CN112363561A - 线性稳压器以及线性稳压器软启动的方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开一种线性稳压器及线性稳压器软启动的方法，以解决剧烈脉冲对外接负载的影响的问题。线性稳压器包括误差放大模块，误差放大模块包括第一误差放大单元和第二误差放大单元，用于对参考电压和采样电压之间的误差进行放大，输出误差放大信号，且第一误差放大单元在参考电压大于等于第一选通阈值时开启，第二误差放大单元在参考电压大于等于第二选通阈值时开启，第一选通阈值小于第二选通阈值；输出模块，连接至误差放大模块的输出端以及输入电压，用于根据误差放大信号的调节输出负载电压至外接负载，采样电压采样自负载电压；参考电压被配置为在初始启动阶段自初始值起逐渐增大，以获取逐渐增大的负载电压，且初始值大于等于第一选通阈值。

Description

线性稳压器以及线性稳压器软启动的方法

技术领域

本申请涉及稳压器技术领域，具体涉及一种线性稳压器以及线性稳压器软启动的方法。

背景技术

线性稳压器是一种电路上常用的器件，能够用来调整输入电压的大小，达到稳压的目的。线性稳压器使用在其线性区域内运行的晶体管或FET，从应用的输入电压中减去超额的电压，产生经过调节的输出电压。其产品均采用小型封装，具有出色的性能，并且提供热过载保护、安全限流等增值特性，关断模式还能大幅降低功耗。

现有技术中的线性稳压器包括低压差线性稳压器，低压差线性稳压器利用对地的电压差就能让功率管处于饱和导通状态，输出稳定的负载电压以稳定驱动外接负载。

现有技术中，在启动线性稳压器以驱动外接负载时，该线性稳压器很有可能会产生超出所述外接负载的正常工作电压的瞬间过电压冲击，造成外接负载的性能损耗，甚至毁损。这种瞬间过电压是发生在极短时间内的一种剧烈脉冲，对外接负载的影响较大，如何防止该种剧烈脉冲的产生，成为本领域的技术人员亟待解决的问题。

发明内容

鉴于此，本申请提供一种线性稳压器及线性稳压器软启动的方法，以解决剧烈脉冲对外接负载的影响的问题。

本申请提供的一种线性稳压器，包括：

误差放大模块，包括第一误差放大单元和第二误差放大单元，用于对参考电压和采样电压之间的误差进行放大，输出误差放大信号，且所述第一误差放大单元在所述参考电压大于等于第一选通阈值时开启，所述第二误差放大单元在所述参考电压大于等于第二选通阈值时开启，所述第一选通阈值小于所述第二选通阈值；

输出模块，用于获取输入电压，并连接至所述误差放大模块的输出端，根据所述误差放大信号输出负载电压至外接负载，所述采样电压采样自所述负载电压；

所述参考电压被配置为在初始启动阶段自初始值起逐渐增大，以获取逐渐增大的负载电压，且所述初始值大于等于所述第一选通阈值。

可选的，所述第二误差放大单元的选通阈值稳定性优于所述第一误差放大单元的选通阈值稳定性。

可选的，所述参考电压被配置为在增大至第一预设值后保持稳定，以使得所述采样电压和负载电压稳定，所述第一预设值大于等于所述第二选通阈值。

可选的，所述第一误差放大单元和第二误差放大单元均包括电流镜和输入对管，所述电流镜具有两个输出端，所述输入对管包括两个晶体管，所述两个晶体管的源极通过偏置电流源接地，漏极分别连接至所述电流镜的两个输出端，栅极用于获取所述参考电压和所述采样电压。

可选的，所述第一选通阈值小于等于0V，所述第二选通阈值大于等于0.4V。

可选的，所述第一误差放大单元的输入对管包括两个耗尽型NMOS管，所述第一选通阈值为所述耗尽型NMOS管的导通阈值；所述第二误差放大单元的输入对管包括两个增强型NMOS管，所述第二选通阈值为所述增强型NMOS管的导通阈值。

可选的，所述第一误差放大单元包括开关单元，所述开关单元设置于所述第一误差放大单元的输入对管的漏极与所述电流镜的输出端之间，用于在所述参考电压高于第二预设值时控制所述第一误差放大单元关断，所述第二预设值大于等于所述第二选通阈值，小于等于所述第一预设值，所述第一预设值为所述线性稳压器的稳定参考电压，使得所述采样电压和负载电压稳定。

