JP2014147189A - 電力変換装置の駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 上アーム駆動回路のための電源として、下アーム駆動電源から絶縁された別個のフローティング電源を設けることなく、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子の各々のオン／オフの状態によらず上アーム駆動回路に安定した電源電圧を供給することができる駆動回路を提供する。
【解決手段】 駆動回路６１は、下アーム駆動電源４１からインダクタＬに電流を流す動作とインダクタＬからコンデンサＣ２に電流を流す動作とを交互に繰り返してコンデンサＣ２の両端に下アーム駆動電源４１の電圧Ｖｃｃ１に基づいた充電電圧Ｖｃ２を発生する動作と、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算する動作とを行い、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位を上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えると共にブートストラップコンデンサＣｂに電荷を充電する。
【選択図】図２

Description

この発明は、電力変換装置を構成するスイッチング素子のゲートに信号を供給してスイッチング素子を駆動する駆動回路に関する。

周知の通り、電動機駆動システムは、電動機を駆動するための手段として、インバータ等の電力変換装置を有している。この電力変換装置は、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子を直流電源の直流母線間に直列に介挿した構成を有している。そして、電力変換装置には、上アームのスイッチング素子のゲートにそのスイッチング素子をオン／オフさせるための信号を供給する上アーム駆動回路および下アームのスイッチング素子のゲートにそのスイッチング素子をオン／オフさせるための信号を供給する下アーム駆動回路を含む駆動回路が設けられている。ここで、下アームのスイッチング素子は、電力変換装置の出力ノードと低電位側直流母線との間に介挿されている。この下アームのスイッチング素子をオンさせるためには、低電位側直流母線の電位に対して所定電位差以上の電位差を持った信号をゲートに与えれば良い。従って、下アーム駆動回路を作動させるための電源（以下、下アーム駆動電源という）として、低電位側直流母線の電位を基準電位とし、この基準電位に対して所定電圧だけ高い電位の電源電圧を下アーム駆動回路に供給する電源が用いられる。これに対し、上アームのスイッチング素子は、高電位側直流母線と電力変換装置の出力ノードとの間に介挿されている。この上アームのスイッチング素子をオンさせるためには、電力変換装置の出力ノードの電位に対して所定電位差以上の電位差を持った信号をゲートに与える必要がある。従って、上アーム駆動回路を作動させるための電源（以下、上アーム駆動電源という）は、電力変換装置の出力ノードの電位を基準電位とし、この基準電位に対して所定電圧だけ高い電位の電源電圧を上アーム駆動回路に供給するものである必要がある。ここで、出力ノードの電位は、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子のオン／オフに従って低電位側直流母線の電位と高電位側直流母線の電位との間を遷移する。このため、上アーム駆動電源と下アーム駆動電源とは絶縁されている必要がある。また、出力ノードの電位が直流電源の高電位側直流母線の電位となる場合、上アーム駆動電源の電圧は、直流電源の高電位側の電位よりも高い電圧となる。以上の理由により、従来、下アーム駆動電源から絶縁された別個の電源を上アーム駆動電源として設けていた。

一方、下アーム駆動電源を上アーム駆動電源としても利用するブートストラップ型駆動回路が提案されている。図１１は、ブートストラップ型駆動回路の構成を示す回路図である。図１１に示すように、直流電源２００の高電位側および低電位側の直流母線間には上アームのスイッチング素子１１０および下アームのスイッチング素子１２０が直列に介挿されており、スイッチング素子１１０とスイッチング素子１２０との接続ノードＮｏｕｔは出力ノードとして機能する。ここで、スイッチング素子１１０にはダイオード２１０が逆並列接続され、スイッチング素子１２０にはダイオード２２０が逆並列接続されている。下アーム駆動回路３２０は、下アーム駆動電源３００の正極および負極間に介挿されており、この下アーム駆動電源３００から電源電圧の供給を受けて、下アームのスイッチング素子１２０のゲートに対する信号を発生する。下アーム駆動電源３００の正極には、ブートストラップダイオード４１０のアノードが接続されている。このブートストラップダイオード４１０のカソードとノードＮｏｕｔとの間にはブートストラップコンデンサ４００が介挿されている。上アーム駆動回路３１０は、このブートストラップコンデンサ４００の充電電圧を電源電圧として動作し、上アームのスイッチング素子１１０のゲートに対する信号を発生する。

図１１に示すブートストラップ型駆動回路では、下アームのスイッチング素子１２０がオンであるときには、ノードＮｏｕｔの電位が直流電源２００の負極に接続された低電位側直流母線Ｎの電位となるため、下アーム駆動電源３００からブートストラップダイオード４１０を介してブートストラップコンデンサ４００に電荷が充電される。そして、上アームのスイッチング素子１１０がオンになると、ノードＮｏｕｔの電位が直流電源２００の正極に接続された高電位側直流母線Ｐの電位となるため、ブートストラップダイオード４１０のカソードの電位は、高電位側直流母線Ｐの電位にブートストラップコンデンサ４００の充電電圧を加算した電位となり、この電位は下アーム駆動電源３００の正極の電位よりも高くなる。このため、ブートストラップダイオード４１０はオフとなり、ブートストラップコンデンサ４００の充電は行われない。この上アームのスイッチング素子１１０がオンである間、ブートストラップコンデンサ４００の充電電荷は、上アーム駆動回路３１０によって消費される。

このブートストラップ型駆動回路では、上アームのスイッチング素子１１０がオンの状態を継続すると、ブートストラップコンデンサ４００は放電を継続するため、上アーム駆動回路３１０の電源電圧が低下する、という問題がある。このような問題に対処した駆動回路が特許文献１〜３に開示されている。

図１２は、特許文献１に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。この特許文献１の駆動回路では、下アーム駆動電源ＬＶとは別のフローティング電源ＦＶとブートストラップ補償回路１２とを直流電源ＨＶとブートストラップコンデンサＣｂｓとの間に設けている。そして、上アームのスイッチング素子Ｍ１と下アームのスイッチング素子Ｍ２との接続ノードＶＳの電位が所定値より大きい場合にフローティング電源ＦＶからブートストラップコンデンサＣｂｓに電荷が充電される。

図１３は、特許文献２に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。この特許文献２の駆動回路では、上アームのスイッチング素子Ｍ１が継続してオンする場合、５００μｓごとにおよそ１０μｓの間、スイッチＳＷ１をオフしスイッチＳＷ２をオンする。これにより、ブートストラップコンデンサＣＢＯＯＴは、直流電源ＶＢＡＴに接続されたトランジスタ１２と電流源１４とを備えたバラストレギュレータと、グラウンドに接続されたスイッチＳＷ２とを介して充電される。

