JP2020053137A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 インバータ以外のスイッチング素子を追加することなくインバータに印加するＤＣリンク電圧を平滑化し、加熱コイル電流の脈動を抑えることによって鍋から発生する励振音を防止する。【解決手段】 共振負荷回路に高周波電力を供給するインバータと、整流直流電圧を平滑直流電圧に変換し、インバータに印加するチョッパ回路と、を備え、インバータは、２個のインバータ用スイッチング素子と１個のダイオードの直列回路で構成される第一の上下アームを有し、チョッパ回路は、インダクタと、インダクタの蓄積エネルギーによって流れる環流電流を平滑用コンデンサに流す環流ダイオードと、昇降圧チョッパ用スイッチング素子と、を備え、インバータ用と昇降圧チョッパ用とを兼用するスイッチング素子がオフ状態の場合、ダイオードは商用交流電源の交流電圧を整流した整流電圧から平滑用コンデンサを直接充電する経路を遮断する。【選択図】 図１

Description

本発明は、被加熱物に対し所望の電力を供給して誘導加熱を行うインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。

近年、火を使わずに金属製鍋を誘導加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、この加熱コイルの上方に近接配置した金属製鍋の鍋底に渦電流を発生させ、鍋底自体の電気抵抗により発熱させるものである。電磁誘導加熱装置の従来例として、特許文献１に開示されるような誘導加熱調理器がある。

この特許文献１の請求項１には、「２個の主スイッチング素子の直列体である第１，第２の上下アームを有し、直流電圧を直流／交流変換して交流電圧を負荷に供給するインバータと、前記第１の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、前記インバータをハーフブリッジ方式インバータとして動作させる第１のインバータ制御手段と、前記第１，第２の上下アームのスイッチング素子を駆動することによって、前記インバータをフルブリッジ方式インバータとして動作させる第２のインバータ制御手段とを備えた電力変換装置において、直流電源電圧を直流／直流変換して前記インバータに前記直流電圧として印加するチョッパ回路を備え、前記第１の上下アームを含んで構成される前記ハーフブリッジ方式インバータの出力端子間に接続した第１の負荷回路と、前記第１，第２の上下アームによって構成されるフルブリッジ方式インバータの出力端子間に接続され、前記第１の負荷回路の少なくとも一部を含む第２の負荷回路と、この第２の負荷回路を前記インバータから接離するスイッチ手段とを備え、前記第２の上下アームの一方のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧または昇降圧用のスイッチング素子として兼用されることを特徴とする電力変換装置」が開示されている。

すなわち、特許文献１の方式は、同文献の図１等に示されるように、インバータの前段にチョッパ回路を備え、インバータがフルブリッジ方式になった場合にインバータのスイッチング素子の一部がチョッパ回路のスイッチング素子として兼用されるものである。

特開２００９−１３６１０４号公報

特許文献１では、フルブリッジ方式インバータ用およびチョッパ用として兼用したスイッチング素子がオフ状態の時、平滑用コンデンサの電圧が入力電源電圧より低い場合に入力電源から平滑用コンデンサを直接充電する経路を遮断するためにスイッチング素子を別途設けて降圧動作を行っている。そのため、制御するスイッチング素子が増え、ドライブ回路や制御回路を追加する必要がある。また、スイッチング素子がオンオフされるため、導通損失に加えてスイッチング損失も増加するという問題があった。

本発明の目的は、上記の課題に対処することであり、特にインバータ以外のスイッチング素子を追加することなくインバータに印加するＤＣリンク電圧を平滑化し、加熱コイル電流の脈動を抑えることによって鍋から発生する励振音を防止するインバータ方式の電磁誘導加熱装置を提供することである。

