JP6768619B2

JP6768619B2 - 定電圧電源回路

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Publication number: JP6768619B2
Application number: JP2017179594A
Authority: JP
Inventors: 敏正行川; 孝介田代
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Priority date: 2017-09-19
Filing date: 2017-09-19
Publication date: 2020-10-14
Anticipated expiration: 2037-09-19
Also published as: JP2019056982A; US10871793B2; US20190086943A1

Description

本実施形態は、定電圧電源回路に関する。

従来、過負荷状態になった時に、電源回路や負荷の破壊を防止する為に過電流保護回路を備えた定電圧電源回路が開示されている。例えば、過負荷状態になった時に出力トランジスタをオフさせることにより、保護動作を行う。しかし、出力トランジスタをオフさせた場合には定電圧を維持する帰還ループが遮断される為、出力電圧が不安定になり、また、過負荷状態が解消した時に定電圧状態に正常に復帰しない場合が生じる。過負荷状態における出力電圧を安定させ、また、定電圧状態に円滑に復帰することが出来る定電圧電源回路が望まれる。

国際公開ＷＯ２００６／０１６４５６号公報

一つの実施形態は、過負荷状態における出力電圧を安定させ、また、定電圧状態に円滑に復帰することが出来る定電圧電源回路を提供することを目的とする。

一つの実施形態によれば、定電圧電源回路は、定電圧電源回路は、出力電圧が所定の制御電圧に等しくなる様に制御する電圧帰還回路を有する。出力電流を検知し、前記出力電流が所定の電流値に達するまでは前記所定の制御電圧を一定の電圧に保持し、前記出力電流が前記所定の電流値に達した時に前記所定の制御電圧の値を変化させる電流帰還回路を有する。

図１は、第１の実施形態の定電圧電源回路を示す図である。図２は、第１の実施形態の定電圧電源回路の動作波形を示す図である。図３は、第１の実施形態の定電圧電源回路の電圧電流特性を示す図である。図４は、第２の実施形態の定電圧電源回路を示す図である。図５は、第２の実施形態の定電圧電源回路の電圧帰還ループの信号伝達特性を示す図である。図６は、第２の実施形態の定電圧電源回路の電流帰還ループの信号伝達特性を示す図である。図７は、第２の実施形態の定電圧電源回路の負荷変動に対する応答特性を示す図である。図８は、第３の実施形態の定電圧電源回路を示す図である。図９は、第３の実施形態の電源回路の電圧電流特性を示す図である。図１０は、第３の実施形態の定電圧電源回路の消費電力特性を示す図である。図１１は、第３の実施形態の定電圧電源回路の負荷変動に対する応答特性を示す図である。

以下に添付図面を参照して、実施形態にかかる定電圧電源回路を詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の定電圧電源回路を示す図である。本実施形態の定電圧電源回路は、参照電圧源１を有する。参照電圧源１は、参照電圧Ｖ_ｒｅｆを出力する。参照電圧Ｖ_ｒｅｆは、選択回路２に供給される。

選択回路２は、例えば、過電流検知コンパレータ９の出力する過電流検知信号ＯＣＰによって制御されるトランスファゲートで構成される。過電流検知信号ＯＣＰによって、参照電圧源１から供給される参照電圧Ｖ_ｒｅｆと電流フィードバック制御用差動増幅器８の電流制御信号Ｖ_ｌｍｔを選択して出力する。過電流検知信号ＯＣＰが「１」の時、すなわち、過電流検知状態の時には電流フィードバック制御用差動増幅器８の電流制御信号Ｖ_ｌｍｔを出力し、過電流検知状態ではない時、すなわち、過電流検知信号ＯＣＰが「０」の時には、参照電圧Ｖ_ｒｅｆを電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌとして出力する。

選択回路２の電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌは、電圧フィードバック制御用差動増幅器３の反転入力端に供給される。電圧フィードバック制御用差動増幅器３の非反転入力端には、出力電圧Ｖｏが抵抗分圧器４によって分圧された出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂが供給される。抵抗分圧器４は、抵抗４１と抵抗４２の直列接続を有する。抵抗４１と抵抗４２は、接続端１０で接続される。

電圧フィードバック制御用差動増幅器３は、出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂと電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの電位差を増幅して、ドライブ制御信号Ｖ_ｄｒｖを出力する。

ドライブ制御信号Ｖ_ｄｒｖは、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５と出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６のゲート端子に共通に供給される。

ＰＭＯＳ出力トランジスタ５はソースが供給電源Ｖｉに接続され、ドレインが出力電圧Ｖｏを出力する出力端子１２に接続される。ＰＭＯＳ出力トランジスタ５は、ゲートに供給されるドライブ制御信号Ｖ_ｄｒｖの電圧に従い、供給電源Ｖｉから負荷（図示せず）に供給される出力電流Ｉｏを制御する。

出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６は、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５と同様に、ソースが供給電源Ｖｉに接続され、ゲートがＰＭＯＳ出力トランジスタ５のゲートと共通接続される。この為、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５と出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６はカレントミラー回路を構成する。ＰＭＯＳ出力トランジスタ５と出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６は、同じ電気特性を持つ素子であることが望ましい。

ＰＭＯＳ出力トランジスタ５と出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６の寸法を調整することにより、両トランジスタの電流駆動能力の比を設定することが出来る。この電流駆動能力の比は電流ミラー比と呼ばれる。例えば、出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６とＰＭＯＳ出力トランジスタ５の寸法の比は１対１０００の様に、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５に対して出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６の電流駆動能力が小さくなる様に設定する。この場合、電流ミラー比Ｍ_ＩＳは、１／１０００となり、出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６には、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５を流れる出力電流ＩｏのＭ_ＩＳ倍の電流が流れる。すなわち、出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６に流れる電流Ｉｓは、Ｉｓ＝Ｍ_ＩＳ×Ｉｏとなる。すなわち、電流帰還回路１２０の出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ６は、出力電流Ｉｏを検知する。