図１４は、特許文献３に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。この特許文献３の駆動回路では、上アームのスイッチング素子２１がオンのときに、スイッチング素子１７とスイッチング素子１８を交互にオン／オフする。これにより、電源６から補助コンデンサ１９へ電荷を充電する動作と充電した補助コンデンサ１９の電荷を電源用コンデンサ１０へ放電する動作とが繰り返され、いわゆるチャージポンプにより電源用コンデンサ１０に電荷が充電される。

また、ブートストラップを利用しない駆動回路が特許文献４に開示されている。図１５は、特許文献４に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。図１５に示すように、下アーム駆動用昇圧電源回路６８は、下アーム駆動電源ＶＣＣの電圧を三倍昇圧するチャージポンプ回路である。また、上アーム駆動用昇圧電源回路６７は、直流電源ＶＢの電圧に下アーム駆動用昇圧電源回路６８にて昇圧された電圧をさらに積み上げるチャージポンプ回路である。この上アーム駆動用昇圧電源回路６７により、プリドライブ回路７４に含まれる上アーム駆動回路に直流電源ＶＢの電圧よりも高い電源電圧を供給している。

特開２０１１−２３４４３０号公報 特表２００７−５２０１９０号公報 特開２００４−３０４５２７号公報 特開２００３−２４４９６６号公報

しかしながら、特許文献１〜４の駆動回路には以下の問題がある。
特許文献１の駆動回路は、下アーム駆動電源ＬＶとは別個のフローティング電源ＦＶを設ける必要がある。また、下アーム駆動電源ＬＶとフローティング電源ＦＶとを絶縁させるためのトランスが大型化する、という問題がある。

特許文献２の駆動回路は、直流電源ＶＢＡＴの電圧をバラストレギュレータを介してブートストラップコンデンサＣＢＯＯＴに充電しているため、バラストレギュレータのトランジスタ１２における損失が過大となり、放熱器等を設ける必要がある。このため、駆動回路が大型化する、という問題がある。

特許文献３の駆動回路は、チャージポンプ回路を構成する素子ごとに電圧降下が発生するため、上アーム駆動電源の電圧が低下する、という問題がある。

特許文献４の駆動回路は、下アーム駆動用昇圧電源回路６８における昇圧比が整数倍となり、所要の上アーム駆動電源電圧を得るためにはさらに降圧レギュレータ等が必要となる、という問題がある。

この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、上アーム駆動回路のための電源として、下アーム駆動電源から絶縁された別個のフローティング電源を設けることなく、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子の各々のオン／オフの状態によらず上アーム駆動回路に安定した電源電圧を供給することができる駆動回路を提供することを目的としている。

この発明は、直列接続された上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子を含む電力変換装置の駆動回路において、前記下アームのスイッチング素子を駆動する駆動回路に電源電圧を供給する下アーム駆動電源を含む第１の閉回路内に直列に介挿されたインダクタおよび第１のスイッチと、前記インダクタを含む第２の閉回路内において前記インダクタと直列接続されたコンデンサと、前記コンデンサ、前記上アームのスイッチング素子を駆動する上アーム駆動回路および前記上アームのスイッチング素子が直列に介挿された第３の閉回路内において、前記コンデンサと前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードとの間に介挿された第２のスイッチと、前記第１のスイッチを繰り返しオン／オフさせることにより前記下アーム駆動電源から前記インダクタに電流を流す動作と、前記インダクタから前記コンデンサに充電電流を流す動作を交互に繰り返させる第１の電源制御回路と、前記第２のスイッチをオンさせることにより、前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードの電位に前記コンデンサの充電電圧を加算した電位を前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードに与える第２の電源制御回路とを具備することを特徴とする電力変換装置の駆動回路を提供する。

この発明によれば、第１のスイッチをオン／オフすることで、下アーム駆動電源からインダクタに電流を流す動作とインダクタからコンデンサに充電電流を流す動作を繰り返してコンデンサの両端に充電電圧を発生させ、第２のスイッチをオンすることで、上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードの電位にコンデンサの充電電圧を加算した電位を上アーム駆動回路の高電位電源ノードに与えるため、下アーム駆動電源から絶縁された下アーム駆動電源とは別個のフローティング電源を設けることなく、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子の各々のオン／オフの状態によらず上アーム駆動回路に安定した電源電圧を供給することができる。

好ましい態様において、電力変換装置の駆動回路は、前記第３の閉回路内において、アノードが前記コンデンサに接続され、カソードが前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードに接続されたダイオードと、前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードおよび低電位電源ノード間に介挿された電源コンデンサとを具備する。

この態様によれば、上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードの電位にコンデンサの充電電圧を加算した電位をダイオードを介して電源コンデンサに与えるため、上アームのスイッチング素子が継続してオンする場合においても電源コンデンサに電荷を充電することができ、上アーム駆動回路に安定した電源電圧を供給することができる。

この発明の一実施形態である電力変換装置の駆動回路を含む電動機駆動システム１の構成を示す回路図である。 同電動機駆動システム１の駆動回路６１の構成を示す回路図である。 同駆動回路６１における電圧検出器７３の構成を示す回路図である。 同駆動回路６１における第１電源制御回路７１の構成を示す回路図である。 同駆動回路６１における第２電源制御回路７２の構成を示す回路図である。 同駆動回路６１の動作を示すタイムチャートである。 同駆動回路６１における上アームのＩＧＢＴ１１がオンのときの動作について説明する回路図である。 同駆動回路６１における下アームのＩＧＢＴ１２がオンのときの動作について説明する回路図である。 同駆動回路６１におけるスイッチング素子ＳＷ２の動作について説明する回路図である。 同駆動回路６１におけるスイッチング素子ＳＷ２の動作について説明する回路図である。 従来のブートストラップ型駆動回路の構成を示す回路図である。 特許文献１に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。 特許文献２に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。 特許文献３に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。 特許文献４に開示された駆動回路の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
＜実施形態＞
図１は、この発明の一実施形態による電力変換装置の駆動回路を含む電動機駆動システム１の構成を示す回路図である。図１に示すように、電動機駆動システム１は、直流電源２、インバータ３、電動機４、電動機制御装置５、電圧検出器７、電流検出器８ｕおよび８ｗ、フォトカプラ６ａ〜６ｆおよび本実施形態による駆動回路６１〜６３を含んでいる。

