JP6577663B2 - コンバータおよびそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明はコンバータおよびそれを用いた電力変換装置に関し、特に、交流電圧を第１〜第３の直流電圧に変換するコンバータと、それを用いた電力変換装置に関する。

特開２０１１−７８２９６号公報（特許文献１）には、４つのトランジスタと６つのダイオードを備え、交流電圧を高電圧、低電圧、および中間電圧に変換するコンバータが開示されている。このコンバータでは、６つのダイオードのうちの逆回復動作する２つのダイオードをワイドバンドギャップ半導体で形成することにより、リカバリ損失の低減化が図られている。さらに、逆回復動作しない４つのダイオードをワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成することにより、低コスト化が図られている。

特開２０１１−７８２９６号公報

しかし、従来のコンバータでは、半導体素子の数が多いので、装置が大型化し、コスト高になるという問題があった。さらに、４つのトランジスタにおける損失が大きかった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、小型で低コストで低損失のコンバータと、それを用いた電力変換装置を提供することである。

この発明に係るコンバータは、入力端子に与えられる交流電圧を第１〜第３の直流電圧に変換してそれぞれ第１〜第３の出力端子に出力するコンバータであって、アノードおよびカソードがそれぞれ入力端子および第１の出力端子に接続された第１のダイオードと、アノードおよびカソードがそれぞれ第２の出力端子および入力端子に接続された第２のダイオードと、第１の出力端子および入力端子間に接続された第１のトランジスタと、入力端子および第２の出力端子間に接続された第２のトランジスタと、入力端子および第３の出力端子間に接続された第１の双方向スイッチとを備えたものである。第１の直流電圧は第２の直流電圧よりも高く、第３の直流電圧は第１および第２の直流電圧の中間電圧である。第１の双方向スイッチは第３〜第６のダイオードおよび第３のトランジスタを含む。第３および第４のダイオードのアノードはそれぞれ入力端子および第３の出力端子に接続され、それらのカソードはともに第３のトランジスタの第１の電極に接続される。第５および第６のダイオードのカソードはそれぞれ入力端子および第３の出力端子に接続され、それらのアノードはともに第３のトランジスタの第２の電極に接続される。第１のダイオード、第２のダイオード、および第３のトランジスタの各々はワイドバンドギャップ半導体で形成されている。第１のトランジスタ、第２のトランジスタ、および第３〜第６のダイオードの各々はワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成されている。

この発明に係るコンバータは、３つのトランジスタと６つのダイオードで構成される。したがって、従来よりも半導体素子の数が少ないので、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。さらに、逆回復動作する第１および第２のダイオードと大きな電流をスイッチングする第３のトランジスタとをワイドバンドギャップ半導体で形成したので、スイッチング損失およびリカバリ損失の低減化を図ることができる。逆回復動作しない第３〜第６のダイオードと小さな電流をスイッチングする第１および第２のトランジスタとをワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成したので、低コスト化を図ることができる。

この発明の実施の形態１によるコンバータの構成を示す回路図である。 図１に示したトランジスタを制御するＰＷＭ信号の波形を示すタイムチャートである。 図１に示したトランジスタのスイッチング損失を説明するためのタイムチャートである。 図１に示したコンバータに含まれる半導体モジュールの構成を示すブロック図である。 図１に示したコンバータを備えた無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置に含まれるインバータの構成を示す回路図である。 図６に示した４つのトランジスタを制御する４つのＰＷＭ信号の波形を示すタイムチャートである。 図６に示したインバータに流れる電流を説明するための回路図である。 図６に示したインバータに流れる電流を示すタイムチャートである。 図６に示したインバータに含まれる半導体モジュールの構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３による無停電電源装置に含まれるインバータの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４による無停電電源装置に含まれるインバータの構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１３に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。 図１３に示した双方向チョッパの構成を示す回路図である。

[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１によるコンバータの構成を示す回路図である。図１において、このコンバータは、入力端子Ｔ０、出力端子Ｔ１〜Ｔ３（第１〜第３の出力端子）、ダイオードＤ１〜Ｄ６（第１〜第６のダイオード）、およびトランジスタＱ１〜Ｑ３（第１〜第３のトランジスタ）を備える。

入力端子Ｔ０は、たとえば商用交流電源１０から商用周波数の交流電圧ＶＡＣを受ける。出力端子Ｔ１，Ｔ３には、それぞれバッテリＢ１の正極および負極が接続される。出力端子Ｔ３，Ｔ２には、それぞれバッテリＢ２の正極および負極が接続される。バッテリＢ１，Ｂ２の各々は直流電力を蓄える。バッテリＢ１とＢ２は同じ値の直流電圧に充電される。

出力端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の電圧をそれぞれ直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３とすると、Ｖ１＞Ｖ３＞Ｖ２となり、Ｖ３＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。このコンバータは、入力端子Ｔ０に印加された交流電圧ＶＡＣを直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に変換してそれぞれ出力端子Ｔ１〜Ｔ３に出力するものである。なお、出力端子Ｔ３を接地すれば、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ正電圧、負電圧、および０Ｖとなる。

ダイオードＤ１のアノードは入力端子Ｔ０に接続され、そのカソードは出力端子Ｔ１に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは出力端子Ｔ２に接続され、そのカソードは入力端子Ｔ０に接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは出力端子Ｔ１に接続され、そのエミッタは入力端子Ｔ０に接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは入力端子Ｔ０に接続され、そのエミッタは出力端子Ｔ２に接続されている。

ダイオードＤ３，Ｄ４のアノードはそれぞれ入力端子Ｔ０および出力端子Ｔ３に接続され、それらのカソードは互いに接続される。ダイオードＤ５，Ｄ６のカソードはそれぞれ入力端子Ｔ０および出力端子Ｔ３に接続され、それらのアノードは互いに接続される。

トランジスタＱ３のドレイン（第１の電極）はダイオードＤ３，Ｄ４のカソードに接続され、そのソース（第２の電極）はダイオードＤ５，Ｄ６のアノードに接続される。ダイオードＤ３〜Ｄ６およびトランジスタＱ３は、入力端子Ｔ０と出力端子Ｔ３の間に接続された第１の双方向スイッチを構成する。

ダイオードＤ１は、交流電圧ＶＡＣが正電圧である期間に、入力端子Ｔ０から出力端子Ｔ１に電流を流し、バッテリＢ１を充電させる。ダイオードＤ２は、交流電圧ＶＡＣが負電圧である期間に、出力端子Ｔ２から入力端子Ｔ０に電流を流し、バッテリＢ２を充電させる。

ダイオードＤ１，Ｄ２はバッテリＢ１，Ｂ２を充電させる電流を流すので、ダイオードＤ１，Ｄ２の定格電流は比較的大きな値に設定されている。ダイオードＤ１，Ｄ２の各々の定格電流は、たとえば６００Ａであり、ダイオードＤ３〜Ｄ６およびトランジスタＱ１〜Ｑ３の各々の定格電流よりも大きい。ダイオードＤ１，Ｄ２における損失を小さくするため、ダイオードＤ１，Ｄ２の各々は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）を用いて形成されており、たとえばショットキーバリアダイオードである。

バッテリＢ１，Ｂ２が接続されたモータのような負荷(図示せず)から電力が回生され、出力端子Ｔ１の電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒを超え、出力端子Ｔ２の電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒよりも低下する場合がある。定格電圧Ｖ１Ｒは、交流電圧ＶＡＣの正側ピーク電圧からダイオードＤ１のしきい値電圧を減算した電圧である。定格電圧Ｖ２Ｒは、交流電圧ＶＡＣの負側ピーク電圧にダイオードＤ２のしきい値電圧を加算した電圧である。

トランジスタＱ１は、出力端子Ｔ１の電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒを超えた場合に、出力端子Ｔ１から入力端子Ｔ０に電流を流し、出力端子Ｔ１の電圧Ｖ１を低下させる。トランジスタＱ２は、出力端子Ｔ２の電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒよりも低下した場合に、入力端子Ｔ０から出力端子Ｔ２に電流を流し、出力端子Ｔ２の電圧Ｖ２を上昇させる。

このコンバータは、回生電力が小さな電力変換装置（たとえば無停電電源装置）に使用されるので、トランジスタＱ１，Ｑ２の定格電流は比較的小さな値に設定されている。トランジスタＱ１，Ｑ２の各々の定格電流は、たとえば３００Ａであり、ダイオードＤ１〜Ｄ６およびトランジスタＱ３の各々の定格電流よりも小さい。トランジスタＱ１，Ｑ２の損失は小さいので、高価なワイドバンドギャップ半導体を使用してトランジスタＱ１，Ｑ２を形成する必要がない。そこで、装置の低コスト化を図るため、トランジスタＱ１，Ｑ２の各々は、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉ（シリコン）を用いて形成されており、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。

ダイオードＤ３〜Ｄ６およびトランジスタＱ３は、出力端子Ｔ３の電圧Ｖ３を電圧Ｖ１とＶ２の中間電圧に設定するための第１の双方向スイッチを構成する。ダイオードＤ３〜Ｄ６およびトランジスタＱ３の各々の定格電流は、ダイオードＤ１，Ｄ２の各々の定格電流よりも小さく、トランジスタＱ１，Ｑ２の各々の定格電流よりも大きな値に設定されている。ダイオードＤ３〜Ｄ６の各々の定格電流は、たとえば４５０Ａである。トランジスタＱ３の定格電流は、たとえば５００Ａである。

