KR102208248B1 - 컨버터 및 그것을 이용한 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

컨버터는, 애노드 및 캐소드가 각각 입력 단자(T0) 및 제1 출력 단자(T1)에 접속된 제1 다이오드(D1)와, 애노드 및 캐소드가 각각 제2 출력 단자(T2) 및 입력 단자에 접속된 제2 다이오드(D2)와, 제1 출력 단자 및 입력 단자 간에 접속된 제1 트랜지스터(Q1)와, 입력 단자 및 제2 출력 단자 간에 접속된 제2 트랜지스터(Q2)와, 입력 단자 및 제3 출력 단자(T3) 사이에 접속되고, 제3 내지 제6 다이오드(D3 내지 D6) 및 제3 트랜지스터(Q3)를 포함하는 쌍방향 스위치를 구비한다. 제1 다이오드, 제2 다이오드 및 제3 트랜지스터의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고, 제1 및 제2 트랜지스터와 제3 내지 제6 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된다.

Description

컨버터 및 그것을 이용한 전력 변환 장치
본 발명은 컨버터 및 그것을 이용한 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히, 교류 전압을 제1 내지 제3 직류 전압으로 변환하는 컨버터와, 그것을 이용한 전력 변환 장치에 관한 것이다.
일본 특허공개 제2011-78296호 공보(특허문헌 1)에는, 4개의 트랜지스터와 6개의 다이오드를 구비하고, 교류 전압을 고전압, 저전압, 및 중간 전압으로 변환하는 컨버터가 개시되어 있다. 이 컨버터에서는, 6개의 다이오드 중 역회복(逆回復) 동작하는 2개의 다이오드를 와이드 밴드 갭 반도체로 형성함으로써, 리커버리 손실의 저감화가 도모되고 있다. 또한, 역회복 동작하지 않는 4개의 다이오드를 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성함으로써, 저비용화가 도모되고 있다.
일본 특허공개 제2011-78296호 공보
그러나, 종래의 컨버터에서는, 반도체 소자의 수가 많으므로, 장치가 대형화하여, 고비용이 된다는 문제가 있었다. 또한, 4개의 트랜지스터에서의 손실이 컸다.
그래서, 본 발명의 주된 목적은, 소형이고 저비용이며 저손실의 컨버터와, 그것을 이용한 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 컨버터는, 입력 단자에 부여되는 교류 전압을 제1 내지 제3 직류 전압으로 변환하여 각각 제1 내지 제3 출력 단자로 출력하는 컨버터로서, 애노드 및 캐소드가 각각 입력 단자 및 제1 출력 단자에 접속된 제1 다이오드와, 애노드 및 캐소드가 각각 제2 출력 단자 및 입력 단자에 접속된 제2 다이오드와, 제1 출력 단자 및 입력 단자 간에 접속된 제1 트랜지스터와, 입력 단자 및 제2 출력 단자 간에 접속된 제2 트랜지스터와, 입력 단자 및 제3 출력 단자 간에 접속된 제1 쌍방향 스위치를 구비한 것이다. 제1 직류 전압은 제2 직류 전압보다도 높고, 제3 직류 전압은 제1 및 제2 직류 전압의 중간 전압이다. 제1 쌍방향 스위치는 제3 내지 제6 다이오드 및 제3 트랜지스터를 포함한다. 제3 및 제4 다이오드의 애노드는 각각 입력 단자 및 제3 출력 단자에 접속되고, 그들의 캐소드는 모두 제3 트랜지스터의 제1 전극에 접속된다. 제5 및 제6 다이오드의 캐소드는 각각 입력 단자 및 제3 출력 단자에 접속되고, 그들의 애노드는 모두 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속된다. 제1 다이오드, 제2 다이오드, 및 제3 트랜지스터의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되어 있다. 제1 트랜지스터, 제2 트랜지스터, 및 제3 내지 제6 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성되어 있다.
본 발명에 따른 컨버터는, 3개의 트랜지스터와 6개의 다이오드로 구성된다. 따라서, 종래보다도 반도체 소자의 수가 적으므로, 장치의 소형화, 저비용화를 도모할 수 있다. 또한, 역회복 동작하는 제1 및 제2 다이오드와 큰 전류를 스위칭하는 제3 트랜지스터를 와이드 밴드 갭 반도체로 형성하였으므로, 스위칭 손실 및 리커버리 손실의 저감화를 도모할 수 있다. 역회복 동작하지 않는 제3 내지 제6 다이오드와 작은 전류를 스위칭하는 제1 및 제2 트랜지스터를 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성하였으므로, 저비용화를 도모할 수 있다.
도 1은, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 컨버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 2는, 도 1에 도시한 트랜지스터를 제어하는 PWM 신호의 파형을 나타내는 타임차트이다.
도 3은, 도 1에 도시한 트랜지스터의 스위칭 손실을 설명하기 위한 타임차트이다.
도 4는, 도 1에 도시한 컨버터에 포함되는 반도체 모듈의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 5는, 도 1에 도시한 컨버터를 구비한 무정전 전원 장치(UPS)의 구성을 나타내는 회로 블록도이다.
도 6은, 본 발명의 실시 형태 2에 의한 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 7은, 도 6에 도시한 4개의 트랜지스터를 제어하는 4개의 PWM 신호의 파형을 나타내는 타임차트이다.
도 8은, 도 6에 도시한 인버터에 흐르는 전류를 설명하기 위한 회로도이다.
도 9는, 도 6에 도시한 인버터에 흐르는 전류를 나타내는 타임차트이다.
도 10은, 도 6에 도시한 인버터에 포함되는 반도체 모듈의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 11은, 본 발명의 실시 형태 3에 의한 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 12는, 본 발명의 실시 형태 4에 의한 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 13은, 본 발명의 실시 형태 5에 의한 무정전 전원 장치(UPS)의 구성을 나타내는 회로 블록도이다.
도 14는, 도 13에 도시한 컨버터 및 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 15는, 도 13에 도시한 쌍방향 초퍼의 구성을 나타내는 회로도이다.
[실시 형태 1]
도 1은, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 컨버터의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 1에 있어서, 이 컨버터는, 입력 단자 T0, 출력 단자 T1 내지 T3(제1 내지 제3 출력 단자), 다이오드 D1 내지 D6(제1 내지 제6 다이오드), 및 트랜지스터 Q1 내지 Q3(제1 내지 제3 트랜지스터)을 구비한다.
입력 단자 T0은, 예를 들어 상용 교류 전원(10)으로부터 상용 주파수의 교류 전압 VAC를 받는다. 출력 단자 T1, T3에는, 각각 배터리 B1의 정극 및 부극이 접속된다. 출력 단자 T3, T2에는, 각각 배터리 B2의 정극 및 부극이 접속된다. 배터리 B1, B2의 각각은 직류 전력을 축적한다. 배터리 B1과 B2는 동일한 값의 직류 전압으로 충전된다.
출력 단자 T1, T2, T3의 전압을 각각 직류 전압 V1, V2, V3이라고 하면, V1>V3>V2가 되고, V3=(V1+V2)/2가 된다. 이 컨버터는, 입력 단자 T0에 인가된 교류 전압 VAC를 직류 전압 V1 내지 V3으로 변환하여 각각 출력 단자 T1 내지 T3으로 출력하는 것이다. 또한, 출력 단자 T3을 접지하면, 직류 전압 V1 내지 V3은 각각 정전압, 부전압, 및 0V가 된다.
다이오드 D1의 애노드는 입력 단자 T0에 접속되고, 그 캐소드는 출력 단자 T1에 접속되어 있다. 다이오드 D2의 애노드는 출력 단자 T2에 접속되고, 그 캐소드는 입력 단자 T0에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q1의 콜렉터는 출력 단자 T1에 접속되고, 그 이미터는 입력 단자 T0에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q2의 콜렉터는 입력 단자 T0에 접속되고, 그 이미터는 출력 단자 T2에 접속되어 있다.
다이오드 D3, D4의 애노드는 각각 입력 단자 T0 및 출력 단자 T3에 접속되고, 그들의 캐소드는 서로 접속된다. 다이오드 D5, D6의 캐소드는 각각 입력 단자 T0 및 출력 단자 T3에 접속되고, 그들의 애노드는 서로 접속된다.
트랜지스터 Q3의 드레인(제1 전극)은 다이오드 D3, D4의 캐소드에 접속되고, 그 소스(제2 전극)는 다이오드 D5, D6의 애노드에 접속된다. 다이오드 D3 내지 D6 및 트랜지스터 Q3은, 입력 단자 T0과 출력 단자 T3의 사이에 접속된 제1 쌍방향 스위치를 구성한다.
다이오드 D1은, 교류 전압 VAC가 정전압인 기간에, 입력 단자 T0으로부터 출력 단자 T1로 전류를 흘리고, 배터리 B1을 충전시킨다. 다이오드 D2는, 교류 전압 VAC가 부전압인 기간에, 출력 단자 T2로부터 입력 단자 T0으로 전류를 흘리고, 배터리 B2를 충전시킨다.
다이오드 D1, D2는 배터리 B1, B2를 충전시키는 전류를 흘리므로, 다이오드 D1, D2의 정격 전류는 비교적 큰 값으로 설정되어 있다. 다이오드 D1, D2의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 600A이며, 다이오드 D3 내지 D6 및 트랜지스터 Q1 내지 Q3의 각각의 정격 전류보다도 크다. 다이오드 D1, D2에서의 손실을 작게 하기 위해서, 다이오드 D1, D2의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC(실리콘 카바이드)를 사용하여 형성되어 있으며, 예를 들어 쇼트 키 배리어 다이오드이다.
배터리 B1, B2가 접속된 모터와 같은 부하(도시생략)로부터 전력이 회생되고, 출력 단자 T1의 전압 V1이 정격 전압 V1R을 초과하여, 출력 단자 T2의 전압 V2가 정격 전압 V2R보다도 저하되는 경우가 있다. 정격 전압 V1R은, 교류 전압 VAC의 정측 피크 전압으로부터 다이오드 D1의 역치 전압을 감산한 전압이다. 정격 전압 V2R은, 교류 전압 VAC의 부측 피크 전압에 다이오드 D2의 역치 전압을 가산한 전압이다.
트랜지스터 Q1은, 출력 단자 T1의 전압 V1이 정격 전압 V1R을 초과한 경우에, 출력 단자 T1로부터 입력 단자 T0으로 전류를 흘리고, 출력 단자 T1의 전압 V1을 저하시킨다. 트랜지스터 Q2는, 출력 단자 T2의 전압 V2가 정격 전압 V2R보다도 저하된 경우에, 입력 단자 T0으로부터 출력 단자 T2로 전류를 흘리고, 출력 단자 T2의 전압 V2를 상승시킨다.
이 컨버터는, 회생 전력이 작은 전력 변환 장치(예를 들어 무정전 전원 장치(UPS))에 사용되므로, 트랜지스터 Q1, Q2의 정격 전류는 비교적 작은 값으로 설정되어 있다. 트랜지스터 Q1, Q2의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 300A이며, 다이오드 D1 내지 D6 및 트랜지스터 Q3의 각각의 정격 전류보다도 작다. 트랜지스터 Q1, Q2의 손실은 작으므로, 고가의 와이드 밴드 갭 반도체를 사용하여 트랜지스터 Q1, Q2를 형성할 필요가 없다. 그래서, 장치의 저비용화를 도모하기 위해서, 트랜지스터 Q1, Q2의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성되어 있으며, 예를 들어 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)이다.