インバータ３は、直流電源２の直流電圧ＶＰＮをＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの３相交流電圧に変換する電力変換装置である。インバータ３は、スイッチング素子（本実施形態ではＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ））１１〜１６および還流ダイオード２１〜２６を含んでいる。ＩＧＢＴ１１のコレクタは直流電源２の正極に接続された高電位側直流母線Ｐに接続され、ＩＧＢＴ１２のエミッタは直流電源２の負極に接続された低電位側直流母線Ｎに接続されている。そして、ＩＧＢＴ１１のエミッタはＩＧＢＴ１２のコレクタと接続されており、この接続点はＵ相電圧Ｖｕを出力する出力ノードＮｕとして機能する。還流ダイオード２１および２２は、ＩＧＢＴ１１および１２に対して各々逆並列に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１１および還流ダイオード２１はＵ相電圧Ｖｕを出力するためのＵ相上アームを構成しており、ＩＧＢＴ１２および還流ダイオード２２はＵ相電圧Ｖｕを出力するためのＵ相下アームを構成している。同様にして、ＩＧＢＴ１３および還流ダイオード２３はＶ相上アームを、ＩＧＢＴ１４および還流ダイオード２４はＶ相下アームを、ＩＧＢＴ１５および還流ダイオード２５はＷ相上アームを、ＩＧＢＴ１６および還流ダイオード２６はＷ相下アームを各々構成している。

駆動回路６１は、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ１１およびＵ相下アームのＩＧＢＴ１２の各ゲートに信号を各々供給してＵ相上アームのＩＧＢＴ１１およびＵ相下アームのＩＧＢＴ１２を各々オン／オフさせる回路である。

駆動回路６１は、上アーム駆動回路３１、下アーム駆動回路３２、下アーム駆動電源４１および上アーム駆動電源５１を含んでいる。上アーム駆動回路３１は、電動機制御装置５からフォトカプラ６ａを介して送られるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）信号に基づいて、ＩＧＢＴ１１をオン／オフさせる信号をＩＧＢＴ１１のゲートに供給する回路である。この上アーム駆動回路３１の低電位電源ノードは出力ノードＮｕに接続されている。下アーム駆動回路３２は、電動機制御装置５からフォトカプラ６ｂを介して送られるＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴ１２をオン／オフさせる信号をＩＧＢＴ１２のゲートに供給する回路である。この下アーム駆動回路３２の低電位電源ノードは低電位側直流母線Ｎに接続されている。下アーム駆動電源４１は、下アーム駆動回路３２を作動させるための直流電源である。下アーム駆動回路３２の高電位電源ノードは下アーム駆動電源４１の正極に接続され、低電位電源ノードは負極に接続されている。上アーム駆動電源５１は、下アーム駆動電源４１の出力電圧に基づいて、上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードおよび低電位電源ノード間に電源電圧を発生する電源である。上アーム駆動電源５１については、後に詳述する。

駆動回路６２は、Ｖ相上アームのＩＧＢＴ１３およびＶ相下アームのＩＧＢＴ１４の各ゲートに信号を供給する回路であり、駆動回路６３は、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ１５およびＷ相下アームのＩＧＢＴ１６の各ゲートに信号を供給する回路である。これらの駆動回路６２および６３は、それぞれ駆動回路６１と同様の構成をしている。そして、駆動回路６２は、上アーム駆動回路３３を作動させるための上アーム駆動電源５２を含んでおり、駆動回路６３は、上アーム駆動回路３５を作動させるための上アーム駆動電源５３を含んでいる。

インバータ３のＵ相出力ノードＮｕ、Ｖ相出力ノードＮｖおよびＷ相出力ノードＮｗには、電動機４が接続される。電動機４は、例えば誘導電動機である。

電流検出器８ｕは、インバータ３から電動機４に供給されるＵ相電流ｉｕを検出する装置であり、電流検出器８ｗは、インバータ３から電動機４に供給されるＷ相電流ｉｗを検出する装置である。

電圧検出器７は、直流電源２の直流電圧ＶＰＮを検出する装置である。電圧検出器７は、直流電源２の高電位側直流母線Ｐと低電位側直流母線Ｎとの間に直列に介挿されたｎ個（ｎは複数）の分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎと、入力端が分圧抵抗Ｒａｎの両端に各々接続された絶縁アンプ９２とを含んでいる。絶縁アンプ９２は、分圧抵抗Ｒａｎの両端の電圧から直流電圧ＶＰＮを検出し、直流電圧検出値ＶＰＮｄｅｔを電動機制御装置５に出力する。

電動機制御装置５は、電流検出器８ｕおよび８ｗにより検出されるＵ相電流検出値ｉｕｄｅｔおよびＷ相電流検出値ｉｗｄｅｔ、電圧検出器７により検出される直流電源２の電圧検出値ＶＰＮｄｅｔおよび外部から供給される速度指令Ｎ＊の各情報を受け取り、これらの情報から公知の速度制御アルゴリズムなどに従ってＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をフォトカプラ６ａ〜６ｆに出力する。

フォトカプラ６ａ〜６ｆは、電動機制御装置５から送られる電気信号（ＰＷＭ信号）を各々光信号に変換し、変換された光信号を受光素子で受光して再度電気信号（ＰＷＭ信号）に変換する装置である。フォトカプラ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅおよび６ｆにて再変換された電気信号（ＰＷＭ信号）は、各々上アーム駆動回路３１、下アーム駆動回路３２、上アーム駆動回路３３、下アーム駆動回路３４、上アーム駆動回路３５および下アーム駆動回路３６に送られる。

本実施形態による電動機駆動システム１の特徴は、上アーム駆動電源５１、５２および５３にある。上アーム駆動電源５１〜５３は全て同じ構成であるため、上アーム駆動電源５１〜５３を代表して上アーム駆動電源５１について説明する。また、以後、１相（Ｕ相）について説明するため、電動機駆動システム１の各構成要素についてＵ相という文言を説明の便宜のため省略する。

図２は、図１の電動機駆動システム１の１相（例えばＵ相とする）のみに関連した各要素を抜き出して表示した回路図である。下アーム駆動電源４１は、下アーム駆動回路３２の電源電圧Ｖｃｃ１を発生する電源である。また、上アーム駆動電源５１は、下アーム駆動電源４１の出力電圧Ｖｃｃ１を利用して上アーム駆動回路３１の電源電圧Ｖｃｃ２を生成する電源である。

上アーム駆動電源５１について詳細に説明する。図２に示すように、上アーム駆動電源５１は、ダイオードＤ１、インダクタＬ、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、スイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ２、ブートストラップコンデンサＣｂ、ブートストラップダイオードＤｂ、ダイオードＤ３、電圧検出器７３、第１電源制御回路７１および第２電源制御回路７２を含んでいる。本実施形態における上アーム駆動電源５１は、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２のオン／オフを制御することで、下アーム駆動電源４１に基づいて上アーム駆動回路３１の電源電圧Ｖｃｃ２を生成するとともにブートストラップコンデンサＣｂに電荷を充電する。