可选的，所述开关单元包括两个开关晶体管，所述两个开关晶体管的源极分别连接至所述输入对管中两个晶体管的漏极，所述两个开关晶体管的漏极分别连接于所述电流镜的两个输出端，所述两个开关晶体管的栅极用于获取控制电压，由所述控制电压控制所述两个开关晶体管同时导通和关断。

可选的，所述第一误差放大单元和第二误差放大单元共用电流镜；所述电流镜包括栅极相互连接的第一PMOS管和第二PMOS管，所述第一PMOS管的栅极和漏极相互连接，且所述第一PMOS管和第二PMOS管的两个源极均连接至一个第二电源，两个漏极分别连接到所述输入对管中的两个晶体管的漏极。

可选的，所述误差放大信号包括第一误差放大信号以及第二误差放大信号，且所述第一误差放大单元开启时输出所述第一误差放大信号，所述第二误差放大单元开启时输出所述第二误差放大信号。

可选的，所述输出模块包括功率管，所述功率管的栅极连接至所述误差放大模块的输出端，源极连接至所述输入电压，漏极通过采样单元接地，并作为输出端，用于输出所述负载电压；所述采样单元包括两个串联在地和所述功率管的漏极之间的电阻，两个所述电阻的连接点连接至所述误差放大模块，并输出所述采样电压至所述误差放大模块。

本申请还提供了一种线性稳压器软启动的方法，包括以下步骤：

在所述线性稳压器的初始启动阶段，提供一个自初始值逐渐增大的启动参考电压；

对所述启动参考电压和采样电压之间的误差进行放大，输出误差放大信号以调控所述线性稳压器输出的负载电压，所述采样电压采样自所述负载电压；

所述误差放大信号包括第一误差放大信号和第二误差放大信号，其中：

在所述启动参考电压升高至大于等于所述第一选通阈值时，采用第一误差放大单元对所述启动参考电压和采样电压进行误差放大，输出所述第一误差放大信号；

在所述启动参考电压升高至大于所述第二选通阈值时，采用第二误差放大单元对所述启动参考电压和采样电压进行误差放大，输出所述第二误差放大信号；

所述第一选通阈值小于所述第二选通阈值。

可选的，还包括：在所述启动参考电压增大至第一预设值后，保持所述启动参考电压稳定，所述线性稳压器进入稳定工作阶段，输出稳定负载电压，所述第一预设值大于等于所述第二选通阈值。

可选的，还包括：在所述启动参考电压增大至第二预设值后，关断所述第一误差放大单元，所述第二预设值大于等于所述第二选通阈值，小于等于所述第一预设值。

可选的，所述第一误差放大单元选用耗尽型NMOS管作为输入对管，且所述第一选通阈值与所述耗尽型NMOS管的导通阈值相等；所述第二误差放大单元选用增强型NMOS管作为输入对管，且所述第二选通阈值与所述增强型NMOS管的导通阈值相同。

可选的，所述启动参考电压为从0开始递增的斜坡电压。

本申请所述的线性稳压器以及线性稳压器软启动的方法使用逐渐增大的参考电压，通过误差放大的反馈环路控制，使得所述采样电压和负载电压跟随增大，逐渐建立起稳定的负载电压输出，有效防止由于输出建立过快而导致的电压过冲问题，避免在初始启动阶段对外接负载造成过压冲击。并且，采用两个误差放大单元在不同的参考电压下依次启动，可以在实现软启动、建立起逐渐增大的负载电压后，根据需要选择使用两个误差放大单元同时对负载电压进行反馈调节，或仅使用单个的误差放大单元对负载电压进行反馈调节，更加灵活机动。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本申请的一实施例中线性稳压器的连接关系示意图；

图2是在图1所示的实施例中输出模块的结构示意图；

图3是在图1所示的实施例中误差放大模块的结构示意图；

图4是在图1所示的实施例中误差放大模块的另一结构示意图。

具体实施方式

发明人研究发现，所述线性稳压器在启动阶段产生剧烈脉冲的原因在于，线性稳压器在上电启动时，输出建立的速度过快，导致线性稳压器的输出至负载的电压跟随输入电压的变化激增，产生超出正常工作电压的瞬间过电压，形成剧烈的脉冲，影响该线性稳压器连接的外接负载的性能。

并且，在线性稳压器存在输出电容时，过快的输出电压响应速度也会造成较大的冲击电流，使得该线性稳压器自身也面临较大的电流冲击。

基于此，本发明提出了一种能够实现软启动的线性稳压器和线性稳压器的软启动方法，能够减缓输出建立的速度，防止输出至外接负载的负载电压激增，造成浪涌风险。

下面结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而非全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。