다이오드 D3 내지 D6 및 트랜지스터 Q3은, 출력 단자 T3의 전압 V3을 전압 V1과 V2의 중간 전압으로 설정하기 위한 제1 쌍방향 스위치를 구성한다. 다이오드 D3 내지 D6 및 트랜지스터 Q3의 각각의 정격 전류는, 다이오드 D1, D2의 각각의 정격 전류보다도 작고, 트랜지스터 Q1, Q2의 각각의 정격 전류보다도 큰 값으로 설정되어 있다. 다이오드 D3 내지 D6의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 450A이다. 트랜지스터 Q3의 정격 전류는, 예를 들어 500A이다.
다이오드 D3 내지 D6의 손실은 작으므로, 고가의 와이드 밴드 갭 반도체를 사용하여 다이오드 D3 내지 D6을 형성할 필요는 없다. 그래서, 다이오드 D3 내지 D6의 각각은, 장치의 저비용화를 도모하기 위해서, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성되어 있다. 트랜지스터 Q3의 손실을 작게 하기 위해서, 트랜지스터 Q3은, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC(실리콘 카바이드)를 사용하여 형성되어 있으며, 예를 들어 N 채널 MOS 트랜지스터이다.
다음으로, 이 컨버터의 동작에 대하여 설명한다. 트랜지스터 Q1 내지 Q3의 게이트에는, 제어 장치(도시생략)로부터 각각 PWM(pulse width modulation; 펄스폭 변조) 신호 φ1 내지 φ3이 부여된다. 도 2의 (a) 내지 (d)는 PWM 신호 φ1 내지 φ3의 작성 방법 및 파형을 나타내는 도면이다. 특히, 도 2의 (a)는 정현파 명령값 신호 CM, 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1, 및 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 파형을 나타내고, 도 2의 (b) 내지 (d)는 각각 PWM 신호 φ2B, φ1B, φ3의 파형을 나타내고 있다. PWM 신호 φ2B, φ1B는, 각각 PWM 신호 φ2, φ1의 반전 신호이다.
도 2의 (a) 내지 (d)에 있어서, 정현파 명령값 신호 CM의 주파수는, 예를 들어 상용 주파수이다. 정현파 명령값 신호 CM의 위상은, 예를 들어 상용 주파수의 교류 전압 VAC의 위상과 동일하다. 캐리어 신호 CA1, CA2의 주기 및 위상은 동일하다. 캐리어 신호 CA1, CA2의 주기는, 정현파 명령값 신호 CM의 주기보다도 충분히 작다.
정현파 명령값 신호 CM의 레벨과 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1의 레벨의 고저가 비교된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1의 레벨보다도 높은 경우에는, PWM 신호 φ1B가 「L」 레벨로 되고, PWM 신호 φ1이 「H」 레벨로 된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1의 레벨보다도 낮은 경우에는, PWM 신호 φ1B가 「H」 레벨로 되고, PWM 신호 φ1이 「L」 레벨로 된다.
따라서, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ1이 캐리어 신호 CA1에 동기하여 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되고, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ1은 「L」 레벨로 고정된다.
PWM 신호가 1주기 내에서 「H」 레벨로 되는 시간과, PWM 신호의 1주기의 시간과의 비는 듀티비라고 불린다. PWM 신호 φ1의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, 정현파 명령값 신호 CM의 정의 피크(90도) 부근에서 최대가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 감소하고, 0도 부근과 180도 부근에서 최소가 된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ1의 듀티비는 0으로 고정된다.
정현파 명령값 신호 CM의 레벨과 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 레벨의 고저가 비교된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 레벨보다도 높은 경우에는, PWM 신호 φ2B가 「H」 레벨로 되고, PWM 신호 φ2가 「L」 레벨로 된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 레벨보다도 낮은 경우에는, PWM 신호 φ2B가 「L」 레벨로 되고, PWM 신호 φ2가 「H」 레벨로 된다.
따라서, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ2는 「L」 레벨로 고정된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ2는 캐리어 신호 CA2에 동기하여 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 된다. PWM 신호 φ2의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, 정현파 명령값 신호 CM의 정의 피크(270도) 부근에서 최대가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 감소하고, 180도 부근과 360도 부근에서 최소가 된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ2의 듀티비는 0으로 고정된다.
PWM 신호 φ3은, PWM 신호 φ2B, φ1B의 논리곱 신호로 된다. PWM 신호 φ3은, 캐리어 신호 CA1, CA2에 동기하여 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 된다. PWM 신호 φ3의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, 정현파 명령값 신호 CM의 정의 피크(90도) 부근에서 최소가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 증대되어, 0도 부근과 180도 부근에서 최대가 된다. PWM 신호 φ3의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, 정현파 명령값 신호 CM의 부의 피크(270도) 부근에서 최소가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 증대되어, 180도 부근과 360도 부근에서 최대가 된다.
다음으로, 컨버터의 동작 시에 다이오드 D1 내지 D6 및 트랜지스터 Q1 내지 Q3의 각각에 흐르는 전류에 대하여 설명한다. 역률은 1.0이며, 정현파 명령값 신호 CM과 교류 전압 VAC의 위상은 일치하고 있는 것으로 한다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ1, φ3이 교대로 「H」 레벨로 되고, PWM 신호 φ2가 「L」 레벨로 고정된다.
이 기간에 있어서, 직류 전압 V1이 정격 전압 V1R보다도 낮은 경우, PWM 신호 φ1, φ3이 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터 Q3이 오프되고, 교류 전압 VAC의 레벨에 따른 레벨의 전류 I1이 입력 단자 T0으로부터 다이오드 D1을 통해 출력 단자 T1로 흐른다. 이때, 트랜지스터 Q1에 전류는 흐르지 않는다.
이 기간에 있어서, 예를 들어 부하(도시생략)로부터 배터리 B1에 전력이 회생되어 직류 전압 V1이 정격 전압 V1R을 초과한 경우, PWM 신호 φ1, φ3이 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터 Q1이 온됨과 함께 트랜지스터 Q3이 오프된다. 이에 의해, 직류 전압 V1 및 교류 전압 VAC의 레벨에 따른 레벨의 전류 I1이 출력 단자 T1로부터 트랜지스터 Q1을 통해 입력 단자 T0으로 흐르고, 직류 전압 V1이 정격 전압 V1R까지 저하된다.
PWM 신호 φ1, φ3이 각각 「L」 레벨 및 「H」 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터 Q1이 오프됨과 함께 트랜지스터 Q3이 온되고, 입력 단자 T0으로부터 다이오드 D3, 트랜지스터 Q3, 및 다이오드 D6을 통해 출력 단자 T3에 이르는 경로로 전류 I1을 보완하는 레벨의 전류 I1A가 흐른다.
이 기간에는, 다이오드 D1 내지 D6 및 트랜지스터 Q1 내지 Q3 중에서 다이오드 D1에 흐르는 전류의 실효값이 가장 커지게 되고, 또한, 트랜지스터 Q3에 있어서 스위칭 손실이 발생한다. 트랜지스터 Q3이 오프 상태로부터 온 상태로 변화할 때마다 다이오드 D1에 역방향 바이어스 전압이 인가되고, 다이오드 D1이 역회복 동작을 한다. 이 기간에는, 다이오드 D2, D4, D5에 전류는 흐르지 않는다. 직류 전압 V1이 정격 전압 V1R을 초과하는 시간은 짧으므로, 트랜지스터 Q1에서 발생하는 손실은 작다.
정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ2, φ3이 교대로 「H」 레벨로 되고, PWM 신호 φ1이 「L」 레벨로 고정된다. 이 기간에 있어서, 직류 전압 V2가 정격 전압 V2R보다도 높은 경우, PWM 신호 φ2, φ3이 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터 Q3이 오프되고, 직류 전압 V2 및 교류 전압 VAC의 레벨에 따른 레벨의 전류 I2가 출력 단자 T2로부터 다이오드 D2를 통해 입력 단자 T0에 흐른다. 이때, 트랜지스터 Q2에 전류는 흐르지 않는다. 정격 전압 V2R은, 교류 전압 VAC의 부측의 피크값과 다이오드 D2의 역치 전압과의 차의 전압이다.
이 기간에 있어서, 예를 들어 부하(도시생략)로부터 배터리 B2로 전력이 회생되어 직류 전압 V2가 정격 전압 V2R보다도 저하된 경우, PWM 신호 φ2, φ3이 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터 Q2가 온됨과 함께 트랜지스터 Q3이 오프된다. 이에 의해, 직류 전압 V2 및 교류 전압 VAC의 레벨에 따른 레벨의 전류 I2가 입력 단자 T0으로부터 트랜지스터 Q2를 통해 출력 단자 T2로 흐르고, 직류 전압 V2가 정격 전압 V2R까지 상승한다.
PWM 신호 φ2, φ3이 각각 「L」 레벨 및 「H」 레벨로 되어 있을 때는, 트랜지스터 Q2가 오프됨과 함께 트랜지스터 Q3이 온되고, 출력 단자 T3으로부터 다이오드 D4, 트랜지스터 Q3 및 다이오드 D5를 통해 입력 단자 T0에 이르는 경로로 전류 I2를 보완하는 레벨의 전류 I2A가 흐른다.
이 기간에는, 다이오드 D1 내지 D6 및 트랜지스터 Q1 내지 Q3 중에서 다이오드 D2에 흐르는 전류의 실효값이 가장 커지게 되고, 또한, 트랜지스터 Q3에 있어서 스위칭 손실이 발생한다. 트랜지스터 Q3이 오프 상태로부터 온 상태로 변화할 때마다 다이오드 D2에 역방향 바이어스 전압이 인가되고, 다이오드 D2가 역회복 동작을 한다. 이 기간에는, 다이오드 D1, D3, D6에 전류는 흐르지 않는다. 직류 전압 V2가 정격 전압 V2R보다도 저하되는 시간은 짧아, 트랜지스터 Q2에서 발생하는 손실은 작다.
정리하면, 다이오드 D1, D2에는 큰 전류가 흐르고, 다이오드 D1, D2는 역회복 동작을 한다. 다이오드 D3 내지 D6에는 다이오드 D1, D2보다도 작은 전류가 흐르고, 다이오드 D3 내지 D6은 역회복 동작을 하지 않는다. 트랜지스터 Q3에는 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q3에 있어서 스위칭 손실이 발생한다. 트랜지스터 Q1, Q2에 전류가 흐르는 시간은 짧아, 트랜지스터 Q1, Q2에서 발생하는 손실은 작다.
이 때문에 상기한 바와 같이 다이오드 D1, D2로서, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 큰 값(예를 들어 600A)의 쇼트 키 배리어 다이오드를 사용함으로써, 역회복 동작 시에서의 리커버리 손실의 저감화를 도모하고 있다. 다이오드 D3 내지 D6으로서는, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 작은 값(예를 들어 450A)의 다이오드를 사용하여, 저비용화를 도모하고 있다.