上アーム駆動電源５１の各構成要素について説明する。ダイオードＤ１のアノードは、下アーム駆動電源４１の正極に接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとの間には、インダクタＬが介挿されている。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２のカソードと、ダイオードＤ１のカソードとインダクタＬの接続ノードとの間に介挿されている。スイッチング素子ＳＷ１は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：金属−酸化膜−半導体構造の電界効果トランジスタ）であり、ダイオードＤ２のアノードとインダクタＬの接続ノードと、下アーム駆動電源４１の負極との間に介挿されている。

上アーム駆動電源５１では、スイッチング素子ＳＷ１がオンすると、下アーム駆動電源４１、ダイオードＤ１、インダクタＬおよびスイッチング素子ＳＷ１からなる第１の閉回路に沿って下アーム駆動電源４１からインダクタＬに電流が流れ、インダクタＬに電磁エネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、インダクタＬ、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２からなる第２の閉回路に沿ってインダクタＬからコンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２に電荷が充電される。これにより、コンデンサＣ２の両端には、下アーム駆動電源４１に基づいた充電電圧Ｖｃ２が発生する。

第１電源制御回路７１は、スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフの制御を行う回路である。第１電源制御回路７１によるスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ制御については、後に詳述する。

電圧検出器７３は、コンデンサＣ２の充電電圧を検出する回路である。電圧検出結果は、第１電源制御回路７１におけるスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフの制御に利用される。電圧検出器７３については、後に詳述する。

スイッチング素子ＳＷ２は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、直流電源２の正極に接続された高電位側直流母線Ｐ（すなわち上アームのＩＧＢＴ１１の高電位電源ノード）と、ダイオードＤ１とインダクタＬとコンデンサＣ２の接続ノード（すなわちノードＮ３）との間に介挿されている。

上アーム駆動電源５１では、スイッチング素子ＳＷ２がオンすると、ノードＮ３と高電位側直流母線Ｐとが短絡される。これにより、ノードＮ３の電位は、高電位側直流母線Ｐの電位（以下、Ｐ電位という）となる。そして、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２の接続ノード（すなわちノードＮ４）の電位は、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位となる。

第２電源制御回路７２は、スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフの制御を行う回路である。第２電源制御回路７２によるスイッチング素子ＳＷ２のオン／オフ制御については、後に詳述する。

ダイオードＤ３のアノードは、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２の接続ノード（すなわちノードＮ４）に接続されており、ダイオードＤ３のカソードは、上アーム駆動回路３１の高電位電源ノード（すなわちノードＮ５）に接続されている。また、ブートストラップコンデンサＣｂは、上アーム駆動回路３１の高電位電源ノード（すなわちノードＮ５）と低電位電源ノード（すなわち出力ノードＮｕ）との間に介挿されている。

本実施形態では、上アームのＩＧＢＴ１１およびスイッチング素子ＳＷ２が各々オンした場合、直列に接続されたコンデンサＣ２、ダイオードＤ３、上アーム駆動回路３１、上アームのＩＧＢＴ１１およびスイッチング素子ＳＷ２は、第３の閉回路を形成する。このとき、出力ノードＮｕの電位およびノードＮ３の電位は各々Ｐ電位となる。そして、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位（ノードＮ４の電位）が、ダイオードＤ３を介して、上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えられる。すなわち、コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２が上アーム駆動回路５１の電源電圧Ｖｃｃ２となる。また、本実施形態では、第３の閉回路が形成されるとき、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位（ノードＮ４の電位）が、上アーム駆動回路３１に並列に接続されたブートストラップコンデンサＣｂにも与えられる。すなわち、コンデンサＣ２からブートストラップコンデンサＣｂに電荷が充電され、ブートストラップコンデンサＣｂの両端には充電電圧Ｖｃｂが発生する。

ブートストラップダイオードＤｂのアノードは、下アーム駆動電源４１の正極に接続されており、ブートストラップダイオードＤｂのカソードは、上アーム駆動回路３１の高電位側電源ノードに接続されている。

本実施形態では、下アームのＩＧＢＴ１２がオンして出力ノードＮｕが低電位側直流母線Ｎの電位（以下、Ｎ電位という）であるとき、下アーム駆動電源４１の正極の電位を、ブートストラップダイオードＤｂを介して上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与える。すなわち、下アーム駆動電源４１の出力電圧Ｖｃｃ１がそのまま上アーム駆動回路３１の電源電圧Ｖｃｃ２となる。また、このとき、下アーム駆動電源４１の正極の電位がブートストラップコンデンサＣｂにも与えられる。すなわち、下アーム駆動電源４１からブートストラップコンデンサＣｂに電荷が充電され、ブートストラップコンデンサＣｂの両端には充電電圧Ｖｃｂが発生する。

また、本実施形態による上アーム駆動電源５１では、ダイオードＤ３およびブートストラップダイオードＤｂは、ブートストラップコンデンサＣｂの電荷がコンデンサＣ２および下アーム駆動電源４１に向かって逆に移動することを防止する役割を担っている。上アーム駆動回路３１の高電位電源ノード（ノードＮ５）の電位がノードＮ４の電位および下アーム駆動電源４１の正極の電位よりも高いとき、ダイオードＤ３およびブートストラップダイオードＤｂは各々オフするため、ブートストラップコンデンサＣｂには電荷が充電されない。このとき、ブートストラップコンデンサＣｂの電荷は、上アーム駆動回路３１によって放電される。この結果、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧Ｖｃｂ（すなわち、上アーム駆動回路３１の電源電圧Ｖｃｃ２）は時間経過に従って低下する。
以上が、上アーム駆動回路５１の構成である。

次に、電圧検出器７３について詳細に説明する。電圧検出器７３は、コンデンサＣ２の充電電圧（両端の電圧）、すなわち、ノードＮ４およびＮ３間の電圧を検出する回路であり、第１電源制御回路７１におけるスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフの制御にコンデンサＣ２の両端の電圧を反映させるために設けられている。