请参考图1，为本申请的一种实施例中线性稳压器的结构关系示意图。

在该实施例中，所述线性稳压器100包括误差放大模块101和输出模块102。

所述误差放大模块101包括第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012，用于对参考电压VREF和采样电压VFB之间的误差进行放大，输出误差放大信号VEA_OUT调节所述线性稳压器100的负载电压VOUT。所述第一误差放大单元1011在所述参考电压VREF大于等于第一选通阈值时开启，所述第二误差放大单元1012在所述参考电压VREF大于等于第二选通阈值时开启，所述第一选通阈值小于所述第二选通阈值。

在该实施例中，所述误差放大信号VEA_OUT包括第一误差放大信号VEA_OUT1以及第二误差放大信号VEA_OUT2，分别由所述第一误差放大单元1011开启时输出，以及由所述第二误差放大单元1011开启时输出。

在该实施例中，所述第二误差放大单元1012的选通阈值稳定性优于所述第一误差放大单元1011的选通阈值稳定性，这样，可以根据需要，在需要更高的稳定性时开启所述第二误差放大单元1012来调节所述负载电压VOUT，以增强所述线性稳压器100的稳定性。

在该实施例中，所述采样电压VFB采样自所述输出模块102输出的负载电压VOUT，所述误差放大信号VEA_OUT可以用来调节所述输出模块102输出的负载电压VOUT。

具体的，在所述负载电压VOUT稳定时，所述参考电压VREF与采样电压VFB在反馈调节的作用下处于相等的状态，此时所述误差放大信号VEA_OUT为0。

当所述负载电压VOUT增大时，所述采样电压VFB增大，所述采样电压VFB和所述参考电压VREF之间的差值为正，所述误差放大信号VEA_OUT也从0增大至一正数，导致输出模块102的内阻增大，当所述输入电压Vin经过所述输出模块102后，所述输出模块102两端的压降增大，负载电压VOUT减小。

当负载电压VOUT减小时，所述采样电压VFB减小，述采样电压VFB和所述参考电压VREF之间的差值为负，所述误差放大信号VEA_OUT从0下降为一负数，导致所述输出模块102的内阻减小，当所述输入电压Vin经过所述输出模块102后，所述输出模块102两端的压降减小，负载电压VOUT增大。

在该实施例中，所述输出模块102连接至输入电压端以获取输入电压Vin，并连接至所述误差放大模块101的输出端，根据所述误差放大信号VEA_OUT输出负载电压VOUT至外接负载103。

请参阅图2，图2为在图1所示的实施例中输出模块102的结构示意图。

在图2所示的实施例中，所述输出模块102包括功率管MP5，所述功率管MP5的栅极连接至所述误差放大模块101的输出端，以获取所述误差放大信号VEA_OUT，所述功率管MP5的漏极连接至外接负载103，并输出所述负载电压VOUT至外接负载103，所述功率管MP5的源极输入有所述输入电压Vin。

在该实施例中，所述功率管MP5为PMOS管，因此只要所述功率管MP5的栅极获取到的误差放大信号VEA_OUT小于等于所述功率管MP5的关断阈值VTH，所述功率管MP5就可以导通。通过改变所述误差放大信号VEA_OUT，可以调节所述功率管MP5的源漏极之间的导通电阻。

具体的，所述误差放大信号VEA_OUT增大时，所述导通电阻增大，输入电压Vin从所述功率管MP5的源极输入时在源漏极之间产生的压降增大，负载电压VOUT减小；所述误差放大信号VEA_OUT减小时，所述导通电阻减小，输入电压Vin从所述功率管MP5的源极输入时在源漏极之间产生的压降减小，所述负载电压VOUT增大。

在该实施例中，所述功率管MP5的漏极还通过采样单元接地，所述采样单元包括两个串联的第一电阻R1和第二电阻R2，所述第一电阻R1和第二电阻R2的连接点用于输出所述采样电压VFB。所述采样电压VFB和所述负载电压VOUT的关系如下：

