JP2006164089A

JP2006164089A - 直流安定化電源装置

Info

Publication number: JP2006164089A
Application number: JP2004357496A
Authority: JP
Inventors: Koichi Hanabusa; 孝一花房; Akiko Kasai; 明子笠井
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-12-10
Filing date: 2004-12-10
Publication date: 2006-06-22

Abstract

【課題】出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用することが可能でありながら、負荷変動特性が優れている直流安定化電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】出力端子２１に電圧を出力する出力トランジスタＱ１と、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを出力する基準電圧発生回路１２と、出力トランジスタＱ１の出力電圧Ｖｏを分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとが一致するように出力トランジスタＱ１を制御する安定化制御回路（１１、１３）と、直流安定化電源装置１の出力電流Ｉｏの大きさを検知するための電流検知回路１４と、を備えている。基準電圧発生回路１２は、検知された出力電流Ｉｏが所定の閾値電流より小さいとき、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に保つが、検知された出力電流Ｉｏが所定の閾値電流より大きいとき、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧より高い電圧に変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流安定化電源装置に関し、特に負荷変動効率の向上を実現する直流安定化電源装置に関する。

図１１に、従来の直流安定化電源装置１０１の等価回路図（等価回路ブロック図）を示す。直流安定化電源装置１０１は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタである出力トランジスタＱ１と、外部から入力電圧Ｖｉｎの供給を受ける入力端子２０と、外部の負荷ＲＬに接続される出力端子２１と、出力トランジスタＱ１のコレクタの電圧を分圧する分圧抵抗Ｒａ及びＲｂと、出力トランジスタＱ１を駆動するドライブ回路１１１と、一定電圧を生成して出力する電圧発生器１１２と、その一定電圧と分圧抵抗Ｒａ及びＲｂにより分圧された電圧とが一致するようにドライブ回路１１１を制御する誤差増幅器１１３と、から概略構成される。

電圧発生器１１２は、シリコン等の半導体のバンドギャップ電圧を基準として直流の一定電圧（例えば、約１．２Ｖ）を生成する。分圧抵抗Ｒａ及びＲｂから成る直列回路の抵抗値は、負荷ＲＬの抵抗値より十分に大きい。従って、出力トランジスタＱ１のコレクタ電流は、直流安定化電源装置１０１の出力電流Ｉｏに等しいと言え、該出力電流Ｉｏは、出力端子２１とグランド間に配置された負荷ＲＬに流れる。また、出力端子２１には、直流安定化電源装置１０１の出力電圧Ｖｏが印加される。

また、出力端子２１とグランド（接地）間には、出力発振防止用の出力コンデンサ２２が、直流安定化電源装置１０１に外付けする形で接続される。出力コンデンサ２２はセラミックコンデンサ（より詳しくは、例えば、積層セラミックコンデンサやチップ型積層セラミックコンデンサ）から成り、出力コンデンサ２２の等価回路は、容量成分Ｃｏと等価直列抵抗ＥＳＲを直列接続したもので表される。

従来より、機器の実装面積低減のため、容積の小さなコンデンサを外付けの出力コンデンサとして使用できることが要望されている。このような要望は、主として携帯機器に用いられる小電流出力の用途として従来から存在しており、小容積で比較的大きな容量が得られるセラミックコンデンサを使用可能な直流安定化電源装置が多数開発され、実使用されている。

ところが、近年、出力電流が５００ｍＡ（ミリアンペア）程度〜１Ａ（アンペア）程度の直流安定化電源装置においても、機器の実装面積、高さ低減のため、外付けの出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用可能なものが、強く要望されている。この背景には、中電流クラス（５００ｍＡ程度〜１Ａ程度）の直流安定化電源が多く使用される据え置き型のＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read Only Memory）ドライブ、ＤＶＤ−ＲＯＭ（Digital Versatile Disk Read Only Memory）ドライブ、ＤＶＤ−ＲＡＭ（Digital Versatile Disk Random Access Memory）ドライブ等の電子機器においても、小型薄型化が本格化してきたことがある。

セラミックコンデンサの採用が望まれるもう一つの理由として、セラミックコンデンサの代わりに用いられるアルミ電解コンデンサの特性劣化が挙げられる。アルミ電解コンデンサは特性の経年劣化が比較的大きく、この経年劣化が電子機器の故障原因の多くを占めている。これに対してセラミックコンデンサは経年劣化が非常に少なく、電子機器に故障を引き起こすことが少ないのである。

図１２に、出力コンデンサ２２が、積層セラミックコンデンサの場合の詳細な等価回路図を示す。積層セラミックコンデンサは、比較的等価直列抵抗が低い（小さい）が、その原因は積層セラミックコンデンサの構造にある。積層セラミックコンデンサは、誘電体を積層構造することにより容量増加を図っており、その等価回路は、図１２に示すように、容量Ｃｏ１、Ｃｏ２、・・・、Ｃｏｎ（ｎは、２以上の整数）を並列接続したものとなっている。これら個別の容量の総和（Ｃｏ１＋Ｃｏ２＋、・・・、＋Ｃｏｎ）が、図１１の容量成分Ｃｏと等しくなる。このため、個別の容量に付加している直列抵抗も並列接続されることとなり、等価直列抵抗ＥＳＲ（図１１）の抵抗値は、個別の容量の直列抵抗ＥＳＲ１、ＥＳＲ２、・・・、ＥＳＲｎの抵抗値の総和の逆数となる。この結果、等価直列抵抗は低くなる。このように、積層セラミックコンデンサは、コンデンサとして理想状態に近いものであり、外付けの出力コンデンサとして望ましい。

以上の理由から、最近の電子機器に用いられる直流安定化電源装置においては、出力コンデンサとして、従来のアルミ電解コンデンサ（或いはタンタルコンデンサ）に代わって、セラミックコンデンサを用いることが多い。

しかし、出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用した場合、出力が発振しやすいという問題が生じる。アルミ電解コンデンサを出力コンデンサとして使用した場合は、セラミックコンデンサの等価直列抵抗よりも比較的大きな等価直列抵抗により位相補償され、出力の発振は生じにくいのであるが、セラミックコンデンサを出力コンデンサとして使用した場合は、その低い等価直列抵抗により位相の遅れが生じ（大きくなり）、十分な位相補償がされない。この結果、出力発振が生じやすいのである。