또한, 트랜지스터 Q3으로서, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 큰 값(예를 들어 500A)의 N 채널 MOS트랜지스터를 사용함으로써, 스위칭 손실의 저감화를 도모하고 있다. 트랜지스터 Q1, Q2로서는, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 작은 값(예를 들어 450A)의 IGBT를 사용하여, 저비용화를 도모하고 있다.
도 3의 (a)는 Si를 사용하여 형성된 N 채널 MOS 트랜지스터(Si 트랜지스터라고 칭함)의 스위칭 동작을 나타내는 타임차트이며, 도 3의 (b)는 SiC를 사용하여 형성된 N 채널 MOS 트랜지스터(SiC 트랜지스터라고 칭함)의 스위칭 동작을 나타내는 타임차트이다.
도 3의 (a), (b)에 있어서, 초기 상태에서는 게이트 신호(도시생략)가 「H」 레벨로 되어 트랜지스터가 온하여, 트랜지스터에 일정한 전류 I가 흐르고, 드레인-소스간 전압 Vds는 0V인 것으로 한다. 어느 시각에 게이트 신호를 「H」 레벨로부터 「L」 레벨로 하강시켜 트랜지스터를 오프시키면, 전류 I가 감소하고, 전압 Vds가 증대된다.
도 3의 (a), (b)로부터 알 수 있는 바와 같이, Si 트랜지스터에 있어서 전류 I가 하강을 시작하고 나서 0A가 될 때까지의 시간 Ta는, SiC 트랜지스터에 있어서 전류 I가 하강을 시작하고 나서 0A가 될 때까지의 시간 Tb보다도 길어진다. Si 트랜지스터에서는, 전류 I가 어느 값까지는 빠르게 저하되지만, 그 값으로부터 0A가 될 때까지의 시간이 길게 걸린다. 어느 값으로부터 0A가 될 때까지 흐르는 전류는 테일 전류라고 불린다.
이에 반하여 SiC 트랜지스터에서는, 전류 I는 빠르게 저하되고, 약간의 오버슈트가 발생한다. 트랜지스터의 스위칭 손실은, 전류 I와 전압 Vds의 곱이며, 도면 중의 사선을 그은 부분의 면적에 대응한다. 따라서, SiC 트랜지스터의 스위칭 손실은, Si 트랜지스터의 스위칭 손실보다도 작다.
도 4는, 도 1에 도시한 컨버터의 외관을 나타내는 도면이다. 도 4에 있어서, 컨버터는, 하나의 반도체 모듈 M1을 구비한다. 반도체 모듈 M1의 내부에는, 다이오드 D1 내지 D4와 트랜지스터 Q1 내지 Q3이 마련되어 있다. 반도체 모듈 M1의 외부에는, 입력 단자 T0과 출력 단자 T1 내지 T3이 마련되어 있다. 또한, 반도체 모듈 M1의 외부에는, 트랜지스터 Q1 내지 Q3의 게이트에 PWM 신호 φ1 내지 φ3을 부여하기 위한 신호 단자가 마련되어 있지만, 도면의 간단화를 위해, 신호 단자의 도시는 생략되었다.
도 5는, 도 1에 도시한 컨버터를 구비한 무정전 전원 장치(UPS)의 구성을 나타내는 회로 블록도이다. 도 5에 있어서, 무정전 전원 장치(UPS)는, 입력 필터(1), 컨버터(2), 직류 정모선(正母線) L1, 직류 부모선(負母線) L2, 직류 중성점 모선 L3, 콘덴서 C1, C2, 인버터(3), 출력 필터(4), 및 제어 장치(5)를 구비한다.
입력 필터(1)는, 저역 통과 필터이며, 상용 교류 전원(10)으로부터의 상용 주파수의 교류 전력을 컨버터(2)의 입력 단자 T0에 통과시킴과 함께, 컨버터(2)에서 발생하는 캐리어 주파수의 신호가 상용 교류 전원(10)측으로 통과하는 것을 방지한다.
직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2, 및 직류 중성점 모선 L3의 한쪽 단부는 각각 컨버터(2)의 출력 단자 T1, T2, T3에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단부는 각각 인버터(3)의 3개의 입력 단자에 접속된다. 콘덴서 C1은 모선 L1, L3 사이에 접속되고, 콘덴서 C2는 모선 L3, L2 사이에 접속된다. 모선 L1, L3은 각각 배터리 B1의 정극 및 부극에 접속되고, 모선 L3, L2는 각각 배터리 B2의 정극 및 부극에 접속된다.
컨버터(2)는, 도 1에서 도시한 바와 같이, 입력 단자 T0, 출력 단자 T1 내지 T3, 다이오드 D1 내지 D6, 및 트랜지스터 Q1 내지 Q3을 포함하고, 제어 장치(5)로부터의 PWM 신호 φ1 내지 φ3에 의해 제어된다.
컨버터(2)는, 상용 교류 전원(10)으로부터 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상 시에는, 상용 교류 전원(10)으로부터 입력 필터(1)를 통해 공급되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 그 직류 전력을 배터리 B1, B2의 각각에 공급함과 함께, 인버터(3)에 공급한다. 배터리 B1, B2의 각각은, 직류 전력을 축적한다.
환언하면, 컨버터(2)는, 제어 장치(5)로부터 부여되는 PWM 신호 φ1 내지 φ3에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(10)으로부터 입력 필터(1)를 통해 공급되는 교류 전압 VAC에 기초하여 직류 전압 V1 내지 V3을 생성하고, 생성한 직류 전압 V1 내지 V3을 각각 직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2 및 직류 중성점 모선 L3에 부여한다. 또한, 출력 단자 T3을 접지하면, 직류 전압 V1 내지 V3은 각각 정전압, 부전압, 0V가 된다. 직류 전압 V1 내지 V3은, 콘덴서 C1, C2에 의해 평활화된다. 직류 전압 V1 내지 V3은, 배터리 B1, B2와 인버터(3)에 공급된다. 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 트랜지스터 Q1은 오프 상태로 고정되어 컨버터(2)의 운전은 정지된다.
인버터(3)는, 상용 교류 전원(10)으로부터 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상 시에는, 컨버터(2)에서 생성된 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 배터리 B1, B2의 직류 전력을 교류 전력으로 변환한다.
환언하면, 인버터(3)는, 통상 시에는 컨버터(2)로부터 모선 L1 내지 L3을 통해 공급되는 직류 전압 V1 내지 V3에 기초하여 3레벨의 교류 전압을 생성하고, 정전 시에는 배터리 B1, B2로부터 모선 L1 내지 L3을 통해 공급되는 직류 전압 V1 내지 V3에 기초하여 3레벨의 교류 전압을 생성한다.
출력 필터(4)는, 인버터(3)의 출력 단자와 부하(11)의 사이에 접속된다. 출력 필터(4)는, 저역 통과 필터이며, 인버터(3)로부터 출력되는 교류 전력 중 상용 주파수의 교류 전력을 부하(11)에 통과시킴과 함께, 인버터(3)에서 발생하는 캐리어 주파수의 신호가 부하(11)측으로 통과하는 것을 방지한다. 환언하면, 출력 필터(4)는, 인버터(3)의 출력 전압을 상용 주파수의 정현파로 변환하여 부하(11)에 공급한다.
제어 장치(5)는, 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전압, 부하(11)로 출력되는 교류 전압, 직류 전압 V1 내지 V3 등을 모니터하면서, PWM 신호를 공급함으로써, 컨버터(2) 및 인버터(3)를 제어한다.
다음으로, 이 무정전 전원 장치(UPS)의 동작에 대하여 설명한다. 상용 교류 전원(10)으로부터 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상 시에는, 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력이 입력 필터(1)를 통해 컨버터(2)에 공급되고, 컨버터(2)에 의해 직류 전력으로 변환된다. 컨버터(2)에서 생성된 직류 전력은, 배터리 B1, B2에 축적됨과 함께 인버터(3)에 공급되고, 인버터(3)에 의해 상용 주파수의 교류 전력으로 변환된다 . 인버터(3)에서 생성된 교류 전력은, 출력 필터(4)를 통해 부하(11)에 공급되고, 부하(11)가 운전된다.
부하(11)에서 회생 전력이 발생한 경우, 그 회생 전력은 출력 필터(4), 인버터(3), 모선 L1 내지 L3, 컨버터(2), 및 입력 필터(1)를 통해 상용 교류 전원(10)으로 되돌려진다.
상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 컨버터(2)의 운전이 정지됨과 함께, 배터리 B1, B2의 직류 전력이 인버터(3)에 공급되고, 인버터(3)에 의해 상용 주파수의 교류 전력으로 변환된다. 인버터(3)에서 생성된 교류 전력은, 출력 필터(4)를 통해 부하(11)에 공급되고, 부하(11)의 운전이 계속된다.
따라서, 정전이 발생한 경우에도, 배터리 B1, B2에 직류 전력이 축적되어 있는 한은 부하(11)의 운전이 계속된다. 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 재개된 경우에는, 컨버터(2)의 운전이 재개되고, 컨버터(2)에서 생성된 직류 전력이 배터리 B1, B2 및 인버터(3)에 공급되고, 원래의 상태로 되돌아온다.
이상과 같이, 이 실시 형태 1에서는, 3개의 트랜지스터 Q1 내지 Q3과 6개의 다이오드 D1 내지 D6으로 컨버터를 구성하였으므로, 종래보다도 반도체 소자의 수를 저감시킬 수 있어, 장치의 소형화, 저비용화를 도모할 수 있다. 게다가, 역회복 동작하는 다이오드 D1, D2와 전류를 스위칭하는 트랜지스터 Q3을 와이드 밴드 갭 반도체로 형성하였으므로, 리커버리 손실 및 스위칭 손실의 저감화를 도모할 수 있다. 또한, 역회복 동작하지 않는 다이오드 D3 내지 D6과 회생 동작 시에만 전류를 흘리는 트랜지스터 Q1, Q2를 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성하였으므로, 저비용화를 도모할 수 있다.
또한, 이 실시 형태 1에서는, 와이드 밴드 갭 반도체로서 SiC를 사용하였지만, 이것으로 한정되는 것이 아니라, 와이드 밴드 갭 반도체이면 다른 어떤 반도체를 사용하여도 상관없다. 예를 들어, 와이드 밴드 갭 반도체로서 GaN(갈륨·나이트라이드)을 사용해도 된다.
[실시 형태 2]
도 6은, 본 발명의 실시 형태 2에 의한 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 인버터(3)의 구성을 나타내는 회로 블록도이다. 무정전 전원 장치(UPS)의 전체 구성은, 도 5에서 도시한 바와 같다. 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 컨버터(2)는, 도 1에서 도시한 컨버터이다. 도 6에 있어서, 이 인버터(3)는, 입력 단자 T11 내지 T13(제1 내지 제3 출력 단자), 출력 단자 T14(제4 출력 단자), 트랜지스터 Q11 내지 Q14(제4 내지 제7 트랜지스터), 및 다이오드 D11 내지 D14(제7 내지 제10 다이오드)를 구비한다.