VFB＝R1×VOUT/(R 1+R 2)；

其中，VOUT为所述负载电压VOUT的值，R1为第一电阻R1的阻值，R2为第二电阻R2的阻值。

在一些其他的实施例中，还可以根据需要在所述功率管MP5的漏极与地之间连接一个旁路电容，以滤除高频噪声，提高所述负载电压VOUT的信噪比。

在图1、2所示的实施例中，在所述线性稳压器100(请参阅图1)的初始启动阶段，所述参考电压VREF被配置为从0开始逐渐增大，所述第一误差放大单元1011处于开启状态，对所述参考电压VREF和采样电压VFB进行误差放大输出，输出第一误差放大信号VEA_OUT1，此时，输出到所述输出模块102以调整所述负载电压VOUT的误差放大信号VEA_OUT为所述第一误差放大信号VEA_OUT1。

由于反馈调节的存在，所述采样电压VFB与所述参考电压VREF相等，也从0开始逐渐增大。并且，由于所述负载电压VOUT是采样电压VFB的倍数，因此，所述负载电压VOUT也从一个初始值开始逐渐增大，该初始值为所述第一选通阈值的倍数，所述倍数由所述采样单元中两个电阻的阻值决定。

在该实施例中，通过设置所述第一选通阈值，就能够设置足够低的初始值，使得所述负载电压VOUT能够从一个足够低的值开始逐渐增大。在一些实施例中，所述参考电压VREF为从0V增长的斜坡电压，使得负载电压VOUT能够从0V开始平顺增长，防止在所述线性稳压器100初始启动阶段，输出建立速度过快，所述负载电压VOUT急剧、快速增长，造成过压冲击，造成外接负载103的毁损。

在一些实施例中，所述参考电压VREF被配置为在增大至第一预设值后保持稳定，以使得所述采样电压VFB和负载电压VOUT稳定，从而使得所述外接负载103能够稳定工作。在一些实施例中，可根据所述外接负载103需要的稳定工作条件来设置所述第一预设值。

本实施例设置有具有不同的选通阈值的所述第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012，随着所述参考电压VREF的不断增大，可以依次开启不同的误差放大单元来输出所述误差放大值，满足用户在不同参考电压VREF下驱动不同的误差放大单元工作的需求。

并且，在一些实施例中，由于具有第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012，在所述参考电压VREF大于等于所述第二选通阈值后，由所述第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012同时对所述功率管MP5的源漏极之间的导通电阻进行调整，从而调整所述负载电压VOUT。

此时，所述误差放大信号VEA_OUT为所述第一误差放大信号VEA_OUT1和第二误差放大信号VEA_OUT2的和值，能够提高对所述负载电压VOUT的调整效果。

请同时参阅图1至图3，其中图3为在图1所述的实施例中的误差放大单元101的电路结构示意图。

在该实施例中，所述第一误差放大单元1011(请参考图1)包括第一电流镜2011以及第一输入对管2021，第二误差放大单元1012(请参考图1)包括第二电流镜2012以及第二输入对管2022。

在该实施例中，所述第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012分别设置有电流镜。实际上，也可根据需要只设置一个电流镜，让所述第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012共用一个电流镜，以简化所述误差放大模块101的电路结构。

在该实施例中，所述第一电流镜2011包括栅极相互连接的第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2，所述第一PMOS管MP1(第二PMOS管MP2)的栅极和漏极相互连接，所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的源极连接至第二电源。

所述第一输入对管2021包括第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2，所述第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2具有第一导通阈值，且漏极分别连接到所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的漏极，源极均通过偏置电流源IB1接地，栅极分别连接到参考电压端和采样电压端。

所述第二电流镜2022包括栅极相互连接的第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4，第三PMOS管MP3(第四PMOS管MP4)的栅极和漏极相互连接，所述第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的源极连接至第二电源。

所述第二输入对管2022包括第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2，所述第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2具有第二导通阈值，漏极分别连接到所述三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的漏极，源极均通过偏置电流源IB1接地，栅极分别用于连接到所述参考电压端和所述采样电压端。

在该实施例中，所述输入对管的导通阈值与误差放大单元的选通阈值一致，所述第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2的导通阈值小于0V，所述第一选通阈值也小于0V，所述初始值大于等于0即可。所述第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2的导通阈值为0.4V，所述第二选通阈值为0.4V。实际上，也可根据需要选择具有不同的导通阈值的所述耗尽型NMOS管和增强型NMOS管。

在该实施例中，所述第一误差放大单元1011中具有第一开关S1和第二开关S2，所述初始值为0V。

在初始启动阶段，所述参考电压VREF从0V开始增大，所述第一开关S1和第二开关S2闭合，所述第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2的漏极能够分别连接到所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的漏极，所述第一误差放大单元1011处于可以被启动的状态。此时，所述第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2在所述参考电压VREF和采样电压VFB的驱动下导通，对所述参考电压VREF和所述采样电压VFB之间的误差进行放大输出，输出所述第一误差放大信号VEA_OUT1来调节所述功率管MP5(此处可参阅图2)的源漏极之间的导通电阻。