電流Ｉｓが、出力電流量測定抵抗７を流れることにより、出力電流量測定抵抗７の抵抗値をＲ_ＩＳとすると、Ｖ_ＩＳ＝Ｉｓ×Ｒ_ＩＳで示される電圧降下が出力電流量測定抵抗７の一端１１に生じる。電流量検知信号Ｖ_ＩＳは、電流制御用差動増幅器８の反転入力端子に与えられる。

一方、電流フィードバック制御用差動増幅器８の非反転入力端子には、参照電圧源1の出力信号である参照電圧Ｖ_ｒｅｆが供給される。

電流フィードバック制御用差動増幅器８は、参照電圧Ｖ_ｒｅｆと電流量検知信号Ｖ_ＩＳの電位差を増幅して、電流制限信号Ｖ_ｌｍｔを出力する。

電流制限信号Ｖ_ｌｍｔは、選択回路２のアクティブ入力端子に接続されると同時に、過電流検知コンパレータ９の反転入力端子に接続される。

一方、過電流検知コンパレータ９の非反転入力端子には、参照電圧源１が出力する参照電圧Ｖ_ｒｅｆが接続されている。過電流検知コンパレータ９は電流制限信号Ｖ_ｌｍｔの電位が参照電圧Ｖ_ｒｅｆの電位より低いときに、過電流検知信号ＯＣＰとして過電流状態、つまり「１」を出力し、逆のときには、非過電流状態を示す「０」を出力する。

選択回路２は、前述のように、過電流検知コンパレータ９が出力する過電流検知信号ＯＣＰの状態に従って、過電流検知信号ＯＣＰが過電流検知状態、つまり「１」のとき電流制限信号Ｖ_ｌｍｔを選択し、過電流検知信号ＯＣＰが非過電流検知状態、つまり「０」のとき参照電圧Ｖ_ｒｅｆを選択して、その電位を電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌとして出力する。

出力電圧Ｖｏは抵抗分圧器４に入力され、抵抗分圧器４はその分圧比Ｈ_ｆｂで求められる出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂ（＝Ｖｏ／Ｈ_ｆｂ）を出力する。出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂは、電圧制御用差動増幅器３にフィードバックされ、電圧制御用差動増幅器３の作用により、出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂの電圧と電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの電圧が一致するように、制御される。すなわち、出力電圧Ｖｏは、Ｖ_ｃｔｌ×Ｈ_ｆｂとなるように制御される。

出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂの電圧が高くなると、電圧制御用差動増幅器３の非反転入力端の電圧が上昇する。これにより、ドライブ制御信号Ｖ_ｄｒｖが上昇する為、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５のゲート電圧が上昇する。この為、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５の導電度が下がる為、出力電流Ｉｏが減少し、出力電圧Ｖｏを下げる。すなわち、電圧帰還回路１１０は、負帰還ループを構成する。

この作用により、過負荷状態のときに、出力電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで定められる値に制限される。一方、非過負荷状態のとき、つまり通常動作状態では、出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂで定められる定電圧源として動作する。

図２は、第１の実施形態の電源回路の動作波形を示す図である。図２の上段は抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）、中段は出力電圧Ｖｏ、下段は、出力電流Ｉｏを示す。負荷の抵抗Ｒ_Ｌが小さくなるのに従って出力電流Ｉｏが増える為、便宜的に、抵抗負荷としては抵抗Ｒ_Ｌの逆数である１／Ｒ_Ｌで示している。以下、同様である。図２の動作波形図は、出力端子１２に接続された抵抗負荷(図示せず)が軽い状態から徐々に重くなり、やがて、過負荷状態となり、再び、軽い状態に戻るときの、出力端子１２の出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを表している。

抵抗負荷が軽く、すなわち、Ｖｏ／Ｒ_Ｌ＜Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで表されるような軽い状態(通常動作状態)では、出力電圧Ｖｏは、Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂで表されるように一定の値を示す。

抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が徐々に大きくなるに従って、出力電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂ／Ｒ_Ｌで示されるように徐々に増加する。

やがて、抵抗負荷が、Ｖｏ／Ｒ_Ｌ＞Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで表されるように過負荷状態となったとき、出力電流Ｉｏは、Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで表される一定値に制限され、出力電圧Ｖｏは、Ｒ_Ｌ・Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで表されるように低下する。

即ち、この状態が過電流保護状態であり、出力電圧Ｖｏを下げることにより、負荷に流れる電流を制限し、発熱や破壊というトラブルを防いでいる。再び、抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が軽くなると出力電圧Ｖｏはそれに応じて上昇し、過負荷状態が解消したときに、定電圧状態に復帰する。

図３は、第１の実施形態の定電圧電源回路の電圧電流特性を示す図である。横軸は出力電流Ｉｏ、縦軸は出力電圧Ｖｏを示す。第１の実施形態の定電圧電源回路の電圧電流特性は、図３に示されるように、出力電流Ｉｏが過電流状態の座標点（Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ）で、出力電圧Ｖｏが９０度折れ曲がるように急峻に低下する。すなわち、垂下型過電流保護特性を示す。そして、過負荷状態が解消したときに、定電圧状態に復帰する。すなわち、点線（ｉ）で示す軌跡を辿る動作特性を示す。

本実施形態の定電圧電源回路は、出力電圧Ｖｏを分圧した出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂが電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの電圧に等しくなるように制御する電圧帰還回路１１０を有する。定常状態では、出力電圧Ｖｏが所定の電圧値Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂに等しくなるように制御する。

