバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記コンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間に、遅延時間を設け、さらに、前記コンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間にも、遅延時間を設ける。

本発明の電磁誘導加熱装置は、リップル電流を検出する専用の電流検出器を用いることなく、コンデンサに流れるリップル電流を低減できる電磁誘導加熱装置を提供することである。

実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の電力変換回路構成図である。 各被加熱物の抵抗値と鉄に対するインダクタンス比率を示す図である。 実施例１の電磁誘導加熱装置のコンバータ回路の動作波形である。 実施例１の電磁誘導加熱装置のインバータ動作波形である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力の周波数特性である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力のＤｕｔｙ特性である。 実施例１の制御未適用時のコンデンサリップル電流波形である。 実施例１の制御未適用時の動作波形である。 実施例１の制御適用時のコンデンサリップル電流波形である。 実施例１の制御適用時の動作波形である。 実施例１の遅延時間とコンデンサリップル電流の関係図である。 実施例２の電磁誘導加熱装置のインバータ回路構成図である。 実施例２の電磁誘導加熱装置のインバータ動作波形である。 実施例２の電磁誘導加熱装置の入力電力の周波数特性である。 実施例３の電磁誘導加熱装置のコンバータ回路の回路構成図である。 実施例３のコンバータ回路の動作波形である。 実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。 実施例４のチョークコイルのバイアス電圧とインダクタンス値の関係図である。

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。

図１～図１２を用いて、本発明の実施例１の電磁誘導加熱装置を説明する。

図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。ここに示すように、本実施例の電磁誘導加熱装置は、商用電源ＡＣに接続された、３つの電力変換回路１００、２００、３００、ドライブ回路６１、６２、共振電流検出回路６３、直流電圧検出回路６４、入力電流検出回路６５、制御回路７０、入力電力設定部７１を備えている。そして、各電力変換回路内の加熱コイル６により、図示しないトッププレート上に載置された鍋などの被加熱物を加熱する。なお、各電力変換回路の構成は同等であるので、以下では、電力変換回路１００を代表して説明する。

図１に示すように、電力変換回路１００は、整流回路１０、コンバータ回路２０、インバータ回路５０、加熱コイル電流検出器Ｓ１、入力電流検出器Ｓ２によって構成されている。

整流回路１０は、商用電源ＡＣから供給された商用交流電圧を全波整流するものである。コンバータ回路２０は、整流回路１０の正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に接続されており、商用電源ＡＣから供給される商用交流電圧を直流電圧に変換し、インバータ回路５０に供給する。

インバータ回路５０は、電流共振インバータ３０と、直流共振回路４０を有している。電流共振インバータ３０は、コンバータ回路２０で直流に変換された電圧を高周波の交流電圧に変換して直流共振回路４０に印加する。なお、電流共振インバータ３０の詳細構造は後述する。直流共振回路４０は、加熱コイル６と共振コンデンサ７の直列回路であり、加熱コイル６には電流共振インバータ３０から高周波電力が供給される。加熱コイル電流検出器Ｓ１は、直流共振回路４０に流れる電流を検出する。

整流回路１０の入力側に設けられた入力電流検出器Ｓ２の出力値は、入力電流検出回路６５で検出され、検出結果は制御回路７０に送られる。また、コンバータ回路２０の出力電圧は、直流電圧検出回路６４で検出され、検出結果は制御回路７０に送られる。インバータ回路５０内の加熱コイル電流検出器Ｓ１の出力値は、共振電流検出回路６３で演算され、演算結果は制御回路７０に送られる。入力電力設定部７１は、使用者が入力電力（火力）を設定するインターフェースであり、設定された火力に応じた信号を制御回路７０に送る。制御回路７０では、共振電流検出回路６３からの演算結果と入力電力設定部７１からの信号に応じた駆動信号を生成する。ドライブ回路６１は、駆動信号に基づいて、電流共振インバータ３０を制御するドライブ信号波形を生成する。また、入力電流検出回路６５からの検出結果と直流電圧検出回路６４の検出値及び入力電力設定部７１からの信号に応じた駆動信号を生成する。一方、ドライブ回路６２は、駆動信号に基づいて、コンバータ回路２０を制御するドライブ信号波形を生成する。

