JP5444869B2

JP5444869B2 - 出力装置

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Publication number: JP5444869B2
Application number: JP2009146207A
Authority: JP
Inventors: 明広寺田; 陽一高野; 慎一朗牧
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2009-06-19
Filing date: 2009-06-19
Publication date: 2014-03-19
Anticipated expiration: 2029-06-19
Also published as: JP2011003055A; US20100320980A1; US9007045B2; CN101930246A

Description

本発明は、負荷に電流を供給する出力装置に関する。

レギュレータＩＣにおいて、負荷電流の変化に伴う出力の応答性が問題になることがある。例えば低消費タイプのＩＣの場合、アンプのゲインが低いため、応答性が悪化しやすい。応答性が悪くなると、実際の出力電圧が規定の出力電圧を下回ってしまうおそれがある。

例えば、図１に示されるレギュレータＩＣの場合、電圧増幅回路１６のゲインを増加させたり、出力トランジスタ１１を駆動するためのトランジスタ２１のドライブ電流を定常的に増加させたりすることによって、出力の過渡応答特性を改善することができる。

また、図２に示されるように、図１に示したＩＣに対して、電圧増幅回路２２とトランジスタ２０を追加することによって、出力の過渡応答特性を改善することができる。すなわち、基準電圧Ｖ_ｒｅｆと出力電圧Ｖ_ｏｕｔのフィードバック電圧Ｖ_ｆｂとの差分が電圧増幅回路２２によって監視され、負荷電流の増加に伴って出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下する過渡的な期間に限り電圧増幅回路２２がトランジスタ２０をオンすることによって、出力の過渡応答特性を改善している。

さらに、図１，２に示される回路以外にも、負荷電流の急激な変化に対する応答速度の高速化が図られた定電圧回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−３５３０３７号公報

しかしながら、出力の過渡応答特性を改善するために、アンプのゲインやドライブ電流を単に増加させただけでは、消費電流が増加してしまう。

また、図２に示したＩＣの場合、電圧増幅回路１６と電圧増幅回路２２は共に直流電圧を比較するため、各アンプの入力オフセットの影響を受けて、消費電流や過渡応答特性がばらつきやすい。すなわち、電圧増幅回路１６の入力オフセットのばらつきをΔＶ１、電圧増幅回路２２の入力オフセットのばらつきをΔＶ２とすると、電圧増幅回路１６と２２を合わせた全体の入力オフセットΔＶは、√（ΔＶ１^２＋ΔＶ２^２）となる。そのため、図１の場合に比べて、入力オフセットのばらつきは、√（１＋ΔＶ２^２／ΔＶ１^２））倍となり、トランジスタ２０のゲート動作点がばらつきやすい。

また、上述の特許文献１に開示された回路では、出力端子ＯＵＴと差動増幅回路の入力端との間にキャパシタＣ３が直列に挿入されている。そのため、その差動増幅回路のもう一方の入力端にバイアス電圧Ｖｂ１を入力するための基準電圧発生回路を設けなければならない。したがって、その基準電圧発生回路の消費電流によって回路全体の消費電流が増加してしまう。

そこで、本発明は、出力の過渡応答特性を改善しつつ、消費電流を低減することができる、出力装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る出力装置は、
出力電流を出力する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの出力電圧のフィードバック電圧が基準電圧に一致するように、前記出力トランジスタを駆動する第１の駆動部と、
グランドに一方の端部が接続されたキャパシタのもう一方の端部に抵抗が直列接続されたＲＣ回路と、
前記フィードバック電圧が前記ＲＣ回路の両端に印加されることによって前記抵抗の両端に発生する電位差が、前記出力電圧の低下に伴い大きくなる場合、前記電位差が小さいときに比べて、前記出力電流が増加するように、前記出力トランジスタを駆動する第２の駆動部とを備える、ことを特徴としている。
また、上記目的を達成するため、本発明に係る出力装置は、
出力電流を出力する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの出力電圧がＤＣ結合でフィードバックされることによって生成されたフィードバック電圧が基準電圧に一致するように、前記出力トランジスタを駆動する第１の駆動部と、
グランドに接続されたキャパシタに抵抗が直列接続されたＲＣ回路と、
前記フィードバック電圧が前記ＲＣ回路の両端に印加されることによって前記抵抗の両端に発生する電位差が、前記出力電圧の低下に伴い大きくなる場合、前記電位差が小さいときに比べて、前記出力電流が増加するように、前記出力トランジスタを駆動する第２の駆動部とを備える、ことを特徴としている。

