JPH0767326A

JPH0767326A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0767326A
Application number: JP5211982A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Sako; 浩行迫; Nobukazu Miki; 伸和三木
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-08-26
Filing date: 1993-08-26
Publication date: 1995-03-10

Abstract

(57)【要約】【目的】昇圧型チョッパー回路方式と昇降圧型チョッパ
ー回路方式のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの長所を
有し、且つ互いの短所を補いながら、しかもコスト的に
も割高とならない電源装置を提供する。【構成】直流電源と、この直流電源の第１の出力端子と
第２の出力端子の間にインダクタＬ₀とスイッチング素
子Ｑ₀の直列回路を並列的に接続し、コンデンサＣ₀と
負荷１の並列回路にダイオードＤ₀を直列接続した回路
の一端を前記インダクタＬ₀とスイッチング素子Ｑ₀の
接続点に接続し、他端を前記直流電源の第１の出力端子
に接続するか第２の出力端子に接続するかを切り換える
切換手段ＳＷを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ回
路として利用される電源装置に関するものであり、特
に、昇圧型チョッパー回路と昇降圧型チョッパー回路に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流電圧を整流した直流電圧を昇
圧し、平滑された直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして、図１７に示す回路がある。この回路は昇圧
型チョッパー回路であり、スイッチング素子Ｑ₀を制御
回路２にて数十ｋＨｚでオン／オフし、オンのときにイ
ンダクタＬ₀に励磁エネルギーを蓄えて、オフのときに
ダイオードＤ₀を介して、コンデンサＣ₀に充電し、負
荷１に直流電力を供給するものである。この回路は交流
電源ＡＣに対して、ダイオードブリッジＤＢとインダク
タＬ₀、ダイオードＤ₀を介してコンデンサＣ₀が直列
的に接続されている為、交流電源ＡＣが交流サイクルの
ピーク時に投入されると、突入電流が大きくなるという
欠点がある。しかしながら、他の回路方式と比較して変
換効率が高く、入力電流の歪み率が低いという点から有
効な方式として知られている。

【０００３】次に、同じく交流電源を整流した脈流直流
電圧を平滑された直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバ
ータを図１８に示す。この回路は昇降圧型チョッパー回
路方式であり、スイッチング素子Ｑ₀が制御回路２にて
数十ｋＨｚでオン／オフし、オンのときにインダクタＬ
₀に励磁エネルギーを蓄えて、オフのときにそのエネル
ギーをダイオードＤ₀を介して、コンデンサＣ₀に充電
するものである。図１７の昇圧型チョッパー回路とほぼ
同じ動作であるが、異なる点を説明すると、昇圧型チョ
ッパー回路はコンデンサＣ₀が交流電源ＡＣの電圧によ
っても充電される為に、コンデンサＣ₀の充電電圧は交
流電源ＡＣの入力電圧を整流平滑した電圧よりも必ず高
くなっているという点である。これに対し、図１８の昇
降圧型チョッパー回路方式では、スイッチング素子Ｑ₀
が高周波でオン／オフすることによってインダクタＬ₀
に励磁された励磁エネルギーのみによってコンデンサＣ
₀が充電される為、スイッチング素子Ｑ₀のオン／オフ
動作によっては、コンデンサＣ₀の充電電圧は交流電源
ＡＣを整流平滑した電圧よりも高い値にも低い値にも自
由に設定できる。これが昇降圧型チョッパー回路方式を
用いる理由であるが、この回路では、インダクタＬ₀に
蓄えられたエネルギーのみでコンデンサＣ₀を充電する
為、先に説明した昇圧型チョッパー回路方式と比較し
て、変換効率が悪いという欠点を有している。しかし、
昇圧型のチョッパー回路方式と違い、電源用のコンデン
サＣ₀が交流電源ＡＣに対してスイッチング素子Ｑ₀を
介して接続されており、また、ダイオードＤ₀が逆方向
に接続されている為、交流電源ＡＣが投入されたときの
突入電流が小さいという利点がある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、昇圧型
チョッパー回路方式と昇降圧型チョッパー回路方式とい
う２つのＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれ相反する長
所と短所がある為、負荷回路の構成や設計目標の仕様に
よって、どちらかを選択しなければならない。また、２
つの回路を交流電源ＡＣに対して直列的に接続し、それ
ぞれの回路の特徴を活かそうとすると、コスト的に高く
なるという欠点がある。