次に、コンバータ回路２０の詳細について説明する。コンバータ回路２０では、入力電圧と電流の位相差をゼロに近づけるように制御する必要がある。これを力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）制御という。ＰＦＣ制御を行う理由としては、商用電源周波数の高調波が商用電源側に大量に流出すると、電力の送配電設備（進相コンデンサなど）を損傷させるなどの問題を抑制するためである。

次に、電流共振インバータ３０について説明する。一般に、ＩＨクッキングヒータでは、共振型インバータを用いる。共振型のインバータ回路は、電流共振インバータ３０の駆動周波数ｆｓ ＞ 直流共振回路４０の共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、直流共振回路４０に流れる電流が電流共振インバータ３０の出力電圧に対し遅れ位相になるように制御するインバータである。これにより、電流共振インバータ３０での損失増加を抑制している。すなわち、図１では、直流共振回路４０に流れる電流ＩＬが、電流共振インバータ３０と直流共振回路４０の接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することで電流共振インバータ３０の損失を抑制することができる。

しかしながら、駆動周波数ｆｓを固定した状態で、電流共振インバータ３０の導通期間を変化させ電力制御を行うと、電流共振インバータ３０の導通期間に電流ＩＬの極性が反転し、電流ＩＬが電流共振インバータ３０の出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードは電流共振インバータ３０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。

図２は本実施例の電磁誘導加熱装置の具体的な回路構成である。ここに示すように、本実施例の電磁誘導加熱装置は、商用電源ＡＣに、整流回路１０、コンバータ回路２０、電流共振インバータ３０、直流共振回路４０を順次接続した構成である。より詳細には、ダイオードブリッジ１とＬＣフィルタで構成される整流回路１０を介して昇圧チョッパ方式のコンバータ回路２０に接続され、コンバータ回路２０の出力にハーブブリッジ回路で構成した電流共振インバータ３０を接続し、負荷である直流共振回路４０を接続する構成である。

図２において、整流回路１０は、商用電源ＡＣからの交流電圧を直流電圧に変換して、コンバータ回路２０に供給するものであり、交流電圧を整流するダイオードブリッジ１とインダクタ２及びフィルタコンデンサ３で構成された平滑回路からなる。そして、フィルタコンデンサ３の正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に、電力変換回路１００のコンバータ回路２０が接続され、コンバータ回路２０の出力点ｐとｎ点間に電流共振インバータ３０が接続される。

電力変換回路１００のコンバータ回路２０は、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１１とダイオード１２が直列に接続されている。ＩＧＢＴ１１のコレクタ端子とダイオード１２のアノード端子が接続されている。ＩＧＢＴ１１にはダイオード２１が逆並列にされており、ＩＧＢＴ１１のコレクタ端子にダイオード２１のカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続さている。なお、ダイオード２１は省略しても良い。電流検出器Ｓ２は入力電流を検出し、入力電力の演算や力率改善制御に用いられる。直流電圧検出回路６４はコンバータの出力電圧を検出し、インバータ回路５０の電力制御に用いられる。

電力変換回路１００の電流共振インバータ３０は、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１４が直列に接続されて構成される。ＩＧＢＴ１３、１４にはそれぞれダイオード２３、２４が逆方向に並列接続されており、各ＩＧＢＴのコレクタ端子に各ダイオードのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。以下では、ＩＧＢＴ１３とダイオード２３で構成される回路を上アームと称し、ＩＧＢＴ１４とダイオード２４で構成される回路を下アームと称する。また、ＩＧＢＴ１３、１４にはそれぞれ並列にスナバコンデンサ２５、２６が接続されている。スナバコンデンサ２５、２６は、ＩＧＢＴ１３またはＩＧＢＴ１４のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ２５、２６の容量は、ＩＧＢＴ１３、１４のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。