また、前記第１の駆動部が、前記基準電圧が印加される定電流源を含み、
前記定電流源が、前記出力トランジスタを駆動するための電流を流す、と好適である。

また、前記第２の駆動部が、前記電位差を検出する検出部と、前記検出部の出力信号に従って前記出力トランジスタを駆動することによって前記出力電流を調整する調整部とを備える、と好適である。

また、前記検出部が、前記電位差が発生した前記両端のうち一方の端部の電圧ともう一方の端部の電圧とを比較する比較器であってもよいし、前記電位差を増幅する増幅器であってもよい。

本発明によれば、出力の過渡応答特性を改善しつつ、消費電流を低減することができる。

レギュレータＩＣの構成図である。レギュレータＩＣの構成図である。本発明の実施形態であるレギュレータＩＣ１００の構成図である。本発明の実施形態であるレギュレータＩＣ２００の構成図である。各波形のタイムチャートである。

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための形態の説明を行う。図３は、本発明の第１の実施形態であるレギュレータＩＣ１００の構成図である。レギュレータＩＣ１００は、外部と接続するための端子として、グランド端子１と、電源入力端子２と、出力電圧端子３と、制御端子４とを備える。グランド端子１は、実質的に０Ｖのグランド（ＧＮＤ）に接続される。電源入力端子２は、電源経路に接続され、入力電圧Ｖ_ＤＤ（例えば、５Ｖ）が入力される。出力電圧端子３は、負荷に出力電流Ｉ_ｏｕｔを供給するための出力経路に接続され、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが出力される。制御端子４は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの出力のオン／オフを切り替えるための制御信号が入力される。

レギュレータＩＣ１００は、出力電流Ｉ_ｏｕｔを出力する出力トランジスタ１１と、出力トランジスタ１１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔのフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致するように出力トランジスタ１１を駆動する第１の駆動部と、グランドに接続されたキャパシタ１８に抵抗１７が直列接続されたＲＣ回路と、抵抗１７の両端電圧に基づいて出力トランジスタ１１を駆動することにより出力電流Ｉ_ｏｕｔを調整する調整部を含んだ第２の駆動部とを備える、出力装置である。第１の駆動部は、第１の電圧増幅回路１６を含んでいる。第２の駆動部は、第２の電圧増幅回路１９と調整トランジスタ２０を含んでいる。

出力トランジスタ１１は、入力端子２と出力端子３との間に挿入されるＰＭＯＳトランジスタである。出力トランジスタ１１のソースは入力端子２に接続され、ドレインは出力端子３に接続される。出力トランジスタ１１のゲートは、電圧増幅回路１６の出力端子と調整トランジスタ２０のドレインに接続される。

電圧増幅回路１６は、出力トランジスタ１１のドレイン側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔのフィードバックによって得られたフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致するように、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇを調整することによって出力トランジスタ１１を駆動する。この場合、電圧増幅回路１６の出力部の電流吸い込み能力を補うため、調整トランジスタ２０が定常的に電流を吸い込むようにしてもよい。フィードバック電圧Ｖ_ｆｂは、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを抵抗１２，１３によって分圧するフィードバック回路によって生成される。このフィードバック回路は、抵抗１２と抵抗１３との直列回路であって、出力トランジスタ１１のドレインと出力端子３との中間点とグランドとの間に挿入される。抵抗１２と抵抗１３との接続点Ｐ３が、電圧増幅回路１６の差動入力部の一方の入力端に接続されるとともに、電圧増幅回路１９の差動入力部の一方の入力端に接続される。