上記課題を達成するために、本発明の電磁誘導加熱装置は、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、平滑用コンデンサの平滑直流電圧を交流電圧に変換し、前記加熱コイルと共振コンデンサを含む共振負荷回路に高周波電力を供給するインバータと、商用交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を前記平滑直流電圧に変換し、前記インバータに印加するチョッパ回路と、を備え、前記インバータは、２個のインバータ用スイッチング素子と１個のダイオードの直列回路と、上アームと下アームのそれぞれに設けられる逆並列ダイオードと、で構成される第一の上下アームを有し、前記チョッパ回路は、インダクタと、前記インダクタの蓄積エネルギーによって流れる環流電流を前記平滑用コンデンサに流す環流ダイオードと、昇降圧チョッパ用スイッチング素子と、を備え、前記インバータ用スイッチング素子の一方は、前記昇降圧チョッパ用スイッチング素子と兼用され、兼用されたスイッチング素子がオフ状態の場合、前記インバータの前記ダイオードは前記商用交流電源の交流電圧を整流した整流電圧から前記平滑用コンデンサを直接充電する経路を遮断することを特徴とする。

本発明のインバータ方式の電磁誘導加熱装置によれば、インバータ以外のスイッチング素子を追加することなくインバータに印加するＤＣリンク電圧を平滑化し、加熱コイル電流の脈動を抑えることによって鍋から発生する励振音を防止することができる。

実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図１の電磁誘導加熱装置の動作波形。 図１の電磁誘導加熱装置の動作波形。 図１の電磁誘導加熱装置の電力制御特性図。 実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 実施例５の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図８の電磁誘導加熱装置の動作波形。 図８の電磁誘導加熱装置の動作波形。 実施例６の電磁誘導加熱装置の回路構成図。 図１１の電磁誘導加熱装置の動作波形。 図１１の電磁誘導加熱装置の動作波形。 図１１の電磁誘導加熱装置の動作波形。

以下、本発明の電磁誘導加熱装置の実施例について、図面を用いながら説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示しており、適宜重複説明を省略している。

図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置１００の回路構成図である。ここに示すように、商用交流電源１は、ノーマルフィルタを構成するインダクタ８とコンデンサ９を介して、ダイオード２ａから２ｄで構成される整流回路２の入力端子に接続される。この整流回路２は、商用交流電圧を整流した整流直流電圧を出力するものであり、整流回路２の出力端子には、チョッパ用インダクタ４１とパワー半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）５ｂが直列に接続されている。

また、インダクタ４１の両端には、環流ダイオード６ｈと逆並列ダイオード６ａを介して、平滑用コンデンサ４４が接続されている。この平滑用コンデンサ４４の両端には、上アームを構成するスイッチング素子５ａと、下アームを構成するスイッチング素子５ｂとダイオード１０ｂの直列体と、を含む上下アームが並列に接続されている。この上下アームの上アーム（スイッチング素子５ａ）には逆並列ダイオード６ａが逆方向に並列接続されており、下アーム（スイッチング素子５ｂとダイオード１０ｂ）には逆並列ダイオード６ｂが逆方向に並列接続されている。

上アームおよび下アームに図示しないスナバコンデンサを並列に接続することにより、スイッチング素子５ａ又は５ｂのターンオフ時の遮断電流によってスナバコンデンサが充電あるいは放電され、両スイッチング素子に印加される電圧の変化が低減されターンオフ損失を抑制することができる。

上下アームの出力端子には加熱コイル１１の一端が接続されており、加熱コイル１１の他端と平滑用コンデンサ４４の正負電極間にはそれぞれ共振コンデンサ１３ａ、１３ｂが接続されハーフブリッジ方式のインバータ回路を構成している。

上記した構成の本実施例の電磁誘導加熱装置１００においては、スイッチング素子５ｂはインバータ用スイッチング素子として利用されると共に、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする昇降圧チョッパ用スイッチング素子としても利用される。この場合、ダイオード１０ｂは、スイッチング素子５ｂがオフ状態であり、かつ、平滑用コンデンサ４４の電圧が商用交流電圧より低い場合に、商用交流電源１からインダクタ４１と逆並列ダイオード６ａを介して、平滑用コンデンサ４４を直接充電する経路を遮断する役割を果たす。