ＩＧＢＴ１３、１４の接続点である出力端子ｔ点と整流回路１０の正電極ｐ点および負電極ｎ点には直流共振回路４０が接続されている。本実施例の直流共振回路４０は、加熱コイル６と共振コンデンサ７、８で構成される。ここで、出力端子ｔ点から加熱コイル６に向かって流れる方向を共振電流ＩＬの正方向とする。

加熱コイル電流検出器Ｓ１は、直流共振回路４０に流れる電流を検出する。共振電流検出回路６３は、加熱コイル電流検出器Ｓ１の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。入力電流検出回路６５は入力電流検出器Ｓ２の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。

制御回路７０は、入力電流検出回路６５で検出した入力電流と、共振電流検出回路６３で検出した共振電流の関係から被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流ＩＬまたはＩＧＢＴ１３、１４の電流値を検出し、その電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体、電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム、銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。図３に周波数２０ｋＨｚにおける各被加熱物の抵抗値を示す。図３のように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。

また、制御回路７０は、入力電力設定部７１からの信号に応じて、コンバータ回路２０のＩＧＢＴ１１の導通期間を、ドライブ回路６２を介して設定し、力率改善制御及び出力電圧制御を行う。電流共振インバータ３０のＩＧＢＴ１３、１４の導通期間を、ドライブ回路６１を介して設定し入力電力を制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。

ここで、図２に示すように、コンバータ回路２０のＩＧＢＴ１１に流れる電流をＩｃ０、ＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間電圧をＶｃ０、ダイオード１２に流れる電流をＩｄ、チョークコイル５に流れる電流をＩＬ１、コンデンサ４の電圧をＶｃとする。また、インバータ回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ１、下アームに流れる電流をＩｃ２、加熱コイル６に流れる電流をＩＬとする。さらに、上アームのＩＧＢＴ１３のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ１、下アームのＩＧＢＴ１４のコレクタ、エミッタ間の電圧をＶｃ２、共振コンデンサ８の共振電圧をＶｃ３、共振コンデンサ７の共振電圧をＶｃ４とする。

次に、本実施例のコンバータ回路２０の動作について説明する。図４は本実施例のコンバータ回路２０の動作波形であり、電流不連続モードにおけるコンバータ動作である。
（モード１） チョークコイル電流ＩＬ１がゼロ電流の状態でＩＧＢＴ１１をターンオンすると電流Ｉｃ０が流れ始める。この時チョークコイル電流がゼロであるためＩＧＢＴもゼロ電流から流れ始めるため、損失の発生しないＺＣＳターンオンとなる。ＩＧＢＴ１１に流れる電流Ｉｃ０は、入力電圧値とチョークコイルのインダクタンス値で決まるｄｉ／ｄｔで上昇する。
（モード２） コンデンサ電圧Ｖｃと制御回路から指令される指令電圧の関係より決定したパルス幅でＩＧＢＴ１１がターンオフする。ターンオフするとＩＧＢＴ１１に流れていた電流はダイオード１２に転流し、コンデンサ４及び電流共振インバータ３０に流れる。この時ＩＧＢＴ１１はハードスイッチング動作となる。ダイオード１２に流れるは徐々に減少し、ゼロ電流になる。
（モード３） チョークコイル５に電流が流れない期間である。この時ＩＧＢＴ１１のコレクタ電圧Ｖｃ０は入力電圧になり、ダイオード１２には出力電圧Ｖｃと入力電圧の差分が逆バイアスされた状態となる。

以上のモード１からモード３の動作を繰り返すことで、コンバータ回路２０では、交流電圧を直流電圧に変換する。なお、ＩＧＢＴ１１のパルス幅は入力電圧と出力電圧の関係により決定する。

次に、本実施例の電流共振インバータ３０の動作について説明する。図５は本実施例のインバータ回路５０のモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、ＩＧＢＴ１３およびＩＧＢＴ１４はデッドタイム期間を設け、相補に駆動する。