電圧増幅回路１６は、フィードバック電圧Ｖ_ｆｂと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの差分の大きさに応じて、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇの大きさを調整する。電圧増幅回路１６は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆからフィードバック電圧Ｖ_ｆｂを引いた差分電圧Ｄ１が大きいほど、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇを小さく調整する。差分電圧Ｄ１に反比例してゲート電圧Ｖ_Ｇを小さくすると、出力電流Ｉ_ｏｕｔを滑らかに増加させることができる。

電圧増幅回路１６は、入力電圧Ｖ_ＤＤで動作する定電流源１４によって生成される定電流が供給されることによって動作する。定電流源１４は、制御端子４から入力される制御信号に従って、定電流の出力をオン／オフする。また、定電流源１４によって生成される定電流は、定電圧源１５に供給される。定電圧源１５は、定電流源１４からの定電流が供給されることによって、一定の基準電圧Ｖ_ｒｅｆを生成する。定電圧源１５は、例えば、バンドギャップ回路である。

電圧増幅回路１９の差動入力部は、グランド基準のフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが印加されるＲＣ回路内の抵抗１７に接続される。ＲＣ回路は、抵抗１７と、抵抗１７に直列に接続されたキャパシタ１８とを備える。キャパシタ１８の一方の端部がグランドに接続され、もう一方の端部が抵抗１７に接続される。

電圧増幅回路１９は、抵抗１７の両端間の電位差Ｄ２が大きくなるにつれて、出力電流Ｉ_ｏｕｔが増加するように、調整トランジスタ２０を動作させることによって出力トランジスタ１１を駆動する。電位差Ｄ２は、フィードバック電圧Ｖ_ｒｅｆがＲＣ回路の両端に印加されることにより発生する。電圧増幅回路１９は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが負荷電流の増加により低下することに伴って電位差Ｄ２が大きくなるにつれて、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇが減少するように、調整トランジスタ２０を動作させる。電位差Ｄ２に反比例してゲート電圧Ｖ_Ｇを小さくすると、出力電流Ｉ_ｏｕｔを滑らかに増加させることができる。

調整トランジスタ２０は、電圧増幅回路１９の出力電圧の大きさに応じて、ゲート電圧Ｖ_Ｇを小さく調整する。調整トランジスタ２０のドレインは、出力トランジスタ１１のゲートに接続され、ソースはグランドに接続され、ゲートは電圧増幅回路１９の出力部に接続される。調整トランジスタ２０の具体例として、ＮＭＯＳトランジスタ、ｎｐｎバイポーラトランジスタが挙げられる。キャパシタ１８の充放電が停止すると抵抗１７の両端に電位差Ｄ２は生じないため、電圧増幅回路１９による調整トランジスタ２０の動作は停止する。ただし、電位差Ｄ２が生じていない状態では、調整トランジスタ２０は、電圧増幅回路１９の出力信号に基づいて動作しないが、電圧増幅回路１６の出力部の吸い込み能力を補って所望の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと出力電流Ｉ_ｏｕｔを確保できるように、ドレイン電流を定常的に流していてもよい。

電圧増幅回路１９は、抵抗１７の両端のうち一方の端部である接続点Ｐ１の電圧ともう一方の端部である接続点Ｐ２の電圧とを比較し、その比較結果に基づいてハイレベル又はローレベルの出力信号を出力するコンパレータとして機能させてもよい。例えば、キャパシタ１８の電圧を、ヒステリシスを持たせたコンパレータ１９の閾値電圧（接続点Ｐ２の電位）に設定する。この場合、コンパレータ１９は、その閾値電圧に対して所定値以下のフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが入力された場合、ハイレベルの出力信号を調整トランジスタ２０のゲートに対して出力し、その閾値電圧に対して所定値未満のフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが入力された場合、ローレベルの出力信号を調整トランジスタ２０のゲートに対して出力する。