ダイオードＤ３〜Ｄ６の損失は小さいので、高価なワイドバンドギャップ半導体を使用してダイオードＤ３〜Ｄ６を形成する必要はない。そこで、ダイオードＤ３〜Ｄ６の各々は、装置の低コスト化を図るため、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉ（シリコン）を用いて形成されている。トランジスタＱ３の損失を小さくするため、トランジスタＱ３は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）を用いて形成されており、たとえばＮチャネルＭＯＳトランジスタである。

次に、このコンバータの動作について説明する。トランジスタＱ１〜Ｑ３のゲートには、制御装置(図示せず)からそれぞれＰＷＭ（pulse width modulation；パルス幅変調）信号φ１〜φ３が与えられる。図２（ａ）〜（ｄ）はＰＷＭ信号φ１〜φ３の作成方法および波形を示す図である。特に、図２（ａ）は正弦波指令値信号ＣＭ、正側三角波キャリア信号ＣＡ１、および負側三角波キャリア信号ＣＡ２の波形を示し、図２（ｂ）〜（ｄ）はそれぞれＰＷＭ信号φ２Ｂ，φ１Ｂ，φ３の波形を示している。ＰＷＭ信号φ２Ｂ，φ１Ｂは、それぞれＰＷＭ信号φ２，φ１の反転信号である。

図２（ａ）〜（ｄ）において、正弦波指令値信号ＣＭの周波数は、たとえば商用周波数である。正弦波指令値信号ＣＭの位相は、たとえば商用周波数の交流電圧ＶＡＣの位相と同じである。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期および位相は同じである。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期は、正弦波指令値信号ＣＭの周期よりも十分に小さい。

正弦波指令値信号ＣＭのレベルと正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルの高低が比較される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルよりも高い場合は、ＰＷＭ信号φ１Ｂが「Ｌ」レベルにされ、ＰＷＭ信号φ１が「Ｈ」レベルにされる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルよりも低い場合は、ＰＷＭ信号φ１Ｂが「Ｈ」レベルにされ、ＰＷＭ信号φ１が「Ｌ」レベルにされる。

したがって、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ１がキャリア信号ＣＡ１に同期して「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされ、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ１は「Ｌ」レベルに固定される。

ＰＷＭ信号が１周期内において「Ｈ」レベルにされる時間と、ＰＷＭ信号の１周期の時間との比はデューティ比と呼ばれる。ＰＷＭ信号φ１のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、正弦波指令値信号ＣＭの正のピーク（９０度）付近で最大になり、ピークから外れるに従って減少し、０度付近と１８０度付近で最小となる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ１のデューティ比は０に固定される。

正弦波指令値信号ＣＭのレベルと負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルの高低が比較される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルよりも高い場合は、ＰＷＭ信号φ２Ｂが「Ｈ」レベルにされ、ＰＷＭ信号φ２が「Ｌ」レベルにされる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルよりも低い場合は、ＰＷＭ信号φ２Ｂが「Ｌ」レベルにされ、ＰＷＭ信号φ２が「Ｈ」レベルにされる。

したがって、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ２は「Ｌ」レベルに固定される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ２はキャリア信号ＣＡ２に同期して「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。ＰＷＭ信号φ２のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、正弦波指令値信号ＣＭの正のピーク（２７０度）付近で最大になり、ピークから外れるに従って減少し、１８０度付近と３６０度付近で最小となる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ２のデューティ比は０に固定される。

ＰＷＭ信号φ３は、ＰＷＭ信号φ２Ｂ，φ１Ｂの論理積信号となる。ＰＷＭ信号φ３は、キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２に同期して「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。ＰＷＭ信号φ３のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、正弦波指令値信号ＣＭの正のピーク（９０度）付近で最小になり、ピークから外れるに従って増大し、０度付近と１８０度付近で最大となる。ＰＷＭ信号φ３のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、正弦波指令値信号ＣＭの負のピーク（２７０度）付近で最小になり、ピークから外れるに従って増大し、１８０度付近と３６０度付近で最大となる。

次に、コンバータの動作時にダイオードＤ１〜Ｄ６およびトランジスタＱ１〜Ｑ３の各々に流れる電流について説明する。力率は１．０であり、正弦波指令値信号ＣＭと交流電圧ＶＡＣの位相は一致しているものとする。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ１，φ３が交互に「Ｈ」レベルにされ、ＰＷＭ信号φ２が「Ｌ」レベルに固定される。

この期間において、直流電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒよりも低い場合、ＰＷＭ信号φ１，φ３がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされているときは、トランジスタＱ３がオフされ、交流電圧ＶＡＣのレベルに応じたレベルの電流Ｉ１が入力端子Ｔ０からダイオードＤ１を介して出力端子Ｔ１に流れる。このとき、トランジスタＱ１に電流は流れない。

この期間において、たとえば、負荷(図示せず)からバッテリＢ１に電力が回生されて直流電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒを超えた場合、ＰＷＭ信号φ１，φ３がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされているときは、トランジスタＱ１がオンされるとともにトランジスタＱ３がオフされる。これにより、直流電圧Ｖ１および交流電圧ＶＡＣのレベルに応じたレベルの電流Ｉ１が出力端子Ｔ１からトランジスタＱ１を介して入力端子Ｔ０に流れ、直流電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒまで低下する。

ＰＷＭ信号φ１，φ３がそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされているときは、トランジスタＱ１がオフされるとともにトランジスタＱ３がオンされ、入力端子Ｔ０からダイオードＤ３、トランジスタＱ３、およびダイオードＤ６を介して出力端子Ｔ３に至る経路で電流Ｉ１を補完するレベルの電流Ｉ１Ａが流れる。

この期間では、ダイオードＤ１〜Ｄ６およびトランジスタＱ１〜Ｑ３のうちでダイオードＤ１に流れる電流の実効値が最も大きくなり、また、トランジスタＱ３においてスイッチング損失が発生する。トランジスタＱ３がオフ状態からオン状態に変化する毎にダイオードＤ１に逆バイアス電圧が印加され、ダイオードＤ１が逆回復動作をする。この期間では、ダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ５に電流は流れない。直流電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒを超える時間は短いので、トランジスタＱ１で発生する損失は小さい。

正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ２，φ３が交互に「Ｈ」レベルにされ、ＰＷＭ信号φ１が「Ｌ」レベルに固定される。この期間において、直流電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒよりも高い場合、ＰＷＭ信号φ２，φ３がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされているときは、トランジスタＱ３がオフされ、直流電圧Ｖ２および交流電圧ＶＡＣのレベルに応じたレベルの電流Ｉ２が出力端子Ｔ２からダイオードＤ２を介して入力端子Ｔ０に流れる。このとき、トランジスタＱ２に電流は流れない。定格電圧Ｖ２Ｒは、交流電圧ＶＡＣの負側のピーク値とダイオードＤ２のしきい値電圧との差の電圧である。

この期間において、たとえば、負荷(図示せず)からバッテリＢ２に電力が回生されて直流電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒよりも低下した場合、ＰＷＭ信号φ２，φ３がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされているときは、トランジスタＱ２がオンされるとともにトランジスタＱ３がオフされる。これにより、直流電圧Ｖ２および交流電圧ＶＡＣのレベルに応じたレベルの電流Ｉ２が入力端子Ｔ０からトランジスタＱ２を介して出力端子Ｔ２に流れ、直流電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒまで上昇する。

ＰＷＭ信号φ２，φ３がそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされているときは、トランジスタＱ２がオフされるとともにトランジスタＱ３がオンされ、出力端子Ｔ３からダイオードＤ４、トランジスタＱ３、およびダイオードＤ５を介して入力端子Ｔ０に至る経路で電流Ｉ２を補完するレベルの電流Ｉ２Ａが流れる。

この期間では、ダイオードＤ１〜Ｄ６およびトランジスタＱ１〜Ｑ３のうちでダイオードＤ２に流れる電流の実効値が最も大きくなり、また、トランジスタＱ３においてスイッチング損失が発生する。トランジスタＱ３がオフ状態からオン状態に変化する毎にダイオードＤ２に逆バイアス電圧が印加され、ダイオードＤ２が逆回復動作をする。この期間では、ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ６に電流は流れない。直流電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒよりも低下する時間は短いので、トランジスタＱ２で発生する損失は小さい。

まとめると、ダイオードＤ１，Ｄ２には大きな電流が流れ、ダイオードＤ１，Ｄ２は逆回復動作をする。ダイオードＤ３〜Ｄ６にはダイオードＤ１，Ｄ２よりも小さな電流が流れ、ダイオードＤ３〜Ｄ６は逆回復動作をしない。トランジスタＱ３には電流が流れ、トランジスタＱ３においてスイッチング損失が発生する。トランジスタＱ１，Ｑ２に電流が流れる時間は短く、トランジスタＱ１，Ｑ２で発生する損失は小さい。

このため上記のように、ダイオードＤ１，Ｄ２として、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いて形成され、定格電流が大きな値（たとえば６００Ａ）のショットキーバリアダイオードを使用することにより、逆回復動作時におけるリカバリ損失の低減化を図っている。ダイオードＤ３〜Ｄ６としては、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉを用いて形成され、定格電流が小さな値（たとえば４５０Ａ）のダイオードを使用し、低コスト化を図っている。

さらに、トランジスタＱ３として、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いて形成され、定格電流が大きな値（たとえば５００Ａ）のＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用することにより、スイッチング損失の低減化を図っている。トランジスタＱ１，Ｑ２としては、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉを用いて形成され、定格電流が小さな値（たとえば４５０Ａ）のＩＧＢＴを使用し、低コスト化を図っている。