입력 단자 T11 내지 T13은, 각각 도 5의 직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2, 직류 중성점 모선 L3에 접속되어 있다. 입력 단자 T11, T13에는, 각각 배터리 B1의 정극 및 부극이 접속된다. 입력 단자 T13, T12에는, 각각 배터리 B2의 정극 및 부극이 접속된다. 배터리 B1, B2의 각각은 직류 전압을 출력한다. 배터리 B1의 출력 전압과 배터리 B2의 출력 전압은 동등하다. 따라서, 입력 단자 T11, T12, T13에는, 각각 직류 전압 V1, V2, V3이 인가되고, V1>V3>V2가 되고, V3=(V1+V2)/2가 된다. 이 인버터는, 입력 단자 T11 내지 T13에 인가된 직류 전압 V1 내지 V3을 3레벨의 교류 전압 V4로 변환하여 출력 단자 T14로 출력하는 것이다. 또한, 입력 단자 T13을 접지하면, 직류 전압 V1 내지 V3은 각각 정전압, 부전압, 및 0V로 된다.
트랜지스터 Q11, Q12의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC(실리콘카바이드)를 사용하여 형성되어 있으며, 예를 들어 N 채널 MOS 트랜지스터이다. 트랜지스터 Q11, Q12의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 600A이며, 트랜지스터 Q13, Q14 및 다이오드 D11 내지 D14의 각각의 정격 전류보다도 크다.
트랜지스터 Q13, Q14의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성되어 있으며, 예를 들어 IGBT이다. 트랜지스터 Q13, Q14의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 450A이다.
다이오드 D11, D12의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성되어 있다. 다이오드 D11, D12의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 300A이다.
다이오드 D13, D14의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC(실리콘 카바이드)를 사용하여 형성된 쇼트 키 배리어 다이오드이다. 다이오드 D13, D14의 각각의 정격 전류는, 예를 들어 500A이다. 트랜지스터 Q11, Q12의 정격 전류는, 트랜지스터 Q13, Q14 및 다이오드 D11 내지 D14의 각각의 정격 전류보다도 크다.
이와 같이 트랜지스터 Q11, Q12의 사양과 트랜지스터 Q13, Q14의 사양이 상이하고, 다이오드 D11, D12의 사양과 다이오드 D13, D14의 사양이 상이한 이유에 대해서는 후술한다.
트랜지스터 Q11의 드레인(제1 전극)은 입력 단자 T11에 접속되고, 그 소스(제2 전극)는 출력 단자 T14에 접속된다. 다이오드 D11의 애노드는 출력 단자 T14에 접속되고, 그 캐소드는 입력 단자 T11에 접속되어 있다.
트랜지스터 Q12의 드레인은 출력 단자 T14에 접속되고, 그 소스는 입력 단자 T12에 접속된다. 다이오드 D12의 애노드는 입력 단자 T12에 접속되고, 그 캐소드는 출력 단자 T14에 접속되어 있다. 즉, 다이오드 D11, D12는, 각각 트랜지스터 Q11, Q12에 역병렬로 접속되어 있다.
트랜지스터 Q13, Q14의 콜렉터(제1 전극)는 서로 접속되고, 트랜지스터 Q13, Q14의 이미터(제2 전극)는 각각 입력 단자 T13 및 출력 단자 T14에 접속된다. 다이오드 D13, D14의 캐소드는 모두 트랜지스터 Q13, Q14의 콜렉터에 접속되고, 그들의 애노드는 각각 입력 단자 T13 및 출력 단자 T14에 접속되어 있다. 즉, 다이오드 D13, D14는, 각각 트랜지스터 Q13, Q14에 역병렬로 접속되어 있다. 트랜지스터 Q13, Q14 및 다이오드 D13, D14는, 입력 단자 T13과 출력 단자 T14의 사이에 접속된 제2 쌍방향 스위치를 구성한다.
다음으로, 이 인버터의 동작에 대하여 설명한다. 트랜지스터 Q11 내지 Q14의 게이트에는, 제어 장치(5)로부터 PWM 신호 φ11 내지 φ14가 각각 부여된다. 도 7의 (a) 내지 (e)는 PWM 신호 φ11 내지 φ14의 작성 방법 및 파형을 나타내는 도면이다. 특히, 도 7의 (a)는 정현파 명령값 신호 CM, 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1, 및 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 파형을 나타내고, 도 7의 (b) 내지 (e)는 각각 PWM 신호 φ11, φ14, φ13, φ12의 파형을 나타내고 있다.
도 7의 (a) 내지 (e)에 있어서, 정현파 명령값 신호 CM의 주파수는, 예를 들어 상용 주파수이다. 캐리어 신호 CA1, CA2의 주기 및 위상은 동일하다. 캐리어 신호 CA1, CA2의 주기는, 정현파 명령값 신호 CM의 주기보다도 충분히 작다.
정현파 명령값 신호 CM의 레벨과 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1의 레벨의 고저가 비교된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1의 레벨보다도 높은 경우에는, PWM 신호 φ11, φ13이 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1의 레벨보다도 낮은 경우에는, PWM 신호 φ11, φ13이 각각 「L」 레벨 및 「H」 레벨로 된다.
따라서, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ11과 φ13이 캐리어 신호 CA1에 동기하여 교대로 「H」 레벨로 되고, 트랜지스터 Q11과 Q13이 교대로 온된다. 또한, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ11, φ13은 각각 「L」 레벨 및 「H」 레벨로 고정되고, 트랜지스터 Q11이 오프 상태로 고정됨과 함께 트랜지스터 Q13이 온 상태로 고정된다.
정현파 명령값 신호 CM의 레벨과 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 레벨 고저가 비교된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 레벨보다도 높은 경우에는, PWM 신호 φ12, φ14가 각각 「L」 레벨 및 「H」 레벨로 된다. 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 레벨보다도 낮은 경우에는, PWM 신호 φ12, φ14가 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 된다.
따라서, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ12, φ14는 각각 「L」 레벨 및 「H」 레벨로 고정되고, 트랜지스터 Q12가 오프 상태로 고정됨과 함께 트랜지스터 Q14가 온 상태로 고정된다. 또한, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ12와 φ14가 캐리어 신호 CA2에 동기하여 교대로 「H」 레벨로 되고, 트랜지스터 Q12와 Q14가 교대로 온된다.
PWM 신호가 1주기 내에 있어서 「H」 레벨로 되는 시간과, PWM 신호의 1주기의 시간과의 비는 듀티비라고 불린다. PWM 신호 φ11의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, 정현파 명령값 신호 CM의 정의 피크(90도) 부근에서 최대가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 감소하고, 0도 부근과 180도 부근에서 0으로 된다. PWM 신호 φ11의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는 0으로 고정된다. PWM 신호 φ13은, PWM 신호 φ11의 반전 신호이다.
PWM 신호 φ12의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는 0으로 고정된다. PWM 신호 φ12의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 부의 피크(270도) 부근에서 최대가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 감소하고, 180도 부근과 360도 부근에서 0으로 된다. PWM 신호 φ12의 듀티비는, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는 0으로 고정된다. PWM 신호 φ14는, PWM 신호 φ12의 반전 신호이다.
다음으로, 인버터의 동작 시에 트랜지스터 Q11 내지 Q14 및 다이오드 D11 내지 D14의 각각으로 흐르는 전류에 대하여 설명한다. 도 8에 도시한 바와 같이, 입력 단자 T11로부터 출력 단자 T14로 흐르는 전류를 I11이라 하고, 출력 단자 T14로부터 입력 단자 T12로 흐르는 전류를 I12라 하고, 입력 단자 T13으로부터 출력 단자 T14로 흐르는 전류를 I13이라 하며, 출력 단자 T14로부터 입력 단자 T13으로 흐르는 전류를 I14라 한다.
도 9의 (a) 내지 (i)는, 인버터의 동작을 나타내는 타임차트이다. 특히, 도9의 (a)는 정현파 명령값 신호 CM, 정측 삼각파 캐리어 신호 CA1 및 부측 삼각파 캐리어 신호 CA2의 파형을 나타내고, 도 9의 (b), (d), (f), (h)는 각각 PWM 신호 φ11, φ14, φ13, φ12의 파형을 나타내며, 도 9의 (c), (e), (g), (i)는 각각 전류 I11, I14, I13, I12의 파형을 나타내고 있다. 전류 I11 내지 I14 중 정의 전류는 트랜지스터 Q로 흐르는 전류를 나타내고, 부의 전류는 다이오드 D에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 또한, 역률이 1.0인 경우가 도시되어 있다.
도 9의 (a) 내지 (i)에 있어서, 정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 정인 기간에는, PWM 신호 φ14, φ12가 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 고정되고, PWM 신호 φ11과 φ13이 교대로 「H」 레벨로 된다. 따라서, 트랜지스터 Q14, Q12가 각각 온 상태 및 오프 상태로 고정되며, 트랜지스터 Q11과 Q13이 교대로 온되고, 출력 단자 T14에 직류 전압 V1과 V3이 교대로 나타난다.
이 기간에는, 트랜지스터 Q11이 온되었을 때 트랜지스터 Q11의 온 시간에 따른 레벨의 전류 I11이 흐르고, 트랜지스터 Q11이 오프되었을 때 다이오드 D13 및 트랜지스터 Q14의 경로로 전류 I11을 보완하는 레벨의 전류 I13이 흐른다.
트랜지스터 Q12는 오프 상태로 고정되어 있으므로, 트랜지스터 Q12로 전류는 흐르지 않고, 트랜지스터 Q12에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터 Q13은 온/오프되지만, 다이오드 D13으로 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q13으로 전류는 흐르지 않으므로, 트랜지스터 Q13에 있어서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터 Q14는 온 상태로 고정되므로, 트랜지스터 Q14로 전류가 흐르지만, 트랜지스터 Q14에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 따라서, 이 기간에는, 트랜지스터 Q11 내지 Q14 중에서 트랜지스터 Q11로 흐르는 전류의 실효값이 가장 커지고, 트랜지스터 Q11에서의 스위칭 손실이 가장 커진다.
트랜지스터 Q11이 오프 상태로부터 온 상태로 변화할 때마다 다이오드 D13에 역방향 바이어스 전압이 인가되고, 다이오드 D13이 역회복 동작을 한다. 이 기간에는, 다른 다이오드 D11, D12, D14로 전류는 흐르지 않는다.
정현파 명령값 신호 CM의 레벨이 부인 기간에는, PWM 신호 φ13, φ11이 각각 「H」 레벨 및 「L」 레벨로 고정되고, PWM 신호 φ12와 φ14가 교대로 「H」 레벨로 된다. 따라서, 트랜지스터 Q13, Q11이 각각 온 상태 및 오프 상태로 고정되고, 트랜지스터 Q12와 Q14가 교대로 온되고, 출력 단자 T14에 직류 전압 V2와 V3이 교대로 나타난다.
이 기간에는, 트랜지스터 Q12가 온되었을 때 트랜지스터 Q12의 온 시간에 따른 레벨의 전류 I12가 흐르고, 트랜지스터 Q12가 오프되었을 때 다이오드 D14 및 트랜지스터 Q13의 경로로 전류 I13이 흐른다.