【０００５】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、昇圧型チョッパー
回路方式と昇降圧型チョッパー回路方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータのそれぞれの長所を有し、且つ互いの短所を補
いながら、しかもコスト的にも割高とならない電源装置
を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、直流電源と、この直流電源の第１の出力端子と第２
の出力端子の間にインダクタＬ₀とスイッチング素子Ｑ
₀の直列回路を並列的に接続し、コンデンサＣ₀と負荷
１の並列回路にダイオードＤ₀を直列接続した回路の一
端を前記インダクタＬ₀とスイッチング素子Ｑ₀の接続
点に接続し、他端を前記直流電源の第１の出力端子に接
続するか第２の出力端子に接続するかを切り換える切換
手段ＳＷを備えるものである。

【０００７】

【作用】図１の電源装置は、切換手段ＳＷの接点ａ−ｂ
間をオンすると、図１７に示した昇圧型チョッパー回路
として動作し、接点ａ−ｃ間をオンすると、図１８に示
した昇降圧型チョッパー回路として動作する。したがっ
て、電源投入時には昇降圧型チョッパー回路として動作
させることにより、突入電流を低減することができ、ま
た、定常動作時には、昇圧型チョッパー回路として動作
させることにより、効率的に電力供給を行うことができ
る。

【０００８】

【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図である。こ
の回路の特徴は、図１７の昇圧型チョッパ回路のスイッ
チング素子Ｑ₀とコンデンサＣ₀の低圧側を切り離し、
スイッチング素子Ｑ₀側を接点ｂ、コンデンサＣ₀側を
接点ａとし、更にダイオードブリッジＤＢの出力端の高
圧側を接点ｃとして、接点ａ，ｂ，ｃの切換手段ＳＷを
設けたことである。この切換手段ＳＷの切換により接点
ａ−ｂ間をオンすると、図１７の昇圧型チョッパー回路
を構成し、接点ａ−ｃ間をオンすると、図１８の昇降型
チョッパー回路を構成する。つまり、１つの回路で切換
手段ＳＷにより、２つの異なったＤＣ−ＤＣコンバータ
回路として使用できるものである。

【０００９】図２に具体的な回路構成を示す。この回路
では、切換手段ＳＷをリレーＲｙの接点で構成したもの
であり、リレーＲｙの励磁コイルに電流が流れていなけ
れば、共通接点Ｃと常閉接点ＮＣの間がオンされる。し
たがって、交流電源ＡＣが投入されたときは、共通接点
Ｃと常閉接点ＮＣがオンされており、昇降圧型チョッパ
ー回路を構成している為に、突入電流が低く、また、コ
ンデンサＣ₀の充電電圧も低い。次に、電源投入後、コ
ンデンサＣ₃が抵抗Ｒ₁により充電され、コンデンサＣ
₄が抵抗Ｒ₂により充電され、その電圧が抵抗Ｒ₃，Ｒ
₄の分圧によって決まる基準電圧を越えると、コンパレ
ータＣＰの出力が反転してＨｉｇｈレベルとなり、リレ
ーＲｙの励磁コイルに抵抗Ｒ₅を介して電流が流れて、
共通接点Ｃと常開接点ＮＯの間がオンとなる。これによ
り、昇圧型チョッパー回路が構成されて、コンデンサＣ
₀の充電電圧も上昇する。この動作を図３に示す。電源
投入後、ｔ₀までは昇降圧型チョッパー回路として動作
しており、電源投入時の突入電流が無く、また、電源投
入してから一定時間は、負荷１への供給電圧Ｅ₀をＥ₁
に下げることにより、負荷１への先行的な予熱時間を与
える。そして、一定時間後、スイッチ手段ＳＷを切り替
えることで、昇圧型チョッパー回路を構成し、負荷１へ
の供給電圧Ｅ₀をＥ₁からＥ₂に上昇させる。これによ
り、通常動作時は変換効率の良い昇圧型チョッパー回路
として動作し、効率の良い回路を提供できるものであ
る。