つまり、コンパレータ１９は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが負荷電流の増加により低下することに伴って、接続点Ｐ２の電圧から接続点Ｐ１の電圧を差し引いた電位差Ｄ２が所定値以上発生すると、その所定値以上の電位差Ｄ２が一時的に発生した期間に限り、ハイレベルの出力信号を調整トランジスタ２０のゲートに対して出力する。したがって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが一時的に低下して回復するまでの期間（すなわち、所定値以上の電位差Ｄ２が発生している期間）に限り、出力トランジスタ２０のゲート電圧Ｖ_Ｇが低下するように調整トランジスタ２０を動作させることができる。

図４は、本発明の第２の実施形態であるレギュレータＩＣ２００の構成図である。図３と同様の部分については、その説明を省略又は簡略する。

レギュレータＩＣ２００は、出力電流Ｉ_ｏｕｔを出力する出力トランジスタ１１と、出力トランジスタ１１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔのフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致するように出力トランジスタ１１を駆動する第１の駆動部と、グランドに接続されたキャパシタ１８に抵抗１７が直列接続されたＲＣ回路と、抵抗１７の両端電圧に基づいて出力トランジスタ１１を駆動することにより出力電流Ｉ_ｏｕｔを調整する調整部を含んだ第２の駆動部とを備える、出力装置である。第１の駆動部は、第１の電圧増幅回路１６と第１の調整トランジスタ２１を含んでいる。第２の駆動部は、第２の電圧増幅回路２３と第２の調整トランジスタ２０を含んでいる。

出力トランジスタ１１は、入力端子２と出力端子３との間に挿入されるＰＭＯＳトランジスタである。出力トランジスタ１１のゲートは、電圧増幅回路１６の出力端子と調整トランジスタ２０のドレインと調整トランジスタ２１のドレインに接続される。

電圧増幅回路１６は、出力トランジスタ１１のドレイン側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔのフィードバックによって得られたフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致するように、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇを調整することによって出力トランジスタ１１を駆動する。この場合、基準電圧Ｖ_ｒｅｆによって動作する調整トランジスタ２１が、定電流のドレイン電流を定常的に流すための定電流源として機能する。調整トランジスタ２１の具体例として、ＮＭＯＳトランジスタ、ｎｐｎバイポーラトランジスタが挙げられる。調整トランジスタ２１のゲート−ソース間に基準電圧Ｖ_ｒｅｆが定常的に印加される。調整トランジスタ２１は、電圧増幅回路１６に供給される基準電圧と同じ基準電圧Ｖ_ｒｅｆが供給されることにより、出力トランジスタ１１のゲートを駆動する定電流源である。抵抗１２と抵抗１３との接続点Ｐ３が、電圧増幅回路１６の差動入力部の一方の入力端に接続されるとともに、電圧増幅回路２３の差動入力部の一方の入力端に接続される。

電圧増幅回路２３は、その差動入力部に接続された抵抗１７の両端間の電位差Ｄ２が大きくなるにつれて、出力電流Ｉ_ｏｕｔが増加するように、調整トランジスタ２０を動作させることによって出力トランジスタ１１を駆動する。電位差Ｄ２は、フィードバック電圧Ｖ_ｒｅｆがＲＣ回路の両端に印加されることにより発生する。電圧増幅回路２３は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが負荷電流の増加により低下することに伴って電位差Ｄ２が大きくなるにつれて、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇが減少するように、調整トランジスタ２０を動作させる。電位差Ｄ２に反比例してゲート電圧Ｖ_Ｇを小さくすると、出力電流Ｉ_ｏｕｔを滑らかに増加させることができる。