このような出力発振を防止するため、従来より、セラミックコンデンサ対応型の直流安定化電源装置（セラミックコンデンサを出力コンデンサとして使用可能な直流安定化電源装置）においては、誤差増幅器のゲインを意図的に低下させるという手法が主として用いられている。つまり、直流安定化電源装置の負帰還ゲインを低下させることによって、セラミックコンデンサを用いた場合の出力発振を防止している。

図１１における誤差増幅器１１３は、上記のようにゲインを低下させた誤差増幅器であり、その回路構成の一例を、図１３に示す。誤差増幅器１１３は、入力信号を受けるトランジスタ（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）Ｑ１５及びＱ１６と、トランジスタＱ１５及びＱ１６への入力信号を伝達するためのトランジスタ（ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ）Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４と、トランジスタ（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）Ｑ１７及びＱ１８と、ゲイン低減用抵抗Ｒ１２及びＲ１３と、位相補償用抵抗Ｒ１１と、位相補償用コンデンサＣ１１と、定電流源Ｉ１と、から構成されている。

誤差増幅器１１３において、位相補償の程度は、位相補償用抵抗Ｒ１１の抵抗値と位相補償用コンデンサＣ１１の静電容量との積（つまり、時定数）で決定される。この誤差増幅器１１３のゲインの低下に寄与するのは、ゲイン低減用抵抗Ｒ１２及びＲ１３の存在と、定電流源Ｉ１に流れる定電流の値である。誤差増幅器１１３にゲイン低減用抵抗Ｒ１２及びＲ１３を付加し、それらの抵抗値を上げる（大きくする）ことにより、誤差増幅器１１３のゲインを低下させることができる。また、定電流源Ｉ１に流れる定電流の値を下げることによっても、誤差増幅器１１３のゲインを低下させることができる。

トランジスタＱ１５のベースには、誤差増幅器１１３の非反転入力端子（＋）が接続され、トランジスタＱ１６には、誤差増幅器１１３の反転入力端子（−）が接続されている。トランジスタＱ１１のコレクタには、誤差増幅器１１３の出力端子が接続されている。

トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４の各エミッタは共通接続され、それら各エミッタには、誤差増幅器１１３に対する電源電圧が供給されている。トランジスタＱ１２のベースは、トランジスタＱ１２のコレクタ、トランジスタＱ１１のベース及びトランジスタＱ１５のコレクタに共通接続されている。トランジスタＱ１１のコレクタは、トランジスタＱ１７のコレクタと位相補償用コンデンサＣ１１の一端に共通接続されている。

トランジスタＱ１３のベースは、トランジスタＱ１３のコレクタ、トランジスタＱ１４のベース及びトランジスタＱ１６のコレクタに共通接続されている。トランジスタＱ１４のコレクタは、トランジスタＱ１８のコレクタ及びベースと位相補償用抵抗Ｒ１１の一端とに共通接続されている。位相補償用抵抗Ｒ１１の他端と位相補償用コンデンサＣ１１の他端は、共通接続されていると共に、トランジスタＱ１７のベースに接続されている。

トランジスタＱ１５のエミッタは、ゲイン低減用抵抗Ｒ１３を介して定電流源Ｉ１の入力側に接続され、トランジスタＱ１６のエミッタは、ゲイン低減用抵抗Ｒ１２を介して定電流源Ｉ１の入力側に接続されている。定電流源Ｉ１の出力側と、トランジスタＱ１７及びＱ１８の各エミッタは、グランドに接続されている（接地されている）。

また、下記特許文献１には、出力端子に電圧を出力する出力トランジスタと、上記出力トランジスタの出力電圧が分圧された電圧を所定の基準電圧に一致させるように上記出力トランジスタの動作を制御する誤差増幅器とを有する直流安定化電源装置において、上記出力トランジスタの出力電流を検知する出力電流検知手段と、上記出力電流検知手段により検知した上記出力電流に応じて上記誤差増幅器に流れるバイアス電流を制御するバイアス電流制御手段とを有することを特徴とする直流安定化電源装置、が開示されている。

特開平１１−２４７６４号公報

上述した誤差増幅器１１３のゲインの低下は、出力コンデンサにセラミックコンデンサを使用した場合の出力発振余裕度の向上に大きく寄与するのであるが、代償として直流安定化電源の重要な特性である負帰還ゲインを低下させてしまう。つまり、出力電流値変化に対する出力電圧変動が大きくなり、基本特性である負荷変動率が劣化してしまう。このため、図１４の符号６０に示すように、出力電流Ｉｏがある一定以上の電流（例えば、７００ｍＡ）となると、出力電圧Ｖｏが低下し始める。尚、図１４は、出力コンデンサ２２が、容量１０μＦ（マイクロファラッド）のセラミックコンデンサの場合の出力電流Ｉｏ−出力電圧Ｖｏ特性を示している。

また、特許文献１に記載の従来構成例によっても、負荷変動率は改善されるのではあるが、出力コンデンサにセラミックコンデンサを用いることを想定すると、その改善の効果は十分とは言えない。

また、セラミックコンデンサ対応型の直流安定化電源装置において、特に顕在化する負荷変動率の劣化の問題を説明したが、負荷変動率の向上は、あらゆる直流安定化電源装置において求められる課題である。

本発明は、上記の点に鑑み、負荷変動特性の優れた直流安定化電源装置を提供することを目的とする。特に、出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用することが可能でありながら、負荷変動特性が優れている直流安定化電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る直流安定化電源装置は、出力端子に電圧を出力する出力トランジスタと、所定の基準電圧を出力する基準電圧発生手段と、当該直流安定化電源装置の出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧とが一致するように前記出力トランジスタを制御する安定化制御手段と、当該直流安定化電源装置の出力電流の大きさを検知するための電流検知手段と、を備え、前記基準電圧発生手段は、前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさに応じて前記基準電圧を調整することを特徴とする。

直流安定化電源装置の出力電流の大きさが比較的大きいとき、負帰還ゲインが小さいこと等に起因して出力電圧が目標電圧に達しない場合があるが、上記のように構成すれば、出力電流の大きさに応じて基準電圧が調整（例えば、出力電流の大きさの増大と共に基準電圧も増大）されるため、出力電流の大きさが比較的大きい時における出力電圧と目標電圧との乖離が抑制される。つまり、負荷変動率が向上する。また、出力コンデンサにセラミックコンデンサを使用可能なように構成したとしても、上記乖離が抑制される。

具体的には、例えば、前記基準電圧発生手段は、前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさが所定の閾値電流より小さいとき、前記基準電圧を第１基準電圧に保つ一方、前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさが前記閾値電流より大きいとき、前記基準電圧が前記第１基準電圧と異なる電圧になるように前記基準電圧を調整する。