【００１０】次に、負荷１がインバータ式の放電灯点灯
回路である場合の回路構成を図４に示した。コンデンサ
Ｃ₀の両端には、トランジスタＱ₁，Ｑ₂が直列に接続
されており、各トランジスタＱ₁，Ｑ₂にはそれぞれダ
イオードＤ₁，Ｄ₂が逆並列接続されている。一方のト
ランジスタＱ₁のコレクタは、直流カット用のコンデン
サＣ₅を介して放電灯５のフィラメントの一端に接続さ
れている。トランジスタＱ₁のエミッタは、電流トラン
スＣＴの１次巻線とバラスト用のインダクタＬ ₁を介し
て放電灯５のフィラメントの他端に接続されている。放
電灯５のフィラメントの非電源側端子間には、予熱電流
を流すためのコンデンサＣ₆が並列接続されている。イ
ンダクタＬ₁とコンデンサＣ₆は直列共振回路を構成し
ている。電流トランスＣＴの２次巻線は、それぞれ抵抗
Ｒ₁，Ｒ₂を介して、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のベース
・エミッタ間に接続されている。これにより、トランジ
スタＱ₁，Ｑ₂は自励駆動され、交互にオン／オフされ
て、負荷である放電灯５に高周波のエネルギーを供給す
る。

【００１１】ここでは、切換手段ＳＷの切換により上記
インバータ回路への供給電圧を変えて、放電灯５の光出
力を変化させることを目的としており、図５にその具体
的なタイムチャートを示す。通常点灯（全点灯）時に
は、接点ｃ−ａ間をオンとして、昇圧型のチョッパー回
路構成とし、コンデンサＣ₀の電圧Ｅ₀を高い電圧Ｅ₂
に設定する。また、光出力を絞った調光点灯時には、接
点ｃ−ｂ間をオンとして、昇降圧型のチョッパー回路構
成とし、コンデンサＣ₀の電圧Ｅ₀を低い電圧Ｅ ₁に設
定する。また、別の実施例として、接点ｃ−ｂ間がオン
であるときに通常点灯状態とし、接点ｃ−ａ間がオンで
あるときに光出力を増大させて高出力点灯とすることも
可能である。

【００１２】図６は本発明の他の実施例を示す。この回
路はハーフブリッジ型のインバータ回路４を構成し、チ
ョッパー回路３のスイッチング素子Ｑ₀と、インバータ
回路４のスイッチング素子Ｑ₀，Ｑ₁を共用したもので
あり、切換手段ＳＷにて接点ａ−ｂ間をオンしたとき、
図７に示すような動作を行う。つまり、スイッチング素
子Ｑ₀がオンのときには、交流電源ＡＣからダイオード
ブリッジＤＢを介して電流Ｉ₁が図７の実線で示すよう
に流れ、インダクタＬ₀にエネルギーを蓄える。また、
ハーフブリッジ型のインバータ回路４の方では、コンデ
ンサＣ₂を電源として共振電流Ｉ₃が図７の破線で示す
ように流れて、負荷１に電流を流す。その後、スイッチ
ング素子Ｑ₀がオフして、スイッチング素子Ｑ₁がオン
すると、チョッパー回路３では、インダクタＬ₀の充電
エネルギーによりダイオードＤ₀を介して、コンデンサ
Ｃ₀に充電電流Ｉ₂を流し、コンデンサＣ₀を充電す
る。また、この回路構成では、スイッチング素子Ｑ₀の
オン／オフにかかわらず、交流電源ＡＣよりインダクタ
Ｌ₀、ダイオードＤ₀、コンデンサＣ₀のループで電流
Ｉ₀が流れてコンデンサＣ₀を充電している為に、コン
デンサＣ₀は交流電源ＡＣを整流平滑した電圧よりも必
ず高い電圧に充電されている。インバータ回路４では、
スイッチング素子Ｑ₁がオンのときは、コンデンサＣ₁
を電源として、スイッチング素子Ｑ₁、負荷１、コンデ
ンサＣ₁のループで負荷１に共振電流Ｉ ₄が流れる。以
上のように、スイッチング素子Ｑ₀をインバータ回路の
素子として、また、チョッパー回路の素子として共用す
ることにより、装置のコストダウン、小型化、制御回路
の簡略化を図ったものである。