図３（ａ）はＳｉを用いて形成されたＮチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｓｉトランジスタと称する）のスイッチング動作を示すタイムチャートであり、図３（ｂ）はＳｉＣを用いて形成されたＮチャネルＭＯＳトランジスタ（ＳｉＣトランジスタと称する）のスイッチング動作を示すタイムチャートである。

図３（ａ）（ｂ）において、初期状態ではゲート信号（図示せず）が「Ｈ」レベルにされてトランジスタがオンし、トランジスタに一定の電流Ｉが流れ、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは０Ｖであるものとする。ある時刻にゲート信号を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げてトランジスタをオフさせると、電流Ｉが減少し、電圧Ｖｄｓが増大する。

図３（ａ）（ｂ）から分かるように、Ｓｉトランジスタにおいて電流Ｉが下降を開始してから０Ａになるまでの時間Ｔａは、ＳｉＣトランジスタにおいて電流Ｉが下降を開始してから０Ａになるまでの時間Ｔｂよりも長くなる。Ｓｉトランジスタでは、電流Ｉがある値までは速く低下するが、その値から０Ａになるまでの時間が長くかかる。ある値から０Ａになるまでに流れる電流はテール電流と呼ばれる。

これに対してＳｉＣトランジスタでは、電流Ｉは速やかに低下し、若干のオーバーシュートが発生する。トランジスタのスイッチング損失は、電流Ｉと電圧Ｖｄｓの積であり、図中の斜線を施した部分の面積に対応する。したがって、ＳｉＣトランジスタのスイッチング損失は、Ｓｉトランジスタのスイッチング損失よりも小さい。

図４は、図１に示したコンバータの外観を示す図である。図４において、コンバータは、１つの半導体モジュールＭ１を備える。半導体モジュールＭ１の内部には、ダイオードＤ１〜Ｄ４とトランジスタＱ１〜Ｑ３とが設けられている。半導体モジュールＭ１の外部には、入力端子Ｔ０と出力端子Ｔ１〜Ｔ３が設けられている。さらに、半導体モジュールＭ１の外部には、トランジスタＱ１〜Ｑ３のゲートにＰＷＭ信号φ１〜φ３を与えるための信号端子が設けられているが、図面の簡単化のため、信号端子の図示は省略されている。

図５は、図１に示したコンバータを備えた無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図５において、無停電電源装置は、入力フィルタ１、コンバータ２、直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、直流中性点母線Ｌ３、コンデンサＣ１，Ｃ２、インバータ３、出力フィルタ４、および制御装置５を備える。

入力フィルタ１は、低域通過フィルタであり、商用交流電源１０からの商用周波数の交流電力をコンバータ２の入力端子Ｔ０に通過させるとともに、コンバータ２で発生するキャリア周波数の信号が商用交流電源１０側に通過するのを防止する。

直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３の一方端はそれぞれコンバータ２の出力端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に接続され、それらの他方端はそれぞれインバータ３の３つの入力端子に接続される。コンデンサＣ１は母線Ｌ１，Ｌ３間に接続され、コンデンサＣ２は母線Ｌ３，Ｌ２間に接続される。母線Ｌ１，Ｌ３はそれぞれバッテリＢ１の正極および負極に接続され、母線Ｌ３，Ｌ２はそれぞれバッテリＢ２の正極および負極に接続される。

コンバータ２は、図１で示したように、入力端子Ｔ０、出力端子Ｔ１〜Ｔ３、ダイオードＤ１〜Ｄ６、およびトランジスタＱ１〜Ｑ３を含み、制御装置５からのＰＷＭ信号φ１〜φ３によって制御される。

コンバータ２は、商用交流電源１０から交流電力が正常に供給されている通常時は、商用交流電源１０から入力フィルタ１を介して供給される交流電力を直流電力に変換し、その直流電力をバッテリＢ１，Ｂ２の各々に供給するとともに、インバータ３に供給する。バッテリＢ１，Ｂ２の各々は、直流電力を蓄える。

換言すると、コンバータ２は、制御装置５から与えられるＰＷＭ信号φ１〜φ３によって制御され、商用交流電源１０から入力フィルタ１を介して供給される交流電圧ＶＡＣに基づいて直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を生成し、生成した直流電圧Ｖ１〜Ｖ３をそれぞれ直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３に与える。なお、出力端子Ｔ３を接地すれば、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ正電圧、負電圧、０Ｖとなる。直流電圧Ｖ１〜Ｖ３は、コンデンサＣ１，Ｃ２によって平滑化される。直流電圧Ｖ１〜Ｖ３は、バッテリＢ１，Ｂ２とインバータ３に供給される。商用交流電源１０からの交流電力の供給が停止された停電時は、トランジスタＱ１はオフ状態に固定されてコンバータ２の運転は停止される。

インバータ３は、商用交流電源１０から交流電力が正常に供給されている通常時は、コンバータ２で生成された直流電力を交流電力に変換し、商用交流電源１０からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリＢ１，Ｂ２の直流電力を交流電力に変換する。

換言すると、インバータ３は、通常時はコンバータ２から母線Ｌ１〜Ｌ３を介して供給される直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に基づいて３レベルの交流電圧を生成し、停電時はバッテリＢ１，Ｂ２から母線Ｌ１〜Ｌ３を介して供給される直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に基づいて３レベルの交流電圧を生成する。

出力フィルタ４は、インバータ３の出力端子と負荷１１の間に接続される。出力フィルタ４は、低域通過フィルタであり、インバータ３から出力される交流電力のうちの商用周波数の交流電力を負荷１１に通過させるとともに、インバータ３で発生するキャリア周波数の信号が負荷１１側に通過するのを防止する。換言すると、出力フィルタ４は、インバータ３の出力電圧を商用周波数の正弦波に変換して負荷１１に供給する。

制御装置５は、商用交流電源１０からの交流電圧、負荷１１に出力される交流電圧、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３などをモニタしながら、ＰＷＭ信号を供給することにより、コンバータ２およびインバータ３を制御する。

次に、この無停電電源装置の動作について説明する。商用交流電源１０から交流電力が正常に供給されている通常時は、商用交流電源１０からの交流電力が入力フィルタ１を介してコンバータ２に供給され、コンバータ２によって直流電力に変換される。コンバータ２で生成された直流電力は、バッテリＢ１，Ｂ２に蓄えられるとともにインバータ３に供給され、インバータ３によって商用周波数の交流電力に変換される。インバータ３で生成された交流電力は、出力フィルタ４を介して負荷１１に供給され、負荷１１が運転される。

負荷１１で回生電力が発生した場合、その回生電力は出力フィルタ４、インバータ３、母線Ｌ１〜Ｌ３、コンバータ２、および入力フィルタ１を介して商用交流電源１０に戻される。

商用交流電源１０からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ２の運転が停止されるとともに、バッテリＢ１，Ｂ２の直流電力がインバータ３に供給され、インバータ３によって商用周波数の交流電力に変換される。インバータ３で生成された交流電力は、出力フィルタ４を介して負荷１１に供給され、負荷１１の運転が継続される。

したがって、停電が発生した場合でも、バッテリＢ１，Ｂ２に直流電力が蓄えられている限りは負荷１１の運転が継続される。商用交流電源１０からの交流電力の供給が再開された場合は、コンバータ２の運転が再開され、コンバータ２で生成された直流電力がバッテリＢ１，Ｂ２およびインバータ３に供給され、元の状態に戻る。

以上のように、この実施の形態１では、３つのトランジスタＱ１〜Ｑ３と６つのダイオードＤ１〜Ｄ６でコンバータを構成したので、従来よりも半導体素子の数を減らすことができ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。しかも、逆回復動作するダイオードＤ１，Ｄ２と電流をスイッチングするトランジスタＱ３とをワイドバンドギャップ半導体で形成したので、リカバリ損失およびスイッチング損失の低減化を図ることができる。さらに、逆回復動作しないダイオードＤ３〜Ｄ６と回生動作時のみに電流を流すトランジスタＱ１，Ｑ２とをワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成したので、低コスト化を図ることができる。

なお、この実施の形態１では、ワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣを使用したが、これに限るものではなく、ワイドバンドギャップ半導体であれば他のどのような半導体を使用しても構わない。たとえば、ワイドバンドギャップ半導体としてＧａＮ（ガリウム・ナイトライド）を使用してもよい。

[実施の形態２]
図６は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置に含まれるインバータ３の構成を示す回路ブロック図である。無停電電源装置の全体構成は、図５で示した通りである。無停電電源装置に含まれるコンバータ２は、図１で示したコンバータである。図６において、このインバータ３は、入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３（第１〜第３の出力端子）、出力端子Ｔ１４（第４の出力端子）、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４（第４〜第７のトランジスタ）、およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４（第７〜第１０のダイオード）を備える。

入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３は、それぞれ図５の直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、直流中性点母線Ｌ３に接続されている。入力端子Ｔ１１，Ｔ１３には、それぞれバッテリＢ１の正極および負極が接続される。入力端子Ｔ１３，Ｔ１２には、それぞれバッテリＢ２の正極および負極が接続される。バッテリＢ１，Ｂ２の各々は直流電圧を出力する。バッテリＢ１の出力電圧とバッテリＢ２の出力電圧は等しい。したがって、入力端子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３には、それぞれ直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３が印加され、Ｖ１＞Ｖ３＞Ｖ２となり、Ｖ３＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。このインバータは、入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３に印加された直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を３レベルの交流電圧Ｖ４に変換して出力端子Ｔ１４に出力するものである。なお、入力端子Ｔ１３を接地すれば、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ正電圧、負電圧、および０Ｖとなる。