また、例えば、前記閾値電流を外部から与えられる信号により変更可能としてもよい。

また、具体的には、例えば、前記基準電圧発生手段は、一定電圧を出力する電圧発生器と、前記電圧発生器と直列に接続され、前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさに応じて抵抗値が変化する可変抵抗と、を備えるようにしてもよい。

また、例えば、前記基準電圧発生手段は、一定電圧を出力する電圧発生器と、該一定電圧に基づく電圧を分圧する分圧抵抗とを備え、その分圧された電圧を前記基準電圧として出力するようにしてもよい。

これにより、電圧発生器が出力する一定電圧の大きさよりも小さい電圧値の出力電圧を得ることができる。

また、具体的には、例えば、前記電流検知手段は、前記出力トランジスタのベース電流を検出することにより、前記出力電流の大きさを検知するようにしてもよい。

また、例えば、前記電流検知手段は、前記出力トランジスタのエミッタ−コレクタ間に流れる電流の一部を検知することにより、前記出力電流の大きさを検知するようにしてもよい。

また、例えば、上記直流安定化電源装置は、出力発振防止用の出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用可能となっている。

出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを用いた場合は、直流安定化電源装置の出力電流の大きさが比較的大きいとき、負帰還ゲインが小さいこと等に起因して出力電圧が目標電圧に達しないという問題が発生しうる。しかしながら、上述したように上記直流安定化電源装置においては、負荷変動率が改善されているため、上記問題を解決（或いは問題による影響を緩和）することができる。

また、上記直流安定化電源装置を、電子機器に備えるようにすればよい。

上述した通り、本発明に係る直流安定化電源装置は、負荷変動特性が優れている。

＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明に係る直流安定化電源装置の第１実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図１は、第１実施形態の直流安定化電源装置１の等価回路図である。図１において、図１１と同一の部分には同一の符号を付す。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置１の出力電圧、出力電流を表す。

直流安定化電源装置１は、出路端子２１に電圧を出力する出力トランジスタＱ１と、外部から入力電圧Ｖｉｎが加えられる入力端子２０と、外部に負荷ＲＬ及び出力コンデンサ２２が接続される出力端子２１と、出力トランジスタＱ１のコレクタの電圧（出力端子２１に加わる電圧、即ち直流安定化電源装置１の出力電圧Ｖｏに等しい）を分圧する分圧抵抗Ｒａ及びＲｂと、出力トランジスタＱ１を駆動するドライブ回路１１と、基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する基準電圧発生回路１２と、誤差増幅器１３と、直流安定化電源装置１の出力電流Ｉｏの大きさを検知するための電流検知回路１４と、から概略構成される。基準電圧発生回路１２には、基準電圧調整回路１５が備えられている。

出力トランジスタＱ１は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、そのエミッタ、コレクタ、ベースは、夫々入力端子２０、出力端子２１、ドライブ回路１１に接続されている。出力端子２１は、分圧抵抗Ｒａと分圧抵抗Ｒｂとから成る直列回路を介して接地されている。分圧抵抗Ｒａと分圧抵抗Ｒｂとの接続点は、誤差増幅器１３の反転入力端子（−）に接続されている。誤差増幅器１３の非反転入力端子（＋）には、基準電圧発生回路１２が出力する基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。誤差増幅器１３の出力端子はドライブ回路１１に接続されている。電流検知回路１４は、ドライブ回路１１とグランド（接地）間に配置されている。電流検知回路１４は、直流安定化電源装置１の出力電流Ｉｏ（出力電流Ｉｏの大きさ）を検知し検知した出力電流Ｉｏ（出力電流Ｉｏの大きさ）に応じて、基準電圧調整回路１５を制御する。

分圧抵抗Ｒａ及びＲｂから成る直列回路の抵抗値は、負荷ＲＬの抵抗値より十分に大きい。従って、出力トランジスタＱ１のコレクタ電流は、直流安定化電源装置１の出力電流Ｉｏに等しいと言え、該出力電流Ｉｏは、出力端子２１とグランド間に配置された負荷ＲＬに流れる。また、出力端子２１とグランド（接地）間には、出力発振防止用の出力コンデンサ２２が、直流安定化電源装置１に外付けする形で接続される。出力コンデンサ２２はセラミックコンデンサから成り、出力コンデンサ２２の等価回路は、容量成分Ｃｏと等価直列抵抗ＥＳＲを直列接続したもので表される。また、出力コンデンサ２２は、例えば、図１２の等価回路図で示されるような積層セラミックコンデンサ（例えば、チップ型積層セラミックコンデンサ）である。

誤差増幅器１３の内部の回路構成は、図１１の誤差増幅器１１３の内部回路構成と同じである。つまり、誤差増幅器１３は、ゲインを低下させた誤差増幅器であり、その回路構成の一例は、図１３に示すものと同様である。

次に、上記の直流安定化電源装置１の動作について説明する。

誤差増幅器１３の反転入力端子（−）には、分圧抵抗Ｒａと分圧抵抗Ｒｂとの接続点において生成される帰還電圧Ｖａｄｊがフィードバックされ、帰還電圧Ｖａｄｊと非反転入力端子（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合、ドライブ回路１１は出力トランジスタＱ１のベース電位を上昇させ、出力トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bの引き込み量を減らす。この結果、出力電圧Ｖｏが低下する。

これとは逆に、帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合、ドライブ回路１１は出力トランジスタＱ１のベース電位を下降させ、出力トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bの引き込み量を増やす。この結果、出力電圧Ｖｏが上昇する。このようにして、誤差増幅器１３及びドライブ回路１１（安定化制御手段）は、出力電圧Ｖｏを分圧した電圧である帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとが一致するように出力トランジスタＱ１を制御する。この結果、出力電圧Ｖｏは、負荷ＲＬの消費電流や入力電圧Ｖｉｎの変動にかかわらず一定の目標電圧（例えば、３．３Ｖ）に保たれる。

この際、電流検知回路１４は、出力電流Ｉｏを検知し、その検知結果を基準電圧調整回路１５に伝達する。基準電圧調整回路１５は、出力電流Ｉｏの検知結果に応じて基準電圧Ｖｒｅｆの値を調整する。

具体的には、基準電圧調整回路１５は、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈより小さい場合、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に保つ。一方、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈより大きい場合には、出力電流Ｉｏの値が大きくなれば大きくなるほど、基準電圧Ｖｒｅｆがより高くなるように（勿論、第１基準電圧よりも高い）、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を調整する。