図５に示すように、加熱コイル６には、正弦波状のコイル電流ＩＬが流れており、この共振周波数ｆｒは、式１に示すように、加熱コイル６のインダクタンス値Ｌ、共振コンデンサ７および共振コンデンサ８から決定される。

以下で、モード１～モード４における詳細な動作を説明する。

（モード１） ＩＧＢＴ１３の電流Ｉｃ１の電流が０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはＩＧＢＴ１３に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ１３はすでにオンしているため、モード１開始直後からＩＧＢＴ１３に電流Ｉｃ１が流れ始める。このときＩＧＢＴ１３の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ１）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ１３には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード２） ＩＧＢＴ１３を遮断しモード２になると、ＩＬはコンデンサ４、スナバコンデンサ２５、加熱コイル６、共振コンデンサ８の経路と、加熱コイル６、共振コンデンサ７、スナバコンデンサ２５の経路と、加熱コイル６、共振コンデンサ８、スナバコンデンサ２６の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ２５は充電され、スナバコンデンサ２６は放電される。これにより、ＩＧＢＴ１３の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサ２５の電圧Ｖｃ１が電源電圧（ｐ－ｏ間電圧）以上になると、スナバコンデンサ２６の電圧Ｖｃ２は０Ｖとなり、ダイオード２４がオンし、加熱コイル電流ＩＬが流れ続ける。ダイオード２４に電流が流れている期間にＩＧＢＴ１４にオン信号を入力する。

（モード３） ＩＧＢＴ１４の電流Ｉｃ２の電流が０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはＩＧＢＴ１４に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ１４はすでにオンしているため、モード３開始直後からＩＧＢＴ１４に電流Ｉｃ２が流れ始める。このときＩＧＢＴ１４の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ２）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ１４には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード４） ＩＧＢＴ１４を遮断しモード４になると、ＩＬは加熱コイル６、スナバコンデンサ２６、コンデンサ４、共振コンデンサ７の経路と、加熱コイル６、スナバコンデンサ２６、共振コンデンサ８の経路と、加熱コイル６、スナバコンデンサ２５、共振コンデンサ７の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサ２６は充電され、スナバコンデンサ２５は放電される。これにより、ＩＧＢＴ１４の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル６に高周波電流を流すことで、加熱コイル６から磁束を発生させる。この磁束により加熱コイル６の上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

次に電力制御方法について説明する。図６に周波数と入力電力の関係を示す。ＩＨクッキングヒータは共振現象を利用して加熱コイルに高周波の大電流を流す。このため入力電力の周波数特性は、共振特性を示す。図３に示すように鉄鍋の抵抗は大きいため共振Ｑが小さくなり、なだらかな共振特性を示す。一方、アルミや銅といった低抵抗の材質では共振Ｑが大きくなるため、急峻な共振特性を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などは、ゆるやかな共振特性を利用して、周波数による電力制御が可能である。

また、図７にＩＧＢＴ１１のＤｕｔｙと入力電力の関係を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などではＤｕｔｙによる電力制御も可能である。一方、アルミなどの急峻な共振特性の場合は、周波数制御やＤｕｔｙ制御では難しく、コンデンサ４の電圧を制御することで電力を制御することができる。

次に、図８から図１１を用いて、コンデンサ４に流れるリップル電流を低減する方法について説明する。

まず、図８に本実施例のリップル低減制御を適用しない場合の動作波形を示す。図８に示す波形は、商用半周期（１０ｍｓ）期間のコンデンサ４に流れるリップル電流の包絡線波形である。条件は入力電力３．２ｋＷ、コンバータ周波数及びインバータ周波数は２０ｋＨｚである。このときのコンデンサ４に流れる電流の実効値は約２０Ａｒｍｓである。