トランジスタＱ１１，Ｑ１２の各々は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）を用いて形成されており、たとえばＮチャネルＭＯＳトランジスタである。トランジスタＱ１１，Ｑ１２の各々の定格電流は、たとえば６００Ａであり、トランジスタＱ１３，Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４の各々の定格電流よりも大きい。

トランジスタＱ１３，Ｑ１４の各々は、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉ（シリコン）を用いて形成されており、たとえばＩＧＢＴである。トランジスタＱ１３，Ｑ１４の各々の定格電流は、たとえば４５０Ａである。

ダイオードＤ１１，Ｄ１２の各々は、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉ（シリコン）を用いて形成されている。ダイオードＤ１１，Ｄ１２の各々の定格電流は、たとえば３００Ａである。

ダイオードＤ１３，Ｄ１４の各々は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）を用いて形成されたショットキーバリアダイオードである。ダイオードＤ１３，Ｄ１４の各々の定格電流は、たとえば５００Ａである。トランジスタＱ１１，Ｑ１２の定格電流は、トランジスタＱ１３，Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４の各々の定格電流よりも大きい。

このようにトランジスタＱ１１，Ｑ１２の仕様とトランジスタＱ１３，Ｑ１４の仕様が異なり、ダイオードＤ１１，Ｄ１２の仕様とダイオードＤ１３，Ｄ１４の仕様が異なる理由については後述する。

トランジスタＱ１１のドレイン（第１の電極）は入力端子Ｔ１１に接続され、そのソース（第２の電極）は出力端子Ｔ１４に接続される。ダイオードＤ１１のアノードは出力端子Ｔ１４に接続され、そのカソードは入力端子Ｔ１１に接続されている。

トランジスタＱ１２のドレインは出力端子Ｔ１４に接続され、そのソースは入力端子Ｔ１２に接続される。ダイオードＤ１２のアノードは入力端子Ｔ１２に接続され、そのカソードは出力端子Ｔ１４に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、それぞれトランジスタＱ１１，Ｑ１２に逆並列に接続されている。

トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタ（第１の電極）は互いに接続され、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ（第２の電極）はそれぞれ入力端子Ｔ１３および出力端子Ｔ１４に接続される。ダイオードＤ１３，Ｄ１４のカソードはともにトランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタに接続され、それらのアノードはそれぞれ入力端子Ｔ１３および出力端子Ｔ１４に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１３，Ｄ１４は、それぞれトランジスタＱ１３，Ｑ１４に逆並列に接続されている。トランジスタＱ１３，Ｑ１４およびダイオードＤ１３，Ｄ１４は、入力端子Ｔ１３と出力端子Ｔ１４の間に接続された第２の双方向スイッチを構成する。

次に、このインバータの動作について説明する。トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のゲートには、制御装置５からＰＷＭ信号φ１１〜φ１４がそれぞれ与えられる。図７（ａ）〜（ｅ）はＰＷＭ信号φ１１〜φ１４の作成方法および波形を示す図である。特に、図７（ａ）は正弦波指令値信号ＣＭ、正側三角波キャリア信号ＣＡ１、および負側三角波キャリア信号ＣＡ２の波形を示し、図７（ｂ）〜（ｅ）はそれぞれＰＷＭ信号φ１１，φ１４，φ１３，φ１２の波形を示している。

図７（ａ）〜（ｅ）において、正弦波指令値信号ＣＭの周波数は、たとえば商用周波数である。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期および位相は同じである。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期は、正弦波指令値信号ＣＭの周期よりも十分に小さい。

正弦波指令値信号ＣＭのレベルと正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルの高低が比較される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルよりも高い場合は、ＰＷＭ信号φ１１，φ１３がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルよりも低い場合は、ＰＷＭ信号φ１１，φ１３がそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされる。

したがって、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ１１とφ１３がキャリア信号ＣＡ１に同期して交互に「Ｈ」レベルにされ、トランジスタＱ１１とＱ１３が交互にオンされる。また、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ１１，φ１３はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定され、トランジスタＱ１１がオフ状態に固定されるとともにトランジスタＱ１３がオン状態に固定される。

正弦波指令値信号ＣＭのレベルと負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルの高低が比較される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルよりも高い場合は、ＰＷＭ信号φ１２，φ１４がそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルよりも低い場合は、ＰＷＭ信号φ１２，φ１４がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。

したがって、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ１２，φ１４はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定され、トランジスタＱ１２がオフ状態に固定されるとともにトランジスタＱ１４がオン状態に固定される。また、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ１２とφ１４がキャリア信号ＣＡ２に同期して交互に「Ｈ」レベルにされ、トランジスタＱ１２とＱ１４が交互にオンされる。

ＰＷＭ信号が１周期内において「Ｈ」レベルにされる時間と、ＰＷＭ信号の１周期の時間との比はデューティ比と呼ばれる。ＰＷＭ信号φ１１のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、正弦波指令値信号ＣＭの正のピーク（９０度）付近で最大になり、ピークから外れるに従って減少し、０度付近と１８０度付近で０となる。ＰＷＭ信号φ１１のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では０に固定される。ＰＷＭ信号φ１３は、ＰＷＭ信号φ１１の反転信号である。

ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では０に固定される。ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭの負のピーク（２７０度）付近で最大になり、ピークから外れるに従って減少し、１８０度付近と３６０度付近で０となる。ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では０に固定される。ＰＷＭ信号φ１４は、ＰＷＭ信号φ１２の反転信号である。

次に、インバータの動作時にトランジスタＱ１１〜Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４の各々に流れる電流について説明する。図８に示すように、入力端子Ｔ１１から出力端子Ｔ１４に流れる電流をＩ１１とし、出力端子Ｔ１４から入力端子Ｔ１２に流れる電流をＩ１２とし、入力端子Ｔ１３から出力端子Ｔ１４に流れる電流をＩ１３とし、出力端子Ｔ１４から入力端子Ｔ１３に流れる電流をＩ１４とする。

図９（ａ）〜（ｉ）は、インバータの動作を示すタイムチャートである。特に、図９（ａ）は正弦波指令値信号ＣＭ、正側三角波キャリア信号ＣＡ１、および負側三角波キャリア信号ＣＡ２の波形を示し、図９（ｂ）（ｄ）（ｆ）（ｈ）はそれぞれＰＷＭ信号φ１１，φ１４，φ１３，φ１２の波形を示し、図９（ｃ）（ｅ）（ｇ）（ｉ）はそれぞれ電流Ｉ１１，Ｉ１４，Ｉ１３，Ｉ１２の波形を示している。電流Ｉ１１〜Ｉ１４のうちの正の電流はトランジスタＱに流れる電流を示し、負の電流はダイオードＤに流れる電流を示している。また、力率が１．０の場合が示されている。

図９（ａ）〜（ｉ）において、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ１４，φ１２がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルに固定され、ＰＷＭ信号φ１１とφ１３が交互に「Ｈ」レベルにされる。したがって、トランジスタＱ１４，Ｑ１２がそれぞれオン状態およびオフ状態に固定され、トランジスタＱ１１とＱ１３が交互にオンされ、出力端子Ｔ１４に直流電圧Ｖ１とＶ３が交互に現れる。

この期間では、トランジスタＱ１１がオンされたときにトランジスタＱ１１のオン時間に応じたレベルの電流Ｉ１１が流れ、トランジスタＱ１１がオフされたときにダイオードＤ１３およびトランジスタＱ１４の経路で電流Ｉ１１を補完するレベルの電流Ｉ１３が流れる。

トランジスタＱ１２はオフ状態に固定されているので、トランジスタＱ１２に電流は流れず、トランジスタＱ１２でスイッチング損失は発生しない。トランジスタＱ１３はオン／オフされるが、ダイオードＤ１３に電流が流れ、トランジスタＱ１３に電流は流れないので、トランジスタＱ１３においてスイッチング損失は発生しない。トランジスタＱ１４はオン状態に固定されるので、トランジスタＱ１４に電流が流れるが、トランジスタＱ１４でスイッチング損失は発生しない。したがって、この期間では、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のうちでトランジスタＱ１１に流れる電流の実効値が最も大きくなり、トランジスタＱ１１におけるスイッチング損失が最も大きくなる。

トランジスタＱ１１がオフ状態からオン状態に変化する毎にダイオードＤ１３に逆バイアス電圧が印加され、ダイオードＤ１３が逆回復動作をする。この期間では、他のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１４に電流は流れない。

正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ１３，φ１１がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルに固定され、ＰＷＭ信号φ１２とφ１４が交互に「Ｈ」レベルにされる。したがって、トランジスタＱ１３，Ｑ１１がそれぞれオン状態およびオフ状態に固定され、トランジスタＱ１２とＱ１４が交互にオンされ、出力端子Ｔ１４に直流電圧Ｖ２とＶ３が交互に現れる。

この期間では、トランジスタＱ１２がオンされたときにトランジスタＱ１２のオン時間に応じたレベルの電流Ｉ１２が流れ、トランジスタＱ１２がオフされたときにダイオードＤ１４およびトランジスタＱ１３の経路で電流Ｉ１３が流れる。