【００１３】次に、切替回路ＳＷの接点ａ−ｃをオンし
たときは、図８に示すように、インダクタＬ₀、ダイオ
ードＤ₀、スイッチング素子Ｑ₀、コンデンサＣ₀にて
昇降圧型のチョッパー回路を構成し、また、スイッチン
グ素子Ｑ₀、ダイオードＤ₀はハーフブリッジ型のイン
バータ回路の素子として共用される。つまり、主回路は
昇降圧型のチョッパー回路とインバータ回路を共用した
回路となる。その動作を簡単に説明すると、スイッチン
グ素子Ｑ₀がオンしたときには、チョッパー回路では、
交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢを介して、イ
ンダクタＬ₀、スイッチング素子Ｑ₀、ダイオードブリ
ッジＤＢのループで電流Ｉ₁が流れ、インダクタＬ₀に
エネルギーを充電し、また、インバータ回路では、コン
デンサＣ ₂、スイッチング素子Ｑ₀、ダイオードＤ₂、
コンデンサＣ₂のループで負荷１に共振電流Ｉ₃’を流
す。次に、スイッチング素子Ｑ₀がオフして、スイッチ
ング素子Ｑ₁がオンすると、チョッパー回路では、イン
ダクタＬ₀に充電された励磁エネルギーにより、インダ
クタＬ₀、ダイオードＤ₀、コンデンサＣ₀、接点ａ−
ｃ、インダクタＬ₀のループでチョッパー電流Ｉ₂’が
流れ、電解コンデンサＣ₀に電荷を充電する。この動作
によって、コンデンサＣ₀への充電が行われるものであ
る。

【００１４】また、インバータ回路では、コンデンサＣ
₁、スイッチング素子Ｑ₁、負荷１、コンデンサＣ₁の
ループで共振電流Ｉ₄’が流れて、負荷１にエネルギー
を供給している。このように、スイッチング素子Ｑ
₀は、チョッパー回路とインバータ回路で共用されてい
る。チョッパー回路は昇降圧型である為、交流電源ＡＣ
の投入時の突入電流を低減できるという特徴を有してい
る。この回路方式においても、切換回路の接点ａ−ｂ間
とａ−ｃ間の接続を切り換えることにより、インバータ
回路の電源となるコンデンサＣ₀の電圧を切り換えるこ
とができ、電源投入時は接点ａ−ｃ間がオンして、その
後、接点ａ−ｂ間がオンに切り換わることで、電源投入
時には低い電圧を負荷１に供給し、その後、負荷１への
供給電圧を上昇させることができるものである。

【００１５】ところで、照明装置に使用されるチョッパ
ー回路は、主に、安定的な直流電圧の供給と、入力電流
歪低減のために用いられる。接続された負荷が変動した
り、チョッパー回路への電源入力が変動した場合など
に、チョッパー回路からの出力も変動し、また入力電流
歪率も変動してしまう。そこで、一般にはチョッパー回
路のスイッチングを制御しているＩＣ出力のデューティ
制御等によりこの課題を克服している。しかし、上記負
荷の変動等に対して制御回路のみによって、入力電流歪
率を低減し、さらに、出力電圧を一定にしつつ、入力電
流歪率が改善された良好な値を維持することは非常に困
難となってくる。

【００１６】一般のチョッパー回路の動作では、図１７
に示すように、商用電源ＡＣからの交流電流をダイオー
ドブリッジＤＢにて脈波電圧に変換し、スイッチング素
子がＯＮのとき、インダクタＬ₀にＥ＝Ｌ₀×Ｉｐ²／
２の電磁エネルギーが蓄えられる。ここで、Ｉｐはイン
ダクタＬ₀に流れる電流のピーク値である。スイッチン
グ素子がＯＦＦされると、前記エネルギーＥによる誘起
電圧と商用電源の電流が重畳されて、ダイオードＤ₀を
通して電解コンデンサＣ₀に商用電源ＡＣの電圧よりも
高い電圧が得られる。このコンデンサＣ₀を直流電源と
して、負荷１に昇圧された電圧を持つ電力が供給され
る。ここで、インダクタＬ₀に蓄えられるエネルギー
は、インダクタＬ₀の値とインダクタＬ₀を流れる電流
Ｉｐの２乗の積になっている。電流Ｉｐはｅ／ωＬ₀で
あり、インダクタＬ₀のインピーダンスωＬ₀が小さい
ほど大きくなる。よって、周波数ｆを一定とした場合、
インダクタＬ₀の値が小さいほど、図１０に示すよう
に、エネルギーは大きくなる。しかしながら、インダク
タＬ₀の値を余り小さくすると、インダクタＬ₀が磁気
飽和してしまうため、その点は考慮に入れなくてはなら
ない。そして、全高調波入力歪を低減するために、全波
整流された脈流電圧を約２０ｋＨｚ以上の周波数で全周
期にわたりスイッチングする。このときの入力電流波形
は各スイッチング電流の各周期ごとの平均値となり、入
力された電流とほぼ同じ正弦波状となる。この入力電流
歪率の改善とは、基本周波数（商用周波数６０／５０Ｈ
ｚ）に含まれている高調波成分の割合を低減することで
あり、単一周波数（６０／５０Ｈｚ）の入力電圧Ｖｓ
（ｔ）を、入力電流Ｉｓ（ｔ）の波形と一致させてやれ
ば良い。