図２は、本実施例における商用周波数一周期分の動作波形である。図中の波形は、上から、平滑用コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）、商用交流電源１の電圧ｖ（１）、入力電流ｉ（１）、インダクタ４１の電流ｉ（４１）、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）である。

平滑用コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は、商用周波数の二倍の周波数で脈動しているが十分に平滑されており、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）の脈動が抑えられている。インダクタ４１の電流ｉ（４１）は電流が断続（オンオフを繰り返し）しているため、図中では黒く塗りつぶされた形で表される。本実施例では、インダクタ４１の電流ｉ（４１）が断続する条件でインバータを動作させることにより、力率改善制御を追加することなく入力電流ｉ（１）を正弦波状の波形にすることが可能である。すなわち、チョッパ用とインバータ用を兼用するスイッチング素子５ｂのオン時間ｄｕｔｙを商用周波数一周期の間で固定していれば、インダクタ４１には商用交流電源１の電圧ｖ（１）の瞬時電圧に応じた電流が流れるため、ノーマルフィルタを介した入力電流ｉ（１）は自ずと正弦波状になる。平滑電圧ｖ（４４）が商用交流電圧より低くなる条件においても、入力電流ｉ（１）が増大する現象は起きておらず、ダイオード１０ｂによる直接充電経路の遮断機能の達成が確認できる。

図３は、商用交流電源電圧のピーク付近の動作波形である。図中の波形は、上から、平滑用コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）、スイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号ｖｇ（５ａ)、ｖｇ（５ｂ）、インダクタ４１の電流ｉ（４１）、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）、および、各素子の電流ｉ（５ａ）、ｉ（６ａ）、ｉ（５ｂ）、ｉ（６ｂ）、ｉ（１０ｂ）である。

スイッチング素子５ｂがオン（ｖｇ（５ｂ）がオン）すると、インダクタ４１に電流が流れ始め電流ｉ（４１）は増加する。一方、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は逆並列ダイオード６ｂを流れて環流した後、電流の極性が反転し、スイッチング素子５ｂにはインダクタ４１の電流ｉ（４１）と加熱コイル１１の電流ｉ（１１）の合成電流が流れる。また、ダイオード１０ｂには加熱コイル１１の電流ｉ（１１）のみが流れる。

一方、スイッチング素子５ｂがオフ（ｖｇ（５ｂ）がオフ）すると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーによって、逆並列ダイオード６ａおよび環流ダイオード６ｈを介して平滑用コンデンサ４４に環流電流が流れ、インダクタ４１の電流ｉ（４１）は減少する。逆並列ダイオード６ａに電流が流れている間にスイッチング素子５ａをターンオンすることにより、ゼロ電圧ゼロ電流ターンオン動作となるため、スイッチング素子５ａでのターンオン損失は発生しない。

また、スイッチング素子５ａがオン（ｖｇ（５ａ）がオン）状態の間にインダクタ４１の電流ｉ（４１）がゼロとなり、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）がスイッチング素子５ａを流れている時にスイッチング素子５ａがオフすると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は逆並列ダイオード６ｂを流れて環流する。その間にスイッチング素子５ｂをターンオンすることにより、ゼロ電圧ゼロ電流ターンオン動作となるため、スイッチング素子５ｂでのターンオン損失も発生しない。

このように、本実施例では、インダクタ４１の電流ｉ（４１）が断続する条件で両スイッチング素子を動作させることにより、昇降圧チョッパ用とインバータ用で兼用したスイッチング素子５ｂにはターンオン損失は発生しない。また、新たに力率改善制御を付加することなく入力電流ｉ（１）を正弦波状の波形にすることが可能である。