電圧増幅回路２３は、調整トランジスタ２０のオンとオフを選択的に切り替えるための切替信号を出力するコンパレータとして機能させてもよい。例えば、キャパシタ１８の電圧を、ヒステリシスを持たせたコンパレータ２３の閾値電圧（接続点Ｐ２の電位）に設定する。この場合、コンパレータ２３は、その閾値電圧に対して所定値以下のフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが入力された場合、調整トランジスタ２０をオンに切り替えるための切替信号を出力する構成を備えるとよい。

また、上述の図３の電圧増幅回路１９と同様に、電圧増幅回路２３は、抵抗１７の両端のうち一方の端部である接続点Ｐ１の電圧ともう一方の端部である接続点Ｐ２の電圧とを比較し、その比較結果に基づいてハイレベル又はローレベルの出力信号を出力するコンパレータとして機能させてもよい。

図５は、各波形のタイミングチャートである。負荷電流の急増に伴い出力電流Ｉ_ｏｕｔが急増すると（図５（Ａ）参照）、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは一時的に低下する（図５（Ｂ）参照）。図５（Ｃ）は、電圧増幅回路１９（２３）の入力端に接続された接続点Ｐ１と接続点Ｐ２における電圧変化を示す。基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ｆｂとが略一致していることにより出力電圧Ｖ_ｏｕｔが略一定の定常状態では、接続点Ｐ３及び抵抗１７を介してキャパシタ１８に充電電流が流れないため、抵抗１７の電圧降下による電位差Ｄ２は発生していない。そして、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが負荷電流の増加により低下すると、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低下に連動してフィードバック電圧Ｖ_ｆｂも低下する。接続点Ｐ１（Ｐ３）におけるフィードバック電圧Ｖ_ｆｂが低下すると、低下したフィードバック電圧Ｖ_ｆｂに比べて電位が高いキャパシタ１８から放電電流が流れるため、接続点Ｐ２の電位も低下する。キャパシタ１８からの放電電流によって抵抗１７に電圧降下（電位差）が生ずるので、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが負荷電流の増加により一時的に低下している過渡状態では、接続点Ｐ２の電位は接続点Ｐ１の電位より高い。

したがって、電圧増幅回路１９（２３）は、接続点Ｐ２からＰ１を引いた電位差Ｄ２が大きくなるにつれて、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇが減少するように、調整トランジスタ２０を動作させる。逆に、電圧増幅回路１９（２３）は、接続点Ｐ２からＰ１を引いた電位差Ｄ２が小さくなるにつれて、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇが増加するように、調整トランジスタ２０を動作させる。

又は、コンパレータ１９（２３）は、接続点Ｐ２からＰ１を引いた電位差Ｄ２が所定値以上発生している期間に限り、出力トランジスタ１１のゲート電圧Ｖ_Ｇが減少するように、調整トランジスタ２０を動作させる。

したがって、ＩＣ１００，２００によれば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが規定の電圧より一時的に下がったときの過渡応答特性を改善することができる。ＩＣ１００，２００の場合、電圧増幅回路１９（２３）はキャパシタ１８に充放電が行われている期間に限って動作しそれ以外の期間は停止しているので、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ｆｂの２つの直流電圧を常に比較することが必要な図１，２の場合に比べて、負荷電流が一定又は無負荷の状態で、消費電流を抑えることができる。

定常状態での消費電流を抑えるためには、例えば、調整トランジスタ２０が定常状態でオフ状態を維持するように、電圧増幅回路１９（２３）のゲインと調整トランジスタ２０がオンするためのゲート閾値をサイズ調整等により設定すればよい。

また、ＩＣ１００，２００の場合、上述の引用文献１に記載の回路のように、基準電圧生成回路もないため、基準電圧生成回路が構成されていることによる消費電流の増加を抑えることができる。

さらに、ＩＣ１００，２００によれば、過渡応答特性や消費電流のばらつきを抑えることができる。ＩＣ１００，２００では、電圧増幅回路１６を含むフィードバックループとは異なる系で過渡応答特性を改善するため、電圧増幅回路１６を含むフィードバックループと同じ系で過渡応答特性を改善する従来回路に比べて、消費電流と過渡応答特性のばらつきを抑えることができる。