此时，所述采样电压VFB在反馈调节的作用下与所述参考电压VREF相等，所述负载电压VOUT为所述采样电压VFB的倍数，因此所述负载电压VOUT也从0V开始增大。

并且，由于所述第二选通阈值小于等于所述第一预设值，因此在所述参考电压VREF上升至第一预设值并保持稳定前，所述第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2能够导通，使得由第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2构成的第二误差放大单元1012开启，并对所述采样电压VFB和参考电压VREF之间的误差进行放大输出，输出所述第二误差放大信号VEA_OUT2来调节所导通电阻。

在一些实施例中，在所述参考电压VREF上升至大于等于所述第二选通阈值后，所述第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012同时对所述参考电压VREF和采样电压VFB之间的误差进行放大，并分别输出第一误差放大信号VEA_OUT1以及第二误差放大信号VEA_OUT2。

此时，由所述第一误差放大信号VEA_OUT1以及第二误差放大信号VEA_OUT2共同调节所述输出模块102中功率管MP5的源漏极之间的导通电阻，对所述功率管MP5的源漏极之间的导通电阻的调节力度更强，因此对所述负载电压VOUT的调节力度也更强。

在图3所示的实施例中，在所述参考电压VREF上升至大于等于所述第二选通阈值后，断开第一开关S1和第二开关S2，控制所述第一耗尽型NMOS管MND1与所述第一PMOS管MP1之间的连接、所述第二耗尽型NMOS管MND2与所述第二PMOS管MP2之间的连接断开。此时，所述第一误差放大单元1011关闭，无论所述参考电压VREF和采样电压VFB的数值有多大，所述第一误差放大单元1011都不会输出所述第一误差放大信号VEA_OUT1，停止对所述功率管MP5的源漏极之间的导通电阻的调整。

此时，仅由所述第二误差放大单元1012输出的第二误差放大信号VEA_OUT 2来调整所功率管MP5的源漏极之间的电阻，避免同时使用所述第一误差放大单元1011和第二误差放大单元1012时，对所述功率管MP5的源漏极之间的导通电阻的过强调节。

在一些实施例中，所述第一开关S1和第二开关S2在所述参考电压VREF大于等于第二预设值时断开。所述第二预设值大于等于所述第二选通阈值，小于等于所述第一预设值。

通过设置所述第二预设值以及所述第一开关S1和第二开关S2，使得在所述参考电压VREF超过所述第二预设值时，能够关断所述第一误差放大单元1011，防止两个误差放大单元同时对所述导通电阻进行调节，导致反馈调节过程中所述负载电压VOUT的调节变化幅度过大，不利于外接负载103的正常导通。

在一些实施例中，可根据需要设置所述第二预设值。例如，所述第二预设值等于所述第二选通阈值，此时，在所述第二误差放大单元1012开启的瞬间，所述第一误差放大单元1011就被关断，仅由所述第二误差放大单元1012输出的第二误差放大信号VEA_OUT2对所述负载电压VOUT进行反馈调节。

实际上，由于所述第二误差放大单元1012的输入对管2022的导通阈值也有可能发生漂移，实际上的导通阈值可能会高于或低于理论上的导通阈值，因此，如果恰好将所述第二预设值设置为等于所述第二选通阈值，则可能出现第一误差放大单元1011被切断，第二误差放大单元1012也没有开启的现象。此时，所述误差放大模块101不能对所述采样电压VFB以及所述参考电压VREF进行误差放大输出，所述线性稳压器失调。

因此，可以将所述第二预设值设置为大于所述第二选通阈值以降低线性稳压器100失调发生的可能性。

该实施例中的第一误差放大单元1011利用了第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2导通阈值低的特点，使得负载电压VOUT能够从更低的初始值开始升高，避免负载电压VOUT在初始启动时过大导致的过冲问题，且第一误差放大单元1011的输出与参考电压的跟随性更好，能够实现负载电压VOUT的平顺增长。

由于第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2同时也具有导通阈值易漂移的特点，而第一误差放大单元1011的第一选通阈值即为所述第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2的导通阈值，因此，所述第一误差放大单元1011的第一选通阈值也存在易漂移的特点，如果在稳定状态也采用第一误差放大单元1011建立负反馈环路，容易造成线性稳压器的失调。