図９にコンデンサ４の電流ピーク付近での拡大波形を示す。図９に示す波形は、ＩＧＢＴ１１電流、ダイオード１２電流、ＩＧＢＴ１４電流、コンデンサ４電流の各電流である。ここに示すように、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１４を同じ時刻ｔ０でターンオフすると、チョークコイル５に流れる電流が、ダイオード１２、コンデンサ４に流れる。また、加熱コイル６に流れる電流は、スナバコンデンサ２６、ダイオード２３、コンデンサ４に流れる。したがって、コンデンサ４電流はコンバータからの出力する電流とインバータの環流電流が合計され、例えば、７０Ａもの大きな電流が流れる。

一方、図１０にリップル低減制御を適用した場合の動作波形を示す。図１０に示す波形は、商用半周期（１０ｍｓ）期間のコンデンサ４に流れるリップル電流の包絡線波形である。条件は、図８と同様に、入力電力３．２ｋＷ、コンバータ周波数及びインバータ周波数は２０ｋＨｚである。この時のコンデンサ４に流れる電流は１６Ａｒｍｓであり、本実施例の制御を適用しない図８に比べコンデンサ電流を２０％低減できる。

図１１にコンデンサ４の電流ピーク付近での拡大波形を示す。図１１に示す波形は、ＩＧＢＴ１１電流、ダイオード１２電流、ＩＧＢＴ１４電流、コンデンサ４電流の各電流である。ここに示すように、ＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻をｔ０、ＩＧＢＴ１４のターンオフ時刻をｔ１とすることで、インバータ回路５０のＩＧＢＴのターンオフ時刻をコンバータ回路２０のＩＧＢＴのターンオフ時刻から遅延させると、コンバータ回路２０の出力電流がインバータ回路５０の入力電流となり、コンデンサ４に流れる電流が小さくなる。このようにコンバータＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻ｔ０に対してインバータＩＧＢＴ１４のターンオフ時刻ｔ１を遅延させることでコンデンサ４のリップル電流を、例えば、４５Ａ程度に低減することができる。

次に、最適な遅延時間について説明する。図１２に遅延時間とコンデンサ４のリップル電流の関係を示す。図１２はコンバータ回路２０および電流共振インバータ３０の周波数は２０ｋＨｚ、２２ｋＨｚを示している。遅延時間ｔｄはＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻ｔ０からＩＧＢＴ１４のターンオフ時刻ｔ１までの時間とする。２０ｋＨｚにおいて、コンデンサ４のリップル電流は、遅延時間０μｓ及び２５μｓが最大値（２０Ａｒｍｓ）となり、１２．５μｓが最小値（１６Ａｒｍｓ）になっている。一方、周波数２２ｋＨｚでは遅延時間０μｓ及び２２．７μｓが最大値（２０Ａｒｍｓ）となり、１１．４μｓ（１５．７Ａｒｍｓ）が最小値になる。インバータ周波数２０ｋＨｚの周期は５０μｓであり、２２ｋＨｚでは約４５．５μｓである。また、図１２から分かる通り、リップル電流値の繰り返し周期はインバータ周波数の半周期である。つまり、インバータ周波数の周期をＴとし、ｎを自然数とすると、最小リップルの遅延時間Ｔｄｍは式２で表せる。

なお、以上では、コンバータ回路２０のＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻ｔ０と、インバータ回路５０の下アームのＩＧＢＴ１４のターンオフ時刻ｔ１の関係に着目して説明したが、インバータ回路５０の上アームと下アームは相補的に駆動されるものであり、ＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１４は半周期ずれてターンオフする関係にあるため、ＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻ｔ０と下アームのＩＧＢＴ１４のターンオフ時刻ｔ１の関係をリップル電流を抑制するように適正化すれば、ＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻ｔ０と上アームのＩＧＢＴ１３のターンオフ時刻ｔ２の関係も適正化されることになる。

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置によれば、リップル電流を検出するための専用センサを用いることなく、コンデンサに流れるリップル電流を低減できるため、コンデンサ容量を小さくでき、回路の小型化、低コスト化が可能となり、安価な電磁誘導加熱装置を提供することができる。