図４は、スイッチング素子５ｂのオン時間ｄｕｔｙ（図３のｖｇ（５ｂ）で示す、スイッチング周期に対するスイッチング素子５ｂの導通期間の割合）と電力の関係を表す電力制御特性図である。この図に示す関係を利用することで、本実施例の電磁誘導加熱装置１００では、スイッチング素子５ｂのオン時間ｄｕｔｙを制御することにより、使用者が設定した火力に応じて、電力を制御することが可能である。上述したように、スイッチング素子５ｂは昇降圧チョッパ用のスイッチング素子としても機能するため、スイッチング素子５ｂのオン時間ｄｕｔｙを制御することにより、インダクタ４１に蓄えるエネルギーを調整し、平滑用コンデンサ４４の電圧を制御することが可能である。また、インバータ用のスイッチング素子としても機能するため、加熱コイル１１に流れる電流を制御することが可能であり、これらの両作用を利用することで電力を使用者が設定した所望の火力となるように制御することができる。

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置によれば、インバータの実現に必要なスイッチング素子以外に、スイッチング素子を新たに設けることなく、入力電流の力率改善、ＤＣリンク電圧の平滑化による励振音の発生防止およびインバータの電力制御を実現することが可能である。また、インバータの実現に必要なスイッチング素子以外に、スイッチング素子を必要としないため、スイッチング素子の制御回路の大規模化を抑制することができる。

図５は実施例２の電磁誘導加熱装置１００の回路構成図である。なお、実施例１との共通点については重複説明を省略する。

本実施例では、整流回路２の出力端子に、チョッパ用インダクタ４１とスイッチング素子５ａが直列に接続されている。インダクタ４１の両端には、環流ダイオード６ｇと逆並列ダイオード６ｂを介して、平滑用コンデンサ４４が接続されている。この平滑用コンデンサ４４の両端には、上アームを構成するスイッチング素子５ａとダイオード１０ａの直列体と、下アームを構成するスイッチング素子５ｂと、を含む上下アームが並列に接続されている。この上下アームの上アーム（スイッチング素子５ａとダイオード１０ａ）には逆並列ダイオード６ａが逆方向に並列接続されており、下アーム（スイッチング素子５ｂ）には逆並列ダイオード６ｂが逆方向に並列接続されている。

実施例１ではスイッチング素子５ｂを、昇降圧チョッパ用とインバータ用のスイッチング素子として兼用したが、本実施例では、スイッチング素子５ａがその役割を果たす。この場合、ダイオード１０ａは、スイッチング素子５ａがオフ状態であり、かつ、平滑用コンデンサ４４の電圧が商用交流電圧より低い場合に、商用交流電源１から逆並列ダイオード６ｂとインダクタ４１を介して平滑用コンデンサ４４を直接充電する経路を遮断する役割を果たす。

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置においても、実施例１と同等の効果を得ることができる。

図６は実施例３の電磁誘導加熱装置１００の回路構成図である。なお、上記の実施例との共通点については重複説明を省略する。

本実施例では、平滑用コンデンサ４４の両端に、上アームのスイッチング素子５ｃと下アームのスイッチング素子５ｄからなる第二の上下アームが並列に接続されている。スイッチング素子５ｃ、５ｄにはそれぞれ逆並列ダイオード６ｃ、６ｄが逆方向に並列接続されている。二つの上下アームの出力端子間には加熱コイル１１と共振コンデンサ１３が接続され、フルブリッジ方式のインバータを構成している。

本実施例のフルブリッジ方式は、実施例１や実施例２のハーフブリッジ方式に比べて、加熱コイル１１の巻数を増やすことが可能であり、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）を減らしても起磁力は維持できる。これにより、スイッチング素子に流れる電流を低減し、損失を減らす効果がある。

図７は実施例４の電磁誘導加熱装置１００の回路構成図である。なお、実施例３との共通点については重複説明を省略する。

実施例３と異なる点は、加熱コイル１１と共振コンデンサ１３からなる共振負荷回路を、スイッチング素子５ａ、５ｂ、ダイオード１０ｂからなる上下アームから切り離すリレー２０が設けられており、また、加熱コイル１１と共振コンデンサ１３の接続点と平滑用コンデンサ４４の正負電極間にそれぞれ共振コンデンサ１２ａ，１２ｂが接続されている点である。