因此，该实施例中还提供了所述第二误差放大单元1012，利用了第二误差放大单元1012中第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2的导通阈值较耗尽型NMOS管的导通阈值更稳定的特性。由于第二误差放大单元1012的第二选通阈值为所述第一增强型NMOS管MN1和第二增强型NMOS管MN2的导通阈值，因此，所述第二误差放大单元1012的第二选通阈值相较于第一选通阈值更加稳定，所述第二误差放大单元1012的选通阈值稳定性优于所述第一误差放大单元1011的选通阈值稳定性。在稳定状态下选用所述第二误差放大单元1012建立反馈调节，使得所述线性稳压器100更不易发生失调。

在该实施例中，在初始启动阶段，利用第一误差放大单元1011提供反馈，使得负载电压VOUT能够从0开始稳定上升；在达到稳定工作阶段，关断所述第一误差放大单元1011，并利用第二误差放大单元1012提供反馈，使得负载电压VOUT能够稳定输出，有效防止所述线性稳压器100发生失调。

请参阅图4，为在图1所述的实施例中的所述误差放大模块101的另一结构示意图。

在图4所示的实施例中，所述第一误差放大单元1011(请参阅图1)和第二误差放大单元1012(请参阅图1)共用所述电流镜201，节约了所述误差放大模块101中的器件数目，简化所述误差放大模块101的结构，降低线性稳压器100的制备成本。

在该实施例中，所述第一误差放大单元1011包括开关单元203，所述开关单元203包括第一开关晶体管MN3、第二开关晶体管MN4，所述第一开关晶体管MN3、第二开关晶体管MN4的栅极用于获取控制电压VST_H，由所述控制电压VST_H控制所述两个开关晶体管同时导通和关断。所述第一开关晶体管MN3的漏极连接所述第一PMOS管MP1的漏极，源极连接第一耗尽型NMOS管MND1的漏极，所述第二开关晶体管MN4的漏极连接所述第二PMOS管MP2的漏极，源极连接至所述第二耗尽型NMOS管MND2的漏极。

在所述控制电压VST_H为高电平时，所述第一开关晶体管MN3、第二开关晶体管MN4同时导通，所述第一耗尽型NMOS管MND1和第二耗尽型NMOS管MND2分别连接到所述第一PMOS管MP1的漏极以及所述第二PMOS管MP2的漏极，所述第一误差放大单元1011开启，根据所述参考电压VREF和采样电压VFB输出所述第一误差放大信号VEA_OUT1。在所述控制电压VST_H为低电平时，所述第一开关晶体管MN3、第二开关晶体管MN4同时关断，所述第一耗尽型NMOS管MND1与所述第一PMOS管MP1的漏极断开连接，所述第二耗尽型NMOS管MND2与所述第二PMOS管MP2的漏极也断开连接，所述第一误差放大单元1011关断。

在该实施例中，在初始启动阶段，所述参考电压VREF大于等于所述第一选通阈值，所述控制电压VST_H输出高电平控制所述第一开关晶体管MN3和第二开关晶体管MN4导通，所述第一误差放大单元1011启动。

在所述参考电压VREF升高至第二预设值时，所述控制电压VST_H翻转，输出低电平，将所述第一开关晶体管MN3和第二开关晶体管MN4关断，此时，所述第一误差放大单元1011关闭，不再对所述参考电压VREF和采样电压VFB进行误差放大输出，仅由所述第二误差放大单元1012对所述参考电压VREF和采样电压VFB进行误差放大输出。

本发明的实施例中，还提供一种线性稳压器软启动的方法，所述线性稳压器可以如图1所示，也可以是其他具有两个不同导通阈值的误差放大单元的线性稳压器。

所述方法包括以下步骤：

步骤101：在所述线性稳压器100(请参阅图1)的初始启动阶段，提供一个自初始值逐渐增大的启动参考电压VREF。

步骤102：对所述启动参考电压VREF和采样电压VFB之间的误差进行放大，输出误差放大信号VEA_OUT以调控所述线性稳压器100输出的负载电压VOUT，所述采样电压VFB采样自所述负载电压VOUT，并与所述启动参考电压VREF做同向变化。

所述误差放大信号包括第一误差放大信号VEA_OUT1(请参阅图1)和第二误差放大信号VEA_OUT2(请参阅图1)，因此所述方法还包括以下步骤：

步骤103：在所述启动参考电压VREF升高至大于等于所述第一选通阈值时，采用第一误差放大单元1011(请参考图1)对所述启动参考电压VREF和采样电压VFB进行误差放大，输出所述第一误差放大信号VEA_OUT1。