図３は、電圧検出器７３の構成を示す回路図である。図３では、コンデンサＣ２を、Ｐ電位に加算する充電電圧Ｖｃ２を発生する電源Ｃ２’（以下、単に電源Ｃ２’という）として表示している。この電源Ｃ２’の両端の電圧が電圧検出器７３の検出対象となる。図３に示すように、高電位側直流母線Ｐ（すなわち、上アームのＩＧＢＴ１１の高電位電源ノード）と低電位側直流母線Ｎ（すなわち、下アームのＩＧＢＴ１２の低電位電源ノード）との間にはｎ個（ｎは複数）の分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎが直列に介挿されている。この分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎは、上アームのＩＧＢＴ１１の高電位電源ノードと下アームのＩＧＢＴ１２の低電位電源ノードとの間の電圧（直流電源２の電圧ＶＰＮ）を分圧する分圧回路として機能する。また、電源Ｃ２’の負極は高電位側直流母線Ｐ（すなわち、上アームのＩＧＢＴ１１の高電位電源ノード）に接続され、電源Ｃ２’の正極と低電位側直流母線Ｎ（すなわち、下アームのＩＧＢＴ１２の低電位電源ノード）との間にはｎ個の分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎが直列に介挿されている。この分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎは、上アームのＩＧＢＴ１１の高電位電源ノードと下アームのＩＧＢＴ１２の低電位電源ノードとの間の電圧（直流電源２の電圧ＶＰＮ）にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電圧を分圧する分圧回路として機能する。また、分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの数と分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎの数は同数（ｎ個）としている。

本実施形態による電圧検出器７３では、分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎによる分圧比と分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎによる分圧比とが同一となるように各抵抗値を決定している。より詳細に説明すると、直流電源２の電圧ＶＰＮを分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを用いて分圧したときの低電位側直流母線Ｎに接続された分圧抵抗Ｒａｎの両端の電圧Ｖａは、以下の式（１）で表すことができる。

同様に、直流電源２の電圧ＶＰＮと電源Ｃ２’の電圧Ｖｃ２とを加算した電圧を分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎを用いて分圧したときの低電位側直流母線Ｎに接続された分圧抵抗Ｒｂｎの両端の電圧Ｖｂは、以下の式（２）で表すことができる。

本実施形態では、分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎの各々の抵抗値と、それに対応する分圧抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂｎの各々の抵抗値とを同一とすることにより、上記式（１）におけるＶＰＮの分圧比（係数）と式（２）におけるＶＰＮ＋Ｖｃ２の分圧比（係数）とを同一にしている。以下では、この分圧比をＲＤＩＶとする。

また、図３に示すように、分圧抵抗Ｒａｎと分圧抵抗Ｒａｎ−１との接続ノードＮａは、抵抗Ｒ１を介して演算増幅器９１の反転入力端子に接続されており、分圧抵抗Ｒｂｎと分圧抵抗Ｒｂｎ−１との接続ノードＮｂは、抵抗Ｒ２を介して演算増幅器９１の非反転入力端子に接続されている。また、演算増幅器９１の出力端子と非反転入力端子との間には抵抗Ｒ４が介挿されており、演算増幅器９１の非反転入力端子と低電位側直流母線Ｎとの間には抵抗Ｒ３が介挿されている。本実施形態による電圧検出器７３では、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の各抵抗値の間にＲ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４の関係がある。このため、演算増幅器９１および抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、ノードＮｂの電圧ＶｂとノードＮａの電圧Ｖａとの差分（すなわち上記式（２）と上記式（１）との差分）を算出する差分増幅回路として機能する。より詳細に説明すると、演算増幅器９１は、電圧Ｖｂと電圧Ｖａとの差分に係数Ｒ４／Ｒ１（＝Ｒ３／Ｒ２）を乗算した電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔ＝（Ｒ４／Ｒ１）・（Ｖｂ−Ｖａ）を出力する。本実施形態による電圧検出器７３では、係数Ｒ４／Ｒ１（＝Ｒ３／Ｒ２）が式（１）および（２）における分圧比の逆数１／ＲＤＩＶとなるように抵抗Ｒ１〜Ｒ４の各抵抗値が決められているため、電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔは、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を示す値となる。

また、図３に示す回路において、分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎおよび絶縁アンプ９２は、直流電源２の電圧ＶＰＮを検出する電圧検出器７に相当する（図１参照）。すなわち、コンデンサＣ２の両端の電圧を検出するのに用いる分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎは、直流電源２の電圧ＶＰＮを検出する電圧検出器７の分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎをそのまま利用している。このように、本実施形態による電圧検出器７３では、電圧検出器７と分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを共有することにより部品点数を削減している。

次に、第１電源制御回路７１について詳細に説明する。図４は、第１電源制御回路７１の構成を示す回路図である。第１電源制御回路７１は、電圧検出器７３により検出したコンデンサＣ２の両端の電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔとコンデンサＣ２の両端の電圧を指示する電圧指令Ｖｃ２＊とに基づいてスイッチング素子ＳＷ１をオン／オフするための信号であるＳＷ１ゲート信号を生成する回路である。

図４に示すように、第１電源制御回路７１は、減算器８５、比例積分調節器８６、三角波発生器８７、コンパレータ８８を含んでいる。減算器８５は、コンデンサＣ２の両端の電圧指令Ｖｃ２＊から電圧検出器７３により検出したコンデンサＣ２の両端の電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔを減算する装置である。比例積分調節器８６は、減算器８５の減算結果である電圧指令Ｖｃ２＊と電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔとの差に対して比例要素と積分要素を作用させ、差分Ｖｃ２＊−Ｖｃ２ｄｅｔを時間軸上で均した信号ＰＩ・（Ｖｃ２＊−Ｖｃ２ｄｅｔ）を出力する装置である。三角波発生器８７は、ＳＷ１ゲート信号を発生させるための三角波信号を発生する装置である。三角波信号は、ＩＧＢＴ１１〜１６のオン／オフの周波数よりも高い周波数（例えば４００ｋＨｚ）を有する。コンパレータ８８は、比例積分調節器８６が出力する信号ＰＩ・（Ｖｃ２＊−Ｖｃ２ｄｅｔ）と三角波発生器８７が出力する三角波信号ＴＲとを比較して、ＴＲ＜ＰＩ・（Ｖｃ２＊−Ｖｃ２ｄｅｔ）である期間だけＨレベルとなるパルス状のＳＷ１ゲート信号を出力する装置である。このＳＷ１ゲート信号は、スイッチング素子ＳＷ１のゲートおよび第２電源制御回路７２に送られる。

本実施形態における第１電源制御回路７１によると、電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔが電圧指令Ｖｃ２＊よりも低くなると、スイッチング素子ＳＷ１をオンさせるＳＷ１ゲート信号のパルス幅が増加し、スイッチング素子ＳＷ１がオンである間にインダクタＬに蓄積されるエネルギーが増加する。これにより、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２は上昇し、その電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔと電圧指令Ｖｃ２＊との差が小さくなる。一方、電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔが電圧指令Ｖｃ２＊よりも高くなると、スイッチング素子ＳＷ１をオンさせるＳＷ１ゲート信号のパルス幅が減少し、スイッチング素子ＳＷ１がオンである間にインダクタＬに蓄積されるエネルギーが減少する。これにより、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２は下降し、その電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔと電圧指令Ｖｃ２＊との差が小さくなる。このように、本実施形態では、電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔを電圧指令Ｖｃ２＊にフィードバックすることにより、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を電圧指令Ｖｃ２＊に追従させている。そして、電圧指令Ｖｃ２＊を所要の値に設定することによりコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を所要の電圧とすることができ、上アーム駆動電源５１の出力電圧Ｖｃｃ２を所要の電圧とすることができる。