【００１７】スイッチング素子のＯＮ時間をｔ₁、ＯＦ
Ｆ時間をｔ₂、周期をＴ（＝ｔ₁＋ｔ₂）とすると、入
力電流はＩｓ（ｔ）＝Ｖｓ（ｔ）×（ｔ₁₂＋ｔ₁ｔ₂＋
ｔ₂₂）／２Ｌ₀×Ｔ−Ｖ₀×ｔ₂₂／２Ｌ₀×Ｔとなる。
この式の第１項を見ると、Ｉｓ（ｔ）はＶｓ（ｔ）に比
例するため、第１項の分母のＬ₀とｔ₁及びｔ₂を変え
ることにより、入力電流歪率の改善が可能であることが
分かる。

【００１８】すなわち、理想的にはｔ₁₂＋ｔ₁×ｔ₂＋
ｔ₂₂＝２Ｌ₀×Ｔのときに、入力電流歪率が最低とな
る。また、例えば負荷が放電灯の場合において、光出力
が５０％となるように連続的に出力を可変とする調光装
置において、光出力が１００％のときの入力電流をＩｉ
とすると、光出力が５０％のときは回路の効率が全く同
等の場合、ほぼＩｉ／２となる。入力電流Ｉｉｎを１／
２にするためには、インダクタＬ₀を２倍にする必要が
ある。つまり、負荷が１／２になったときに、最も良い
入力電流歪率を得るためには、インダクタＬ₀を可変と
する必要がある。よって入力電流歪率を低減し、さらに
負荷変動に対して出力電圧を一定にしつつ、入力電流歪
率が改善された良好な値を維持するにはインダクタＬ₀
を可変とすることが不可欠である。

【００１９】上述のように、チョッパー回路は入力電流
歪率の低減や出力の安定化を目指すものであるが、チョ
ッパー回路に接続された負荷の変動や、チョッパー回路
への入力電源の変化等により出力が不安定となったり、
入力電流歪率も大きくなってくる。特に、放電灯のよう
に始動時、予熱時、さらには無負荷時、エミレス時とい
うように、負荷の状態が変化して行く場合、入力電流歪
率を常に低く抑えることや、それぞれの状態に適したチ
ョッパー出力を得ることは通常のデューティ制御のみで
は極めて困難である。よって、デューティ制御のみなら
ず、チョッパー回路の構成要素としてのインダクタＬ₀
の値を適時変えることにより、電源としての信頼性を上
げることが望まれる。

【００２０】図９はチョッパー回路のインダクタＬ₀の
値を可変とした実施例を示している。また、図１０及び
図１１は本実施例の動作説明図である。本実施例では、
インダクタＬ₀に中間タップを設けて、スイッチング素
子Ｓａ及びＳｂによりインダクタＬ₀の値を可変とした
ものである。コンデンサＣ₀の電圧、つまり、チョッパ
ー出力を変えるには、インダクタＬ₀の値を変えてやれ
ば良い。そこで、負荷の変動や電源環境またはスイッチ
ング素子Ｓｃの動作状態に対応して、制御回路２の出力
Ａ，Ｂにより、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを制御し
て、インダクタＬ ₀の値を変化させる。インダクタＬ₀
のタップ数を多くして、さらに多段階にインダクタＬ₀
の値を変化させれば、多種の状況にも対応可能となる。

【００２１】上述のように、入力電流歪率の改善にはデ
ューティ制御を行うと共に、インダクタＬ₀の値を可変
とし、入力電流Ｉｓ（ｔ）と入力電圧Ｖｓ（ｔ）の波形
を一致させることが必要である。そこで、本実施例で
は、負荷の状態が変動したときに、入力電流歪率が増大
することを防ぐため、インダクタＬ₀の値を積極的に可
変とし、低負荷時にはインダクタＬ₀を大きい方向に、
過負荷時にはインダクタＬ₀を小さい方向に変化させる
ように、制御回路２の出力Ａ及びＢにより、スイッチン
グ素子Ｓａ，Ｓｂをオン／オフ制御する。ここで、スイ
ッチング素子ＳａとＳｂは同時にオンさせることがない
ように制御する必要がある。理由としては、スイッチン
グ素子ＳａとＳｂを同時にオンさせると、インダクタＬ
₀の電磁エネルギーが短絡電流に変わり、スイッチング
素子ＳａとＳｂを破壊したり、インダクタＬ₀の発熱や
発煙を招く恐れがあるからである。