トランジスタＱ１１はオフ状態に固定されているので、トランジスタＱ１１に電流は流れず、トランジスタＱ１１でスイッチング損失は発生しない。トランジスタＱ１４はオン／オフされるが、ダイオードＤ１４に電流が流れ、トランジスタＱ１４に電流は流れないので、トランジスタＱ１４でスイッチング損失は発生しない。トランジスタＱ１３はオン状態に固定されるので、トランジスタＱ１３に電流が流れるが、トランジスタＱ１３でスイッチング損失は発生しない。したがって、この期間では、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のうちでトランジスタＱ１２に流れる電流の実効値が最も大きくなり、トランジスタＱ１２におけるスイッチング損失が最も大きくなる。

また、トランジスタＱ１２がオフ状態からオン状態に変化する毎にダイオードＤ１４に逆バイアス電圧が印加され、ダイオードＤ１４が逆回復動作をする。また、この期間では、他のダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３に電流は流れない。

まとめると、トランジスタＱ１１，Ｑ１２には大きな電流が流れ、トランジスタＱ１１，Ｑ１２においてスイッチング損失が発生する。トランジスタＱ１３，Ｑ１４にはトランジスタＱ１１，Ｑ１２よりも小さな電流が流れ、トランジスタＱ１３，Ｑ１４においてスイッチング損失は発生しない。

このため上記のように、トランジスタＱ１１，Ｑ１２として、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いて形成され、定格電流が大きな値（たとえば６００Ａ）のＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用することにより、スイッチング損失の低減化を図っている。また、トランジスタＱ１３，Ｑ１４としては、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉを用いて形成され、定格電流が小さな値（たとえば４５０Ａ）のＩＧＢＴを使用し、低コスト化を図っている。

ダイオードＤ１３，Ｄ１４にはトランジスタＱ１３，Ｑ１４と同程度の電流が流れ、ダイオードＤ１３，Ｄ１４は逆回復動作をする。ダイオードＤ１１，Ｄ１２には電流は流れない。なお、ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、周知のように、負荷としてインダクタが使用された場合に、インダクタで発生した電圧からトランジスタＱ１１，Ｑ１２を保護するために設けられている。

このため上記のように、ダイオードＤ１３，Ｄ１４として、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いて形成され、定格電流がトランジスタＱ１３，Ｑ１４と同程度の値（たとえば５００Ａ）のショットキーバリアダイオードを使用することにより、逆回復動作時におけるリカバリ損失の低減化を図っている。ダイオードＤ１１，Ｄ１２としては、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉを用いて形成され、定格電流が小さな値（たとえば３００Ａ）のダイオードを使用し、低コスト化を図っている。

図１０は、図６に示したインバータ３の外観を示す図である。図１０において、インバータ３は、１つの半導体モジュールＭ２を備える。半導体モジュールＭ２の内部には、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４とダイオードＤ１１〜Ｄ１４が設けられている。半導体モジュールＭ２の外部には、入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３と出力端子Ｔ１４が設けられている。さらに、半導体モジュールＭ２の外部には、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のゲートにＰＷＭ信号φ１１〜φ１４を与えるための４つの信号端子が設けられているが、図面の簡単化のため、４つの信号端子の図示は省略されている。

以上のように、この実施の形態２では、電流をオン／オフするトランジスタＱ１１，Ｑ１２としてワイドバンドギャップ半導体で形成されたＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、電流をオン／オフしないトランジスタＱ１３，Ｑ１４としてワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成されたＩＧＢＴを使用したので、スイッチング損失の低減化と低コスト化を図ることができる。

さらに、逆回復動作をするダイオードＤ１３，Ｄ１４としてワイドバンドギャップ半導体で形成されたショットキーバリアダイオードを使用し、逆回復動作をしないダイオードＤ１１，Ｄ１２としてワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成されたダイオードを使用したので、リカバリ損失の低減化と低コスト化を図ることができる。

なお、この実施の形態２では、ワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣを使用したが、これに限るものではなく、ワイドバンドギャップ半導体であれば他のどのような半導体を使用しても構わない。たとえば、ワイドバンドギャップ半導体としてＧａＮ（ガリウム・ナイトライド）を使用してもよい。

［実施の形態３］
図１１は、この発明の実施の形態３による無停電電源装置に含まれるインバータの構成を示す回路図であって、図６と対比される図である。図１１を参照して、このインバータが図６のインバータ３と異なる点は、トランジスタＱ１３およびダイオードＤ１３の並列接続体とトランジスタＱ１４およびダイオードＤ１４の並列接続体とが置換されている点である。

トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタは互いに接続され、それらのコレクタはそれぞれ入力端子Ｔ１３および出力端子Ｔ１４に接続されている。トランジスタＱ１１〜Ｑ１４は、それぞれＰＷＭ信号φ１１〜φ１４によって制御される。出力端子Ｔ１４に直流電圧Ｖ１，Ｖ３を交互に出力する場合は、トランジスタＱ１４がオンされるとともにトランジスタＱ１１，Ｑ１３が交互にオンされる。また、出力端子Ｔ１４に直流電圧Ｖ２，Ｖ３を交互に出力する場合は、トランジスタＱ１３がオンされるとともにトランジスタＱ１２，Ｑ１４が交互にオンされる。

他の構成および動作は、実施の形態２と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態３でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

［実施の形態４］
図１２は、この発明の実施の形態４による無停電電源装置に含まれるインバータの構成を示す回路図であって、図６と対比される図である。図１２を参照して、このインバータが図６のインバータ３と異なる点は、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタとダイオードＤ１３，Ｄ１４のカソードが切り離され、トランジスタＱ１３のコレクタとダイオードＤ１４のカソードが接続され、トランジスタＱ１４のコレクタとダイオードＤ１３のカソードが接続されている点である。

トランジスタＱ１１〜Ｑ１４は、それぞれＰＷＭ信号φ１１〜φ１４によって制御される。出力端子Ｔ１４に直流電圧Ｖ１，Ｖ３を交互に出力する場合は、トランジスタＱ１４がオンされるとともにトランジスタＱ１１，Ｑ１３が交互にオンされる。また、出力端子Ｔ１４に直流電圧Ｖ２，Ｖ３を交互に出力する場合は、トランジスタＱ１３がオンされるとともにトランジスタＱ１２，Ｑ１４が交互にオンされる。

他の構成および動作は、実施の形態２と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態４でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

[実施の形態５]
図１３は、この発明の実施の形態５による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１４は、図１３に示したコンバータ２２およびインバータ２４の構成を示す回路図である。図１５は、図１３に示した双方向チョッパ２３の構成を示す回路図である。図１３〜図１５において、無停電電源装置は、入力フィルタ２１、コンバータ２２、直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、直流中性点母線Ｌ３、コンデンサＣ１，Ｃ２、双方向チョッパ２３、インバータ２４、および出力フィルタ２５を備える。図面の簡単化のため、コンバータ２２、双方向チョッパ２３、およびインバータ２４を制御する制御装置の図示は省略されている。

入力フィルタ２１は、リアクトル３１〜３３およびコンデンサ３４〜３６を含む。リアクトル３１〜３３の一方端子は商用交流電源２０からの三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをそれぞれ受け、それらの他方端子はコンバータ２２の入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに接続される。コンデンサ３４〜３６の一方電極はそれぞれリアクトル３１〜３３の一方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。リアクトル３１〜３３およびコンデンサ３４〜３６は、低域通過フィルタを構成する。入力フィルタ２１は、商用交流電源２０からの商用周波数の三相交流電力をコンバータ２２に通過させるとともに、コンバータ２２で発生するキャリア周波数の信号が商用交流電源２０側に通過するのを防止する。

直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３の一方端はそれぞれコンバータ２２の出力端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に接続され、それらの他方端はそれぞれインバータ２４の入力端子Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３に接続される。コンデンサＣ１は母線Ｌ１，Ｌ３間に接続され、コンデンサＣ２は母線Ｌ３，Ｌ２間に接続される。母線Ｌ１〜Ｌ３は、双方向チョッパ２３を介してバッテリＢ１１に接続される。

コンバータ２２は、図１４に示すように、入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃ、出力端子Ｔ１〜Ｔ３、ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃ，Ｄ２ａ〜Ｄ２ｃ、トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃ，Ｑ２ａ〜Ｑ２ｃ、および双方向スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃを含む。入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃは、商用交流電源２０から入力フィルタ２１を介して供給される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをそれぞれ受ける。

ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃのアノードは、それぞれ入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに接続され、それらのカソードはともに出力端子Ｔ１に接続される。ダイオードＤ２ａ〜Ｄ２ｃのアノードはともに出力端子Ｔ２に接続され、それらのカソードはそれぞれ入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに接続される。

トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃのコレクタはともに出力端子Ｔ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに接続される。トランジスタＱ２ａ〜Ｑ２ｃのコレクタはそれぞれ入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに接続され、それらのエミッタはともに出力端子Ｔ２に接続される。

トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃは、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ１ａ，φ１ｂ，φ１ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ１ａ，φ１ｂ，φ１ｃの波形は、図２（ｃ）で示したＰＷＭ信号φ１Ｂの反転信号と同様である。ＰＷＭ信号φ１ａ，φ１ｂ，φ１ｃの位相は、それぞれ三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相に同期しており、１２０度ずつずれている。

トランジスタＱ２ａ〜Ｑ２ｃは、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ２ａ，φ２ｂ，φ２ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ２ａ，φ２ｂ，φ２ｃの波形は、図２（ｂ）で示したＰＷＭ信号φ２Ｂの反転信号と同様である。ＰＷＭ信号φ２ａ，φ２ｂ，φ２ｃの位相は、それぞれ三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相に同期しており、１２０度ずつずれている。