次に、図１３を用いて、本発明の実施例２の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、実施例１との共通点は重複説明を省略する。

図１３は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成である。実施例１のインバータ回路５０は電流共振インバータ３０を備えていたが、本実施例のインバータ回路５０は電圧共振インバータ３１を備えている。本実施例の電圧共振インバータ３１は、並列共振回路４１とＩＧＢＴ１３の直列回路であり、並列共振回路４１は、加熱コイル６と共振コンデンサ９の並列回路である。また、ＩＧＢＴ１５には逆並列にダイオード２２９が接続されている。

次に、図１３を用いて、通常の加熱動作を説明する。ここで、加熱コイル６の電流の向きは、図１３の矢印方向を正とする。

（モード１） ＩＧＢＴ１３のオフからＩＧＢＴ１３のコレクタ電圧のピークまでの期間である。モード１において、ＩＧＢＴ１３をオフすると、ＩＧＢＴ１３に流れていた電流が遮断され、加熱コイル６に蓄えられていたエネルギーにより、加熱コイル６と共振コンデンサ９の経路に電流が流れる。この時、ＩＧＢＴ１３のコレクタ電圧が正弦波状に上昇し、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳ）となる。

（モード２） ＩＧＢＴ１３のコレクタ電圧のピークから０Ｖになるまでの期間である。モード２において、ＩＧＢＴ１３のコレクタ電圧がピークになると、加熱コイル６の電流が正から負に切り替わり、電流の向きが反転し、共振コンデンサ９、加熱コイル６の経路に電流が流れる。

（モード３） ダイオード２９の通電期間である。モード３において、共振コンデンサ７が放電され、ＩＧＢＴ１３のコレクタ電圧が０Ｖになると、ダイオード２９がオンし、加熱コイル６、フィルタコンデンサ３、ダイオード２９の経路に電流が流れる。このダイオード２９の通電期間内にＩＧＢＴ１３のゲートをオンする。

（モード４） ＩＧＢＴ１３の通電期間である。モード４において、加熱コイル６のエネルギーがなくなると、加熱コイル電流が負から正に切り替わる。このときＩＧＢＴ１３はすでにゲートがオンしているため電流が流れ始める。このときスイッチング損失の発生しないＺＶＳになる。電流はフィルタコンデンサ３、加熱コイル６、ＩＧＢＴ１３の経路と商用電源ＡＣ、整流回路１０、インダクタ２、加熱コイル６、ＩＧＢＴ１３、整流回路２の経路に流れる。

以上のモード１からモード４を繰り返し動作することで、加熱コイル６に高周波の交流電流が流れ、鍋を加熱する。

図１５に周波数と入力電力の関係を示す。本実施例は加熱コイル６と共振コンデンサ９が並列に接続される並列共振回路４１となっている。したがって、図１５に示す周波数特性は下に凸になる特性を示す。並列共振においては共振点での電力が最低電力となり、周波数を下げることで電力を制御することができる。

以上で説明したように、電圧共振インバータを用いた本実施例においても、コンバータＩＧＢＴ１１のターンオフ時刻からインバータＩＧＢＴ１３のターンオフ時刻の遅延時間を式１にすることで、コンデンサ４のリップル電流を低減することができる。これによりコンデンサの小型化、低コスト化が可能となる。

図１６を用いて、本発明の実施例３の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、上述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

図１６は、実施例３の電磁誘導加熱装置のコンバータ回路構成である。本実施例では、電流共振インバータ３０を内蔵する実施例１のインバータ回路５０の入力側に、実施例１のコンバータ回路２０と同等のコンバータ回路２０ａ、２０ｂを並列配置した構成である。