例えば、第１基準電圧が１．２Ｖ且つ閾値電流Ｉｔｈが７００ｍＡの場合、出力電流が７００ｍＡ以下と検知されたならば、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧である１．２Ｖに保つが、出力電流が８００ｍＡと検知されたならば基準電圧Ｖｒｅｆが１．２５Ｖになるように、出力電流が９００ｍＡと検知されたならば基準電圧Ｖｒｅｆが１．３０Ｖになるように、出力電流が１Ａと検知されたならば基準電圧Ｖｒｅｆを１．４０Ｖになるように、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を調整する。

これを実現するために、例えば、出力トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bを電流検出用抵抗（不図示）に流すことで該電流検出用抵抗の両端間に生じる電圧を増幅器（不図示）で増幅し、その増幅器の出力信号に応じて基準電圧Ｖｒｅｆが上記の如く変化するように基準電圧発生回路１２を構成すればよい。

また、例えば、図２に示す如く、基準電圧発生回路１２を、電圧発生器１６と基準電圧調整回路１５とから成るように構成し、電圧発生器１６の正電圧側端子、負電圧側端子を、それぞれ誤差増幅器１３の非反転入力端子（＋）、基準電圧調整回路１５に接続するようにしてもよい。図２は、図１の直流安定化電源装置１の回路構成を具体化した一例であり、図２において、図１と同一の部分には同一の符号を付して、再度の説明を省略する。

電圧発生器１６は、シリコン等の半導体のバンドギャップ電圧を基準として直流の一定電圧（例えば、約１．２Ｖ）Ｖｄを生成する。つまり、電圧発生器１６は、自身の負電圧側端子の電位を基準とした一定電圧Ｖｄを自身の正電圧側端子から出力する。そして、基準電圧調整回路１５は、電流検知回路１４からの伝送される出力電流Ｉｏの検知結果に応じて電圧発生器１６の負電圧側端子に所定の電圧（例えば、出力電流Ｉｏ＜７００ｍＡの場合０Ｖ、出力電流Ｉｏ＝８００ｍＡの場合０．０５Ｖ、出力電流Ｉｏ＝９００ｍＡの場合０．１０Ｖ等）を与える。

図１１に示す従来構成例においては、図３の符号６０に示す如く、出力電流Ｉｏが或る一定以上の電流（例えば、７００ｍＡ）となると、出力電圧Ｖｏが目標電圧から低下し始める、即ち、出力電圧Ｖｏと所望の電圧（目標電圧）との差異が大きくなってしまっていた。しかし、上記のように構成することにより、図３の符号６１に示す如く、出力電流Ｉｏが或る一定以上の電流となった場合に生じる出力電圧Ｖｏと目標電圧との差異を、従来構成例におけるものよりも小さくすることができる（理想的には、前記差異が出力電流Ｉｏの値にかかわらず常にゼロに保たれる）。尚、図３は、出力コンデンサ２２が、容量１０μＦ（マイクロファラッド）のセラミックコンデンサの場合の出力電流Ｉｏ−出力電圧Ｖｏ特性を示している。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第２実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図４は、第２実施形態の直流安定化電源装置２の等価回路図である。図４において、図１と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。

直流安定化電源装置２が、図１の直流安定化電源装置１と相違する点は、図１の電流検知回路１４が電流検知回路１４ａに置換されている点であり、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図１の直流安定化電源装置１におけるそれらと一致している。但し、図４においては、ドライブ回路１１の構成が、図１におけるものより具体的に表されている。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置２の出力電圧、出力電流を表す。

ドライブ回路１１は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるトランジスタ３０で構成されている。電流検知回路１４ａは、電流検出用抵抗Ｒ１と、コンパレータ（比較器）３１と、電圧発生器３２と、から構成されている。

トランジスタ３０において、ベースは誤差増幅器１３の出力端子に接続され、コレクタは出力トランジスタＱ１のベースに接続され、エミッタは電流検出用抵抗Ｒ１の一端とコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）とに共通接続されている。電流検出用抵抗Ｒ１の他端は接地されている。電圧発生器３２は、一定電圧Ｖａを生成し、その一定電圧Ｖａをコンパレータ３１の反転入力端子（−）に供給している。コンパレータ３１の出力信号は、基準電圧調整回路１５に供給されている。

誤差増幅器１３の反転入力端子（−）には、分圧抵抗Ｒａと分圧抵抗Ｒｂとの接続点において生成される帰還電圧Ｖａｄｊがフィードバックされ、帰還電圧Ｖａｄｊと非反転入力端子（＋）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆとが比較される。帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合、ドライブ回路１１はトランジスタ３０のベース電位を低下させる。この結果、出力トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bが減少し、出力電圧Ｖｏが低下する。

これとは逆に、帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合、ドライブ回路１１はトランジスタ３０のベース電位を上昇させる。この結果、出力トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bが増加し、出力電圧Ｖｏが上昇する。このようにして、出力電圧Ｖｏは、負荷ＲＬの消費電流や入力電圧Ｖｉｎの変動にかかわらず一定電圧（例えば、３．３Ｖ）に保たれる。

出力電流Ｉｏは、ベース電流Ｉ_Bにほぼ比例しているので、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間に表れる電圧は、出力電流Ｉｏに対応したものとなる。そして、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈと一致する場合に、コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）の電圧と反転入力端子（−）の電圧が等しくなるように、電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値及び電圧発生器３２の出力する電圧Ｖａは設定されている。

従って、電流検出用抵抗Ｒ１により検知された出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｔｈより小さいとき、コンパレータ３１の出力はローレベルとなり、電流検出用抵抗Ｒ１により検知された出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｔｈより大きいとき、コンパレータ３１の出力はハイレベルとなる。基準電圧調整回路１５は、コンパレータ３１からローレベルの出力信号を受けたとき、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に設定する一方、コンパレータ３１からハイレベルの出力信号を受けたとき、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧よりも高い第２基準電圧に設定する。

例えば、第１基準電圧が１．２Ｖであり、且つ出力電流Ｉｏが７００ｍＡを超えたあたりから出力電圧Ｖｏが低下する場合、閾値電流Ｉｔｈを８００ｍＡ、第２基準電圧を１．２５Ｖと設定する。

このように構成して、閾値電流Ｉｔｈ及び第２基準電圧を適切に設定すれば、出力電流Ｉｏが或る一定以上の電流となった場合に生じる出力電圧Ｖｏと目標電圧との差異を、従来構成例におけるものよりも小さくすることができる。