트랜지스터 Q11은 오프 상태로 고정되어 있으므로, 트랜지스터 Q11로 전류는 흐르지 않고, 트랜지스터 Q11에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터 Q14는 온/오프되지만, 다이오드 D14에 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q14에 전류는 흐르지 않으므로, 트랜지스터 Q14에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터 Q13은 온 상태로 고정되므로, 트랜지스터 Q13에 전류가 흐르지만, 트랜지스터 Q13에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 따라서, 이 기간에는, 트랜지스터 Q11 내지 Q14 중에서 트랜지스터 Q12에 흐르는 전류의 실효값이 가장 커지고, 트랜지스터 Q12에 있어서의 스위칭 손실이 가장 커진다.
또한, 트랜지스터 Q12가 오프 상태로부터 온 상태로 변화할 때마다 다이오드 D14에 역방향 바이어스 전압이 인가되고, 다이오드 D14가 역회복 동작을 한다. 또한, 이 기간에는, 다른 다이오드 D11, D12, D13에 전류는 흐르지 않는다.
정리하면, 트랜지스터 Q11, Q12에는 큰 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q11, Q12에 있어서 스위칭 손실이 발생한다. 트랜지스터 Q13, Q14에는 트랜지스터 Q11, Q12보다도 작은 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q13, Q14에 있어서 스위칭 손실은 발생하지 않는다.
이 때문에 상기한 바와 같이 트랜지스터 Q11, Q12로서, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 큰 값(예를 들어 600A)의 N 채널 MOS 트랜지스터를 사용함으로써, 스위칭 손실의 저감화를 도모하고 있다. 또한, 트랜지스터 Q13, Q14로서는, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 작은 값(예를 들어 450A)의 IGBT를 사용하여, 저비용화를 도모하고 있다.
다이오드 D13, D14에는 트랜지스터 Q13, Q14와 동일 정도의 전류가 흐르고, 다이오드 D13, D14는 역회복 동작을 한다. 다이오드 D11, D12에는 전류는 흐르지 않는다. 또한, 다이오드 D11, D12는, 이미 알고 있는 바와 같이, 부하로서 인덕터가 사용된 경우에, 인덕터에서 발생한 전압으로부터 트랜지스터 Q11, Q12를 보호하기 위해서 마련되어 있다.
이 때문에 상기한 바와 같이 다이오드 D13, D14로서, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 트랜지스터 Q13, Q14와 동일 정도의 값(예를 들어 500A)의 쇼트 키 배리어 다이오드를 사용함으로써, 역회복 동작 시에 서의 리커버리 손실의 저감화를 도모하고 있다. 다이오드 D11, D12로서는, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si를 사용하여 형성되고, 정격 전류가 작은 값(예를 들어 300A)의 다이오드를 사용하여, 저비용화를 도모하고 있다.
도 10은, 도 6에 도시한 인버터(3)의 외관을 나타내는 도면이다. 도 10에 있어서, 인버터(3)는, 하나의 반도체 모듈 M2를 구비한다. 반도체 모듈 M2의 내부에는, 트랜지스터 Q11 내지 Q14와 다이오드 D11 내지 D14가 마련되어 있다. 반도체 모듈 M2의 외부에는, 입력 단자 T11 내지 T13과 출력 단자 T14가 마련되어 있다. 또한, 반도체 모듈 M2의 외부에는, 트랜지스터 Q11 내지 Q14의 게이트에 PWM 신호 φ11 내지 φ14를 부여하기 위한 4개의 신호 단자가 마련되어 있지만, 도면의 간단화를 위해, 4개의 신호 단자의 도시는 생략되었다.
이상과 같이, 이 실시 형태 2에서는, 전류를 온/오프하는 트랜지스터 Q11, Q12로서 와이드 밴드 갭 반도체로 형성된 N 채널 MOS 트랜지스터를 사용하고, 전류를 온/오프하지 않은 트랜지스터 Q13, Q14로서 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된 IGBT를 사용하였으므로, 스위칭 손실의 저감화와 저비용화를 도모할 수 있다.
또한, 역회복 동작을 하는 다이오드 D13, D14로서 와이드 밴드 갭 반도체로 형성된 쇼트 키 배리어 다이오드를 사용하고, 역회복 동작을 하지 않는 다이오드 D11, D12로서 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된 다이오드를 사용하였으므로, 리커버리 손실의 저감화와 저비용화를 도모할 수 있다.
또한, 이 실시 형태 2에서는, 와이드 밴드 갭 반도체로서 SiC를 사용하였지만, 이것으로 한정되는 것이 아니라, 와이드 밴드 갭 반도체이면 다른 어떤 반도체를 사용하여도 상관없다. 예를 들어, 와이드 밴드 갭 반도체로서 GaN(갈륨·나이트라이드)을 사용해도 된다.
[실시 형태 3]
도 11은, 본 발명의 실시 형태 3에 의한 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 인버터의 구성을 나타내는 회로도로서, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 11을 참조하여, 이 인버터가 도 6의 인버터(3)와 상이한 점은, 트랜지스터 Q13 및 다이오드 D13의 병렬 접속체와 트랜지스터 Q14 및 다이오드 D14의 병렬 접속체가 치환되어 있는 점이다.
트랜지스터 Q13, Q14의 이미터는 서로 접속되고, 그들의 콜렉터는 각각 입력 단자 T13 및 출력 단자 T14에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q11 내지 Q14는, 각각 PWM 신호 φ11 내지 φ14에 의해 제어된다. 출력 단자 T14에 직류 전압 V1, V3을 교대로 출력하는 경우에는, 트랜지스터 Q14가 온됨과 함께 트랜지스터 Q11, Q13이 교대로 온된다. 또한, 출력 단자 T14에 직류 전압 V2, V3을 교대로 출력하는 경우에는, 트랜지스터 Q13이 온됨과 함께 트랜지스터 Q12, Q14가 교대로 온된다.
다른 구성 및 동작은, 실시 형태 2와 동일하므로, 그 설명은 반복하지 않는다. 이 실시 형태 3에서도, 실시 형태 2와 동일한 효과가 얻어진다.
[실시 형태 4]
도 12는, 본 발명의 실시 형태 4에 의한 무정전 전원 장치(UPS)에 포함되는 인버터의 구성을 나타내는 회로도로서, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 12를 참조하여, 이 인버터가 도 6의 인버터(3)와 상이한 점은, 트랜지스터 Q13, Q14의 콜렉터와 다이오드 D13, D14의 캐소드가 분리되고, 트랜지스터 Q13의 콜렉터와 다이오드 D14의 캐소드가 접속되고, 트랜지스터 Q14의 콜렉터와 다이오드 D13의 캐소드가 접속되어 있는 점이다.
트랜지스터 Q11 내지 Q14는, 각각 PWM 신호 φ11 내지 φ14에 의해 제어된다. 출력 단자 T14에 직류 전압 V1, V3을 교대로 출력하는 경우에는, 트랜지스터 Q14가 온됨과 함께 트랜지스터 Q11, Q13이 교대로 온된다. 또한, 출력 단자 T14에 직류 전압 V2, V3을 교대로 출력하는 경우에는, 트랜지스터 Q13이 온됨과 함께 트랜지스터 Q12, Q14가 교대로 온된다.
다른 구성 및 동작은, 실시 형태 2와 동일하므로, 그 설명은 반복하지 않는다. 이 실시 형태 4에서도, 실시 형태 2와 동일한 효과가 얻어진다.
[실시 형태 5]
도 13은, 본 발명의 실시 형태 5에 의한 무정전 전원 장치(UPS)의 구성을 나타내는 회로 블록도이다. 도 14는, 도 13에 도시한 컨버터(22) 및 인버터(24)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 15는, 도 13에 도시한 쌍방향 초퍼(23)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 13 내지 도 15에 있어서, 무정전 전원 장치(UPS)는, 입력 필터(21), 컨버터(22), 직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2, 직류 중성점 모선 L3, 콘덴서 C1, C2, 쌍방향 초퍼(23), 인버터(24), 및 출력 필터(25)를 구비한다. 도면의 간단화를 위해, 컨버터(22), 쌍방향 초퍼(23), 및 인버터(24)를 제어하는 제어 장치의 도시는 생략되었다.
입력 필터(21)는, 리액터(31 내지 33) 및 콘덴서(34 내지 36)를 포함한다. 리액터(31 내지 33)의 한쪽 단자는 상용 교류 전원(20)으로부터의 삼상 교류 전압 VU, VV, VW를 각각 받고, 그들의 다른 쪽 단자는 컨버터(22)의 입력 단자 T0a 내지 T0c에 접속된다. 콘덴서(34 내지 36)의 한쪽 전극은 각각 리액터(31 내지 33)의 한쪽 단자에 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 모두 중성점 NP에 접속된다. 리액터(31 내지 33) 및 콘덴서(34 내지 36)는, 저역 통과 필터를 구성한다. 입력 필터(21)는, 상용 교류 전원(20)으로부터의 상용 주파수의 삼상 교류 전력을 컨버터(22)에 통과시킴과 함께, 컨버터(22)에서 발생하는 캐리어 주파수의 신호가 상용 교류 전원(20)측으로 통과하는 것을 방지한다.
직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2, 및 직류 중성점 모선 L3의 한쪽 단부는 각각 컨버터(22)의 출력 단자 T1, T2, T3에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단부는 각각 인버터(24)의 입력 단자 T11, T12, T13에 접속된다. 콘덴서 C1은 모선 L1, L3 사이에 접속되고, 콘덴서 C2는 모선 L3, L2 사이에 접속된다. 모선 L1 내지 L3은, 쌍방향 초퍼(23)를 통해 배터리 B11에 접속된다.
컨버터(22)는, 도 14에 도시한 바와 같이, 입력 단자 T0a 내지 T0c, 출력 단자 T1 내지 T3, 다이오드 D1a 내지 D1c, D2a 내지 D2c, 트랜지스터 Q1a 내지 Q1c, Q2a 내지 Q2c 및 쌍방향 스위치 S1a 내지 S1c를 포함한다. 입력 단자 T0a 내지 T0c는, 상용 교류 전원(20)으로부터 입력 필터(21)를 통해 공급되는 삼상 교류 전압 VU, VV, VW를 각각 받는다.
다이오드 D1a 내지 D1c의 애노드는, 각각 입력 단자 T0a 내지 T0c에 접속되고, 그들의 캐소드는 모두 출력 단자 T1에 접속된다. 다이오드 D2a 내지 D2c의 애노드는 모두 출력 단자 T2에 접속되고, 그들의 캐소드는 각각 입력 단자 T0a 내지 T0c에 접속된다.
트랜지스터 Q1a 내지 Q1c의 콜렉터는 모두 출력 단자 T1에 접속되고, 그들의 이미터는 각각 입력 단자 T0a 내지 T0c에 접속된다. 트랜지스터 Q2a 내지 Q2c의 콜렉터는 각각 입력 단자 T0a 내지 T0c에 접속되고, 그들의 이미터는 모두 출력 단자 T2에 접속된다.
트랜지스터 Q1a 내지 Q1c는, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ1a, φ1b, φ1c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ1a, φ1b, φ1c의 파형은, 도 2의 (c)에서 도시한 PWM 신호 φ1B의 반전 신호와 마찬가지이다. PWM 신호 φ1a, φ1b, φ1c의 위상은, 각각 삼상 교류 전압 VU, VV, VW의 위상에 동기하고 있으며, 120도씩 어긋나 있다.