図１７は、インターリーブを適用した２相のコンバータの駆動波形を示す。図１７の波形は、上からコンバータ回路２０ａのＩＧＢＴ１１ａのゲート電圧、コンバータ回路２０ｂのＩＧＢＴ１１ｂのゲート電圧、コンバータ回路２０ａのチョークコイル５ａの電流Ｉ_Ｌ１、コンバータ回路２０ｂのチョークコイル５ｂの電流Ｉ_Ｌ２、両チョークコイルの合計電流（Ｉ_Ｌ１＋Ｉ_Ｌ２）、コンバータ回路２０ａのダイオード１２ａの電流Ｉ_Ｄ１、コンバータ回路２０ｂのダイオード１２ｂの電流Ｉ_Ｄ２、ダイオードの合計電流（Ｉ_Ｄ１＋Ｉ_Ｄ２）である。

本実施例では、２つのコンバータ回路２０ａ、２０ｂのスイッチング素子であるＩＧＢＴ１１ａ、ＩＧＢＴ１１ｂを１８０度逆位相で動作する。各コンバータ回路の動作については、実施例１の動作と同様のため、説明は割愛する。図１６のように構成した場合、インバータ回路５０の入力電流は、２つのインダクタ電流Ｉ_Ｌ１およびＩ_Ｌ２の和である。チョークコイル５ａとチョークコイル５ｂのリップル電流は逆位相であるため、互いに打ち消しあい、入力リップル電流は小さくなり、Ｄｕｔｙが５０％のとき、入力リップル電流が最も小さくなる。コンデンサ４ａの電流は、２つのダイオード電流の和Ｉ_Ｄ１＋Ｉ_Ｄ２からＩＮＶ電流Ｉ_ｉｎｖを引いたものである。本実施例のようなインターリーブ方式では、リップル電流は、２倍の周波数になるため、コンデンサ４ａの内部抵抗や配線抵抗の増加する可能性がある。そこで各コンバータ回路のターンオフ時刻とインバータ回路５０のターンオフ時刻のタイミング設定することで、コンデンサ４ａのリップル電流を低減する。具体的には、第一の遅延時間ｔｄ１をコンバータ回路２０ａのＩＧＢＴ１１ａのターンオフ時刻からインバータ回路５０の下アームのＩＧＢＴ１４のターンオフ時刻とし、第二の遅延時間ｔｄ２をコンバータ回路２０ｂのＩＧＢＴ１ｂのターンオフ時刻からインバータ回路５０の上アームのＩＧＢＴ１３のターンオフ時刻とすることで、実施例１と同様の効果を得ると共に、インバータの上下ＩＧＢＴのターンオフ遅延時間を設定できるため、２倍の周波数に対しても効果があり、コンデンサ４のリップル電流をさらに低減することができる。

次に、図１８を用いて、本発明の実施例４の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、上述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

図１８は、実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成である。本実施例と実施例１との違いは、コンバータ２０の２次巻線を備えたチョークコイル５ｃと、チョークコイル５ｃに電圧を印加するバイアス回路６６を備えた点である。コンバータ及びインバータの動作は実施例１乃至３と同様のため説明を割愛する。

電流不連続モードや電流臨界モードでは、ＰＦＣ制御を行うと入力電圧と出力電圧の関係や出力電力によりコンバータＩＧＢＴのＤｕｔｙや周波数が変化するため設定条件を超えたＤｕｔｙや周波数になることがある。設定条件を超えてしまうと、電流不連続モードや電流臨界モードの動作にならず、電流連続モードの領域になってしまう。モードの違いによりＰＦＣの制御方法が異なるため、動作不安定になり所望のＰＦＣ制御や出力電圧制御ができなくなる問題がある。また、実施例１乃至３に記載したリップル低減制御を行った場合、インバータ周波数と同期するため、コンバータ周波数も大きく変化する。また、電磁誘導加熱装置のインバータは駆動周波数による電力制御も行っているため、積極的に周波数が変化する。図１９にバイアス電圧とインダクタンス値の関係を示す。コンバータの制御方式を電流不連続もしくは電流臨界モードの場合やリップル電流低減制御を用いた場合、周波数に応じてバイアス電圧を制御することでインダクタのインダクタンス値を制御することが可能になる。これによりＰＦＣ制御や出力電圧制御、入力電圧制御により周波数が変動しても最適なインダクタンス値でコンバータを制御することができるため安定した動作が可能になる。また、リップル低減制御において、電力制御によりインバータ周波数が変動しても周波数に適したインダクタンス値に設定することが可能になるため効率よくコンデンサのリップル電流を低減することができる。