また、閾値電流を１個だけ設け、これに対応して基準電圧Ｖｒｅｆを２段階に調整する手法を例示したが、勿論、閾値電流を２個、３個、・・・、ｋ個（ｋは２以上の整数）設け、これに対応して基準電圧Ｖｒｅｆを３、４、・・・、（ｋ＋１）段階に調整するようにしてもよい。

例えば、閾値電流として２つの閾値電流Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２（但し、Ｉｔｈ１＜Ｉｔｈ２）を設ける場合、基準電圧調整回路１５は、（閾値電流Ｉｔｈ１）＞（検知された出力電流Ｉｏ）が成立する場合、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に設定し、（閾値電流Ｉｔｈ１）＜（検知された出力電流Ｉｏ）＜（閾値電流Ｉｔｈ２）が成立する場合、基準電圧Ｖｒｅｆを第２基準電圧に設定し、（検知された出力電流Ｉｏ）＞（閾値電流Ｉｔｈ２）が成立する場合、基準電圧Ｖｒｅｆを第３基準電圧に設定する。

例えば、第１基準電圧が１．２Ｖであり、且つ出力電流Ｉｏが７００ｍＡを超えたあたりから出力電圧Ｖｏが低下する場合、閾値電流Ｉｔｈ１を８００ｍＡと、閾値電流Ｉｔｈ２を９００ｍＡと、第２基準電圧を１．２５Ｖと、第３基準電圧を１．３０Ｖと設定する。

また、図２と同様に、図４における基準電圧調整回路１２が、電圧発生器１６と基準電圧調整回路１５とから構成されるようにしてもよい。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第３実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図５は、第３実施形態の直流安定化電源装置３の等価回路図である。図５において、図１及び図４と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。

直流安定化電源装置３が、図４の直流安定化電源装置２と相違する点は、図４の電流検知回路１４ａが電流検知回路１４ｂに置換されている点であり、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図４の直流安定化電源装置２におけるそれらと一致している。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置３の出力電圧、出力電流を表す。

電流検知回路１４ｂは、電流検出用抵抗Ｒ１と、コンパレータ（比較器）３１と、電圧発生器３３及び３４と、スイッチ３５及び３６と、から構成されている。スイッチ３５及び３６は、例えばトランジスタから構成される。

トランジスタ３０のエミッタは、コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）に接続されていると共に、電流検出用抵抗Ｒ１を介して接地されている。電圧発生器３３は一定電圧Ｖｂを生成して、その一定電圧Ｖｂをスイッチ３５の一端に与えている。電圧発生器３４は一定電圧Ｖｂと異なる一定電圧Ｖｃを生成して、その一定電圧Ｖｃをスイッチ３６の一端に与えている。スイッチ３５の他端とスイッチ３６の他端は、コンパレータ３１の反転入力端子（−）に共通接続されている。また、スイッチ３５とスイッチ３６は、外部から与えられる信号（外部信号）によって択一的にオンとなる。従って、コンパレータ３１の反転入力端子（−）には、一定電圧Ｖｂ又は一定電圧Ｖｃが印加されることになる。

このように構成することで、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧から第１基準電圧より高い第２基準電圧に変更する閾値電流Ｉｔｈを、外部信号によって変更することが可能となる。

また、本実施形態においても、第２実施形態で説明したように、閾値電流を２個、３個、・・・、ｋ個（ｋは２以上の整数）設け、これに対応して基準電圧Ｖｒｅｆを３、４、・・・、（ｋ＋１）段階に調整するようにしてもよい。

また、図２と同様に、図５における基準電圧調整回路１２が、電圧発生器１６と基準電圧調整回路１５とから構成されるようにしてもよい。

＜＜第４実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第４実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図６は、第４実施形態の直流安定化電源装置４の等価回路図である。図６において、図１、図２及び図４と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。

直流安定化電源装置４が、図４の直流安定化電源装置２と相違する点は、図４の基準電圧発生回路１２及びこれに含まれる基準電圧調整回路１５が、夫々基準電圧発生回路１２ａ及び基準電圧調整回路１５ａに置換されている点であり、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図４の直流安定化電源装置２におけるそれらと一致している。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置４の出力電圧、出力電流を表す。

基準電圧調整回路１５ａは、スイッチ４１、スイッチ４２、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３から構成される。基準電圧発生回路１２ａは、基準電圧調整回路１５ａ及び電圧発生器１６から構成される。スイッチ４１及び４２は、例えばトランジスタから構成される。

電圧発生器１６は、シリコン等の半導体のバンドギャップ電圧を基準として直流の一定電圧（例えば、約１．２Ｖ）Ｖｄを生成する。つまり、電圧発生器１６は、自身の負電圧側端子の電位を基準とした一定電圧Ｖｄを自身の正電圧側端子から出力する。

電圧発生器１６の正電圧側端子は誤差増幅器１３の非反転入力端子（＋）に接続されており、負電圧側端子はスイッチ４１の一端とスイッチ４２の一端に共通接続されている。スイッチ４１の他端は抵抗Ｒ２を介して接地され、スイッチ４２の他端は抵抗Ｒ３を介して接地されている。コンパレータ３１の出力端子は、スイッチ４１及び４２の各制御端子に接続されている。

スイッチ４１とスイッチ４２は、コンパレータ３１の出力信号に応じて択一的にオンとなる。コンパレータ３１の出力がローレベルとなっているとき、スイッチ４１がオン且つスイッチ４２がオフとなり、電圧発生器１６の負電圧側端子は抵抗Ｒ２と接続される。一方、コンパレータ３１の出力がハイレベルとなっているとき、スイッチ４１がオフ且つスイッチ４２がオンとなり、電圧発生器１６の負電圧側端子は抵抗Ｒ３と接続される。

電圧発生器１６の負電圧側端子からは、一定電圧Ｖｄを生成するための一定のバイアス電流が流れ出しており、そのバイアス電流は抵抗Ｒ２または抵抗Ｒ３を介してグランドラインに流れ込む。

従って、出力電流Ｉｏが検出用抵抗Ｒ１と電圧発生器３２が出力する一定電圧Ｖａとによって定められる閾値電流Ｉｔｈよりも小さく、コンパレータ３１の出力がローレベルとなっているとき、電圧発生器１６の負電圧側端子は抵抗Ｒ２と接続され、基準電圧Ｖｒｅｆは電圧発生器１６で生成された一定電圧Ｖｄと抵抗Ｒ２の両端間の電圧の和となる。一方、出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｔｈよりも大きく、コンパレータ３１の出力がハイレベルとなっているとき、電圧発生器１６の負電圧側端子は抵抗Ｒ３と接続され、基準電圧Ｖｒｅｆは電圧発生器１６で生成された一定電圧Ｖｄと抵抗Ｒ３の両端間の電圧の和となる。