步骤104：在所述启动参考电压VREF升高至大于所述第二选通阈值时，采用第二误差放大单元1012(请参考图1)对所述启动参考电压VREF和采样电压VFB进行误差放大，输出所述第二误差放大信号VEA_OUT2。

在该实施例中，所述第一选通阈值小于所述第二选通阈值。

在该实施例中，由于反馈机制的存在，当启动参考电压VREF自初始值逐渐增大时，所述采样电压VFB也会跟随所述启动参考电压VREF增大。由于所述采样电压VFB采样自所述负载电压VOUT，因此所述负载电压VOUT也随着采样电压VFB的增大而增大，逐渐建立起稳定的负载电压VOUT输出，防止由于输出建立过快而导致的电压过冲问题，避免在初始启动阶段对外接负载103造成过压冲击。

在该实施例中，所述方法还包括：在所述启动参考电压VREF增大至第一预设值后，保持所述启动参考电压VREF稳定，所述线性稳压器100进入稳定工作阶段，输出稳定负载电压，所述第一预设值大于等于所述第二选通阈值。

在该实施例中，所述启动参考电压VREF为从0开始递增的斜坡电压。

在该实施例中，所述第一误差放大单元1011选用耗尽型NMOS管作为输入对管，利用了耗尽型NMOS管的导通阈值小于0的特点，使得初始值可以尽可能的小，例如设置成0V，从而使得所述采样电压VFB可以从0开始增长，所述负载电压VOUT也从0开始逐渐增长，防止由于负载电压VOUT输出建立过快而导致的电压过冲问题，从而避免在初始启动阶段对外接负载103造成过压冲击。

在该实施例中，所述第二误差放大单元1012选用增强型NMOS管作为输入对管，所述第二选通阈值与所述增强型NMOS管的导通阈值相同。利用增强型NMOS管导通阈值稳定性较高的特点，在稳定阶段使用所述第二误差放大单元1012来实现对所述输出模块102输出的负载电压VOUT的调节，能够有效防止在稳定阶段仍使用所述第一误差放大单元1011进行调节时，第一误差放大单元1011不稳定的选通阈值造成的线性稳压器100失调的问题。

在一些实施例中，还包括：在所述启动参考电压VREF增大至第二预设值后关断所述第一误差放大单元1011，所述第二预设值大于等于所述第二选通阈值，小于等于所述第一预设值。此时，所述第二误差放大单元1012启动，并仅由所述第二误差放大单元1012对所述启动参考电压VREF和采样电压VFB进行误差放大。

在这些实施例中，在所述启动参考电压VREF大于等于所述第二预设值时关断所述第一误差放大单元1011，仅由所述第二误差放大单元1012对所述输出模块102输出的负载电压VOUT进行调节，可以避免由所述第一误差放大单元1011造成的失调问题。

以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。

Claims (16)

1.一种线性稳压器，其特征在于，包括：

误差放大模块，包括第一误差放大单元和第二误差放大单元，用于对参考电压和采样电压之间的误差进行放大，输出误差放大信号，且所述第一误差放大单元在所述参考电压大于等于第一选通阈值时开启，所述第二误差放大单元在所述参考电压大于等于第二选通阈值时开启，所述第一选通阈值小于所述第二选通阈值；

输出模块，用于获取输入电压，并连接至所述误差放大模块的输出端，根据所述误差放大信号输出负载电压至外接负载，所述采样电压采样自所述负载电压；

所述参考电压被配置为在初始启动阶段自初始值起逐渐增大，以获取逐渐增大的负载电压，且所述初始值大于等于所述第一选通阈值。

2.根据权利要求1所述的线性稳压器，其特征在于，所述第二误差放大单元的选通阈值稳定性优于所述第一误差放大单元的选通阈值稳定性。

3.根据权利要求1所述的线性稳压器，其特征在于，所述参考电压被配置为在增大至第一预设值后保持稳定，以使得所述采样电压和负载电压稳定，所述第一预设值大于等于所述第二选通阈值。

4.根据权利要求1所述的线性稳压器，其特征在于，所述第一误差放大单元和第二误差放大单元均包括电流镜和输入对管，所述电流镜具有两个输出端，所述输入对管包括两个晶体管，所述两个晶体管的源极通过偏置电流源接地，漏极分别连接至所述电流镜的两个输出端，栅极用于获取所述参考电压和所述采样电压。