過電流状態になると、出力電圧Ｖｏは、急峻に低下する。しかし過電流状態においても、電圧帰還回路１１０は正常に動作している。過電流状態においては、出力電圧Ｖｏを追随させる電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの電圧を定電圧の参照電圧Ｖ_ｒｅｆから変化させ、出力電圧Ｖｏを参照電圧Ｖ_ｒｅｆと出力電流Ｉｏに応じて変化する電流量検知信号Ｖ_ＩＳの差電圧に応じて変化する電流制限信号Ｖ_ｌｍｔに追随させる制御が行われる。

選択回路２から出力される電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌを参照電圧Ｖ_ｒｅｆと電流制限信号Ｖ_ｌｍｔとの間で切換える制御は、過電流検知コンパレータ９による参照電圧Ｖ_ｒｅｆと電流制限信号Ｖ_ｌｍｔとの比較結果によって行われる。すなわち、電流帰還回路１２０の制御の下で行われる。

電流制限信号Ｖ_ｌｍｔは、参照電圧Ｖ_ｒｅｆと出力電流Ｉｏに応じて変化する電流量検知信号Ｖ_ＩＳとの差電圧に応じて変化するが、選択回路２から出力される電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの上限値は参照電圧Ｖ_ｒｅｆである。また、出力電流Ｉｏは、過電流状態の座標点（Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ）で制限される。すなわち、過電流状態の出力電流Ｉｏが一定になる様に制御される。

出力電流Ｉｏが設定した電流値（Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ）に達した時に、電圧帰還回路１１０のＰＭＯＳ出力トランジスタ５のゲートに供給される電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの電圧を参照電圧Ｖ_ｒｅｆから電流制限信号Ｖ_ｌｍｔに変化させる制御が行われる。

従って、過電流保護移行時と復帰時の電圧電流特性が異なるというようなことはなく、過負荷状態の解消時に出力電圧Ｖｏがオーバーシュートするようなこともない。過負荷状態においても過剰な出力電流Ｉｏが流れることを防止し、さらに、復帰時においても出力電圧Ｖｏが高電圧にオーバーシュートすることがない安全な定電圧電源回路を提供することができる。

（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態の定電圧電源回路を示す図である。既述の実施形態に対応する構成には同一の符号を付している。本実施形態の定電圧電源回路は、出力端子１２に、平滑コンデンサ５１０を備える。平滑コンデンサ５１０は、負荷抵抗５１１に並列に接続される。平滑コンデンサ５１０は、出力電圧Ｖｏのリップルを低減させ、安定した電圧を負荷抵抗５１１に供給する。便宜的に、平滑コンデンサ５１０と負荷抵抗５１１により負荷５１が構成される構成にしている。

本実施形態の定電圧電源回路の電圧帰還回路１１０は、電圧制御用差動電圧電流増幅器３１と電圧制御用位相補償回路３２を備える。電圧制御用差動電圧電流増幅器３１は、非反転入力端と反転入力端の間の電圧差に対して電圧制御用差動電圧電流増幅器３１の利得倍の電流を出力する。

電圧制御用位相補償回路３２は２つの位相補償容量３２１と３２２を有する。

電流帰還回路１２０は、電流制御用差動電圧電流増幅器８１と電流制御用位相補償回路８２と電流フィードバック制御用倍率変更スイッチ８３を備える。電流制御用差動電圧電流増幅器８１は、非反転入力端と反転入力端の間の電圧差に対して電流制御用差動電圧電流増幅器８１の利得倍の電流を出力する。

電流制御用位相補償回路８２は、位相補償容量８２３と２つの位相補償抵抗８２１、８２２を有する。

本実施形態の定電圧電源回路の電圧帰還回路１１０のフィードバック制御の安定性について説明する。出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂを切断したときのオープンループ小信号伝達特性のボード（ｂｏｄｅ）線図を図５に示す。図５において、実線（ｉｉ）は利得（ｇａｉｎ）を示し、点線（ｉｉｉ）は位相を示す。

まず、位相補償容量３２１によりＰＭＯＳ出力トランジスタ５のゲート端子とドレイン端子を接続して、ドライバポールｐｄｒｖの周波数を下げ、ファーストポールポールｐ１に設定する。このとき、その位相補償容量３２１の容量Ｃ_ｃ１を調整して、電圧フィードバック制御の電圧フィードバック制御ユニティゲイン周波数ｆｖｕを定める。

次に、位相補償容量３２２と抵抗４２により出力電圧Ｖｏと出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂを接続して、ポールｐ２とゼロＺ２を追加する。このとき、位相補償容量３２２の容量Ｃ_ｃ２と抵抗４２の抵抗値Ｒ_ｆｂの大きさを調整して、追加するゼロＺ２の周波数を出力電源ポールｐｏの周波数に合わせて相殺し、追加するポールｐ２を電圧フィードバック制御ユニティゲイン周波数ｆｖｕより高く設定する。このように、位相マージンＰＭを、例えば、６０度程に設定することにより、電圧帰還回路１１０の負帰還制御の安定性を確保する。

出力端子１２に平滑コンデンサ５１０を設けることにより、電圧帰還回路１１０における帰還制御に遅れが生じる。電圧帰還回路１１０における位相遅れを、電圧制御用位相補償回路３２によって利得を下げることによって補い、電圧帰還回路１１０の発振を防ぐことができる。電圧制御用位相補償回路３２の構成は、所望する特性に応じて、適宜変更することが出来る。

つぎに、本実施形態の電源回路の電流帰還回路１２０のフィードバック制御の安定性について、図６を用いて説明する。図６において、実線（ｉｉ）は利得（ｇａｉｎ）を示し、点線（ｉｉｉ）は位相を示す。

電流制御用位相補償回路８２を接続して、電流帰還回路１２０のフィードバック制御系の安定化を図る。まず、位相補償容量８２３と位相補償抵抗８２２を直列に接続して、電流制御用位相補償回路８２の出力端子と反転入力端子とを接続する。これにより、電流制限ポールは低い周波数に移動して電流フィードバック制御用位相補償ポールｐ３となり、高周波領域に電流フィードバック制御用位相補償ゼロ点Ｚ３が生成される。