１ ダイオードブリッジ
２ インダクタ
３ フィルタコンデンサ
４ コンデンサ
５、５ａ、５ｂ、５ｃ チョークコイル
６ 加熱コイル
７、８、９ 共振コンデンサ
１０ 整流回路
１１、１３、１４、１５ ＩＧＢＴ
１２、２１、２３、２４、２９ ダイオード
２０、２０ａ、２０ｂ コンバータ回路
３０ 電流共振インバータ
３１ 電圧共振インバータ
２５、２６ スナバコンデンサ
４０ 直列共振回路
４１ 並列共振回路
５０ インバータ回路
６１、６２ ドライブ回路
６３ 共振電流検出回路
６４ 直流電圧検出回路
６５ 入力電流検出回路
７０ 制御回路
７１ 入力電力設定部
１００、２００、３００ 電力変換回路
Ｓ１ 加熱コイル電流検出器
Ｓ２ 入力電流検出器

Claims (6)

1. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   スイッチング素子と、ダイオードと、チョークコイルを有し、商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、
   該コンバータ回路の出力端子間に接続され、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した直列共振回路と、二つのスイッチング素子の直列接続回路と、を有し、該コンバータ回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路と前記インバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、前記コンバータ回路と前記インバータ回路の駆動周波数を同期させるとともに、前記コンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間に、遅延時間を設け、さらに、前記コンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間にも、遅延時間を設けることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、さらに、
   前記コンバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出回路と、
   前記コンバータ回路からの出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   前記直列共振回路に流れる共振電流を検出する共振電流検出回路と、
   を具備し、
   前記制御回路は、前記共振電流検出回路の出力値に基づき、前記インバータ回路を駆動し、
   前記直流電圧検出回路の出力値と、前記入力電流検出回路の出力値に基づき、前記コンバータ回路を駆動することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記インバータ回路の入力側には、前記コンバータ回路を並列接続しており、
   前記制御回路は、
   各コンバータ回路のスイッチング素子を１８０度逆位相で駆動し、
   一方のコンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間に、第一の遅延時間を設け、さらに、前記一方のコンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間にも、遅延時間を設け、
   他方のコンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間に、第二の遅延時間を設け、さらに、前記他方のコンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子のターンオフ時刻との間にも、遅延時間を設けることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   スイッチング素子と、ダイオードと、チョークコイルを有し、商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、
   該コンバータ回路の出力端子間に接続され、前記加熱コイルと共振コンデンサを並列接続した並列共振回路と、該並列共振回路とスイッチング素子の直列接続回路と、を有し、該コンバータ回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
   該コンバータ回路および該インバータ回路を制御する制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、前記コンバータ回路と前記インバータ回路の駆動周波数を同期させるとともに、前記コンバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻と、前記インバータ回路のスイッチング素子のターンオフ時刻の間に、遅延時間を設けることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項４に記載の電磁誘導加熱装置において、さらに、
   前記コンバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出回路と、
   前記コンバータ回路からの出力電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   前記並列共振回路に流れる共振電流を検出する共振電流検出回路と、
   を具備し、
   前記制御回路は、前記共振電流検出回路の出力値に基づき、前記インバータ回路を駆動し、
   前記直流電圧検出回路の出力値と、前記入力電流検出回路の出力値に基づき、前記コンバータ回路を駆動することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項１乃至請求項５の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、さらに、
   前記チョークコイルの二次巻線と、
   前記チョークコイルの二次巻線に電圧を供給するバイアス回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記バイアス回路に設定電圧を指令することを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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