次に、第２電源制御回路７２について詳細に説明する。図５は第２電源制御回路７２の構成を示す回路図である。第２電源制御回路７２は、上アーム駆動回路３１から出力される信号（以下、上アームゲート信号という）と第１電源制御回路７１から送られるＳＷ１ゲート信号とからスイッチング素子ＳＷ２をオン／オフするための信号であるＳＷ２ゲート信号を生成する回路である。図５に示すように、第２電源制御回路７２は、論理積回路８１および論理反転回路８２を含んでいる。論理反転回路８２は、第１電源制御回路７１から送られるＳＷ１ゲート信号のＨレベルとＬレベルを反転させて論理積回路８１に出力する。論理積回路８１は、論理反転回路８２から出力される信号と上アーム駆動回路３１から出力される上アームゲート信号との論理積演算を行い、演算結果をＳＷ２ゲート信号として出力する。第２電源制御回路７２は、論理積回路８１から出力されるＳＷ２ゲート信号をスイッチング素子ＳＷ２のゲートに供給し、スイッチング素子ＳＷ２をオン／オフさせる。

図２〜５を参照して駆動回路６１について説明したが、駆動回路６２および駆動回路６３についても駆動回路６１と同様である。
以上が、電動機駆動システム１の構成である。

次に、駆動回路６１の動作について説明する。図６は、駆動回路６１の動作を示すタイムチャートである。図６に示すように、ＳＷ１ゲート信号は、上アームのＩＧＢＴ１１に供給する上アームゲート信号の周期よりも短い周期で、ＨレベルおよびＬレベル（スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフ）を繰り返している。また、ＳＷ２ゲート信号は、上アームゲート信号がＨレベル（ＩＧＢＴ１１がオン）であり、かつ、ＳＷ１ゲート信号がＬレベル（スイッチング素子ＳＷ１がオフ）のときにＨレベル（スイッチング素子ＳＷ２がオン）となり、その他の場合にはＬレベル（スイッチング素子ＳＷ２がオフ）となっている。

まず、上アームゲート信号がＨレベル（上アームのＩＧＢＴ１１がオン）であるときの動作について図７を参照して説明する。図７の回路構成は図２と同様である。上アームのＩＧＢＴ１１がオンのとき、出力ノードＮｕ、すなわち、上アーム駆動回路３１の低電位電源ノードの電位はＰ電位となる。

ＨレベルのＳＷ１ゲート信号が第１電源制御回路７１からスイッチング素子ＳＷ１のゲートに送られスイッチング素子ＳＷ１がオンすると第１の閉回路が形成され、下アーム駆動電源４１→ダイオードＤ１→インダクタＬ→スイッチング素子ＳＷ１→下アーム駆動電源４１の電流経路ＣＰ１に沿った電流が流れ、インダクタＬに下アーム駆動電源４１の電圧Ｖｃｃ１に基づいた電磁エネルギーが蓄積される。その後、ＬレベルのＳＷ１ゲート信号が第１電源制御回路７１からスイッチング素子ＳＷ１のゲートに送られスイッチング素子ＳＷ１がオフすると共に、ＨレベルのＳＷ２ゲート信号が第２電源制御回路７２からスイッチング素子ＳＷ２のゲートに送られスイッチング素子ＳＷ２がオンする。スイッチング素子ＳＷ２がオンすると、ノードＮ３の電位がＰ電位となる。また、スイッチング素子ＳＷ１がオフすると第１の閉回路は開放されて電流経路ＣＰ１に沿った電流は流れなくなる。そして、インダクタＬは蓄積した電磁エネルギーを放出し、第２の閉回路におけるインダクタＬ→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→インダクタＬの電流経路ＣＰ２に沿った電流が流れ、コンデンサＣ２に電荷が充電される。これにより、ノードＮ４の電位は、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位となる。

この上アームのＩＧＢＴ１１がオンでありスイッチング素子ＳＷ１がオフでありスイッチング素子ＳＷ２がオンであるとき、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３、上アーム駆動回路３１、ＩＧＢＴ１１およびスイッチング素子ＳＷ２を含む第３の閉回路が形成される。そして、ノードＮ４の電位、すなわちＰ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位が、ダイオードＤ３を介して上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えられる。この間、上アーム駆動回路３１は、コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を電源電圧Ｖｃｃ２として作動する。

また、このとき、コンデンサＣ２→ダイオードＤ３→ブートストラップコンデンサＣｂ→出力ノードＮｕ→ＩＧＢＴ１１→スイッチング素子ＳＷ２→コンデンサＣ２の電流経路ＣＰ３が形成される。そして、コンデンサＣ２（すなわち、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２が加算された電位を有するノードＮ４）から電流経路ＣＰ３に沿った電流が流れ、ブートストラップコンデンサＣｂに電荷が充電される。これにより、上アームのＩＧＢＴ１１がオンであるとき（すなわち上アーム駆動回路３１の低電位電源ノードの電位がＰ電位であるとき）においても、ブートストラップコンデンサＣｂに電荷が充電され、ブートストラップコンデンサＣｂに充電電圧Ｖｃｂが発生する。

上アームのＩＧＢＴ１１がオンのときにＳＷ１ゲート信号がＬレベルからＨレベルに再度変化すると、スイッチング素子ＳＷ１はオフからオンになり、それとともに、ＳＷ２ゲート信号がＨレベルからＬレベルに変化しスイッチング素子ＳＷ２はオンからオフになる。スイッチング素子ＳＷ１がオンとなりスイッチング素子ＳＷ２がオフとなると、電流経路ＣＰ２に沿った電流は流れなくなり、再度電流経路ＣＰ１に沿った電流が流れインダクタＬに電磁エネルギーが蓄積される。このとき、スイッチング素子ＳＷ２がオフであることによりノードＮ３は高電位側直流母線Ｐから絶縁される。一方、出力ノードＮｕはＰ電位であるため、ノードＮ４の電位よりノードＮ５の電位が高くなりダイオードＤ３がオフする。このため、電流経路ＣＰ３に沿った電流は流れず、コンデンサＣ２からブートストラップコンデンサＣｂへの電荷の充電は行われなくなる。また、ノードＮ５の電位は下アーム駆動電源の正極の電位よりも高いためブートストラップダイオードＤｂもオフする。これらより、ブートストラップコンデンサＣｂの電荷は、上アーム駆動回路３１によって放電される。この間、上アーム駆動回路３１は、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧Ｖｃｂを電源電圧Ｖｃｃ２として作動する。