트랜지스터 Q2a 내지 Q2c는, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ2a, φ2b, φ2c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ2a, φ2b, φ2c의 파형은, 도 2의 (b)에서 도시한 PWM 신호 φ2B의 반전 신호와 마찬가지이다. PWM 신호 φ2a, φ2b, φ2c의 위상은, 각각 삼상 교류 전압 VU, VV, VW의 위상에 동기하고 있으며, 120도씩 어긋나 있다.
쌍방향 스위치 S1a 내지 S1c의 한쪽 단자는 각각 입력 단자 T0a 내지 T0c에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 모두 출력 단자 T3에 접속된다. 쌍방향 스위치 S1a 내지 S1c의 각각은, 도 1에서 도시한 바와 같이, 다이오드 D3 내지 D6 및 N 채널 MOS 트랜지스터 Q3을 포함한다.
다이오드 D3의 애노드 및 다이오드 D5의 캐소드는 모두 입력 단자 T0a(또는 T0b 또는 T0c)에 접속된다. 다이오드 D4의 애노드 및 다이오드 D6의 캐소드는 모두 출력 단자 T3에 접속된다. 다이오드 D3, D4의 캐소드는 서로 접속되고, 다이오드 D5, D6의 애노드는 서로 접속된다. 트랜지스터 Q3의 드레인은 다이오드 D3, D4의 캐소드에 접속되고, 트랜지스터 Q3의 소스는 다이오드 D5, D6의 애노드에 접속된다.
쌍방향 스위치 S1a 내지 S1c의 트랜지스터 Q3은, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ3a, φ3b, φ3c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ3a, φ3b, φ3c의 파형은, 도 2의 (d)에 도시한 PWM 신호 φ3과 마찬가지이다. PWM 신호 φ3a, φ3b, φ3c의 위상은, 각각 삼상 교류 전압 VU, VV, VW의 위상에 동기하고 있으며, 120도씩 어긋나 있다.
즉, 입력 단자 T0a, 출력 단자 T1 내지 T3, 다이오드 D1a, D2a, 트랜지스터 Q1a, Q2a 및 쌍방향 스위치 S1a는, 도 1에서 도시한 컨버터를 구성하고 있으며, 교류 전압 VU를 직류 전압 V1 내지 V3으로 변환하여 출력 단자 T1 내지 T3으로 출력한다. 입력 단자 T0b, 출력 단자 T1 내지 T3, 다이오드 D1b, D2b, 트랜지스터 Q1b, Q2b 및 쌍방향 스위치 S1b는, 도 1에서 도시한 컨버터를 구성하고 있으며, 교류 전압 VV를 직류 전압 V1 내지 V3으로 변환하여 출력 단자 T1 내지 T3으로 출력한다.
입력 단자 T0c, 출력 단자 T1 내지 T3, 다이오드 D1c, D2c, 트랜지스터 Q1c, Q2c, 및 쌍방향 스위치 S1c는, 도 1에서 도시한 컨버터를 구성하고 있으며, 교류 전압 VW를 직류 전압 V1 내지 V3으로 변환하여 출력 단자 T1 내지 T3으로 출력한다. 컨버터(22)는, 삼상 교류 전압 VU, VV, VW를 직류 전압 V1 내지 V3으로 변환하여 출력 단자 T1 내지 T3으로 출력한다.
실시 형태 1에서 설명한 바와 같이, 다이오드 D1a 내지 D1c, D2a 내지 D2c와 쌍방향 스위치 S1a 내지 S1c의 트랜지스터 Q3은 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고, 트랜지스터 Q1a 내지 Q1c, Q2a 내지 Q2c와 쌍방향 스위치 S1a 내지 S1c의 다이오드 D3 내지 D6은 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된다. 다이오드 D1a 내지 D1c, D2a 내지 D2c의 각각의 정격 전류는, 트랜지스터 Q1a 내지 Q1c, Q2a 내지 Q2c, 다이오드 D3 내지 D6 및 트랜지스터 Q3의 각각의 정격 전류보다도 크다. 트랜지스터 Q1a 내지 Q1c, Q2a 내지 Q2c의 각각의 정격 전류는, 다이오드 D1a 내지 D1c, D2a 내지 D2c, D3 내지 D6 및 트랜지스터 Q3의 각각의 정격 전류보다도 작다.
컨버터(22)는, 상용 교류 전원(20)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상 시에는, 상용 교류 전원(20)으로부터 입력 필터(21)를 통해 공급되는 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 그 직류 전력을 쌍방향 초퍼(23)를 통해 배터리 B11에 공급함과 함께, 인버터(24)에 공급한다. 배터리 B11은, 직류 전력을 축적한다.
환언하면, 컨버터(22)는, 제어 장치(도시생략)로부터 부여되는 PWM 신호 φ1a 내지 φ1c, φ2a 내지 φ2c, φ3a 내지 φ3c에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(20)으로부터 입력 필터(21)를 통해 공급되는 삼상 교류 전압 VU, VV, VW에 기초하여 직류 전압 V1 내지 V3을 생성하고, 생성한 직류 전압 V1 내지 V3을 각각 직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2 및 직류 중성점 모선 L3에 부여한다. 또한, 출력 단자 T3을 접지하면, 직류 전압 V1 내지 V3은 각각 정전압, 부전압, 0V로 된다.
부하(26)에서 회생 전력이 발생하여 출력 단자 T1의 전압 V1이 정격 전압 V1R보다도 높아진 경우에는, 출력 단자 T1로부터 트랜지스터 Q1a 내지 Q1c를 통해 입력 단자 T0a 내지 T0c로 전류가 흐르고, 출력 단자 T1의 전압 V1이 정격 전압 V1R까지 저하된다. 부하(26)에서 회생 전력이 발생하여 출력 단자 T2의 전압 V2가 정격 전압 V2R보다도 저하된 경우에는, 입력 단자 T0a 내지 T0c로부터 트랜지스터 Q2a 내지 Q2c를 통해 출력 단자 T2에 전류가 흐르고, 출력 단자 T2의 전압 V2가 정격 전압 V2R까지 상승한다.
직류 전압 V1 내지 V3은, 콘덴서 C1, C2에 의해 평활화된다. 직류 전압 V1 내지 V3은, 쌍방향 초퍼(23)를 통해 배터리 B11에 공급됨과 함께, 인버터(24)에 공급된다. 상용 교류 전원(20)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 트랜지스터 Q1a 내지 Q1c, Q2a 내지 Q2c, Q3은 오프 상태로 고정되고, 컨버터(22)의 운전은 정지된다.
쌍방향 초퍼(23)는, 상용 교류 전원(20)으로부터 삼상 교류 전력이 공급되고 있는 경우에는, 콘덴서 C1, C2로부터 배터리 B11로 직류 전력을 공급하고, 상용 교류 전원(20)으로부터 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 경우, 즉 정전 시에는, 배터리 B11로부터 콘덴서 C1, C2에 직류 전력을 공급한다.
즉 도 15에 도시한 바와 같이, 쌍방향 초퍼(23)는, 단자 T21 내지 T25, 트랜지스터 Q21 내지 Q24, 다이오드 D21 내지 D24, 및 노멀 모드 리액터(직류 리액터)(40)를 포함한다. 단자 T21 내지 T23은, 각각 직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2 및 직류 중성점 모선 L3에 접속된다. 단자 T24, T25는, 각각 배터리 B11의 정극 및 부극에 접속된다.
트랜지스터 Q21, Q22는 단자 T21, T23 사이에 직렬 접속되고, 트랜지스터 Q23, Q24는 단자 T23, T22 사이에 직렬 접속된다. 다이오드 D21 내지 D24는, 각각 트랜지스터 Q21 내지 Q24에 역병렬로 접속된다. 노멀 모드 리액터(40)는, 트랜지스터 Q21, Q22 사이의 노드와 단자 T24의 사이에 접속된 코일(41)과, 단자 T25와 트랜지스터 Q23, Q24 사이의 노드의 사이에 접속된 코일(42)을 포함한다.
트랜지스터 Q21 내지 Q24의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용해서 형성된 IGBT이다. 다이오드 D21 내지 D24의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성되어 있다.
상용 교류 전원(20)으로부터 삼상 교류 전력이 공급되고 있는 경우, 콘덴서 C1, C2로부터 쌍방향 초퍼(23)를 통해 배터리 B11에 직류 전력이 공급되고, 배터리 B11이 충전된다. 이 경우, 트랜지스터 Q22, Q23은 오프 상태로 고정되고, 트랜지스터 Q21, Q24가 교대로 온으로 된다.
즉, 제1 배터리 충전 모드에서는, 트랜지스터 Q22 내지 Q24가 오프됨과 함께, 트랜지스터 Q21이 온된다. 이에 의해, 단자 T21로부터 트랜지스터 Q21, 코일(41), 배터리 B11, 코일(42), 및 다이오드 D23을 통해 단자 T23에 전류가 흐르고, 콘덴서 C1이 방전되어 배터리 B11이 충전된다.
또한, 제2 배터리 충전 모드에서는, 트랜지스터 Q22, Q23이 오프됨과 함께, 트랜지스터 Q21, Q24가 온된다. 이에 의해, 단자 T21로부터 트랜지스터 Q21, 코일(41), 배터리 B11, 코일(42), 및 트랜지스터 Q24를 통해 단자 T22에 전류가 흐르고, 콘덴서 C1, C2가 방전되어 배터리 B11이 충전된다.
제3 배터리 충전 모드에서는, 트랜지스터 Q21 내지 Q23이 오프됨과 함께, 트랜지스터 Q24가 온된다. 이에 의해, 단자 T23으로부터 다이오드 D22, 코일(41), 배터리 B11, 코일(42), 및 트랜지스터 Q24를 통해 단자 T22에 전류가 흐르고, 콘덴서 C2가 방전되어 배터리 B11이 충전된다.
제1 배터리 충전 모드와 제3 배터리 충전 모드는, 교대로 행해진다. 제1 배터리 충전 모드와 제3 배터리 충전 모드 사이의 기간에는, 코일(41, 42)에 축적된 전자 에너지가 방출되고, 다이오드 D22, 코일(41), 배터리 B11, 코일(42), 및 다이오드 D23의 경로로 전류가 흐르고, 배터리 B11이 충전된다. 제2 배터리 충전 모드는, 제1 배터리 충전 모드와 제3 배터리 충전 모드가 겹쳐 있는 모드이다.
상용 교류 전원(20)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지되어 있는 경우, 배터리 B11로부터 쌍방향 초퍼(23)를 통해 콘덴서 C1, C2에 직류 전력이 공급되고, 콘덴서 C1, C2가 충전된다. 이 경우, 트랜지스터 Q21, Q24는 오프 상태로 고정되고, 트랜지스터 Q22, Q23이 교대로 온으로 된다.