このとき、電流フィードバック制御用位相補償ポールｐ３と電流フィードバック制御用位相補償ゼロ点Ｚ３により電圧フィードバック制御ポールｐｖと電流センスゼロ点Ｚｉｓを挟むように、位相補償容量８２３の容量Ｃ_ｃ３と位相補償抵抗８２２の抵抗値Ｒ_ｃ３の大きさを調整する。

尚、電流センスゼロ点Ｚｉｓの周波数は出力端子１２に接続される負荷の大きさにより変動するので注意が必要である。

位相補償抵抗８２１を介して、電流量検知信号Ｖ_ＩＳを電流制御用差動電圧電流増幅器８１の反転入力端子に接続する。このとき、位相補償抵抗８２１の抵抗値Ｒ_ｃ４の大きさを調整して、電流フィードバック制御オープンループゲインが等倍（０ｄＢ）となる周波数、すなわち、電流フィードバック制御ユニティゲイン周波数ｆｉｕが電流フィードバック制御用位相補償ゼロ点Ｚ３の数倍の大きさになるように設定する。すなわち、位相補償抵抗８２１は、利得（ｇａｉｎ）調整に用いられる。

このように電流フィードバック制御ユニティゲイン周波数ｆｉｕにおける位相マージンＰＭを６０度程に設定することが出来れば、電流帰還回路１２０の帰還動作の安定性を確保できる。

もし、図示されない雑多なポールの周波数が電流フィードバック制御ユニティゲイン周波数ｆｉｕより低く、十分な大きさの位相マージンＰＭが得られない場合には、位相補償抵抗８２１の抵抗値Ｒ_ｃ４を調整して電流フィードバック制御ユニティゲイン周波数ｆｉｕを低く抑えるとともに、位相補償容量８２３の容量Ｃ_ｃ３と位相補償抵抗８２２の抵抗値Ｒ_ｃ３を調整して位相補償ゼロ点Ｚ３の周波数を低く抑えることが出来る。

本実施形態の定電圧電源回路は、電流フィードバック制御用倍率変更スイッチ８３を有する。電流フィードバック制御用倍率変更スイッチ８３は、過電流検知信号ＯＣＰを受けて、非過電流状態のとき位相補償容量８２３の両端端子を短絡する。この作用により、非過電流状態のとき、電流制御用差動電圧電流増幅器８１は位相補償抵抗８２２と位相補償抵抗８２１の抵抗値の比により電圧増幅率が設定される反転増幅器として動作する。

同時に、過電流検知信号ＯＣＰは選択回路２の接続状態を制御する。選択回路２は、過電流保護状態のとき電流制御用差動電圧電流増幅器８１が出力する電流制限信号Ｖ_ｌｍｔを電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌとして出力し、非過電流保護状態のとき電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌを参照電圧源１が出力する参照電圧Ｖ_ｒｅｆに切換える。

本実施形態の定電圧電源回路では、電流フィードバック制御用倍率変更スイッチ８３は非過電流状態のときに、電流制御用差動電圧電流増幅器８１の出力、電流制限信号Ｖ_ｌｍｔの電圧を１．２〜２Ｖの範囲に抑え、位相補償容量８２３が飽和状態になることを防ぐ。

この動作により、再び過負荷状態になったときに、電流帰還回路１２０を平衡状態に戻す為のセットリング期間が短縮され、即座に過電流保護状態に移行することができる。なお、電流フィードバック制御用倍率変更スイッチ８３は、ＰＭＯＳトランジスタに限らず、過電流検知信号ＯＣＰを受けて短絡状態と開放状態を切替えられるスイッチであればよい。

図７は、第２の実施形態の定電圧電源回路の動作波形図を示す。この動作波形図は、出力端子１２に接続された抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が軽い状態（２ｍＳ：ジーメンス）から重い状態（２４ｍＳ〜２００ｍＳ）へ瞬時に変化し、一定時間経過後、再び軽い状態（２ｍＳ）へ瞬時に変化したときの、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏの振舞を表している。

図７は、最上段に抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）を示し、以下、下段に向かって、電流制限信号Ｖ_ｌｍｔ、過電流検知信号ＯＣＰ、電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏを示す。

まず、過電流保護動作について説明する。図７の最上段の波形が示すように、４ｍｓ（秒）時のタイミングで、抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が瞬時に重くなっている。

それに伴い、図７の出力電圧Ｖｏの波形図に点線の円Ａ１で示す様に、出力電圧Ｖｏが微小に降下する。出力電圧Ｖｏの降下に電圧帰還回路１１０が反応して、出力電圧Ｖｏを元の電圧に戻すため、出力電流Ｉｏが急増する。

その出力電流Ｉｏの増加に、電流制御用差動電圧電流増幅器８１が応答して、電流制限信号Ｖ_ｌｍｔの電圧を急降下させる。電流制限信号Ｖ_ｌｍｔが参照電圧Ｖ_ｒｅｆの電圧、例えば、１．２Ｖを下回ると、過電流検知コンパレータ９は負荷状態と判断して、過電流検知信号ＯＣＰを高電位にする。

過電流検知信号ＯＣＰを選択回路２が受けて、それまで参照電圧Ｖ_ｒｅｆに接続されていた電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌを電流制限信号Ｖ_ｌｍｔに切替える。この作用により、電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌの電圧は、１．２Ｖから徐々に降下する。

電流制限信号Ｖ_ｌｍｔの電圧が降下するのに従って、電圧帰還回路１１０は出力電圧Ｖｏを降下させる。一旦は急増した出力電流Ｉｏは、出力電圧Ｖｏの降下に伴い、再び急降下し、電流帰還回路１２０の制御により、過電流保護の設定値（Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ：例えば、１００ｍＡ）に安定して保たれる。