【００２２】本実施例では、スイッチング素子Ｓｃのオ
ン時間ｔ₁、オフ時間ｔ₂を一定にすることを前提とし
ているが、インダクタＬ₀を可変とすると共に、スイッ
チング素子Ｓｃのオン時間ｔ₁やオフ時間ｔ₂も可変と
すれば、これらの組合せにより、更に入力電流歪率の改
善が可能であることは明白である。図１１（ａ），
（ｂ）の波形図を参照しても、インダクタＬ₀を可変と
することで入力電流歪率が変化することは明らかであ
る。また、図１２の実施例は、中間タップを有する可変
インダクタに代えて、インダクタＬ₀の２次側に制御巻
線Ｌ₂を設けて可変抵抗ＶＲを接続し、自励式の可変イ
ンダクタを構成したものである。

【００２３】図１３は他の実施例を示す。この実施例に
おいては、交流電源ＡＣとダイオードブリッジＤＢの間
に絶縁トランスＴｆ₁を介在させているものであり、そ
の１次巻線ｎ₁と２次巻線ｎ₂の昇降圧比によってダイ
オードブリッジＤＢに供給される電圧が決定される。そ
こで、絶縁トランスＴｆ₁の２次側に中間タップを設
け、制御回路２の出力ＤとＥによりスイッチング素子Ｓ
ｄとＳｅをＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、昇降圧比
を可変とする。本実施例においても、スイッチング素子
ＳｄとＳｅは同時オンしないように制御されるものであ
る。絶縁トランスＴｆ₁の入力電力はＷｉｎ＝ｔ₁×Ｖ
ｓ²（ｔ）／２Ｌ₀で与えられ、スイッチング素子Ｓｃ
のオン時間ｔ₁が一定ならば、入力電力Ｗｉｎに変動が
生じても、インダクタＬ₀を可変とすることにより、入
力電圧Ｖｓ（ｔ）が一定に保たれ、入力電流歪率は一定
に保たれる。この入力電力Ｗｉｎの変動を検出するため
の検出回路を、絶縁トランスＴｆ₁の２次側とダイオー
ドブリッジＤＢ間に設ければ、自動制御により絶縁トラ
ンスＴｆ₁とインダクタＬ₀の最適な組合せを実現する
ことも可能である。また、入力電圧Ｖｓ（ｔ）の値のみ
を大きくすることで、負荷１への供給電圧を大きくする
ことも可能である。

【００２４】図１４はさらに他の実施例である。この回
路は、インバータ回路４と負荷１の間の直列共振回路の
インダクタＬ１を可変としたものである。チョッパー回
路３は図９と同様の可変インダクタ方式の昇圧チョッパ
ー回路であり、制御回路２からの出力Ａ〜Ｃにより制御
されている。また、インバータ回路４については、ハー
フブリッジ、フルブリッジ、一石式など任意の回路方式
を用いることができ、インバータのスイッチング制御方
式についても自励式、他励式を問わない。このインバー
タ回路４は制御回路２からの出力Ｈにより出力を可変と
されている。インバータ回路４の出力は、インダクタＬ
₁とコンデンサＣ₆よりなる直列共振回路の共振作用に
より昇圧され、負荷１に加える電圧を高くするように構
成されている。この直列共振回路のバラスト用のインダ
クタＬ₁を部分短絡することにより、負荷１が変化した
とき、例えば、負荷１が放電灯の場合、始動時、通常点
灯時、無負荷時、エミレス時において、それぞれ負荷１
の大きさが変化するが、このとき、直列共振回路のイン
ダクタＬ₁を変化させてやることで、その負荷状態に適
した共振電圧を供給することが可能である。また、チョ
ッパー回路３のインダクタを可変とすることにより、入
力電流歪率を改善すると共に、インバータ回路４の電源
を安定化することが可能である。