図２の場合、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとフィードバック電圧Ｖ_ｆｂの２つの異なる種類の電圧が電圧増幅回路２２に差動入力される入力電圧として入力されるのに対して、ＩＣ１００，２００の場合、電圧増幅回路１９（２３）に差動入力される２つの入力電圧が、一つのフィードバック電圧Ｖ_ｆｂから生成している。したがって、ＩＣ１００，２００の場合、一つの電圧から２つの入力電圧を生成しているため、消費電流と過渡応答特性のばらつきを抑えることができる。

また、図２の場合、電圧増幅回路１６と２２の入力オフセットを合わせた総入力オフセットΔＶは、『√（ΔＶ１^２＋ΔＶ２^２）』となる。これに対し、図３，４の場合、総入力オフセットΔＶは、電圧増幅回路１９（２３）の入力オフセットΔＶ２に等しい。したがって、入力オフセットのばらつきを、図２の場合に比べて、√（１＋ΔＶ２^２／ΔＶ１^２））分の１に抑えることができる。

定常状態では、フィードバック電圧Ｖ_ｆｂは安定していることにより、電圧増幅回路１９（２３）の両入力端は略同電位である。そのため、総入力オフセットΔＶには、電圧増幅回路１９（２３）の入力端の入力オフセットΔＶ２のばらつきしか表れない。

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形、改良及び置換を加えることができる。

例えば、本発明に係る出力装置の実施形態として、レギュレータを示したが、ＤＣ−ＤＣコンバータ、負荷の駆動装置にも本発明は使用できる。

１グランド端子
２電源入力端子
３出力電圧端子
４制御端子
１０レギュレータＩＣ
１１出力トランジスタ
１２，１３，１７抵抗
１４定電流源
１５定電圧源
１６，２２電圧増幅回路（増幅器）
１８キャパシタ
２０，２１調整トランジスタ
１９，２３電圧増幅回路（コンパレータ）
１００，２００レギュレータＩＣ

Claims

出力電流を出力する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの出力電圧のフィードバック電圧が基準電圧に一致するように、前記出力トランジスタを駆動する第１の駆動部と、
グランドに一方の端部が接続されたキャパシタのもう一方の端部に抵抗が直列接続されたＲＣ回路と、
前記フィードバック電圧が前記ＲＣ回路の両端に印加されることによって前記抵抗の両端に発生する電位差が、前記出力電圧の低下に伴い大きくなる場合、前記電位差が小さいときに比べて、前記出力電流が増加するように、前記出力トランジスタを駆動する第２の駆動部とを備える、出力装置。
出力電流を出力する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの出力電圧がＤＣ結合でフィードバックされることによって生成されたフィードバック電圧が基準電圧に一致するように、前記出力トランジスタを駆動する第１の駆動部と、
グランドに接続されたキャパシタに抵抗が直列接続されたＲＣ回路と、
前記フィードバック電圧が前記ＲＣ回路の両端に印加されることによって前記抵抗の両端に発生する電位差が、前記出力電圧の低下に伴い大きくなる場合、前記電位差が小さいときに比べて、前記出力電流が増加するように、前記出力トランジスタを駆動する第２の駆動部とを備える、出力装置。
前記第１の駆動部が、前記基準電圧が印加される定電流源を含み、
前記定電流源が、前記出力トランジスタを駆動するための電流を流す、請求項１又は２に記載の出力装置。
前記第２の駆動部が、前記電位差を検出する検出部と、前記検出部の出力信号に従って前記出力トランジスタを駆動することによって前記出力電流を調整する調整部とを備える、請求項１から３のいずれか一項に記載の出力装置。
前記検出部が、前記電位差が発生した前記両端のうち一方の端部の電圧ともう一方の端部の電圧とを比較する比較器である、請求項４に記載の出力装置。
前記検出部が、前記電位差を増幅する増幅器である、請求項４に記載の出力装置。