そして、上アームのＩＧＢＴ１１がオンしている間、上アーム駆動電源５１は、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２を各々交互にオン／オフする動作を繰り返す。これにより、ブートストラップコンデンサＣｂは、電荷の充電および放電を繰り返し、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧Ｖｃｂは、所定の範囲内で上昇および下降を繰り返す。すなわち、上アーム駆動電源５１の電源電圧Ｖｃｃ２は所定の範囲内の値に維持される。

次に、下アームのＩＧＢＴ１２に供給する下アームゲート信号がＨレベル（下アームのＩＧＢＴ１２がオン）であるときの動作について図８を参照して説明する。図８の回路構成は図２と同様である。下アームのＩＧＢＴ１２がオンのとき、出力ノードＮｕ、すなわち、上アーム駆動回路３１の低電位電源ノードの電位はＮ電位となる。

下アームのＩＧＢＴ１２がオンのとき、ＳＷ２ゲート信号は常にＬレベルであり、スイッチング素子ＳＷ２は常にオフしているため、ノードＮ３は、高電位側直流母線Ｐから常に絶縁されている。この場合、ノードＮ４の電位およびノードＮ５の電位より下アーム駆動電源４１の正極の電位が高くなるため、ブートストラップダイオードＤｂがオンする。そして、下アーム駆動電源４１の正極の電位が上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えられる。この間、上アーム駆動回路３１は、下アーム駆動電源４１の電圧Ｖｃｃ１を電源電圧Ｖｃｃ２として作動する。

また、ブートストラップダイオードＤｂがオンすると、下アーム駆動電源４１→ブートストラップダイオードＤｂ→ブートストラップコンデンサＣｂ→出力ノードＮｕ→ＩＧＢＴ１２→下アーム駆動電源４１の電流経路ＣＰ４が形成される。そして、下アーム駆動電源４１から電流経路ＣＰ４に沿った電流が流れブートストラップコンデンサＣｂに電荷が充電される。下アームのＩＧＢＴ１２がオンのときは常にブートストラップコンデンサＣｂに電荷が充電されるため、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧Ｖｃｂは所定の値に維持される。

次に、図６のタイムチャートに示すように、上アームゲート信号がＨレベル（ＩＧＢＴ１１がオン）であり、かつ、ＳＷ１ゲート信号がＬレベル（スイッチング素子ＳＷ１がオフ）のとき以外の場合にＳＷ２ゲート信号をＬレベル（スイッチング素子ＳＷ２をオフ）とした理由について説明する。

上アームゲート信号がＨレベル（ＩＧＢＴ１１がオン）、ＳＷ１ゲート信号がＨレベル（スイッチング素子ＳＷ１がオン）であるときにＳＷ２ゲート信号をＨレベル（スイッチング素子ＳＷ２をオン）とした場合について図９を参照して説明する。図９に示すように、この場合には、直流電源２→直流電源２の高電位側直流母線Ｐ→スイッチング素子ＳＷ２→インダクタＬ→スイッチング素子ＳＷ１→直流電源２の低電位側直流母線Ｎ→直流電源２の電流経路ＣＰ５に直流電源２の電圧ＶＰＮによる電流が流れる。この電流経路ＣＰ５に電流が流れると、インダクタＬには、直流電源２の電圧ＶＰＮが印加される。この場合、インダクタＬを直流電源２の電圧ＶＰＮ以上の耐圧性能を有するインダクタにする必要があり、インダクタＬの部品コストが上昇することとなる。このため、上アームのＩＧＢＴ１１がオンであり、スイッチング素子ＳＷ１がオンである場合には、電流経路ＣＰ５の電流が流れないようにスイッチング素子ＳＷ２をオフする。

また、下アームゲート信号がＨレベル（ＩＧＢＴ１２がオン）であるときにＳＷ２ゲート信号をＨレベル（スイッチング素子ＳＷ２をオン）とした場合について図１０を参照して説明する。図１０に示すように、この場合には、直流電源２→直流電源２の高電位側直流母線Ｐ→スイッチング素子ＳＷ２→コンデンサＣ２→ダイオードＤ３→ブートストラップコンデンサＣｂ→出力ノードＮｕ→ＩＧＢＴ１２→直流電源２の低電位側直流母線Ｎ→直流電源２の電流経路ＣＰ６に直流電源２の電圧ＶＰＮによる電流が流れる。この電流経路ＣＰ６に電流が流れると、上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードにはＰ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位が与えられる。下アームのＩＧＢＴ１２がオンのときは、上アーム駆動回路３１の低電位電源ノードはＮ電位であるため、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位とＮ電位との電位差が上アーム駆動回路３１に与えられることとなる。この場合、所要以上の電位差が上アーム駆動回路３１に印加されるため、上アーム駆動回路３１が破損する恐れがある。このため、下アームのＩＧＢＴ１２がオンである場合には、電流経路ＣＰ６の電流が流れないようにスイッチング素子ＳＷ２をオフする。

これらより、上アームのＩＧＢＴ１１がオンであり、かつ、スイッチング素子ＳＷ１がオフのときにのみスイッチング素子ＳＷ２をオンし、その他の場合にはスイッチング素子ＳＷ２をオフする。

このように、本実施形態による電動機駆動システム１の駆動回路６１は、上アームのＩＧＢＴ１１がオンのとき、スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフにより、下アーム駆動電源４１からインダクタＬに電流を流す動作とインダクタＬからコンデンサＣ２に電流を流す動作とを交互に繰り返してコンデンサＣ２の両端に下アーム駆動電源４１の電圧Ｖｃｃ１に基づいた充電電圧Ｖｃ２を発生する動作と、スイッチング素子ＳＷ２のオン／オフにより、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算する動作とを行う。そして、Ｐ電位にコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２を加算した電位を上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えると共にブートストラップコンデンサＣｂに電荷を充電する動作と、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧Ｖｃｂを上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与える動作とを繰り返す。また、下アームのＩＧＢＴ１２がオンのとき、下アーム駆動電源４１の正極の電位を上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えると共にブートストラップコンデンサＣｂに電荷を充電する動作を行う。下アーム駆動電源４１に基づいて生成した電位を上アーム駆動回路３１の高電位電源ノードに与えるとともに、上アームのＩＧＢＴ１１がオンのときにおいてもブートストラップコンデンサＣｂに電荷を充電するため、上アーム駆動回路のための電源として、下アーム駆動電源４１から絶縁された別個のフローティング電源を設けることなく、上アームのＩＧＢＴ１１および下アームのＩＧＢＴ１２の各々のオン／オフの状態によらず上アーム駆動回路３１に安定した電源電圧を供給することができる。そして、上アームのＩＧＢＴ１１が継続してオンとなる場合でも、上アーム駆動回路３１の電源電圧Ｖｃｃ２の低下を防止することができ、電動機４を安定して運転することができる。