ここで、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ２の抵抗値よりも大きく設定されている。従って、出力電流Ｉｏ＜閾値電流Ｉｔｈ、が成立するときの基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧とすると、出力電流Ｉｏ＞閾値電流Ｉｔｈ、が成立するときの基準電圧Ｖｒｅｆは、第１基準電圧よりも高い第２基準電圧となる。

上記説明から理解されるように、基準電圧調整回路１５ａは、電圧発生器１６と直列に接続され、電流検知回路１４ａにより検知された出力電流Ｉｏに応じて抵抗値が変化する可変抵抗である、と言える。

また、本実施形態においても、第２実施形態で説明したように、閾値電流を２個、３個、・・・、ｋ個（ｋは２以上の整数）設け、これに対応して基準電圧Ｖｒｅｆを３、４、・・・、（ｋ＋１）段階に調整するようにしてもよい。この場合、基準電圧Ｖｒｅｆを（ｋ＋１）段階に調整するためには、電圧発生器１６の負電圧端子側に択一的に接続される互いに抵抗値の異なる抵抗を（ｋ＋１）個設けると共に、スイッチ４１等のスイッチを（ｋ＋１）個設ければよい。また、電流検知回路１４ａを図５の電流検知回路１４ｂで置換しても構わない。

＜＜第５実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第５実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図７は、第５実施形態の直流安定化電源装置５の等価回路図である。図７において、図１及び図４と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。

直流安定化電源装置５が、図１の直流安定化電源装置１と相違する点は、図４の基準電圧発生回路１２及びこれに含まれる基準電圧調整回路１５が、夫々基準電圧発生回路１２ｂ及び基準電圧調整回路１５ｂに置換されている点であり、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図１の直流安定化電源装置１におけるそれらと一致している。但し、電流検知回路１４の出力は基準電圧調整回路１５ｂに与えられている。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置５の出力電圧、出力電流を表す。

基準電圧発生回路１２ｂは、基準電圧調整回路１５ｂと、電圧発生器１６、分圧抵抗Ｒ４及び分圧抵抗Ｒ５と、から構成される。電圧発生器１６の正電圧側端子は、分圧抵抗Ｒ４と分圧抵抗Ｒ５との直列回路を介して基準電圧調整回路１５ｂに接続されている。分圧抵抗Ｒ４と分圧抵抗Ｒ５との接続点は、誤差増幅器１３の非反転入力端子（＋）に接続されている。

電流検知回路１４は、出力電流Ｉｏを検知し、その検知結果を基準電圧調整回路１５ｂに伝達する。基準電圧調整回路１５ｂは、出力電流Ｉｏの検知結果に応じて基準電圧Ｖｒｅｆの値を調整する。

具体的には、基準電圧調整回路１５ｂは、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈより小さい場合、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に保つ。一方、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈより大きい場合には、出力電流Ｉｏの値が大きくなれば大きくなるほど、基準電圧Ｖｒｅｆがより高くなるように（勿論、第１基準電圧よりも高い）、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を調整する。

例えば、第１基準電圧が０．６Ｖ且つ閾値電流Ｉｔｈが７００ｍＡの場合、出力電流が７００ｍＡ以下と検知されたならば、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧である０．６Ｖに保つが、出力電流が８００ｍＡと検知されたならば基準電圧Ｖｒｅｆが０．６５Ｖになるように、出力電流が９００ｍＡと検知されたならば基準電圧Ｖｒｅｆが０．７０Ｖになるように、出力電流が１Ａと検知されたならば基準電圧Ｖｒｅｆを０．８０Ｖになるように、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を調整する。

これを実現するために、例えば、出力トランジスタＱ１のベース電流Ｉ_Bを電流検出用抵抗（不図示）に流すことで該電流検出用抵抗の両端間に生じる電圧を増幅器（不図示）で増幅し、その増幅器の出力信号に応じて基準電圧Ｖｒｅｆが上記の如く変化するように基準電圧調整回路１５ｂを構成すればよい。

分圧抵抗Ｒ４と分圧抵抗Ｒ５との接続点には、出力電流Ｉｏ＜閾値電流Ｉｔｈ、が成立するときに第１基準電圧が表れ、出力電流Ｉｏ＞閾値電流Ｉｔｈ、が成立するときに第１基準電圧よりも高い電圧が表れる。即ち、少なくとも、出力電流Ｉｏ＜閾値電流Ｉｔｈ成立時の基準電圧Ｖｒｅｆは、電圧発生器１６の出力する一定電圧Ｖｄよりも低い。

ＤＶＤ−ＲＯＭドライブ（ＤＶＤ−ＲＯＭ装置）、ＤＶＤ−ＲＡＭドライブ（ＤＶＤ−ＲＡＭ装置）に使用されるＬＳＩ（Large Scale Integration）の動作電源電圧低下のため、直流安定化電源装置の出力電圧を、半導体のバンドギャップにより生成される電圧（例えば、約１．２Ｖ）よりも低くすることが要望されているが、図７のように構成することにより、基準電圧Ｖｒｅｆを１．２Ｖよりも低い値（例えば、０．６Ｖ）に設定することができ、この結果、出力電圧Ｖｏも１．２Ｖよりも低い値（例えば、０．８Ｖ）に設定することができるようになる。

＜＜第６実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第６実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図８は、第６実施形態の直流安定化電源装置６の等価回路図である。図８において、図１、図４、図６及び図７と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。図８の直流安定化電源装置６は、第２実施形態（図４）と第４実施形態（図６）と第５実施形態（図７）との組み合わせのようなものとなっている。

直流安定化電源装置６が、図４の直流安定化電源装置２と相違する点は、図４の基準電圧発生回路１２及びこれに含まれる基準電圧調整回路１５が、夫々基準電圧発生回路１２ｃ及び基準電圧調整回路１５ｃに置換されている点であり、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図４の直流安定化電源装置２におけるそれらと一致している。但し、電流検知回路１４ａの出力は基準電圧調整回路１５ｃに与えられている。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置６の出力電圧、出力電流を表す。