ここで、図７に示すように、抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が１ｍＳから２００ｍＳに、例えば、１０μｓの短時間の間に急増する場合、図７の下段の出力電流Ｉｏの波形図に点線の円Ａ３で示す様に、出力電流Ｉｏは過電流保護の設定値１００ｍＡを大きく越え、その２倍の２００ｍＡ程度に達する。

それでも、その出力電流Ｉｏの大きさは負荷の重さ（１／Ｒ_Ｌ：２００ｍＳ）と出力電圧Ｖｏの設定値５Ｖから求められる電流量（１Ａ）より遥かに小さい値に抑えられている。また、その出力電流Ｉｏが過電流保護の設定値を越える期間は、過電流検知信号ＯＣＰが反応するまでの２μｓ程度である。出力電流Ｉｏが過電流保護の設定値を超える時の値とその期間を、この程度に抑えれば、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５が破壊するような不具合が発生するようなことはない。

次に、過電流保護解除動作について説明する。図７の最上段の波形が示すように、５ｍｓのタイミングで抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が２ｍＳへ、瞬時に軽くなっている。それに伴い出力電圧Ｖｏが、点線の円Ａ２で示す様に、上昇（回復）し始める。出力電流Ｉｏも、点線の円Ａ４で示す様に減少し始める。

その出力電圧Ｖｏの回復速度は的確に制限されている。これは、電流帰還回路１２０の作用によるもので、出力端子１２に接続されている平滑コンデンサ５１０の容量Ｃｏを充電する電流と負荷抵抗（１／Ｒ_Ｌ）に流れる電流の和が過電流保護の設定値（＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ）である１００ｍＡに保たれるためである。

出力電圧Ｖｏが回復するのに従い、電流制限信号Ｖ_ｌｍｔの電圧も上昇する。その電流制限信号Ｖ_ｌｍｔが参照電圧Ｖ_ｒｅｆの電圧（＝１．２Ｖ）より高くなったとき、過電流検知コンパレータ９は過電流保護が解除されたと判断し、過電流検知信号ＯＣＰを低電位にする。これを選択回路２が受けて、それまで電流制限信号Ｖ_ｌｍｔに接続されていた電圧制御信号Ｖ_ｃｔｌを参照電圧Ｖ_ｒｅｆに切替える。

その後は再び定電圧電源回路として動作する。この電流保護動作およびその復帰動作において、電圧帰還回路１１０の制御ループが切れるようなことはないので、出力電圧Ｖｏが不安定になったり、あるいは、設定値を越えてオーバーシュートするような不具合は発生しない。

また、定電圧動作に復帰後、電流帰還回路１２０の制御ループは切断されるが、代わりに電流フィードバック制御用倍率変更スイッチ８３が導通状態となる。このため、電流制御用差動電圧電流増幅器８１は反転増幅器として動作し、その出力である電流制限信号Ｖ_ｌｍｔの電圧は出力電流Ｉｏの大きさに応じて、１．２Ｖ〜２Ｖの間に保たれる。このように、出力電流Ｉｏの大きさは常に監視されているため、次に過負荷状態になったとき、瞬時に過電流保護動作を開始することができる。

本実施形態の定電圧電源回路は、出力負荷が急激に過負荷状態に遷移する場合においても、その出力電流Ｉｏが過大になることを防止し、安定した電流出力を保つことができる。さらに、本実施形態の定電圧電源回路は、過負荷状態が急激に解消された場合において、その出力電圧Ｖｏの回復動作が適切に制御され、その電圧が設定値を越えてオーバーシュートするようなことはない。これにより、接続された負荷が急激に変動した場合においても、負荷や定電圧電源回路が破壊することはなく、安全が保たれる。

（第３の実施形態）
図８に第３の実施形態の定電圧電源回路を示す。本実施形態の定電圧電源回路は、図１に示す第１の実施形態の定電圧電源回路に対して、フの字特性過電流保護信号生成器１５と過電流保護特性切替器１６を加えた例である。その他の部分は第１の実施形態の定電圧電源回路と同様なので、同一の構成要素には同一の符号を付し、説明の重複を避ける。

フの字特性過電流保護信号生成器１５は電圧フィードバック信号ボルテージフォロア１５１とフの字特性過電流保護信号オフセット加算器１５２と抵抗素子１５５、１５６から構成される。抵抗素子１５６の抵抗値は、抵抗素子１５５の抵抗値Ｒ_ａｄｄをオフセット比率Ｄ_ｏｆｓで除した値（Ｒ_ａｄｄ／Ｄ_ｏｆｓ）を有する。

過電流保護特性切替器１６は過電流保護特性切替用コンパレータ１６１と選択回路１６２から構成される。

電圧フィードバック信号ボルテージフォロア１５１は抵抗分圧器４の出力である出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂを受け、その電圧と同じ電圧の信号を出力する。その出力信号を抵抗素子１５５と１５６により、参照電圧源１の出力である参照電圧Ｖ_ｒｅｆと結線し、その中点をフの字特性過電流保護信号オフセット加算器１５２の非反転端子に接続する。

抵抗素子１５３と１５４を直列に接続してフの字特性過電流保護信号オフセット加算器１５２の出力端子と接地電源を結線し、抵抗素子１５３と１５４の接続点をフの字特性過電流保護信号オフセット加算器１５２の反転端子に接続する。

このように構成されたフの字特性過電流保護信号生成器１５は、出力電圧フィードバック信号Ｖ_ｆｂの電圧と参照電圧Ｖ_ｒｅｆをオフセット比率Ｄ_ｏｆｓ倍した電圧を加算した電圧の信号（Ｖ_ｆｂ＋Ｖ_ｒｅｆ・Ｄ_ｏｆｓ）を出力する。