5.根据权利要求1所述的线性稳压器，其特征在于，所述第一选通阈值小于等于0V，所述第二选通阈值大于等于0.4V。

6.根据权利要求4所述的线性稳压器，其特征在于，所述第一误差放大单元的输入对管包括两个耗尽型NMOS管，所述第一选通阈值为所述耗尽型NMOS管的导通阈值；所述第二误差放大单元的输入对管包括两个增强型NMOS管，所述第二选通阈值为所述增强型NMOS管的导通阈值。

7.根据权利要求4所述的线性稳压器，其特征在于，所述第一误差放大单元还包括开关单元，所述开关单元设置于所述第一误差放大单元的输入对管的漏极与所述电流镜的输出端之间，用于在所述参考电压高于第二预设值时控制所述第一误差放大单元关断，所述第二预设值大于等于所述第二选通阈值，小于等于第一预设值，所述第一预设值为所述线性稳压器的稳定参考电压，使得所述采样电压和负载电压稳定。

8.根据权利要求7所述的线性稳压器，其特征在于，所述开关单元包括两个开关晶体管，所述两个开关晶体管的源极分别连接至所述输入对管中两个晶体管的漏极，所述两个开关晶体管的漏极分别连接于所述电流镜的两个输出端，所述两个开关晶体管的栅极用于获取控制电压，由所述控制电压控制所述两个开关晶体管同时导通和关断。

9.根据权利要求4所述的线性稳压器，其特征在于，所述第一误差放大单元和第二误差放大单元共用电流镜；所述电流镜包括栅极相互连接的第一PMOS管和第二PMOS管，所述第一PMOS管的栅极和漏极相互连接，且所述第一PMOS管和第二PMOS管的两个源极均连接至一个第二电源，两个漏极分别连接到所述输入对管中的两个晶体管的漏极。

10.根据权利要求1所述的线性稳压器，其特征在于，所述误差放大信号包括第一误差放大信号以及第二误差放大信号，且所述第一误差放大单元开启时输出所述第一误差放大信号，所述第二误差放大单元开启时输出所述第二误差放大信号。

11.根据权利要求1所述的线性稳压器，其特征在于，所述输出模块包括功率管，所述功率管的栅极连接至所述误差放大模块的输出端，源极连接至所述输入电压，漏极通过采样单元接地，并作为输出端，用于输出所述负载电压；所述采样单元包括两个串联在地和所述功率管的漏极之间的电阻，两个所述电阻的连接点连接至所述误差放大模块，并输出所述采样电压至所述误差放大模块。

12.一种线性稳压器软启动的方法，其特征在于，包括以下步骤：

在所述线性稳压器的初始启动阶段，提供一个自初始值逐渐增大的启动参考电压；

对所述启动参考电压和采样电压之间的误差进行放大，输出误差放大信号，以调控所述线性稳压器输出的负载电压，所述采样电压采样自所述负载电压；

所述误差放大信号包括第一误差放大信号和第二误差放大信号，其中：

在所述启动参考电压升高至大于等于所述第一选通阈值时，采用第一误差放大单元对所述启动参考电压和采样电压进行误差放大，输出所述第一误差放大信号；

在所述启动参考电压升高至大于所述第二选通阈值时，采用第二误差放大单元对所述启动参考电压和采样电压进行误差放大，输出所述第二误差放大信号；

所述第一选通阈值小于所述第二选通阈值。

13.根据权利要求12所述的线性稳压器软启动的方法，其特征在于，还包括：在所述启动参考电压增大至第一预设值后，保持所述启动参考电压稳定，所述线性稳压器进入稳定工作阶段，输出稳定负载电压，所述第一预设值大于等于所述第二选通阈值。

14.根据权利要求13所述的线性稳压器软启动的方法，其特征在于，还包括：在所述启动参考电压增大至第二预设值后，关断所述第一误差放大单元，所述第二预设值大于等于所述第二选通阈值，小于等于所述第一预设值。

15.根据权利要求12所述的线性稳压器软启动的方法，其特征在于，所述第一误差放大单元选用耗尽型NMOS管作为输入对管，且所述第一选通阈值与所述耗尽型NMOS管的导通阈值相等；所述第二误差放大单元选用增强型NMOS管作为输入对管，且所述第二选通阈值与所述增强型NMOS管的导通阈值相同。

16.根据权利要求12所述的线性稳压器软启动的方法，其特征在于，所述启动参考电压为从0开始递增的斜坡电压。

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