基準電圧発生回路１２ｃは、基準電圧調整回路１５ｃと、電圧発生器１６、分圧抵抗Ｒ４及び分圧抵抗Ｒ５と、から構成される。電圧発生器１６の正電圧側端子は、分圧抵抗Ｒ４と分圧抵抗Ｒ５との直列回路を介して基準電圧調整回路１５ｃに接続されている。分圧抵抗Ｒ４と分圧抵抗Ｒ５との接続点は、誤差増幅器１３の非反転入力端子（＋）に接続されている。

基準電圧調整回路１５ｃは、図６の基準電圧調整回路１５ａと同様の構成を有している。つまり、図８に示す如く、分圧抵抗Ｒ５の一方の端子（分圧抵抗Ｒ４と接続されている側の端子と異なる端子）は、スイッチ４１を介して抵抗Ｒ２の一端に接続されると共に、スイッチ４２を介して抵抗Ｒ３の一端に接続される。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の各他端は接地されている。

そして、スイッチ４１とスイッチ４２は、図６（第４実施形態）におけるものと同様、コンパレータ３１の出力信号に応じて（即ち、出力電流Ｉｏの値に応じて）択一的にオンとなる。また、上述したように抵抗Ｒ３の抵抗値の方が抵抗Ｒ２の抵抗値より大きい。

従って、分圧抵抗Ｒ４と分圧抵抗Ｒ５との接続点には、出力電流Ｉｏ＜閾値電流Ｉｔｈ、が成立するときにスイッチ４１がオンとなって第１基準電圧が表れ、出力電流Ｉｏ＞閾値電流Ｉｔｈ、が成立するときにスイッチ４２がオンとなって第１基準電圧よりも高い第２基準電圧が表れる。

また、本実施形態においても、第２実施形態で説明したように、閾値電流を２個、３個、・・・、ｋ個（ｋは２以上の整数）設け、これに対応して基準電圧Ｖｒｅｆを３、４、・・・、（ｋ＋１）段階に調整するようにしてもよい。この場合、基準電圧Ｖｒｅｆを（ｋ＋１）段階に調整するために、分圧抵抗Ｒ５の一方の端子に択一的に接続される互いに抵抗値の異なる抵抗を（ｋ＋１）個設けると共に、スイッチ４１等のスイッチを（ｋ＋１）個設ければよい。また、電流検知回路１４ａを図５の電流検知回路１４ｂで置換しても構わない。

＜＜第７実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第７実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図９は、第７実施形態の直流安定化電源装置７の等価回路図である。図９において、図１と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。

本実施形態における直流安定化電源装置７は、図１における出力トランジスタＱ１、電流検知回路１４が、それぞれ出力トランジスタＱ２、電流検知回路４０に置換されている点で図１の直流安定化電源装置１と相違しており、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図１の直流安定化電源装置１におけるそれらと一致している。但し、その相違点に対応して、基準電圧調整回路１５は、電流検知回路４０からの出力信号に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを調整するようになっている。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置７の出力電圧、出力電流を表す。

出力トランジスタＱ２は、２つのコレクタＱＣ１及びＱＣ２を有するマルチコレクタ構造となっている。出力トランジスタＱ２において、エミッタ、ベース、コレクタＱＣ１、コレクタＱＣ２は、それぞれ入力端子２０、ドライブ回路１１、出力端子２１、電流検知回路４０に接続されており、一方のコレクタＱＣ１に流れる電流Ｉｃ１に略比例した微小な電流Ｉｃ２が他方のコレクタＱＣ２から電流検知回路４０に流れ込む。

分圧抵抗Ｒａ及びＲｂから成る直列回路の抵抗値は、負荷ＲＬの抵抗値より十分に大きい。従って、出力トランジスタＱ２のコレクタＱＣ１からの電流Ｉｃ１は、直流安定化電源装置７の出力電流Ｉｏに等しいと言える。

電流検知回路４０は、コレクタＱＣ２から流れる電流Ｉｃ２の値を検出する。電流Ｉｃ２は、電流Ｉｃ１に略比例しているので、電流検知回路４０は、出力電流Ｉｏを検知することができる。出力トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間に流れる電流は、電流Ｉｃ１と電流Ｉｃ２との和に等しいため、電流検知回路４０は、出力トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間に流れる電流の一部を検出することにより、出力電流Ｉｏを検知するものといえる。

電流検知回路４０は、出力電流Ｉｏの検知結果を基準電圧調整回路１５に伝達する。基準電圧調整回路１５は、出力電流Ｉｏの検知結果に応じて基準電圧Ｖｒｅｆの値を調整する。

具体的には、基準電圧調整回路１５は、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈより小さい場合、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に保つ。一方、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈより大きい場合、出力電流Ｉｏの値が大きくなれば大きくなるほど、基準電圧Ｖｒｅｆがより高くなるように（勿論、第１基準電圧よりも高い）、基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値を調整する。

これを実現するために、例えば、コレクタＱＣ２からの電流Ｉｃ２を電流検出用抵抗（不図示）に流すことで該電流検出用抵抗の両端間に生じる電圧を増幅器（不図示）で増幅し、その増幅器の出力信号に応じて基準電圧Ｖｒｅｆが上記の如く変化するように基準電圧発生回路１２を構成すればよい。

＜＜第８実施形態＞＞
次に、本発明に係る直流安定化電源装置の第８実施形態につき、図面を参照して詳細に説明する。図１０は、第８実施形態の直流安定化電源装置８の等価回路図である。図１０において、図９と同一の部分には同一の符号を付し、再度の説明を省略する。

本実施形態における直流安定化電源装置８は、図９における電流検知回路４０が、電流検知回路４０ａに置換されている点で図９の直流安定化電源装置７と相違しており、その他の点において各部位の動作及び接続関係は、図９の直流安定化電源装置７におけるそれらと一致している。但し、その相違点に対応して、基準電圧調整回路１５は、電流検知回路４０ａからの出力信号に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを調整するようになっている。また、本実施形態における出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏは、夫々直流安定化電源装置８の出力電圧、出力電流を表す。

電流検知回路４０は、電流検出用抵抗Ｒ６と、コンパレータ（比較器）４１と、電圧発生器４２と、から構成されている。

出力トランジスタＱ２のコレクタＱＣ２は、電流検出用抵抗Ｒ６に一端とコンパレータ４１の非反転入力端子（＋）に共通接続されている。電流検出用抵抗Ｒ６の他端は接地されている。電圧発生器４２は、一定電圧Ｖｅを生成し、その一定電圧Ｖｅをコンパレータ４１の反転入力端子（−）に供給している。コンパレータ４１の出力信号は、基準電圧調整回路１５に供給されている。