本実施例では、被加熱物の材質（磁性体か非磁性体か）や設定火力の大小に応じてリレー２０を切替えることにより、インバータ方式をフルブリッジ方式かハーフブリッジ方式か切替えると共に共振コンデンサの容量を切替えて共振周波数を変更することができる。

ここで、加熱コイル１１と被加熱物（図示せず）は磁気的に結合するため、被加熱物を加熱コイル１１側からみた等価回路に変換すると、被加熱物の等価抵抗と等価インダクタンスが直列に接続された構成になる。等価抵抗及び等価インダクタンスは、被加熱物の材質によって異なり、非磁性体で低抵抗の銅やアルミの場合は等価抵抗及び等価インダクタンスのどちらも小さくなり、磁性体で高抵抗の鉄の場合はどちらも大きくなる。

図７において、被加熱物が銅やアルミ等の非磁性体の場合は、リレー２０をオフし、第二の上下アームと加熱コイル１１及び共振コンデンサ１２ａ，１２ｂから構成されるハーフブリッジ方式のインバータで加熱を行う。前述のように、非磁性体で低抵抗の被加熱物は等価抵抗が小さいため所望の出力を得るには大きな電流を流す必要がある。被加熱物の表皮抵抗は周波数の平方根に比例する特徴があり、銅又はアルミなどの低抵抗の被加熱物を加熱する場合には、周波数を高くすることが有効である。従って、第二の上下アームを例えば約９０ｋＨｚの周波数で駆動できるように共振コンデンサ１２ａ、１２ｂの容量を設定する。第一の上下ア−ムはリレー２０がオフ状態にあるため共振負荷回路から切り離される。したがって、スイッチング素子５ｂはインダクタ４１をチョッパ用のインダクタとする昇降圧チョッパ用スイッチング素子としてのみ動作する。

一方、被加熱物が鉄やステンレス等の磁性体の場合は、リレー２０をオンし、第一及び第二の上下アームと加熱コイル１１及び共振コンデンサ１２ａ、１２ｂ、１３から構成されるフルブリッジ方式のインバータで加熱を行う。前述のように、磁性体で高抵抗の被加熱物は等価抵抗が大きいため共振負荷回路には電流が流れ難い。従って、フルブリッジ方式に切替えることによりインバータの出力電圧を２倍に高め所望の出力を得る。前述の銅やアルミの場合は抵抗が小さいためインバータの周波数を約９０ｋＨｚにし表皮抵抗を高くしたが、鉄の場合は元々抵抗が大きいため、約２０ｋＨｚの周波数で第一、第二の上下アームを駆動する。前述のように共振コンデンサ１２ａ、１２ｂの容量は、約９０ｋＨｚの駆動周波数に合わせて設定するが、共振コンデンサ１３の容量は、約２０ｋＨｚの駆動周波数に合わせて設定する。駆動周波数が大きく異なるため、共振コンデンサ１３の容量は共振コンデンサ１２ａ、１２ｂより十分に大きい値になる。従って、フルブリッジ方式のインバータの共振周波数は、主に共振コンデンサ１３により設定される。また、フルブリッジ方式のインバータ動作においても、共振コンデンサ１３に流れる電流が大きいため、共振用コンデンサ１２ａ、１２ｂが接続された状態でもインバータ動作上、問題はない。

本実施例ではリレー２０の切替えにより、共振コンデンサの容量も切替えができる。従って、インバータの駆動周波数の設定範囲を広げることができ被加熱物の材質に合わせて最適な周波数で加熱することができる。