双方向スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃの一方端子はそれぞれ入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに接続され、それらの他方端子はともに出力端子Ｔ３に接続される。双方向スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃの各々は、図１で示したように、ダイオードＤ３〜Ｄ６およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ３を含む。

ダイオードＤ３のアノードおよびダイオードＤ５のカソードはともに入力端子Ｔ０ａ（またはＴ０ｂ、またはＴ０ｃ）に接続される。ダイオードＤ４のアノードおよびダイオードＤ６のカソードはともに出力端子Ｔ３に接続される。ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードは互いに接続され、ダイオードＤ５，Ｄ６のアノードは互いに接続される。トランジスタＱ３のドレインはダイオードＤ３，Ｄ４のカソードに接続され、トランジスタＱ３のソースはダイオードＤ５，Ｄ６のアノードに接続される。

双方向スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃのトランジスタＱ３は、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ３ａ，φ３ｂ，φ３ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ３ａ，φ３ｂ，φ３ｃの波形は、図２（ｄ）で示したＰＷＭ信号φ３と同様である。ＰＷＭ信号φ３ａ，φ３ｂ，φ３ｃの位相は、それぞれ三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相に同期しており、１２０度ずつずれている。

すなわち、入力端子Ｔ０ａ、出力端子Ｔ１〜Ｔ３、ダイオードＤ１ａ，Ｄ２ａ、トランジスタＱ１ａ，Ｑ２ａ、および双方向スイッチＳ１ａは、図１で示したコンバータを構成しており、交流電圧ＶＵを直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に変換して出力端子Ｔ１〜Ｔ３に出力する。入力端子Ｔ０ｂ、出力端子Ｔ１〜Ｔ３、ダイオードＤ１ｂ，Ｄ２ｂ、トランジスタＱ１ｂ，Ｑ２ｂ、および双方向スイッチＳ１ｂは、図１で示したコンバータを構成しており、交流電圧ＶＶを直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に変換して出力端子Ｔ１〜Ｔ３に出力する。

入力端子Ｔ０ｃ、出力端子Ｔ１〜Ｔ３、ダイオードＤ１ｃ，Ｄ２ｃ、トランジスタＱ１ｃ，Ｑ２ｃ、および双方向スイッチＳ１ｃは、図１で示したコンバータを構成しており、交流電圧ＶＷを直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に変換して出力端子Ｔ１〜Ｔ３に出力する。コンバータ２２は、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に変換して出力端子Ｔ１〜Ｔ３に出力する。

実施の形態１で説明したように、ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃ，Ｄ２ａ〜Ｄ２ｃと双方向スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃのトランジスタＱ３はワイドバンドギャップ半導体で形成され、トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃ，Ｑ２ａ〜Ｑ２ｃと双方向スイッチＳ１ａ〜Ｓ１ｃのダイオードＤ３〜Ｄ６はワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成される。ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃ，Ｄ２ａ〜Ｄ２ｃの各々の定格電流は、トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃ，Ｑ２ａ〜Ｑ２ｃ、ダイオードＤ３〜Ｄ６およびトランジスタＱ３の各々の定格電流よりも大きい。トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃ，Ｑ２ａ〜Ｑ２ｃの各々の定格電流は、ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃ，Ｄ２ａ〜Ｄ２ｃ、Ｄ３〜Ｄ６およびトランジスタＱ３の各々の定格電流よりも小さい。

コンバータ２２は、商用交流電源２０から三相交流電力が正常に供給されている通常時は、商用交流電源２０から入力フィルタ２１を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を双方向チョッパ２３を介してバッテリＢ１１に供給するとともに、インバータ２４に供給する。バッテリＢ１１は、直流電力を蓄える。

換言すると、コンバータ２２は、制御装置(図示せず)から与えられるＰＷＭ信号φ１ａ〜φ１ｃ，φ２ａ〜φ２ｃ，φ３ａ〜φ３ｃによって制御され、商用交流電源２０から入力フィルタ２１を介して供給される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに基づいて直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を生成し、生成した直流電圧Ｖ１〜Ｖ３をそれぞれ直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３に与える。なお、出力端子Ｔ３を接地すれば、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３はそれぞれ正電圧、負電圧、０Ｖとなる。

負荷２６で回生電力が発生して出力端子Ｔ１の電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒよりも高くなった場合は、出力端子Ｔ１からトランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃを介して入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃに電流が流れ、出力端子Ｔ１の電圧Ｖ１が定格電圧Ｖ１Ｒまで低下する。負荷２６で回生電力が発生して出力端子Ｔ２の電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒよりも低下した場合は、入力端子Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃからトランジスタＱ２ａ〜Ｑ２ｃを介して出力端子Ｔ２に電流が流れ、出力端子Ｔ２の電圧Ｖ２が定格電圧Ｖ２Ｒまで上昇する。

直流電圧Ｖ１〜Ｖ３は、コンデンサＣ１，Ｃ２によって平滑化される。直流電圧Ｖ１〜Ｖ３は、双方向チョッパ２３を介してバッテリＢ１１に供給されるとともに、インバータ２４に供給される。商用交流電源２０からの交流電力の供給が停止された停電時は、トランジスタＱ１ａ〜Ｑ１ｃ，Ｑ２ａ〜Ｑ２ｃ，Ｑ３はオフ状態に固定され、コンバータ２２の運転は停止される。

双方向チョッパ２３は、商用交流電源２０から三相交流電力が供給されている場合は、コンデンサＣ１，Ｃ２からバッテリＢ１１に直流電力を供給し、商用交流電源２０から三相交流電力の供給が停止された場合、すなわち停電時は、バッテリＢ１１からコンデンサＣ１，Ｃ２に直流電力を供給する。

すなわち図１５に示すように、双方向チョッパ２３は、端子Ｔ２１〜Ｔ２５、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４、およびノーマルモードリアクトル（直流リアクトル）４０を含む。端子Ｔ２１〜Ｔ２３は、それぞれ直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３に接続される。端子Ｔ２４，Ｔ２５は、それぞれバッテリＢ１１の正極および負極に接続される。

トランジスタＱ２１，Ｑ２２は端子Ｔ２１，Ｔ２３間に直列接続され、トランジスタＱ２３，Ｑ２４は端子Ｔ２３，Ｔ２２間に直列接続される。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４は、それぞれトランジスタＱ２１〜Ｑ２４に逆並列に接続される。ノーマルモードリアクトル４０は、トランジスタＱ２１，Ｑ２２間のノードと端子Ｔ２４との間に接続されたコイル４１と、端子Ｔ２５とトランジスタＱ２３，Ｑ２４間のノードとの間に接続されたコイル４２とを含む。

トランジスタＱ２１〜Ｑ２４の各々は、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉ（シリコン）を用いて形成されたＩＧＢＴである。ダイオードＤ２１〜Ｄ２４の各々は、ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体であるＳｉ（シリコン）を用いて形成されている。

商用交流電源２０から三相交流電力が供給されている場合、コンデンサＣ１，Ｃ２から双方向チョッパ２３を介してバッテリＢ１１に直流電力が供給され、バッテリＢ１１が充電される。この場合、トランジスタＱ２２，Ｑ２３はオフ状態に固定され、トランジスタＱ２１，Ｑ２４が交互にオンにされる。

すなわち、第１バッテリ充電モードでは、トランジスタＱ２２〜Ｑ２４がオフするとともに、トランジスタＱ２１がオンする。これにより、端子Ｔ２１からトランジスタＱ２１、コイル４１、バッテリＢ１１、コイル４２、およびダイオードＤ２３を介して端子Ｔ２３に電流が流れ、コンデンサＣ１が放電されてバッテリＢ１１が充電される。

また、第２バッテリ充電モードでは、トランジスタＱ２２，Ｑ２３がオフするとともに、トランジスタＱ２１，Ｑ２４がオンする。これにより、端子Ｔ２１からトランジスタＱ２１、コイル４１、バッテリＢ１１、コイル４２、およびトランジスタＱ２４を介して端子Ｔ２２に電流が流れ、コンデンサＣ１，Ｃ２が放電されてバッテリＢ１１が充電される。

第３バッテリ充電モードでは、トランジスタＱ２１〜Ｑ２３がオフするとともに、トランジスタＱ２４がオンする。これにより、端子Ｔ２３からダイオードＤ２２、コイル４１、バッテリＢ１１、コイル４２、およびトランジスタＱ２４を介して端子Ｔ２２に電流が流れ、コンデンサＣ２が放電されてバッテリＢ１１が充電される。

第１バッテリ充電モードと第３バッテリ充電モードは、交互に行なわれる。第１バッテリ充電モードと第３バッテリ充電モードの間の期間では、コイル４１，４２に蓄えられた電磁エネルギーが放出されて、ダイオードＤ２２、コイル４１、バッテリＢ１１、コイル４２、およびダイオードＤ２３の経路に電流が流れ、バッテリＢ１１が充電される。第２バッテリ充電モードは、第１バッテリ充電モードと第３バッテリ充電モードが重なっているモードである。

商用交流電源２０からの三相交流電力の供給が停止されている場合、バッテリＢ１１から双方向チョッパ２３を介してコンデンサＣ１，Ｃ２に直流電力が供給され、コンデンサＣ１，Ｃ２が充電される。この場合、トランジスタＱ２１，Ｑ２４はオフ状態に固定され、トランジスタＱ２２，Ｑ２３が交互にオンにされる。