また、本実施形態による電動機駆動システム１の駆動回路６１では、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を電圧検出器７３により検出し、その電圧検出値Ｖｃ２ｄｅｔをコンデンサＣ２の両端の電圧指令値Ｖｃ２＊にフィードバックしてスイッチング素子ＳＷ１のオン／オフを制御しているため、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２、すなわち上アーム駆動電源５１の出力電圧Ｖｃｃ２が安定するという効果も奏する。

また、本実施形態による電動機駆動システム１の駆動回路６１では、上アーム駆動電源５１を構成する回路において発生する損失が少ないため、駆動回路６１を小型化することができるという効果も奏する。

また、本実施形態による電動機駆動システム１の駆動回路６１では、コンデンサＣ２の両端の電圧を検出する電圧検出器７３と直流電源２の両端の電圧を検出する電圧検出器７とにおいて分圧抵抗Ｒａ１〜Ｒａｎを共有しているため、駆動回路６１を低価格化および小型化することができるという効果も奏する。

なお、駆動回路６１について説明したが、駆動回路６２および駆動回路６３についても駆動回路６１と同様である。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）本実施形態による電動機駆動システム１では、各相の下アーム駆動電源４１、４２および４３はそれぞれ別個の電源としていた。しかし、各相のうちのいずれか２相の下アーム駆動電源を共通の電源としても良いし、全ての相の下アーム駆動電源を共通の電源としても良い。

（２）本実施形態による電動機駆動システム１では、本実施形態による駆動回路をＵ相、Ｖ相およびＷ相の全ての相に適用していた。しかし、本実施形態による駆動回路をＵ相、Ｖ相およびＷ相のいずれか１以上の相に適用するようにしても良い。

１…電動機駆動システム、２…直流電源、３…インバータ、４…電動機、５…電動機制御装置、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ…フォトカプラ、７，７３…電圧検出器、８ｕ，８ｗ…電流検出器、１１，１２，１３，１４，１５，１６…ＩＧＢＴ、２１，２２，２３，２４，２５，２６…還流ダイオード、３１，３３，３５…上アーム駆動回路、３２，３４，３６…下アーム駆動回路、４１，４２，４３…下アーム駆動電源、５１，５２，５３…上アーム駆動電源、６１，６２，６３…駆動回路、７１…第１電源制御回路、７２…第２電源制御回路、８１…論理積回路、８２…論理反転回路、８５…減算器、８６…比例積分調節器、８７…三角波発生器、８８…コンパレータ、９０…負荷、９１…演算増幅器、９２…絶縁アンプ、ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…ダイオード、Ｄｂ…ブートストラップダイオード、Ｃ２…コンデンサ，Ｃｂ…ブートストラップコンデンサ、Ｌ…インダクタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒａｎ，Ｒｂｎ…抵抗。

Claims (8)

1. 直列接続された上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子を含む電力変換装置の駆動回路において、
   前記下アームのスイッチング素子を駆動する駆動回路に電源電圧を供給する下アーム駆動電源を含む第１の閉回路内に直列に介挿されたインダクタおよび第１のスイッチと、
   前記インダクタを含む第２の閉回路内において前記インダクタと直列接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサ、前記上アームのスイッチング素子を駆動する上アーム駆動回路および前記上アームのスイッチング素子が直列に介挿された第３の閉回路内において、前記コンデンサと前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードとの間に介挿された第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチを繰り返しオン／オフさせることにより前記下アーム駆動電源から前記インダクタに電流を流す動作と、前記インダクタから前記コンデンサに充電電流を流す動作を交互に繰り返させる第１の電源制御回路と、
   前記第２のスイッチをオンさせることにより、前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードの電位に前記コンデンサの充電電圧を加算した電位を前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードに与える第２の電源制御回路と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置の駆動回路。
2. 前記第３の閉回路内において、アノードが前記コンデンサに接続され、カソードが前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードに接続されたダイオードと、
   前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードおよび低電位電源ノード間に介挿された電源コンデンサと、
   を具備することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の駆動回路。
3. アノードが前記下アーム駆動電源の正極に接続され、カソードが前記上アーム駆動回路の高電位電源ノードに接続された電源ダイオードを具備することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の駆動回路。
4. 前記第２の電源制御回路は、前記上アームのスイッチング素子がオンであり、かつ、前記第１のスイッチがオフである場合に前記第２のスイッチをオンする制御を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の電力変換装置の駆動回路。
5. 前記コンデンサの両端の電圧を検出する電圧検出手段であって、
   前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードと前記下アームのスイッチング素子の低電位電源ノードとの間の電圧を分圧する第１の分圧回路と、
   前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードと前記下アームのスイッチング素子の低電位電源ノードとの間の電圧に前記コンデンサの両端の電圧を加算した電圧を分圧する第２の分圧回路と、
   前記第１の分圧回路による分圧出力と前記第２の分圧回路による分圧出力との差分を算出する演算増幅器と、を具備する電圧検出手段
   を具備することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１の請求項に記載の電力変換装置の駆動回路。
6. 前記電圧検出手段は、
   前記第１の分圧回路による分圧比と、前記第２の分圧回路による分圧比とが同一であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置の駆動回路。
7. 前記電圧検出手段は、
   前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードと前記下アームのスイッチング素子の低電位電源ノードとの間に１または複数の抵抗を直列に介挿した前記第１の分圧回路の各々の抵抗値と、前記コンデンサと前記下アームのスイッチング素子の低電位電源ノードとの間に１または複数の抵抗を直列に介挿した前記第２の分圧回路の各々の抵抗値とが同一であることを特徴とする請求項５または６に記載の電力変換装置の駆動回路。
8. 前記電圧検出手段は、
   前記上アームのスイッチング素子の高電位電源ノードと前記下アームのスイッチング素子の低電位電源ノードとの間の電圧を検出する手段との間で前記第１の分圧回路を共有することを特徴とする請求項５〜７のいずれか１の請求項に記載の電力変換装置の駆動回路。
   

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