즉, 제1 배터리 방전 모드에서는, 트랜지스터 Q21, Q23, Q24가 오프됨과 함께, 트랜지스터 Q22가 온된다. 이에 의해, 배터리 B11의 정전극으로부터 코일(41), 트랜지스터 Q22, 콘덴서 C2, 다이오드 D24, 및 코일(42)을 통해 배터리 B11의 부전극으로 전류가 흐르고, 배터리 B11이 방전되어 콘덴서 C2가 충전된다.
제2 배터리 방전 모드에서는, 트랜지스터 Q21 내지 Q24가 오프된다. 이에 의해, 배터리 B11의 정전극으로부터 코일(41), 다이오드 D21, 콘덴서 C1, C2, 다이오드 D24, 및 코일(42)을 통해 배터리 B11의 부전극으로 전류가 흐르고, 배터리 B11이 방전되어 콘덴서 C1, C2가 충전된다.
제3 배터리 방전 모드에서는, 트랜지스터 Q21, Q22, Q24가 오프됨과 함께, 트랜지스터 Q23이 온된다. 이에 의해, 배터리 B11의 정전극으로부터 코일(41), 다이오드 D21, 콘덴서 C1, 트랜지스터 Q23, 및 코일(42)을 통해 배터리 B11의 부전극으로 전류가 흐르고, 배터리 B11이 방전되어 콘덴서 C1이 충전된다.
제1 배터리 방전 모드와 제3 배터리 방전 모드는, 교대로 행해진다. 제1 배터리 방전 모드와 제3 배터리 방전 모드 사이의 기간에 있어서, 단자 T21, T22 사이의 전압이 배터리 B11의 전압보다도 저하되어 있는 경우에는, 제2 배터리 방전 모드가 행해진다.
인버터(24)는, 도 14에 도시한 바와 같이, 입력 단자 T11 내지 T13, 출력 단자 T14a 내지 T14c, 트랜지스터 Q11a 내지 Q11c, Q12a 내지 Q12c, 다이오드 D11a 내지 D11c, D12a 내지 D12c, 및 쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c를 포함한다. 입력 단자 T11 내지 T13은, 각각 직류 정모선 L1, 직류 부모선 L2, 및 직류 중성점 모선 L3에 접속된다.
트랜지스터 Q11a 내지 Q11c의 드레인은 모두 입력 단자 T11에 접속되고, 그들의 소스는 각각 출력 단자 T14a 내지 T14c에 접속된다. 트랜지스터 Q12a 내지 Q12c의 드레인은 각각 출력 단자 T14a 내지 T14c에 접속되고, 그들의 소스는 모두 입력 단자 T12에 접속된다. 다이오드 D11a 내지 D11c, D12a 내지 D12c는, 각각 트랜지스터 Q11a 내지 Q11c, Q12a 내지 Q12c에 역병렬로 접속된다.
쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c의 한쪽 단자는 모두 입력 단자 T13에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 각각 출력 단자 T14a 내지 T14c에 접속된다. 쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c의 각각은, 도 6에서 도시한 바와 같이, 트랜지스터 Q13, Q14 및 다이오드 D13, D14를 포함한다.
트랜지스터 Q13, Q14의 콜렉터는 서로 접속되고, 트랜지스터 Q13의 이미터는 입력 단자 T13에 접속되고, 트랜지스터 Q14의 이미터는 출력 단자 T14a(또는 T14b 또는 T14c)에 접속된다. 다이오드 D13, D14는, 각각 트랜지스터 Q13, Q14에 역병렬로 접속되어 있다.
트랜지스터 Q11a 내지 Q11c는, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ11a, φ11b, φ11c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ11a, φ11b, φ11c의 파형은, 도 7의 (b)에서 도시한 PWM 신호 φ11과 마찬가지이다. PWM 신호 φ11a, φ11b, φ11c의 위상은, 각각 삼상 교류 전압 VU, VV, VW의 위상에 동기하고 있으며, 120도씩 어긋나 있다.
트랜지스터 Q12a 내지 Q12c는, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ12a, φ12b, φ12c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ12a, φ12b, φ12c의 파형은, 도 7의 (e)에서 도시한 PWM 신호 φ12와 마찬가지이다. PWM 신호 φ12a, φ12b, φ12c의 위상은, 각각 삼상 교류 전압 VU, VV, VW의 위상에 동기하고 있으며, 120도씩 어긋나 있다.
쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c의 트랜지스터 Q13은, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ13a, φ13b, φ13c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ13a, φ13b, φ13c는, 도 7의 (d)에서 도시한 바와 같이, 각각 PWM 신호 φ11a, φ11b, φ11c의 상보 신호이다.
쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c의 트랜지스터 Q14는, 제어 장치(도시생략)로부터의 PWM 신호 φ14a, φ14b, φ14c에 의해 각각 제어된다. PWM 신호 φ14a, φ14b, φ14c는, 도 7의 (c)에서 도시한 바와 같이, 각각 PWM 신호 φ12a, φ12b, φ12c의 상보 신호이다.
즉, 입력 단자 T11 내지 T13, 출력 단자 T14a, 트랜지스터 Q11a, Q12a, 다이오드 D11a, D12a, 및 쌍방향 스위치 S2a는, 도 6에서 도시한 인버터를 구성하고 있으며, 직류 전압 V1 내지 V3을 교류 전압 V4a로 변환하여 출력 단자 T14a로 출력한다.
입력 단자 T11 내지 T13, 출력 단자 T14b, 트랜지스터 Q11b, Q12b, 다이오드 D11b, D12b, 및 쌍방향 스위치 S2b는, 도 6에서 도시한 인버터를 구성하고 있으며, 직류 전압 V1 내지 V3을 교류 전압 V4b로 변환하여 출력 단자 T14b로 출력한다.
입력 단자 T11 내지 T13, 출력 단자 T14c, 트랜지스터 Q11c, Q12c, 다이오드 D11c, D12c, 및 쌍방향 스위치 S2c는, 도 6에서 도시한 인버터를 구성하고 있으며, 직류 전압 V1 내지 V3을 교류 전압 V4c로 변환하여 출력 단자 T14c로 출력한다. 교류 전압 V4a 내지 V4c는 각각 삼상 교류 전압 VU, VV, VW에 동기하여 변화하고, 교류 전압 V4a 내지 V4c의 위상은 120도씩 어긋나 있다.
실시 형태 2에서 설명한 바와 같이, 트랜지스터 Q11a 내지 Q11c, Q12a 내지 Q12c, 및 쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c의 다이오드 D13, D14는 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고, 다이오드 D11a 내지 D11c, D12a 내지 D12c 및 쌍방향 스위치 S2a 내지 S2c의 트랜지스터 Q13, Q14는 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된다. 트랜지스터 Q11a 내지 Q11c, Q12a 내지 Q12c의 각각의 정격 전류는, 트랜지스터 Q13, Q14 및 다이오드 D11a 내지 D11c, D12a 내지 D12c, D13, D14의 각각의 정격 전류보다도 크다.
인버터(24)는, 상용 교류 전원(20)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상 시에는, 컨버터(22)에서 생성된 직류 전력을 삼상 교류 전력으로 변환하고, 상용 교류 전원(20)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 배터리 B11로부터 쌍방향 초퍼(23)를 통해 공급되는 직류 전력을 삼상 교류 전력으로 변환한다.
환언하면, 인버터(24)는, 통상 시에는 컨버터(22)로부터 모선 L1 내지 L3을 통해 공급되는 직류 전압 V1 내지 V3에 기초하여 삼상 교류 전압 V4a 내지 V4c를 생성하고, 정전 시에는 배터리 B11로부터 쌍방향 초퍼(23) 및 모선 L1 내지 L3을 통해 공급되는 직류 전압 V1 내지 V3에 기초하여 삼상 교류 전압 V4a 내지 V4c를 생성한다.
출력 필터(25)는, 도 13에 도시한 바와 같이, 리액터(51 내지 53) 및 콘덴서(54 내지 56)를 포함한다. 리액터(51 내지 53)의 한쪽 단자는 각각 인버터(24)의 출력 단자 T14a 내지 T14c에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 부하(26)에 접속된다. 콘덴서(54 내지 56)의 한쪽 전극은 각각 리액터(51 내지 53)의 다른 쪽 단자에 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 모두 중성점 NP에 접속된다. 리액터(51 내지 53) 및 콘덴서(54 내지 56)는 저역 통과 필터를 구성한다.
출력 필터(25)는, 인버터(24)로부터 출력되는 교류 전력 중 상용 주파수의 교류 전력을 부하(26)에 통과시킴과 함께, 인버터(24)에서 발생하는 캐리어 주파수의 신호가 부하(26)측으로 통과하는 것을 방지한다. 환언하면, 출력 필터(25)는, 인버터(24)의 출력 전압 V4a 내지 V4c를 상용 주파수의 정현파 삼상 교류 전압 VR, VS, VT로 변환하여 부하(26)에 공급한다. 부하(26)는, 삼상 교류 전압 VR, VS, VT에 의해 구동된다.
제어 장치(도시생략)는, 상용 교류 전원(20)으로부터의 삼상 교류 전압 VU, VV, VW, 부하(26)로 출력되는 삼상 교류 전압 VR, VS, VT, 직류 전압 V1 내지 V3, 배터리 B11의 단자 간 전압 등을 모니터하면서, PWM 신호를 공급함으로써, 컨버터(22), 쌍방향 초퍼(23) 및 인버터(24)를 제어한다.
다음으로, 이 무정전 전원 장치(UPS)의 동작에 대하여 설명한다. 상용 교류 전원(20)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상 시에는, 상용 교류 전원(20)으로부터의 교류 전력이 입력 필터(21)를 통해 컨버터(22)에 공급되고, 컨버터(22)에 의해 직류 전력으로 변환된다. 컨버터(22)에서 생성된 직류 전력은, 쌍방향 초퍼(23)를 통해 배터리 B11에 축적됨과 함께 인버터(24)에 공급되고, 인버터(24)에 의해 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환된다. 인버터(24)에서 생성된 삼상 교류 전력은, 출력 필터(25)를 통해 부하(26)에 공급되고, 부하 (26)가 운전된다.
부하(26)에서 회생 전력이 발생한 경우, 그 회생 전력은 출력 필터(25), 인버터(24), 모선 L1 내지 L3, 컨버터(22), 및 입력 필터(21)를 통해 상용 교류 전원(20)으로 되돌려진다.
상용 교류 전원(20)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 컨버터(22)의 운전이 정지됨과 함께, 배터리 B11의 직류 전력이 쌍방향 초퍼(23)를 통해 인버터(24)에 공급되고, 인버터(24)에 의해 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환된다. 인버터(24)에서 생성된 삼상 교류 전력은, 출력 필터(25)를 통해 부하(26)에 공급되고, 부하(26)의 운전이 계속된다.
따라서, 정전이 발생한 경우에도, 배터리 B11에 직류 전력이 축적되어 있는 한은 부하(26)의 운전이 계속된다. 상용 교류 전원(20)으로부터의 교류 전력의 공급이 재개된 경우에는, 컨버터(22)의 운전이 재개되고, 컨버터(22)에서 생성된 직류 전력이 쌍방향 초퍼(23)를 통해 배터리 B11에 공급됨과 함께 인버터(24)에 공급되고, 원래의 상태로 되돌아간다. 이 실시 형태 5에서도, 실시 형태 1 내지 4와 동일한 효과가 얻어진다.