出力電流Ｉｏは、コレクタＱＣ２からの電流Ｉｃ２に略比例しているので、電流検出用抵抗Ｒ６の両端間に表れる電圧は、出力電流Ｉｏに対応したものとなる。そして、出力電流Ｉｏが予め定められた閾値電流Ｉｔｈと一致する場合に、コンパレータ４１の非反転入力端子（＋）の電圧と反転入力端子（−）の電圧が等しくなるように、電流検出用抵抗Ｒ６の抵抗値及び電圧発生器４２の出力する一定電圧Ｖｅは設定されている。

従って、電流検出用抵抗Ｒ６により検知された出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｔｈより小さいとき、コンパレータ４１の出力はローレベルとなり、電流検出用抵抗Ｒ６により検知された出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｔｈより大きいとき、コンパレータ４１の出力はハイレベルとなる。基準電圧調整回路１５は、コンパレータ４１からローレベルの出力信号を受けたとき、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧に設定する一方、コンパレータ４１からハイレベルの出力信号を受けたとき、基準電圧Ｖｒｅｆを第１基準電圧よりも高い第２基準電圧に設定する。

また、電流検知回路４０を図５における電流検知回路１４ｂのように構成することにより、外部信号に応じて閾値電流を変更できるようにしてもよい。また、例えば、ドライブ回路１１は、図４に示す如く、トランジスタ３０から構成される。

図１０における基準電圧発生回路１２を、図２に示す如く、電圧発生器１６と該電圧発生器１６に直列接続された基準電圧調整回路１５とから構成するようにしてもよい。本実施形態と第４実施形態と組み合わせて、図１０における基準電圧発生回路１２を図６の基準電圧発生回路１２ａのように構成してもよい。本実施形態と第５実施形態と組み合わせて、図１０における基準電圧発生回路１２を図７の基準電圧発生回路１２ｂのように構成してもよい。本実施形態と第６実施形態と組み合わせて、図１０における基準電圧発生回路１２を図８の基準電圧発生回路１２ｃのように構成してもよい。

＜＜変形等＞＞
上述の第１〜第８実施形態は、組み合わせることに矛盾なき限り、自由に組み合わせ可能である。

出力トランジスタＱ１（図１等参照）としてＮＰＮ型バイポーラトランジスタを採用しても構わない。その場合は、他の回路構成も適宜変更される。また、図９及び図１０における出力トランジスタＱ２としてＮＰＮ型バイポーラトランジスタを採用した場合、その出力トランジスタはマルチエミッタ構造となる。

本発明によれば、出力コンデンサにセラミックコンデンサを用いた場合の負荷変動率が改善されるため、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ等の記録媒体に記録されたデータを読み出す装置（或いはデータを書き込む装置）や携帯機器等の電子機器に好適である。

また、負荷変動率の問題は、セラミックコンデンサ対応型の直流安定化電源装置（セラミックコンデンサを出力コンデンサとして使用可能な直流安定化電源装置）において、特に顕在化するのであるが、負荷変動率の改善は、あらゆる直流安定化電源装置にとって有益である。従って、本発明は、セラミックコンデンサ対応型の直流安定化電源装置に限らず、あらゆる直流安定化電源装置に好適である。

本発明の第１実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。図１の直流安定化電源装置の具体的な回路の一例である。図１の直流安定化電源装置の出力電流−出力電圧特性を示す図である。本発明の第２実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。本発明の第３実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。本発明の第４実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。本発明の第５実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。本発明の第６実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。本発明の第７実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。本発明の第８実施形態に係る直流安定化電源装置の等価回路図である。従来の直流安定化電源装置の等価回路図である。図１１の出力コンデンサの等価回路図である。図１１の誤差増幅器の回路構成を示す図である。図１１の直流安定化電源装置の出力電流−出力電圧特性を示す図である。

符号の説明

１、２、３、４、５、６、７、８直流安定化電源装置
Ｑ１、Ｑ２出力トランジスタ
１１ドライブ回路
１２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ基準電圧発生回路
１３誤差増幅器
１４、１４ａ、１４ｂ、４０電流検知回路
１５、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ基準電圧調整回路
１６、３２、３３、３４、４２電圧発生器
２０入力端子
２１出力端子
２２出力コンデンサ
３１、４１コンパレータ

Ｒａ、Ｒｂ、Ｒ４、Ｒ５分圧抵抗
Ｒ１、Ｒ６電流検出用抵抗
ＲＬ負荷
Ｖｉｎ入力電圧
Ｖｏ出力電圧
Ｖｒｅｆ基準電圧
Ｖａｄｊ帰還電圧
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ一定電圧
Ｉｏ出力電流
Ｉ_B ベース電流

Claims

出力端子に電圧を出力する出力トランジスタと、
所定の基準電圧を出力する基準電圧発生手段と、
当該直流安定化電源装置の出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧とが一致するように前記出力トランジスタを制御する安定化制御手段と、
当該直流安定化電源装置の出力電流の大きさを検知するための電流検知手段と、を備え、
前記基準電圧発生手段は、前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさに応じて前記基準電圧を調整する
ことを特徴とする直流安定化電源装置。
前記基準電圧発生手段は、
前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさが所定の閾値電流より小さいとき、前記基準電圧を第１基準電圧に保つ一方、
前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさが前記閾値電流より大きいとき、前記基準電圧が前記第１基準電圧と異なる電圧になるように前記基準電圧を調整する
ことを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。
前記閾値電流を外部から与えられる信号により変更可能とした
ことを特徴とする請求項２に記載の直流安定化電源装置。
前記基準電圧発生手段は、一定電圧を出力する電圧発生器と、前記電圧発生器と直列に接続され、前記電流検知手段により検知された前記出力電流の大きさに応じて抵抗値が変化する可変抵抗と、を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載の直流安定化電源装置。
前記基準電圧発生手段は、一定電圧を出力する電圧発生器と、該一定電圧に基づく電圧を分圧する分圧抵抗とを備え、その分圧された電圧を前記基準電圧として出力する
ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載の直流安定化電源装置。
前記電流検知手段は、前記出力トランジスタのベース電流を検出することにより、前記出力電流の大きさを検知する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の直流安定化電源装置。
前記電流検知手段は、前記出力トランジスタのエミッタ−コレクタ間に流れる電流の一部を検知することにより、前記出力電流の大きさを検知する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の直流安定化電源装置。
出力発振防止用の出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使用可能な
ことを特徴とする請求項１〜請求項７の何れかに記載の直流安定化電源装置。
請求項１〜請求項８の何れかに記載の直流安定化電源装置を備えた
ことを特徴とする電子機器。