【００２５】図１５は別の実施例である。本実施例の特
徴は、インバータ回路４の出力側の直列共振回路と負荷
３との間を絶縁トランスＴｆ₂により分離し、その１次
側に中点タップを設け、制御回路２の出力Ｄ及びＥにて
スイッチング素子Ｓｄ，Ｓｅをオン／オフし、絶縁トラ
ンスＴｆ₂の巻数比を変えて、負荷１への電圧供給を図
１４の実施例よりも効率良く行えるようにしたものであ
る。その他の構成及び動作については、図１４の実施例
と同様である。

【００２６】図１６はさらに別の実施例である。本実施
例のインバータ回路は、ハーフブリッジ式の自励他制型
の制御方式を用いている。負荷は放電灯５であり、絶縁
トランスＴｆ₂にて、インバータ回路からは絶縁されて
いる。放電灯５の始動時には、出力Ｆ及びＧにより、Ｌ
Ｃ共振が大きく働くようにスイッチング素子Ｓｆ，Ｓｇ
を切り替えて、放電灯５を点灯させる。放電灯５が点灯
した後、放電灯５の電圧降下が生ずるので、共振周波数
が下がり、安定な且つ定常点灯するのに十分な電圧及び
電力を放電灯５に与えるように、制御回路２の出力Ｆ及
びＧにより、スイッチング素子Ｓｆ，Ｓｇを切り替えて
インバータ回路のインダクタＬ₁の値を切り替える。ま
た、無負荷等の状態では、トランスＴｆ₂の１次側に並
列に設けられた検出回路６によって得られる検出信号が
制御回路２に入力されて、制御回路２の出力Ｈが停止
し、インバータ回路を停止させる。また、制御回路２の
出力Ａ及びＢによりスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを切り
替えて、無負荷時に生じる入力電流歪率の変動を低減さ
せる方向にチョッパー回路のインダクタＬ₀を切り替え
るものである。

【００２７】

【発明の効果】請求項１記載の発明では、スイッチング
電源回路を構成するインダクタとスイッチング素子、ダ
イオード及び平滑用コンデンサをそれぞれ備える１つの
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路でありながら、切換手段によ
り昇圧型チョッパー回路と昇降圧型チョッパー回路のい
ずれの動作も実現できるので、例えば、電源投入時には
昇降圧型チョッパー回路として動作させることにより突
入電流を低減でき、電源投入時から所定時間の経過後は
昇圧型チョッパー回路として動作させることにより、効
率的な電力供給が可能となるものである。また、負荷が
放電灯である場合には、調光出力時には昇降圧型チョッ
パー回路として動作させて、定常出力時には昇圧型チョ
ッパー回路として動作させたり、あるいは、高出力時に
は昇圧型チョッパー回路として動作させて、定常出力時
には昇降圧型チョッパー回路として動作させることによ
り、広範囲にわたり安定した直流電圧出力を実現できる
ものである。さらに、チョッパー回路の負荷として一対
のスイッチング素子と一対の逆並列ダイオードを備える
ハーフブリッジ型インバータ回路を構成し、チョッパー
回路を構成するスイッチング素子とダイオードをハーフ
ブリッジ型インバータの一方のスイッチング素子及びダ
イオードとして兼用すれば、装置のコストダウン、小型
化、制御回路等の簡略化が図れるものである。また、請
求項７記載の発明のように、チョッパー回路のインダク
タ値を可変とすることにより、電源変動や負荷変動に対
して、チョッパー回路の出力電圧を安定化すると共に、
入力電流歪率を低減することが可能である。さらに、チ
ョッパー回路のインダクタのほかにも、インバータ回路
のバラスト用のインダクタの値や、電源側又は負荷側の
絶縁トランスの巻数比を可変とすることにより、電源変
動や負荷変動に対して、安定した動作と入力電流歪率の
低減効果が得られるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１記載の発明の基本構成を示す回路図で
ある。

【図２】請求項１記載の発明の第１実施例の回路図であ
る。

【図３】請求項１記載の発明の第１実施例の動作説明図
である。

【図４】請求項１記載の発明の第２実施例の回路図であ
る。

【図５】請求項１記載の発明の第２実施例の動作説明図
である。

【図６】請求項２記載の発明の回路図である。

【図７】請求項２記載の発明の昇圧動作を示す回路図で
ある。

【図８】請求項２記載の発明の昇降圧動作を示す回路図
である。

【図９】請求項７記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図１０】請求項７記載の発明の動作説明図である。