すなわち、第１バッテリ放電モードでは、トランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２４がオフするとともに、トランジスタＱ２２がオンする。これにより、バッテリＢ１１の正電極からコイル４１、トランジスタＱ２２、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２４、およびコイル４２を介してバッテリＢ１１の負電極に電流が流れ、バッテリＢ１１が放電されてコンデンサＣ２が充電される。

第２バッテリ放電モードでは、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４がオフする。これにより、バッテリＢ１１の正電極からコイル４１、ダイオードＤ２１、コンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ２４、およびコイル４２を介してバッテリＢ１１の負電極に電流が流れ、バッテリＢ１１が放電されてコンデンサＣ１，Ｃ２が充電される。

第３バッテリ放電モードでは、トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２４がオフするとともに、トランジスタＱ２３がオンする。これにより、バッテリＢ１１の正電極からコイル４１、ダイオードＤ２１、コンデンサＣ１、トランジスタＱ２３、およびコイル４２を介してバッテリＢ１１の負電極に電流が流れ、バッテリＢ１１が放電されてコンデンサＣ１が充電される。

第１バッテリ放電モードと第３バッテリ放電モードは、交互に行なわれる。第１バッテリ放電モードと第３バッテリ放電モードの間の期間において、端子Ｔ２１，Ｔ２２間の電圧がバッテリＢ１１の電圧よりも低下している場合は、第２バッテリ放電モードが行なわれる。

インバータ２４は、図１４に示すように、入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３、出力端子Ｔ１４ａ〜Ｔ１４ｃ、トランジスタＱ１１ａ〜Ｑ１１ｃ，Ｑ１２ａ〜Ｑ１２ｃ、ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｃ，Ｄ１２ａ〜Ｄ１２ｃ、および双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃを含む。入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３は、それぞれ直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３に接続される。

トランジスタＱ１１ａ〜Ｑ１１ｃのドレインはともに入力端子Ｔ１１に接続され、それらのソースはそれぞれ出力端子Ｔ１４ａ〜Ｔ１４ｃに接続される。トランジスタＱ１２ａ〜Ｑ１２ｃのドレインはそれぞれ出力端子Ｔ１４ａ〜Ｔ１４ｃに接続され、それらのソースはともに入力端子Ｔ１２に接続される。ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｃ，Ｄ１２ａ〜Ｄ１２ｃは、それぞれトランジスタＱ１１ａ〜Ｑ１１ｃ，Ｑ１２ａ〜Ｑ１２ｃに逆並列に接続される。

双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃの一方端子はともに入力端子Ｔ１３に接続され、それらの他方端子はそれぞれ出力端子Ｔ１４ａ〜Ｔ１４ｃに接続される。双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃの各々は、図６で示したように、トランジスタＱ１３，Ｑ１４およびダイオードＤ１３，Ｄ１４を含む。

トランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタは互いに接続され、トランジスタＱ１３のエミッタは入力端子Ｔ１３に接続され、トランジスタＱ１４のエミッタは出力端子Ｔ１４ａ（またはＴ１４ｂ、またはＴ１４ｃ）に接続される。ダイオードＤ１３，Ｄ１４は、それぞれトランジスタＱ１３，Ｑ１４に逆並列に接続されている。

トランジスタＱ１１ａ〜Ｑ１１ｃは、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ１１ａ，φ１１ｂ，φ１１ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ１１ａ，φ１１ｂ，φ１１ｃの波形は、図７（ｂ）で示したＰＷＭ信号φ１１と同様である。ＰＷＭ信号φ１１ａ，φ１１ｂ，φ１１ｃの位相は、それぞれ三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相に同期しており、１２０度ずつずれている。

トランジスタＱ１２ａ〜Ｑ１２ｃは、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ１２ａ，φ１２ｂ，φ１２ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ１２ａ，φ１２ｂ，φ１２ｃの波形は、図７（ｅ）で示したＰＷＭ信号φ１２と同様である。ＰＷＭ信号φ１２ａ，φ１２ｂ，φ１２ｃの位相は、それぞれ三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相に同期しており、１２０度ずつずれている。

双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃのトランジスタＱ１３は、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ１３ａ，φ１３ｂ，φ１３ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ１３ａ，φ１３ｂ，φ１３ｃは、図７（ｄ）で示したように、それぞれＰＷＭ信号φ１１ａ，φ１１ｂ，φ１１ｃの相補信号である。

双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃのトランジスタＱ１４は、制御装置(図示せず)からのＰＷＭ信号φ１４ａ，φ１４ｂ，φ１４ｃによってそれぞれ制御される。ＰＷＭ信号φ１４ａ，φ１４ｂ，φ１４ｃは、図７（ｃ）で示したように、それぞれＰＷＭ信号φ１２ａ，φ１２ｂ，φ１２ｃの相補信号である。

すなわち、入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３、出力端子Ｔ１４ａ、トランジスタＱ１１ａ，Ｑ１２ａ、ダイオードＤ１１ａ，Ｄ１２ａ、および双方向スイッチＳ２ａは、図６で示したインバータを構成しており、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を交流電圧Ｖ４ａに変換して出力端子Ｔ１４ａに出力する。

入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３、出力端子Ｔ１４ｂ、トランジスタＱ１１ｂ，Ｑ１２ｂ、ダイオードＤ１１ｂ，Ｄ１２ｂ、および双方向スイッチＳ２ｂは、図６で示したインバータを構成しており、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を交流電圧Ｖ４ｂに変換して出力端子Ｔ１４ｂに出力する。

入力端子Ｔ１１〜Ｔ１３、出力端子Ｔ１４ｃ、トランジスタＱ１１ｃ，Ｑ１２ｃ、ダイオードＤ１１ｃ，Ｄ１２ｃ、および双方向スイッチＳ２ｃは、図６で示したインバータを構成しており、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３を交流電圧Ｖ４ｃに変換して出力端子Ｔ１４ｃに出力する。交流電圧Ｖ４ａ〜Ｖ４ｃはそれぞれ三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに同期して変化し、交流電圧Ｖ４ａ〜Ｖ４ｃの位相は１２０度ずつずれている。

実施の形態２で説明したように、トランジスタＱ１１ａ〜Ｑ１１ｃ，Ｑ１２ａ〜Ｑ１２ｃおよび双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃのダイオードＤ１３，Ｄ１４はワイドバンドギャップ半導体で形成され、ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｃ，Ｄ１２ａ〜Ｄ１２ｃおよび双方向スイッチＳ２ａ〜Ｓ２ｃのトランジスタＱ１３，Ｑ１４はワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成される。トランジスタＱ１１ａ〜Ｑ１１ｃ，Ｑ１２ａ〜Ｑ１２ｃの各々の定格電流は、トランジスタＱ１３，Ｑ１４およびダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｃ，Ｄ１２ａ〜Ｄ１２ｃ，Ｄ１３，Ｄ１４の各々の定格電流よりも大きい。

インバータ２４は、商用交流電源２０から三相交流電力が正常に供給されている通常時は、コンバータ２２で生成された直流電力を三相交流電力に変換し、商用交流電源２０からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリＢ１１から双方向チョッパ２３を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換する。

換言すると、インバータ２４は、通常時はコンバータ２２から母線Ｌ１〜Ｌ３を介して供給される直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に基づいて三相交流電圧Ｖ４ａ〜Ｖ４ｃを生成し、停電時はバッテリＢ１１から双方向チョッパ２３および母線Ｌ１〜Ｌ３を介して供給される直流電圧Ｖ１〜Ｖ３に基づいて三相交流電圧Ｖ４ａ〜Ｖ４ｃを生成する。

出力フィルタ２５は、図１３に示すように、リアクトル５１〜５３およびコンデンサ５４〜５６を含む。リアクトル５１〜５３の一方端子はそれぞれインバータ２４の出力端子Ｔ１４ａ〜Ｔ１４ｃに接続され、それらの他方端子は負荷２６に接続される。コンデンサ５４〜５６の一方電極はそれぞれリアクトル５１〜５３の他方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。リアクトル５１〜５３およびコンデンサ５４〜５６は低域通過フィルタを構成する。

出力フィルタ２５は、インバータ２４から出力される交流電力のうちの商用周波数の交流電力を負荷２６に通過させるとともに、インバータ２４で発生するキャリア周波数の信号が負荷２６側に通過するのを防止する。換言すると、出力フィルタ２５は、インバータ２４の出力電圧Ｖ４ａ〜Ｖ４ｃを商用周波数の正弦波の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換して負荷２６に供給する。負荷２６は、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴによって駆動される。

制御装置(図示せず)は、商用交流電源２０からの三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、負荷２６に出力される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、直流電圧Ｖ１〜Ｖ３、バッテリＢ１１の端子間電圧などをモニタしながら、ＰＷＭ信号を供給することにより、コンバータ２２、双方向チョッパ２３、およびインバータ２４を制御する。

次に、この無停電電源装置の動作について説明する。商用交流電源２０から三相交流電力が正常に供給されている通常時は、商用交流電源２０からの交流電力が入力フィルタ２１を介してコンバータ２２に供給され、コンバータ２２によって直流電力に変換される。コンバータ２２で生成された直流電力は、双方向チョッパ２３を介してバッテリＢ１１に蓄えられるとともにインバータ２４に供給され、インバータ２４によって商用周波数の三相交流電力に変換される。インバータ２４で生成された三相交流電力は、出力フィルタ２５を介して負荷２６に供給され、負荷２６が運転される。