금회 개시된 실시 형태는 모든 점에서 예시이지 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 할 것이다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니라 청구범위에 의해 나타나고, 청구범위와 균등의 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
T0, T0a 내지 T0c, T11 내지 T13: 입력 단자
T1 내지 T3, T14, T14a 내지 T14c: 출력 단자
T21 내지 T25: 단자
Q1 내지 Q3, Q1a 내지 Q1c, Q2a 내지 Q2c, Q11 내지 Q14, Q11a 내지 Q11c, Q12a 내지 Q12c, Q21 내지 Q24: 트랜지스터
D1 내지 D6, D1a 내지 D1c, D2a 내지 D2c, D11 내지 D14, D11a 내지 D11c, D12a 내지 D12c, D21 내지 D24: 다이오드
B1, B2, B11: 배터리
M1, M2: 반도체 모듈
1, 21: 입력 필터
2, 22: 컨버터
L1: 직류 정모선
L2: 직류 부모선
L3: 직류 중성점 모선
C1, C2, 34 내지 36, 54 내지 56: 콘덴서
3, 24: 인버터
4, 25: 출력 필터
5: 제어 장치
10, 20: 상용 교류 전원
11, 26: 부하
23: 쌍방향 초퍼
31 내지 33, 51 내지 53: 리액터
S1a 내지 S1c, S2a 내지 S2c: 쌍방향 스위치
40: 노멀 모드 리액터
41, 42: 코일

Claims (13)

  1. 입력 단자에 부여되는 교류 전압을 제1 내지 제3 직류 전압으로 변환하여 각각 제1 내지 제3 출력 단자로 출력하는 컨버터로서,
    애노드 및 캐소드가 각각 상기 입력 단자 및 상기 제1 출력 단자에 접속된 제1 다이오드와,
    애노드 및 캐소드가 각각 상기 제2 출력 단자 및 상기 입력 단자에 접속된 제2 다이오드와,
    상기 제1 출력 단자 및 상기 입력 단자 간에 접속된 제1 트랜지스터와,
    상기 입력 단자 및 상기 제2 출력 단자 간에 접속된 제2 트랜지스터와,
    상기 입력 단자 및 상기 제3 출력 단자 간에 접속된 제1 쌍방향 스위치
    를 구비하고,
    상기 제1 직류 전압은 상기 제2 직류 전압보다도 높고, 상기 제3 직류 전압은 상기 제1 및 제2 직류 전압의 중간 전압이며,
    상기 제1 쌍방향 스위치는 제3 내지 제6 다이오드 및 제3 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제3 및 제4 다이오드의 애노드는 각각 상기 입력 단자 및 상기 제3 출력 단자에 접속되고, 그들의 캐소드는 모두 상기 제3 트랜지스터의 제1 전극에 접속되며,
    상기 제5 및 제6 다이오드의 캐소드는 각각 상기 입력 단자 및 상기 제3 출력 단자에 접속되고, 그들의 애노드는 모두 상기 제3 트랜지스터의 제2 전극에 접속되며,
    상기 제1 다이오드, 상기 제2 다이오드, 및 상기 제3 트랜지스터의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고,
    상기 제1 트랜지스터, 상기 제2 트랜지스터, 및 상기 제3 내지 제6 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성되고,
    상기 제1 트랜지스터는, 상기 제1 출력 단자의 전압이 제1 정격 전압을 초과하는 경우에 상기 제1 출력 단자로부터 상기 입력 단자로 전류를 흘리고,
    상기 제1 정격 전압은, 상기 교류 전압의 정측 피크 전압으로부터 상기 제1 다이오드의 역치 전압을 감산한 전압이며,
    상기 제2 트랜지스터는, 상기 제2 출력 단자의 전압이 제2 정격 전압보다 저하된 경우에 상기 입력 단자로부터 상기 제2 출력 단자로 전류를 흘리고,
    상기 제2 정격 전압은, 상기 교류 전압의 부측 피크 전압에 상기 제2 다이오드의 역치 전압을 가산한 전압인
    컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 교류 전압이 정전압인 경우에는 상기 제1 및 제3 트랜지스터가 교대로 온되고,
    상기 교류 전압이 부전압인 경우에는 상기 제2 및 제3 트랜지스터가 교대로 온되는, 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 내지 제6 다이오드 및 상기 제1 내지 제3 트랜지스터를 포함하는 반도체 모듈을 구비하는, 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 다이오드의 각각의 정격 전류는, 상기 제3 내지 제6 다이오드 및 상기 제1 내지 제3 트랜지스터의 각각의 정격 전류보다도 큰, 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 트랜지스터의 각각의 정격 전류는, 상기 제1 내지 제6 다이오드 및 상기 제3 트랜지스터의 각각의 정격 전류보다도 작은, 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 와이드 밴드 갭 반도체는 SiC이며, 상기 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체는 Si인, 컨버터.
  7. 제1항에 기재된 컨버터와,
    각각 상기 제1 내지 제3 출력 단자에 부여되는 제1 내지 제3 직류 전압을 3 레벨의 교류 전압으로 변환하여 제4 출력 단자로 출력하는 인버터를 구비하고,
    상기 인버터는,
    제1 및 제2 전극이 각각 상기 제1 및 제4 출력 단자에 접속된 제4 트랜지스터와,
    제1 및 제2 전극이 각각 상기 제4 및 제2 출력 단자에 접속된 제5 트랜지스터와,
    각각 상기 제4 및 제5 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제7 및 제8 다이오드와,
    상기 제3 및 제4 출력 단자 간에 접속된 제2 쌍방향 스위치를 구비하고,
    상기 제2 쌍방향 스위치는, 제6 및 제7 트랜지스터와 제9 및 제10 다이오드를 포함하고,
    상기 제4 트랜지스터, 상기 제5 트랜지스터, 상기 제9 다이오드, 및 상기 제10 다이오드의 각각은 상기 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고,
    상기 제6 트랜지스터, 상기 제7 트랜지스터, 상기 제7 다이오드, 및 상기 제8 다이오드의 각각은 상기 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성되어 있는, 전력 변환 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제6 및 제7 트랜지스터의 제1 전극은 서로 접속되고, 그들의 제2 전극은 각각 상기 제3 및 제4 출력 단자에 접속되며,
    상기 제9 및 제10 다이오드는 각각 상기 제6 및 제7 트랜지스터에 역병렬로 접속되고,
    상기 제4 출력 단자에 상기 제1 및 제3 직류 전압을 교대로 출력하는 경우에는, 상기 제7 트랜지스터가 온됨과 함께 상기 제4 및 제6 트랜지스터가 교대로 온되고,
    상기 제4 출력 단자에 상기 제2 및 제3 직류 전압을 교대로 출력한 경우에는, 상기 제6 트랜지스터가 온됨과 함께 상기 제5 및 제7 트랜지스터가 교대로 온되는, 전력 변환 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제6 및 제7 트랜지스터의 제1 전극은 각각 상기 제4 및 제3 출력 단자에 접속되고, 그들의 제2 전극은 서로 접속되며,
    상기 제9 및 제10 다이오드는 각각 상기 제6 및 제7 트랜지스터에 역병렬로 접속되고,
    상기 제4 출력 단자에 상기 제1 및 제3 직류 전압을 교대로 출력하는 경우에는, 상기 제7 트랜지스터가 온됨과 함께 상기 제4 및 제6 트랜지스터가 교대로 온되고,
    상기 제4 출력 단자에 상기 제2 및 제3 직류 전압을 교대로 출력하는 경우에는, 상기 제6 트랜지스터가 온됨과 함께 상기 제5 및 제7 트랜지스터가 교대로 온되는, 전력 변환 장치.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 제6 및 제7 트랜지스터의 제2 전극은 각각 상기 제3 및 제4 출력 단자에 접속되고,
    상기 제9 및 제10 다이오드 애노드는 각각 상기 제3 및 제4 출력 단자에 접속되고, 그들의 캐소드는 각각 상기 제7 및 제6 트랜지스터의 제1 전극에 접속되며,
    상기 제4 출력 단자에 상기 제1 및 제3 직류 전압을 교대로 출력하는 경우에는, 상기 제7 트랜지스터가 온됨과 함께 상기 제4 및 제6 트랜지스터가 교대로 온되고,
    상기 제4 출력 단자에 상기 제2 및 제3 직류 전압을 교대로 출력하는 경우에는, 상기 제6 트랜지스터가 온됨과 함께 상기 제5 및 제7 트랜지스터가 교대로 온되는, 전력 변환 장치.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 인버터는, 상기 제4 내지 제7 트랜지스터 및 상기 제7 내지 제10 다이오드를 포함하는 반도체 모듈을 구비하는, 전력 변환 장치.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 제4 및 제5 트랜지스터의 각각의 정격 전류는, 상기 제6 및 제7 트랜지스터와 상기 제7 내지 제10 다이오드 각각의 정격 전류보다도 큰, 전력 변환 장치.
  13. 제7항에 있어서,
    상기 와이드 밴드 갭 반도체는 SiC이며, 상기 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체는 Si인, 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11923716B2 (en) 2019-09-13 2024-03-05 Milwaukee Electric Tool Corporation Power converters with wide bandgap semiconductors
CN115315892A (zh) * 2020-03-17 2022-11-08 华为数字能源技术有限公司 用于具有改进的共模性能的输入串联结构的转换器系统的ac/dc转换器级
CN112968624A (zh) * 2021-03-17 2021-06-15 山特电子（深圳）有限公司 双向dc-ac变换电路及其启动方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008022625A (ja) * 2006-07-12 2008-01-31 Fuji Electric Systems Co Ltd 交流−直流変換装置
WO2016031042A1 (ja) * 2014-08-29 2016-03-03 東芝三菱電機産業システム株式会社 コンバータおよびそれを用いた電力変換装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006016456A1 (ja) * 2004-08-10 2006-02-16 Rohm Co., Ltd 回路の保護方法、保護回路およびそれを利用した電源装置
JP4642101B2 (ja) 2008-09-11 2011-03-02 三菱電機株式会社 交流直流変換装置、圧縮機駆動装置、空気調和機
JP5444869B2 (ja) * 2009-06-19 2014-03-19 ミツミ電機株式会社 出力装置
JP5554140B2 (ja) * 2009-09-04 2014-07-23 三菱電機株式会社 電力変換回路
US9041367B2 (en) * 2013-03-14 2015-05-26 Freescale Semiconductor, Inc. Voltage regulator with current limiter
US9170591B2 (en) * 2013-09-05 2015-10-27 Stmicroelectronics International N.V. Low drop-out regulator with a current control circuit
US9843270B2 (en) * 2015-01-13 2017-12-12 Hamilton Sundstrand Corporation Phase leg arrangements for multilevel active rectifiers
DE102015204021B4 (de) * 2015-03-05 2017-04-06 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Dynamische Strombegrenzungsschaltung

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008022625A (ja) * 2006-07-12 2008-01-31 Fuji Electric Systems Co Ltd 交流−直流変換装置
WO2016031042A1 (ja) * 2014-08-29 2016-03-03 東芝三菱電機産業システム株式会社 コンバータおよびそれを用いた電力変換装置

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