図８は実施例５の電磁誘導加熱装置１００の回路構成図である。なお、上記の実施例との共通点については重複説明を省略する。

本実施例では、例えば実施例１のインバータを複数台使用する構成を示しており、インダクタ８とコンデンサ９からなるノーマルフィルタは共通で使用している。ここでは、１台目から３台目のインバータをそれぞれ２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃとする。なお、インバータ２０Ｂ、２０Ｃは、インバータ２０Ａと同等の構成であり、各インバータの加熱コイル１１は、別々の被加熱物の加熱に対応した三口コンロ状の配置であってもよいし、一つの被加熱物の加熱に対応した一口コンロの配置（例えば、各コイルを同芯状に配置）であってもよい。

図９はインバータを２台使用した場合の動作波形例である。２台のインバータを使用する場合、インバータ２０Ａのスイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号に対して、インバータ２０Ｂのスイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号を１８０°ずらしている。これにより、インバータ２０Ａのインダクタ４１に流れる電流とインバータ２０Ｂのインダクタ４１に流れる電流の位相が１８０°ずれるため、インダクタ４１の合成電流のリップルは低減する。これにより、各インバータのノーマルフィルタのインダクタ８およびコンデンサ９の値を小さくすることができ、ノーマルフィルタを小型化することができる。

一方、図１０はインバータを３台使用した場合の動作波形例である。３台のインバータを使用する場合、インバータ２０Ａのスイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号に対して、インバータ２０Ｂのスイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号を１２０°ずらし、インバータ２０Ｂのスイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号に対して、インバータ２０Ｃのスイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号を１２０°ずらしている。これにより、インバータ２０Ａから２０Ｃのインダクタ４１に流れる電流の位相は１２０°ずつずれるため、インダクタ４１の合成電流のリップルは低減する。

このように、本実施例では、複数台のインバータの位相をずらして動作させることによりノーマルフィルタのインダクタ及びコンデンサの小型化が可能となる。

図１１は実施例６の電磁誘導加熱装置１００の回路構成図である。なお、上記の実施例との共通点については重複説明を省略する。

本実施例では、商用交流電源１の電圧が正の場合には、ダイオード２ａを介して、スイッチング素子５ａとインダクタ４１が直列接続される。インダクタ４１の両端には環流ダイオード６ｇと逆並列ダイオード６ｂを介して平滑用コンデンサ４４が接続されている。一方、商用交流電源１の電圧が負の場合には、ダイオード２ｂを介して、スイッチング素子５ｂとインダクタ４１が直列接続される。インダクタ４１の両端には環流ダイオード６ｈと逆並列ダイオード６ａを介して平滑用コンデンサ４４が接続されている。

この平滑用コンデンサ４４の両端には、上アームを構成するスイッチング素子５ａとダイオード１０ａの直列体と、下アームを構成するスイッチング素子５ｂとダイオード１０ｂの直列体と、が直列に接続された上下アームが並列に接続されている。

図１２は、本実施例における商用周波数一周期分の動作波形である。図中の波形は、上から、平滑用コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）、商用交流電源１の電圧ｖ（１）、入力電流ｉ（１）、インダクタ４１の電流ｉ（４１）、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）である。

平滑用コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は、商用周波数の二倍の周波数で脈動しているが十分に平滑されており、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）の脈動が抑えられている。インダクタ４１の電流ｉ（４１）は電流が断続（オンオフを繰り返し）しているため、図中では黒く塗りつぶされた形で表される。本実施例では、インダクタ４１の電流ｉ（４１）が断続する条件でインバータを動作させることにより、力率改善制御を追加することなく入力電流ｉ（１）を正弦波状の波形にすることが可能である。すなわち、チョッパ用とインバータ用を兼用するスイッチング素子５ａ，５ｂのオン時間ｄｕｔｙを商用周波数一周期の間で固定していれば、インダクタ４１には商用交流電源１の電圧ｖ（１）の瞬時電圧に応じた電流が流れるため、ノーマルフィルタを介した入力電流ｉ（１）は自ずと正弦波状になる。