【図１１】請求項７記載の発明の入力電流波形の変化を
示す波形図である。

【図１２】請求項７記載の発明の他の実施例の回路図で
ある。

【図１３】請求項９記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図１４】請求項８記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図１５】請求項９記載の発明の他の実施例の回路図で
ある。

【図１６】請求項８記載の発明の他の実施例の回路図で
ある。

【図１７】従来の昇圧型チョッパー回路の回路図であ
る。

【図１８】従来の昇降圧型チョッパー回路の回路図であ
る。

【符号の説明】

１負荷２制御回路ＡＣ交流電源ＤＢダイオードブリッジＬ₀ インダクタＱ₀ スイッチング素子Ｄ₀ ダイオードＣ₀ コンデンサＳＷ切換手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ 9249−3Ｋ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源の第１の出
力端子と第２の出力端子の間にインダクタとスイッチン
グ素子の直列回路を並列的に接続し、コンデンサと負荷
回路の並列回路にダイオードを直列接続した回路の一端
を前記インダクタとスイッチング素子の接続点に接続
し、前記コンデンサと負荷回路の並列回路にダイオード
を直列接続した回路の他端を前記直流電源の第１の出力
端子に接続するか第２の出力端子に接続するかを切り換
える切換手段を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】前記スイッチング素子と前記ダイオー
ドに対してそれぞれ逆並列にダイオードとスイッチング
素子を接続し、両スイッチング素子の接続点と前記コン
デンサの一端の間に少なくとも１個のコンデンサを介し
て負荷を接続し、両スイッチング素子を交互にスイッチ
ングすることにより、負荷に交流電力を供給するハーフ
ブリッジ式のインバータ回路を構成したことを特徴とす
る請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記切換手段は、電源装置の電源投入
時に昇降圧型チョッパー回路が構成されるように接続さ
れ、電源投入時から所定時間が経過した後に昇圧型チョ
ッパー回路が構成されるように接続されることを特徴と
する請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】前記切換手段は、電源電圧が所定値よ
りも高いときは昇降圧型チョッパー回路が構成されるよ
うに接続され、電源電圧が所定値よりも低いときは昇圧
型チョッパー回路が構成されるように接続されることを
特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項５】前記切換手段は、負荷が放電灯のよう
な照明手段であって且つ光出力を絞る調光状態であると
きには、昇降圧型チョッパー回路が構成されるように接
続されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源
装置。
【請求項６】前記切換手段は、負荷が放電灯のよう
な照明手段であって且つ光出力を上げる高出力状態であ
るときには、昇圧型チョッパー回路が構成されるように
接続されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電
源装置。
【請求項７】交流電源と、前記交流電源に接続され
る全波整流器と、前記全波整流器から出力される脈流直
流電圧を所定の直流電圧に変換するチョッパー回路と、
チョッパー回路の出力に接続される負荷とを備え、前記
チョッパー回路は、スイッチング素子と、前記スイッチ
ング素子をオン／オフ制御する制御回路と、前記スイッ
チング素子がオンであるときに全波整流器の出力により
エネルギーを蓄積され、前記スイッチング素子がオフで
あるときにエネルギーを放出されるインダクタと、イン
ダクタから放出されるエネルギーを充電される平滑用コ
ンデンサと、平滑用コンデンサからインダクタへの逆流
を防止するダイオードとから構成される電源装置におい
て、負荷又は電源の状態に応じてチョッパー回路のイン
ダクタの値を可変とする手段を有することを特徴とする
電源装置。
【請求項８】請求項７記載の電源装置において、電
源側又は負荷側の少なくとも一方に絶縁トランスを備
え、この絶縁トランスの巻数比を可変とする切換手段を
有することを特徴とする電源装置。
【請求項９】請求項７記載の電源装置において、高
周波でスイッチングされるスイッチング素子とＬＣ共振
回路を含むインバータ回路を平滑用コンデンサに接続
し、インバータ回路のＬＣ共振回路により発生する高周
波電力を供給される外部負荷の変動により前記ＬＣ共振
回路の共振周波数が変化したときに、ＬＣ共振回路を構
成するインダクタの値を可変とする切換手段を備えるこ
とを特徴とする電源装置。
【請求項１０】前記チョッパー回路のインダクタの値
を可変とする手段は、負荷の変動に対して、直流電圧出
力が安定し、且つ、入力電流の高調波歪を低減する方向
にインダクタを可変としたことを特徴とする請求項７乃
至９のいずれかに記載の電源装置。