フの字特性過電流保護信号生成器１５の出力信号（Ｖ_ｆｂ＋Ｖ_ｒｅｆ・Ｄ_ｏｆｓ）は、過電流保護特性切替用コンパレータ１６１の反転入力端子に供給され、過電流保護特性切替用コンパレータ１６１の非反転入力端子には、参照電圧Ｖ_ｒｅｆが供給される。

同様に、選択回路１６２の一方の入力端子に、フの字特性過電流保護信号生成器１５の出力信号（Ｖ_ｆｂ＋Ｖ_ｒｅｆ・Ｄ_ｏｆｓ）が供給され、選択回路１６２の他方の入力端子に参照電圧Ｖ_ｒｅｆが供給される。選択回路１６２の制御端子に、過電流保護特性切替用コンパレータ１６１の出力であるフの字特性選択信号ＦＵが供給される。

フの字特性選択信号ＦＵに応答して、過電流保護特性切替器１６は（Ｖ_ｆｂ＋Ｖ_ｒｅｆ・Ｄ_ｏｆｓ）と参照電圧Ｖ_ｒｅｆのいずれかを選択して、フの字特性電流保護信号Ｖ_ｆｕとして出力する。

本実施形態の定電圧電源回路の電圧電流特性を図９に示す。負荷が軽い通常状態では、この定電圧電源回路は定電圧源として動作する。

負荷が重くなり、図９において点線で示す負荷直線（Ｌ１〜Ｌ５）の傾きが小さくなると、出力電圧ＶｏはＶ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂで一定のまま、出力電流Ｉｏが増加する。各負荷直線（Ｌ１〜Ｌ５）と電圧電流特性曲線との交点をＱ１〜Ｑ５で示す。電圧電流特性曲線と各負荷直線との交点Ｑ１〜Ｑ５は動作の安定点を示す。

さらに負荷（１／Ｒ_Ｌ）が重くなり、（１／Ｒ_Ｌ）＞１／（Ｈ_ｆｂ・Ｒ_ＩＳ・Ｍ_ＩＳ）で示されるように重くなり、出力電流Ｉｏが（Ｖｒ_ｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ）に達すると、定電圧電源回路は過電流制限動作に入る。このとき、過負荷状態であることを示す過電流検知信号ＯＣＰが活性化される。

その後しばらく、負荷が増加しても、出力電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで一定となり、定電圧電源回路は定電流源として動作する。このとき、負荷の増加に伴い出力電圧Ｖｏは設定電圧（Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂ）より低下する。なお、ここまでの動作は図３に示す、第１の実施形態の定電圧電源回路の垂下過電流保護特性と同じである。

さらに負荷が重くなり、出力電圧Ｖｏが（Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂ−Ｄ_ｏｆｓ・Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂ）より低下すると、本実施形態の定電圧電源回路は過電流保護動作に入る。その後、負荷が更に増加すると、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏを共に減少させる。

その傾き（Ｖｏ／Ｉｏ）を、Ｖｏ／Ｉｏ＝Ｈ_ｆｂ・Ｒ_ＩＳ・Ｍ_ＩＳとし、オフセット比率Ｄ_ｏｆｓを０．１程度の小さな値に設定すると、図９に示すように、過電流保護動作状態において負荷が少しでも重くなると、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏは急激に減少する。

この傾きとオフセット比率Ｄ_ｏｆｓは、既述したフの字特性過電流保護信号オフセット加算器１５２に接続される４つの抵抗素子１５３〜１５６の比率を調整することにより、自在に設定可能である。

負荷が短絡に近いような重い状態のとき、出力電圧Ｖｏは、略、０Ｖにまで減少し、出力電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｄ_ｏｆｓ・Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳとなる。

その後、負荷が再び軽くなると、同じ軌道を辿って、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏは回復する。再び負荷（１／Ｒ_Ｌ）が（１／Ｒ_Ｌ）＜１／（Ｈ_ｆｂ・Ｒ_ＩＳ・Ｍ_ＩＳ）で示されるように軽くなると、通常の定電圧電源回路に戻り、出力電圧ＶｏはＶｏ＝Ｖ_ｒｅｆ・Ｈ_ｆｂのように一定となる。そして、過負荷状態であることを示す過電流検知信号ＯＣＰが非活性化される。すなわち、本実施形態の定電圧電源回路は、点線の矢印（ｉｖ）で示す軌道を辿る動作特性を示す。

既述した様に、電圧電流特性曲線と各負荷直線との交点Ｑ１〜Ｑ５は動作の安定点を示す。すなわち、安定点をプロットして描いた電圧電流特性曲線がフの字になる特定がフの字特性と呼ばれる。

過電流保護出力電圧電流特性をフの字特性とする目的は、過負荷状態のとき、負荷の保護を強化すると同時に、定電圧電源回路自身を保護することにある。

図３に示されるような垂下特性の過電流保護の場合、負荷で消費される負荷消費パワーＰ_Ｌ（＝Ｖｏ・Ｉｏ）は、負荷（１／Ｒ_Ｌ）が増大するのに伴い出力電圧Ｖｏは減少し、出力電流Ｉｏは一定なので、減少する。その負荷消費パワーＰ_Ｌは、Ｐ_Ｌ＝Ｒ_Ｌ・（Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳ）^２で表される。

しかし、定電圧電源回路を構成するＰＭＯＳ出力トランジスタ５で消費されるパワーＰ_ｄｒｖ（＝Ｖｉ・Ｉｏ−Ｐ_Ｌ）は、供給電源Ｖｉの電圧と出力電流Ｉｏが一定なので、負荷（１／Ｒ_Ｌ）が増加し、負荷で消費される負荷消費パワーＰ_Ｌが減少するのに伴い、むしろ増加する。

この消費パワーＰ_ｄｒｖは熱になるので、過負荷状態で放置すると、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５の温度は上昇する。過電流保護機能がない場合は、負荷（１／Ｒ_Ｌ）が重くなるのに従い、出力電流Ｉｏが増加し発熱量は非常に大きくなる。