図１３は、商用交流電源電圧の正のピーク付近の動作波形、図１４は、商用交流電源電圧の負のピーク付近の動作波形である。図中の波形は、上から、平滑用コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）、スイッチング素子５ａ、５ｂのゲート信号ｖｇ（５ａ)、ｖｇ（５ｂ）、インダクタ４１の電流ｉ（４１）、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）、および、各素子の電流ｉ（５ａ）、ｉ（６ａ）、ｉ（５ｂ）、ｉ（６ｂ）、ｉ（１０ｂ）である。

図１３より、商用交流電源１の電圧ｖ（１）が正の場合、スイッチング素子５ａがオン（ｖｇ（５ａ）がオン）すると、インダクタ４１に電流が流れ始め電流ｉ（４１）は増加する。一方、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は逆並列ダイオード６ａを流れて環流した後、電流の極性が反転し、スイッチング素子５ａにはインダクタ４１の電流ｉ（４１）と加熱コイル１１の電流ｉ（１１）の合成電流が流れる。また、ダイオード１０ａには加熱コイル１１の電流ｉ（１１）のみが流れる。

一方、スイッチング素子５ａがオフ（ｖｇ（５ａ）がオフ）すると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーによって、逆並列ダイオード６ｂおよび環流ダイオード６ｇを介して平滑用コンデンサ４４に環流電流が流れ、インダクタ４１の電流ｉ（４１）は減少する。逆並列ダイオード６ｂに電流が流れている間にスイッチング素子５ｂをターンオンすることにより、ゼロ電圧ゼロ電流ターンオン動作となるため、スイッチング素子５ｂでのターンオン損失は発生しない。

また、スイッチング素子５ｂがオン（ｖｇ（５ｂ）がオン）状態の間にインダクタ４１の電流がゼロとなり、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）がスイッチング素子５ｂを流れている時にスイッチング素子５ｂがオフすると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は逆並列ダイオード６ａを流れて環流する。その間にスイッチング素子５ａをターンオンすることにより、ゼロ電圧ゼロ電流ターンオン動作となるため、スイッチング素子５ａでのターンオン損失も発生しない。

図１４より、商用交流電源１の電圧ｖ（１）が負の場合、スイッチング素子５ｂがオン（ｖｇ（５ｂ）がオン）すると、インダクタ４１に電流が流れ始め電流ｉ（４１）は増加する。なお、ここでは、インダクタ４１の電流は図１１の左から右に流れる方向を正としているため、負の方向へ増加する波形となる。加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は逆並列ダイオード６ｂを流れて環流した後、電流の極性が反転し、スイッチング素子５ｂにはインダクタ４１の電流ｉ（４１）と加熱コイル１１の電流ｉ（１１）の合成電流が流れる。また、ダイオード１０ｂには加熱コイル１１の電流ｉ（１１）のみが流れる。

一方、スイッチング素子５ｂがオフ（ｖｇ（５ｂ）がオフ）すると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーによって、逆並列ダイオード６ａおよび環流ダイオード６ｈを介して平滑用コンデンサ４４に環流電流が流れ、インダクタ４１の電流ｉ（４１）は減少する。逆並列ダイオード６ａに電流が流れている間にスイッチング素子５ａをターンオンすることにより、ゼロ電圧ゼロ電流ターンオン動作となるため、スイッチング素子５ａでのターンオン損失は発生しない。

また、スイッチング素子５ａがオン（ｖｇ（５ａ）がオン）状態の間にインダクタ４１の電流がゼロとなり、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）がスイッチング素子５ａを流れている時にスイッチング素子５ａがオフすると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は逆並列ダイオード６ｂを流れて環流する。その間にスイッチング素子５ｂをターンオンすることにより、ゼロ電圧ゼロ電流ターンオン動作となるため、スイッチング素子５ｂでのターンオン損失も発生しない。