負荷２６で回生電力が発生した場合、その回生電力は出力フィルタ２５、インバータ２４、母線Ｌ１〜Ｌ３、コンバータ２２、および入力フィルタ２１を介して商用交流電源２０に戻される。

商用交流電源２０からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ２２の運転が停止されるとともに、バッテリＢ１１の直流電力が双方向チョッパ２３を介してインバータ２４に供給され、インバータ２４によって商用周波数の三相交流電力に変換される。インバータ２４で生成された三相交流電力は、出力フィルタ２５を介して負荷２６に供給され、負荷２６の運転が継続される。

したがって、停電が発生した場合でも、バッテリＢ１１に直流電力が蓄えられている限りは負荷２６の運転が継続される。商用交流電源２０からの交流電力の供給が再開された場合は、コンバータ２２の運転が再開され、コンバータ２２で生成された直流電力が双方向チョッパ２３を介してバッテリＢ１１に供給されるとともにインバータ２４に供給され、元の状態に戻る。この実施の形態５でも、実施の形態１〜４と同じ効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｔ０，Ｔ０ａ〜Ｔ０ｃ，Ｔ１１〜Ｔ１３ 入力端子、Ｔ１〜Ｔ３，Ｔ１４，Ｔ１４ａ〜Ｔ１４ｃ 出力端子、Ｔ２１〜Ｔ２５ 端子、Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ１ａ〜Ｑ１ｃ，Ｑ２ａ〜Ｑ２ｃ，Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１１ａ〜Ｑ１１ｃ，Ｑ１２ａ〜Ｑ１２ｃ，Ｑ２１〜Ｑ２４ トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１ａ〜Ｄ１ｃ，Ｄ２ａ〜Ｄ２ｃ，Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ１１ａ〜Ｄ１１ｃ，Ｄ１２ａ〜Ｄ１２ｃ，Ｄ２１〜Ｄ２４ ダイオード、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ１１ バッテリ、Ｍ１，Ｍ２ 半導体モジュール、１，２１ 入力フィルタ、２，２２ コンバータ、Ｌ１ 直流正母線、Ｌ２ 直流負母線、Ｌ３ 直流中性点母線、Ｃ１，Ｃ２，３４〜３６，５４〜５６ コンデンサ、３，２４ インバータ、４，２５ 出力フィルタ、５ 制御装置、１０，２０ 商用交流電源、１１，２６ 負荷、２３ 双方向チョッパ、３１〜３３，５１〜５３ リアクトル、Ｓ１ａ〜Ｓ１ｃ，Ｓ２ａ〜Ｓ２ｃ 双方向スイッチ、４０ ノーマルモードリアクトル、４１，４２ コイル。

Claims (13)

1. 入力端子に与えられる交流電圧を第１〜第３の直流電圧に変換してそれぞれ第１〜第３の出力端子に出力するコンバータであって、
   アノードおよびカソードがそれぞれ前記入力端子および前記第１の出力端子に接続された第１のダイオードと、
   アノードおよびカソードがそれぞれ前記第２の出力端子および前記入力端子に接続された第２のダイオードと、
   前記第１の出力端子および前記入力端子間に接続された第１のトランジスタと、
   前記入力端子および前記第２の出力端子間に接続された第２のトランジスタと、
   前記入力端子および前記第３の出力端子間に接続された第１の双方向スイッチとを備え、
   前記第１の直流電圧は前記第２の直流電圧よりも高く、前記第３の直流電圧は前記第１および第２の直流電圧の中間電圧であり、
   前記第１の双方向スイッチは第３〜第６のダイオードおよび第３のトランジスタを含み、
   前記第３および第４のダイオードのアノードはそれぞれ前記入力端子および前記第３の出力端子に接続され、それらのカソードはともに前記第３のトランジスタの第１の電極に接続され、
   前記第５および第６のダイオードのカソードはそれぞれ前記入力端子および前記第３の出力端子に接続され、それらのアノードはともに前記第３のトランジスタの第２の電極に接続され、
   前記第１のダイオード、前記第２のダイオード、および前記第３のトランジスタの各々はワイドバンドギャップ半導体で形成され、
   前記第１のトランジスタ、前記第２のトランジスタ、および前記第３〜第６のダイオードの各々はワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成され、
   前記第１のトランジスタは、前記第１の出力端子の電圧が第１の定格電圧を超えた場合に前記第１の出力端子から前記入力端子に電流を流し、
   前記第１の定格電圧は、前記交流電圧の正側ピーク電圧から前記第１のダイオードのしきい値電圧を減算した電圧であり、
   前記第２のトランジスタは、前記第２の出力端子の電圧が第２の定格電圧よりも低下した場合に前記入力端子から前記第２の出力端子に電流を流し、
   前記第２の定格電圧は、前記交流電圧の負側ピーク電圧に前記第２のダイオードのしきい値電圧を加算した電圧である、コンバータ。
2. 前記交流電圧が正電圧である場合は前記第１および第３のトランジスタが交互にオンされ、
   前記交流電圧が負電圧である場合は前記第２および第３のトランジスタが交互にオンされる、請求項１に記載のコンバータ。
3. 前記第１〜第６のダイオードおよび前記第１〜第３のトランジスタを含む半導体モジュールを備える、請求項１に記載のコンバータ。
4. 前記第１および第２のダイオードの各々の定格電流は、前記第３〜第６のダイオードおよび前記第１〜第３のトランジスタの各々の定格電流よりも大きい、請求項１に記載のコンバータ。
5. 前記第１および第２のトランジスタの各々の定格電流は、前記第１〜第６のダイオードおよび前記第３のトランジスタの各々の定格電流よりも小さい、請求項４に記載のコンバータ。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体はＳｉＣであり、前記ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体はＳｉである、請求項１に記載のコンバータ。
7. 請求項１に記載のコンバータと、
   それぞれ前記第１〜第３の出力端子に与えられる第１〜第３の直流電圧を３レベルの交流電圧に変換して第４の出力端子に出力するインバータとを備え、
   前記インバータは、
   第１および第２の電極がそれぞれ前記第１および第４の出力端子に接続された第４のトランジスタと、
   第１および第２の電極がそれぞれ前記第４および第２の出力端子に接続された第５のトランジスタと、
   それぞれ前記第４および第５のトランジスタに逆並列に接続された第７および第８のダイオードと、
   前記第３および第４の出力端子間に接続された第２の双方向スイッチとを備え、
   前記第２の双方向スイッチは、第６および第７のトランジスタと第９および第１０のダイオードを含み、
   前記第４のトランジスタ、前記第５のトランジスタ、前記第９のダイオード、および前記第１０のダイオードの各々は前記ワイドバンドギャップ半導体で形成され、
   前記第６のトランジスタ、前記第７のトランジスタ、前記第７のダイオード、および前記第８のダイオードの各々は前記ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体で形成されている、電力変換装置。
8. 前記第６および第７のトランジスタの第１の電極は互いに接続され、それらの第２の電極はそれぞれ前記第３および第４の出力端子に接続され、
   前記第９および第１０のダイオードはそれぞれ前記第６および第７のトランジスタに逆並列に接続され、
   前記第４の出力端子に前記第１および第３の直流電圧を交互に出力する場合は、前記第７のトランジスタがオンされるとともに前記第４および第６のトランジスタが交互にオンされ、
   前記第４の出力端子に前記第２および第３の直流電圧を交互に出力する場合は、前記第６のトランジスタがオンされるとともに前記第５および第７のトランジスタが交互にオンされる、請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記第６および第７のトランジスタの第１の電極はそれぞれ前記第４および第３の出力端子に接続され、それらの第２の電極は互いに接続され、
   前記第９および第１０のダイオードはそれぞれ前記第６および第７のトランジスタに逆並列に接続され、
   前記第４の出力端子に前記第１および第３の直流電圧を交互に出力する場合は、前記第７のトランジスタがオンされるとともに前記第４および第６のトランジスタが交互にオンされ、
   前記第４の出力端子に前記第２および第３の直流電圧を交互に出力する場合は、前記第６のトランジスタがオンされるとともに前記第５および第７のトランジスタが交互にオンされる、請求項７に記載の電力変換装置。
10. 前記第６および第７のトランジスタの第２の電極はそれぞれ前記第３および第４の出力端子に接続され、
    前記第９および第１０のダイオードのアノードはそれぞれ前記第３および第４の出力端子に接続され、それらのカソードはそれぞれ前記第７および第６のトランジスタの第１の電極に接続され、
    前記第４の出力端子に前記第１および第３の直流電圧を交互に出力する場合は、前記第７のトランジスタがオンされるとともに前記第４および第６のトランジスタが交互にオンされ、
    前記第４の出力端子に前記第２および第３の直流電圧を交互に出力する場合は、前記第６のトランジスタがオンされるとともに前記第５および第７のトランジスタが交互にオンされる、請求項７に記載の電力変換装置。
11. 前記インバータは、前記第４〜第７のトランジスタおよび前記第７〜第１０のダイオードを含む半導体モジュールを備える、請求項７に記載の電力変換装置。
12. 前記第４および第５のトランジスタの各々の定格電流は、前記第６および第７のトランジスタと前記第７〜第１０のダイオードの各々の定格電流よりも大きい、請求項７に記載の電力変換装置。
13. 前記ワイドバンドギャップ半導体はＳｉＣであり、前記ワイドバンドギャップ半導体以外の半導体はＳｉである、請求項７に記載の電力変換装置。

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