本実施形態の定電圧電源回路の負荷消費パワーＰ_ＬとＰＭＯＳ出力トランジスタ５で消費されるパワーＰ_ｄｒｖの関係を図１０に破線と実線でそれぞれ示す。破線が負荷消費パワーＰ_Ｌを示し、実線がＰＭＯＳ出力トランジスタ５で消費されるパワーＰ_ｄｒｖを示す。本実施形態の定電圧電源回路の過電流保護電圧電流特性はフの字特性となっている。

定電圧動作中の負荷消費パワーＰ_Ｌは負荷（１／Ｒ_Ｌ）が増加するのに従って増大し、電流制限動作との境界で最大となる。

電流制限動作中の負荷消費パワーＰ_Ｌ（＝Ｖｏ・Ｉｏ）は、負荷（１／Ｒ_Ｌ）が増加するのに従い、出力電流Ｉｏは一定に保持されるが出力電圧Ｖｏは減少するため、減少する。

負荷（１／Ｒ_Ｌ）が更に増加し過電流保護動作に入ると、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏは共に減少するので、負荷消費パワーＰ_Ｌは急速に減少する。一方、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５で消費されるパワーＰ_ｄｒｖ（＝Ｖｉ・Ｉｏ−Ｐ_Ｌ）は、定電圧動作では負荷（１／Ｒ_Ｌ）が増加するのに従って増大する。

負荷（１／Ｒ_Ｌ）が更に増加し、電流制限動作に入っても、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５で消費されるパワーＰ_ｄｒｖは増大を続け、その傾きはむしろ急峻になる。しかし、過電流保護動作に入り、負荷（１／Ｒ_Ｌ）が更に増大を続けると、出力電流Ｉｏが減少する効果が現れはじめ、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５で消費されるパワーＰ_ｄｒｖは減少に転じる。

このように、本実施形態の定電圧電源回路が有するフの字特性の過電流保護機能は、負荷が増大して過負荷状態に陥っても、負荷で消費されるパワーを急激に減少させ、負荷が破損することを防ぐことが出来る。同時に、定電圧電源回路を構成する出力トランジスタで消費されるパワーも減少させ、ＰＭＯＳ出力トランジスタ５が破損することも防止する。

尚、本実施形態の定電圧電源回路では、理解を容易にするため、電圧制御用差動増幅器３、８を用いて回路を構成して、その構造と効果を説明した。実際の回路では、第２の実施形態の定電圧電源回路に示されるように、電圧制御用差動電圧電流増幅器３１、電流制御用差動電圧電流増幅器８１を用いて実装し、電圧制御用位相補償回路３２、電流制御用位相補償回路８２を加えて、電圧帰還回路１１０及び電流帰還回路１２０のフィードバック制御ループを安定化する。その詳細な構成の説明は省略するが、第３の実施形態の定電圧電源回路において、電圧制御用差動電圧電流増幅器３１、電流制御用差動電圧電流増幅器８１と電圧制御用位相補償回路３２、電流制御用位相補償回路８２を加えて構成された定電圧電源回路の動作波形を図１１に示す。

図１１は、図４の第２の実施形態の定電圧電源回路の動作を説明するために用いた図７の動作波形図と同様に、出力端子１２に接続された抵抗負（１／Ｒ_Ｌ）が軽い状態（２ｍＳ）から重い状態（２４ｍＳ〜２００ｍＳ）へ瞬時に変化し、一定時間経過後、再び軽い状態（２ｍＳ）へ瞬時に変化したときの、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏの振舞を表している。両者を比較すると第３の実施形態の定電圧電源回路の動作の違いが見えてくる。

抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が軽い状態（２ｍＳ）から重い状態（２４ｍＳ〜２００ｍＳ）へ瞬時に変化した４ｍｓ直後の各信号の振舞は、垂下特性の過電流保護機能を持つ第２の実施形態の定電圧電源回路の例と、フの字特性の過電流保護機能を持つ第３の実施形態の定電圧電源回路では同じである。４ｍｓ時のタイミングで、抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が瞬時に重くなると、図１１の出力電圧Ｖｏの波形図に点線の円Ａ５で示す様に、出力電圧Ｖｏが降下する。

その後、過負荷状態が継続するときの振舞が異なる。垂下特性の過電流保護では、出力電流Ｉｏは、Ｉｏ＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで設定される電流制限値、１００ｍＡ程度の一定の値に留まるが、フの字特性の過電流保護では、点線の円Ａ７で示す様に、出力電流Ｉｏは徐々に低下して行き、やがて、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏは共に、抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）の大小に応じて、非常に低い状態に安定する。

５ｍｓのタイミングで抵抗負荷（１／Ｒ_Ｌ）が再び軽い状態（２ｍＳ）に急変すると、垂下特性の第２の実施形態、フの字特性の第３の実施形態は共に、その出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏは回復を開始する。

第３の実施形態の定電圧電源回路における、この出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏの回復速度は第２の実施形態の定電圧電源回路に比べてゆっくりである。第３の実施形態の定電圧電源回路においては、過負荷時の出力電圧Ｖｏが非常に低い状態になるので、回復に要する時間は長くなる。

出力電圧Ｖｏが定電圧状態に復帰したとき、点線の円Ａ８で示す様に、出力電流Ｉｏはピークに達し、その後、軽い負荷状態に合わせて出力電流Ｉｏは急速に減少する。なお、出力電流Ｉｏのピーク値はＩｏ＝Ｖ_ｒｅｆ／Ｒ_ＩＳ／Ｍ_ＩＳで設定される電流制限値、１００ｍＡ程度で同じである。