実施例１から実施例５は、商用交流電源１の電圧極性に関わらず、上アームもしくは下アームの一方のみが昇降圧チョッパ用とインバータ用のスイッチング素子として兼用する構成であった。そのため、兼用したスイッチング素子とダイオードの負担が大きくなる。本実施例では、商用交流電源電圧の正負極性に応じて、兼用するスイッチング素子が５ａと５ｂで切り替わるため、逆並列ダイオード６ａ，６ｂを含めた半導体素子への負担が軽減する。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。

１００ 電磁誘導加熱装置、
１ 商用交流電源、
２ 整流回路、
２ａ〜２ｄ、１０ａ、１０ｂ ダイオード、
６ａ〜６ｄ 逆並列ダイオード、
６ｇ、６ｈ 環流ダイオード、
５ａ〜５ｄ スイッチング素子、
８ インダクタ、
９ コンデンサ、
１２ａ、１２ｂ、１３、１３ａ、１３ｂ 共振コンデンサ、
１１ 加熱コイル、
２０ リレー、
４１ インダクタ、
４４ 平滑用コンデンサ

Claims (7)

1. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   平滑用コンデンサの平滑直流電圧を交流電圧に変換し、前記加熱コイルと共振コンデンサを含む共振負荷回路に高周波電力を供給するインバータと、
   商用交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を前記平滑直流電圧に変換し、前記インバータに印加するチョッパ回路と、
   を備えた電磁誘導加熱装置であって、
   前記インバータは、２個のインバータ用スイッチング素子と１個のダイオードの直列回路と、上アームと下アームのそれぞれに設けられる逆並列ダイオードと、で構成される第一の上下アームを有し、
   前記チョッパ回路は、インダクタと、前記インダクタの蓄積エネルギーによって流れる環流電流を前記平滑用コンデンサに流す環流ダイオードと、昇降圧チョッパ用スイッチング素子と、を備え、
   前記インバータ用スイッチング素子の一方は、前記昇降圧チョッパ用スイッチング素子と兼用され、
   兼用されたスイッチング素子がオフ状態の場合、前記インバータの前記ダイオードは前記商用交流電源の交流電圧を整流した整流電圧から前記平滑用コンデンサを直接充電する経路を遮断することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   平滑用コンデンサの平滑直流電圧を交流電圧に変換し、前記加熱コイルと共振コンデンサを含む共振負荷回路に高周波電力を供給するインバータと、
   商用交流電源の交流電圧を前記平滑直流電圧に変換し、前記インバータに印加するチョッパ回路と、
   を備えた電磁誘導加熱装置であって、
   前記インバータは、インバータ用スイッチング素子とダイオードの直列回路からなる上アームと、インバータ用スイッチング素子とダイオードの直列回路からなる下アームと、該上アームと該下アームのそれぞれに設けられる逆並列ダイオードと、で構成される第一の上下アームを有し、
   前記チョッパ回路は、インダクタと、前記インダクタの蓄積エネルギーによって流れる環流電流を前記平滑用コンデンサに流す環流ダイオードと、昇降圧チョッパ用スイッチング素子と、を備え、
   前記インバータ用スイッチング素子は、前記昇降圧チョッパ用スイッチング素子と兼用され、
   兼用されたスイッチング素子がオフ状態の場合、同アームに含まれる前記ダイオードは前記商用交流電源の交流電圧から前記平滑用コンデンサを直接充電する経路を遮断することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１または２に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記インバータは、さらに、２個のインバータ用スイッチング素子の直列回路で構成される第二の上下アームを有し、
   前記第一の上下アームと該第二の上下アームの出力端子間に、前記共振負荷回路を接続したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項３に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記第一の上下アームの出力端子と前記共振負荷回路の間に、前記第一の上下アームの出力端子から前記共振負荷回路を切り離すスイッチを備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項１から４の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記チョッパ回路のインダクタには電流が断続して流れることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項１から５の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   複数台の前記インバータを駆動する場合、各々に流れる電流位相をずらして駆動することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
7. 請求項１から５の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   設定された火力が大きいほど、兼用されるスイッチング素子のオン時間ｄｕｔｙが大きくなることを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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