また、出力電圧Ｖｏの定電圧への復帰直後、点線の円Ａ６で示す様に、その出力電圧Ｖｏが設定値を越えるようなオーバーシュートも発生しない。また、図１１に示す保護動作において、急激に過負荷状態に移行した直後から過電流保護動作に入るまでの期間以外は、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏが不連続になることがない。さらに、位相補償が適切に施されているならば、負荷（１／Ｒ_Ｌ）が過負荷状態を含めて、如何なる値であっても、出力電圧Ｖｏが発振するようなことがない。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

なお、以下の付記に記載されているような構成が考えられる。
（付記１）
前記差動増幅回路は、前記所定の参照電圧が供給される非反転入力端と前記出力電流に応じた帰還電圧が供給される反転入力端を有し、前記差動増幅回路の前記反転入力端と前記差動増幅回路の出力端の間に接続される位相補償回路を具備することを特徴とする請求項５に記載の定電圧電源回路。
（付記２）
前記出力電圧が供給される出力端子と接地間に接続される平滑コンデンサを有することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の定電圧電源回路。
（付記３）
前記電流帰還回路は、前記第１の出力トランジスタと共にカレントミラー回路を構成する第２の出力トランジスタを有することを特徴とする請求項５に記載の定電圧電源回路。
（付記４）
前記電流帰還回路は、
フの字特性過電流保護信号生成器と、
前記フの字特性過電流保護信号生成器の出力電圧と前記所定の参照電圧を選択して出力する第１の選択回路と、
前記出力電流に応じた帰還電圧と前記第１の選択回路の出力が供給される差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力と前記所定の参照電圧を比較する第２の比較回路と、
前記第２の比較回路の出力に応答して、前記所定の参照電圧と前記差動増幅回路の出力のいずれかを選択して前記第１の比較回路に供給する第２の選択回路と、
を具備することを特徴とする請求項２に記載の定電圧電源回路。
（付記５）
前記所定の参照電圧と前記フの字特性過電流保護信号生成器の出力電圧を比較する第３の比較回路を備え、前記第１の選択回路は、前記第３の比較回路の出力によって制御されることを特徴とする付記４に記載の定電圧電源回路。

１参照電圧源、２選択回路、４抵抗分圧器、５ＰＭＯＳ出力トランジスタ、６出力電流検知用ＰＭＯＳトランジスタ、７出力電流量測定抵抗、１２出力端子、１１０電圧帰還回路、１２０電流帰還回路。

Claims

出力電圧が所定の制御電圧に等しくなる様に制御する電圧帰還回路と、
出力電流を検知し、前記出力電流が所定の電流値に達するまでは前記所定の制御電圧を一定の電圧に保持し、前記出力電流が前記所定の電流値に達した時に前記所定の制御電圧の値を変化させる電流帰還回路と、
を具備し、
前記電圧帰還回路は、
前記出力電圧を分圧した帰還電圧と前記所定の制御電圧を比較する第１の比較回路を具備し、
前記電流帰還回路は、
前記出力電流に応じた帰還電圧と所定の参照電圧が供給される差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力と前記所定の参照電圧を比較する第２の比較回路と、
前記第２の比較回路の出力に応答して、前記所定の参照電圧と前記差動増幅回路の出力のいずれかを選択して前記第１の比較回路に供給する選択回路と、
を具備することを特徴とする定電圧電源回路。
前記第１の比較回路は、反転入力端と非反転入力端を有し、前記出力電圧を分圧した帰還電圧が前記非反転入力端に供給され、前記所定の制御電圧が前記反転入力端に供給されることを特徴とする請求項１に記載の定電圧電源回路。
出力電圧が所定の制御電圧に等しくなる様に制御する電圧帰還回路と、
出力電流を検知し、前記出力電流が所定の電流値に達するまでは前記所定の制御電圧を一定の電圧に保持し、前記出力電流が前記所定の電流値に達した時に前記所定の制御電圧の値を変化させる電流帰還回路と、
を具備し、
前記電圧帰還回路は、
前記出力電圧を分圧した帰還電圧が非反転入力端に供給され、前記所定の制御電圧が反転入力端に供給される増幅回路と、
前記増幅回路の出力端と前記非反転入力端の間に接続される位相補償回路と、
を具備し、
前記電流帰還回路は、
前記出力電流に応じた帰還電圧と所定の参照電圧が供給される差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力と前記所定の参照電圧を比較する第１の比較回路と、
前記第１の比較回路の出力に応答して、前記所定の参照電圧と前記差動増幅回路の出力のいずれかを選択して前記差動増幅回路に供給する選択回路を具備することを特徴とする定電圧電源回路。
出力電圧が所定の制御電圧に等しくなる様に制御する電圧帰還回路と、
出力電流を検知し、前記出力電流が所定の電流値に達するまでは前記所定の制御電圧を一定の電圧に保持し、前記出力電流が前記所定の電流値に達した時に前記所定の制御電圧の値を変化させる電流帰還回路と、
を具備し、
前記電圧帰還回路は、
前記出力電圧を分圧した帰還電圧と前記所定の制御電圧を比較する第１の比較回路を具備し、
前記電流帰還回路は、
前記出力電圧を分圧した帰還電圧と所定の参照電圧を所定の比率倍した電圧を加算した電圧を出力するフの字特性過電流保護信号生成器と、
前記フの字特性過電流保護信号生成器の出力電圧と前記所定の参照電圧のいずれか一方を選択して出力する第１の選択回路と、
前記出力電流に応じた帰還電圧と前記第１の選択回路の出力が供給される差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の出力と前記所定の参照電圧を比較する第２の比較回路と、
前記第２の比較回路の出力に応答して、前記所定の参照電圧と前記差動増幅回路の出力のいずれかを選択して前記第１の比較回路に供給する第２の選択回路と、
を具備することを特徴とする定電圧電源回路。
前記所定の参照電圧と前記フの字特性過電流保護信号生成器の出力電圧を比較する第３の比較回路を備え、前記第１の選択回路は、前記第３の比較回路の出力によって制御されることを特徴とする請求項４に記載の定電圧電源回路。